TW541813B

TW541813B - Method and apparatus for processing a modulated signal using an equalizer and a rake receiver

Info

Publication number: TW541813B
Application number: TW090118042A
Authority: TW
Inventors: John E Smee; Ahmad Jalali
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2000-07-24
Filing date: 2001-07-24
Publication date: 2003-07-11
Also published as: AU2001275988A1; US7082174B1; WO2002009305A3; EP1981174A2; WO2002009305A2; EP1981174A3; KR20030017654A; CN1284308C; CN1449603A; HK1056796A1; US7397844B2; EP1981174B1; ATE403977T1; EP1303920A2; US20060056496A1; KR100809888B1; EP1303920B1; DE60135228D1; JP4938201B2; BR0112677A

Description

541813 .! ； ;9,-, - r Α7 丨 B7 •j - ... ·______ 玉、發明説明（1 ) I. 發明範圍本發明和資料通訊有關，更特別的是，本發明和使用一等化器及一耙式接收器接收一調變訊號並對其進行處理以產生精進效能之新式及改進之方法及裝置有關。 II. 相關技術描述現今吾人亟需通訊系統以支援各式應用’此類通訊系統其中之一為分碼多向近接（CDMA)系統，其可藉由陸上鏈路支援使用者間之聲音及資料通訊，在一多重存取通訊系統中之CDMA技術之使用係揭示於美國專利案號 4,901，307、標題為“使用衛星或陸上重覆發訊器（repeaters) 之展頻多重存取通訊系統”，以及美國專利案號 5，103,459、標題為“用以在一 CDMA行動電話系統中產生波型之系統及方法’’，另一特殊CDMA系統係揭示於美國專利申請案號08/963386於1997年11月3日送件、標題為“用於高速率封包資料傳輸之方法及裝置”（在此之後稱之為 HDR系統），這些專利及專利申請案隸屬於本發明之委託人，並在此以全文引用之方式納入本文中作為參考。一 CDMA系統其典型設計會符合一或多項標準，此類標準包含“用於雙重組態寬頻展頻行動電話系統之 TIA/EIA/IS-95遠端站台基地站台相容標準（TIA/EIA/IS-95 Remote Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System)”（所謂IS-95標準），該標準由稱為“第三代夥伴關係專案（3fd Generation Partnership Project)’’（3GPP)國際協會所提出，本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 541¾¾ I —A :

A7 B7 五、發明説明（2 ) 並具體描述於一組文件當中，這些文件包括文件案號3G TS 25.211，3G TS 25.212，3G TS 25.213，以及 3G TS 25.214(稱為1^<01^八標準），以及“用於001^八2000展頻系統之 TR-45.5實體層面標準（TR-45.5 Physical Layer Standard for cdma2000 Spread Spectrum Systems)”（稱之為 CDMA-2000 標準），新的 CDMA 標準仍持續提出並使用，這些 CDMA標準在以全文引用的方式納入本文中作為參考。一 CDMA系統一般利用一耙式接收器以處理傳輸於前送或返回鏈路中之調變信號，耙式接收器一般包含一搜尋元件以及複數個指狀處理器，該搜尋元件用於尋找所接收信號（或多重路徑（multipaths))中之明顯樣本，而指狀處理器則用於處理最明顯多重路徑以對這些多重路徑產生解調符號，耙式接收器然後將來自所有使用指狀處理器之解調符號予以整合以產生回復（recovered)符號，其為傳輸資料之估計值，乾式接收器藉由多重訊號路徑有效率地整合所接收之能量。耙式接收器對於在低訊號對雜訊比值（S/N)中運作之 CDMA系統提供了可接受程度之功能表現，對於設計用於以高資料速率傳輸資料之CDMA系統（如HDR系統）而言，其則需要較高之訊號對雜訊比值（S/N)，為達較高之訊號對雜訊比值，對於造成雜訊部份N之因子需予以降低，該雜訊部份包括熱雜訊（No)、因其他傳輸來源及其他使用者傳輸時所造成之干擾（1〇)、以及可由多重路徑及位於傳輸頻道中之失真所造成之符號間干擾（ISI)等，對於設計於低訊 -6- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) B7 五、發明説明（3 ) 號對雜訊比值中運作之CDMA系統而言，ISI因子和其他因子相較下一般是可予以忽略的，然而，對於設計在高訊號對雜訊比值中運作之CDMA系統來說，其他雜訊因子（例如來自其他傳輸來源之干擾）一般上是可予以忽略的，而ISI 在此卻成為不可忽視之雜訊因子，其可對整體訊號對雜訊比值產生頗大之影響。如上述，耙式接收器在接收訊號對雜訊比值處於低水準時提供了可接受程度之功能表現，雖然耙式接收器可用於整合來自各種多重路徑之能量，但是一般卻無法移除ISI之效應（例如來自多重路徑及頻道失真），因此，耙式接收器無法達到運作於較高資料速率之CDMA系統所要求之較高訊號對雜訊比值。因此可預見的是，可用於處理所接收之調變訊號以達到較高訊號對雜訊比值俾能支援較高資料速率之技術是吾人所亟需的。發明摘要本發明提出用於達到支援較高資料速率所需之較高訊號對雜訊比值之技術，依據本發明，其提供複數個訊號處理路徑以處理一或多項訊號（例如經由一或多具天線所接收. 之訊號），一訊號處理路徑包括一等化器，其嚐試減少因多重路徑及頻道失真而產生之ISI雜訊，另一訊號處理路徑可搭配一或多具傳統耙式接收器使用，雖然包含等化器之訊號處理路徑一般在某些運作狀況下可產生較佳效能，但是吾人可選擇具有較佳訊號品質估算之訊號處理路徑以處本紙張尺度適用中國國豕標準(CNS) A4規格(210X297公爱) 541fcs

A7 B7 五、發明説明理所接收之訊號。本發明之具體實施例提出在一（展頻）通訊系統中處理— 或多項訊號之方法，依據該方法，一或多項訊號會予以接收（例如經由一或多具天線）並處理以產生一或多項樣本串流，其會藉由第一種處理方式進行進一步處理以產生回復符號第一串流。在第一種處理方式中，樣本串流會在一等化器中進行等化並整合以產生符號估算值，其可接著進行進一步處理（例如解展頻及解覆蓋）以產生回復符號第一串流。該樣本串流亦可藉由配合一或多具耙式接收器之第二種處理方式進行處理以產生回復符號之第二串流，吾人可對伴隨每一種處理方式之訊號品質加以估算而據以選擇第一或第二種處理方式。在第一種處理方式中，樣本串流可在整合之前予以等化’在此例中，每一樣本事流會藉由一個別濾別器伴隨一組係數進行濾波’亦可藉由個別比例變換係數進行比例變換，所有串流之比例變換後樣本然後會加以整合以產生符號估算。或者，樣本串流可在進行等化之前先行整合，在此種情況下’每一樣本串流可由一個別（複數）比例變換因子進行比例變換，所有串流之比例變換後樣本然後會予以. 整合以產生加總樣本，其可進一步配合一組係數進行濾波以產生符號估計值。，. 等化器中心每一濾波器可作為一有限脈衝回應（FIR)濾波器、一操限脈衝回應（IIR)濾波器、或某些其他濾波器架構’滤波器係數及比例變換因子一般在使用前會加以調整裝

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(亦即訓練）且在使用中可進一導向调整方式）。步進行調整（例如使用一決策植基於等化器之特殊設計，吾人可使用各種調整方式，就-種調整方式而言，濾波器係數會分別調整並接著配合比例變換絲進行，在此種㈣方式巾，係㈣整可配合固定之比例變換因子進行，而比例變換因子可配合固定係數進行。係數調整及比例變換因子調整可重覆多次進行 (例如以一已知值之預期符號之特別序列進行），對於係數調整而言，每一濾波器之係數可基於下列進行調整：（1)來自濾波器之濾波樣本及預期符號；或（2)符號估計值及預期 <號。同樣地，比例變換因子可基於符號估計值及預期符號進行調整，或者，在另-種調整方式，所錢波器之係數可同時基於符號估計值及預期符號進行調整。在上述調整方式中，調整動作之進行可使用（例如）劃時多工（TDM)先導參考值、以及依據最小均方（LMS)演算法、遞迴最小平方（RLS)演算法、直接矩陣轉換（DMI)演算法、或其他調整演算法為之，在進行調整之前，每一滤波器之係數可以一組特別數值（例如〇,…，〇, α *，〇，…，〇)作為初始值，且比例變換因子亦可加以初始化。吾人可對所進行接收及處理之每一訊號之大型多重路徑（α )加以辨識’且多重路徑之強度及相位可用於將伴隨該訊號之係數及比例變換因子予以初始化，吾人亦可對所進行接收及處理訊號其中之一加以辨識，且對應此多重路徑之時序偏量 (offset)可用於作為係數及比例變換因子之調整（例如該時 -9- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 541⑽ A7 _— B7 五、發明説明（6 ) 序偏量可用於適切地產生預期數值）。伴隨第一種處理方式之訊號品質可基於符號估計值及預期符號間之均方誤差（MSE)加以估算，而係數及比例變換因子之調整用於將此均方誤差予以最小化，該均方誤差可轉換為訊號對雜訊比值（S/N)，而均方誤差或訊號對雜訊比值然後可用於選擇對於接收訊號之資料速率。本發明之另一具體實施例提出一接收器單元用於在一展頻通訊系統中處理一或多項訊號，該接收器單元包含一或多項如置處理器以及第一訊號處理路徑，其包含一等化器及一後處理器，每一前置處理器接收並處理一個別訊號以產生一對應之樣本串流。等化器將一或多項樣本串流進行接收、整合並等化以產生符號估計值，後處理器接收並可進一步處理符號估計值俾產生回復符號之第一串流。接收器單元進一步包含第二訊號處理路徑及一控制器，該第二訊號處理路徑可包含一或多具耙式接收器用於處理樣本串流以產生回復符號之第二串流，控制接收伴隨第一及第二訊號處理路徑之訊號品質估計值並基於所接收之訊號品質估計值選擇第一或第二訊號處理路徑β 後處理器可包含一 ΡΝ解展頻器及一解覆蓋元件，該ρΝ 解展頻器配合位於一特別時序偏量(offset)i ΡΝ序列對符號估計值進行接收並解展頻以產生解展頻樣本。解覆蓋元件配合一或多項頻道形成（例如Walsh)編碼對解展頻樣本進行解覆蓋以產生解覆蓋符號之第一串流。在一種设计方式中，等化器包含一或多具滤波器、一或 -10 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 541&13 ； A7 B7 五、發明説明（7 ) 多具乘法器、以及一加法器，每一濾波器配合一組係數對個別樣本串流進行接收及滤波以產生相對應之滤波後樣本，每一乘法器配合一個別比例變換因子對來自個別遽波器之濾波後樣本進行接收及比例變換以產生比例變換後之樣本，加法器對來自所有乘法器之比例變換後樣本進行接收及加總以產生符號估計值。在另一種設計方式中，等化器包含一或多具乘法器、一加法器、以及一濾波器，每一乘法器配合一個別比例變換因子對個別樣本串流進行接收及比例變換以產生比例變換後之樣本，加法器對來自所有乘法器之比例變換後樣本進行接收及加總以產生加總之樣本，濾波器配合一組係收對加總後之樣本進行接收及濾波以產生符號估計值。在上述設計中，等化器進一步包含一係數調校元件，其將每一濾波器之係數及乘法器之比例變換因子進行調整，吾人可使用如上述之各種調整方式進行，植基於所選擇之調整方式，濾波器係數可基於接收自濾波器之濾波後樣本或符號估計值進行調整，並且，調整方式可利用先導參考值並依據LMS、RLS、DMI或其他演算法進行。接收器單元可使用於一展頻（例如CDMA)通訊系統中之一基地台或遠距端點。本發明進一步提出其他方法及接收器單元v其可應用於本發明之各方面及特性中，如下所述。圖示概要描述本發明之特性、本質及優點將可依據以下之詳述並配合 -11 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公爱）裝訂

