TW201724816A - 具牽引效應補償機制的發射器 - Google Patents

具牽引效應補償機制的發射器 Download PDF

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Abstract

一種具牽引效應補償機制的發射器，其包含輸出單元以及校正單元。輸出單元根據震盪訊號對第一校正訊號以及第二校正訊號進行混頻以產生調變訊號，並放大調變訊號，以產生第一輸出訊號。校正單元分析第一輸出訊號的功率，以產生第一係數與第二係數，並根據第一係數、第二係數、同相資料訊號與正交資料訊號產生第一校正訊號與第二校正訊號。

Description

具牽引效應補償機制的發射器
本案是有關於一種發射器，且特別是有關於具有消除牽引效應的機制的發射器與其消除方法。
在各種無線通訊系統中，發射器可藉由震盪器所產生的震盪訊號進行頻率調變，以產生適合無線通訊的射頻訊號。然而，隨著發射器的尺寸越來越小，此射頻訊號可能會耦合回震盪器，造成震盪器的震盪訊號產生相位誤差，降低發射器的整體效能。上述現象一般稱為牽引現象(pulling effect)。
在一些技術中，消除牽引現象的校正機制設置於混頻器後。如此，校正機制所需要的頻寬較高，造成發射器的成本與設計複雜度增加。在另一些技術中，消除牽引現象的校正電路設置於鎖相迴路中。如此，可能會引入不必要相位雜訊，降低發射器的整體效能。
本案的一態樣係於提供一種發射器。發射器包含輸出單元以及校正單元。輸出單元根據震盪訊號對第一校正訊 號以及第二校正訊號進行混頻以產生調變訊號，並放大調變訊號，以產生第一輸出訊號。校正單元分析第一輸出訊號的功率，以產生第一係數與第二係數，並根據第一係數、第二係數、同相資料訊號與正交資料訊號產生第一校正訊號以及第二校正訊號。
綜上所述，本案所提供的發射器即時地偵測輸出訊號的功率，以產生校正訊號來消除因牽引效應產生的誤差。如此一來，發射器的系統效能與傳輸訊號的精準度得以改善。
100、200‧‧‧發射器
110、112‧‧‧數位類比轉換器
120、122‧‧‧低通濾波器
130‧‧‧壓控震盪器
140‧‧‧本地震盪訊號產生器
150、152‧‧‧混頻器
154‧‧‧加法器
160‧‧‧功率放大器
170‧‧‧天線
SDBB‧‧‧基頻訊號
SABB‧‧‧類比訊號
SVCO‧‧‧震盪訊號
SLO、SILO、SQLO‧‧‧本地震盪訊號
SVM、SVM1~SVM3‧‧‧調變訊號
SVO、SVO1、SVO2‧‧‧輸出訊號
I(t)、I[n]‧‧‧同相資料訊號
Q(t)、Q[n]‧‧‧正交資料訊號
C1、C2‧‧‧係數
I’(t)、Q’(t)‧‧‧校正訊號
I’[n]、Q’[n]‧‧‧校正訊號
220‧‧‧校正單元
240‧‧‧輸出單元
SDC1‧‧‧數位碼
222‧‧‧回授控制電路
224‧‧‧計算電路
224A‧‧‧相位校正電路
400、500‧‧‧相位校正電路
224B‧‧‧校正訊號產生電路
222A‧‧‧衰減器
222B‧‧‧自混頻器
222C‧‧‧放大器
222D‧‧‧類比數位轉換器
100A‧‧‧校正矩陣
θ(t)‧‧‧相位誤差
ω LO(t)‧‧‧角頻率
φ[n]‧‧‧預先相位校正訊號
I2[n]、Q2[n]‧‧‧運算值
I[n]Q[n]‧‧‧運算值
I2[n]-Q2[n]‧‧‧運算值
C1*(I2[n]-Q2[n])‧‧‧運算值
2C2*(I2[n]-Q2[n])‧‧‧運算值
501、502‧‧‧有限脈衝濾波器
222E‧‧‧校正電路
223‧‧‧訊號功率偵測器
225‧‧‧調整電路
SVD、SVD’‧‧‧偵測訊號
SVA‧‧‧調整訊號
300‧‧‧方法
S301~S309‧‧‧步驟
401~405‧‧‧乘法器
406‧‧‧減法器
407‧‧‧加法器
第1A圖為根據本案提出之發射器的一實施例的示意圖；第1B圖為第1A圖所示的發射器發生牽引現象時在時域下的數學等效模型示意圖；第1C圖為根據本案之一實施例所繪示一種抑制牽引現象的校正矩陣的數學等效模型示意圖；第2圖為根據本案提出之發射器的另一實施例的的示意圖；第3圖為根據本案之一實施例所繪示的調整係數C1~C2的調整方法的流程圖；第4圖為第2圖中的相位校正電路的一實施例的示意圖；以及第5圖為第2圖中的相位校正電路的另一實施例的示意圖。
