JP2004505491A - イコライザ及びレイク受信機を用いて変調信号を処理するための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

より高いＳ／Ｎを達成するための方法において、１つ以上の信号が１つ以上のサンプルの流れを受信して処理するために供給される。第１の処理構成において、サンプル流れはシンボル推定を発生させるためにイコライザの中で均一化され結合され、これはその後に、第１の再生シンボルの流れを供給するために処理される（逆拡散及びデカバー）。サンプル流れは結合（４１４）されるよりも前に均一化（４１０）される。この場合、それぞれのサンプル流れは係数の１組によってフィルタされ倍率によってスケールされる（４１２）。全ての流れについてスケールされたサンプルはその後シンボル推定を発生させるために結合される。あるいは、サンプル流れは均一化されるよりも前に結合される。この場合には、それぞれのサンプル流れは倍率によってスケールされる。全ての流れについてスケールされたサンプルはその後シンボル推定を発生させるために係数の１組によって更にフィルタされる加算サンプルを発生させるために結合される。サンプル流れは第２の再生シンボルを供給するために１つ以上のレイク受信機を有する第２の処理構成によっても処理される。それぞれの処理構成についての信号品質は第１又は第２の処理構成の何れかを選択するために推定され用いられる。

Description

【０００１】
発明の背景
１．発明の分野
本発明は、データ通信に関する。特に、本発明は、改善された性能のために、イコライザ及びレイク受信機を用いて受信された変調信号を処理するための新しくかつ改善された方法及び装置に関する。
【０００２】
２．関連技術の記載
今日の通信システムは、様々な用途をサポートするように要求されている。そのような通信システムの１つは、地球上の回線すべてで、ユーザの間での音声通信及びデータ通信をサポートする符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）システムである。多重アクセス通信システムにおいてＣＤＭＡ技術を使用することは、“衛星局又は地球局を用いるスペクトラム拡散多重アクセス通信システム”と題された米国特許番号４，９０１，３０７号公報、及び“ＣＤＭＡ携帯電話システムにおいて波形を発生させるためのシステム及び方法”と題された米国特許番号５，１０３，４５９号公報に開示されている。別の特別なＣＤＭＡシステムは、１９９７年１１月３日に出願され、“高レートパケットデータ送信のための方法及び装置”（以下、ＨＤＲシステム）と題された米国特許出願番号０８／９６３，３８６号に開示されている。これらの特許及び特許出願は、本発明の譲受人に譲渡されており、参照によってこの中に組み込まれている。
【０００３】
ＣＤＭＡシステムは、一般には１つ以上の規格に従って設計される。このような規格は、“ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５　デュアルモード広帯域スペクトラム拡散携帯電話システムのための無線局−基地局互換性規格”（ＩＳ−９５規格）、“第３世代共同プロジェクト” （３ＧＰＰ）と名づけられた協会によって提供され、文書番号３Ｇ ＴＳ ２５．２１１、３Ｇ ＴＳ ２５．２１２、３Ｇ ＴＳ ２５．２１３、及び３Ｇ ＴＳ ２５．２１４を含む文書の組において表現された規格（Ｗ−ＣＤＭＡ規格）、及び“ＴＲ−４５．５　ｃｄｍａ２０００スペクトラム拡散システムのための物理レイヤ規格”（ＣＤＭＡ−２０００規格）を含む。新しいＣＤＭＡ規格は、断続的に提案され、使用のために適合される。これらのＣＤＭＡ規格は参照によってこの中に組み込まれている。
【０００４】
ＣＤＭＡシステムは、一般には、順方向又は逆方向回線で送信された変調信号を処理するレイク受信機が用いられる。レイク受信機は、一般には、１つの検索素子及び多くのフィンガ処理部を含む。検索素子は、受信信号（又はマルチパス）の有効なインスタンスを検索する。フィンガ処理部は、これらのマルチパスについての復調シンボルを発生させるのに最も有効なマルチパスの処理に割り当てられる。レイク受信機は、そのとき、送信データの推定である再生シンボルを発生させるために全ての割り当てられたフィンガ処理部からの復調シンボルを結合する。レイク受信機は多重信号パスを介して受信されたエネルギーを効果的に結合する。
【０００５】
レイク受信機は、低信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）で動作されたＣＤＭＡシステムに関して満足できる性能のレベルを提供する。ＨＤＲシステムのような高データレートでデータを送信するように設計されたＣＤＭＡシステムについては、より高いＳ／Ｎが要求される。より高いＳ／Ｎを達成するために、雑音条件Ｎを構成する成分は、減少される必要がある。雑音条件は、温度雑音（Ｎｏ）、他の送信ソースによる送信及び他のユーザの間の送信による干渉（Ｉｏ）、及びマルチパスや送信チャネルにおける歪みからくる符号間干渉（ＩＳＩ）を含む。低Ｓ／Ｎで動作するように設計されたＣＤＭＡシステムについて、ＩＳＩ成分は、一般に、他の雑音成分に比べて無視できる。しかしながら、より高いＳ／Ｎで動作するように設計されたＣＤＭＡシステムについては、他の雑音成分（例えば、他の送信ソースからの干渉）は一般に減少させられ、ＩＳＩがＳ／Ｎ全体に大きな影響を与える無視できない雑音成分になる。
【０００６】
上述したように、レイク受信機は受信信号のＳ／Ｎが低いときに満足できる性能を提供する。レイク受信機は様々なマルチパスからのエネルギーを結合するのに用いることができるが、一般に、ＩＳＩ（例えば、マルチパス及びチャネル歪み）の影響を取り除かない。このように、レイク受信機は、より高いデータレートで動作するＣＤＭＡシステムによって要求されるより高いＳ／Ｎを達成することができないだろう。
【０００７】
見てきたように、より高いデータレートをサポートするために必要とされたより高いＳ／Ｎを達成するための受信された変調信号を処理するために用いることができる技術は、非常に望ましい。
【０００８】
発明の要約
本発明は、より高いデータレートをサポートするために必要とされたより高いＳ／Ｎを達成することができる技術を提供する。本発明に従えば、多くの信号処理パスが、１つ以上の信号（例えば、１つ以上のアンテナを介して受信される）を処理するために提供される。１つの信号処理パスは、マルチパス及びチャネル歪みによるＩＳＩを減少させることを試みるイコライザを含む。別の信号処理パスは、１つ以上の従来のレイク受信機によって実施される。信号処理パスは、ある動作状況下で一般により良好な性能を提供するイコライザを含むが、より良好な信号品質推定を有する信号処理パスは、受信信号を処理するために選択される。
【０００９】
本発明の実施例は、（スペクトラム拡散）通信システムにおいて１つ以上の信号を処理するための方法を提供する。この方法に従えば、１つ以上のサンプルの流れを供給するために１つ以上の信号が受信されて（例えば、１つ以上のアンテナを介して）処理され、これらのサンプルは、その後、第１の再生シンボルの流れを供給するために第１の処理構成によって更に処理される。第１の処理構成において、サンプルの流れは、シンボル推定を発生させるためにイコライザの中で均一化され結合され、シンボル推定はその後更に処理される（例えば、逆拡散及びデカバーされる）。サンプルの流れは、第２の再生シンボルの流れを供給するために１つ以上のレイク受信機を有する第２の処理構成によっても処理される。それぞれの処理構成と関連する信号品質は、推定され第１又は第２の処理構成の何れかを選択するのに用いられる。
【００１０】
第１の処理構成において、サンプル流れは、結合されるよりも前に均一化される。この場合において、それぞれのサンプルの流れは、係数の１組によりそれぞれのフィルタによってフィルタされ、それぞれの倍率によってスケールされる。全ての流れについてのスケールサンプルは、その後、シンボル推定を発生させるために結合される。あるいは、サンプル流れは、均一化されるよりも前に結合される。この場合には、それぞれのサンプルの流れはそれぞれの（複素）倍率によってスケールされる。全ての流れについてのスケールサンプルは、その後、シンボル推定を発生させるために係数の１組によって更にフィルタされる加算サンプルを発生させる。
【００１１】
イコライザの中のそれぞれのフィルタは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ、又は幾つかの他のフィルタ構成として実施される。フィルタ係数及び倍率は、一般に、用いられる前に適合され（即ち、慣らされる）、使用の間、更に適合されてもよい（例えば、決定指示された適合の考えを用いる）。
【００１２】
特定のイコライザの設計によって、様々な適合の考えを用いることができる。１つの適合の考えにおいて、フィルタ係数は、倍率に関して別々にかつ連続的に適合される。この適合の考えにおいて、係数の適合は固定倍率によって実行でき、倍率の適合は固定係数によって実行できる。係数の適合及び倍率の適合は、多数回（例えば、既知の値である特定の予測シンボルの列より大きい）で繰り返し実行できる。係数の適合の間、それぞれのフィルタの係数は、（１）フィルタからのフィルタサンプル及び予測シンボル、又は（２）シンボル推定及び予測シンボル、に基づいて適合を行うことができる。同様に、倍率は、シンボル推定及び予測シンボルに基づいて適合される。あるいは、別の適合の考えにおいて、全てのフィルタについての係数は、シンボル推定及び予測シンボルに基づいて同時に適合される。
【００１３】
上述の適合の考えについて、適合は、例えば、時分割多重（ＴＤＭ）パイロット基準を用いて、最小二乗（ＬＭＳ）アルゴリズム、帰納的最小二乗（ＲＭＳ）アルゴリズム、直接行列変換（ＤＭＩ）アルゴリズム、又は他の適合アルゴリズムに従って実行することができる。適合の前に、それぞれのフィルタの係数は特定の値の組（例えば、０，…，０，α^＊，０，…，０）に初期化され、倍率もまた初期化される。受信され処理されたそれぞれの信号についての大きなマルチパスは、識別でき、マルチパス（α）の大きさ及び位相は、信号と関連する係数及び倍率を初期化するのに用いられる。受信され処理された信号の中の１つについての大きなマルチパスもまた、識別でき、このマルチパスに相当する時間補正値は、係数及び倍率の適合のために用いられる（例えば、時間補正値は予測値を適切に発生させるのに用いられる）。
【００１４】
第１の処理構成と関連する信号品質は、シンボル推定と予測シンボルとの間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）に基づいて推定できる。係数及び倍率の適合は、このＭＳＥの最小値について実施される。ＭＳＥは、信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）と解釈することができる。ＭＳＥ又はＳ／Ｎは、その後、受信信号についてのデータレートを選択するのに用いられる。
【００１５】
本発明の別の実施例は、スペクトラム拡散通信システムにおける１つ以上の信号を処理するように動作する受信機ユニットを提供する。受信機ユニットは、１つ以上の前処理部及びイコライザと後処理部を具備する第１の信号処理パスを含む。それぞれの前処理部は、相当するサンプルの流れを供給するためにそれぞれの信号を受信して処理する。イコライザは、シンボル推定を発生させるために１つ以上のサンプルの流れを受信し、結合し、均一化する。後処理部は、第１の再生シンボルの流れを供給するためにシンボル推定を更に処理（例えば、逆拡散及びデカバー）してもよい。受信機ユニットは、第２の信号処理パス及びコントローラを更に含む。第２の信号処理パスは、第２の再生シンボルの流れを発生させるためにサンプル流れを処理するのに用いられる１つ以上のレイク受信機を具備する。コントローラは、第１及び第２の信号処理パスと関連する信号品質の推定を受信し、受信した信号品質推定に基づいて第１又は第２の信号処理パスを選択する。
【００１６】
後処理部は、ＰＮ逆拡散器及びデカバー素子を含むことができる。ＰＮ逆拡散器は、逆拡散サンプルを供給するために特定の時間補正値におけるＰＮ列によってシンボル推定を受信して逆拡散する。デカバー素子は、第１の再生シンボルの流れを供給するために１つ以上のチャネル化符号（例えば、ウォルシュ）によって逆拡散サンプルをデカバーする。
【００１７】
１つの設計において、イコライザは、１つ以上のフィルタ、１つ以上の乗算器、及び１つの加算器を含む。それぞれのフィルタは、相当するフィルタサンプルを供給するために係数の１組によってそれぞれのサンプルの流れを受信してフィルタする。それぞれの乗算器は、スケールサンプルを供給するためにそれぞれの倍率によってそれぞれのフィルタからのフィルタサンプルを受信してスケールする。加算器は、シンボル推定を供給するために全ての乗算器からのスケールサンプルを受信して加算する。
【００１８】
別の設計において、イコライザは、１つ以上の乗算器、１つの加算器、及び１つのフィルタを含む。それぞれの乗算器は、スケールサンプルを供給するためにそれぞれの倍率によってそれぞれのサンプルの流れを受信してスケールする。加算器は、加算サンプルを供給するために全ての乗算器からのスケールサンプルを受信して加算する。フィルタは、シンボル推定を供給するために係数の１組によって加算サンプルを受信してフィルタする。
【００１９】