線 54m! A7 B7 五、發明説明（8 ) 圖示而呈明顯，其中在圖示中之相同參考字元代表相對之部份，且其中：圖1為在一通訊系統中用於資料傳輸訊號處理之具體實施例之簡要方塊圖；圖2 A為位於一通訊系統中之接收器具體實施例方塊圖；圖2B為位於一接收器中之數位處理器具體實施例方塊 S3 · 圖，圖3為依據本發明具體實施例之位於一接收器單元中之接收資料處理器方塊圖；圖4A及4B為一等化器二具體實施例之方塊圖，其可用於執行顯示於圖3之等化器功能；圖5A為一 FIR滤波器具體實施例圖示，其可用於執行顯示於圖4A及4B之每一濾波器功能；圖5B為一後處理器具體實施例之方塊圖，其用於處理來自等化器之符號估計值以產生回復符號；圖6為位於一 HDR CDMA系統中用於一前送鏈路傳輸之資料框架格式圖；以及圖7為一耙式接收器之具體實施例方塊圖。特別具體實施例之詳細描逑圖1為在一通訊系統100中用於資料傳輸之訊號處理具體實施例之簡要方塊圖，位於傳輸器單元110，·‘資料一般會以封包方式自一資料來源112傳送至一傳輸（TX)資料處理器114，其將資料予以格式化、編碼以及處理俾產生一或多項類比訊號，該類比訊號然後會提供至一傳輸器 -12- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 541813 ! p____ _ B7___ 五、i發明説明（9 ) (TMTR)116，其將接收之類比訊號擴大、滤波、正交相位凋k:、且頻率向上轉換以產生適於經由一或多具天線 118(在圖1中僅顯示乙具）傳送至一或多具接收器單元之調變訊號。位於接收器單元13〇，該傳輸訊號由一或多具天線132接收並提供至接收器（RCVR)134，在接收器134中，每一接收訊號會進行擴大、濾波、頻率向下轉換、正交相位解調、以及數位化，俾產生同相位⑴及正交相位（Q)樣本，該樣本可以數位方式進行處理，然後提供至一接收（RX)資料處理器136，其進一步對樣本進行處理及解碼以回復該傳輸資料，位於接收資料處理器136之處理及解碼係以一種和位於傳輸資料處理器114進行之處理及編碼互補之方式進行的，該解碼資料然後會送至資料流道138。上述之訊號處理可支援資料交通、訊息、聲音、影像、及其他通訊型式之單向傳輸，雙向通訊系統可支援雙向資料傳輸。圖1所示之處理可代表在一CDMA系統中之前送鏈路處理，在該例中，傳輸器110可代表一基地台，且接收器單元130可代表一遠距端點，為達簡化之目的，用於反向鏈路之訊號處理並未顯示於圖1。圖2A為接收器I34具體實施例之方塊圖，在此具體實施例中，接收器單元130包含複數具天線從132’&至132k，每一具天線132和接收器134中之個別接收訊號處理器（或前置處理器）210耦合，在每一前置處理器21〇中，來自天線 132之接收訊號會由一擴大器222進行（低雜訊）擴大、由一 -13 - 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 541813 .陂五

_ A7 _____B7 ___ 、發明説明（1〇 ) 接收（RX)濾波器224進行濾波、由一頻率轉換器/解調器226 進行頻率向下轉換及正交相位調變，並由一或多具類比對數位轉換器（ADCs)228進行數位化以產生ADC樣本，該 ADC樣本由數位處理器23〇作進一步處理以產生複合同相位Iin及正交相位QIN樣本，其然後送至接收資料處理器 136，數位處理器230將進一步詳述於下。如圖2A所示，接收器單元130包含複數具天線從132&至 132k ’其和用於處理經由天線所接收訊號之前置處理器 210a至210k耦合，天線132和前置處理器210之每一組合構成用於處理一特別接收訊號之訊號路徑一部份，位於接收器單元130中複數具天線132之使用產生了空間上之多樣性’且可進一步壓制來自其他傳輸來源之干擾，這兩者皆可改進效能，然而，接收器單元130亦可配合單一訊號路徑而設計且此為本發明範圍之内。圖2A顯示某些功能元件，其可應用於前置處理器21〇，一般而言，前置處理器210可包含任何圖2A顯示功能性元件之組合，且該諸元件亦可以任何順序排置俾獲致預期輸出結果，例如，擴大器及濾波器之多個階段係提供於前置處理器210中，並且’除了圖2A所顯示之功能元件外，不同功能元件亦可納入前置處理器2 ί〇，且這亦為本發明範圍内。、· 圖2Β為數位處理器230之具體實施例方塊圖，植基於接收器早元130之特殊設計，所接收之信號可由adCs 228以一特定取樣速率fADC進行取樣，且後續接收資料處理器136 -14- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 541811 A7 B7 j 92· 3· 2S 條正 ! *月曰"、： ;__ϋΊ. ;_ —玄τ發明說明（Μ ) 可以另一取樣速率fSAMP對樣本進行處理，舉例而言，接收之信號可以二倍、四倍、或八倍於晶片速率（chip rate)予以取樣。植基於特殊接收器設計，ADC取樣速率可和晶片速率同步或非同步，接收資料處理器136係設計以一特定取樣速率（例如晶片速率）在樣本上進行處理，其可不同於 ADC取樣率。數位處理器230可用於執行取樣率轉換，在某些設計下，在接收資料處理器136中以一高於ADC取樣率（例如fSAMP = 2fADC)之取樣速率操作後續等化器是有利的，數位處理器230然後可予以設計並處理以產生向上取樣（upsampling) 〇在顯示於圖2B之具體實施例中，資料處理器230包含一向上取樣器242、一有限脈衝回應（FIR)濾波器244、以及一向下取樣器246，其皆以接續方式耦合，向上取樣器242對 ADC樣本以P因子進行接收並向上取樣，該向上取樣動作可藉由在每一連續ADC樣本之偶對間插入（P-1)零值樣本而達成。FIR濾波器244然後對向上取樣之樣本進行接收及濾波以移除由向上取樣動作產生之影像，FIR濾波器244可進一步在所接收之樣本上執行（匹配）濾波，所濾波之樣本會送至摒除器（decimator)246並利用一 Q因子予以摒除以產生 (複數（complex))樣本Xi(n)，其會送至接收資料處理器136，該摒除動作可簡單藉由自每一 Q濾波樣本中摒·除（Q-1)樣本而達成。資料處理器230亦可和一取樣速率轉換器（特別是如果P及 Q並非整數時）或某些其他設計搭配使用，且這是在本發明 -15- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公爱)

之範圍中’並且，資料處理器23G可設計成產生附加及/或不同功能’且這亦是在本發明範圍中。裝 :IS-95 CDMA系統中，一接收器單元係設計成以低訊號對雜訊比值（S/N)進行運作，其中8代表所欲之訊號，而n 代表整體之雜訊，該整體之雜訊包括熱雜訊（n。）'因並他傳輸來源及傳輸至其他接收器單元所造成之干擾(i〇)/、、以及符號間干擾（ISI)，該1^可因傳輸器單元、傳輸頻道、以及接收器單元而在接收訊號中造成多重產生。細一八系統而言，低訊號因位於相同系統頻寬上之複數個使用者之同步資料傳輸而產生，在接收器單7C處，所欲之訊號係透過利用展頻處理而自高度衰減之接收訊號中回復，其中來自較長時段之能量會累積以產生具有改良訊號對雜訊比值之訊號。

展頻訊號之處理係使用耙式接收器以傳統方式進行，該耙式接收器會搜尋接收訊號（或多重路徑）中較強樣本、處理最強之多重路徑、以及對來自處理多重路徑之結果予以整合俾產生回復符號，其為傳輸資料之較正確估算。一扭式接收器之設計及運作將於以下進行詳細描述，該耙式接收器有效率地將來自多重訊號路徑加以整合，並嚐試將訊號對雜訊比值予以最佳化，然而，乾式接收器對於校正頻道產生之接收訊號失真卻有其限制，因為用於處理多重路徑之指狀處理器之數目是有限的。對於設計用於以高資料速率（像是HDR系統）進行傳輸之 CDMA系統而言，其需要較高之訊號對雜訊比值以支援較 -16- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4规格(210x 297公釐) 541

