KR100809888B1

KR100809888B1 - 등화기와 레이크 수신기를 이용하여 변조 신호를 처리하는방법 및 장치

Info

Publication number: KR100809888B1
Application number: KR1020037001109A
Authority: KR
Inventors: 스미존이; 잘라리아매드
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2000-07-24
Filing date: 2001-07-17
Publication date: 2008-03-07
Also published as: WO2002009305A3; US7397844B2; EP1981174A2; EP1303920B1; CN1284308C; TW541813B; JP4938201B2; CN1449603A; US7082174B1; WO2002009305A2; AU2001275988A1; EP1981174A3; EP1981174B1; US20060056496A1; ATE403977T1; EP1303920A2; HK1056796A1; BR0112677A; KR20030017654A; DE60135228D1

Abstract

높은 S/N 을 달성하기 위한 방법에서는, 하나 이상의 신호가 수신 및 처리되어 하나 이상의 샘플 스트림을 제공한다. 제 1 처리 방식에서는, 샘플 스트림(들) 은 등화기내에서 등화 및 합성되어 심볼 추정치를 제공하고, 이는 후속 처리 (예를 들어, 역확산, 디커버링) 되어, 제 1 복원된 심볼 스트림을 제공한다. 샘플 스트림(들)은 합성되기 이전에 등화될 수 있다. 그후, 모든 스트림에 대하여 스케일링된 샘플이 합성되어 심볼 추정치를 생성한다. 다른 방법으로, 샘플 스트림(들)은 등화되기 이전에 합성될 수 있다. 이경우 각각의 샘플 스트림은 스케일링 계수에 의해 스케일링된다. 그후, 모든 스트림에 대한 스케일링된 샘플은 합성되어 합산된 샘플을 생성하고, 이는 다시 계수 세트에 의해 필터링되어 심볼 추정치를 생성한다. 또한, 샘플 스트림(들)은 제 2 처리 방식에 의해 하나 이상의 레이크 수신기로 처리되어 제 2 복원된 심볼 스트림을 제공할 수 있다. 각각의 처리 방식에 대한 신호 품질이 추정되고 제 1 또는 제 2 처리 방식중의 하나를 선택하는 데 사용될 수 있다.

Description

등화기와 레이크 수신기를 이용하여 변조 신호를 처리하는 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING A MODULATED SIGNAL USING AN EQUALIZER AND A RAKE RECEIVER}

발명의 배경

I. 발명의 분야

본 발명은 데이터 통신에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 성능 개선을 위해서 등화기와 레이크 수신기를 이용하여 수신 변조 신호를 처리하는 신규하고 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다.

II. 관련 기술의 설명

현대의 통신 시스템은 다양한 애플리케이션을 지원하도록 요구되고 있다. 이런 시스템중 하나가, 지상 링크를 통하여 사용자들간의 음성 및 데이터 통신을 지원하는 코드분할다중접속 (CDMA) 시스템이다. 다중접속 통신 시스템에서 CDMA 기술의 이용은, 발명의 명칭이 "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATER" 인 미국특허번호 제4,901,307호와 발명의 명칭이 "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" 인 미국특허번호 제5,103,459호에 개시되어 있다. 다른 특정 CDMA 시스템은, 1997년 11월 3일에 발명의 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR HIGH RATE PACKET DATA TRANSMISSION" 으로 출원된 미국특허출원번호 제 08/963,386호로서, 2003년 6월 3일자로 발행된 미국특허 제 6,574,211 호에 개시되어 있다 (이하, HDR 시스템). 이들 특허는 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한다.

일반적으로, CDMA 시스템은 하나 이상의 표준에 부합하도록 설계된다. 이런 표준은, "TIA/EIA/IS-95 Remote Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System" (IS-95 표준), "3rd Generation Partnership Project" (3GPP) 콘소시움에서 제안되고 문서번호 3G TS 25.211, 3G TS 25.212, 3G TS 25.213, 및 3G TS 25.214 를 포함하는 문서 세트에 수록된 표준 (W-CDMA 표준), 및 "TR-45.5 Physical Layer Standard for cdma2000 Spread Spectrum Systems" (CDMA-2000 표준) 을 포함한다. 새로운 CDMA 표준들이 계속적으로 제안되고 있으며 사용을 위해 채택되고 있다. 이들 CDMA 표준은 여기서 참조한다.

일반적으로, CDMA 시스템은 순방향 또는 역방향 링크를 통해서 송신된 변조 신호를 처리하는 레이크 수신기를 사용한다. 일반적으로, 레이크 수신기는 서처 소자와 다수의 핑거 프로세서를 구비한다. 서처 소자는 수신 신호가 강한 경우 (또는 다중 경로) 를 서치한다. 핑거 프로세서는, 가장 강한 다중 경로들을 처리하여 이들 다중경로에 대하여 복조 심볼을 생성하도록 할당된다. 그 후, 레이크 수신기는 할당된 모든 핑거 프로세서로부터의 복조 심볼을 합성하여 송신 데이터의 추정치인 복원된 심볼을 생성한다. 레이크 수신기는 다중 신호 경로를 통하여 수신된 에너지를 효과적으로 합성한다.

레이크 수신기는 낮은 신호대잡음비 (S/N) 로 동작하는 CDMA 시스템에 대하여 허용가능한 성능 레벨을 제공한다. 고데이터레이트로 데이터를 송신하도록 설계된, HDR 시스템 등의 CDMA 시스템에 대해서는 높은 S/N 이 요구된다. 높은 S/N 을 달성하기 위해서는 잡음항 (N; noise term) 을 구성하는 성분이 감소될 필요가 있다. 잡음항은, 열잡음 (No), 다른 송신 소스에 의한 송신과 다른 사용자에 대한 송신으로 인한 간섭 (Io), 송신 채널의 다중경로나 왜곡 (distortion) 으로부터 생길 수 있는 심볼간 간섭 (ISI) 을 포함한다. 낮은 S/N 으로 동작하도록 설계된 CDMA 시스템에 대해서는, ISI 성분은 다른 잡음 성분에 비해서 일반적으로 무시할 수 있다. 그러나, 높은 S/N 으로 동작하도록 설계된 CDMA 시스템에 대해서는, 다른 잡음 성분 (예를 들어, 다른 송신 소스로부터의 간섭) 은 일반적으로 감소되며, ISI 가 전체 S/N 에 대해 큰 영향을 가질 수 있는 무시할 수 없는 잡음 성분이 된다.

위에서 알 수 있듯이, 레이크 수신기는 수신 신호의 S/N 이 낮을 때 허용가능한 성능을 제공한다. 레이크 수신기는 다양한 다중 경로로부터의 에너지를 합성하는 데 사용될 수는 있으나, 일반적으로 ISI (예를 들어, 다중경로 또는 채널 왜곡으로부터의) 의 효과를 제거하지는 못한다. 따라서, 레이크 수신기는 고데이터레이트로 동작하는 CDMA 시스템에서 요구되는 높은 S/N 을 달성할 수 없다.

고데이터레이트를 지원하기 위해 필요한 높은 S/N 를 달성하도록 수신신호를 처리하는 데 이용될 수 있는 기술이 크게 요구되고 있음을 알 수 있다.

발명의 요약

본 발명은 고데이터레이트를 지원하기 위해서 필요한 높은 S/N 을 달성할 수 있는 기술을 제공한다. 본 발명에 따르면, 하나 이상의 신호 (예를 들어, 하나 이상의 안테나를 통해서 수신됨) 를 처리하기 위해서 다수의 신호 처리 경로가 제공될 수 있다. 하나의 신호 처리 경로는 다중 경로와 채널 왜곡으로 인한 ISI를 감소시키기 위한 등화기를 구비한다. 다른 신호 처리 경로에는 하나 이상의 종래 레이크 수신기가 제공될 수 있다. 등화기를 구비하는 신호 처리 경로는 일반적으로 일정한 동작 조건하에서 더 우수한 성능을 제공하지만, 더 우수한 신호 품질 추정치를 갖는 신호 처리 경로가 수신 신호(들)을 처리하기 위해서 선택될 수 있다.

본 발명의 일실시형태는 (확산 스펙트럼) 통신 시스템에서 하나 이상의 신호를 처리하는 방법을 제공한다. 본 방법에 따르면, 하나 이상의 신호가 수신 (예를 들어, 하나 이상의 안테나를 통하여) 및 처리되어 하나 이상의 샘플 스트림을 제공하고, 이 샘플 스트림은 제 1 처리 방식으로 처리되어 복원된 제 1 심볼 스트림을 제공한다. 제 1 처리 방식에서는, 샘플 스트림(들)이 등화기 내에서 등화 및 합성되어 심볼 추정치를 생성하고, 후속하여 이 심볼 추정치가 더 처리되어 복원된 제 1 심볼 스트림을 제공한다. 또한, 샘플 스트림(들)은 하나 이상의 레이크 수신기로 제 2 처리 방식에 의해 처리되어, 복원된 제 2 스트림의 심볼을 제공한다. 각각의 처리 방식과 연관된 신호 품질은 제 1 또는 제 2 처리 방식중 하나를 선택하도록 추정 및 이용될 수 있다.

제 1 처리 방식에서는, 샘플 스트림(들)이 합성 이전에 등화될 수 있다. 이 경우, 각각의 샘플 스트림은 계수 세트를 갖는 개별 필터들에 의해 필터링되고, 개별 스케일링 인자들에 의해 스케일링될 수 있다. 그 후, 모든 스트림에 대해 스케일링된 샘플들은 합성되어 심볼 추정치들을 생성한다. 다른 방법으로, 샘플 스트림(들)은 등화되기 전에 합성될 수 있다. 이 경우, 각각의 샘플 스트림(들)은 개별 (복합) 스케일링 인자에 의해 스케일링될 수 있다. 그 후, 모든 스트림들에 대하여 스케일링된 샘플은 합성되어 합산된 샘플을 생성하고, 이 합산된 샘플은 다시 계수 세트로 필터링되어 샘플 추정치들을 생성한다.

등화기 내의 각각의 필터는 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터, 무한 임펄스 응답 (IIR) 필터, 또는 일부 다른 필터 구조로서 제공될 수 있다. 일반적으로, 필터 계수와 스케일링 인자(들)는 사용전에 적응화 (즉, 트레이닝) 되고, 사용중에 추가로 적응화될 수 있다 (예를 들어, 판정 지향 적응화 방식; decision directed adaptation scheme).

등화기의 특정 설계에 따라서, 다양한 적응화 방식이 사용될 수 있다. 한가지 적응화 방식에서는, 필터 계수가 스케일링 인자(들)에 대해서 개별적으로 그리고 순차적으로 적응화된다. 이 적응화 방식에서는, 계수 적응화가 고정된 스케일링 인자로 수행될 수 있고, 스케일링 인자 적응화가 고정된 계수로 수행될 수 있다. 계수 적응화와 스케일링 인자 적응화는 여러번 반복적으로 수행될 수 있다 (예를 들어, 값이 알려진 기대 심볼의 특정 시퀀스에 대하여). 계수 적응화에 대하여, 각각의 필터의 계수들은 (1) 필터와 기대 심볼로부터의 필터링된 샘플, 또는 (2) 심볼 추정치와 기대 심볼에 기초하여 적응화될 수 있다. 유사하게, 스케일링 인자는 심볼 추정치와 기대 심볼에 기초하여 적응화될 수 있다. 다른 방법으로, 다른 적응화 방식에서는, 모든 필터들에 대한 계수가 심볼 추정치와 기대 심볼에 기초하여 동시에 적응화될 수 있다.

상기 적응화 방식에 대해서는, 예들들어, 시분할다중화 (TDM) 파일럿 기준을 이용하고, 최소 평균 제곱 (LMS; least mean square) 알고리즘, 순환 최소 제곱 (RLS; recursive least square) 알고리즘, 직접 행렬 반전 (DMI; direct matrix inversion) 알고리즘, 또는 일부 다른 적응화 알고리즘에 따라서, 적응화가 수행될 수 있다. 적응화 이전에, 각각의 필터에 대한 계수는 특정 세트의 값 (예를 들어, 0, ..., 0,

, 0, ..., 0) 으로 초기화되고, 스케일링 인자(들)도 초기화될 수 있다. 수신 및 처리되는 각각의 신호에 대한 큰 다중경로가 확인될 수 있고, 다중경로 () 의 크기와 위상이 신호와 관련된 계수와 스케일링 인자를 초기화하는 데 사용될 수 있다. 또한, 수신 및 처리되는 신호(들)중 하나에 대한 큰 다중경로가 사용될 수 있고, 이 다중경로에 대응하는 시간 오프셋이 계수와 스케일링 인자 적응화에 대하여 사용될 수 있다 (예를 들어, 시간 오프셋이 적절하게 기대값을 생성하는 데 사용될 수 있다).

제 1 처리 방식과 연관된 신호 품질은 심볼 추정치와 기대 심볼들 간의 평균 제곱 에러 (MSE; mean square error) 에 기초하여 추정될 수 있다. 계수 및 스케일링 인자 적응화가 MSE 를 최소화하도록 실행될 수 있다. MSE 는 신호대잡음비 (S/N) 로 전환될 수 있다. 그 후, MSE 나 S/N 은 수신 신호(들)에 대하여 데이터레이트를 선택하는 데 사용될 수 있다.

본 발명의 다른 실시형태는 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 하나 이상의 신호를 처리하도록 동작하는 수신기 유닛을 제공한다. 수신기 유닛은 하나 이상의 전치 프로세서 (pre-processor), 등화기 (equalizer), 및 후치 프로세서 (post-processor) 를 구비하는 제 1 신호 처리 경로를 포함한다. 각각의 전치 프로세서는 개별 신호를 수신하고 처리하여, 대응하는 샘플 스트림을 제공한다. 등화기는 하나 이상의 샘플 스트림을 수신, 합성, 및 등화하여, 심볼 추정치를 생성한다. 후치 프로세서는 심볼 추정치를 수신하고, 더 처리하여 (예를 들어, 역확산 및 디커버하여), 복원된 제 1 심볼 스트림을 제공한다. 수신기 유닛은 제 2 신호 처리 경로와 콘트롤러를 더 구비할 수 있다. 제 2 신호 처리 경로는 샘플 스트림(들)을 처리하여 복원된 심볼의 제 2 스트림을 생성하는 데 사용되는 하나 이상의 수신기를 구비할 수 있다. 콘트롤러는 제 1 및 제 2 신호 처리 경로와 관련된 신호 품질 추정치를 수신하고, 수신 신호 품질 추정치에 기초하여 제 1 또는 제 2 신호 처리 경로를 선택한다.

