TW202246933A

TW202246933A - 電壓調節器

Info

Publication number: TW202246933A
Application number: TW110124673A
Authority: TW
Inventors: 張國威
Original assignee: 香港商科奇芯有限公司
Priority date: 2021-05-25
Filing date: 2021-07-05
Publication date: 2022-12-01
Also published as: CN115390606A; US20220382308A1; TW202246934A; CN115390607B; US11693440B2; TWI801922B; CN115390606B; TWI781683B; US11693439B2; CN115390607A; US20220382309A1

Abstract

本發明提供一種電壓調節器。電壓調節器包括主誤差放大器、第一緩衝器、第二緩衝器以及多個主零點補償迴路。主誤差放大器依據參考電壓訊號以及回饋電壓訊號產生第一電壓訊號。第一緩衝器依據第一電壓訊號以提供第二電壓訊號。第二緩衝器依據第二電壓訊號以提供輸出電壓訊號。所述多個主零點補償迴路分別耦接於主誤差放大器的輸出端與第一緩衝器的輸出端之間。所述多個主零點補償迴路提供不同的多個零點補償。

Description

電壓調節器

本發明是有關於一種電源領域，且特別是有關於一種電壓調節器。

電壓調節器是一種電源管理積體電路（power management IC，PMIC）。電壓調節器可用於管理主機系統的電源需求。電壓調節器可用於電池供電的設備，例如智慧型手機、筆記本電腦、平板電腦、可穿戴裝置等，以控制設備中電力的流動和方向。在一些應用中，電壓調節器可能會遭遇不同的負載需求。在負載需求（如，負載電流）發生改變的情況下，電壓調節器的單位增益帶寬（unit-gain bandwidth）會發生偏移，從而影響電壓調節器的穩定性。

本發明提供一種電壓調節器，能夠針對不同的多個負載需求提供不同的多個零點補償，從而使電壓調節器在遭遇不同的負載需求的情況下維持穩定性。

本發明的電壓調節器包括主誤差放大器、第一緩衝器、第二緩衝器以及多個主零點補償迴路。主誤差放大器依據參考電壓訊號以及回饋電壓訊號產生第一電壓訊號，並透過主誤差放大器的輸出端輸出第一電壓訊號。第一緩衝器耦接於主誤差放大器的輸出端。第一緩衝器接收第一電壓訊號，依據第一電壓訊號以提供第二電壓訊號，並在第一緩衝器的輸出端輸出第二電壓訊號。第二緩衝器耦接於第一緩衝器的輸出端。第二緩衝器接收第二電壓訊號，並依據第二電壓訊號以提供輸出電壓訊號。所述多個主零點補償迴路分別耦接於主誤差放大器的輸出端與第一緩衝器的輸出端之間。所述多個主零點補償迴路提供不同的多個零點補償。

基於上述，透過所述多個主零點補償迴路的配置，電壓調節器能夠針對不同的多個負載需求提供不同的多個零點補償，從而使電壓調節器在遭遇不同的負載需求的情況下維持穩定性。

為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。

本發明的部份實施例接下來將會配合附圖來詳細描述，以下的描述所引用的元件符號，當不同附圖出現相同的元件符號將視為相同或相似的元件。這些實施例只是本發明的一部份，並未揭示所有本發明的可實施方式。更確切的說，這些實施例只是本發明的專利申請範圍中的範例。

請參考圖1，圖1是依據本發明第一實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。在本實施例中，電壓調節器100包括主誤差放大器110、第一緩衝器120、第二緩衝器130以及主零點補償迴路Z1~ZN。主誤差放大器110、第一緩衝器120以及第二緩衝器130彼此串聯連接。主誤差放大器110依據參考電壓訊號VREF以及回饋電壓訊號FB以產生第一電壓訊號V1，並透過主誤差放大器110的輸出端來輸出第一電壓訊號V1。第一緩衝器120耦接於主誤差放大器110的輸出端以接收來自於主誤差放大器110的第一電壓訊號V1。第一緩衝器120依據第一電壓訊號V1以提供第二電壓訊號V2，並在第一緩衝器120的輸出端輸出第二電壓訊號V2。第二緩衝器130耦接於第一緩衝器120的輸出端以接收來自於第一緩衝器120的第二電壓訊號V2。第二緩衝器130依據第二電壓訊號V2以提供輸出電壓訊號VOUT。