上述の設計において、イコライザは、それぞれのフィルタの係数及び乗算器についての倍率の適合を行う係数調節素子を更に含む。上述したように、様々な適合の考えを用いることができる。選択された適合の考えによって、フィルタ係数は、フィルタから受信されたフィルタサンプル又はシンボル推定の何れかに基づいて適合される。更に、適合は、パイロット基準を用いてＬＭＳ、ＲＬＳ、ＤＭＩ、又は幾つかの他のアルゴリズムに従って実行することができる。
【００２０】
受信機ユニットは、スペクトラム拡散（例えば、ＣＤＭＡ）通信システムにおいて基地局又は遠隔端末で用いられる。
【００２１】
本発明は、下文で述べるように、本発明の様々な態様や特徴を実施する他の方法及び受信機ユニットを更に提供する。
【００２２】
具体的な実施例の詳細な記載
図１は、通信システム１００におけるデータ送信のための信号処理の実施例の単純化されたブロック図である。送信機ユニット１１０において、データソース１１２から、１つ以上のアナログ信号を発生させるためにデータを初期化し、符号化し、処理する送信（ＴＸ）データ処理部１１４へ、一般にはパケットとして、データが送られる。アナログ信号は、その後、１つ以上のアンテナ（図１では１つのみが示されている）１１８を介して１つ以上の受信機ユニットへ送信するのに適切な変調信号を発生させるために受信されたアナログ信号を増幅し、直交変調し、アップコンバートする送信機（ＴＭＴＲ）１１６に供給される。
【００２３】
受信機ユニット１３０において、送信信号が１つ以上のアンテナ１３２によって受信され受信機（ＲＣＶＲ）１３４に供給される。受信機１３４の中で、それぞれの受信信号は、同位相（Ｉ）及び直交（Ｑ）サンプルを供給するために増幅され、フィルタされ、周波数がダウンコンバートされ、直交復調され、デジタル化される。サンプルは、デジタル的に処理され、その後、送信データを再生するためにサンプルを更に処理して復号する受信（ＲＸ）データ処理部１３６に供給される。受信データ処理部１３６における処理及び復号は、送信データ処理部１１４で実行された処理及び符号化をある意味で補足して実行される。復号されたデータは、その後、データシンク１３８に供給される。
【００２４】
上述の信号処理は、トラフィックデータ、メッセージ、音声、映像、及びある方向における通信の他のタイプをサポートする。双方向通信システムは、２方向のデータ送信をサポートする。図１における処理は、ＣＤＭＡ通信システムにおける順方向回線送信を表し、この場合は、送信機ユニット１１０は基地局を表し受信機ユニット１３０は遠隔端末を表す。逆方向回線についての信号処理は、単純化のために図１においては示されていない。
【００２５】
図２Ａは、受信機１３４の１実施例のブロック図である。この実施例において、受信機ユニット１３０は、多くのアンテナ１３２ａから１３２ｋを含む。それぞれのアンテナ１３２は、受信機１３４の中でそれぞれの受信信号処理部（即ち前処理部）２１０と接続される。それぞれの前処理部２１０の中において、アンテナ１３２からの受信信号は、ＡＤＣサンプルを供給するために増幅器２２２によって（低雑音で）増幅され、受信（ＲＸ）フィルタ２２４によってフィルタされ、周波数変換／復調器２２６によって周波数のダウンコンバート及び直交復調され、１つ以上のアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によってデジタル化される。ＡＤＣサンプルは、その後受信データ処理部１３６に供給される複素Ｉ_ＩＮ及びＱ_ＩＮサンプルを発生させるためにデジタル処理部２３０によって更に処理される。デジタル処理部２３０は、下文で更に詳しく述べられる。
【００２６】
図２Ａに示されるように、受信機ユニット１３０は、アンテナを介して受信された信号を処理するのに用いられる多くの前処理部２１０ａから２１０ｋと接続される多くのアンテナ１３２ａから１３２ｋを含む。それぞれのアンテナ１３２と前処理部２１０との組合せは、特定の受信信号を処理するのに用いられる信号パスの部分を形成する。受信機ユニット１３０における多数のアンテナ１３２の使用は、空間的な多様性を提供し、他の送信ソースからの干渉を更に抑え、これらの両方により性能の改善ができる。しかしながら、受信機ユニット１３０は、１つの信号パスによって設計することもでき、これは本発明の範囲の中である。
【００２７】
図２Ａは、前処理部２１０を実施するのに用いられる幾つかの機能的な素子を示している。一般的に、前処理部２１０は、図２Ａにおいて示される機能的な素子のどの組合せも含むことができ、素子は、要求された出力を得るためにどの順序で配置されてもよい。例えば、多段の増幅器やフィルタが、前処理部２１０の中で一般に提供される。更に、図２Ａで示されるそれらとは異なった機能的な素子が、前処理部２１０の中に含まれていてもよく、このこともまた、本発明の範囲の中である。
【００２８】
図２Ｂはデジタル処理部２３０の１実施例のブロック図である。特定の受信機ユニット１３０の設計によって、受信信号は、特定のサンプリングレートｆ_ＡＤＣでＡＤＣ２２８によってサンプル化され、その後、受信データ処理部１３６が別のサンプルレートｆ_ＳＡＭＰでサンプルに作用する。例えば、受信信号は、近似的に２、４、又は８倍のチップレートでサンプル化されてもよい。特定の受信機設計によって、ＡＤＣサンプリングレートは、チップレートと同期させても又は同期させなくてもよい。受信データ処理部１３６は、ＡＤＣサンプリングレートとは異なる特定のサンプルレート（例えば、チップレート）でサンプルに作用するように設計される。デジタル処理部２３０は、サンプルレート換算を達成するのに用いられる。ある設計においては、ＡＤＣサンプリングレート（例えば、ｆ_ＳＡＭＰ＝２ｆ_ＡＤＣ）よりも高いサンプリングレートで受信データ処理部１３６の中の、その後のイコライザを動作させるのに都合がよい。デジタル処理部２３０は、そのとき、アップサンプリングを供給するように設計され動作される。
【００２９】
図２Ｂに示す実施例において、データプロセッサ２３０は、１つのアップサンプラ２４２、１つの有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ２４４、及び１つのダウンサンプラ２４６が全て直列に接続されたものを含む。アップサンプラ２４２は、Ｐ個の要素によってＡＤＣサンプルを受信してアップサンプルする。アップサンプリングは、それぞれの連続したＡＤＣサンプルの組の間の値がつけられたサンプルに（Ｐ−１）個のゼロを挿入することによって達成することができる。ＦＩＲフィルタ２４４は、その後、アップサンプリングによって発生したイメージを取り除くためにアップサンプルされたサンプルを受信してフィルタする。ＦＩＲフィルタ２４４は、受信サンプルの（マッチ）フィルタリングを更に実行する。フィルタサンプルは、デシメータ２４６に供給され、受信データ処理部１３６に供給される（複素）サンプルｘ_ｉ（ｎ）を発生させるためにＱ個の要素によってデシメート（ｄｅｃｉｍａｔｅ）される。デシメートは、Ｑ個のフィルタサンプル毎から（Ｑ−１）個のサンプルを単に廃棄することによって達成できる。
【００３０】
データ処理部２３０は、サンプルレート変換器（特にＰ及びＱが整数でないならば）又は幾つかの他の設計によって実施することもでき、これは本発明の範囲の中である。更に、データ処理部２３０は、付加的に及び／又は異なる機能を提供するように設計することができ、これも本発明の範囲の中である。
【００３１】
ＩＳ−９５　ＣＤＭＡシステムにおいて、受信機ユニットは、低信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）で動作するように設計され、ここで、Ｓは要求された信号を示しＮは合計雑音を示す。合計雑音は、温度雑音（Ｎｏ）、他の送信ソースによる送信及び他の受信機ユニットへの送信による干渉（Ｉｏ）、及びインタシンボル干渉（ＩＳＩ）を含む。ＩＳＩは、送信機ユニット、送信チャネル、及び受信機ユニットによって受信された信号におけるマルチパス又は周波数歪みの結果である。ＩＳ−９５　ＣＤＭＡシステムについて、低Ｓ／Ｎは、同じシステム帯域幅を超えた多数のユーザの間での同時のデータの送信による結果である。受信機ユニットにおいて、要求された信号は、スペクトラム拡散処理の使用を通して大きく品位が落とされた受信信号から再生され、それによって、より長時間期間からのエネルギーが、改善されたＳ／Ｎを有する信号を発生させるために累積される。
【００３２】
スペクトラム拡散信号の処理は、従来どおりに、送信データの推定をより正確にする再生シンボルを発生させるために、受信信号（又はマルチパス）の強いインスタンスを検索し、最も強いマルチパスを処理し、処理されたマルチパスからの結果を結合するレイク受信機を用いて実行される。レイク受信機の設計及び動作は、下文で更に詳しく述べられる。レイク受信機は、多重信号パスからのエネルギーを効果的に結合してＳ／Ｎを最小化するように試みる。しかしながら、マルチパスを処理するのに用いられるフィンガ処理部の数の制限のため、レイク受信機は、チャネルで生じた受信信号における歪みを訂正する能力において制限される。
【００３３】
ＨＤＲシステムのような、より高いデータレートで送信するように設計されたＣＤＭＡシステムについて、より高いＳ／Ｎが、より高いデータレートをサポートするために要求される。より高いＳ／Ｎを達成するために、ＨＤＲシステムの順方向回線で、データが、与えられたどの瞬間においても１人のユーザに送信される。このことは、他のユーザの間の送信による干渉を除去する。更に、他の送信基地局からの干渉は、より大きい要素の再使用によってＨＤＲシステムを動作させ、送信機ユニット、受信機ユニット、又はその両方において指向性アンテナを用いることで減少される。Ｓ／Ｎを更に改善するために、ＩＳＩ（ＩＳ−９５　ＣＤＭＡシステムにおいては一般に無視できる）が減少されることが必要である。本発明は、より高いＳ／Ｎを達成するためにマルチパス及びチャネル歪みによるＩＳＩを減少させる技術を提供する。
【００３４】
図３は、本発明の１実施例に従った受信データ処理部１３６のブロック図である。この実施例において、受信データ処理部１３６は、改善された性能、特により高いデータレート、を提供するために並列に動作できる２つの信号処理パスを含む。第１の信号処理パスは１つの後処理部３２０と接続されたイコライザ３１０を含み、第２の信号処理パスは１つのレイク受信機３３０を含む。
【００３５】
受信データ処理部１３６の中で、前処理部２１０からのサンプルの流れは、イコライザ３１０及びレイク受信機３３０のそれぞれに供給される。それぞれのサンプルの流れは、それぞれの受信信号から発生する。イコライザ３１０は、受信されたサンプルの流れの均一化を実行してシンボル推定を後処理部３２０に供給する。送信機ユニット１１０で実行された処理によって、後処理部３２０は、再生シンボルを供給するためにシンボル推定を更に処理してもよい。特に、ＰＮ逆拡散及びカバー（ｃｏｖｅｒｉｎｇ）が送信機ユニットで実行されるならば、後処理部３２０は、複素ＰＮ列による逆拡散及び１つ以上のチャネル化符号によるデカバーを実行するように構成されている。位相回転（レイク受信機についてのパイロット復調によって達成される）は、フィルタ係数が適合された後、イコライザによって暗に達成される。
【００３６】
レイク受信機３３０は、受信信号についての再生シンボルを供給するためにそれぞれの受信信号の１つ以上のマルチパスを処理するように構成されている。それぞれのサンプルの流れについて、レイク受信機３３０は、多くのマルチパスについてＰＮ逆拡散、デカバー、及びコヒーレントな復調を実行するように構成されている。レイク受信機３３０は、レイク受信機から供給された全ての再生シンボルを供給するために全ての受信信号についての再生シンボルを更に結合してもよい。
【００３７】
後処理部３２０及びレイク受信機３３０からの再生シンボルは、デインタリーバ３５０に供給するために後処理部３２０又はレイク受信機３３０の何れかからの再生シンボルを選択するスイッチ（ＳＷ）３４０に供給される。選択された再生シンボルはその後デインタリーバ３５０によって再配列され、その後、復号器３６０で復号される。コントローラ３７０は、イコライザ３１０、後処理部３２０、レイク受信機３３０、及びスイッチ３４０と接続しており、これらの動作を管理している。
【００３８】
本発明に従えば、イコライザ３１０は、受信信号におけるＩＳＩの量を減少させるために受信信号の均一化を提供するのに用いることができる。それぞれの受信信号は、送信機ユニット、送信チャネル、及び受信機ユニットの特性によって歪む。イコライザ３１０は、それぞれの受信信号についての全ての応答を均一化するように動作され、これによりＩＳＩの量を減少させる。低ＩＳＩは、Ｓ／Ｎを改善してより高いデータレートをサポートするだろう。
【００３９】
図４Ａは、イコライザ３１０ａの１実施例のブロック図であり、この図４Ａは、図３におけるイコライザ３１０を実施するのに用いることができる。図４Ａにおいて示されるように、それぞれのアンテナ１３２で受信された信号は、サンプルの流れ、ｘ_ｉ（ｎ）を供給するためにそれぞれの前処理部２１０によって処理される。イコライザ３１０ａの中で、前処理部２１０ａから２１０ｋからのサンプルは、フィルタ４１０ａから４１０ｋに、それぞれ供給される。それぞれのフィルタ４１０は、フィルタによって処理された受信信号について適合された特定の係数の組に基づいて受信サンプルｘ_ｉ（ｎ）の均一化を実行する。
【数１】