本文中所使用的『訊號A(t)』指類比形式的連續訊號，『訊號A[n]』指數位形式的離散訊號，並對應至訊號A(t)。例如訊號A[n]可透過數位類比轉換器轉換至對應的訊號A(t)。同理，於另一些實施例中，訊號A(t)可透過類比數位轉換器轉換至對應的訊號A[n]。
第1A圖為根據本案提出之發射器一實施例的示意圖。
數位類比轉換器110接收基頻訊號SDBB，並根據基頻訊號SDBB產生對應的類比訊號SABB。低通濾波器120移除類比訊號SABB上因數位類比轉換所造成的鏡像。壓控震盪器130產生具有頻率fVCO的震盪訊號SVCO至本地震盪訊號產生器140。本地震盪訊號產生器140可據此對震盪訊號SVCO進行除頻，以產生具有本地頻率fLO的本地震盪訊號SLO至混頻器150。混頻器150可根據本地震盪訊號SLO對經濾波後的類比訊號SABB進行升頻，以輸出調變訊號SVM。功率放大器160放大調變訊號SVM的功率而產生輸出訊號SVO。天線170對外發射輸出訊號SVO。其中，上述的輸出訊號SVO在時域上可表示為下式(1)：SVO=GABB(t)cos(ωLOt+θBB(t)+σ)…(1)。
在式(1)中，G為發射器100的整體增益，SABB(t)為類比訊號SABB的振幅，ω LO為對應本地頻率fLO的角頻率，θ BB(t)為類比訊號SABB的相位，且σ為基頻訊號SDBB在通過 發射器100時所引入的額外相位。
當壓控震盪器130發生牽引(pulling)現象時，輸出訊號SVO可修正為下式(2)：SVO=GABB(t)cos(ωLOt+θBB(t)+σ+θ(t))…(2)。
其中，θ(t)為牽引現象所引入的相位誤差。若假設式(2)中額外相位σ為0，且發射器100的增益G=1，可將輸出訊號SVO進一步簡化為下式(3)：SVO=ABB(t)cos(ωLOt+θBB(t)+θ(t))…(3)。
展開式(3)可得到下式(4)：SVO=[ABB(t)cos(θBB(t))cos(θ(t))cos(ωLOt)]+[ABB(t)sin(θBB(t))cos(θ(t))(-sin(ωLOt)]+[ABB(t)cos(θBB(t))sin(θ(t))(-sin(ωLOt)]-[ABB(t)sin(θBB(t))sin(θ(t))(cos(ωLOt)]=[I(t)cos(θ(t))cos(ωLOt)+Q(t)cos(θ(t))(-sin(ωLOt))]+[I(t)sin(θ(t))(-sin(ωLOt)-Q(t)sin(θ(t))(cos(ωLOt))]…(4)。
其中，I(t)=SABB(t)cos(θ BB(t))，且I(t)為對應於基頻訊號SDBB的同相(in-phase)資料訊號。Q(t)=SABB(t)sin(θ BB(t))，且Q(t)為對應於基頻訊號SDBB的正交(quadrature)資料訊號。
第1B圖為發射器100發生牽引現象時在時域下的數學等效模型示意圖。
第1C圖為根據本案之一實施例所繪示一種抑制牽引現象的校正矩陣的數學等效模型示意圖。藉由第1B圖所示的數學等效模型，本案提出一種抑制牽引現象的校正方法， 說明如下。
於一些實施例中，在基頻訊號SABB被混頻前，可利用第1C圖所示的校正矩陣100A對基頻訊號SABB進行校正，以消除牽引現象所引入的相位誤差θ(t)。根據第1B圖與第1C圖分別示出的數學等效模型，可得知同相資料訊號I(t)與正交資料訊號Q(t)滿足式(5)：
根據式(5)透過校正矩陣100A對基頻訊號SABB預先進行運算，可消除牽引現象所引入的相位誤差θ(t)。
若將式(5)以複變函數形式表示如式(6)：I'(t)+jQ'(t)=[I(t)+Q(t)]e[-jθ(t)]=[I(t)+Q(t)][α(t)+jβ(t)]…(6)。其中，I’(t)+jQ’(t)為經過校正矩陣100A運算後的校正訊號，且相位校正訊號α(t)為cos(θ(t))，相位校正訊號β(t)為-sin(θ(t))。等效而言，藉由校正矩陣100A對基頻訊號SABB預先進行運算，可產生預先相位校正訊號φ(t)，且φ(t)=-θ(t)。如此一來，在校正訊號I’(t)+jQ’(t)經過混頻器150進行混頻時，預先相位校正訊號φ(t)便可與相位誤差θ(t)互相抵消，進而消除牽引現象造成的影響。