在本實施例中，主零點補償迴路Z1~ZN分別耦接於主誤差放大器110的輸出端與第一緩衝器120的輸出端之間。也就是說，主零點補償迴路Z1~ZN分別與第一緩衝器120並聯耦接。在本實施例中，主零點補償迴路Z1~ZN分別被設計或操作以提供不同的多個零點補償。進一步來說，主零點補償迴路Z1~ZN會提供N個不同的零點（zero）以提供不同的多個零點補償。其中，N為大於1的正整數。

在本實施例中，電壓調節器100可以被設計或操作以適用於多個負載需求。因此，在負載需求（如，負載電流）發生改變的情況下，單位增益帶寬會發生偏移，並且落在主零點補償迴路Z1~ZN所提供多個零點補償區間的其中之一。如此一來，電壓調節器100在遭遇不同的負載需求的情況下都能夠維持穩定性。

在本實施例中，電壓調節器100還包括可變電阻器RD1、RD2。可變電阻器RD1耦接於該第二緩衝器130的輸出端與分壓節點D之間。可變電阻器RD2耦接於分壓節點D與參考低電壓（例如是接地）之間。可變電阻器RD1、RD2可被操作以調節輸出電壓訊號VOUT的電壓準位及/或回饋電壓訊號FB的電壓準位。分壓節點D可提供回饋電壓訊號FB。分壓節點D耦接於主誤差放大器110的反相輸入端。因此，主誤差放大器110會透過反相輸入端接收到回饋電壓訊號FB。此外，主誤差放大器110的非反相輸入端接收參考電壓訊號VREF。

請參考圖2，圖2是依據本發明第二實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。在本實施例中，電壓調節器200包括主誤差放大器210、第一緩衝器220、第二緩衝器230、主零點補償迴路Z1、Z2以及可變電阻器RD1、RD2。主誤差放大器210、第一緩衝器220、第二緩衝器230以及可變電阻器RD1、RD2的配置可以在圖1的第一實施例獲得足夠的教示，因此恕不在此重述。在本實施例中，主零點補償迴路Z1包括電容器C1以及電阻值產生電路R1。電容器C1與電阻值產生電路R1串聯耦接於主誤差放大器210的輸出端與第一緩衝器220的輸出端之間。電容器C1提供第一電容值。電阻值產生電路R1提供第一電阻值。主零點補償迴路Z2包括電容器C2以及電阻值產生電路R2。電容器C2與電阻值產生電路R2串聯耦接於主誤差放大器210的輸出端與第一緩衝器220的輸出端之間。電容器C2提供第二電容值。電阻值產生電路R2提供第二電阻值。在本實施例中，電阻值產生電路R1、R2分別以電阻器來實施。

在本實施例中，該第一電容值與該第一電阻值的第一乘積不同於該第二電容值與該第二電阻值的第二乘積。第一乘積被用以決定第一零點。第二乘積被用以決定第二零點。具體來說，多個零點（zero frequency）可依據以下公式(1)、(2)來獲得：

………………………………. 公式(1)

………………………………. 公式(2)

其中，Wz2為第一零點。Wz1為第二零點。c_C1為第一電容值。c_C2為第二電容值。r_R1為第一電阻值。r_R2為第二電阻值。因此，第一零點（即，Wz2）可基於主零點補償迴路Z1來決定。第二零點（即，Wz1）可基於主零點補償迴路Z2來決定。

此外，基於電壓調節器200的配置，極點（pole frequency）可依據以下公式(3)、(4)、(5)來獲得：

…………………………. 公式(3)

………………. 公式(4)

………………………………. 公式(5)

其中，Wp3、Wp1、Wp2為不同的極點。RL為負載等效電阻值。CL為負載等效電容值。RO3為第二緩衝器230的輸出等效電阻值。極點Wp3可基於負載等效電容值與第二緩衝器230的輸出等效電阻值RO3的並聯電阻值以及負載等效電阻值來決定。

RO1為主誤差放大器210的輸出等效電阻值。RO2為第一緩衝器220的輸出等效電阻值。gm2為第一緩衝器220的電導值。CS在輕載時為第一電容值以及第二電容值中的較大者。CS在重載時為第一電容值以及第二電容值中的較小者。極點Wp1可基於第二緩衝器130的電導值、第一緩衝器220的輸出等效電阻值RO2、主誤差放大器210的輸出等效電阻值RO1以及CS來決定。