月曰修正補充 A7 B7 五、發明説明（13 ) 高之資料傳輸率，為在HDR系統之前送鏈路中達到一較高訊號對雜訊比值，資料會於任何時刻傳送至一使用者，再者來自其他傳輸基地台之干擾可藉由操控一 UDR系統配合大於1足再使用因子、並藉由使用位於傳輸器單元或接收器單兀或兩者皆具之導向天線而降低。為進一步改訊號對雜訊比值，isi(其一般在IS-95 CDMA系統中是可忽略的）將而要進行碉降，本發明提出之技術可降低因多重路徑及頻道失真所造成之ISI而達到較高之訊號對雜訊比值。圖3為依據本發明具體實施例之接收資料處理器136之方塊圖，在此具體實施例中，接收資料處理器丨36包含二訊號處理路徑’其可以平行方式運作俾達到效率之改進，特別是在較高資料傳輸率之情況下。該第一訊號處理路徑包含一等化器310,其耦合至一後處理器32〇,且第二訊號處理器包含一耙式接收器33〇。在接收資料處理器136中，來自前置處理器21〇之樣本串流會送至每一等化器310及耙式接收器33〇，每一樣本串流係產生自個別接收信號，等化器3 1〇在接收之樣本串流上進行等化作業’並提供符號估計值至後處理器32〇。基於傳輸器單元110所執行之作業，後處理器320可進一步處理符號估計值並產生回復符號，特別的是，如果PN延展及覆蓋係位於傳輸器單元上執行，後處理器32〇可設計用於執行複數PN序列之解展以及對一或多頻道輸送碼進行解覆乂，相位轉換（其經由對一耗式接收器之先導解調而達成）係由等化器3 10在使用濾波器係數之後予以暗中完成。 -17- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐)

裝、訂

54mm 年月 s修正補充 A7 B7 五、發明説明（14 ) 耙式接收器330可設計用於處理每一接收信號之一或多項多重路徑（multipaths)以產生該接收訊號之回復符號，對每一樣本串流而言，耙式接收器330可設計成執行PN解展、解覆蓋以及對於複數個多重路徑進行耦合解調。耙式接收器330然後將接收信號之所有多重路徑之解調符號予以整合，以產生該接收訊號之回復符號，耙式接收器330 可進一步將所有接收訊號之回復符號整合，以產生由耙式接收器提供之整體回復符號。來自後處理器320及耙式接收器330之回復符號可送至一切換器（SW)340，其自後處理器320或耙式接收器330選取回復符號俾送至一解交錯器（de-interleaver)350，所選擇之回復符號後會由解交錯器350重新排序並接著由一解碼器 360進行解碼，一控制器370和等化器310、後處理器320、耙式接收器330、以及切換器340耦合並管理其運作。依據本發明，等化器310可用於產生接收訊號之等化俾減少接收訊號内之ISI總量，每一接收訊號會因傳輸器單元、傳輸頻道、以及接收器單元之特性而失真。等化器 3 10可用於將每一接收訊號之整體回應予以等化，進而減少ISI之總量，較低之ISI量值可改進S/N比值且可支援較高之資料傳輸率。圖4A為一等化器310a具體實施例之方塊圖r其可用於執行圖3中等化器310之功能，如圖4A所示，位於每一天線 132接收之訊號係由個別前置處理器210處理以產生樣本串流Xi(n)，在等化器310a中，來自前置處理器210a至210k之 -18- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 54 碭 13 a A7 ____B7_ 五、發明説明（15 ) 樣本分別會送至濾波器41 Oa至41 Ok，每一濾波器41 〇基於該濾波器正進行處理接收訊號所使用之特別係數集而對接收樣本Xi(n)執行等化，來自濾波器410a至410k(每一天線）符號估計值ίΚη)至ik(n)然後會分別送至乘法器412&至 412k’其亦分別接收比例變換因子〜至〜。每一乘法器412 將接收之符號估計值^(η)配合比例變換因子Si進行比例變換’並將比例變換後樣本送至加法器414，比例變換因子可為複數值，儘管在濾波器410内之係數已被調整後亦可特別使用實數值，加法器414接收來自乘法器412a至412k 之比例變換樣本，以產生輸出（整合）符號估計值k(n)。一分割器41 8a可置於等化器3 10a内以對輸出符號估計值少〇)進行接收及分割，俾產生分割之符號估計值，該分割之符號估計值可用於以資料導向適應性方式（如下述）對等化器3 l〇a中之變數（亦即在濾波器41〇中之係數以及乘法器412之比例變換因子）進行調整。分割器418&之設計可基於所支援之特別正交調變方式進行，且可產生更多分割層面以用於較高階之調變方式（亦即16 QAM、64 QAM等等）。儘管為了簡明目的而未顯示於圖4A，一或多具分割器，可用於分割來自濾波器41〇&至41〇1<：之符號估計值^(η) 至少k(n)以分別產生分割符號估計值t(n)至^(η)。一係數調整兀件420a用以接收符號估計值^.(11)至、輸出符號估計值kn)、分割符號估計值ί(η)、實際符號值 ^1?、或上述义結合，係數調整單元420a然後基於接收之付號估计值及符號值進行調整（亦即訓練或調整）濾波器 -19-

5棚吵： A7 _ B7 五、發明説明（16 ) 410a至410k之係數以及乘法器412a至412k之比例變換因子。係數調整元件420a可設計用以執行最小均方（LMS)演算法、遞迴最小平方（RLS)演算法、直接矩陣轉換（DMI)演算法、其他演算法或上述演算法之結合，係數調整單元 420a以及調整演算法將進一步詳述於下。圖5A為濾波器410之具體實施例圖，其可用於圖4A中滤波器410a至410k之功能，在此具體實施例中，濾波器41〇為一 FIR濾波器，然而，一無限脈衝回應（IIR)濾波器或其他濾波器架構亦可在此使用且在本發明之範圍内。在濾波器410中，接收之樣本Xi(n)會送至複數個連續耦合之延遲元件512a至512m，每一延遲元件512產生一特殊延遲量值（例如，接收之樣本速率時序之一時序循環， 1/6八乂？），接收樣本\丨(!1)及延遲元件512&至512111之輸出會分別供應至乘法器514a至5141，每具乘法器514亦接收係數 Ci，j，其將每一接收樣本配合係數進行比例變換，並將比例變換後之樣本送至加法器5 16。加法器5 16將來自乘法器 5 14a至5 141之比例變換後樣本加總並產生符號估計值 Λ h(n)，該符號估計值^丨⑻可以下式計算之：

Eq(l) j笔一Μ 其中符號（*)代表共軛複數，且（2M+1)為濾波器41〇之栓接數目。請參閱圖4A，來自加法器414之輸出符號估計值^(11)可 -20-

以下式計算：細=ί；Ί), ,=1 Eq(2) 其中K為位於等化器310a中所賦予訊號處理路徑之數目。在圖4A中之每一濾波器410產生一頻率回應Gi(w)，其嚐 4將正由該濾波器進行處理之訊號所感測之整體頻率回應 Gi(w)予以等化，該訊號之整體頻率回應Gi(w)包括傳輸器單元之頻率回應、傳輸頻道頻率回應、以及接收器單元頻率回應等（亦即仰賴該濾波器之所有元件），每一濾波器41〇會予以“調整，，或“訓練，，俾能達到降低ISI之目標。如圖4A所示，複數個訊號可經由複數具天線132進行接收並由相對應之複數個前置處理器21〇進行處理，每一前置處理器210對一個別濾波器410產生一樣本串流，每一滤波器410包含（2M+1)數目之係數，並且，來自κ濾波器41〇之符號估計值會由Κ比例變換因子進行比例變換，並會進而結合以產生輸出符號估計值)（η)，因此，將有 Κ·(2Μ+1)+Κ項變數可對等化器31〇a進行調整，κ濾波器 410之1^(2^/[+1)係數以及艮比例變換因子可基於不同調整方式進行調整，部份調整方式將描述於下。在第一種調整方式中，濾波器410係數先進行“時間域 (time-domain)’’調整，且接著將比例變換因子進行“空間域 (space-domain)’’調整，時間域調整方式調整每一濾波器 410之係數以對正由該濾波器處理之接收訊號產生等化， •21 -本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 發明説明（18 而空間域調整然後調整伴隨所以予處理 410之比例變換因子以產生等化器31〇a之等化。處波态接:=::3而言，滤波器可基於其個別接收之樣本及其寺化輸出進行個別調整，在第前，比例變換因子31⑻至SK⑻可以一组特別數值(例：；為1/K)作為初始值，該比例變換係數會進行標準正使得其總和為1，其可以下式表示： ’

Eq⑶ 裝對於-特絲皮器侧之係數集⑻…一然後可基於⑤錢器所接收之樣本Xi(n)及預期接收之樣本 y(n)進行調整。啟始時，在每一樣本週期n内會進行係數調整，一组接 ★訂收樣本么⑻=Xi(n-M)，···，Xi(n+M)會由濾波器410i配合一組係數£i(n)進行濾波以產生符號估計值L(n)，其可表示如下： ' ^i(n) = £^(11) · χ^η),

Eq(4) ) 其中LH(n)為漢彌頓（Hermitian)轉換（亦即複數共軛化並轉換），雖然數學式（4)可以向量形式表示，但其和上述之數學式⑴相同’符號估計值；!⑻然後可送至係，數調整元件 420a 〇等化器310a在該等化器首次用於處理接收樣本之前會使用已知符號進行一般性調整，對於傳送一先導參考值之 •22-