參照相關技術文件(Pulling Mitigation in Wireless Transmitter IEEE JSSC vol.49,NO.9,Sep.2014.)的相關內容與圖3，相位誤差θ(t)與基頻訊號SDBB有關，其中基頻訊號SDBB對應的類比訊號SABB可由同相資料訊號I(t)與正交資料訊號Q(t)疊加而成，即SABB=I(t)+jQ(t)。根 據上述技術文件的圖3以及式(6)，可得知預先相位校正訊號φ(t)在座標轉換後可表示為下式(7)：φ[n]=C1(I2[N]-Q2[N])+C2(2I[n]Q[n])…(7)。
因此，本案下述各實施例可利用上式(7)中的係數C1與C2，以產生預先相位校正訊號φ[n]。如先前所述，由於φ(t)=-θ(t)，在決定預先相位校正訊號φ[n]後，便可利用校正矩陣100A產生校正訊號I’(t)+jQ’(t)至發射器100，以消除牽引現象造成的影響。
以下段落將提出各個實施例，來說明上述式(7)的應用。如先前所述，第1圖中的實施例以複數域的概念呈現。為具體說明，下述實施例將以時域或頻域的概念呈現。
第2圖為根據本案之一實施例所繪示的一種發射器的示意圖。為易於理解，第2圖中與第1圖類似的元件將使用相同的元件編號。
如第2圖所示，發射器200包含了校正單元220與輸出單元240，其中輸出單元240包含數位類比轉換器110與112、低通濾波器120與122、壓控震盪器130、本地震盪訊號產生器140、混頻器150與152、加法器154、功率放大器160與天線170。
數位類比轉換器110根據校正訊號I’[n]產生校正訊號I’(t)。低通濾波器120移除校正訊號I’(t)上因數位類比轉換所造成的鏡像。混頻器150根據本地震盪訊號SILO對濾波後的校正訊號I’(t)升頻，以輸出調變訊號SVM1。
數位類比轉換器112根據校正訊號Q’[n]產生校 正訊號Q’(t)。低通濾波器122移除校正訊號Q’(t)上的鏡像。混頻器152根據本地震盪訊號SQLO對濾波後的校正訊號Q’(t)升頻，以輸出調變訊號SVM2。加法器154相加調變訊號SVM1與調變訊號SVM2，以產生調變訊號SVM3。功率放大器160放大調變訊號SVM3以產生輸出訊號SVO1，並經由天線170對外發射輸出訊號SVO1。
於一些實施例中，校正單元220包含回授控制電路222以及計算電路224。回授控制電路222分析輸出訊號SVO1以產生數位碼SDC1，並根據數位碼SDC1產生前述式(7)中的係數C1與係數C2。計算電路224可根據係數C1與係數C2、同相資料訊號I[n]與正交資料訊號Q[n]產生校正訊號I’[n]以及校正訊號Q’[n]至輸出單元240。
回授控制電路222包含衰減器222A、自混頻器222B、放大器222C、類比數位轉換器222D以及校正電路222E。
衰減器222A降低輸出訊號SVO1的功率，以產生輸出訊號SVO2至自混頻器222B。如此，可避免自混頻器222B與其後方電路直接接收於大功率的輸出訊號SVO1，以增加電路可靠度。於一些實施例中，衰減器222A可由至少一耦合電容實現。自混頻器222B根據輸出訊號SVO2調變輸出訊號SVO2，以產生偵測訊號SVD。於一些實施例中，自混頻器222B可用包含交叉耦接(cross-coupled)輸入電晶體對的混頻電路實現。
於另一些實施例中，若功率放大器160的增益較低，輸出訊號SVO1可直接輸入至自混頻器222B。於此例中， 自混頻器222B對輸出訊號SVO1自我混頻，以產生偵測訊號SVD。上述僅為示例，本領域通常技術者可視實際應用調整衰減器222A與自混頻器222B的設置方式。
放大器222C放大偵測訊號SVD，以產生偵測訊號SVD’。於一些實施例中，放大器222C為具有固定增益的放大器電路。於另一些實施例中，放大器222C為具有可調增益的放大器電路。類比數位轉換器222D根據偵測訊號SVD’產生數位碼SDC1。校正電路222E根據數位碼SDC1產生前述的係數C1以及係數C2。