薄切シンボル推定は、下文で述べるような、適合の考えに指示されたデータにおいてイコライザ３１０ａの中の変数（即ち、フィルタ４１０の中の係数及び乗算器４１２についての倍率）を適合させるのに用いられる。スライサ４１８ａの設計はサポートされた特定の直交変調の考えに依存し、より薄い薄切りレベルはより高い値の変調の考え（例えば、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなど）のために提供される。
【数２】

係数調節素子４２０ａは、その後、受信されたシンボル推定及びシンボルに基づいてフィルタ４１０ａから４１０ｋについての係数及び乗算器４１２ａから４１２ｋについての倍率を適合（即ち、慣らし又は調節）させる。係数調節素子４２０ａは、最小二乗（ＬＭＳ）アルゴリズム、帰納的最小二乗（ＲＬＳ）アルゴリズム、直接行列変換（ＤＭＩ）アルゴリズム、幾つかの他のアルゴリズム、又はこれらの組合せを実施するように設計されている。係数調節素子４２０ａ及び適合アルゴリズムは、下文で更に詳しく述べられる。
【００４０】
図５Ａは、フィルタ４１０の１実施例の図であり、この図５Ａは、図４Ａにおけるそれぞれのフィルタ４１０ａから４１０ｋを実施するのに用いられている。この実施例において、フィルタ４１０は、ＦＩＲフィルタによって実施される。しかしながら、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ又は幾つかの他のフィルタ構成が用いられることもでき、このことは本発明の範囲の中である。
【００４１】
フィルタ４１０の中で、受信サンプルｘ_ｉ（ｎ）は、直列に接続された多くの遅延素子５１２ａから５１２ｍに供給される。それぞれの遅延素子５１２は、特定の遅延量（例えば、受信されたサンプルレートクロックのうちの１クロックサイクル１／ｆ_ＳＡＭＰ）を供給する。受信サンプルｘ_ｉ（ｎ）及び遅延素子５１２ａから５１２ｍの出力は、乗算器５１４ａから５１４ｌにそれぞれ供給される。それぞれの乗算器５１４もまた、係数ｃ_ｉ，ｊを受信し、この係数によってそれぞれの受信サンプルをスケールし、このスケールサンプルを加算器５１６に供給する。
【数３】

として計算され、ここで、Ｋはイコライザ３１０の中で割り当てられた信号処理パスの数である。
【００４２】
図４Ａにおけるそれぞれのフィルタ４１０は、フィルタにより処理された信号によって経験した全体の周波数応答Ｇ_ｉ（ｗ）を均一化することを試みる周波数応答Ｃ_ｉ（ｗ）を供給する。信号の全体の周波数応答Ｇ_ｉ（ｗ）は、送信機ユニット、送信チャネル、及び受信機ユニット（即ち、フィルタまでの全てのもの）の周波数応答を含む。それぞれのフィルタ４１０の係数は、“適合され”又は“慣らされ”てその結果減少したＩＳＩが達成される。
【００４３】
図４Ａにおいて示されるように、多くの信号は、多くのアンテナ１３２によって受信され相当する多くの前処理部２１０によって処理される。それぞれの前処理部２１０は、サンプルの流れをそれぞれのフィルタ４１０に供給する。それぞれのフィルタ４１０は、多くの（２Ｍ＋１）個の係数を含むことができる。
【数４】

こうして、Ｋ・（２Ｍ＋１）＋Ｋ個の変数までが、イコライザ３１０ａのために調節される。Ｋ個のフィルタ４１０のＫ・（２Ｍ＋１）個の係数及びＫ個の倍率は、様々な適合の考えに基づいて適合させることができ、これらの幾つかは、下文で述べる。
【００４４】
第１の適合の考えにおいては、“時間領域”適合がフィルタ４１０の係数について実行されるのに続いて、倍率についての“空間領域”適合が実行される。時間領域適合は、フィルタによって処理された受信信号の均一化を提供するためにそれぞれのフィルタ４１０の係数を適合させる。空間領域適合は、その後、イコライザ３１０ａの均一化を提供するために全ての割り当てられたフィルタ４１０と関連する倍率を適合させる。
【００４５】
時間領域適合について、フィルタ４１０ａから４１０ｋは、それぞれの受信されたサンプル及び均一化された出力に基づいて個々に適合される。第１の適合より前に、倍率ｓ_１（ｎ）からｓ_Ｋ（ｎ）は、特定の値の組（例えば、全て１／Ｋ）に初期化できる。倍率は、一般には、それらの合計が１に等しくなるように標準化され、これは、
【数５】

イコライザ３１０ａは、一般に、イコライザが受信サンプルを処理するのに用いられる最初の時間よりも前の既知のシンボルを用いて適合される。パイロット基準を送信するＣＤＭＡシステムについて、イコライザは、このパイロット基準を用いて適合される。
【数６】

実際のシンボルとシンボル推定との間の誤差は、計算され、イコライザを適合させるのに用いられる。ＨＤＲシステムについての実際のシンボルｙ（ｎ）の発生は、下文で更に詳しく述べられる。
【００４６】
【数７】

また、実際のパイロットシンボルと再生シンボルとの間の誤差は、計算することができ、イコライザを適合させるのに用いられる。ＴＤＭパイロット基準を用いるイコライザ３１０ａの適合は、下文で詳しく述べられ、ＣＤＭパイロット基準を用いるイコライザ３１０ａの適合は、その後の節で述べられる。
【００４７】
実際のシンボルｙ（ｎ）が既知であるサンプル期間ｎについて、係数調節素子４２０ａは、サンプル期間の間、実際のシンボルｙ（ｎ）を受信する又は発生させることができる。
【数８】