CO2為第一緩衝器220的輸出等效電容值。極點Wp2可基於第二緩衝器130的電導值、第一緩衝器220的輸出等效電容值CO2以及CS來決定。

基於本實施例的配置，環路增益（loop gain，LG）可依據公式(6)、(7)來獲得：

…. 公式(6)

……. 公式(7)

其中，gm1為主誤差放大器210的電導值。gm3為第二緩衝器230的電導值。

請同時參考圖2、圖3以及圖4，圖3是依據本發明一實施例所繪示的環路增益傳遞函數圖。圖4是依據本發明一實施例所繪示的波特圖（Bode plot）。在本實施例中，環路增益LG基於第一負載（如，輕載）而形成曲線CV1。環路增益LG基於第二負載（如，重載）而形成曲線CV2。由公式(3)~(6)可得知，曲線CV1、CV2之間的偏移是因為極點Wp1~Wp3發生了改變（也就是，CS、CL、RL被改變）。因此，電壓調節器200的對應於第一負載的單位增益帶寬BW1以及對應於第二負載的單位增益帶寬BW2必然會發生偏移。

應注意的是，由公式(1)、(2)可得知，第一零點與第二零點並不會受到負載的改變而偏移。也就是說，第一零點與第二零點被預定義在與單位增益帶寬BW1以及單位增益帶寬BW2相對應即可。也就是說，第一零點與第二零點被設計以使對應於單位增益帶寬BW1、BW2的相位進行補償即可。在圖3中，基於第一零點與第二零點的補償，單位增益帶寬BW1具有相位裕度（phase margin）PM1。單位增益帶寬BW2具有相位裕度PM2。相位裕度PM1、PM2都明顯大於未被補償的相位裕度PM。如此一來，在單位增益帶寬BW1、BW2中，電壓調節器200都能維持原有的傳輸穩定性。

在一些實施例中，零點Wz1可以被調整為大於零點Wz2的100倍以上。在一些實施例中，零點Wz1會被設置在輕載時的極點Wp1~Wp3的其中之一之後，零點Wz2會被設置在輕載時的極點Wp1~Wp3的其中另一之後。

本發明可依據負載需求的數量提供對應數量的零點。也就是說，如果負載需求有N種，則主零點補償迴路就有N個。本發明的主零點補償迴路的數量並不以圖2的實施例為限。

請參考圖5，圖5是依據本發明第三實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。在本實施例中，電壓調節器300包括主誤差放大器310、第一緩衝器320、第二緩衝器330、主零點補償迴路Z1、Z2以及可變電阻器RD1、RD2。主誤差放大器310、第一緩衝器320、第二緩衝器330以及可變電阻器RD1、RD2的配置可以在圖1的第一實施例獲得足夠的教示，因此恕不在此重述。在本實施例中，主零點補償迴路Z1包括電容器C1以及電阻值產生電路R1。電容器C1提供第一電容值。電阻值產生電路R1提供第一電阻值。主零點補償迴路Z2包括電容器C2以及電阻值產生電路R2。電容器C2提供第二電容值。電阻值產生電路R2提供第二電阻值。與圖2不同的是，本實施例的電阻值產生電路R1包括電晶體M1。電晶體M1與電容器C1串聯耦接於主誤差放大器310的輸出端與該第一緩衝器210的輸出端之間。電阻值產生電路R2包括電晶體M2。電晶體M2與電容器C2串聯耦接於主誤差放大器310的輸出端與該第一緩衝器210的輸出端之間。

以主零點補償迴路Z1為例，電晶體M1的第一端耦接於電容器C1的第一端。電晶體M1的第二端作為主零點補償迴路Z1的一端。電晶體M1的控制端接收偏壓電壓VB。電容器C1的第二端則作為主零點補償迴路Z1的另一端。電晶體M1可基於偏壓電壓VB1以在線性區以及飽和區的其中一者運行。

以主零點補償迴路Z2為例，電晶體M2的第一端耦接於電容器C2的第一端。電晶體M2的第二端作為主零點補償迴路Z2的一端。電晶體M2的控制端接收偏壓電壓VB2。電容器C2的第二端則作為主零點補償迴路Z2的另一端。電晶體M2可基於偏壓電壓VB2以在線性區以及飽和區的其中一者運行。

在本實施例中，偏壓電壓VB1、VB2不同，從而使電晶體M1、M2產生不同的電阻值。在一些實施例中，電晶體M1、M2可以採用不同的設計以產生不同的電阻值。電晶體M1、M2可以是由本領域技術人員所熟知的任意形式的電晶體來實現。