후치 프로세서는, PN 역확산기와 디커버 소자를 구비할 수 있다. PN 역확산기는 심볼 추정치를 수신하고, 이 수신한 심볼 추정치를 특정 시간 오프셋에서 PN 시퀀스로 역확산하여, 역확산 샘플을 제공한다. 디커버 소자는 역확산 샘플을 하나 이상의 채널화 코드 (예를 들어, 왈쉬) 로 디커버하여, 복원된 제 1 심볼 스트림을 제공한다.

한가지 설계에서, 등화기는 하나 이상의 필터, 하나 이상의 승산기, 및 합산기를 구비한다. 각각의 필터는 개별 샘플 스트림을 수신하고 이 샘플 스트림을 계수 세트로 필터링하여, 대응하는 필터링된 샘플을 제공한다. 각각의 승산기는 개별 필터로부터 필터링된 샘플을 수신하고 이 샘플을 개별 스케일링 인자로 스케일링하여 스케일링된 샘플을 제공한다. 합산기는 모든 승산기로부터 스케일링된 샘플을 수신하고 이를 합산하여 심볼 추정치를 제공한다.

다른 설계에서는, 등화기가 하나 이상의 승산기, 합산기 및 필터를 구비한다. 각각의 승산기는 개별 샘플 스트림을 수신하고, 이 스트림을 개별 스케일링 인자로 합산하여 스케일링된 샘플을 제공한다. 합산기는 모든 승산기로부터 스케일링된 샘플들을 수신하고 이들을 합산하여 합산된 샘플을 제공한다. 필터는 합산된 샘플들을 수신하고, 이 샘플들을 계수 세트로 필터링하여 심볼 추정치를 제공한다.

상기 설계에서, 등화기는 각각의 필터의 계수와 승산기(들)에 대한 스케일링 인자(들)을 적응시키는 계수 조절 소자를 구비한다. 위에서 설명한 바와 같이, 다양한 적응화 방식이 이용된다. 선택된 적응화 방식에 따라서, 필터 계수는 필터로부터 수신한 필터링된 샘플이나 심볼 추정치중 하나에 기초하여 적응화될 수 있다. 또한, 적응화는 파일럿 기준을 사용하거나 LMS, RLS, DMI, 또는 다른 알고리즘에 따라서 수행될 수 있다.

수신기 유닛은 확산 스펙트럼 (예를 들어, CDMA) 통신 시스템에서 기지국이나 원격 단말기에 사용된다.

또한, 본 발명은 아래서 설명하는 바와 같이, 본 발명의 다양한 특성 및 양태를 실행하는 다른 방법과 수신기 유닛을 제공한다.

본 발명의 특징, 특성, 및 이점은 도면과 연관지어 이하 설명하는 상세한 설명으로부터 보다 명백해질 것이며, 도면에서 동일한 도면 부호는 전반에 걸쳐서 동일한 대상을 가리킨다.

도 1 은 통신 시스템에서 데이터 송신을 위한 신호 처리의 실시형태의 단순 블록도이다.

도 2A 는 통신 시스템내의 수신기의 실시형태의 블록도이다.

도 2B 는 수신기내의 디지털 프로세서의 실시형태의 블록도이다.

도 3 은 본 발명의 실시형태에 따른 수신기 유닛내의 수신 데이터 프로세서의 블록도이다.

도 4A 와 4B 는 도 3 에 나타낸 등화기를 제공하기 위해 사용되는 등화기의 2가지 실시형태의 블록도이다.

도 5A 는 도 4A 와 도 4B 에 나타낸 각각의 필터를 제공하기 위해 사용되는 FIR 필터의 실시형태의 블록도이다.

도 5B 는 등화기로부터의 심볼 추정치를 처리하여 복원된 심볼을 생성하는 데 사용되는 후치 프로세서의 실시형태의 블록도이다.

도 6 은 HDR CDMA 시스템내의 순방향 링크 송신의 데이터 프레임 포맷의 블록도이다.

도 7 은 레이크 수신기의 실시형태의 블록도이다.

바람직한 실시형태의 상세한 설명

도 1 은 통신 시스템에서 데이터 송신을 위한 신호 처리의 실시형태의 단순 블록도이다. 송신기 유닛 (110) 에서, 데이터는 일반적으로 패킷 형태로 데이터 소스 (112) 로부터 송신 (TX) 데이터 프로세서 (114) 로 전송되며, 이 송신 데이터 프로세서는 그 데이터를 포맷화, 코딩, 및 처리하여 하나 이상의 아날로그 신호를 생성한다. 그 후, 이 아날로그 신호는 송신기 (TMTR; 116) 에 제공되며, 이 송신기는 수신 아날로그 신호를 증폭, 필터링, 직교 변조, 및 업컨버젼하여 하나 이상의 안테나 (118; 도 1 에서는 단지 하나만을 나타냄) 을 통해 하나 이상의 수신기 유닛으로 송신하는 데 적합한 변조 신호를 생성한다.

수신기 유닛 (130) 에서, 송신된 신호는 하나 이상의 안테나 (132a 내지 132k) 에 의해 수신되어 수신기 (RCVR; 134) 에 제공된다. 수신기 (134) 내에서, 각각의 수신 신호는, 증폭, 필터링, 주파수 다운컨버젼, 직교 복조, 및 디지털화되어 동위상 (I) 및 직교 (Q) 샘플들을 제공한다. 이 샘플들은 디지털 처리된 후, 수신 (RX) 데이터 프로세서 (136) 으로 제공되며, 이 수신 데이터 프로세서는 샘플들을 추가로 처리하고 디코딩하여 송신된 데이터를 복원한다. 수신 데이터 프로세서 (136) 에서의 처리와 디코딩은 송신 데이터 프로세서 (114) 에서 수행되는 처리와 디코딩에 대하여 상보적인 방법으로 수행된다. 그 후, 디코딩된 데이터는 데이터 싱크 (138) 에 제공된다.

위에서 설명한 신호 처리는 트래픽 데이터, 메시징, 음성, 비디오, 및 다른 유형의 단방향 통신을 지원한다. 양방향 통신 시스템은 양방향 데이터 송신을 지원한다. 도 1 에서의 처리는 CDMA 시스템에서의 순방향 링크 처리를 나타낼 수 있으며, 이 경우 송신기 유닛 (110) 은 기지국을 나타내고, 수신기 유닛 (130) 은 원격 단말기를 나타낸다. 역방향 링크에 대한 신호 처리는 단순화하도록 도 1 에는 나타내지 않았다.

도 2A 는 수신기 (134) 의 실시형태의 블록도이다. 이 실시형태에서, 수신기 유닛 (130) 은 다수의 안테나 (132a 내지 132k) 를 구비한다. 각각의 안테나는 수신기 (134) 내의 개별 수신 신호 프로세서 (또는 전치 프로세서) 에 결합된다. 각각의 전치 프로세서 (210) 내에서, 안테나로부터의 수신 신호는 증폭기 (222) 에 의해 (저잡음) 증폭되고, 수신 (RX) 필터 (224) 에 의해 필터링되고, 주파수 컨버터/복조기 (226) 에 의해 주파수 다운컨버젼 및 직교 복조되고, 하나 이상의 아날로그-디지털 컨버터 (ADC; 228) 에 의해 디지털화되어, ADC 샘플을 제공한다. ADC 샘플은 디지털 프로세서 (230) 에 의해서 계속 처리되어 복소 I_In 및 Q_IN 샘플을 생성하고, 그 후 이 샘플들은 수신 데이터 프로세서 (136) 로 제공된다. 디지털 프로세서 (230) 는 아래에서 보다 상세하게 설명한다.

도 2A 에 나타낸 바와 같이, 수신 유닛 (130) 은 다수의 안테나 (132a 내지 132k) 를 구비하며, 이 안테나들은 안테나를 통하여 수신된 신호를 처리하는 데 사용되는 다수의 전치 프로세서 (210a 내지 210k) 와 결합한다. 안테나 (132) 와 전 프로세서 (210) 의 각각의 결합은 특정 수신 신호를 처리하는 데 사용되는 신호 경로부를 형성한다. 수신기 유닛 (130) 내에서 다수의 안테나 (132) 를 사용함으로써 공간 다이버시티를 제공하고, 다른 송신 소스로부터의 간섭을 더 억제할 수 있으며, 이들 양쪽은 모두 성능을 향상시킬 수 있다. 그러나, 수신기 유닛 (130) 은 단일의 신호 경로로 설계될 수도 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 속하는 것이다.

도 2A 는 전치 프로세서 (210) 를 제공하는 데 사용될 수 있는 기능 소자의 일부를 나타낸다. 일반적으로, 전치 프로세서 (210) 는 도 2A 에 나타낸 기능 소자들의 임의의 결합을 포함할 수 있고, 이 소자들은 원하는 출력을 얻기 위해서 임의의 순서로 배열될 수도 있다. 예를 들어, 일반적으로, 다수단의 증폭기와 필터가 전치 프로세서 (210) 내에 제공된다. 또한, 도 2A 에 나타낸 것과는 다른 기능 소자들도 전치 프로세서 (210) 내에 구비될 수 있으며, 이 또한 본 발명의 범위내에 속하는 것이다.

도 2B 는 디지털 프로세서 (230) 의 실시형태의 블록도이다. 수신기 유닛 (130) 의 특정 설계에 따라서, 수신 신호가 특정 샘플링 레이트 f_ADC 에서 ADC (228) 에 의해서 샘플링되고, 후속하는 수신 데이터 프로세서 (136) 은 다른 샘플 레이트 f_SAMP 로 샘플을 처리할 수 있다. 예를 들어, 수신 신호는 대략 칩 레이트의 2배, 4배, 8배로 샘플링될 수 있다. 특정 수신기 설계에 따라서, ADC 샘플링 레이트는 칩 레이트와 동기 상태일 수도 아닐 수도 있다. 수신 데이터 프로세서 (136) 는 ADC 샘플링 레이트와는 다를 수 있는 특정 샘플 레이트 (예를 들어, 칩 레이트) 로 샘플을 처리하도록 설계될 수 있다. 샘플링 레이트 변환을 달성하기 위해서 디지털 프로세서 (230) 가 사용될 수 있다. 일부 설계에서는, 수신 데이터 프로세서 (136) 내에서 후속하는 등화기를 ADC 샘플링 레이트 보다 높은 샘플링 레이트 (예를 들어, f_SAMP = 2f_ADC) 로 동작시키는 것이 유리할 수 있다. 그 후, 디지털 프로세서 (230) 는 업샘플링을 제공하도록 설계 및 동작될 수 있다.
도 2B 에 나타낸 실시형태에서, 데이터 프로세서 (230) 는 업샘플러 (242), 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터 (244), 및 다운샘플러 (246)를 구비하며, 이들 모두는 직렬 결합된다. 업샘플러 (242) 는 ADC 샘플을 수신하고, 그 샘플을 인자 P 로 업샘플링한다. 업샘플링은 연속적인 ADC 샘플들 각각의 쌍사이에 (P-1) 제로값 샘플을 삽입하여 달성할 수 있다. 그 후, FIR 필터 (244) 는 업샘플링된 샘플을 수신하고, 그 샘플을 필터링하여 업샘플링에 의해 생성된 이미지를 제거한다. FIR 필터 (244) 는 수신 샘플상에 (정합) 필터링을 더 수행할 수 있다. 필터링된 샘플은 데시메이터 (246; decimator) 으로 제공되고 인자 Q 에 의해서 데이메이트되어, (복소) 샘플 x_i(n) 를 생성하고, 이 샘플은 수신 데이터 프로세서 (136) 에 제공된다. 데이메이팅은 모든 Q 필터링된 샘플로부터 (Q-1) 샘플을 단순 폐기함으로써 달성될 수 있다.

삭제

또한, 데이터 프로세서 (230) 에는 샘플 레이트 컨버터 (특히 P 와 Q 가 정수가 아닌 경우) 나 일부 다른 설계가 제공될 수 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 속하는 것이다. 또한, 데이터 프로세서 (230) 는 추가적인 또는 서로다른 기능을 제공하도록 설계될 수 있으며, 이 또한 본 발명의 범위내에 속하는 것이다.

IS-95 CDMA 시스템에서, 수신기 유닛은 낮은 신호대잡음비 (S/N) 로 동작하도록 설계되며, 여기서 S 는 원하는 신호를 나타내고 N 은 전체 잡음을 나타낸다. 전체 잡음은, 열잡음 (No), 다른 송신 소스에 의한 송신과 다른 수신 유닛으로의 송신으로 인한 간섭, 및 심볼간 간섭 (ISI) 을 포함할 수 있다. ISI 는 송신기 유닛, 송신 채널, 및 수신기 유닛으로 인한 수신 신호의 다중 경로 또는 주파수 왜곡으로 인하여 발생할 수 있다. IS-95 CDMA 시스템에 대하여, 낮은 S/N 은 동일한 시스템 대역을 통한 다수의 사용자에 대한 데이터 동시 송신의 결과이다. 수신기 유닛에서는, 많이 저하된 수신 신호로부터 원하는 신호가 확산 스펙트럼 처리를 이용하여 복원됨으로써, 더 긴 기간으로부터의 에너지가 누산되어 개선된 S/N 를 갖는 신호를 생성하게 된다.

확산 스펙트럼 신호의 처리는, 수신 신호가 강한 경우 (다중경로) 를 서치하고, 가장 강한 다중경로를 처리하고, 처리된 다중경로로부터의 결과를 합성하여, 송신된 데이터의 보다 정확한 추정치인 복원된 신호를 생성하는 레이크 수신기를 사용하여, 통상적으로 행해지고 있다. 레이크 수신기의 설계와 동작을 이하 보다 상세하게 설명한다. 레이크 수신기는 다중 신호로부터의 에너지를 효과적으로 합성하고 S/N 를 최적화 시도한다. 그러나, 레이크 수신기는 다중경로를 처리하는 데 사용되는 핑거 프로세서 제한된 개수로 인하여 수신 신호의 채널유도된 왜곡을 교정하는 데 있어서 그 능력이 제한된다.