上述したように、様々な適合アルゴリズムが、新たな係数を発生させるのに用いられ、これらの幾つかは、下文で述べられる。
【００４８】
【数９】

初めは、Ｐ_ｉ（０）＝δ・Ｉであり、ここで、δは小さな正数（例えば、０．００１）である。
【００４９】
【数１０】

として表現され、ここで、Ｅ｛ｘ｝はｘの予測値である。ＬＭＳ、ＲＬＳ、ＤＭＩ、及び他の適合アルゴリズムは、１９９６年にプレンティスホールで“適合フィルタ理論”第３版と題された書物においてシモンヘイキンによって更に詳しく述べられており、参照によってこの中に組み込まれている。
【００５０】
一度、フィルタ４１０ａから４１０ｋが上述した方法で個々に適合されたならば、空間領域適合は倍率を適合させることを実行することができる。空間領域適合は、時間領域適合について上述した方法と同様の方法で達成することができる。特に、フィルタ４１０ａから４１０ｋの係数は固定され、倍率ｓ_１（ｎ）からｓ_Ｋ（ｎ）は調節される。
【００５１】
【数１１】

時間領域及び空間領域適合は、要求された性能を達成するために多数回が（例えば、幾つかの又は異なるパイロット基準を用いて）繰り返される。この繰り返し適合は、次のように実行される：
１）　倍率を１．０に初期化する（即ち、ｓ_１＝ｓ_２＝…＝ｓ_Ｋ＝１／Ｋ）；
２）　それぞれのフィルタ４１０ａから４１０ｋの係数を初期化する（例えば、下文で述べられる方法で）；
【数１２】

５）　固定されたフィルタ係数によって倍数ｓ_１（ｎ）からｓ_Ｋ（ｎ）についての空間領域適合を実行する；
６）　倍率を固定する；
７）　要求された結果が得られるまで、ステップ３から５を多数回繰り返す。
【００５２】
【数１３】

最初の適合の後、イコライザは、既知のシンボルが再び受信されたとき、（周期的に）再適合させることができる。あるいは又は更に、イコライザ３１０ａは決定指示された適合の考えを用いて適合させることができる（例えば、実際の使用の間、実際のシンボルは一般に既知でない）。決定指示された適合は、薄切シンボル推定（即ち、予測されたシンボル推定の信号レベル）とシンボル推定（即ち、受信されたときの実際のシンボルのレベル）との間の誤差に基づいて実行される。
【００５３】
第１の適合の考えは、時間領域及び空間領域適合を別々にかつ連続的に実行し、このことは、要求された計算結果の複雑さを減らす。例えば、それぞれのフィルタ４１０が（２Ｍ＋１）個の係数を含むならば、時間領域適合は、長さ２Ｍ＋１のベクトル及び（あるいは）２Ｍ＋１掛ける２Ｍ＋１次元の行列の演算を実行することによって達成できる。そして、Ｋ個の信号処理パスが、Ｋ個の受信信号の処理のために並列的に動作されるならば、空間領域適合は、長さＫのベクトル及び（あるいは）Ｋ掛けるＫ次元の行列の演算を実行することによって達成できる。
【００５４】
第２の適合の考えにおいて、時間領域及び空間領域適合は、イコライザ３１０ａの中で、係数及び倍率のために同時に実行される。この実施例において、全てのフィルタ４１０ａから４１０ｋが、それぞれのサンプルの流れｘ_１（ｎ）からｘ_Ｋ（ｎ）をフィルタするために並列的に動作される。
【数１４】

Ｋ個のフィルタ係数の組は、１つの長さＫ・（２Ｍ＋１）のベクトルの中につながれていて、このフィルタ係数の組は、誤差ｅ（ｎ）によって調節される。この実施例においては、Ｋ・（２Ｍ＋１）個の変数までが、同時に適合される。
【００５５】
第２の適合の考えにおいて、特定の倍率の組について、フィルタ係数が、長さＫ・（２Ｍ＋１）のベクトル及び（あるいは）Ｋ・（２Ｍ＋１）掛けるＫ・（２Ｍ＋１）次元の行列の演算を実行することによって同時に適合される。要求された計算結果は、上述した第１の適合の考えについて実行された計算結果よりも複雑である。
【数１５】

例えば、アンテナ１について用いられるフィルタの係数は、他のアンテナを介して受信された信号に依存する。
【００５６】
フィルタ係数及び倍率の適合は、レイク受信機３３０の補助によって達成される。一般的な設計において、レイク受信機３３０は、１つの検索素子及び多くのフィンガ処理部を含む。検索素子は、様々な時間補正値で、あるいはコントローラ３７０によって指示されたように、特定の受信信号についてのサンプルを処理して、最も強いマルチパスを検索する。ＣＤＭＡシステムについて、検索素子は、一般に、送信機ユニットにおいてサンプルを拡散するのに用いられた（複素）ＰＮ列によって受信サンプルの相関を実行する。検索素子は、１つの明確な時間補正値又は多数の時間補正値における相関を実行するように設計される。それぞれの時間補正値は、絶対（遅延ゼロ）ＰＮ列と関係する明確なＰＮ列の遅延に相当する。検索素子は、試験されたそれぞれの時間補正値についての（複素）相関結果又は特定の閾値を超えた正しい相関結果を供給するようにも設計される。検索素子又はコントローラ３７０は、それぞれの受信信号についての相関結果のリスト及び相当する時間補正値を維持するように設計される。
【００５７】
全ての受信信号についての相関結果のリストに基づいて、コントローラ３７０は、最も強いマルチパス（例えば、最も大きな大きさ又はエネルギーを有するマルチパス）を識別することができる。この機能は、下文で更に詳しく述べられる検索素子及びフィンガ処理部によって実行される。
【００５８】
１実施例において、フィルタ係数についての初期値は、レイク受信機３３０からの相関結果に基づいて設定される。それぞれの受信信号について、レイク受信機３３０は、最も強いマルチパスを検索するように動作する。最も強いマルチパスについての相関結果の大きさが、それぞれの受信信号について位づけされる。
【数１６】

一度、全ての受信信号について最も強いマルチパスが定義されたならば、このマルチパスに相当する時間補正値が識別できる。
【数１７】

残りの係数は、それぞれゼロに初期化される（即ち、ｃ_ｉ，−Ｍ（ｎ）＝…ｃ_ｉ，−１（ｎ）＝ｃ_ｉ，１（ｎ）＝…＝ｃ_ｉ，Ｍ（ｎ）＝０．０）。最も強いマルチパスα_Ｊｉに相当する時間補正値τ_Ｊｉは、“粗い”部位と“細かい”部位とに分けられる。粗い部位は、下文で詳しく述べられるような、係数及び倍率を適合させるのに用いられる実際のシンボルｙ（ｎ）を適切に発生させるための粗い調節として用いられる。細かい部位は、受信サンプルｘ_ｉ（ｎ）の時間エピック（ｅｐｉｃ）を特定するための細かい調節として用いられる。特に、細かい部位は、再サンプリングクロックのタイミングを調節するためにデジタル処理部２３０によって用いられ、このことは、デジタル処理部２３０が、時間補正値について（時間的に）整列された受信サンプルｘ_ｉ（ｎ）を発生させることを可能にする。実際のシンボルｙ（ｎ）の発生についての時間補正値は、それぞれのフィルタ４１０のタップの数及び係数の初期値も考慮にいれる。
【００５９】
倍率もまた、レイク受信機３３０の補助によって初期化される。例えば、倍率のそれぞれは、倍率によってスケールされた受信信号の最も強いマルチパスの大きさに関係する値に初期化される。このように、倍率ｓ_１（ｎ）からｓ_Ｋ（ｎ）は、α_Ｊ１からα_ＪＫに関係する値にそれぞれ設定される。あるいは、倍率は、適合よりも前に特定の値（例えば、１／Ｋ）にそれぞれ設定される。係数及び倍率を初期化する他の方法もまた用いることができ、これらの方法は本発明の範囲の中である。
【００６０】
図４Ｂは、別のイコライザ３１０ｂの１実施例のブロック図であり、この図４Ｂは、図３におけるイコライザ３１０を実施するのに用いられる。均一化を実行するのに続いて空間領域結合を実行する図４Ａにおけるイコライザ３１０ａと異って、図４Ｂにおけるイコライザ３１０ｂは、空間領域結合を実行するのに続いて均一化を実行する。空間領域結合は、Ｋ個のアンテナ１３２のアレイによってビーム形態を達成するとみなすことができる。イコライザ３１０ｂの構成は、イコライザ３１０ａの構成よりも単純であり、近似的にＫ個未満の複素の要素である次元を有する（即ち、イコライザ３１０ｂは、イコライザ３１０ａについてのＫ・（２Ｍ＋１）＋Ｋ個の変数に対して（２Ｍ＋１）＋Ｋ個の変数を有する）。イコライザ３１０ｂは、ある動作状態について良好な推定を供給することができる（例えば、分散があまり大きくなく、アンテナが近似的に幾つかの位相シフトと類似の周波数応答を有するならば）。
【００６１】
図４Ｂにおいて示されるように、それぞれのアンテナ１３２で受信された信号は、サンプルの流れｘ_ｉ（ｎ）を供給するためにそれぞれの前処理部によって処理される。イコライザ３１０ｂの中で、前処理部２１０ａから２１０ｋからのサンプル流れｘ_１（ｎ）からｘ_ｋ（ｎ）は、乗算器４２２ａから４２２ｋにそれぞれ供給され、これらの乗算器４２２ａから４２２ｋは、それぞれの倍率ｓ_１からｓ_ｋも受信する。それぞれの乗算器４２２は、倍率ｓ_ｉによって受信サンプルｘ_ｉ（ｎ）をスケールして、そのスケールサンプルを加算器４２４に供給する。乗算器４２２についての倍率は、一般に、多数のアンテナ１３２を介して受信された信号の複素数の組合せを許す複素数値である。加算器４２４は、結合サンプルｘ（ｎ）を空間的に発生させるために、乗算器４２２ａから４２２ｋからのスケールサンプルを受信して加算し、この結合サンプルｘ（ｎ）は、その後、フィルタ４１０ｘに供給される。
【００６２】
フィルタ４１０ｘは、特定の係数の組に基づいてサンプルｘ（ｎ）の均一化を実行する。
【数１８】