在本實施例中，主零點補償迴路Z1還包括電流源IB1。電流源IB1耦接於電晶體M1的第一端與參考低電壓之間。電流源IB1的電流值也可以決定電晶體M1所提供的第一電阻值。主零點補償迴路Z2還包括電流源IB2。電流源IB2耦接於電晶體M2的第一端與參考低電壓之間。電流源IB2的電流值也可以決定電晶體M2所提供的第二電阻值。

在本發明的一些實施例中，電壓調節器還利用參考電壓訊號以及回饋電壓訊號提供補償訊號，並利用補償訊號對第二訊號進行補償。請參考圖6，圖6是依據本發明第四實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。相較於第二實施例，電壓調節器400還包括輔助誤差放大器440、高通濾波器450以及第三緩衝器460。輔助誤差放大器440的非反相輸入端用以接收參考電壓訊號VREF。輔助誤差放大器440的反相輸入端用以接收回饋電壓訊號FB。輔助誤差放大器440會依據參考電壓訊號VREF以及回饋電壓訊號FB來提供第三電壓訊號V3。輔助誤差放大器440的輸出端用以輸出第三電壓訊號V3。高通濾波器450耦接於輔助誤差放大器的輸出端與第三緩衝器460的輸入端之間。高通濾波器450會對第三電壓訊號V3進行濾波操作已保留第三電壓訊號V3的高頻成分。也就是說，高通濾波器450僅保留第三電壓訊號V3的高頻波動並濾除第三電壓訊號V3的中低頻成分。因此，補償訊號V3’為高頻交流訊號。第三緩衝器460耦接於高通濾波器450與第一緩衝器420的輸出端。第三緩衝器460反應於第三電壓訊號V3的高頻成分來提供補償訊號V3’。

在本實施例中，輔助誤差放大器440由具有高帶寬的跨阻放大器（trans-impedance amplifier，TIA）來實施。因此，輔助誤差放大器440的響應速度快於主誤差放大器410的響應速度。也因此，輔助誤差放大器440反應於負載的變動的響應速度會明顯快於主誤差放大器410反應於負載的變動的響應速度。

在此值得一提的是，由於輔助誤差放大器440的響應速度快於主誤差放大器410的響應速度並且補償訊號V3’為高頻訊號。如此一來，電壓調節器400能夠反應於負載端的高頻變動來提供瞬態響應，從而及時地提供對應的高頻補償訊號V3’。

主誤差放大器410、第一緩衝器420、第二緩衝器430、主零點補償迴路Z1、Z2以及可變電阻器RD1、RD2的實施方式可以在圖1至圖4的實施例中獲得足夠的教示。因此恕不在此重述。

在本實施例中，電壓調節器400還包括輔助零點補償迴路ZA。輔助零點補償迴路ZA與第三緩衝器460並聯耦接。輔助零點補償迴路ZA被設計或操作以提供對補償訊號V3’的零點補償。在本實施例中，輔助零點補償迴路ZA包括輔助電容器CA以及輔助電阻值產生電路RA。輔助電容器CA提供輔助電容值。輔助電阻值產生電路RA與輔助電容器CA串聯耦接。輔助電阻值產生電路RA提供輔助電阻值。在本實施例中，輔助電阻值產生電路RA可以是由電阻器來實現。

在本實施例中，輔助電容值與輔助電阻值的乘積小於第一電容值與第一電阻值的第一乘積。輔助電容值與輔助電阻值的乘積小於第二電容值與第二電阻值的第二乘積。因此，輔助零點補償迴路ZA可提供更高頻的零點補償。

在一些實施例中，輔助電阻值產生電路RA可以由相似於圖5的電阻值產生電路R1來實現。

在本實施例中，高通濾波器450包括電容器CX以及電阻器RX。電容器CX耦接於輔助誤差放大器440輸出端與第三緩衝器460的輸入端之間。電阻器RX耦接於第三緩衝器460的輸入端與偏壓電壓VB之間。偏壓電壓VB是使第三緩衝器460運行的偏壓。