線五、發明説明（19 ) =MA系統而言，該等化器可使用此先導參考值進行調整，如果先導參考值使用劃時多工（TDM)方式（像是在 $統中）進行傳送，等化器31〇a在先導參考值週期之輸出實際符號y(n)為已知，且可和（每具天線）符號估計值^⑻ 或輸出符號估計值；⑷進行比較，在實際符號及符號估計 =間之誤差可加以計算並用於調整等化器，對於hdr系統實際符號y(n)之產生將於以下作進一步詳述。現在考慮另一種情況，如果先導參考值使用分碼多工 Λ ’符號估計值^(η)或少（η)可進:步處理成將CDM處理回復原狀並分別產生回復先導符號Α(η)或；(n)，其然後可分別和實際先導符號Μ" 或P(n)進行比較，同樣地，在實際先導符號及回復先導符號間之誤差可加以計算並用於調整等化器。利用tdm先導參考值進行等化器310a之調整將詳述下，而使用CDM先導參考值調整等化器3 1 〇a將描述於後續章段落中。在一樣本週期η中，實際符號y(n)為已知，係數調整元件 420a可對該樣本週期進行實際符號y(n)之接收暨生成。位於來自濾波器410i之符號估計值及實際符號間之〃吳差e, (η)然後可對;慮波器41 〇i以下式進行計算·· ei(n) = y(n)-少丨⑻· Eq(5) 位於處理路徑中之任何特定點之誤差可運用位於該點之符號估计值及該點之預期符號值間之差異予以算出。或者，在樣本期η中，實際符號y(n)為未知數，對於濾波态41(h<符號估計值灼(n)及分割符號估計值$間之誤差 -23- 本纸張尺度適肖中國國家標準(CNS) A4規格(21G X 297公董) 541^13 、νΓ 、. . r ， ' Α7 : Β7 五：發明説明（2〇 ) ei(n)可以下式計算： ei(n) = >^i(n)-^i(n). Eq(6) 使用算式（5)或（6)計算之誤差ejn)然後可用於對下一樣本週期產生一組新係數L(n+ 1)。如上述，不同之調整演算法可用於產生新的係數，部份係數描述如下。對於LMS演算法而言，新係數£i(n+l)可以下式計算： Ci(n+ 1) = Cj(n)+2Li(n) · μ · ei*(n)5 Eq(7) 其中μ為一單元遞減（unit-less)調整常數。對於RLS演算法而言，新係數么(11+1)可用下式計算： L义》故)__ .l + (^(^.(n) Eq ⑻ 十十(打),及- ^(π + 1) ^λ^\ΐ(η)-^(η)χ^(η))Ρ(η), 其中λ為記憶權值因子（一般為〇·95<λ$ 1·〇)，ι(η)為倍率 (gain)向量，I為單位矩陣（即對角線皆為丨），且ρ為反向關聯矩陣，開始時，Pi(0) =δ · I，其中δ為一小正數（例如 0.001) 〇對於DMI演异法而言，新係數^0+丨）可配合訓練期符號 Nsym計算如下：、

Eq(9) Α(^)=ττ^— Σί,·(^)ίΓ (m) /

N SYM -24- 541813 — j f^ ；： ' 1 、 - v> 一！ | .. ·；.；-"..., ^ . .；1 A7

^㈣，㈣，及

Sni m^n-Nsm+i ，久 •+1) =[及(h ⑻, 其中ii^n)為接收樣本（亦即濾波器内容數值）之自相關矩陣，且Ii(n)為濾波器内容數值及所欲（預期）輸出值之交又關聯向量，l(n)及i(n)可在多重（可能為分隔狀態下）訓練間隔中加以結合。算式（9)中、(…矩陣之反矩陣運算可僅在必要時方加以計算（在HDR系統中基於兩分隔先導參考值對每一時槽進行計算，如圖6所示）。、每一LMS、RLS、及DMI演算法（直接或間接）嚐試將均方誤差（MSE)予以最小化，其可表示如下： MSE = e{ |y(n)-^(n)|2 j, 巧⑽ 其中E{x}為X之期望值，LMS、RLS、DMI&及其他適應性貭算法係進一步詳述於Simon Haykinm著之書籍“適應性濾波理論（Adaptive Filter Theory)，，1996 第 3 版中由 Prentice

Hall出版商出版，在此以全文引用的方式納入本文中作為參考。一旦濾波器410a至41〇k分別以上述之方式進行調整後，二間域調整方式可用於調整比例變換因子，空間域調整方式可以和上述時間域調整類似之方式達成，更明確地說，濾波器410a至410k之係數將予以固定，而比例變換因子 ~(11)至51^11)為吾人所進行調整之對像。 -25- 本紙張尺錢財關家標準(CNS) M規格(“χ撕公爱)

裝 ★訂

線開始時，在每一樣本週期n内之比例變換因子會進行調整、’母一濾波器410i將一組接樣本&(η)伴隨其係數組。進仃濾波以產生符號估計值，來自濾波器41〇&至4丨卟之符號估计值％(η)至少k(n)然後會送至乘法器41h至41以，並分別配合比例調整因子51(11)至Sk(n)進行比例調整，以產生符號估計值少(n)輸出，其可表示如下：夕⑻=义⑻ Ά) . 一 Eq (11) 輸出符號估計值;(η)然後會送至係數調整元件42〇a並用於產生一誤差值e(n)，其可以下列任一式表示：

Eq(12) Eq(13) e(n)=y(n)-;丨⑻，或 e(n)= ί(η)_ f(n)，植基於是否實際符號為已知（算式12)或未知（算式13)，計算之誤差e(n)然後會利用LMS、RLS、DMI、或某些其他演算法以類似於上述調整濾波器係數之方式用於產生新的比例變換因子從Si(n+1)至Sk(n+1)(亦即釭n+1))。時間域及空間域調整方式可重覆多次（例如使用相同或不同先導參考值）以達到所期望之結果，該重複性之調整方式可表示如下： 1)將比例變換因子初始值設為i.OWPsf S2=..: = Sk==1/K); 2 )將每一濾波器410a至410k之係數設定初始值（例如以下述方式進行）； 3)對每一濾波器410i之係數£i(n)進行時間域調整； -26 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)

、訂

裝

k

54W?. 28 A7

生。遽波器係數之調整及比例變換因子可藉由乾式接收器 3—30'協助而達成，在—典型設計中，缸式接收㈣〇包含 :搜哥器元件及複數個指狀處理器，搜尋器元件處理以不 δ寺門差值所接收之特定訊號樣本（可能由控制器谓所傳並搜尋最強之多重路徑nDMA系統而言’搜尋 :兀件-般執行接收樣本和_(複數）PN序列間之相關性計异’ PN序列乃用於在傳輸器單元中拓展樣本。搜尋器元件可設計在-指定時間差或以多重時間差進行相關性計算，每-時間差和-PN序列之特定延遲對應，該州序列和絕對（零延遲）PN序列相關聯。搜尋器元件亦可設計用於對每一正進行檢視之時間差產生（複數）相關結果、或是僅產生超出-特定門摇之相關結果。#尋器元件或控讳器37〇可設計料維持相關結果串列以及對於每—接收訊號之對應時間差值。 ^於對所有接收訊號之相關結果串列，控制器37〇可識別最強之多重路徑（例如具有最大量值或能量之多重路徑）’由該搜尋器元件及指狀處理器所執行之功能將進一步詳述如下。在具體實施例中’；慮;皮器係數之初始值可基於來自乾 «收器330之相關性結果進行設定，對每；.接收訊號而言，耙式接收器330可用於搜尋最強多重路徑，對每一接收訊號之最強多重路徑之相關性結果之量值可進行排序，對應一特定接收訊號之最強多重路徑索引乃可由下式決 -29- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公爱) 28 A7 B7 五、發明説明（

定··

Eq(i5) 式決定： ^ = arg{max|au| }. 對於一特定訊號之最強多重路徑然後可以下 W = Eq ⑽ 其中丨ai，j丨為第i個接收訊號之第j項多重路徑，且丨以丨為_ · 個接收訊號之最強多重路徑之量值。同樣地，所^為收弟訊1 號之最強多重路徑可加以排序，且在這些最強多重路徑中之最強者可以下式識別： khmax^l, 甘丄， Eq(17) 裝其中locd為所有接收訊號中最強多重路徑之量值。一旦所有接收訊號之最強多重路徑已然決定，對應此多重路徑之時間差值即可加以識別，對每一濾波器41〇之係數〜，〇(!!)然後可初始化成下列任一項：（1)關聯至“指狀數值’’之數值，其為最強多重路徑之接收訊號品質之指示（例如4,0(11)= ，其中γ為一常數，其可植基於雜訊標準差

線之平方，（2)採（1_0)之數值，或其他數值。其餘係數之每一項可以〇為初始值（亦即Ci，-M(n)=…二Ci-i(n)= Ci Kn)=.= 〜，Μ(η)=0·0)。對應最強多重路徑〇 ;i之時間差值可分隔· 成“粗略（coarse)”部份及“細緻（fine)”部份，粗略部份可用於作為粗略調整俾適度產生用於調整係數及比例變換因子之實際符號值y(n)，如下所述。而細緻部份可用於作為細部調整以標明接收樣本Xi(n)之時序描述，更明確地說，細緻部份可由數位處理器230使用以調整重新取樣時序之時 -30- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 541Μ3：；

間，其促使數位處理器230產生和時間差值（在時序上）成線性排列之接收樣本Xi(n)，對於實際符號y⑻之生成亦將遽波器410之栓接數及係數之初始值納入考量。比例變換因子亦可藉由耗式接收器33〇之辅助進行好化’例如’每-比例變換因子可利用關聯至藉由該比例變換因子進行比例變換之接收訊號最強多重路徑之量值作為初始值，因此，比例變換因子51(11)至_)可分職成和叫至aJk相關之數值。或者’每—比例變換因子可在進行調整前設成-特定數值（例如1/K)，其他用於將係數及比例變換因子初始化之方法亦可加以使用且在本發明之範圍之内。圖4Β為另一等化器310b具體實施例之方塊圖，並亦可用於執行圖3中之等化器310之功能，和圖4A中等化器咖不同的是，等化器310b在執行等化之後接著進行空間域之整合，而圖4B之等化器310b先進行空間域之整合後再進行等化，空間域整合可視為形成伴隨尺天線陣列132之波束。等化器310b之架構較等化器31〇a之架構簡單，且具有約減少 κ複雜度因子之維數（亦即等化器31〇b具有（2m+i)+k變數，相對於等化器310&則具有Κ·(2Μ+1)+Κ項變數），等化器310b在某些作業環境下可產生較佳估計值（例如，如果散射並非太強’且如果天線對某些相位變換具有大略相似之頻率回應）。如圖4B所示，位於每—天線132上接收之訊號會由個別前置處理器210進行處理以產生樣本串流χί(η)。在等化器 31〇b中，來自前置處理器21〇a至2撤之樣本串流一）至本紙張尺度適用中國國豕標準(CNS) A4規格(21〇 X 297公茇）

裝

線五、發明説明（28 )