係数調節素子４２０ｂは、その後、受信されたシンボル推定及びシンボルに基づいてフィルタ４１０ｘの係数及び倍率ｓ_１からｓ_ｋを適合させる。係数調節素子４２０ｂは、ＬＭＳ、ＲＬＳ、ＤＭＩ、又は幾つかの他のアルゴリズムや、これらの組合せを実施するようにも設計される。係数調節素子４２０ｂは、図４Ａにおける係数調節素子４２０ｂと同様に実施されることができる。
【００６３】
イコライザ３１０ｂの中での倍率及び係数の適合は、イコライザ３１０ａについて上述した適合の考えと同様の考えを用いて達成される。
【００６４】
第１の適合の考えにおいては、時間領域適合が実行されるのに続いて空間領域適合が実行される。時間領域適合を実行するために、倍率が、初めに特定の値に設定されて、フィルタ係数が、その後適合される。倍率についての初期値は、例えば、レーダ理論において知られており１９９２年６月にジョンワイリーとソンスの“適合型レーダ検出及び推定”と題された書物において、Ｓ．ヘイキン及びＡ．スタインハートによって述べられた、到着の方向（ＤＯＡ）推定を用いて定義されればよい。あるいは、倍率は、例えば、１／Ｋにそれぞれ初期化されてもよい。固定された倍率によって、フィルタ係数がその後、上述したのと同様の、ＬＭＳ、ＲＬＳ、ＤＭＩ、又は幾つかの他のアルゴリズムを用いて適合させることができる。
【００６５】
一度、時間領域適合の第１の繰り返しが完了されたならば、係数は固定され、空間領域適合が実行される（例えば、同じパイロット基準又は異なるパイロット基準で）。
【数１９】

時間領域適合及び空間領域適合は、要求された結果を達成するために多数回繰り返されてもよい。イコライザ３１０ａについて上述したのと同様に、レイク受信機３３０は、フィルタ４１０ｘについての係数及び倍率を初めに設定するのに用いられる。例えば、レイク受信機３３０は、それぞれの処理された受信信号についての最も強いマルチパスを検索するように動作される。全ての受信信号についての最も強いマルチパスは、式（１７）に基づいて識別される。フィルタ４１０ｘについての係数は、最も強いマルチパスの大きさに基づいて初期化される。このマルチパスに相当する時間補正値は、適合に用いられる実際のシンボルｙ（ｎ）を適切に発生させるために用いられる。
【００６６】
更に、それぞれの受信信号についての最も強いマルチパスは、相当する倍率を初めに設定するのに用いられる。例えば、倍率ｓ_１の初期値は、アンテナ１３２ａを介して受信された信号についての最も強いマルチパスの大きさに基づいて設定され、倍率ｓ_２の初期値は、アンテナ１３２ｂを介して受信された信号についての最も強いマルチパスの大きさに基づいて設定され、以下の初期値も同様である。倍率についての初期値は、受信された信号品質（Ｓ／Ｎ）を示すフィンガ値にも基づいて設定される。
【００６７】
ＨＤＲシステムのような幾つかのＣＤＭＡシステムについて、パイロット基準は、他のデータと共に時分割多重（ＴＤＭ）化されて、基地局から遠隔端末に送信される。これらのＣＤＭＡシステムについて、フィルタ係数及び倍率は、送信されたパイロット基準を用いて適合される。その後、係数及び倍率は固定され、パイロット基準の間の時間期間において送信されるデータを処理するのに用いられる。
【００６８】
図６は、ＨＤＲ　ＣＤＭＡシステムにおける順方向回線送信についてのデータフレームフォーマットの図である。順方向回線において、トラフィックデータ、パイロット基準、及び信号データは、１フレームにおいて時分割多重化されて基地局から遠隔端末に送信される。それぞれのフレームは、スロット（例えば、特定のＨＤＲ設計については、１．６７ｍｓｅｃ）と呼ばれる時間単位をカバーする。それぞれのスロットは、トラフィックデータフィールド６０２ａ、６０２ｂ、及び６０２ｃ、パイロット基準フィールド６０４ａ及び６０４ｂ、及び信号データ（ＯＨ）フィールド６０６ａ及び６０６ｂを含む。トラフィックデータフィールド６０２及びパイロット基準６０４は、トラフィックデータ及びパイロット基準をそれぞれ送るのに用いられる。信号データフィールド６０６は、例えば、順方向回線活動（ＦＡＣ）表示、逆方向回線ビジー表示、逆方向回線パワー制御命令などの信号情報を送るのに用いられる。ＦＡＣ表示は、基地局が将来、特定の数のスロットを送るためのトラフィックデータを有しているかどうかを示す。逆方向ビジー表示は、基地局の逆方向回線容量限界が到達されているかどうかを示す。そして、パワー制御命令は、送信遠隔端末に送信パワーを増加又は減少させるように指示する。
【００６９】
ＨＤＲ　ＣＤＭＡシステムに従えば、送信よりも前に、トラフィックデータが、データ送信に用いられるチャネルに相当するウォルシュ符号によってカバーされ、それぞれの遠隔端末についてのパワー制御データが遠隔端末に割り当てられたウォルシュ符号によってカバーされる。パイロット基準、カバーされたトラフィックデータ、及びパワー制御データは、その後、受取遠隔端末に割り当てられた長いＰＮ列によって特定の送信基地局に割り当てられた短いＩＰＮ及びＱＰＮ拡散列を増やすことによって発生する複素ＰＮ列によって拡散される。最も高いデータレートにおいて、ビットレートは、ＰＮ拡散列及びウォルシュ符号のチップレートと釣り合うかチップレートを超えて、データの非直接列拡散が達成される。ＨＤＲシステムについてのデータフレームフォーマット及び順方向回線送信の処理は、先に述べた米国特許出願番号０８／９６３，３８６号で更に詳しく述べられている。
【００７０】
ＩＳ−９５　ＣＤＭＡシステムのような幾つかのＣＤＭＡシステムについて、パイロット基準は、他のデータと共に符号分割多重（ＣＤＭ）化されて基地局から遠隔端末に送信される。これらのＣＤＭＡシステムについて、フィルタ係数及び倍率は、送信されたＣＤＭパイロット基準を用いて適合される。
【数２０】

ＩＳ−９５　ＣＤＭＡシステムについて、パイロット基準（全て１の列）は、６４チップ全てがゼロのウォルシュ列によってカバーされ、他のカバーされたデータによって結合され、ＰＮ列によって拡散される。
【数２１】

デカバーすることは、他のトラフィックチャネルにおいてデータを移動させ、このトラフィックチャネルは、パイロットウォルシュ列と直交するウォルシュ列によってカバーされる。
【００７１】
【数２２】

適切な処理が実行され、その結果“同等の”又は“同種の”シンボルが比較される。
【００７２】
ＣＤＭパイロット基準を送信するＣＤＭＡシステムについて、誤差ｅ（ｎ）が、それぞれのパイロットシンボル期間（例えば、ＩＳ−９５　ＣＤＭＡシステムについては６４チップ毎）の間に計算される。ＩＳ−９５　ＣＤＭＡシステムのように、ＣＤＭパイロット基準が連続的に送信されるならば、例えより低いパイロットシンボルレートであっても、適合も連続的な方法で実行される。ＴＤＭパイロット基準を送信するＣＤＭＡシステムについて、誤差は、それぞれのチップ期間の間に計算されてもよい。しかしながら、ＴＤＭパイロット基準を用いる適合は、一般にパイロット基準期間の間にのみ実行される。
【００７３】
上述したように、レイク受信機からの情報は、上述したように、（１）第１の適合よりも前にフィルタ係数を適合させる、（２）適切な予測シンボルｙ（ｎ）又はｐ（ｎ）を発生させる、及び（３）受信サンプルｘ_ｉ（ｎ）の時間エピックを特定するために用いられる。
【数２３】

最も強いマルチパスの時間補正値τ_Ｊｉは、予測シンボルｙ（ｎ）又は予測パイロットシンボルｐ（ｎ）を発生させるため、及び時間補正値について時間的に整列された受信サンプルｘ_ｉ（ｎ）を発生させるために用いられる。予測シンボルｙ（ｎ）及びｐ（ｎ）は、誤差が計算された地点までの要素を処理することと関連する遅延を考慮することによっても発生する。例えば、特定の時間補正値τ_Ｊｉについて、予測パイロットシンボルｐ（ｎ）は、後処理部３２０の遅延を請け負うために予測シンボルｙ（ｎ）に関連する遅延によって発生するだろう。
【００７４】
フィルタ係数及び倍率もまた、受信データを用いて適合される。受信サンプルは、データパケットが誤差なしに受信されたかどうかを決定するために、処理され、復号され、ＣＲＣ検査される。正しく受信されたデータパケットは、その後、送信機ユニットにおいて実行されたのと同様の方法で再符号化され、再処理される。
【数２４】