請參考圖7，圖7是依據本發明第五實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。在本實施例中，電壓調節器500包括主誤差放大器510、第一緩衝器520、第二緩衝器530、主零點補償迴路Z1、Z2、可變電阻器RD1、RD2、輔助誤差放大器540、高通濾波器550、第三緩衝器560以及輔助電阻值產生電路RA。與圖6的實施例不同的是，本實施例的主零點補償迴路Z1的電阻值產生電路R1是以圖5的電阻值產生電路R1的實施方式來實現。此外，本實施例的主零點補償迴路Z2的電阻值產生電路R2是以圖5的電阻值產生電路R2的實施方式來實現。

請參考圖8，圖8是依據本發明第六實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。在本實施例中，電壓調節器600包括主誤差放大器610、第一緩衝器620、第二緩衝器630、主零點補償迴路Z1、Z2、可變電阻器RD1、RD2、輔助誤差放大器640、高通濾波器650、第三緩衝器660以及輔助電阻值產生電路RA。與圖6的實施例不同的是，本實施例的主零點補償迴路Z1的電阻值產生電路R1是以圖5的電阻值產生電路R1的實施方式來實現。

下文將說明主誤差放大器、第一緩衝器、第二緩衝器、輔助誤差放大器以及第三緩衝器的低成本實施方式。

請參考圖9，圖9是依據本發明一實施例所繪示的主誤差放大器的電路的示意圖。在本實施例中，主誤差放大器包括電晶體T1~T4以及電流源IB3。電晶體T1、T2分別為P型金屬氧化物半導體場效電晶體（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET）。電晶體T3、T4分別為N型MOSFET。電晶體T1的源極端耦接於驅動電壓VIN。電晶體T1的閘極端耦接於電晶體T1的汲極端。電晶體T2的源極端耦接於驅動電壓VIN。電晶體T2的閘極端耦接於電晶體T1的閘極端。電晶體T2的汲極端被作為主誤差放大器的輸出端。電晶體T3的汲極端耦接於電晶體T1的汲極端。電晶體T3的閘極端作為主誤差放大器的非反相輸入端。電晶體T4的汲極端耦接於電晶體T2的汲極端。電晶體T4的閘極端作為主誤差放大器的反相輸入端。電晶體T4的源極端耦接於電晶體T3的源極端。電流源IB3耦接於電晶體T3、T4的源極端與參考低電壓之間。圖9所示的主誤差放大器可適用於圖1的主誤差放大器110、圖2的主誤差放大器210、圖5的主誤差放大器310、圖6的主誤差放大器410、圖7的主誤差放大器510以及圖8的主誤差放大器610。

請參考圖10，圖10是依據本發明一實施例所繪示的第一緩衝器以及第三緩衝器的電路的示意圖。在本實施例中，電晶體T5可作為第一緩衝器。電晶體T6可作為第三緩衝器。電晶體T5可以是P型MOSFET。電晶體T6可以是N型MOSFET。電晶體T5的源極端耦接於驅動電壓VIN。電晶體T5的閘極端作為第一緩衝器的輸入端以接收第一電壓訊號V1。電晶體T5的汲極端作為第一緩衝器的輸出端以輸出第二電壓訊號V2。電晶體T5可適用以作為圖1的第一緩衝器120、圖2的第一緩衝器220、圖5的第一緩衝器320、圖6的第一緩衝器420、圖7的第一緩衝器520以及圖8的第一緩衝器620。

電晶體T6的汲極端作為第三緩衝器的輸出端。電晶體T6的源極端耦接於參考低電壓。電晶體T6的閘極端作為第三緩衝器的輸入端以接收經濾波後的第三電壓訊號V3。電晶體T6可適用以作為圖6的第三緩衝器460、圖7的第三緩衝器560以及圖8的第三緩衝器660。

在本實施例中，電晶體T5、T6可被操作以在線性區中運行。

請參考圖11，圖11是依據本發明一實施例所繪示的第二緩衝器的電路的示意圖。在本實施例中，第二緩衝器包括電晶體T7以及電流源IB4。電晶體T7是P型MOSFET。電晶體T7的源極端以及基極端耦接於驅動電壓VIN。電晶體T7的閘極端作為第二緩衝器的輸入端以接收第二電壓訊號V2。電晶體T5的汲極端作為第一緩衝器的輸出端以輸出輸出電壓訊號VOUT。圖11所示的第二緩衝器可適用於圖1的第二緩衝器130、圖2的第二緩衝器230、圖5的第二緩衝器330、圖6的第二緩衝器430、圖7的第二緩衝器530以及圖8的第二緩衝器630。