Xk(n)會分別傳送至乘法器422a至422k，其亦接收個別比例變換因子SlSsk。每具乘法器422將接收之樣本Xi(n)配合比例變換因子Si進行比例變換並將產生之比例變換樣本傳送至加法器424，乘法器422之比例變換因子一般為複數，其使得藉由多重天線132接收之訊號能進行複數整合。加法器424對來自乘法器422a至422k之比例變換樣本進行接收並變換比例以產生空間上整合之樣本x(n)，其然後可傳送至濾波器410x。濾波器410x基於一組特定係數將樣本x(n)予以等化，來自濾波器410x之符號估計值ί(η)會作為等化器310b之輸出，且亦會提供予係數調校元件420b。濾波器410x可配合圖5A之濾波器410使用，和上述等化器310a相似的是，一分割器41 8b可搭配等化器310b對符號估計值i(n)進行接收暨切割以產生分割符號估計值ί (η)。係數調整元件420b亦會接收實際符號y(n)、符號估計值 i(n)、以及分割符號估計值ί(η)或上述之組合，係數調整元件420b然後基於接收之符號估計值及符號以調整濾波器 410x之係數以及比例變換因子51至sk，係數調整元件420b 亦可設計用於執行LMS、RLS、DMI或某些其他演算法、或上述之組合，係數調整元件420b可用於執行類似於圖4A 中之係數調整元件420a之功能。 ” 比例變換因子及等化器3 10b内係數之調整可利用類似於之前對於等化器310a描述之調整方式進行。在第一種調整方式中，時間域調整會先進行之後再由空 -32- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 54fcS13 A7 B7 五、發明説明（29 ) 間域調整接續，為執行時間域調整，比例變換因子開始時以特定數值設定，且然後調整濾波器係數，對於比例變換因子之初始值可利用（例如）到達導向（DOA)估計法加以決定，此種方法在雷達理論中是眾所週知的，且描述於由S. Haykin及A. Steinhardt所著之書籍“適應性雷達感測及估算 (Adaptive Radar Detection and Estimation)’’ 中，其由 John Wiley and Sons出版商於1992年6月出版。或者，每項比例變換因子可用（例如）1/K作為初始值，在比例變換因子固定之情況下，濾波器係數然後可利用LMS、RLS、DMI、或其他類似於上述之方法進行調整。一旦完成第一回合時間域調整，係數可予以固定且可進行空間域調整（例如基於相同導航參考值或不同導航參考值），為執行空間域調整，符號估計值i(n)會加以計算並用於調整比0變換因子，同樣使用LMS、RLS、DMI、或其他類似於上述之方法進行。時間域及空間域調整可重覆多次以達成到所欲之結果，類似於上述等化器3 10a，耙式接收器330可用於設定濾波器410x係數及比例變換因子之初始值，例如，把式接收器330可用於執行搜尋每一正進行處理之接收訊號最強多重路徑，所有接收訊號中之最強夂重路徑可基於算式（17)加以識別出，濾波器410x之係數可基於該最強多重路徑之量值予以初始化，對應於此多重路徑之時間差可用於適度產生實際符號y(n)俾作為調整依據。並且，每一接收訊號之最強多重路徑可用於初始設定相 -33- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) A7 B7 五、發明説明（3〇 ) 應之比例變換因子數值，例如，對於比例變換因子s!之初始值可基於經由天線132a接收訊號之最強多重路徑之量值予以設定，而對於比例變換因子s2之初始值可基於經由天線132b接收訊號之最強多重路徑之量值予以設定，以此類推，對於比例變換因子之初始值亦可基於指狀數值進行設定，其為接收訊號品質（SVN)之指標。對某些CDMA系統而言（像是HDR系統），一先導參考值會和其他資料進行劃時多工（TDM)且會自一基地台傳送至遠距端點，就這些CDMA系統而言，濾波器係數及比例變換因子可使用傳送之導航參考值進行調整，之後，眾係數及比例變換因子會予以固定並用來處理位於導航參考值之間之時序週期所傳輸之資料。圖6為位於HDR CDMA系統中用於一前送鏈路傳輸之資料框架格式圖示，在前送鏈路、交通資料、先導參考值、以及發訊資料皆以時序分割多工於一框架内，並自一基地台傳送至遠距端點，每一框架涵蓋一時序單元稱之為時槽 (例如對於一特定HDR設計而言為1.67微秒（msec))，每一時槽包含交通資料襴602a、602b、及602c、先導參考值欄位 604a及604b以及發訊資料（OH)欄位606a及606b，交通資料襴位602及先導參考值襴位604乃分別用於傳送交通資料及先導參考值，發訊資料欄606乃用於傳送發訊資訊，像是 (例如）前送鏈路動態（FAC)指引、反向忙線指引、反向鏈路能量控制指令等等，FAC指引指出是否基地台具有交通資料將於未來傳送一特定數目之時槽，反向鏈路忙線指引指 -34- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐)

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k 54^8132 8 一 A7 B7 五、發明説明（31 ) 出是否已達基地台之反向鏈路容量上限，而能量控制指令引導傳輸遠距端點以增加或減少其傳輸能量。依據HDR CDMA系統，在傳輸之前，交通資料會以和用於傳輸資料之頻道相對應之Walsh碼覆蓋，且對於每一遠距端點之能量控制資料係以賦予該遠距端點之Walsh碼覆蓋，先導參考值、覆蓋之交通資料、以及能量控制資料然後會藉由乘上賦予特定進行傳輸基地台之短IPN及QPN展頻序列而展頻為一複數PN展頻序列，而長PN序列則賦予進行接收之遠距端點。在最高資料傳輸率之情況下，位元速率可吻合或超越PN展頻序列及Walsh碼之晶片率（chip rate)，且無法達成資料之直接序列展頻，對於HDR系統之資料框架格式及前送鏈路傳輸之處理係進一步詳述於先前所提及之美國專利申請案號08/963,386之中。對於某些CDMA系統而言（像是IS-95 CDMA系統），一先導參考值會和其他資料進行分碼多工（CDM)，並自一基地台傳送至遠距端點，對於這些CDMA系統而言，濾波係數及比例變換因子可使用所傳輸之CDM先導參考值進行調整，然而，因為先導參考值係以編碼分割多工結合其他資料，附加之處理必需在每一天線符號估計值L(n)或輸出之符號估計值ί(η)上進行俾擷取傳輸之先導參考值。對於IS-95 CDMA系統而言，先導參考值（數’值皆為1之序歹·])係以64晶片（64-chip)皆為0之Walsh序列覆蓋、結合其他所覆蓋之資料、並展頻為PN序列，所傳送之CDM先導參考值可藉由以互補方式處理輸出符號估計值ί(η)而回復。 -35- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) Α4規格(210X297公釐) 54lm. 28 A7 B7 五、發明説明（32 ) 凊參考圖5B，以下將進行更詳細地描述，在後處理器320 内，符號估計值^(n)會解展PN序列、解覆蓋先導Walsh序列、以及將（64-chip)先導符號週期予以累積俾產生回復之先導符號。解覆蓋動作將位於其他交通頻道上、已為 Walsh序列（其和先導Walsh序列成正交）覆蓋之資料移除。位於回復先導符號$(n)及實際（預期）先導符號p(n)間之誤差e(n)然後可以下列方式計算： e(n) = p(n) - ^(n) Eq(18) 誤差值e(n)然後可利用前述任何調整方式及調整演算法 (例如LMS、RLS、或DMI)之組合進行濾波器係數及比例變換因子之調整。對圖4A之等化器310a而言，調整作業亦可利用來自每一濾波器410之個別天線符號估計值乂(11)進行’符號估計值：^i(n)可藉由後處理器320以上述方式進行處理俾產生回復之先導符號^(n)，位於回復先導符號$i(n) 及預期先導符號Pi(n)間之誤差ei(n)然後可以下列方式計算： e(n) = pi(n) - Pl(n) Eq(19) 一般而言，位於回復符號（例如^(11)或$(11))及預期符號（例如y(n)或p(n))間之誤差可在接收器單元中之任何特定點進行計算’吾人必須進行適當之處理俾使“相同（equivalenty，或“同類（like-kind)，，符號得以進行比較。，對於傳輸一 CDM先導參考值之CDMA系統而言，一誤差值e(n)可對每一先導符號週期（例如對IS-95 CDMA系統而各為每64 chips)加以計算，如果CDM先導參考值以連績方 •36- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公爱)

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Α7 Β7 五、發明説明式傳輸（像是IS-95 CDMA系統），即使在低先導符號傳輸率之情況下，調整作業亦可以連續方式進行。對於傳輸一 TDM先導參考值之CDMA系統而言，一誤差值可針對每一晶片週期（chip period)期進行計算，然而，使用Te>m先導參考值之調整方式一般僅在先導參考週期間進行。如上述，來自耙式接收器之資訊可用於：（i)在第一次調整作業之前將濾波器係數初始化；（2)適度地產生預期符號 yU)或p(n);以及（3)標明接收樣本Xi(n)時序描述，如先前所介紹的。對於圖4A之等化器31.·〇8而言，每一濾波器41〇之中心係數Ci,G(n)可初始設定為該濾波器進行處理訊號最強多重路徑之指狀數值（例如Ci 〇(n) = γα、），最強多重路徑之時序差值h可用於產生預期符號值y(n)或預期先導符號值p(n)，並產生在時間軸上和時差值呈線性排列之接收樣本Xi(n)。預期符號值y(n)&p(n)亦可藉由將伴隨處理元件對於誤差值計算點之延遲納入考量而產生，例如，對於一特定時序差值而言，預期先導符號值p(n)會配合相對於預期符號值y(n)之延遲而產生，俾將後處理器32〇之延遲納入考量。濾波器係數及比例變換因子亦可利用接收之資料進行調整，所接收之樣本可進行處理、解碼及CRC檢視俾決定是否:資料封包接收無誤，正確接收之資料封包然後可以相似於傳輸單元執行之方式進行再編碼暨再處理，重新產生之符號然後可和回復之符號（例如；⑻）進行比#，且位於兩者間足誤差值可用於調整濾波器係數及比例變換因子，