고데이터레이트로 송신하도록 설계된 HDR 시스템 등의 CDMA 시스템에 대해서는, 고데이터레이트를 지원하기 위해서 높은 S/N 이 요구된다. 높은 S/N을 달성하기 위해서는, 데이터가 임의의 주어진 시점에 HDR 시스템의 순방향 링크를 통 하여 하나의 사용자에게 송신된다. 이는 다른 사용자들에 대한 송신으로 인한 간섭을 제거한다. 또한, 다른 송신 기지국으로부터의 간섭은, 하나 이상의 재사용 인자로 HDR 시스템을 동작시키고 송신기 유닛이나 수신기 유닛, 또는 양쪽에서 지향성 안테나를 사용하여 감소될 수 있다. S/N 을 보다 향상시키기 위해서, ISI (일반적으로, IS-95 CDMA 시스템에서는 무시가능) 이 감소될 필요가 있다. 본 발명은 다중경로와 채널 왜곡으로 인한 ISI 를 감소시켜서 높은 S/N 을 달성하는 기술을 제공한다.

도 3 은 본 발명의 실시형태에 따른 수신 데이터 프로세서 (136) 의 블록도이다. 이 실시형태에서, 수신 데이터 프로세서 (136) 는 병렬로 동작하여 향상된 성능, 특히 고데이터레이트를 제공하도록 동작할 수 있는 2 개의 신호 처리 경로를 포함할 수 있다. 제 1 신호 처리 경로는 후치 프로세서 (320) 에 결합된 등화기 (310) 를 포함하며, 제 2 신호 처리 경로는 레이크 수신기 (330) 를 포함한다.

수신 데이터 프로세서 (136) 내에서는, 전치 프로세서 (210) 로부터의 샘플 스트림이 등화기 (310) 와 레이크 수신기 (330) 각각에 제공된다. 각각의 샘플 스트림은 개별 수신 신호로부터 생성된다. 등화기 (310) 는 수신 샘플 스트림에 등화를 수행하여, 후치 프로세서 (320) 에 심볼 추정치를 제공한다. 송신기 유닛 (110) 에서 수행된 처리에 따라서, 후치 프로세서 (320) 는 심볼 추정치를 더 처리하여, 복원된 심볼을 제공한다. 특히, PN 확산과 커버링이 송신기 유닛에서 수행되는 경우, 후치 프로세서 (320) 는 복소 PN 시퀀스로 역확산을 수행하고 하나 이상의 채널화 코드로 디커버링을 수행하도록 구성될 수 있다. 상회전 (레이크 수신기에 대한 파일럿 변조를 통하여 달성됨) 은 필터 계수가 적응화된 후에 등화기 (310) 에 의해 사실상 달성된다.

레이크 수신기 (330) 는 각각의 수신 신호의 하나 이상의 다중경로를 처리하여 그 수신 신호에 대하여 복원된 심볼을 제공하도록 구성될 수 있다. 각각의 샘플 스트림에 대하여, 레이크 수신기 (330) 는 다수의 다중경로에 대하여 PN 역확산, 디커버링, 및 코히런트 복조를 수행하도록 구성될 수 있다. 그 후, 레이크 수신기 (330) 는 수신 신호의 모든 다중경로에 대하여 복조된 심볼을 합성하여 그 수신 신호에 대하여 복원된 심볼을 생성한다. 레이크 수신기 (330) 는 모든 수신 신호에 대하여 복원된 심볼을 합성하여, 레이크 수신기로부터 제공되는 모든 복원된 심볼을 제공할 수 있다.

후치 프로세서 (320) 와 레이크 수신기 (330) 로부터의 복원된 심볼은 후치 프로세서 (320) 나 레이크 수신기 (330) 로부터 복원된 심볼을 선택하여 디인터리버 (350) 에 제공하는 스위치 (sw; 340) 에 제공된다. 그 후, 이 선택된 복원 심볼은 디인터리버 (350) 에 의해 재정렬되고, 후속하여 디코더 (360) 에 의해 디코딩된다. 콘트롤러 (370) 는 등화기 (310), 후치 프로세서 (320), 레이크 수신기 (330), 및 스위치 (340) 에 결합되어 그들의 동작을 관리한다.

본 발명에 따르면, 등화기 (310) 는 수신 신호의 등화를 제공하여 수신 신호의 ISI 양을 감소시키도록 사용될 수 있다. 각각의 수신 신호는 송신기 유닛, 송신 채널, 및 수신기 유닛의 특성에 의해 왜곡된다. 등화기 (310) 는 각각의 수신 신호에 대한 전체 응답을 등화하도록 동작되어, ISI 양을 감소시킬 수 있다. 낮은 ISI 는 S/N 을 향상시키고, 고데이터레이트를 지원할 수 있다.

도 4A 는 등화기 (310a) 의 실시형태의 블록도이며, 이 등화기는 도 3 의 등화기 (310) 를 제공하도록 사용될 수 있다. 도 4A 에 나타낸 바와 같이, 각각의 안테나 (132) 를 통하여 수신되는 신호는 개별 전치 프로세서 (210) 에 의해 처리되어 샘플 스트림 x_i(n) 을 제공한다. 등화기 (310a) 내에서는, 전치 프로세서 (210a 내지 210k) 로부터의 샘플이 필터 (410a 내지 410k) 에 각각 제공된다. 각각의 필터 (410) 는 그 필터에 의해 처리되는 수신 신호에 대하여 적응화된 특정 세트의 계수에 기초하여 수신 샘플 x_i(n) 의 등화를 수행한다. 그 후, 필터 (410a 내지 410k) 로부터의 (안테나당) 심볼 추정치

내지

는 승산기 (412a 내지 412k) 에 각각 제공되며, 이 승산기들은 스케일링 인자 s₁ 내지 s_K를 각각 수신한다. 각각의 승산기 (412) 는 수신 심볼 추정치

들을 스케일링 인자 s_i 로 스케일링하고, 그 스케일링된 샘플들을 합산기 (414) 에 제공한다. 특히 필터 (410) 내의 계수가 적응화된 후에는 실수값도 사용될 수 있지만, 스케일링 인자는 복소수값이다. 합산기 (414) 는 승산기 (412a 내지 412k) 로부터 스케일링된 값을 수신하고 그 값을 합산하여 출력 (합산된) 심볼 추정치

을 생성한다.

슬라이서 (418a) 가 등화기 (310a) 내에 제공되어 출력 심볼 추정치

를 수신하고 그 추정치를 슬라이싱 (양자화) 하여, 슬라이싱된 심볼 추정치

을 생성한다. 슬라이싱된 심볼 추정치는, 아래에서 설명하는 바와 같이, 데이터 지향 적응화 방식에서 등화기 (310a) 내의 변수 (즉, 필터 (410) 내의 계수와 승산기 (412) 에 대한 스케일링 인자) 를 적응화시키는 데 사용될 수 있다. 슬라이서 (418a) 의 설계는 지원되는 특정 직교 변조 방식에 의존할 수 있으며, 고차 변조 방식 (예를 들어, 16 QAM, 64 QAM, 등) 에 대해서는 더높은 슬라이싱 레벨이 제공될 수 있다. 간단하도록 도 4A 에는 나타내지 않았지만, 하나 이상의 슬라이서가 필터 (410a 내지 410k ) 로부터의 심볼 추정치

내지

를 슬라이싱하여 슬라이싱된 심볼 추정치

내지

를 각각 생성하도록 제공될 수 있다.

계수 조절 소자 (420a) 는 심볼 추정치

내지

, 출력 심볼 추정치

, 슬라이싱된 심볼 추정치

, 실제 (기대) 심볼 y(n), 또는 그들의 조합을 수신한다. 그 후, 계수 조절 소자 (420a) 는, 수신 심볼 추정치 및 심볼에 기초하여 필터 (410a 내지 410k) 에 대한 계수와 승산기 (412a 내지 412k) 에 대한 스케일링 인자를 적응화 (즉, 트레이닝 또는 조절)한다. 계수 조절 소자 (420a) 는 최소 평균 제곱 (LMS) 알고리즘, 순환 최소 제곱 (RLS) 알고리즘, 직접 행렬 반전 (DMI) 알고리즘, 또는 일부 다른 알고리즘, 또는 그들의 조합에 따라서 수행되도록 설계될 수 있다. 계수 조절 소자 (420a) 와 적응화 알고리즘은 아래에서 보다 상세하게 설명한다.

도 5A 는 필터 (410) 의 실시형태의 블록도이며, 이 필터는 도 4A 의 필터 (410a 내지 410k) 각각을 제공하도록 사용될 수 있다. 이 실시형태에서 필터 (410) 에는 FIR 필터가 제공될 수 있다. 그러나, 무한 응답 (IIR) 필터나 일부 다른 필터 아키텍쳐도 사용될 수 있으며, 이는 본 발명의 범위에 속하는 것이다.

필터 (410) 내에서, 수신 샘플 x_i(n) 은 직렬로 연결된 다수의 지연 소자 (512a 내지 512m) 에 제공된다. 각각의 지연 소자 (512) 는 특정양의 지연 (예를 들어, 수신 샘플의 레이트 클럭의 1 클럭 사이클, 1/f_SAMP) 을 제공한다. 수신 샘플 x_i(n) 과 지연소자 (512a 내지 512m) 의 출력은 승산기 (514a 내지 514l) 에 각각 제공된다. 또한, 각각의 승산기 (514) 는 계수 c_i,j 를 수신하여, 각각의 수신 샘플을 그 계수로 스케일링하고, 그 스케일링된 샘플을 합산기 (516) 에 제공한다. 합산기 (516) 는 승산기 (514a 내지 514l) 로부터의 스케일링된 샘플을 합산하여 심볼 추정치

을 제공한다. 심볼 추정치

는

식 (1)

과 같이 계산될 수 있고, 여기서 기호 (*) 는 복소 공액을 나타내고, (2M+1) 은 필터 (410) 의 탭 (tap) 의 개수를 나타낸다.

도 4A 를 다시 참조하면, 합산기 (414) 로부터의 출력 심볼 추정치

은,

식 (2)

과 같이 계산될 수 있고, 여기서 K 는 등화기 (310a) 내에 할당된 신호 처리 경로의 개수이다.

도 4A 의 각각의 필터 (410) 은 그 필터에 의해 처리되고 있는 신호가 경험하는 전체 주파수 응답 G_i(w) 을 등화 시도하는 주파수 응답 C_i(w) 를 제공한다. 신호의 전체 주파수 응답 G_i(w) 는 송신기 유닛, 송신 채널, 및 수신기 유닛 (즉, 필터까지의 모든 것들) 의 주파수 응답을 포함한다. 각각의 필터 (410) 의 계수는 "적응화" 또는 "트레이닝" 되어, 감소된 ISI 를 달성할 수 있다.

도 4A 에 나타낸 바와 같이, 다수의 신호가 다수의 안테나 (132) 를 통하여 수신되고, 대응하는 개수의 전치 프로세서 (210) 에 의해서 처리될 수 있다. 각각의 전치 프로세서 (210) 는 샘플 스트림을 개별 필터 (410) 로 제공한다. 각각의 필터 (410) 는 다수의 (2M+1) 계수를 포함한다. 또한, K 필터 (410) 로부터의 심볼 추정치는 K 스케일링 인자에 의해 스케일링 및 합성되어, 출력 심볼 추정치

을 생성할 수 있다. 따라서, K·(2M+1)+K 까지의 변수가 등화기 (310a) 에 대하여 조절될 수 있다. K 필터 (410) 의 K·(2M+1) 계수와 K 스케일링 인자들은 아래에서 부분적으로 설명하는 다양한 적응화 방식에 기초하여 적응화될 수 있다.

제 1 적응화 방식에서, "시간영역" 적응화는 필터 (410) 의 계수에 대하여 수행되고, "공간영역" 적응화가 스케일링 인자에 대하여 후속한다. 시간영역 적응화는 각각의 필터 (410) 의 계수를 적응화하여, 그 필터에 의해 처리되는 수신 신호의 등화를 제공한다. 그 후, 공간영역 적응화는 모든 할당된 필터 (410) 와 연관된 스케일링 인자를 조절하여 등화기 (310a) 의 등화를 제공한다.

시간영역 적응화에 대하여, 필터 (410a 내지 410k) 는 그들의 개별 수신 신호와 그들의 등화 출력들에 기초하여 개별적으로 적응화될 수 있다. 제 1 적응화 이전에, 스케일링 인자 s₁(n) 내지 s_K(n) 은 특정 세트의 값 (예를 들어, 모두 1/K) 으로 초기화될 수 있다. 일반적으로, 스케일링 인자들은 정규화되어, 그들의 합은 1 이 되며, 이는,

식 (3)

과 같이 표현될 수 있다.

그 후, 계수 세트,

은, 특정 필터 (410i) 에 대하여 그 필터에 의해 수신 샘플 x_i(n) 과 수신되도록 기대되는 샘플 y(n) 에 기초하여 적응화될 수 있다.

초기에, 계수 적응화가 수행되는 각각의 샘플 주기 n 에 대하여, 수신 샘플 세트,

는 계수 세트

로 필터 (410i) 에 의해서 필터링되어, 심볼 추정치

를 생성하고, 이는

식 (4)

와 같이 표현될 수 있고, 여기서

은 허미션 전치 (즉, 복소 공액 및 전치) 된 계수의 세트이다. 식 (4) 는 벡터로 기재되었으나 위에서 설명한 식 (1) 과 등가이다. 그 후, 심볼 추정치

는 계수 조절 소자 (420a) 에 제공된다.

일반적으로, 등화기 (310a) 는, 등화기를 수신 샘플을 처리하는 데 처음으로 사용하기 전에 알려진 심볼을 이용하여 적응화된다. 파일럿 기준을 송신하는 CDMA 시스템에 대하여, 등화기는 이 파일럿 기준을 이용하여 적응화될 수 있다. 파일럿 기준이, HDR 시스템에서와 같은 시분할 다중화 (TDM) 를 이용하여 송신되는 경우, 등화기 (310a) 의 출력의 실제 심볼 y(n) 은 파일럿 기준동안 알려지며, (안테나당) 심볼 추정치

이나 출력 심볼 추정치

에 대하여 비교될 수 있다. 실제 심볼과 심볼 추정치간의 에러는 등화기를 적응화하기 위해 계산 및 사용될 수 있다. HDR 시스템에 대한 실제 심볼 y(n) 의 생성은 아래에서 보다 상세하게 설명한다.