再生シンボルは、復号し、再符号化し、再処理する遅延を請け負うために適切に緩衝される。
【００７５】
図７は、レイク受信機３３０の１実施例のブロック図である。マルチパスや他の現象のために、送信信号は、多数の信号パスを介して受信機ユニットに達する。改善された性能について、レイク受信機は、受信信号（又はマルチパス）の多数の（及び最も強い）インスタンスを処理できる能力と共に設計される。従来のレイク受信機設計について、多くのフィンガ処理部７１０は、多くのマルチパスを処理するために提供される。それぞれのフィンガ処理部７１０は、レイク受信機のフィンガを備え、特定のマルチパスを処理するように割り当てられる。
【００７６】
図７において示されるように、特定の前処理部２１０から受信されたＩ_ＩＮ及びＱ_ＩＮサンプルは、多くのフィンガ処理部７１０ａから７１０ｌに供給される。それぞれの割り当てられたフィンガ処理部７１０の中で、受信されたＩ_ＩＮ及びＱ_ＩＮサンプルは、ＰＮ逆拡散器７２０に供給され、このＰＮ逆拡散器７２０は、複素ＰＮ列ＰＮＩ及びＰＮＱも受信する。複素ＰＮ列は、実施される特定のＣＤＭＡシステムの設計に従って発生し、ＨＤＲシステムについては、乗算器７３８ａ及び７３８ｂによる長いＰＮ列いよって、短いＩＰＮ及びＱＰＮ列を乗算することによって発生する。短いＩＰＮ及びＱＰＮ列は、送信基地局においてデータを拡散するのに用いられ、長いＰＮ列は、受取受信機ユニットに割り当てられデータをスクランブルするのに用いられる。ＰＮＩ及びＰＮＱ列は、そのフィンガ処理部によって処理される特定のマルチパスに相当する時間補正値によって発生する。
【００７７】
ＰＮ逆拡散器７２０は、複素ＰＮ列によって複素Ｉ_ＩＮ及びＱ_ＩＮサンプルの複素乗算を実行して複素逆拡散Ｉ_ＤＥＳ及びＱ_ＤＥＳサンプルをデカバー素子７２２及び７３２に供給する。デカバー素子７２２は、データをカバーするのに用いられる１つ以上のチャネル化符号（例えば、ウォルシュ符号）によって、逆拡散サンプルをデカバーし、複素デカバーサンプルを発生させる。デカバーサンプルは、その後、デカバーシンボルを発生させるためにチャネル化符号の長さでサンプルを累積するシンボル累積器７２４に供給される。デカバーシンボルは、その後、パイロット復調器７２６に供給される。
【００７８】
ＨＤＲシステムについて、パイロット基準は、順方向回線送信の一部の間に送信される。このように、デカバー素子７３２は、基地局においてパイロット基準をカバーするのに用いられる特定のチャネル化符号（例えば、ＨＤＲシステムについては、ウォルシュ符号０）によって逆拡散サンプルをデカバーする。デカバーされたパイロットサンプルは、その後、パイロットシンボルを発生させるために累積器７３４に供給されて特定の時間間隔で累積される。この累積時間間隔は、パイロットチャネル化符号の期間、全体のパイロット基準期間、又は幾つかの他の時間間隔である。パイロットシンボルは、その後、パイロットフィルタ７３６に供給されてパイロット復調器７２６に供給されるパイロット推定を発生させるのに用いられる。パイロット推定は、データが存在している時間期間の間に推定され又は予測されたパイロットシンボルである。
【００７９】
パイロット復調器７２６は、パイロットフィルタ７３６からのパイロット推定によって、シンボル累積器７２４からのデカバーシンボルのコヒーレントな復調を実行し、その復調シンボルをシンボル結合器７４０に供給する。コヒーレントな復調は、パイロット推定によってデカバーシンボルのドット積及びクロス積を実行することによって達成される。ドット及びクロス積は、データの位相復調を効果的に実行し、相対的な再生パイロットの強さによって結果の出力を更にスケールする。パイロットによってスケールすることは、有効な結合についてのマルチパスの品質に従って、異なるマルチパスからの寄与を効果的に重みづけする。ドット及びクロス積は、このように、コヒーレントなレイク受信機の特性である位相推定及び信号重みづけの２つの役割を実行する。
【００８０】
シンボル結合器７４０は、レイク受信機によって処理された特定の受信信号についての再生シンボルを供給するために、全ての割り当てられたフィンガ処理部７１０からの復調シンボルを受信してコヒーレントに結合する。全ての受信信号についての再生シンボルは、そのとき、下文で述べられるように、その後、後の処理を行う素子に供給される全体の再生シンボルを発生させるために結合される。
【００８１】
検索素子７１２は、ＰＮ逆拡散器、ＰＮ発生器、及び信号品質測定素子を含むように設計される。ＰＮ発生器は、様々な時間補正値、あるいは、コントローラ３７０によって指示されたように複素ＰＮ列を発生させ、このコントローラ３７０は、最も強いマルチパスについての検索において用いられる。検索されるそれぞれの時間補正値について、ＰＮ逆拡散器は、逆拡散サンプルを供給するために特定の時間補正値において複素ＰＮ列によってＩ_ＩＮ及びＱ_ＩＮサンプルを受信して逆拡散する。逆拡散サンプルの信号品質は、そのとき推定される。このことは、それぞれの逆拡散サンプルのエネルギー（即ち、Ｉ_ＤＥＳ ^２＋Ｑ_ＤＥＳ ^２）を計算して、そのエネルギーを特定の時間期間（例えば、パイロット基準期間）で累積することによって達成される。検索素子は、多数の時間補正値において検索を実行し、そして最も高い信号品質測定を有するマルチパスが選択される。利用できるフィンガ処理部７１０は、その後、これらのマルチパスを処理するために割り当てられる。
【００８２】
ＣＤＭＡシステムのためのレイク受信機の設計及び動作は、“スペクトラム拡散多重アクセス通信システムのためのモバイル復調器構造”と題された米国特許番号５，７６４，６８７号公報及び“多重信号を受信可能なシステムにおける復調要素割当て”と題された米国特許５，４９０，１６５号公報において更に詳しく述べられており、これらの両方が、本発明の出願人に譲渡され、参照によってこの中に組み込まれている。
【００８３】
図２Ａにおいて示される実施例において、多くの順方向回線信号は、サンプル流れｘ_１（ｎ）からｘ_Ｋ（ｎ）を発生させるためにアンテナ１３２ａから１３２ｋによってそれぞれ受信されて前処理部２１０ａから２１０ｋによって処理される。このように、多くのレイク受信機が、Ｋ個のサンプル流れを処理するために提供される。結合器は、その後、全ての処理された受信信号からの再生シンボルを結合するのに用いられる。あるいは、１つ以上のレイク受信機が、Ｋ個のサンプル流れを処理するために時分割多重化される。このＴＤＭレイク受信機構造において、Ｋ個の流れからのサンプルは、バッファに一時的に格納されて、後でレイク受信機によって引き出され処理される。
【００８４】
それぞれの受信信号について、レイク受信機３３０は、Ｌ個のマルチパスまでを処理するように動作し、ここで、Ｌは、利用できるフィンガ処理部７１０の数を表す。Ｌ個のマルチパスのそれぞれは、検索素子７１２の補助によって識別される特定の時間補正値に相当する。コントローラ３７０又は検索素子７１２は、処理されたＫ個の受信信号のそれぞれについての最も強いマルチパス（α_Ｊｉ）の大きさのリスト及びそれの相当する時間補正値（τ_ｉ）を維持する。これらの大きさ及び時間補正値は、上述したように、イコライザ３１０の係数及び倍率を初期化するのに用いられる。１実施において、それぞれのマルチパスの影響の大きさは、累積において用いられたサンプルの数（Ｎ）によって分割された累積エネルギー値の平方根として計算される。
【００８５】
【数２５】

後処理部３２０は、送信機ユニットで実行されたＰＮ拡散及びカバーを元に戻すように動作される。例えば、送信よりも前に、ＨＤＲシステムは、より低いデータレートでデータのＰＮ拡散及びカバーを実行する。より高いデータレート（チップレートと釣り合う又はチップレートを超える）で、ＰＮ拡散及びカバーすることは、結果としてシンボル反転になる（即ち、極性における変化）が、非直接列拡散する。このように、後処理部３２０は、より低いデータレートでＰＮ逆拡散及びデカバーを実行し、シンボルは、より高いデータレートで反転する。一般に、後処理部３２０は、送信機ユニットにおいて実行されたこれらを補足する機能を実行するように設計される。
【００８６】
後処理部３２０の中で、シンボル推定は、ＰＮ逆拡散器５２０に供給され、このＰＮ逆拡散器５２０は、フィルタ係数を適合させるのに用いられるような同じ時間補正値を有する複素ＰＮ列も受信する。ＰＮ逆拡散器５２０は、複素ＰＮ列によってシンボル推定を逆拡散して、この逆拡散サンプルをデカバー素子５２２に供給する。デカバー素子５２２は、その後、基地局においてデータをカバーするのに用いられる１つ以上のチャネル化符号によってサンプルをデカバーする。それぞれのチャネルについてのデカバーサンプルは、その後、後の処理を行う素子に供給される再生シンボルを発生させるために、シンボル累積器５２４によってチャネル化符号の長さで累積される。
【００８７】
イコライザ３１０、後処理部３２０、及びレイク受信機３３０は、処理を行う素子の１組を用いる全ての受信信号のサンプルを処理するために時分割多重化される。更に、後処理部３３０の中での素子の幾つかは、レイク受信機３３０の中での素子と同様である。このように、後処理部３２０及びレイク受信機３３０は、少なくとも共通の機能の幾つかが、処理を行う素子の割り当てられた組によって実行されるように設計され動作される。
【００８８】
図４Ａ及び４Ｂにおいて示されるフィルタ４１０についての適合期間の間、実際のシンボルｙ（ｎ）は、全ての受信信号についての最も強いマルチパスの時間補正値に基づいて発生する。ＨＤＲシステムについて、パイロット基準は、全て１の列であり、パイロット基準をカバーするのに用いられるチャネル化符号は、ウォルシュ符号０（即ち、全てゼロの列）である。パイロット基準は、その後、複素ＰＮ列によって逆拡散される。このように、送信されたパイロット信号は、パイロット基準が送信される時間期間の間、複素ＰＮ列に等しい。
【００８９】
受信機ユニットにおいて、パイロット基準期間の間の実際のシンボルｙ（ｎ）は、全ての受信信号の最も強いマルチパスに相当する時間補正値における複素ＰＮ列として発生する（即ち、ｙ（ｎ）＝ＰＮＩ（ｎ）＋ｊＰＮＱ（ｎ）。
【００９０】
図３に戻って参照すると、受信データ処理部１３６は、受信信号を処理するように動作される２つの信号処理パスを含む。第１の信号処理パスは、イコライザ３１０及び後処理部３２０を含み、第２の信号処理パスは、レイク受信機３３０を含む。１実施例において、２つの信号処理パスは、並列的に動作され（例えば、適合期間の間）、信号品質推定が信号処理パスのそれぞれについて計算される。より良好な信号品質を供給する信号処理パスは、その後、受信信号を処理するように選択される。
【００９１】
従来のレイク受信機について、受信された信号品質は、信号対雑音（Ｓ／Ｎ）比を計算することによって推定される。ＴＤＭパイロット基準を送信するＣＤＭＡシステムについて、Ｓ／Ｎは、受信信号が既知であるパイロット基準期間の間に計算される。信号品質推定は、それぞれの割り当てられたフィンガ処理部について発生する。全ての割り当てられたフィンガ処理部についての推定は、その後、全てのＳ／Ｎを発生させるために、重みづけされ結合され、これは、
【数２６】

として計算され、ここで、βは、送信データの改善された推定である再生シンボルを供給するために割り当てられたフィンガ処理部からの復調シンボルを結合するレイク受信機によって用いられる重み係数であり、Ｅｓは要求された信号（例えば、パイロット）についてのシンボルあたりのエネルギーであり、Ｎｔはフィンガ処理部によって処理された受信信号における合計雑音である。Ｎｔは、一般に、温度雑音、他の送信基地局からの干渉、同じ基地局からの他のマルチパスからの干渉、及び他の成分を含む。シンボルあたりのエネルギーは、
【数２７】

として計算され、ここで、Ｐ_Ｉ及びＰ_Ｑは、同位相及び直交フィルタパイロットシンボルであり、Ｎ_ＳＹＭは、エネルギーがＥｓ値を供給するために累積されるシンボルの数である。図７を参照すると、フィルタパイロットシンボルは、パイロット基準をカバーするのに用いられるチャネル化符号の長さで逆拡散シンボルを累積することによって発生する。合計雑音は、要求された信号のエネルギーにおける変化のエネルギーとして推定され、これは、
【数２８】

として計算される。受信信号品質の測定は、“スペクトラム拡散通信システムにおける回線品質を測定するための方法及び装置”と題された米国特許番号５，９０３，５５４号公報及び“ＣＤＭＡ通信システムにおける受信パイロットパワー及びパス損失を決定するためのシステム及び方法”と題された米国特許番号５，７９９，００５号公報において更に詳しく述べられており、これらの両方は、本発明の出願人に譲渡され、参照によってこの中に組み込まれている。
【００９２】
イコライザ３１０を含む信号処理パスについて、信号品質は、平均二乗平均（ＭＳＥ）を含む、様々な基準を用いて推定される。また、ＴＤＭパイロット基準を送信するＣＤＭＡシステムについて、ＭＳＥは、パイロット基準期間の間に推定され、このＭＳＥは、
【数２９】