請參考圖12，圖12是依據本發明一實施例所繪示的輔助誤差放大器的電路的示意圖。在本實施例中，輔助誤差放大器包括電晶體T8~T11以及電流源IB5。電晶體T8、T9分別為P型MOSFET。電晶體T10、T11分別為N型MOSFET。電晶體T8的源極端耦接於驅動電壓VIN。電晶體T8的閘極端耦接於電晶體T8的汲極端。電晶體T9的源極端耦接於驅動電壓VIN。電晶體T9的閘極端耦接於電晶體T8的閘極端。電晶體T9的汲極端被作為輔助誤差放大器的輸出端。電晶體T10的汲極端耦接於電晶體T8的汲極端。電晶體T10的閘極端作為輔助誤差放大器的非反相輸入端。電晶體T11的汲極端耦接於電晶體T9的汲極端。電晶體T11的閘極端作為輔助誤差放大器的反相輸入端。電晶體T11的源極端耦接於電晶體T10的源極端。電流源IB5耦接於電晶體T10、T11的源極端與參考低電壓之間。圖12所示的輔助誤差放大器可適用以作為圖6的輔助誤差放大器440、圖7的輔助誤差放大器540以及圖8的輔助誤差放大器640。圖12的電路尺寸例如大約為圖9的電路尺寸的十分之一。

在一些實施例中，部分的多個電流源（如電流源IB1~IB5）在具有相同的設計的情況下是可以被共用的。以圖5以及圖9為例，如果電流源IB1、IB3具有相同的設計，則電晶體M1的第一端可以耦接到電流源IB3。因此，電流源IB1可以被省略。

綜上所述，基於所述多個主零點補償迴路的配置，本發明的電壓調節器能夠針對不同的多個負載需求提供不同的多個零點補償，從而使電壓調節器在遭遇不同的負載需求的情況下維持穩定性。此外，電壓調節器能夠反應於負載端的高頻變動來提供瞬態響應。

雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。

100、200、300、400、500、600:電壓調節器 110、210、310、410、510、610:主誤差放大器 120、220、320、420、520、620:第一緩衝器 130、230、330、430、530、630:第二緩衝器 440、540、640:輔助誤差放大器 450、550、650:高通濾波器 460、560、660:第三緩衝器 BW1、BW2:單位增益帶寬 C1、C2:電容器 CA:輔助電容器 CO1:主誤差放大器的輸出等效電容值 CO2:第一緩衝器的輸出等效電容值 CO3:第二緩衝器的輸出等效電容值 CV1、CV2:曲線 CX:電容器 D:分壓節點 f:頻率 FB:回饋電壓訊號 IB1、IB2、IB3、IB4、IB5:電流源 LG:環路增益 M1、M2:電晶體 PM、PM1、PM2:相位裕度 RD1、RD2:可變電阻器 T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10、T11:電晶體 V1:第一電壓訊號 V2:第二電壓訊號 V3:第三電壓訊號 V3’:補償訊號 VB、VB1、VB2:偏壓電壓 VIN:驅動電壓 VOUT:輸出電壓訊號 VREF:參考電壓訊號 R1、R2:電阻值產生電路 RA:輔助電阻值產生電路 RO1:主誤差放大器的輸出等效電阻值 RO2:第一緩衝器的輸出等效電阻值 RO3:第二緩衝器的輸出等效電阻值 RX:電阻器 Wp1、Wp2、Wp3:極點 Wz1、Wz 2:零點 Z1~ZN:主零點補償迴路 ZA:輔助零點補償迴路

圖1是依據本發明第一實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。圖2是依據本發明第二實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。圖3是依據本發明一實施例所繪示的環路增益傳遞函數圖。圖4是依據本發明一實施例所繪示的波特圖（Bode plot）。圖5是依據本發明第三實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。圖6是依據本發明第四實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。圖7是依據本發明第五實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。圖8是依據本發明第六實施例所繪示的電壓調節器的示意圖。圖9是依據本發明一實施例所繪示的主誤差放大器的電路的示意圖。圖10是依據本發明一實施例所繪示的第一緩衝器以及第三緩衝器的電路的示意圖。圖11是依據本發明一實施例所繪示的第二緩衝器的電路的示意圖。圖12是依據本發明一實施例所繪示的輔助誤差放大器的電路的示意圖。