다른 방법으로, 파일럿 기준이 IS-95 시스템 등의 코드분할 다중화 (CDM)를 이용하여 송신되는 경우, 심볼 추정치

이나

는 CDM 처리를 원상태로 복원하고 복원된 파일럿 심볼

나

각각을 발생시키며, 그 후 이들은 실제 파일럿 심볼 p_i(n) 나 p(n) 에 대하여 각각 비교될 수 있다. 또한, 실제 파일럿 심볼과 복원된 파일럿 심볼간의 에러는 등화기를 적응화하기 위해 계산 및 사용될 수 있다. TDM 파일럿 기준을 이용한 등화기 (310a) 의 적응화는 아래에서 상세하게 설명하며, CDM 파일럿 기준을 이용한 등화기 (310a) 의 적응화는 후속 단락에서 설명한다.

실제 심볼 y(n) 이 알려진 샘플 기간 n 에 대하여, 계수 조절 소자 (420a) 는 그 샘플 기간에 대하여 실제 심볼 y(n) 을 수신 또는 생성할 수 있다. 그 후, 필터 (410i) 로부터의 심볼 추정치

과 실제 심볼 y(n) 간의 에러 e_i (n) 은 필터 (410i) 에 대하여

식 (5)

와 같이 계산될 수 있다.

처리 경로의 임의 특정 지점에서의 에러는 그 지점에서의 심볼 추정치와 그 지점에서의 기대 심볼간의 차이로서 계산될 수 있다.

다른 방법으로, 실제 심볼 y(n) 이 알려지지 않는 샘플 기간 n 에 대하여, 심볼 추정치

과 슬라이싱된 심볼 추정치

간의 에러 e_i(n) 는 필터 (410i) 에 대하여

식(6)

와 같이 계산될 수 있다.

그 후, 식 (5) 또는 (6) 중의 하나를 이용하여 계산된 에러 e_i(n) 는 다음 샘플 기간에 대하여 새로운 세트의 계수

를 생성하도록 사용될 수 있다.

위에서와 같이, 다양한 적응화 알고리즘이 새로운 계수를 생성하는 데 사용될 수 있으며, 그중 일부을 아래에서 설명한다.

LMS 알고리즘에 대하여, 새로운 계수

는

식 (7)

와 같이 계산될 수 있고, 여기서

μ는 단위가 없는 적응화 상수이다.

RLS 알고리즘에 대하여, 새로운 계수

는

, 식 (8)

, 및

과 같이 계산될 수 있으며, 여기서,

λ 는 메모리 가중 인자 (일반적으로, 0.95 〈 λ ≤ 1.0) 이며,

은 이득 벡터이고, I 는 단위 행렬 (즉, 대각선을 따라서 1 임) 이며, P 는 역상관행렬 (inverse correlation matrix) 이다. 초기에, P_i(0) 는 δ·I 이고, 여기서 δ는 작은 양수 (예를 들어, 0.001) 이다.

DMI 알고리즘에 대하여, 새로운 계수

은 N_SYM 심볼의 트레이닝 기간으로,

, 식 (9)

, 및

와 같이 계산되며, 여기서,

은 수신 샘플의 자기상관 행렬의 추정값 (즉, 벡터 상수) 이고,

은 필터 콘텐츠와 원하는 (기대) 출력의 상호상관 벡터이다. 추정치

과

은 다수의 (가능하게는, 분리된) 트레이닝 인터벌에 대하여 합산된다. 식 (9) 에서

의 행렬 역변환은 단지 필요한 회수 만큼만 수행된다 (예를 들어, 도 6 에 나타낸 바와 같이 2 개의 분리된 파일럿 기준에 기초하여 HDR 시스템의 슬롯당 한번).

LMS, RLS, 및 DMI 알고리즘 각각은 (직접적으로 또는 간접적으로) 평균 제곱 에러 (MSE) 를 최소화 시도하며, 이는

식 (10)

과 같이 표현되며, 여기서 E{x} 는 x 의 기대값이다.

LMS, RLS, DMI 및 다른 적응화 알고리즘은, 책자 "Adaptive Filter Theroy" (3rd edition, Prentice Hall, 1996) 에 Simon Haykin 에 의해 보다 상세하게 설명되어 있으며, 그 내용은 여기서 참조한다.

필터 (410a 내지 410k) 가 위에서 설명한 방법으로 개별적으로 적응화되면, 스케일링 인자를 적응화하도록 공간영역 적응화가 수행될 수 있다. 공간 영역 적응화는 시간 영역 적응화에 대하여 위에서 설명한 것과 유사한 방식으로 달성될 수 있다. 구체적으로, 필터 (410a 내지 410k) 의 계수가 고정되고, 스케일링 인자 s₁(n) 내지 s_K(n) 가 조절된다.

초기에는, 스케일링 인자가 적응화되는 각각의 샘플 기간 n 에 대하여, 각각의 필터 (410i) 가 수신 샘플 세트

를 그 계수 세트

로 필터링하여, 심볼 추정치

를 생성한다. 그 후, 필터 (410a 내지 410k) 로부터의 이 심볼 추정치

내지

는 개별 승산기들 (412a 내지 412k) 에 제공되고, 개별 스케일링 인자 s₁(n) 내지 s_K(n) 으로 스케일링되어, 출력 심볼 추정치

을 생성하며, 이 출력 심볼 추정치는

식 (11)

과 같이 표현될 수 있다.

그 후, 출력 심볼 추정치

은 계수 조절 소자 (420a) 에 제공되어 에러 e(n) 을 생성하는 데 사용될 수 있으며, 이 에러는 실제 심볼이 알려져 있는 지 (식 12) 알려져 있지 않은 지 (식 13) 에 따라서,

식 (12)

이나,

식 (13)

중의 하나로 표현될 수 있다. 그 후, 계산된 에러 e(n) 은 필터 계수의 적응화에 대하여 위에서 설명한 것과 유사한 방식으로, LMS, RLS, DMI 를 이용하여 새로운 스케일링 인자 s₁(n+1) 내지 s_K(n+1) (즉,

)을 생성하는 데 사용된다.

시간영역 및 공간 영역 적응화는 원하는 성능을 얻기 위해서 여러번 (예를 들어, 동일한 또는 다른 파일럿 기준을 이용하여) 반복될 수 있다. 반복 적응화는,

1) 스케일링 인자를 1.0 으로 초기화함 (즉, s₁ = s₂ = ... = s_K= 1/K);

2) 각각의 필터 (410a 내지 410k) 의 계수를 초기화함 (예를 들어, 아래에서 설명하는 방법으로);

3) 각각의 필터 (410i) 의 계수

에 대한 시간영역 적응화를 수행함;

4) 필터 (410a 내지 410k) 에 대하여 계수

내지

를 고정함;

5) 스케일링 인자 s₁ (n) 내지 s_K (n) 에 대하여 고정된 필터 계수로 공간영역 적응화를 수행함;

6) 스케일링 인자를 고정함; 및

7) 원하는 결과가 얻어질 때까지 단계 3 내지 5 를 여러번 반복함으로써 수행될 수 있다.

필터 (410a 내지 410k) 의 계수와 스케일링 인자가 적응화되면, 심볼 등화기 (310a) 로부터의 추정치

은 송신된 샘플의 우수한 추정치를 나타낸다.

초기 적응화 후에, 등화기는 알려진 심볼이 다시 수신될 때 (예를 들어, 후속하는 파일럿 기준 기간 동안), (주기적으로) 재적응화될 수 있다. 다른 방법으로 또는 추가적으로, 등화기 (310a) 는 판정 지향 적응화 방식 (예를 들어, 실제 사용중에, 실제 심볼이 일반적으로 알려지지 않는 경우) 을 이용하여 적응화될 수 있다. 판정 지향 적응화는 슬라이싱된 심볼 추정치 (즉, 심볼 추정치의 기대 신호 레벨) 와 심볼 추정치 (즉, 그들이 수신한 심볼의 실제 레벨) 간의 에러에 기초하여 수행될 수 있다.

제 1 적응화 방식은 시간영역 및 공간영역 적응화를 개별적으로 또는 순차적으로 수행하며, 이는 요구되는 계산의 복잡성을 감소시킨다. 예를 들어, 각각의 필터 (410) 가 (2M+1) 계수를 포함하는 경우, 시간영역 적응화는 길이 2M+1 의 벡터와 (가능하게는) 2M+1 × 2M+1 차원의 행렬에 연산을 수행하여 달성할 수 있다. 그리고, K 신호 처리 경로가 K 수신 신호를 처리하기 위해서 병렬로 동작하는 경우, 공간영역 적응화는 길이 K 의 벡터와 (가능하게는) K × K 차원의 행렬에 연산을 수행하여 달성될 수 있다.

제 2 적응화 방식에서는, 시간 영역과 공간 영역 적응화가 등화기 (310a) 내의 계수 및 스케일링 인자에 대하여 동시에 수행된다. 이 실시형태에서, 모든 필터 (410a 내지 410k) 는 그들의 개별 샘플 스트림 x₁(n) 내지 x_K(n) 를 필터링하도록 병렬로 동작한다. 필터 (410a 내지 410k) 로부터의 심볼 추정치

내지

는,

, 식 (14)

M

와 같이 계산될 수 있다.

그 후, 심볼 추정치

내지

는 승산기 (412a 내지 412k) 에 각각 제공되어, 개별 스케일링 인자 s₁(n) 내지 s_K(n) 에 의해 스케일링되고 합성되어, 출력 심볼 추정치

를 생성하며, 이는 식 (11) 에 나타낸 바와 같이 계산될 수 있다.

심볼 추정치

과 실제 심볼 y(n) 또는 슬라이싱된 심볼 추정치

간의 에러 e(n) 은 각각 식 (12) 또는 식 (13) 에 나타낸 바와 같이 계산된다. 그 후, 에러 e(n) 은 필터 계수

내지

의 K 세트를 (고정된 K 스케일링 인자 s₁(n) 내지 s_K (n) 를 동시에 적응화하는 데 사용된다. K 세트의 필터 계수는 길이 K·(2M+1) 의 하나의 벡터로 연결될 수 있고, 이는 에러 e(n) 에 의해서 조절될 수 있다. 이 실시형태에서, K·(2M+1) 까지의 변수가 동시에 적응화된다.

제 2 적응화 방식에서, 특정 세트의 스케일링 인자에 대하여, 필터 계수는 길이 K·(2M+1) 의 벡터와 (가능하게는) K·(2M+1) × K·(2M+1) 차원의 행렬에 대하여 연산을 수행하여 동시에 적응화될 수 있다. 요구되는 계산은 위에서 설명한 제 1 적응화 방식에 대하여 수행되는 것보다 더 복잡할 수 있다. 그러나, 출력 심볼 추정치

가 실제 심볼 y(n) 의 우수한 추정치가 되도록 수신 신호들을 등화하는 것을 공통적으로 고려하기 때문에, 개선된 성능이 달성될 수 있다. 예를 들어, 안테나 (1) 에 대하여 사용되는 필터의 계수는 다른 안테나(들) 로부터 수신한 신호에 의존한다.

필터 계수와 스케일링 인자의 적응화는 레이크 수신기 (330) 의 지원에 의해 달성될 수 있다. 일반적인 설계에서, 레이크 수신기 (330) 는 서처 소자와 다수의 핑거 프로세서를 구비한다. 서처 소자는 가능하게는 콘트롤러 (370) 에 의해 지시되어, 특정 수신 신호에 대한 샘플을 다양한 시간 오프셋으로 처리하고, 가장 강한 다중 경로를 서치한다. CDMA 시스템에 대해서, 일반적으로 서처 소자는, 송신시 유닛에서 샘플을 확산하는 데 사용되었던 (복소) PN 시퀀스로 수신 신호의 상관을 수행한다. 서처 소자는 특정 시간 오프셋으로 또는 다수의 시간 오프셋으로 상관을 수행하도록 설계될 수 있다. 각각의 시간 오프셋은 절대 (제로 지연) PN 시퀀스에 대한 PN 시퀀스의 특정 지연에 대응한다. 또한, 서처 소자는 검사되는 각각의 시간 오프셋에 대하여 (복소) 상관 결과, 및 단지 특정 임계값을 초과하는 상관 결과를 제공하도록 설계될 수 있다. 서처 소자나 콘트롤러 (370) 는 상관 결과의 리스트, 및 각각의 수신 신호에 대한 그들의 대응하는 시간 오프셋을 유지하도록 설계된다.

모든 수신 신호들에 대한 상관 결과의 리스트에 기초하여, 콘트롤러 (370) 는 가장 강한 다중 경로를 식별할 수 있다 (예를 들어, 가장 큰 크기나 에너지를 갖는 다중경로). 서처 소자와 핑거 프로세서에 의해 수행된 기능은 아래에서 보다 상세하게 설명한다.

일실시형태에서, 필터 계수에 대한 초기값은 레이크 수신기 (330) 로부터의 결과에 기초하여 설정될 수 있다. 각각의 수신 신호에 대하여, 레이크 수신기 (330) 는 가장 강한 다중 경로를 서치하도록 동작될 수 있다. 각각의 수신 신호에 대하여 가장 강한 다중 경로에 대한 상관 결과의 크기는 등급화될 수 있다. 특정 수신 신호에 대한 가장 강한 다중 경로에 대응하는 인덱스 Ji 는

식 (15)

와 같이 결정될 수 있다.

그 후, 특정 수신 신호에 대한 가장 강한 다중경로는,

식 (16)

와 같이 결정되며, 여기서

는 i^th 수신 신호의 j^th 다중 경로의 크기이고,

는 i^th 수신 신호에 대하여 가장 강한 다중 경로의 크기이다. 유사하게, 모든 수신 신호에 대하여 가장 강한 다중경로는 등급화될 수 있고, 이들중 가장 강한 다중 경로는,

식 (17)

와 같이 확인될 수 있으며, 여기서

는 모든 수신 신호에 대하여 가장 강한 다중경로의 크기이다.

모든 수신 신호들에 대하여 가장 강한 다중경로가 결정되면, 이 다중경로에 대응하는 시간 오프셋이 확인될 수 있다. 그 후, 각각의 필터 (410) 에 대한 c_i,0(n) 는, (1) 가장 강한 다중경로의 수신 신호 품질을 나타내는 "핑거값 (finger value)" 와 관련값 (예를 들어,

, 여기서 γ는 잡음 분산 (noise variance) 에 의존하는 상수이다), 또는 (2) 일 (1,0) 의 값, 또는 일부 다른 값중 하나로 초기화될 수 있다. 나머지 계수는 각각 제로로 초기화된다 (즉,

). 가장 강한 다중경로

에 대응하는 시간 오프셋,

는 "코오스 (coarse)" 부분과 "정밀 (fine)" 부분으로 분리될 수 있다. 아래에서 설명하는 바와 같이, 코오스 부분은 계수와 스케일링 인자를 적응화하는 데 사용되는 실제 심볼 y(n) 을 적절하게 생성시키기 위한 코오스 조절로서 사용될 수 있다. 정밀 부분은 수신 샘플 x_i(n) 의 시간 에픽 (time epic) 을 구체화하는 정밀 조절로서 사용될 수 있다. 구체적으로, 정밀 부분은 디지털 프로세서 (230) 에 의해서 리샘플링 클럭을 조절하는 데 사용될 수 있으며, 이는 디지털 프로세서 (230) 가 시간 오프셋으로 (시간적으로) 정렬된 수신 샘플 x_i(n) 을 생성할 수 있게 한다. 또한, 실제 심볼 y(n) 의 생성에 대한 시간 오프셋은 각각의 필터 (410) 의 탭의 개수와 계수의 초기값을 고려한다.