裝、訂

回復之符號會予以適度緩衝俾將解碼、再編碼及再處理延遲納入考量。圖7為耙式接收器330之具體實施例方塊圖，由於多重路 fe及其他因素之故，一傳輸訊號可藉由多重訊號路徑到達一接收器單元，為了改善執行效率，耙式接收器設計具有處理接收訊號（或多重路徑）之多重（或最強）樣本之能力，對傳統乾式接收器設計而言，其具有複數個指狀處理器 710以處理諸多重路徑，每一指狀處理器710包含耙式接收器之指端，並可指定用於處理特定路徑。如圖7所示，自特定前置處理器210所接收之Iw及樣本會傳送至複數個指狀處理器710a至7101，在每一指定之指狀處理710内，接收之IIN及QIN樣本會送至pn解展器

720 ’其亦接收一複數型態pn序列：PNI及PNQ，該數PN 序列會依據所使用CDMA系統之特殊設計而產生，且對於 HDR系統而言係藉由乘法器738&及7381)將短1?]^及(^?1^序列乘上長PN序列而產生，短IPN及QPN序列係用於在傳輸基地台將資料展頻，而長PN序列則用於接收端接收器單元對資料進行擾頻處理（scramble)，PNI及PNQ序列係配合對應指狀處理器所處理之特定多重路徑時序差值而產生。 PN解展器720將複數IIN& QIN樣本乘上複數pn序列而提供複數解展Ides及Qdes樣本至解覆蓋元件722及732，解覆蓋元件722配合一或多項頻道傳輸碼（例如Walsh編碼，其用於覆蓋資料及產生複數型態解覆蓋樣本）對解展樣本進行解覆蓋，該解覆蓋樣本然後送至符號累加器724，其將位於 -38- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(21〇X297公釐) 541軸。 ! ' 1 , ! , A7

^傳：碼長度上之樣本予以累計以產生解覆蓋符號，該覆盖符號然後送至先導解調器726。期统而言’一先導參考值會在部份前送鏈路傳輪仃傳运’因此’解覆蓋元件732配合特殊頻道傳輸列如對HDR系統而言為Wal_〇，纟係用於覆蓋基地么 j導參考值）對解展樣本進行解蓋，該解覆蓋先導樣: ^傳运至-累加器734並對一特定時序間隔進行累加以生先導符號，該累加時序間隔可為先導頻道傳輸碼期間、整體先導參考值週期、或某些其他時序間隔。先導符號然後送至先導滤波器736並用於產生送至先導解調器726 之先導估計值，該先導估計值係當資料出㈣對於時序週期進行估算或預測之先導符號值。先導解調器726將來自符號累加器724之解覆蓋符號配合來自先導濾波器736之先導估計值執行耦合解調，並將解 j符號送至符號整合器740,耦合解調可藉由執行解覆蓋符號及先導估計值之點（dot)乘積暨交又（er〇ss)乘積而產生，該點乘積暨交叉乘積可有效執行資料之相位解調且進一步將解覆蓋先導參考值之相對性強度輸出結果予以變換比例，先導參考值之比例變換可有效地依據多重路徑之品質對來自不同多重路徑之投注貢獻予以加權俾進行高效整合，點乘積及正交乘積因此扮演相位投射及訊號加權之雙重角色，此為一貫担》式接收器之特色。符號整合器740對來自所有指定之指狀處理器71〇之解調符號進行接收及耦合整合俾對正由耙式接收器處理之特定 -39- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) A7 B7 五、發明説明（36 ) 接收訊號產生回復符號，對於所有接收訊號之回復符號然後以下述方式進行整合以產生整體回復符號，然後送至後續處理元件。搜尋器元件712可設計成包含一 PN解展器、一 PN產生器、以及一訊號品質度量元件，該PN產生器以不同時序差值（offset)產生複數型態PN序列，時序差可能由控制器370 所引導用於搜尋最強之多重路徑。對於搜尋每一時序差值而言，PN解展器配合位於特定時序差之複數型態PN序列對Im及QIN樣本進行接收及解展俾產解展樣本，該解展樣本之訊號品質然後會予以計算，此可藉由計算每一解展樣本之能量（亦即IDES2+QDES2)及將一特定時序週期（例如先導參考值週期）之能量累積而得，搜尋器元件對各時序差值進行搜尋，並選取具有最高訊號品質度量之多重路徑，然後並指定備便之指狀處理器710處理這些多重路徑。對於一 CDMA系統之耙式接收器之設計及運作進一步詳述於美國專利案號5,764,687、標題為“用於一展頻多重存取通訊系統之行動解調器架構（MOBILE DEMODULATOR ARCHITECTURE FOR A SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM)”，以及美國專利案號5,490,165，標題為“在一具有接收多重訊號能力之系統中之解調元件配置（DEMODULATION ELEMENT ASSIGNMENT IN A SYSTEM CAPABLE OF RECEIVING MULTIPLE SIGNALS)”，兩案授權隸屬本發明之授權人，並在此以全文引用的方式納入本文中作為參考。 -40- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) 541&L3i, 2a A7 . B7 五、發明説明（37 ) ^ "~^ 在圖2A顯示之具體實施例中，複數個前送鏈路訊號係由天線132a及132k接收並分別由前置處理器2i〇a至2l〇k進行處理以產生樣本串流xjn)至xk(n)，因此，複數個耙式接收器可用於處理K樣本串流，一整合器然後可用於整合來自所接收之所有正進行處理之訊號。另一種方式為，一或多具扭式接收器可進行時序分割多工以處理K樣本串流，在此TDM耙式接收器架構中，來自尺串流之樣本可暫時儲存於一緩衝區並稍後為耙式接收器進行擷取及處理。對每接收訊號而各’乾式接收器330可運作成用以處理L多重路徑，其中L代表備便之指狀處理器71〇數目，每一 L多重路徑對應一特定時序差，其藉由搜尋器元件712之輔助進行識別。控制器370或搜尋器元件712可設計用以維持對每一正進行處理之K接收訊號之最強多重路徑（化〇量值及其對應時序差值（τί)所組成之率列，這些量值及時序差可如上所述用於作為等化器31〇之初始係數及比例變換因子。在一應用例中，每一特定多重路徑之量值可藉由將累加能量數值之平方根除以累加之樣本數（Ν)而得。圖5Β為後處理器320之具體實施例方塊圖，其用於處理自接收訊號產生之符號估計值1(11)，後處理器32〇之運作· 係用於將位於傳輸器單元執行之ΡΝ展頻及覆蓋回復原狀，舉例而言，在傳輸之前，HDR系統會以較低資料率對資料進行PN展頻暨覆蓋，在較高資料率時（吻合或超越晶片率），PN展頻暨覆蓋會產生符號轉換（亦即極向改變）但並供進行直接序列展頻，因此後處理器32〇可用於在較低資 -41 -

541 较li 28 : A7 ^ B7 五、發明説明（38 ) 料率下執行PN解展頻及解覆蓋，而在較高資料率下進行符號轉換，一般而言，後處理器320係設計用於執行和傳輸器單元執行作業互補之諸功能。在後處理器320中，符號估計值會送至PN解展器520，其亦用於接收具有相同時序差之複數型態PN序列（用於調整濾波器係數），PN解展器520配合複數PN序列解展符號估計值並將解展之樣本送至解覆蓋元件522，解覆蓋元件522然後配合用於對基地台資料進行覆蓋之一或多項頻道傳輸碼對樣本進行解覆蓋，對每一頻道解覆蓋之樣本然後會藉由一符號累加器524就頻道傳輸碼長度進行累加且送至後續處理元件。等化器310、後處理器320、以及耙式接收器330可加以時序分割多工以使用一處理元件單一集合對所有接收之訊號樣本進行處理，並且，在後處理器320中之某些元件和耙式接收器330内之元件相類似，因此，後處理器320及耙式接收器330可據以設計及運作使得至少部份共通功能可由處理元件之共享集所執行。在對顯示於圖4A及4B中之濾波器410進行調整階段，實際符號y(n)可基於所有接收訊號中之最強路徑之時序差值而產生，對於HDR系統而言，先導參考值為一皆為1之序列，且用於覆蓋先導參考值之頻道傳輸碼則為Walsh碼〇(亦即皆為0序列），先導參考值然後配合複數PN序列進行解展，因此，所傳輸之先導參考值在先導參考值傳輸期間和複數PN序列是相同的。 -42- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐） 541^13 Γ6 - 1 -- Γ\ * A7 B7 五、發明説明（39 ) 在接收器單元中，在先導參考值週期期間之實際符號y(n) 可在對應所有接收訊號最強路徑之時間差值產生複數PN序列（亦即 y(n) = PNI(n)+jPNQ(n))。請參考回圖3，接收資料處理器136包含二訊號處理路徑，其可用於處理接收訊號，第一訊號處理路徑包含等化器3 10及後處理器32〇 ,且第二訊號處理路徑包含耙式接收器330。在一具體實施例中，該二訊號處理路徑可平行運作（例如在調整期間），且訊號品質估計值可對每一訊號處理路徑進行計算，提供較佳訊號品質之訊號處理路徑然後可選取用於處理接收訊號。對傳統乾式接收器而言，接收訊號品質可藉由計算訊號對雜訊比值（S/N)加以估算，對傳送TDM先導參考值之 CDMA系統而言，S/N可在接收訊號已知之先導參考週期期間進行計算，一訊號品質估算可針對每一指定之指狀處理器加以產生，對所有指定指狀處理器之估算然後可加權並結合俾產生一整體S/N，其可利用下式計算： (K _\2 贫為 Eq(2C)) ι>1 其中β為用於耙式接收器以將來自指定之指狀·處理器之解調符號整合之加權數值，俾產生回復符號，其為傳輸資料足改，估計值；Es為對於一所欲訊號（例如先導參考值）之個別苻號旎I (energy-per_Symb〇1);以及价為正由指狀處 -43-

54Ϊ5Ι3

A7 B7

Eq(21) 五、發明説明（40 ) 理器所處理之接收訊號上之總體雜訊。Nt —般包含熱雜訊、來自其他傳輸基地台之干擾雜訊、來自相同基地台之其他多重路徑之干涉、以及其他影響因子等。個別符號能量可以下式計算： &士 ΣΙ⑺+伽) ^ SYM ,β1 其中PI&PQ為同相位暨正交相位之濾波先導符號且NSYM為用於累加能量以產生Es值之符號總數。請參閱圖7，濾波先導符號可藉由將用於覆蓋先導參考值之頻道傳輸碼長度内之解展樣本予以累加而產生，總體雜訊可依預期訊號之能量内之變化能量加以估算，其可以下式計算而得：