請參照第1圖以及前述提及的相關技術文件的圖8及其相關內文，發射器100的輸出訊號SVO的頻率為fLO+fM，其中fM為類比訊號SABB的頻率(例如為正交資料訊號Q(t)或同相資料訊號I(t)的頻率)。當受到牽引現象影響時，發射器100的輸出端會出現兩個主要雜訊，其頻率分別為fLO+3fM以及fLO-fM。換句話說，輸出訊號SVO1主要包含頻率為fLO+fM、fLO+3fM以及fLO-fM的多個訊號。根據上述內容，偵測訊號SVD至少包含具有頻率為2fM以及4fM的多個訊號成分。換句話說，於一些實施例中，上述偵測訊號SVD中的訊號成分的頻率約為正交資料訊號Q(t)或同相資料訊號I(t)的頻率的兩倍或四倍。據此，經由類比數位轉換器222D產生的數位碼SDC1至少包含具有頻率為2fM以及4fM的多個訊號成分。因此，可藉由具有頻率2fM以及4fM的多個訊號成分來反映牽引現象所引入的雜訊影響。
於一些實施例中，校正電路222E包含訊號功率偵 測器223與調整電路225。訊號功率偵測器223偵測數位碼SDC1中具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率，以產生調整訊號SVA。調整電路225根據調整訊號SVA調整係數C1~C2，並輸出至計算電路224。於另一些實施例中，由於具有頻率4fM的訊號成分的頻率過高，相對於具有頻率2fM的訊號成分，具有頻率4fM的訊號成分於傳輸時會受到較大的衰減。因此，於此實施例中，訊號功率偵測器223可僅偵測數位碼SDC1中具有頻率2fM的訊號成分的功率，以產生調整訊號SVA。
藉由上述回授控制方式，係數C1~C2可經調整以降低輸出訊號SVO1中具有頻率fLO+3fM或fLO-fM的多個雜訊訊號成分的功率。等效而言，發射器200受到牽引效應的影響得以降低。
第3圖為根據本案之一實施例所繪示的調整係數C1~C2的調整方法的流程圖。於一些實施例中，調整電路225可由數位電路實現。於另一些實施例中，該數位電路可包含處理單元，執行第3圖中的方法300，以產生係數C1~C2。該處理單元可由調整訊號SVA獲得具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率。
於一些實施例中，藉由比較先前連續兩次所偵測到具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率，可輪流調整係數C1~C2。於第3圖中，E(n)表示為具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率，n為調整次數。於步驟S301中，讓係數C1~C2的調整方向皆為增加，亦即將SIGN_C1與SIGN_C2設置為1，其中SIGN_C1與SIGN_C2分別表示係數C1與C2的調整方向。 於步驟S302中，確認前三次所量測到的具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率(即E(n-3))是否低於前兩次所量測到的具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率(即E(n-2))。若是，則執行步驟S303。反之，則執行步驟S304。
於步驟S303，將係數C1的調整方向重設為減少，亦即將SIGN_C1設置為-SIGN_C1。如先前所述，係數C1~C2被調整以降低輸出訊號SVO1中具有頻率fLO+3fM或fLO-fM的多個訊號成分的功率。因此，舉例而言，當功率E(n-3)低於功率E(n-2)時，表示係數C1~C2的調整方向出現錯誤。因此，可先調整係數C1~C2之一者，以更正係數C1~C2的調整方向。或者，當功率E(n-3)高於功率E(n-2)時，表示係數C1~C2的調整方向正確。