또한, 스케일링 인자는 레이크 수신기 (330) 의 지원으로 초기화될 수 있다. 예를 들어, 스케일링 인자 각각은 스케일링 인자로 스케일링되는 수신 신호의 가장 강한 다중 경로의 크기와 관련되는 값으로 초기화될 수 있다. 따라서, 스케일링 인자 s₁(n) 내지 s_K(n) 는

내지

와 관련된 값들로 설정될 수 있다. 다른 방법으로, 스케일링 인자는 적응화 이전에 특정 값 (예를 들어, 1/K) 으로 설정될 수 있다. 또한, 계수와 스케일링 인자를 초기화하는 다른 방법이 사용될 수 있으며, 이는 본 발명의 범위내에 속하는 것이다.

도 4B 는 다른 등화기 (310b) 의 실시형태의 블록도이며, 이는 도 3 의 등화기 (310) 를 제공하는 데 사용될 수도 있다. 등화 후에 공간영역 합성을 수행하는 도 4A 의 등화기 (310a) 와는 달리, 도 4B 의 등화기 (310b) 는 공간영역 합성 후에 등화를 수행한다. 공간 영역 합성은 K 안테나 (132) 어레이로 형성되는 빔을 얻는 것으로 볼 수 있다. 등화기 (310b) 의 아키텍쳐는 등화기 (310a) 의 아키텍쳐보다 단순하며, 대략적으로 K 보다 적은 복소수 인자의 차원 (dimensionality) 을 갖는다 (즉, 등화기 (310b) 는 등화기 (310a) 에 대하여 (2M+1)+K 변수 대 K·(2M+1)+K 변수를 갖는다. 등화기 (310b) 는 일정한 동작 조건에 대하여 우수한 추정치를 제공할 수 있다 (예를 들어, 스캐터링 (scattering) 이 너무 크지 않는 경우와 안테나가 일부 위상 시프트와 대략적으로 유사한 주파수 응답을 갖는 경우).

도 4B 에 나타낸 바와 같이, 각각의 안테나 (132) 를 통해서 수신된 신호는 개별 전치 프로세서 (210) 에 의해 처리되어 샘플 스트림 x_i(n) 을 제공한다. 등화기 (310b) 내에서, 전치 프로세서 (210a 내지 210K) 로부터의 샘플 스트림 x₁(n) 내지 x_K(n) 은 승산기 (422a 내지 422k) 에 각각 제공되며, 이 승산기들은 개별 스케일링 인자들 s₁ 내지 s_K 도 수신한다. 각각의 승산기 (422) 는 수신 샘플 x_i(n) 을 스케일링 인자 s_i 로 스케일링하고, 그 스케일링된 샘플들을 합산기 (424) 로 제공한다. 일반적으로, 승산기 (422) 에 대한 스케일링 인자는 다수의 안테나 (132) 를 통하여 수신되는 신호의 복소 결합이 가능하게 하는 복소수 값이다. 합산기 (424) 는 승산기 (422a 내지 422k) 로부터 스케일링된 샘플들을 수신하고 합산하여 공간적으로 합성된 샘플 x(n) 를 생성하며, 그 후 이 샘플은 필터 (410x) 에 제공된다.

필터 (410x) 는 특정 세트의 계수에 기초하여 샘플 x(n) 에 등화를 수행한 다. 필터 (410x) 로부터의 심볼 추정치

는 등화기 (310b) 의 출력으로서 제공되며, 계수 조절 소자 (420b) 에도 제공된다. 필터 (410x) 에는 도 5A 에 나타낸 바와 같이 필터 (410) 이 제공될 수 있다. 등화기 (310a) 에 대하여 위에서 설명한 것과 유사하게, 심볼 추정치

을 수신하고 슬라이싱하여 슬라이싱된 심볼 추정치

을 생성하는 슬라이서 (418b) 가 등화기 (310b) 내에 제공될 수 있다.

또한, 계수 조절 소자 (420b) 는 실제 심볼 y(n), 심볼 추정치

, 및 슬라이싱된 심볼 추정치

, 또는 그들의 조합을 수신한다. 그 후, 계수 조절 소자 (420b) 는 수신 심볼 추정치와 심볼들에 기초하여 필터 (410x) 의 계수와 스케일링 인자 s₁ 내지 s_K 를 적응화한다. 또한, 계수 조절 소자 (420b) 는 LMS, RLS, DMI, 또는 일부 다른 알고리즘, 또는 그들의 조합을 실행하도록 설계될 수 있다. 계수 조절 인자 (420b) 는 도 4A 의 계수 조절 소자 (420a) 와 유사하게 제공될 수 있다.

등화기 (310b) 내에서 스케일링 인자와 계수의 적응화는 등화기 (310a) 에 대하여 위에서 설명한 것과 유사한 적응화 방식을 이용하여 달성될 수 있다.

제 1 적응화 방식에서, 시간영역 적응화가 먼저 수행되고, 공간 영역 적응화가 후속한다. 시간 영역 적응화를 수행하기 위해서, 스케일링 인자는 초기에는 특정 세트의 값들로 설정된 후 필터 계수가 적응화된다. 예를 들어, 스케일링 인자에 대한 초기 값은, 레이다 이론에서 알려져 있으며, 책자 "Adaptie Radar Detection and Estimation" (John Wiley and sons, June 1992) 에서 S. Haykin 과 A. Steinhardt 에 의해 설명된 도래방향 (DOA; direction of arrival) 추정을 이용하여 결정될 수 있다. 다른 방법으로, 스케일링 인자는 예를 들어, 1/K 로 각각 초기화될 수 있다. 그 후, 스케일링 인자를 고정하여, 필터 계수는 위에서 설명한 것과 유사하게 LMS, RLS, DMI, 또는 일부 다른 알고리즘을 이용하여 적응화될 수 있다.

시간영역 적응화의 첫번째 반복이 완료되면, 계수가 고정되고 공간영역 적응화가 수행될 수 있다 (예를 들어, 동일한 파일럿 기준이나 다른 파일럿 기준에 대하여). 위에서 설명한 바와 같이, 공간영역 적응화를 수행하기 위하여, 심볼 추정치

가 다시 LMS, RLS, DMI, 또는 일부 다른 알고리즘을 이용하여 계산되어 스케일링 인자를 적응화하는 데 사용될 수 있다. 시간영역 및 공간영역 적응화는 여러번 반복되어 원하는 결과를 달성할 수 있다. 등화기 (310a) 에 대하여 위에서 설명한 것과 유사하게, 레이크 수신기 (330) 는 초기에 필터 (410x) 에 대한 계수와 스케일링 인자를 설정하는 데 사용될 수 있다. 예를 들어, 레이크 수신기 (330) 는 처리되는 각각의 수신 신호에 대하여 가장 강한 다중경로를 서치하도록 동작할 수 있다. 모든 수신 신호에 대하여 가장 강한 다중 경로는 식 (17) 에 기초하여 확인될 수 있다. 필터 (410x) 에 대한 계수는 가장 강한 다중 경로의 크기에 기초하여 초기화될 수 있다. 이 다중경로에 대응하는 시간 오프셋은 적응화에 사용되는 실제 심볼 y(n) 을 적절하게 생성하도록 사용될 수 있다.

또한, 각각의 수신 신호에 대하여 가장 강한 다중 경로는 초기에 대응하는 스케일링 인자를 설정하는 데 사용될 수 있다. 예를 들어, 스케일링 인자 s₁ 에 대한 초기값은 안테나 (132a) 를 통하여 수신된 신호에 대하여 가장 강한 다중경로의 크기에 기초하여 설정되며, 스케일링 인자 s₂ 에 대한 초기값은 안테나 (132b) 를 통하여 수신된 신호에 대하여 가장 강한 다중경로의 크기에 기초하여 설정될 수 있으며, 나머지도 이런 식으로 설정된다. 또한, 스케일링 인자에 대한 초기값은 수신 신호 품질 (S/N) 을 나타내는 핑거값에 기초하여 설정될 수도 있다.

HDR 시스템 등의 일부 CDMA 시스템에 대하여, 파일럿 기준은 다른 데이터와 시분할 다중화 (TDM) 되어 기지국으로부터 원격 단말기로 송신된다. 이들 CDMA 시스템에 대하여, 필터 계수와 스케일링 인자는 송신된 파일럿 기준을 사용하여 적응화될 수 있다. 그 후, 계수와 스케일링 인자는 고정되며 파일럿 기준사이의 기간에서 송신되는 데이터를 처리하는 데 사용된다.

도 6 은 HDR CDMA 시스템의 순방향 링크 송신에 대한 데이터 프레임 포맷의 도면이다. 순방량 링크상에서는, 트래픽 데이터, 파일럿 기준, 시그널링 데이터가 프레임으로 시분할 다중화되어 기지국으로부터 원격국으로 송신된다. 각각의 프레임은 슬롯 (예를 들어, 특정 HDR 설계에 대해서 1.67msec) 이라고 부르는 시간 단위를 포함한다. 각각의 슬롯은 트래픽 데이터 필드 (602a, 602b, 및 602c), 파일럿 기준 필드 (604a, 604b), 및 시그널링 데이터 (OH) 필드 (606a, 606b) 를 포함한다. 트래픽 데이터 필드 (602) 와 파일럿 기준 필드 (604) 는 트래픽 데이터와 파일럿 기준을 송신하는 데 각각 사용된다. 시그널링 데이터 필드 (606) 는, 예를 들어, 순방향 링크 활성 (FAC; forward link activity) 표시자, 역방향 링크 비지 (reverse link busy) 표시자, 역방향 링크 제어 명령 등의 시그널링 정보를 송신하는 데 사용된다. FAC 표시자는 기지국이 미래에 특정 개수의 슬롯에 송신할 트래픽 데이터를 갖고 있는 지를 나타낸다. 역방향 링크 통화중 표시자는 기지국의 역방향 링크 용량 한계에 도달하였는 지를 나타낸다. 그리고, 전력 제어 명령은 송신 원격 단말기에 그들의 송신 전력을 증가 또는 감소시킬 것을 지시한다.

HDR CDMA 시스템에 따르면, 송신 이전에, 트래픽 데이터는 데이터 송신을 위해 사용할 채널에 대응하는 오라쉬 코드로 커버되며, 각각의 원격 단말기에 대한 전력 제어 데이터는 원격 단말기에 할당된 왈쉬 코드로 커버된다. 그후, 파일럿 기준, 커버된 트래픽 데이터, 및 전력 제어 데이터는, 특정 송신 기지국에 할당된 쇼트 IPN 및 QPN 확산 시퀀스를 수신 원격 단말기에 할당된 롱 PN 시퀀스로 곱하여 생성된 보소 PN 확산 시퀀스로 확산된다. 최고 데이터레이트에서는, 비트 레이트가 PN 확산 시퀀스와 왈쉬 코드의 칩 레이트와 일치하거나 초과하며, 데이터의 직접 시퀀스 확산이 달성되지 않는다. 데이터 프레임 포맷과 HDR 시스템에 대한 순방향 링크 송신의 처리는 상술한 미국특허출원번호 제08/963,386호, 즉, 미국특허 제 6,574,211 호에 보다 상세하게 설명되어 있다.

IS-95 CDMA 시스템 등의 일부 CDMA 시스템에 대하여, 파일럿 기준은 다른 데이터와 코드분할 다중화 (CDM) 되어, 기지국으로부터 원격 단말기로 송신된다. 이들 CDMA 시스템에 대하여, 필터 계수와 스케일링 인자는 송신된 CDM 파일럿 기준을 이용하여 적응화될 수있다. 그러나, 파일럿 기준은 다른 데이터와 코드분할 다중화되기 때문에, 추가적인 처리가 안테나당 심볼 추정치 (per antennal symbol estimate)

이나 출력 심볼 추정치

에 수행되어 송신된 파일럿 기준을 추출한다.

IS-95 CDMA 시스템에 대하여, 파일럿 기준 (모두 1 인 시퀀스) 가 64-칩 모두 제로인 왈쉬 시퀀스 (64-chip all zeros Walsh sequence) 로 커버되고, 다른 커버된 데이터와 합성되어, PN 시퀀스로 확산된다. 송신된 CDM 파일럿 기준은 보조적인 방법으로 출력 심볼 추정치

을 처리하여 복원될 수 있다. 아래에서 보다 상세하게 설명하는 도 5B 을 참조하면, 후치 프로세서 (320) 내에서, 심볼 추정치

은 PN 시퀀스로 역확산되고, 파일럿 왈쉬 시퀀스로 디커버되고, (64-칩) 파일럿 심볼 기간에 대하여 누산되어, 복원된 파일럿 심볼

을 생성한다. 디커버링은, 파일럿 왈쉬 시퀀스에 직교하는 왈쉬 시퀀스로 커버된 다른 트래픽 채널들을 통한 데이터를 제거한다.

그 후, 복원된 파일럿 심볼

과 실제 (기대) 파일럿 심볼 p(n) 간의 에러 e(n) 는,

식 (18)

과 같이 계산될 수 있다.

그후, 에러 e(n) 은 위에서 설명한 적응화 방식과 적응화 알고리즘 (예를 들어, LMS, RLS, 또는 DMI) 의 임의의 조합을 이용하여 필터 계수와 스케일링 인자를 적응화하는 데 사용될 수 있다. 도 4A 의 등화기 (310a) 에 대하여, 적응화는 각각의 필터 (410) 으로부터의 안테나당 심볼 추정치

을 이용하여 수행될 수도 있다. 심볼 추정치

는 위에서 설명한 방법으로 후치 프로세서 (320) 에 의해 처리되어 복원된 파일럿 심볼

을 생성할 수 있다. 그 후, 복원된 파일럿 심볼

과 기대 파일럿 심볼 p_i(n) 간의 에러 e_i(n) 은,

식 (19)

와 같이 계산될 수 있다.