Nt i nsym 、2 (Nsym 、Σ制） /=1 J Eq(22)

接收訊號品質度量方法係進一步詳述於美國專利案號 5，903，554、標題為“在一展頻通訊系統中用於度量鏈路品質之方法及裝置（METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING LINK QUALITY IN A SPREAD SPRECTRUM COMMUNICATION SYSTEM)，，以及美國專利案號5,799,005、標題為“在一 CDMA通訊系統中作為決定接收先導能量及路徑散失之系統及方法（SYSTEM AND METHOD FOR -44- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) A7 B7 補先_ 五、發明説明（41 ) DETERMINING RECEIVED PILOT POWER AND PATH LOSS IN A CDMA COMMUNICATION SYSTEM)”，兩者授權隸屬本發明之授權人且在此以全文引用的方式納入本文作為參考。對於包含等化器之訊號處理路徑而言，訊號品質可使用不同標準（包含一均方平均誤差（MSE))加以估算，並且，對於傳輸TDM先導參考值之CDMA系統而言，MSE可在先導參考值週期期間進行估算，且可以下式計算而得：

Eq(23) MSE-~f\y^)-y(n)\2 , iySAM n=l 其中nsam為用於將誤差進行累加以產生MSE之樣本數，一般而言，均方誤差會以樣本數及一或多項先導參考值進行平均俾獲得所欲之估算信心水準，平方誤差然後可轉換成相對應之訊號對雜訊比值（S/N)，其可用下式表示： s/neq

linear dB

Eq(24) 對於具有等化器3 10之訊號處理路徑之s/neq可和具有扭式接收器330之訊號處理路徑之s/NRAKE進行比較，產生較佳S/N之訊號處理路徑然後可選取作為接收訊號之處理。或者，MSE可對具有耙式接收器330之訊號處理路徑進行计算（使用算式23)並和具有等化器310之訊號處理路徑之 -45- 本纸張尺度適用中國國家襟準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 54im f |·号修i 2¾¾ 咖 ...............

MSE進行比較，並選取具有較佳MSE之訊號處理路徑。士於HDR系統而j，s/n係位於遠距端點進行估算並用，決疋可由遠距端點接收用於操作環境之最大資料率，該取大資料傳輸率然後傳回至基地台作為S/N估算，之後，基地台以最大同於所識別之最大資料率之傳輸率將資料傳至遠距端點。藉由本發明’對於資料傳輸之資料率可利用各種方法加以估算’在其中一種方法中，S/N可基於計算之MSE對耗 f接收器或等化器進行估算，如算式24所示。來自所有訊號處理路控之最佳S/N然後可用於決定所能支援之最大資料率’或者，MSE可用於決定最大資料率，最佳S/N、 MSE、或最大資料率可傳送至基地台。在某些作業情況下，具有等化器之訊號處理路徑可較具有乾式接收器之訊號處理路徑產生較佳結果，舉例而言，具有等化器之訊號處理路徑一般在S/N較高且具有iSI之頻道會有較佳表現，耙式接收器可用於處理多重路徑，其亦會導致ISI，事實上，耙式接收器可視為具有[數栓接之濾波器（其中L為指狀處理器數目），每一栓接對應一可加以調整之時序延遲，然而，因頻率在接收訊號上之失真，使得耙式接收器在減少ISI之表現上並不是十分理想。等化器對於減少因頻率失真而產生ISI之表現上要較有成效’此係藉由產生一大致為頻率失真反轉之由應、同時減少包含ISI在内之整體雜訊而達成β等化器因此“反轉 (inverts)”頻道，且嘴試將多重路徑之效應予以平滑化。事實上，當濾波係數初始設定為{〇, ·，〇，i，〇,…，〇 }時，每 •46- 本紙張尺度適財g S家料(CNS) A4規格( X 297公釐)

5猶 813. _ I .1 _ . :. -, i'. . g

,,· ,. 一一 H ” -m N ·、· . · ' jJM I 五、發明説明（~^ _ 一濾波裔4 10同等於一指狀處理器，接著，在採用〇值係數後，濾波器頻率回應會改變俾將頻道失真進行等化，因此’等化器可用於有效地處理多重路徑導致之isi以及頻道導致之ISI。為了簡化起見，本發明之許多特性及具體實施例已針對展頻通訊系統進行描述，然而，本發明在此描述之許多原理亦可用於非展頻通訊系統、以及具有選擇性執行直接序列展頻能力之通訊系統（像是HDR系統）。圖4A及4B之濾波器410可設計成任何長度（亦即任何栓接及係數數目），較多之栓接使得濾波器4丨〇對接收訊號内之頻率失真具有較佳調校效果，且可較佳地處理具有較大時序差值之多重路徑。然而，較多栓接同於需要增加其複雜度以及更複雜之計算以對栓接進行等化，且可能需要較長之收斂時間，栓接數目因此為設計之一種選項，且是基於包含（例如）成本、功效、複雜度等等因子進行選擇。舉例而言，吾人可能欲在一特定時間窗口（例如2〇psec)進行等化，在此例中，栓接數目將和樣本率心.？相關，吾人可採取任何數目之栓接且在本發明範圍之内。在此描逑之處理單元（例如濾波器4 i 〇、等化器3丨〇、後處理器320、耙式接收器33〇等等）可以各種方式加以運用，· 像是（例如）用於一或多項特殊應用積體電路（ASICs)、數位訊號處理器（DSPs)、微控制器、微處理器、或其他設計用執行描述於此之相關功能之電子電路。再者，處理單元可配合一般用途或用於執行指令碼（其執行在此描述之相關功能）之特殊設計處理器加以應用，因此，描述於此之處 -47- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(21GX297公釐) 5418士 5 i cr_ :Γ.; A7 B7 C]' r L'、 !...…:補无,：五、發明説明（44 ) 理單元可使用硬體、軟體或其組合據以應用。前述之較佳具體實施例在於促使熟知本領域之任何人士得以製作或使用本發明，加諸於這些具體實施例之各種修改對於熟知本領域之人士而言是顯而易見的，且在此定義之通用原則可在不使用發明技能之情況下，應用至其他具體實施例，因此，本發明並非旨在受限於在此所示之具體實施例，而是植基於和在此所揭示之原則及新式特性相一致之最廣範圍上。圖式元件符號說明 100 通訊系統 130 接收器單元 110 傳輸器單元 132 天線 112 資料源 132a] 32k 天線 114 傳輸資料處理器 134 接收器 116 傳輸器 136 接收資料處理器 118 天線 138 資料流道 210 接收訊號處理器(前置處理器） 210a-210k 前置處理器 228 類比對數位轉換 222 擴大器器 - 224 接收濾波器 230 數位處理器 226 頻率轉換器/解調器 242 向上取樣器 244 有限脈衝回應濾波器 -48- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) ^ --—--------------- f ::: 1 F 年月日i k 補充 A7 B7 五、發明説明 (45 ) 246 向下取樣器(摒除器） 310 等化器 422 乘法器 310a 等化器 422a-422k 乘法器 310b 等化器 424 加法器 320 後處理器 512 延遲元件 330 耙式接收器 512a-512m延遲元件 340 切換器 514 乘法器 350 解交錯器 514a-5141 乘法器 360 解碼器 516 加法器 370 控制器 520 PN解展器 410 濾波器 522 解覆蓋元件 410a-410k 濾波器 524 符號累加器 410x 濾波器 602 交通資料 412 乘法器 602a 交通資料 412a-412k 乘法器 602b 交通資料 414 加法器 602c 交通資料 418a 分割器 604 先導參考值 418b 分割器 604a 先導參考值 420a 係數調校元件 604b 先導參考值 420b 係數調校元件 606 發訊資料 -49-

541r|Jf 年月曰修正補充 A7 B7 五、發明説明（46 ) 606a 發訊資料 726 先導解調器 606b 發訊資料 732 解覆蓋元件 710 指狀處理器 734 累加器 710a-7101 指狀處理器 736 先導濾波器 712 搜尋器元件 738a 乘法器 720 PN解展器 738b 乘法器 722 解覆蓋元件 740 符號整合器 724 符號累加器 -50- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐)

Claims

A8 B8 C8 六、申請專利範圍 •一種在一展頻通訊系統中用於處理一或多項訊號之方法’該方法包括：接收該一或多項訊號以產生一或多項樣本串流；以及以第一種處理方式處理一或多項樣本串流以產生回復符號第一串流，其中該第一種處理方式包含：藉由一等化器將一或多項樣本串流進行等化並結合以產生符號估計值；以及處理該符號估計值以產生回復符號之第一串流。 2.如中請專利範圍第1項之方法，其中符號估計值之處理包括：配合一 PN序列進行符號估計值解展以產生解展符號；以及對解展符號進行解覆蓋以產生回復符號第一串流。 3 ·如申请專利範圍第2項之方法，其中該解展暨解覆蓋作業係基於一或多項接收訊號之資料率選擇性地進行。 4·如申請專利範圍第、項之方法，進一步包含：藉由一或多具耙式接收器對一或多項符號串流以第二種處理方式進行處理以產生回復符號之第二串流。 5·如申請專利範圍第4項之方法，進一步包含：對伴隨第一及第二種處理方式之各個訊號品質進行估算；以及，. 基於伴隨第一及第二種處理方式之估算訊號品質選擇第一或第二種處理方式。 6·如申請專利範圍第5項之方法，其中伴隨第一種處理方 -51 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)