於步驟S304中，產生係數C1(n)，其中C1(n)=C1(n-2)+SIGN_C1*STEP_C1。於上式中，C1(n-2)為係數C1於前2次時刻的數值，且STEP_C1為係數C1的預定調整值。舉例而言，當係數C1~C2的調整方向出現錯誤時，可讓係數C1改為減少預定調整值STEP_C1，以產生新的係數C1。或者，當係數C1~C2的調整方向正確時，可讓係數C1繼續增加預定調整值STEP_C1，以產生新的係數C1。
於步驟S305，輸出新的係數C1(n)並保持係數C2，並增加調整次數n，亦即n=n+1。於步驟S306，確認前三次所量測到的具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率(即E(n-3))是否低於前兩次所量測到的具有頻率2fM或4fM的訊號成分的功率(即E(n-2))。若是，則執行步驟S307。反之，則執 行步驟S308。於步驟S307，將係數C2的調整方向重設為減少，亦即將SIGN_C2設置為-SIGN_C2。於步驟S308中，產生係數C2(n)，其中C2(n)=C2(n-2)+SIGN_C2*STEP_C2。於上式中，C2(n-2)為係數C2於前兩次調整時的數值，且STEP_C2為係數C2的預定調整值。
在係數C1(n)調整後，可經由相同作法確認係數C2的調整方向是否出現錯誤，並在確認係數C2的調整方向後輸出係數C2(n)。步驟S306~S308的操作與步驟S302~S304的操作類似，故於此不再贅述。
於步驟S309，確認調整次數n是否超出臨界值。若是，則結束調整，並輸出係數C1~C2。若否，則重複執行步驟S302，以進一步調整係數C1~C2至更佳值。藉由設置步驟S309，可讓發射器200的操作效率得以維持。
上述調整係數C1~C2的方式僅為示例。各種可調整係數C1~C2的設置方式應當視為本案所涵蓋的範圍之內。
繼續參照第2圖，計算電路224包含相位校正電路224A與校正訊號產生電路224B。相位校正電路224A根據係數C1~C2、同相資料訊號I[n]以及正交資料訊號Q[n]產生前述的預先相位校正訊號φ[n]。校正訊號產生電路224B根據預先相位校正訊號φ[n]、同相資料訊號I[n]以及正交資料訊號Q[n]產生的校正訊號I’[n]以及Q’[n]至數位類比轉換器110與112。於一些實施例中，校正訊號產生電路224B為利用可執行第1C圖所示的校正矩陣100A的數位電路實現。換句話說，校 正訊號產生電路224B可根據預先相位校正訊號φ[n]產生相位誤差θ(t)，並進行前述式(5)的運算，以產生校正信號I’(t)以及Q’(t)。
第4圖為第2圖中的相位校正電路之一實施例的示意圖。如第4圖所示，於此例中，相位校正電路400包含乘法器401~405、減法器406以及加法器407。於一些實施例中，相位校正電路400可適用於窄頻的應用中。
乘法器401平方相乘同相資料訊號I[n]，以產生運算值I2[n]。乘法器402平方相乘正交資料訊號Q[n]，以產生運算值Q2[n]。乘法器403相乘同相資料訊號I[n]以及正交資料訊號Q[n]，以產生運算值I[n]Q[n]。減法器406相減運算值I2[n]與Q2[n]，以產生運算值I2[n]-Q2[n]。乘法器404相乘係數C1與運算值I2[n]-Q2[n]，以產生運算值C1*(I2[n]-Q2[n])。乘法器405相乘兩倍的係數C2與運算值I[n]Q[n]，以產生運算值2C2(I[n]Q[n])。加法器407相加運算值C1(I2[n]-Q2[n])以及運算值2C2*(I[n]Q[n])，以產生預先相位校正訊號φ[n]。等效而言，相位校正電路400可據此產生前述式(7)中的預先相位校正訊號φ[n]，並將其傳送至輸出單元240中以消除牽引效應的影響。
第5圖為相位校正電路之另一實施例的示意圖。為易於理解，第5圖中與第4圖類似的元件將採用相同元件編號。相較於第4圖的實施例，相位校正電路500可適用於寬頻的應用中。
如第5圖所示，於此例中，相位校正電路500包含 乘法器401~403、減法器406、加法器407以及有限脈衝濾波器501~502。於第5圖中的乘法器401~403、減法器406以及加法器407的操作相同於第4圖的實施例，故於此不再贅述。