일반적으로 복원된 심볼들 (예를 들어,

이나

) 과 기대 심볼 (예를 들어, y(n) 이나 p(n)) 간의 에러는 수신기 유닛에서 임의의 특정 시점에 계산될 수 있다. "동등 (equivalent)" 또는 "동종(like-kind)" 심볼이 비교될 수 있도록 적절한 처리가 수행된다.

CDM 파일럿 기준을 송신하는 CDMA 시스템에 대하여, 에러 e(n) 은 각각의 파일럿 심볼 기간 (예를 들어, IS-95 CDMA 시스템에 대해서 매 64칩) 에 대하여 계산될 수 있다. IS-95 CDMA 시스템에 대해서 처럼 CDM 파일럿 심볼이 연속적으로 송신되는 경우, 더 낮은 파일럿 심볼 레이트이기는 하지만 적응화도 연속적인 방법으로 수행될 수 있다. TDM 파일럿 기준을 송신하는 CDMA 시스템에 대하여, 에러는 각각의 칩 기간에 대하여 계산될 수 있다. 그러나, TDM 파일럿 기준을 이용하는 적응화는 일반적으로 파일럿 기준 기간동안에만 수행된다.

위에서 알 수 있듯이, 레이크 수신기로부터의 정보는, (1) 첫번째 적응화 이전에 필터 계수를 초기화하고, (2) 기대 심볼 y(n) 이나 p(n) 을 적절하게 생성하고, (3) 수신 샘플 x_i(n) 의 시간 에픽을 명시하기 위해 사용될 수 있다 도 4A 의 등화기 (310a) 에 대하여, 각각의 필터 (410) 의 중심 계수 c_i,0(n) 는 그 필터에 의해 처리되는 신호의 가장 강한 다중 경로의 핑거값 (예를 들어,

) 로 초기화될 수 있다. 가장 강한 다중 경로의 시간 오프셋

은 기대 심볼 y(n) 이나 기대 파일럿 심볼 p(n) 을 생성하고, 시간 오프셋에 시간적으로 정렬되는 수신 샘플 x_i(n) 을 생성하도록 사용될 수 있다. 또한, 기대 심볼 y(n) 과 p(n) 은 에러가 계산되는 시점까지 처리 소자와 관련된 지연을 고려하여 생성될 수 있다. 예를 들어, 특정 시간 오프셋,

에 대하여, 기대 파일럿 심볼 p(n) 에은, 후치 프로세서 (320) 의 지연 원인이 되는 기대 심볼 y(n) 에 대한 지연이 생길 수 있다.

또한, 필터 계수와 스케일링 인자는 수신 데이터를 이용하여 적응화될 수 있다. 수신 샘플은 데이터 패킷이 에러없이 수신되었는지를 결정하기 위해 처리되고, 디코딩되고, CRC 체크된다. 그후, 정확하게 수신된 데이터 패킷은 송신기 유닛에서 수행된 것과 유사한 방식으로 재인코딩 및 재처리될 수 있다. 그 후, 재생성된 심볼은 복원된 심볼 (예를 들어,

) 에 대하여 비교되고, 이들간의 에러는 필터 계수와 스케일링 인자을 적응화하는 데 사용될 수 있다. 복원된 심볼은 대략적으로 버퍼링되어, 디코딩, 재인코딩, 및 재처리 지연의 원인이 된다.

도 7 은 레이크 수신기 (330) 의 실시형태의 블록도이다. 다중 경로와 다른 현상으로 인하여, 송신된 신호는 다수의 신호 경로를 통하여 수신기 유닛에 도달할 수 있다. 성능 향상을 위해서, 레이크 수신기는 다수의 (그리고 가장 강한) 시점의 수신 신호 (또는 다중경로) 를 처리하는 능력을 갖도록 설계된다. 종래의 레이크 수신기 설계에 대하여 다수의 핑거 프로세서 (710) 가 다수의 다중경로를 처리하도록 제공될 수 있다. 각각의 핑거 프로세서 (710) 는 레이크 수신기의 핑거를 구비하며, 특정 다중경로를 처리하도록 할당될 수 있다.

도 7 에 나타낸 바와 같이, 특정 전치 프로세서 (210) 로부터 수신된 I_In 과 Q_In 샘플이 다수의 핑거 프로세서 (710a 내지 701l) 에 제공된다. 각각의 할당된 핑거 프로세서 (710) 에서, 수신된 I_In 과 Q_In 샘플은 PN 역확산기 (720) 에 제공되며, 이는 복소 PN 시퀀스 PNI 와 PNQ 를 수신한다. 복소 PN 시퀀스는 제공된 CDMA 시스템의 특정 설계에 따라서 생성되며, 롱 PN 시퀀스가 수신측 수신기 유닛에 할당되며 데이터를 스크램블링하는 데 사용된다. 쇼트 IPN 및 QPN 시퀀스는 송신 기지국에서 데이터를 확산시키는 데 사용되며, 롱 PN 시퀀스는 수신측 수신 유닛에 할당되고 데이터를 스크램블링하는 데 사용된다. PNI 와 PNQ 시퀀스는 그 핑거 프로세서에 의해 처리되는 특정 다중경로에 대응하는 시간 오프셋을 갖고 생성된다.

PN 역확산기 (720) 은 복소 I_IN 과 Q_IN 샘플을 복소 PN 시퀀스와 복소곱을 수행하여, 복소 역확산 I_DES 와 Q_DES 샘플을 디커버 소자 (722 와 732) 에 제공한다. 디커버 소자 (722) 는 역확산 샘플을, 데이터를 디커버하는 데 사용되는 하나 이상의 채널화 코드 (예를 들어, 왈쉬 코드) 로 역확산 샘플을 디커버하고, 복소 디커버된 샘플을 생성한다. 그후, 디커버된 샘플은, 심볼 누산기 (724) 에 제공되며, 이 심볼 누산기는 채널화 코드의 길이에 대하여 샘플을 누산하여 디커버된 심볼을 생성한다. 그후, 이 디커버된 심볼은 파일럿 복조기 (726) 에 제공된다.

HDR 시스템에 있어서, 파일럿 기준은 순방향 링크 송신의 일부분 동안에 송신된다. 따라서, 디커버 소자 (732) 는 기지국에서 파일럿 기준을 커버하는 데 사용되는 특정 채널화 코드 (예를 들어, HDR 시스템에 대해서는 왈쉬 코드 0) 로 역확산 샘플을 디커버한다. 그 후, 디커버된 파일럿 샘플은 누산기에 제공되고 특정 시간 인터벌에 대하여 누산되어, 파일럿 심볼을 생성한다. 누산 시간 인터벌은 파일럿 채널화 코드, 전체 파일럿 기준 기간, 또는 일부 다른 시간 인터벌 기간일 수 있다. 그 후, 파일럿 심볼은 파일럿 필터 (736) 에 제공되며, 파일럿 복조기 (726) 에 제공되는 파일럿 추정치를 생성하는 데 사용된다. 파일럿 추정치는 데이터가 존재하는 기간에 대하여 파일럿 심볼로서 추정되거나 예측된다.

파일럿 복조기 (726) 는 심볼 누산기 (724) 로부터의 디커버된 심볼의 코히런트 복조를 파일럿 필터 (736) 로부터의 파일럿 추정치로 수행하여, 복조된 심볼을 심볼 합성기 (740) 에 제공한다. 코히런트 복조는 디커버된 심볼을 파일럿 추정치와 내적 (dot product) 및 외적을 수행하여 달성될 수 있다. 내적 및 외적은 데이터의 위상복조를 효과적으로 수행하고 디커버된 파일럿의 상대적 강도에 의해 결과된 출력을 추가로 스케일링한다. 파일럿으로 스케일링 하는 것은, 효율적인 합성을 위한 다중 경로의 품질에 따라서 서로다른 다중 경로로부터의 기여를 가중한다. 따라서, 내적 및 외적은, 코히런트 레이크 수신기의 특성인 위상 프로젝션 (phase projection) 과 신호 가중 (signal weighting) 의 2 중의 역할을 수행하게 된다.

심볼 합성기 (740) 는 모든 할당된 핑거 프로세서 (710) 로부터 변조된 심볼을 수신하고 코히런트하게 합성하여, 레이크 수신기에 의해 처리되고 있는 특정 수신 신호에 대하여 복원된 심볼을 제공한다. 그후, 모든 수신 신호에 대하여 복원된 심볼은 아래에서 설명하는 바와 같이 합성되어 전체 복원된 심볼을 생성하며, 그 후, 이 심볼은 후속 처리 소자에 제공된다.

서처 소자 (712) 는 PN 역확산기, PN 생성기, 및 신호 품질 측정 소자를 구비하도록 설계될 수 있다. PN 생성기는, 가능하게는 콘트롤러 (370) 에 의해 지시된 대로 다양한 시간 오프셋으로 복소 PN 시퀀스를 생성할 수 있으며, 이는 가장 강한 다중 경로를 서치하는 데 사용된다. 서치할 각각의 시간 오프셋에 대하여, PN 역확산기는 I_IN 샘플과 Q_IN 샘플을 수신하여, 특정 시간 오프셋으로 복소 PN 시퀀스로 역확산하여, 역확산 샘플을 제공한다. 그 후, 역확산 샘플의 신호 품질이 측정된다. 이는 각각의 역확산 샘플의 에너지 (즉, I_DES ²+ Q_DES ²) 를 계산하고, 특정 기간 (예를 들어, 파일럿 기준 기간) 에 대하여 에너지를 누산하여 얻을 수 있다. 서처 소자는 다수의 타임 오프셋으로 서치를 수행하며, 최고 신호 품질 측정치를 갖는 다중경로가 선택된다. 그 후, 이용가능한 핑거 프로세서 (710) 가 이들 다중경로를 처리하기 위해 할당된다.

CDMA 시스템용 수신기의 설계와 동작은 발명의 명칭이 "MOBILE DEMODULATOR ARCHITECTURE FOR A SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM" 인 미국특허번호 제5,764,687호와 발명의 명칭이 "DEMODULATION ELEMENT ASSIGNMENT IN A SYSTEM CAPABLE OF RECEIVING MULTIPLE SIGNALS" 인 미국특허번호 제5,490,165호에 설명되어 있으며, 이들 모두는 본 발명의 양수인에게 양도되었으며 여기서 참조한다.

도 2A 에 나타낸 실시형태에서, 다수의 순방향 링크 신호는 안테나 (132a 내지 132k) 에 의해서 수신되며, 전치 프로세서 (210a 내지 219k) 에 의해서 각각 처리되어, 샘플 스트림 x₁(n) 내지 x_K(n) 을 생성한다. 따라서, 다수의 레이크 수신기가 K 샘플 스트림을 처리하도록 제공될 수 있다. 그 후, 합성기는 처리되는 모든 수신 신호들로부터 복원된 심볼을 합성하는 데 사용될 수 있다. 다른 방법으로, 하나 이상의 레이크 수신기는 시분할 다중화되어 K 샘플 스트림을 처리할 수 있다. TDM 레이크 수신기 아키텍쳐에서, K 스트림으로부터의 샘플은 버퍼에 일시적으로 저장된 후에 레이크 수신기에 의해 나중에 복원되고 처리된다.

각각의 수신 신호에 대하여, 레이크 수신기 (330) 는 L 까지의 다중경로를 처리하도록 동작될 수 있으며, 여기서 L 은 이용가능한 핑거 프로세서 (710) 의 개 수를 나타낸다. L 다중경로 각각은 서처 소자 (712) 의 지원에 의해 식별되는 특정 시간 오프셋에 대응한다. 콘트롤러 (370) 또는 서처 소자 (712) 는 처리되는 K 수신 신호들 각각에 대하여 가장 강한 다중경로의 크기 (

) 와 그 대응하는 시간 오프셋 (

) 의 리스트를 유지하도록 설계된다. 이들 크기와 시간 오프셋은, 위에서 설명한 바와 같이, 등화기 (310) 의 계수와 스케일링 인자를 초기화하는 데 사용될 수 있다. 일 실시예에서, 해당하는 각각의 다중경로의 크기는 누산에서 사용되는 샘플의 개수 (N) 에 의해 나눠지는 누산된 에너지값의 제곱근으로서 계산될 수 있다.

도 5B 는 수신 신호로부터 생성된 심볼 추정치

을 처리하는 데 사용되는 후치 프로세서 (320) 의 실시형태의 블록도이다. 후치 프로세서 (320) 는 송신기 유닛에서 수행되었을 수 있는 PN 확산과 커버링을 복원하도록 동작된다. 예를 들어, 송신 전에, HDR 시스템은 낮은 데이터 레이트로 데이터의 PN 역확산과 커버링을 수행한다. 고데이터레이트 (칩 레이트와 일치하거나 초과함) 에서, PN 확산과 커버링은 심볼 반전을 행하게 된다. 따라서, 후치 프로세서는 낮은 데이터 레이트로 PN 역확산과 디커버링을 수행하고, 고데이터레이트에서 심볼 반전을 수행하도록 동작될 수 있다. 일반적으로, 후치 프로세서 (320) 는 송신기 유닛에서 수행되는 것과는 상보적인 기능을 수행하도록 설계된다.

후치 프로세서 (320) 내에서, 심볼 추정치는 PN 역확산기 (520) 로 제공되고, 이 PN 역확산기는 필터 계수를 적응화하는 데 사용되는 것과 동일한 타임 오프셋을 갖는 복수 PN 시퀀스도 수신한다. PN 역확산기 (520) 는 심볼 추정치를 복소 PN 시퀀스로 역확산하고, 그 역확산된 샘플을 디커버 소자 (522) 에 제공한다. 그 후, 디커버 소자 (522) 는 기지국에서 데이터를 커버하는 데 사용된 하나 이상의 채널화 코드로 그 샘플을 디커버한다. 그 후, 각각의 채널에 대하여 디커버된 샘플은, 심볼 누산기 (524) 에 의해 채널화 코드의 길이에 대하여 누산되어 복원된 심볼을 생성하며, 그 후 이 심볼이 후속 처리 소자에 제공된다.

등화기 (310), 후치 프로세서 (320), 및 레이크 수신기 (330) 는 단일 세트의 처리 소자를 이용하여 모든 수신 신호의 샘플을 처리하도록 시분할 다중화된다. 또한, 후치 프로세서 (320) 내의 소자의 일부는 레이크 수신기 (330) 내의 것과 유사하다. 따라서, 후치 프로세서 (320) 과 레이크 수신기 (330) 는 공통 기능의 적어도 일부가 공유하는 세트의 처리 소자에 의해 수행되도록 설계 및 동작될 수 있다.