として計算され、ここで、Ｎ_ＳＡＭは、ＭＳＥを供給するために誤差が累積されたサンプルの数である。一般に、平均二乗誤差は、測定において要求された信頼性のレベルを得るために、サンプルの数、及び１つ以上のパイロット基準で平均化される。平均二乗誤差は、その後、同等の信号対雑音比に変換され、これは、
【数３０】

として表現される。
【００９３】
イコライザ３１０を有する信号処理パスについてのＳ／Ｎ_ＥＱは、レイク受信機３３０を有する信号処理パスについてのＳ／Ｎ_ＲＡＫＥと比較される。より良好なＳ／Ｎを供給する信号処理パスは、その後、受信信号を処理するために選択される。
【００９４】
あるいは、ＭＳＥは、レイク受信機３３０を有する信号処理パスについて計算され（式２３を用いて）、イコライザ３１０を有する信号処理パスについて計算されたＭＳＥに対して比較される。より良好なＭＳＥを有する信号処理パスが、その後選択される。
【００９５】
ＨＤＲシステムについて、Ｓ／Ｎが、遠隔端末で推定され、動作状態について遠隔端末によって受信される最大のデータレートを決定するのに用いられる。この最大のデータレートは、その後、Ｓ／Ｎが推定された基地局に戻される。その後は、その基地局は、識別された最大のデータレートまでのデータレートで遠隔端末に送信する。
【００９６】
本発明によって、データ送信のためのデータレートは、様々な方法を用いて推定される。１つの方法において、Ｓ／Ｎは、式（２４）に示されるように、計算されたＭＳＥに基づいてレイク受信機又はイコライザについて推定される。全ての信号処理パスからの最良のＳ／Ｎは、その後、サポートされた最大のデータレートを決定するのに用いられる。あるいは、ＭＳＥは、最大のデータレートを直接的に決定するのに用いられる。最良のＳ／Ｎ、ＭＳＥ、又は最大のデータレートは、基地局に送られる。
【００９７】
ある動作状況下で、イコライザを有する信号処理パスは、レイク受信機を有する信号処理パスよりも良好な性能を提供する。例えば、イコライザを有する信号処理パスは、一般に、Ｓ／Ｎが高いとき及びＩＳＩを有するチャネルの間に、より良好に実行する。レイク受信機は、ＩＳＩも引き起こすマルチパスを処理するのに用いられる。実際、レイク受信機は、調節される時間遅延に相当するそれぞれのタップによって、Ｌ個（Ｌは、フィンガ処理部の数に相当する）のタップを有するフィルタとして見ることができる。しかしながら、レイク受信機は、受信信号における周波数歪みによるＩＳＩを減少させるのにおいて同様に有効ではない。
【００９８】
イコライザは、周波数歪みによるＩＳＩをより効果的に減少させることができる。このことは、ＩＳＩを含む全ての雑音を最小化するように試みる間、近似的に周波数歪みの反転である応答を供給することによって達成される。イコライザは、このようにチャネルを“反転”し、マルチパスの効果をならすように試みる。実際に、それぞれのフィルタ４１０が、係数が｛０，…，０，１，０，…，０｝に初期化されるときに、１つのフィンガ処理部と同等である。その後、ゼロの値にされた係数が適合されるように、フィルタ周波数応答は、チャネル歪みを均一化するように変更する。このように、イコライザは、マルチパスによって引き起こされたＩＳＩとチャネルによって引き起こされたＩＳＩの両方を効果的に取り扱うために用いられる。
【００９９】
単純化のために、本発明の態様及び実施例の多くは、スペクトラム拡散通信について述べられてきた。しかしながら、ここで述べられた本発明の原理の多くは、非スペクトラム拡散通信システム、及びＨＤＲシステムのような直接列拡散を選択的に実行できる通信システムに適用できる。
【０１００】
図４Ａ及び４Ｂにおけるフィルタは、どの長さでも（即ち、どのタップの数及びどの係数でも）設計できる。更に、タップは、フィルタ４１０に、受信信号における周波数歪みをより良好に訂正し、より長い時間補正値を有するマルチパスを処理することを許可する。しかしながら、より多くのタップは、増加された複雑さ、タップを均一化するためのより複雑化された計算、及びあるいはより長い収束時間を等しくする。タップの数は、このように設計選択であり、例えば、コスト、性能、複雑さなどを含む多くの要素に基づいて選択される。例えば、特定の時間ウインドウ（例えば、２０μｓｅｃ）で均一化を提供することが望ましく、この場合、タップの数が、サンプルレートｆ_ＳＡＭＰに依存される。どのタップの数でも利用されることができ、これは本発明の範囲の中である。
【０１０１】
ここで述べられた処理ユニット（例えば、フィルタ４１０、イコライザ３１０、後処理部３２０、レイク受信機３３０など）は、例えば、１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、デジタル信号処理部（ＤＳＰ）、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、又は、ここで述べられた機能を実行するように設計された他の電気回路の中のような様々な方法で実施される。更に、処理ユニットは、ここで述べられた機能を実施する命令コードを実行するように動作される汎用又は特別に設計された処理部によって実施される。このように、ここで述べられた処理ユニットは、ハードウェア、ソフトウェア、又はこれらの組合せを用いて実施される。
【０１０２】
好ましい実施例の上述の記載は、当業者に、本発明を製造し使用することを可能にすることを提供する。これらの実施例の様々な変形は、当業者にとって容易に明白であり、ここで定義された一般的な原理は、独創的な機能の使用なしに他の実施例に適用される。このように、本発明は、ここで示される実施例に制限されることを意図しないが、本発明は、ここで開示された原理及び新たな特徴と矛盾しない最も広い範囲に一致される。
【図面の簡単な説明】
本発明の特徴、目的、利点は、図面を参照した以上の詳細な記載からより明らかになるであろう。図面においては同一の参照文字は明細書のすべてにわたって対応して識別される。
【図１】図１は、通信システムにおけるデータ送信のための信号処理の実施例の単純化されたブロック図である。
【図２Ａ】図２Ａは、通信システムにおける受信機の実施例のブロック図である。
【図２Ｂ】図２Ｂは、受信機の中でのデジタル処理部の実施例のブロック図である。
【図３】図３は、本発明の１実施例に従った受信機ユニットの中での受信データ処理部のブロック図である。
【図４Ａ】図４Ａは、図３に示されるイコライザを実施するのに用いられるイコライザの２つの実施例のブロック図である。
【図４Ｂ】図４Ｂは、図３に示されるイコライザを実施するのに用いられるイコライザの２つの実施例のブロック図である。
【図５Ａ】図５Ａは、図４Ａ及び４Ｂに示されるフィルタのそれぞれを実施するのに用いられるＦＩＲフィルタの１実施例の図である。
【図５Ｂ】図５Ｂは、再生シンボルを発生させるためにイコライザからのシンボル推定を処理するのに用いられる後処理部の１実施例のブロック図である。
【図６】図６は、ＨＤＲ　ＣＤＭＡシステムにおける順方向回線送信のためのデータフレームフォーマットの図である。
【図７】図７は、レイク受信機の１実施例のブロック図である。

Claims (52)