100:電壓調節器

110:主誤差放大器

120:第一緩衝器

130:第二緩衝器

D:分壓節點

FB:回饋電壓訊號

RD1、RD2:可變電阻器

V1:第一電壓訊號

V2:第二電壓訊號

VOUT:輸出電壓訊號

VREF:參考電壓訊號

Z1~ZN:主零點補償迴路

Claims

一種電壓調節器，包括：一主誤差放大器，經配置以依據一參考電壓訊號以及一回饋電壓訊號產生一第一電壓訊號，並透過該主誤差放大器的輸出端輸出該第一電壓訊號；一第一緩衝器，耦接於該主誤差放大器的輸出端，經配置以接收該第一電壓訊號，依據該第一電壓訊號以提供一第二電壓訊號，並在該第一緩衝器的輸出端輸出該第二電壓訊號；一第二緩衝器，耦接於該第一緩衝器的輸出端，經配置以接收該第二電壓訊號，並依據該第二電壓訊號以提供該輸出電壓訊號；以及多個主零點補償迴路，分別耦接於該主誤差放大器的輸出端與該第一緩衝器的輸出端之間，經配置以提供不同的多個零點補償。
如請求項1所述的電壓調節器，還包括：一第一可變電阻器，耦接於該第二緩衝器的輸出端與一分壓節點之間；以及一第二可變電阻器，耦接於該分壓節點與一參考低電壓之間，其中該主誤差放大器的非反相輸入端接收該參考電壓訊號，該主誤差放大器的反相輸入端耦接於該分壓節點以接收該回饋電壓訊號。
如請求項1所述的電壓調節器，其中：該些主零點補償迴路當中的一第一主零點補償迴路包括：一第一電容器，經配置以提供一第一電容值；以及一第一電阻值產生電路，與該第一電容器串聯耦接，經配置以提供一第一電阻值，並且該些主零點補償迴路當中的一第二主零點補償迴路包括：一第二電容器，經配置以提供一第二電容值；以及一第二電阻值產生電路，與該第二電容器串聯耦接，經配置以提供一第二電阻值。
如請求項3所述的電壓調節器，其中該第一電容值與該第一電阻值的一第一乘積不同於該第二電容值與該第二電阻值的一第二乘積。
如請求項4所述的電壓調節器，其中：該第一乘積被用以決定一第一零點，並且該第二乘積被用以決定一第二零點。
如請求項3所述的電壓調節器，其中該第一電阻值產生電路為一電阻器。
如請求項3所述的電壓調節器，其中該第一電阻值產生電路包括：一電晶體，與該第一電容器串聯耦接於該主誤差放大器的輸出端與該第一緩衝器的輸出端之間。
如請求項7所述的電壓調節器，其中：該電晶體的第一端耦接於該第一電容器的第一端，該電晶體的第二端作為該第一主零點補償迴路的一端，該電晶體的控制端接收一偏壓電壓，並且該第一電容器的第二端作為該第一主零點補償迴路的另一端。
如請求項7所述的電壓調節器，其中該第一電阻值產生電路還包括：一電流源，耦接於該電晶體的第一端與該參考低電壓之間。
如請求項3所述的電壓調節器，其中該電壓調節器還利用該參考電壓訊號以及該回饋電壓訊號提供一補償訊號，並利用該補償訊號對該第二訊號進行補償。
如請求項10所述的電壓調節器，還包括：一輔助誤差放大器，依據該參考電壓訊號以及該回饋電壓訊號產生一第三電壓訊號，並透過該輔助誤差放大器的輸出端輸出該第三電壓訊號；一高通濾波器，耦接於該輔助誤差放大器的輸出端與該第三緩衝器的輸入端之間，經配置以對該第三電壓訊號進行濾波操作已保留該第三電壓訊號的高頻成分；以及一第三緩衝器，耦接於該高通濾波器與該第一緩衝器的輸出端，經配置以反應於該第三電壓訊號的高頻成分提供該補償訊號。
如請求項11所述的電壓調節器，還包括：一輔助零點補償迴路，與該第三緩衝器並聯耦接，經配置以提供對該補償訊號的一零點補償。
如請求項12所述的電壓調節器，其中該輔助零點補償迴路包括：一輔助電容器，經配置以提供一輔助電容值；以及一輔助電阻值產生電路，與該輔助電容器串聯耦接，經配置以提供一輔助電阻值。
如請求項12所述的電壓調節器，其中：該輔助電容值與該輔助電阻值的乘積小於該第一電容值與該第一電阻值的一第一乘積，並且該輔助電容值與該輔助電阻值的乘積小於該第二電容值與該第預電阻值的一第二乘積，