式 < 訊號品質係基於符號估計值及期望符號值間之均方誤差（MSE)估算而得。 7.如申請專利範圍第6項之方法，其中一或多項訊號之資料率係部份基於均方誤差進行選取。 8·如申請專利範圍第1項之方法，其中就第一種處理方式而I ’等化作業在整合作業之前進行。 9·如申請專利範圍第1項之方法，其中就第一種處理方式而言’整合作業在等化作業之前進行。 10·如申請專利範圍第1項之方法，進一步包含：首先將位於等化器内之一或多具濾波器之係數進行調正其中一濾波器乃用於對一或多項樣本串流進行濾波。申請專利範圍第10項之方法，其中對於每一濾波器之第一次調整係基於來自滤波器之濾波樣本進行。 12. =申請專利範圍第10項之方法，其中對於一或多具濾波器之第一次調整係基於符號估計值進行。 13. 如申請專利範圍第10項之方法’其中每一滤波器之係數係以特定數值组進行初始設定。 14·如申請專利範圍第10項之方法，進一步包含：辨識正進行接收或處理之一或多項訊號其中之較大多重路徑（multipath);以及，. 其中第一次調整係基於和所辨識之較大多重路徑相對應之時序差（offset)進行。 15.如申請專利範圍第10項之方法，其中第一次調整嚐試将 -52-

本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4规格(210X297公釐) 54

符號估計值及期望符號值間之均方誤差予以最小化。认如申請專利範圍第10項之方法，其中第一次調整嚐試將 t自濾波器之濾波樣本及期望符號值間之均方誤差予以最小化。 17·如申請專利範圍第10項之方法，進一步包含：將符號估計值進行分割以產生分割符號估計值；以及其中第一次調整係使用分割符號估計值進行。 18·如申請專利範圍第1〇項之方法，其中位於等化器内之每一漉波器為有限脈衝回應（FIR)濾、波器。 19.如申請專利範圍第,〇項之方法，第一次調整係以劃時多工（TDM)先導參考值進行。 2〇.如申請專利範圍第1〇項之方法，第一次調整係以分碼多工（CDM)先導參考值進行。 21·如申請專利範圍第1〇項之方法，第一次調整係以最小均方（LMS)演算法進行。 22·如申請專利範圍第1〇項之方法，第一次調整係以遞迴最小平方（RLS)演算法進行。 23·如申請專利範圍第1〇項之方法，第一次調整係以直接矩陣轉換（DMI)演算法進行。 24·如申請專利範圍第1〇項之方法，其中整合作業係基於一或多項比例變換因子進行，每一比例變換因子和一或多項樣本串流其中之一相對應。 25·如申^專利範圍弟24項之方法，進一步包含：在整合作業前對一或多項比例變換因子進行第二次調 -53- 本纸張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 26.如申請專利範圍第25項之方法，進一步包含： /足正進行接收或處理之-或多項訊號中1每-訊號辨識較大多重路徑；以及基於個別辨識之較大多重路徑將每一比例變換因子造行初始設定。 27. =請專利範圍第25項之方法，纟中第二次調整係基於付號估計值進行。 28·如申請專利範圍第！項之方法，進一步包含：對位於等化器内之-或多具滤波器之係°數進行第一次调整，其中-滤波器用於分別對一或多樣本串流進行減波；以及對一或多業。比例’受換因子進行第二次調整俾用於整合作 29.如申請專利範圍第28項之方法，其中第一及第二次調整作業係個別且依序進行，其中第_次調整作業係在—或多比例變換因子固定之條件下進行，且其中第二次調整作業在於一或多濾波器係數固定之條件下進行。 3〇·如申請專利範圍第28項之方法，其中第_及第二調整作業會重覆執行多次。 31. 如申請專利範圍第28項之方法’其中第—及第二調整作業會在期望符號值之特定序列上重覆執行。 32. 如申請專利範圍第28項之方法，其中第—及第二調整作業係基於符號估計值進行。

申清專利祀圍 A8 B8 C8 D8 33· 一種在一通訊系統中用於處理一或多項訊號之方法，該方法包含：接收暨處理一或多項訊號以產生一或多項樣本事流；以第一種處理方式處理一或多樣本串流以產生回復符號之第一串流’其中第一種處理方式包括：藉由一等化器對一或多樣本串流進行等化暨整合以產生符號估計值；以及處理符號估計值以產生回復符號之第一串流；藉由一或多耗式接收器對一或多樣本串流進行第二種方式處理以產生回復符號之第二串流；估算伴隨第一及第二種處理方式之個別訊號品質；以及基於伴隨第一及第二種處理方式所估算之訊號品質以選取第一或第二種處理作業。 34·如申請專利範圍第33項之方法，進一步包含：凋整位於等化器内之所有一或多項濾波器係數。 35·如申請專利範圍第34項之方法，其中位於等化器内每一遽波器之係數會利用由一或多個耙式接收器所產生之資訊進行初始設定。 36·如申請專利範圍第34項之方法，其中位於等化器内之每一濾波器係數之調整係利用一劃時多工（TDM)先導參考值或一分碼多工（CDM)先導參考值進行。 37.如申請專利範圍第34項之方法’其中位於等化器内每一濾波器係數之調整係利用一最小均方（LMS)演算法、— -55-

☆、申請專利範圍遞迴最小平方（RLS)演算法、一直接矩陣轉換（DMi)演算法、或上述之組合方式進行。斤 38· —種在一通訊系統中用於處理一或多訊號之接收器單元’該接收器單元包括：一或多個前置處理器用以接收及處理一或多項訊號以產生一或多項樣本串流；、一等化器，其耦合至一或多個前置處理器並用於對一或多項樣本串流進行接收、整合、及等化以產生符號估計值；以及一後處理器，其耦合至該等化器並用於接收暨處理符號估計值以產生回復符號之第一串流。 39·如申請專利範圍第38項之接收器單元，進一步包含：、或多個式接收器，其鶴合至一或多個前置處理器並用於接收暨處理一或多項樣本串流以產生回復符號之第二串流。 40·如申請專利範圍第39項之接收器單元，進一步包含：一控制器，其用於接收伴隨回復符號之第一及第二串泥之訊號品質估計值，並選取回復符號之第一或第二串流俾基於接收符號品質估計值進行後續處理。 41·如申請專利範圍第38項之接收器單元，其中該等化器包含：或多/慮波器分別輕合至一或多個前置處理器，每一濾波器配合一組係數用於對個別樣本串流進行接收暨濾波以產生對應之濾波樣本；以及 54lil^ 2g j 一 AS B8 i _ C8 …------—_______ D8 六、申請專利範圍、一加法态，其耦合至一或多濾波器，且用於對來自一或多滤波器之攄波樣本進行接收暨加總以產生符號估值。 H 42·如申請專利範圍第41項之接收器單元，其中該等化器一步包含： ° 係數Θ周校兀件，桌黑Λλ a. , w ^ ，、卞，、耦口土一或多個濾波器，並用於凋整汸一或多個濾波器之一或多組係數。仏如申請專利範圍第42項之接收器單元，其中該係數調校件係I於接收自該濾波器之濾波樣本進而對每一濾波器之係數集合進行調整。、4 44.如申請專利範圍第42項之接收器單元，其中該係數調校兀件係基於符號估計值進而對一或多錢器之係數集合進行調整。 45·如申請專利範圍第42項之接收器單元，其中該等化器進一步包含： /一分割器，其耦合至該加法器並用於對符號估計值進行接收暨分割以產生分割符號估計值；以及其中該係數調校元件基於該分割符號估計值進而對一或多個滤波器之一或多項係數集合進行調整。 46.如申請專利範圍第42項之接收器單元，其正中該係數調校几件係用於執行一調整演算法，該演算法係自最小均方 (LMS)、遞迴最小平方（RLS)、以及直接矩陣轉換（dmi) 演算法所組成之群集中選取。 47·如申請專利範圍第41項.之接收器單元，其中該等化器進 -57- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNs) A4規格(21〇 X 297公釐) A8 B8 C8 D8 六、申請專利範圍一步包含·· 一或多個乘法器，其分別耦合至一或多個濾波器，每一乘法器用於對濾波樣本進行接收並和一個別比例變換因子相乘以產生比例變換樣本；以及其中該加法器耦合至該一或多個乘法器，且用於對來自一或多個乘法器之比例變換樣本進行接收並加總以產生符號估計值。 48·如申請專利範圍第38項之接收器單元，其中該等化器包含： -，一或多個乘法器，其分別耦合至一或多個前置處理器，每一乘法器用以對一個別樣本串流進行接收並乘以一個別比例變換因子以產生比例變換樣本；一加法器，其耦合至一或多乘法器並用以對來自一或多乘法器之比例變換樣本進行接收暨加總以產生加總樣本；以及一濾波器，其耦合至該加法器並用以對該加總樣本進行接收並配合一組係數進行濾波以產生符號估計值。 49·如申請專利範圍第48項之接收器單元，其中該等化器進一步包含：一係數調校元件，其耦合至該濾波器並基於該符號估計值用於調整該濾波器之係數組。、· 50·如申請專利範圍第49項之接收器單元，其中該等化器進一步包含：一分割器，其耦合至該濾波器並對該符號估計值進行 -58 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(21〇X297公釐)

裝

接收暨切割以產生分割符號估計值；以及其中該絲調校該分料號濾波器之係數組進行調整。 t值進而對寫 51·如申凊專利範圍第38項之接收器包含： ϋ 具中这後處理器一 ΡΝ解展器 ΡΝ序列以一特本；以及，+具用以對符號估計值進行接收並配合一足時序差(。ffset)進行解展以產生解展泰一解覆蓋元件，其耦合至該PNW展器一 =碼進行樣本之解覆蓋暨解展俾產生回二= 及-種接收器單元，其在一通訊系統中用於，處理一訊號，該接收器單元包括·· -或多前置處理器，其用以接收暨處理一或多訊號以產生一或多樣本串流；一第一訊號處理路徑，包含等化器’其輕合至一或多前置處理器，並用以對 -或多樣本串流進行接收、整合、及等化以產生符號估計值；以及、一後處理器，其耦合至該等化器，並用於接收暨處理該符號估計值以產生回復符號之第一串流；一第二訊號處理路徑，其包含一或多耙式接收器耦合至該一或多前置處理器，並用於接收暨處理一或多樣本串流以產生回復符號之第二串流；以及 8 8 8 8 A B c D 54^813^ 六、申請專利範圍一控制器，其用於接收伴連該第一及第二訊號處理路徑之訊號品質估計值，並基於接收之訊號品質估計值進而選取第一或第二訊號處理路徑。本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 541843- ψ ； 1 ^ h ·. 月Β 正補 s 6 第090118〇42號專利申請案中文圖式替換頁(92年3月) it 5 1. $ 0 SE -sm s § 逐5B sea 604b L 606b

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