도 4A 와 4B 에 나타낸 필터 (410) 에 대한 적응화 기간 동안, 실제 심볼 y(n) 은 모든 수신 신호에 대하여 가장 강한 다중 경로의 시간 오프셋에 기초하여 생성될 수 있다. HDR 시스템에 대하여, 파일럿 기준은 모두 1 인 시퀀스이며, 파일럿 기준을 커버하는 데 사용되는 채널화 코드는 왈쉬코드 0 (즉, 모두 0 인 시퀀스) 이다. 그 후, 파일럿 기준은 복소 PN 시퀀스로 역확산된다. 따라서, 송신된 파일럿 기준은 파일럿 기준이 송신되는 시간 기간에 대하여 복소 PN 시퀀스와 동일하다.

수신기 유닛에서, 파일럿 기준 기간 동안의 실제 심볼 y(n) 은 모든 수신 신 호의 가장 강한 다중경로에 대응하는 시간 오프셋에서 복소 PN 시퀀스로 생성될 수 있다 (즉, y(n) = PNI(n) + jPNQ(n)).

도 3 을 다시 참조하면, 수신 데이터 프로세서 (136) 는 수신 신호를 처리하도록 동작될 수 있는 2개의 신호 처리 경로를 포함한다. 제 1 신호 처리 경로는 등화기 (310) 와 후처리기 (320) 를 포함하고, 제 2 신호 처리 경로는 레이크 수신기 (330) 를 포함한다. 일 실시형태에서, 2 개의 신호 처리 경로는 병렬로 (예를 들어, 적응화 기간동안) 작동될 수 있고 , 신호 품질 추정치가 신호 처리 경로 각각에 대하여 계산될 수 있다. 그 후, 더 우수한 신호 품질을 제공하는 신호 처리 경로가 수신 신호를 처리하도록 선택될 수 있다.

종래의 레이크 수신기에 대하여, 수신 신호 품질은 신호대잡음 (S/N) 비를 계산하여 추정될 수 있다. TDM 파일럿 기준을 송신하는 CDMA 시스템에 대하여, S/N 은 수신 신호가 알려지는 파일럿 기준 기간 동안에 계산될 수 있다. 신호 품질 추정치는 각각의 할당된 핑거 프로세서에 대하여 생성될 수 있다. 그후, 모든 할당된 핑거 프로세서에 대한 추정치는 가중되고 합성되어 전체 S/N 을 생성하며, 이는

식 (20)

와 같이 계산되며, 여기서 β는 송신 데이터의 향상된 추정치인 복원 심볼을 제공하도록 할당된 핑거 프로세서로부터의 복소된 심볼을 합성하는 레이크 수신기에 의해 사용가능한 가중 인자이며, Es 는 원하는 신호 (예를 들어, 파일럿) 에 대한 심볼당 에너지이고, Nt 는 핑거 프로세서에 의해 처리되는 수신 신호에서의 전체 잡음이다. 일반적으로, Nt 는, 열잡음, 다른 송신 기지국으로부터의 간섭, 동일 기지국으로부터의 다중경로로부터의 간섭, 및 다른 성분을 포함한다. 심볼당 에너지은,

식 (21)

과 같이 계산되며, 여기서, P_I 와 P_Q 은 동위상 및 직교 필터링된 파이럿 심볼이며, N_SYM 은 에너지가 누산되어 Es 값을 제공하는 심볼들의 개수이다. 도 7 을 참조하면, 필터링된 파일럿 심볼은 파일럿 기준을 커버하는 데 사용되는 채널화 코드의 길이에 대하여 역확산된 샘플을 누산하여 생성될 수 있다. 전체 잡음은 원하는 신호의 에너지에서 분산 에너지로서 추정될 수 있으며, 이는

식 (22)

와 같이 계산된다.

수신 신호 품질의 측정은 발명의 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR MEASURING LINK QUALITY IN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM" 인 미국특허번호 제5,903,554호와 발명의 명칭이 "SYSTEM AND METHOD FOR DETERMINING RECEIVED PILOT POWER AND PATH LOSS IN A CDMA COMMUNICATION SYSTEM" 인 미국특허번호 제5,799,005호에 설명되어 있으며, 양쪽 모두 본 발명의 양수인에게 양도되 었으며 여기서 참조한다.

양자화기 (310) 를 포함하는 신호 처리 경로에 대하여 신호 품질은 산술 제곱 에러 (MSE) 를 포함하는 다양한 기준을 이용하여 추정될 수 있다. 또한, TDM 파일럿 기준을 송신하는 CDMA 시스템에 대하여, MSE 는 파일럿 기준 기간동안 추정될 수 있으며,

식 (23)

와 같이 계산되며, 여기서 N_SAM 은 에러가 누산되어 MSE 를 제공하는 샘플의 개수이다. 일반적으로, 평균 제곱 에러는 다수의 샘플에 대하여, 그리고 하나 이상의 파일럿 기준에 대하여 계산되어, 측정시 원하는 레벨의 신뢰성을 얻을 수 있다. 그후, 평균 제곱 에러는 동등한 신호대잡음비로 변환될 수 있으며,

선형 (linear)

dB 식 (24)

와 같이 표현된다.

등화기 (310) 를 갖는 신호 처리 경로에 대한 S/N_EQ 는 레이크 수신기 (330)를 갖는 신호 처리 경로에 대한 S/N_RAKE 와 비교될 수 있다. 그 후, 더 우수한 S/N 를 제공하는 신호처리 경로가 수신 신호를 처리하도록 선택될 수 있다.

다른 방법으로, MSE 는 레이크 수신기 (330) 를 갖는 신호 처리 경로에 대하여 (식 23 을 이용하여) 계산되고 등화기 (310) 를 갖는 신호 처리 경우에 대해 계 산된 MSE 와 비교될 수 있다. 그 후, 더 우수한 MSE 를 갖는 신호 처리 경로가 선택될 수 있다.

HDR 시스템에 대하여, S/N 은 원격 단말기에서 추정되고 작동 환경에 대하여 원격 단말기에 의해 수신될 수 있는 최대 데이터레이트를 결정하는 데 사용될 수 있다. 그후, 최대 데이터 레이트는 S/N 이 추정되는 기지국으로 역송신된다. 그 후, 그 기지국은 확인된 최대 데이터레이트까지의 데이터 레이트로 원격 단말기로 송신한다.

본 발명을 통해, 데이터 송신을 위한 데이터 레이트가 다양한 방법을 이용하여 추정될 수 있다. 일 방법에서, S/N 은 식 (24) 에서 나타낸 바와 같이, 계산된 MSE 에 기초하여 레이크 수신기에 대하여 또는 등화기에 대하여 추정될 수 있다. 그 후, 모든 신호 처리 경로로부터의 최선의 S/N 은 지원될 수 있는 최대 데이터레이트를 결정하는 데 사용될 수 있다. 다른 방법으로, MSE 는 최대 데이터레이트를 직접 결정하는 데 사용될 수 있다. 최선의 S/N, MSE, 또는 최대 데이터레이트는 기지국으로 송신될 수 있다.

일정 동작 환경하에서, 등화기를 갖는 신호 처리 경로는 레이크 수신기를 갖는 신호 처리 경로보다 우수한 성능을 제공할 수 있다. 예를 들어, 일반적으로, 등화기를 갖는 신호 처리 경로는 S/N 이 높을 때, 그리고 ISI 를 갖는 채널에 대하여 우수하게 기능한다. 레이크 수신기는 다중 경로를 처리하는 데 사용될 수 있으며, 이 다중경로도 ISI 를 유발한다. 사실상, 레이크 수신기는 L 탭 (여기서, L 은 핑거 프로세서의 개수에 대응함) 을 갖는 필터로서 보여질 수 있으며, 각각의 탭은 조절될 수 있는 시간 지연에 대응한다. 그러나, 레이크 수신기는 수신 신호의 주파수 왜곡으로 인한 ISI 를 감소시키는 데는 그다지 효과적이지는 못하다.

등화기는 주파수 왜곡으로 인한 ISI 를 더 효과적으로 감소시킬 수 있다. 이는, ISI 를 포함하는 전체잡음을 최소화 시도하면서 대략적으로 주파수 왜곡의 반전인 응답을 제공함으로써 달성될 수 있다. 따라서 등화기는 채널을 "반전" 시키고, 또한 다중 경로의 효과를 제거 시도한다. 사실상, 각각의 필터 (410) 는, 계수가 {0,..., 0, 1, 0,..., 0} 으로 초기화될 때, 하나의 핑거 프로세서와 등가이다. 후속하여, 제로값 계수가 적응화되기 때문에, 필터 주파수 응답은 채널 왜곡을 등화시키도록 변경된다. 따라서, 등화기는 다중경로 유도 ISI 와 채널 유도 ISI 양쪽을 효과적으로 처리하는 데 사용될 수 있다

단순하도록, 본 발명의 많은 양태와 실시형태를 확산 스펙트럼 통신 시스템에 대하여 설명하였다. 그러나, 여기 설명한 본 발명의 많은 원리들은 비확산 스펙트럼 통신 시스템, HDR 시스템 등의 직접 시퀀스 확산을 선택적으로 수행할 수 있는 통신 시스템에 적용될 수 있다.

도 4A 와 4B 의 필터 (410) 는 임의의 길이 (즉, 임의의 개수의 탭과 계수) 를 갖도록 설계될 수 있다. 더 많은 탭이 필터 (410) 가 수신 신호의 주파수 왜곡을 더 잘 정정하고 더 큰 시간 오프셋을 갖는 다중 경로를 처리할 수 있게 한다. 그러나, 탭이 증가함으로써, 복잡성이 커지고, 탭을 균일하게 하기 위해 계산이 더 복잡해지고, 가능하게는 수렴시간이 더 길어지게 된다. 따라서, 탭의 개수는 설계 선택이며, 예를 들어, 비용 성능, 복잡성 등을 포함하는 다수의 인자에 기초하여 선택된다. 예를 들어, 탭의 개수가 샘플 레이트 f_SAMP에 의존하는 특정 시간 윈도우 (예를 들어, 20μsec) 에 대하여 등화를 제공하는 것이 바람직할 수 있다. 임의의 개수의 탭이 사용될 수 있으며, 이는 본 발명의 범위에 속하는 것이다.

여기서 설명하는 처리 유닛 (예를 들어, 필터 (410), 등화기 (310), 후치 프로세서 (320), 레이크 수신기 (330) 등) 은, 예를 들어 하나 이상의 주문형 집적회로 (ASIC), 디지털 신호 프로세서 (DSP), 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서, 또는 여기 설명한 기능을 수행하도록 설계된 다른 전자회로내에서와 같이, 다양한 방법으로 제공될 수 있다. 또한, 처리 유닛에는 여기 설명한 기능을 제공하는 명령 코드를 실행하도록 동작하는 일반 목적의 또는 특별 설계된 프로세서가 제공될 수 있다. 따라서, 여기 설명한 처리 유닛은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 그들의 조합을 이용하여 제공될 수 있다.

이상, 바람직한 실시형태의 설명은 당업자가 본 발명을 제조 또는 이용할 수 있도록 제공된 것이다. 이들 실시형태에 대한 다양한 변경이 당업자에게 명백할 것이며, 여기 정의한 기본 원리는 창의력이 없이도 다른 실시형태에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기 나타낸 실시형태에 제한하고자 하는 것이 아니며, 여기 개시한 원리와 신규한 특성에 부합하는 최광의의 범위를 부여받고자 하는 것이다.

Claims

확산 스펙트럼 통신 시스템에서 하나 이상의 신호를 처리하는 방법으로서,

하나 이상의 샘플 스트림을 제공하기 위하여 상기 하나 이상의 신호를 수신 및 처리하는 단계;

제 1 복원된 심볼 스트림을 제공하기 위하여 상기 하나 이상의 샘플 스트림을 제 1 처리하는 단계로서,

심볼 추정치들을 생성하기 위하여, 상기 하나 이상의 샘플 스트림을 등화기로 등화하는 단계로서, 상기 심볼 추정치들을 양자화하는 단계를 포함하는, 상기 등화 단계; 및

상기 제 1 복원된 심볼 스트림을 제공하기 위하여 상기 심볼 추정치들을 처리하는 단계로서, 역확산된 심볼을 생성하기 위하여 상기 심볼 추정치들을 PN 시퀀스로 역확산하는 단계, 및 상기 제 1 복원된 심볼 스트림을 생성하기 위하여 상기 역확산된 심볼을 디커버하는 단계를 포함하며, 상기 역확산 단계 및 상기 디커버 단계는 상기 하나 이상의 수신 신호의 데이터 레이트에 의존하여 선택적으로 수행되는, 상기 심볼 추정치들의 처리 단계를 포함하는, 상기 제 1 처리 단계;

제 2 복원된 심볼 스트림을 제공하기 위하여, 상기 하나 이상의 샘플 스트림의 다중경로를 하나 이상의 레이크 수신기로 제 2 처리하는 단계;

상기 제 1 처리 및 제 2 처리 각각과 연관된 신호 품질을 추정하는 단계; 및

그 연관된 추정 신호 품질에 기초하여 상기 제 1 처리 또는 제 2 처리를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
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제 1 항에 있어서,

상기 제 1 처리와 연관되는 신호 품질은 상기 심볼 추정치들과 기대 심볼들간의 평균 제곱 에러 (MSE) 에 기초하여 추정되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 하나 이상의 신호의 데이터 레이트는 상기 평균 제곱 에러에 부분적으로 기초하여 선택되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 처리에 대하여, 상기 심볼 추정치들을 처리하는 단계는 상기 심볼 추정치들을 합성 (combine) 하는 단계를 포함하며,

상기 하나 이상의 샘플 스트림을 등화하는 단계는 상기 합성 단계 이전에 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 처리는, 상기 하나 이상의 샘플 스트림을 등화하는 단계 이전에 상기 하나 이상의 샘플 스트림을 합성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 등화기 내의 하나 이상의 필터 각각의 계수를 제 1 적응화하는 단계를 더 포함하며,

하나의 필터는 상기 하나 이상의 샘플 스트림 각각을 필터링하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 적응화는 상기 필터로부터의 필터링된 샘플에 기초하여 각각의 필터에 대하여 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 적응화는 상기 심볼 추정치들에 기초하여 상기 하나 이상의 필터에 대하여 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