1. スペクトラム拡散通信システムにおける１つ以上の信号を処理するための方法であって、上記方法は、
   １つ以上のサンプルの流れを供給するために上記１つ以上の信号を受信して処理することと、
   第１の再生シンボルの流れを供給するために上記１つ以上のサンプルの流れについて第１の処理を行うことであって、
   シンボル推定を発生させるためにイコライザによって上記１つ以上のサンプルの流れを均一化して結合することと、
   上記第１の再生シンボルの流れを供給するために上記シンボル推定を処理することと、を含む第１の処理を行うことと、
   を具備する。
2. 請求項第１項に記載の方法において、上記シンボル推定を処理することは、
   逆拡散シンボルを発生させるＰＮ列によってシンボル推定を逆拡散することと、
   上記第１の再生シンボルの流れを発生させるために上記逆拡散シンボルをデカバーする（ｄｅｃｏｖｅｒ）こととを含む。
3. 請求項第２項に記載の方法において、上記逆拡散すること及び上記デカバーすることは、上記１つ以上の受信信号のデータレートによって、選択的に実行される。
4. 請求項第１項に記載の方法は、
   第２の再生シンボルの流れを供給するために１つ以上のレイク受信機によって上記１つ以上のサンプルの流れについて第２の処理を行うことを更に具備する。
5. 請求項第４項に記載の方法は、
   上記第１及び第２の処理を行うことのそれぞれと関連する信号品質を推定することと、
   それとともに関連して推定された信号品質に基づいて上記第１又は第２の処理を行うことを選択することとを更に具備する。
6. 請求項第５項に記載の方法において、上記第１の処理を行うことと関連する信号品質は、上記シンボル推定と予測シンボルとの間の平均二乗誤差（ＭＳＥ）に基づいて推定される。
7. 請求項第６項に記載の方法において、上記１つ以上の信号のデータレートは上記平均二乗誤差に部分的に基づいて選択される。
8. 請求項第１項に記載の方法において、上記第１の処理を行うことの間、上記均一化することは、上記結合することよりも前に実行される。
9. 請求項第１項に記載の方法において、上記第１の処理を行うことの間、上記結合することは、上記均一化することよりも前に実行される。
10. 請求項第１項に記載の方法は、上記イコライザの中の１つ以上のフィルタのそれぞれの係数について第１の適合を行うことを更に具備し、１つのフィルタは上記１つ以上のサンプルの流れのそれぞれをフィルタするように動作する。
11. 請求項第１０項に記載の方法において、上記第１の適合を行うことは、上記フィルタからのフィルタサンプルに基づいてそれぞれのフィルタについて実行される。
12. 請求項第１０項に記載の方法において、上記第１の適合を行うことは、上記シンボル推定に基づいて１つ以上のフィルタについて実行される。
13. 請求項第１０項に記載の方法において、上記それぞれのフィルタの係数は特定の値の組に初期化される。
14. 請求項第１０項に記載の方法は、上記受信され処理された１つ以上の信号のうちの１つの大きなマルチパスを識別することを更に具備し、
    上記第１の適合を行うことは、上記識別された大きなマルチパスに相当する時間補正値に基づいて実行される。
15. 請求項第１０項に記載の方法において、上記第１の適合を行うことは、上記シンボル推定と予測シンボルとの間の平均二乗誤差を最小化することを試みる。
16. 請求項第１０項に記載の方法において、上記第１の適合を行うことは、上記フィルタからの上記フィルタサンプルと予測シンボルとの間の平均二乗誤差を最小化することを試みる。
17. 請求項第１０項に記載の方法は、薄切シンボル推定を発生させるために上記シンボル推定を薄切りすることを更に具備し、上記第１の適合を行うことは、上記薄切シンボル推定を用いて実行される。
18. 請求項第１０項に記載の方法において、上記イコライザの中のそれぞれのフィルタは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタとして実施される。
19. 請求項第１０項に記載の方法において、上記第１の適合を行うことは、時分割多重（ＴＤＭ）パイロット基準を用いて実行される。
20. 請求項第１０項に記載の方法において、上記第１の適合を行うことは、符号分割多重（ＣＤＭ）パイロット基準を用いて実行される。
21. 請求項第１０項に記載の方法において、上記第１の適合を行うことは、最小二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを用いて実行される。
22. 請求項第１０項に記載の方法において、上記第１の適合を行うことは、帰納的最小二乗（ＲＭＳ）アルゴリズムを用いて実行される。
23. 請求項第１０項に記載の方法において、上記第１の適合を行うことは、直接行列変換（ＤＭＩ）アルゴリズムを用いて実行される。
24. 請求項第１０項に記載の方法において、上記結合することは、上記１つ以上のサンプルの流れのそれぞれについて１つである倍率に基づいて実行される。
25. 請求項第２４項に記載の方法は、上記結合することの前に、上記１つ以上の倍率について第２の適合を行うことを更に具備する。
26. 請求項第２５項に記載の方法は、上記受信され処理された１つ以上の信号のそれぞれについての大きなマルチパスを識別することと、
    それぞれの識別された大きなマルチパスに基づいてそれぞれの倍率を初期化することとを更に具備する。
27. 請求項第２５項に記載の方法において、上記第２の適合を行うことは、上記シンボル推定に基づいて実行される。
28. 請求項第１項に記載の方法は、
    １つのフィルタが上記１つ以上のサンプルの流れをフィルタするように動作するイコライザの中の１つ以上のフィルタのそれぞれの係数について第１の適合を行うことと、
    上記結合のために用いられる１つ以上の倍率について第２の適合を行うこととを更に具備する。
29. 請求項第２８項に記載の方法において、上記第１及び第２の適合を行うことは別々にかつ連続的に実行され、上記第１の適合を行うことは固定された上記１つ以上の倍率によって実行され、上記第２の適合を行うことは固定された上記１つ以上のフィルタについての係数によって実行される。
30. 請求項第２８項に記載の方法において、上記第１及び第２の適合を行うことは、多数回が繰り返し実行される。
31. 請求項第２８項に記載の方法において、上記第１及び第２の適合を行うことは、特定の予測シンボルの列のすべてで繰り返し実行される。
32. 請求項第２８項に記載の方法において、上記第１及び第２の適合を行うことは、上記シンボル推定に基づいて実行される。
33. 通信システムにおいて１つ以上の信号を処理するための方法であって、上記方法は、
    １つ以上のサンプルの流れを供給するために１つ以上の信号を受信して処理することと
    第１の再生シンボルの流れを供給するために上記１つ以上のサンプルの流れについて第１の処理を行うことであって、
    シンボル推定を発生させるためにイコライザによって上記１つ以上のサンプルの流れを均一化して結合することと、
    第１の再生シンボルの流れを供給するために上記シンボル推定を処理することとを含む、第１の再生シンボルの流れを供給するために上記１つ以上のサンプルの流れについて第１の処理を行うことと、
    第２の再生シンボルの流れを供給するために１つ以上のレイク受信機によって上記１つ以上のサンプルの流れについて第２の処理を行うことと、
    上記第１及び第２の処理を行うことのそれぞれと関連する信号品質を推定することと、
    それら推定された信号品質に基づいて上記第１及び第２の処理を行うことを選択することと、
    を具備する。
34. 請求項第３３項に記載の方法は、イコライザの中の１つ以上のフィルタのそれぞれの係数について適合を行うことを更に具備する。
35. 請求項第３４項に記載の方法において、上記イコライザの中のそれぞれのフィルタの係数は、上記１つ以上のレイク受信機から引き出される情報を用いて初期化される。
36. 請求項第３４項に記載の方法において、上記イコライザの中のそれぞれのフィルタの係数は、時分割多重（ＴＤＭ）パイロット基準又は符号分割多重（ＣＤＭ）パイロット基準を用いて適合される。
37. 請求項第３４項に記載の方法において、上記イコライザの中のそれぞれのフィルタの係数は、最小二乗（ＬＭＳ）アルゴリズム、帰納的最小二乗（ＲＭＳ）アルゴリズム、直接行列変換（ＤＭＩ）アルゴリズム、又はこれらの組合せを用いて適合される。
38. 通信システムにおける１つ以上の信号を処理するように動作する受信機ユニットであって、上記受信機ユニットは、
    １つ以上のサンプルの流れを供給するために上記１つ以上の信号を受信して処理するように動作する１つ以上の前処理部と、
    上記１つ以上の前処理部と接続され、シンボル推定を発生させるために上記１つ以上のサンプルの流れを受信し、結合し、均一化するように動作するイコライザと、
    上記イコライザと接続され、第１の再生シンボルの流れを供給するために上記シンボル推定を受信して処理するように動作する後処理部と、
    を具備する。
39. 請求項第３８項に記載の受信機ユニットは、
    上記１つ以上の前処理部と接続され、第２の再生シンボルの流れを発生させるために上記１つ以上のサンプルの流れを受信して処理するように動作する１つ以上のレイク受信機を更に具備する。
40. 請求項第３９項に記載の受信機ユニットは、
    上記第１及び第２の再生シンボルの流れと関連する信号品質の推定を受信し、上記受信した信号品質推定に基づいて、後の処理の間に上記第１又は第２の再生シンボルの流れを選択するように動作するコントローラを更に具備する。
41. 請求項第３８項に記載の受信機ユニットにおいて、上記イコライザは、
    上記１つ以上の前処理部とそれぞれ接続され、それぞれのフィルタが、相当するフィルタサンプルを供給するために係数の１組によってそれぞれのサンプルの流れを受信してフィルタするように動作する１つ以上のフィルタと、
    上記１つ以上のフィルタと接続され、上記シンボル推定を供給するために上記１つ以上のフィルタからのフィルタサンプルを受信して加算するように動作する加算器とを含む。
42. 請求項第４１項に記載の受信機ユニットにおいて、上記イコライザは、
    上記１つ以上のフィルタと接続され、上記１つ以上のフィルタについての１つ以上の係数の組を適合させるように動作する係数調節素子を更に具備する。
43. 請求項第４２項に記載の受信機ユニットにおいて、上記係数調節素子は、フィルタから受信されたフィルタサンプルに基づいてそれぞれのフィルタについての上記係数の組を適合させるように動作する。
44. 請求項第４２項に記載の受信機ユニットにおいて、上記係数調節素子は、上記シンボル推定に基づいて上記１つ以上のフィルタについての上記１つ以上の係数の組を適合させるように動作する。
45. 請求項第４２項に記載の受信機ユニットにおいて、上記イコライザは、
    上記加算器と接続され、薄切シンボル推定を発生させるために上記シンボル推定を受信して薄切りするように動作するスライサを更に含み、
    上記係数調節素子は、上記薄切シンボル推定に基づいて上記１つ以上のフィルタについての上記１つ以上の係数の組を受信して適合させるように動作する。
46. 請求項第４２項に記載の受信機ユニットにおいて、上記係数調節素子は、最小二乗（ＬＭＳ）アルゴリズム、帰納的最小二乗（ＲＬＳ）アルゴリズム、及び直接行列変換（ＤＭＩ）アルゴリズムからなるグループから選択された適合アルゴリズムを実施するように動作する。
47. 請求項第４１項に記載の受信機ユニットにおいて、上記イコライザは、
    上記１つ以上のフィルタとそれぞれ接続され、それぞれの乗算器が、スケールサンプルを供給するためにそれぞれの倍率によって上記フィルタサンプルを受信して乗算するように動作する１つ以上の乗算器を更に含み、
    上記加算器は、上記１つ以上の乗算器と接続され、上記シンボル推定を供給するために上記１つ以上の乗算器からの上記スケールサンプルを受信して加算するように動作する。
48. 請求項第３８項に記載の受信機ユニットにおいて、上記イコライザは、
    上記１つ以上の前処理部とそれぞれ接続され、それぞれの乗算器が、スケールサンプルを供給するためにそれぞれの倍率によってそれぞれのサンプルの流れを受信して乗算するように動作する１つ以上の乗算器と、
    上記１つ以上の乗算器と接続され、加算サンプルを供給するために上記１つ以上の乗算器からのスケールサンプルを受信して加算するように動作する加算器と、
    上記加算器と接続され、上記シンボル推定を供給するために係数の１組によって上記加算サンプルを受信してフィルタするように動作するフィルタとを含む。
49. 請求項第４８項に記載の受信機ユニットにおいて、上記イコライザは、上記フィルタと接続され、上記シンボル推定に基づいて上記フィルタについての上記係数の組を適合させるように動作する係数調節素子を更に含む。
50. 請求項第４９項に記載の受信機ユニットにおいて、上記イコライザは、上記フィルタと接続され、薄切シンボル推定を発生させるために上記シンボル推定を受信して薄切りするように動作するスライサを更に含み、
    上記係数調節素子は、上記薄切シンボル推定に基づいて上記フィルタについての係数の組を適合させるように動作する。
51. 請求項第３８項に記載の受信機ユニットにおいて、上記後処理部は、
    逆拡散サンプルを提供するために特定の時間補正値におけるＰＮ列によって上記シンボル推定を受信して逆拡散するように動作するＰＮ逆拡散器と、
    上記ＰＮ逆拡散器と接続され、上記第１の再生シンボルの流れを供給するために１つ以上のチャネル化符号（ｃｈａｎｎｅｌｉｚａｔｉｏｎ ｃｏｄｅ）によって上記逆拡散サンプルをデカバーするように動作するデカバー素子とを含む。
52. 通信システムにおける１つ以上の信号を処理するように動作する受信機ユニットであって、上記受信機ユニットは、
    １つ以上のサンプルの流れを供給するために上記１つ以上の信号を受信して処理するように動作する１つ以上の前処理部と、
    上記１つ以上の前処理部と接続され、シンボル推定を発生させるために上記１つ以上のサンプルの流れを受信し、結合し、均一化するように動作するイコライザと、
    上記イコライザと接続され、第１の再生シンボルの流れを供給するために上記シンボル推定を受信して処理するように動作する後処理部と、を含む第１の信号処理パスと、
    上記１つ以上の前処理部と接続され、第２の再生シンボルの流れを発生させるために上記１つ以上のサンプルの流れを受信して処理するように動作する１つ以上のレイク受信機を具備する第２の信号処理パスと、
    上記第１及び第２の信号処理パスと関連する信号品質の推定を受信して、上記受信した信号品質推定に基づいて上記第１又は第２の信号処理パスを選択するように動作するコントローラと、
    を具備する。

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