각각의 필터의 상기 계수는 특정 세트의 값들로 초기화되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

수신 및 처리되는 상기 하나 이상의 신호중 하나의 큰 다중 경로를 식별하는 단계를 더 포함하며,

상기 제 1 적응화는 상기 식별된 큰 다중경로에 대응하는 시간 오프셋에 기초하여 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 적응화는 상기 심볼 추정치들과 기대 심볼들간의 평균 제곱 에러를 최소화하도록 시도하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 적응화는 상기 필터로부터의 필터링된 샘플들과 기대 심볼들간의 평균 제곱 에러를 최소화하도록 시도하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 심볼 추정치를 슬라이싱하여 슬라이싱된 심볼 추정치를 생성하는 단계를 더 포함하며,

상기 제 1 적응화는 상기 슬라이싱된 심볼 추정치를 이용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 등화기 내의 각각의 필터는 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터로서 구현되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 적응화는 시분할다중화 (TDM) 파일럿 기준을 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 적응화는 코드분할다중화 (CDM) 파일럿 기준을 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 적응화는 최소 평균 제곱 (LMS) 알고리즘을 이용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 적응화는 순환 최소 제곱 (RLS) 알고리즘을 이용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 적응화는 직접 행렬 반전 (DMI) 알고리즘을 이용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 제 1 처리는, 하나 이상의 스케일링 인자에 기초하여 상기 하나 이상의 샘플 스트림을 합성하는 단계로서, 하나의 스케일링 인자는 상기 하나 이상의 샘플 스트림 각각에 대한 것인, 상기 합성 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 24 항에 있어서,

상기 합성 단계 이전에 상기 하나 이상의 스케일링 인자를 제 2 적응화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 25 항에 있어서,

수신 및 처리되는 상기 하나 이상의 신호 각각에 대하여 큰 다중경로를 식별하는 단계; 및

각각의 상기 식별된 큰 다중경로에 기초하여 각각의 스케일링 인자를 초기화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 25 항에 있어서,

상기 제 2 적응화는 상기 심볼 추정치에 기초하여 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 등화기 내의 하나 이상의 필터 각각의 계수들을 제 1 적응화하는 단계로서, 하나의 필터는 상기 하나 이상의 샘플 스트림 각각을 필터링하도록 동작하는, 상기 제 1 적응화 단계 ; 및

상기 합성 단계에 사용되는 하나 이상의 스케일링 인자를 제 2 적응화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 적응화는 개별적으로 그리고 연속적으로 수행되며,

상기 제 1 적응화는 고정된 상기 하나 이상의 스케일링 인자로 수행되며,

상기 제 2 적응화는 상기 하나 이상의 필터에 대한 고정된 계수로 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 적응화는 여러번 반복적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 적응화는 기대 심볼들의 특정 시퀀스에 대하여 반복적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제 28 항에 있어서,

상기 제 1 및 제 2 적응화는 상기 심볼 추정치들에 기초하여 수행되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
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삭제
통신 시스템에서 하나 이상의 신호를 처리하는 방법으로서,

하나 이상의 샘플 스트림을 제공하기 위하여 상기 하나 이상의 신호를 수신 및 처리하는 단계;

제 1 복원된 심볼 스트림을 제공하기 위하여 상기 하나 이상의 샘플 스트림을 제 1 처리하는 단계로서,

심볼 추정치들을 생성하기 위하여, 상기 하나 이상의 샘플 스트림을 등화기로 등화하는 단계로서, 상기 심볼 추정치들을 양자화하는 단계를 포함하는, 상기 등화 단계; 및

상기 제 1 복원된 심볼 스트림을 제공하기 위하여 상기 심볼 추정치들을 처리하는 단계를 포함하는, 상기 제 1 처리 단계;

제 2 복원된 심볼 스트림을 제공하기 위하여, 상기 하나 이상의 샘플 스트림의 다중경로를 하나 이상의 레이크 수신기로 제 2 처리하는 단계;

상기 제 1 처리 및 제 2 처리 각각과 연관된 신호 품질을 추정하는 단계;

그 연관된 추정 신호 품질에 기초하여 상기 제 1 처리 또는 제 2 처리를 선택하는 단계; 및

상기 등화기 내의 하나 이상의 필터 각각의 계수를 적응화하는 단계를 포함하며,

상기 등화기 내의 각각의 필터의 계수는, 시분할 다중화 (TDM) 파일럿 기준이나 코드분할 다중화 (CDM) 파일럿 기준을 이용하여 적응화되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
통신 시스템에서 하나 이상의 신호를 처리하는 방법으로서,

하나 이상의 샘플 스트림을 제공하기 위하여 상기 하나 이상의 신호를 수신 및 처리하는 단계;

제 1 복원된 심볼 스트림을 제공하기 위하여 상기 하나 이상의 샘플 스트림을 제 1 처리하는 단계로서,

심볼 추정치들을 생성하기 위하여, 상기 하나 이상의 샘플 스트림을 등화기로 등화하는 단계로서, 상기 심볼 추정치들을 양자화하는 단계를 포함하는, 상기 등화 단계; 및

상기 제 1 복원된 심볼 스트림을 제공하기 위하여 상기 심볼 추정치들을 처리하는 단계를 포함하는, 상기 제 1 처리 단계;

제 2 복원된 심볼 스트림을 제공하기 위하여, 상기 하나 이상의 샘플 스트림의 다중경로를 하나 이상의 레이크 수신기로 제 2 처리하는 단계;

상기 제 1 처리 및 제 2 처리 각각과 연관된 신호 품질을 추정하는 단계;

그 연관된 추정 신호 품질에 기초하여 상기 제 1 처리 또는 제 2 처리를 선택하는 단계; 및

상기 등화기 내의 하나 이상의 필터 각각의 계수를 적응화하는 단계를 포함하며,

상기 등화기 내의 각각의 필터의 계수는, 최소 평균 제곱 (LMS) 알고리즘, 순환 최소 제곱 (RLS) 알고리즘, 직접 행렬 반전 (DMI) 알고리즘, 또는 그들의 조합을 이용하여 적응화되는 것을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
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통신 시스템에서 하나 이상의 신호를 처리하도록 동작하는 수신기 유닛으로서,

상기 하나 이상의 신호를 수신 및 처리하여 하나 이상의 샘플 스트림을 제공하도록 동작하는 하나 이상의 전치 프로세서;

상기 하나 이상의 전치 프로세서에 결합되며, 상기 하나 이상의 샘플 스트림을 수신, 합성 및 등화시켜서 심볼 추정치를 생성하도록 동작하는 등화기; 및

상기 등화기에 결합되며, 상기 심볼 추정치를 수신 및 처리하도록 동작하는 후치 프로세서를 구비하며,

상기 등화기는,

상기 하나 이상의 전치 프로세서에 결합되며, 각각의 샘플 스트림을 수신하고 각각의 스케일링 인자로 승산하여 스케일링된 샘플을 제공하도록 각각 동작하는 하나 이상의 승산기;

상기 하나 이상의 승산기에 결합되며, 상기 하나 이상의 승산기로부터 스케일링된 샘플을 수신 및 합산하여 합산된 샘플을 제공하도록 동작하는 합산기;

상기 합산기에 결합되며, 상기 심볼 추정치를 수신 및 양자화하여 슬라이싱된 심볼 추정치를 생성하는 슬라이서;

상기 합산기에 결합되며, 상기 합산된 샘플을 수신하고 계수 세트로 필터링하여 상기 심볼 추정치를 제공하도록 동작하는 필터;

상기 필터에 결합되며, 상기 심볼 추정치에 기초하여 상기 필터에 대한 상기 계수 세트를 적응화하도록 동작하는 계수 조절 소자; 및

상기 필터에 결합되며, 상기 심볼 추정치를 수신 및 슬라이싱하여 슬라이싱된 심볼 추정치를 생성하도록 동작하는 슬라이서를 포함하며,

상기 계수 조절 소자는 상기 슬라이싱된 심볼 추정치에 기초하여 상기 필터에 대한 상기 계수 세트를 적응화하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 수신기 유닛.
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신호 샘플을 처리하여 심볼 추정치를 제공하도록 구성되며, 필터 및 계수 조절 소자를 포함하는 등화기로서, 상기 계수 조절 소자는 상기 필터에 의해 사용되는 계수를 조절하여 상기 신호 샘플을 필터링하도록 구성되는, 상기 등화기;

상기 등화기로부터의 상기 심볼 추정치를 역확산하여 역확산된 심볼을 생성하도록 구성된 역확산기;

상기 역확산된 심볼을 디커버하여 제 1 복원된 심볼 스트림을 생성하도록 구성된 디커버 소자;

상기 신호 샘플의 하나 이상의 다중경로를 처리하여 제 2 복원된 심볼 스트림을 제공하도록 구성된 레이크 수신기;

상기 제 1 복원된 심볼 스트림의 제 1 신호 품질 및 상기 제 2 복원된 심볼 스트림의 제 2 신호 품질을 추정하도록 구성되고, 상기 제 1 신호 품질과 상기 제 2 신호 품질을 비교하는 콘트롤러; 및

상기 등화기 또는 상기 레이크 수신기를 선택하여 복원된 데이터 심볼을 생성하도록 구성된 스위치를 구비하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 53 항에 있어서,

상기 등화기 및 레이크 수신기 양자는, 상기 콘트롤러에 의해 추정된 상기 제 1 및 제 2 신호 품질에 기초하여, 파일럿 샘플에 대해 작용하며,

상기 스위치는 상기 레이크 수신기 또는 상기 등화기 중 어느 하나를 선택하여 데이터 샘플을 처리하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 53 항에 있어서,

상기 역확산기 및 디커버 소자는, 상기 신호 샘플과 연관된 수신 신호의 데이터 레이트에 의존하여 선택적으로 역확산 및 디커버하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 53 항에 있어서,

상기 콘트롤러는, 상기 제 1 복원된 심볼 스트림의 상기 제 1 신호 품질을 상기 심볼 추정치와 기대 심볼 간의 평균 제곱 에러 (MSE) 로 추정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 53 항에 있어서,

상기 등화기는 상기 레이크 수신기로부터의 정보를 이용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 57 항에 있어서,

상기 레이크 수신기는 상기 신호 샘플의 가장 강한 다중경로를 식별하도록 구성되며,

상기 계수 조절 소자는 상기 식별된 가장 강한 다중경로에 관한 정보에 따라 상기 계수를 조절하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 58 항에 있어서,

상기 정보는 상기 식별된 가장 강한 다중경로의 시간 오프셋을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 53 항에 있어서,

상기 계수 조절 소자는 상기 심볼 추정치와 기대 심볼 간의 평균 제곱 에러 (MSE) 를 최소화하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 53 항에 있어서,

상기 계수 조절 소자는 상기 필터로부터의 필터링된 샘플과 기대 심볼 간의 평균 제곱 에러 (MSE) 를 최소화하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 53 항에 있어서,

상기 필터는 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터와 무한 임펄스 응답 (IIR) 필터 중 하나 이상을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 53 항에 있어서,

상기 계수 조절 소자는 수신된 파일럿 신호 및 기대 파일럿 신호를 이용하여 상기 계수를 조절하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 63 항에 있어서,

상기 계수 조절 소자는 시분할 다중화 (TDM) 파일럿 신호와 코드분할 다중화 (CDM) 파일럿 신호 중 하나 이상을 이용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 53 항에 있어서,

상기 계수 조절 소자는 최소 평균 제곱 (LMS) 알고리즘, 순환 최소 제곱 (RLS) 알고리즘, 및 직접 행렬 반전 (DMI) 알고리즘 중 하나 이상을 이용하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 53 항에 있어서,

신호를 수신하도록 구성된 복수의 안테나를 더 구비하며,

상기 등화기는 복수의 필터 및 복수의 스케일링 소자를 포함하며,

각각의 필터는 특정 안테나에 의해 수신된 상기 신호의 샘플을 필터링하도록 구성되며,

상기 스케일링 소자는 특정 필터로부터의 필터링된 샘플을 스케일링하도록 구성되며,

상기 계수 조절 소자는 상기 복수의 스케일링 소자에 스케일링 인자를 제공하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 66 항에 있어서,

상기 등화기는, 상기 복수의 스케일링 소자로부터의 출력들을 합성하도록 구성된 합산기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 66 항에 있어서,

상기 레이크 수신기는 상기 신호 샘플의 가장 강한 다중경로를 식별하도록 구성되며,

상기 계수 조절 소자는 상기 식별된 가장 강한 다중경로에 기초하여 상기 스케일링 인자를 조절하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 66 항에 있어서,

상기 계수 조절 소자는 (a) 고정된 하나 이상의 스케일링 인자로 상기 계수를 조절하고 (b) 하나 이상의 필터에 대한 고정된 계수로 상기 스케일링 인자를 조절하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 53 항에 있어서,

상기 장치는 원격 단말기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
파일럿 신호 및 데이터 신호를 송신하도록 구성된 기지국; 및

상기 파일럿 신호 및 데이터 신호를 수신하도록 구성된 원격 단말기를 구비하며,

상기 원격 단말기는,

상기 파일럿 신호 및 데이터 신호의 샘플을 처리하여 심볼 추정치를 제공하도록 구성되며, 필터 및 계수 조절 소자를 포함하는 등화기로서, 상기 계수 조절 소자는 상기 필터에 의해 사용되는 계수를 조절하여 상기 샘플을 필터링하도록 구성되는, 상기 등화기;

상기 등화기로부터의 상기 심볼 추정치를 역확산하여 역확산된 심볼을 생성하도록 구성된 역확산기;

상기 역확산된 심볼을 디커버하여 제 1 복원된 심볼 스트림을 생성하도록 구성된 디커버 소자;

상기 파일럿 신호 및 데이터 신호의 샘플의 하나 이상의 다중경로를 처리하여 제 2 복원된 심볼 스트림을 제공하도록 구성된 레이크 수신기;

상기 제 1 복원된 심볼 스트림의 제 1 신호 품질 및 상기 제 2 복원된 심볼 스트림의 제 2 신호 품질을 추정하도록 구성되고, 상기 제 1 신호 품질과 상기 제 2 신호 품질을 비교하는 콘트롤러; 및

상기 등화기 또는 상기 레이크 수신기를 선택하여 복원된 데이터 심볼을 생성하도록 구성된 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
제 71 항에 있어서,

상기 원격 단말기는, 상기 파일럿 신호를 이용하여 상기 등화기의 계수를 트레이닝시키고 상기 데이터 신호를 복조하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 시스템.