於一些實施例中，有限脈衝濾波器501~502可藉由設計其每一階(TAP)的係數來產生所需的運算值。舉例而言，在發射器200欲被校正的頻寬內，可依序輸入N個頻率為fi的測試訊號至發射器200，其中i為1,2,...,N，N為一正整數。訊號功率偵測器223可據此偵測具有頻率2fi或4fi的訊號成分的功率。同時，經由前述方法300調整係數C1~C2，以讓具有頻率2fi或4fi的訊號成分的功率降低。當具有頻率2fi或4fi的訊號成分的功率降到最低時，儲存當下的係數C1~C2為濾波係數C1,i以及C2,i。在取得N組的係數C1,i以及C2,i後，可對C1,i~C1,N及其各自的共軛數進行逆傅立葉轉換。如此，可根據運算後的結果的實部取得有限脈衝濾波器501的N階的各個係數。同理，可對2C2,i~2C2,N及其各自的共軛數進行逆傅立葉轉換。如此，可根據運算後的結果的實部取得有限脈衝濾波器502的N階的各個係數。等效而言，當前述的運算值I2[n]-Q2[n]以及運算值I[n]Q[n]經過有限脈衝濾波器501~502時，有限脈衝濾波器501~502可據此輸出相應的運算值至加法器407，以產生預先相位校正訊號φ[n]。
綜上所述，本案所提供的發射器即時地偵測輸出訊號的功率，以產生校正訊號來消除因牽引效應產生的誤差。如此一來，發射器的系統效能與傳輸訊號的精準度得以改善。
雖然本案已以實施方式揭露如上，然其並非限定本案，任何熟習此技藝者，在不脫離本案之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本案之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
200‧‧‧發射器
110、112‧‧‧數位類比轉換器
120、122‧‧‧低通濾波器
130‧‧‧壓控震盪器
140‧‧‧本地震盪訊號產生器
150、152‧‧‧混頻器
154‧‧‧加法器
160‧‧‧功率放大器
170‧‧‧天線
SVCO‧‧‧震盪訊號
SILO、SQLO‧‧‧本地震盪訊號
SVM1~SVM3‧‧‧調變訊號
SVO1、SVO2‧‧‧輸出訊號
φ[n]‧‧‧預先相位校正訊號
I[n]‧‧‧同相資料訊號
Q[n]‧‧‧正交資料訊號
I’(t)、Q’(t)‧‧‧校正訊號
I’[n]、Q’[n]‧‧‧校正訊號
220‧‧‧校正單元
240‧‧‧輸出單元
SDC1‧‧‧數位碼
222‧‧‧回授控制電路
222A‧‧‧衰減器
222B‧‧‧自混頻器
222C‧‧‧放大器
222D‧‧‧類比數位轉換器
222E‧‧‧校正電路
224‧‧‧計算電路
224A‧‧‧相位校正電路
224B‧‧‧校正訊號產生電路
223‧‧‧訊號功率偵測器
225‧‧‧調整電路
SVD、SVD’‧‧‧偵測訊號
SVA‧‧‧調整訊號
C1、C2‧‧‧係數

Claims (10)

  1. 一種發射器，包含：一輸出單元，根據一震盪訊號對一校正訊號進行混頻以產生一調變訊號，並放大該調變訊號，以產生一第一輸出訊號；以及一校正單元，分析該第一輸出訊號的功率，以產生一第一係數與一第二係數，並根據該第一係數、該第二係數、一同相資料訊號與一正交資料訊號產生該第一校正訊號與該第二校正訊號。
  2. 如請求項1所述的發射器，其中該校正單元包含一回授控制電路，且該回授控制電路包含：一自混頻器，根據該第一輸出訊號調變該第一輸出訊號，以產生一偵測訊號；一放大器，放大該偵測訊號；一類比數位轉換器，根據放大後的該偵測訊號產生一數位碼；以及一校正電路，根據該數位碼產生該第一係數與該第二係數。
  3. 如請求項2所述的發射器，其中該校正電路包含：一訊號功率偵測器，根據該數位碼偵測一訊號成分的功率，以產生一調整訊號，其中該訊號成分的頻率為該同相資 料訊號或該正交資料訊號的頻率的兩倍或四倍；以及一調整電路，根據該調整訊號調整該第一係數與該第二係數，以降低該訊號成分的功率。
  4. 如請求項3所述的發射器，其中該調整電路根據該調整訊號獲得該訊號成分的功率，並依序調整該第一係數以及該第二係數。
  5. 如請求項4所述的發射器，其中該調整電路先前連續兩次所偵測的該訊號成分的功率輪流調整該第一係數以及該第二係數。
  6. 如請求項4所述的發射器，其中當該調整電路調整該第一係數與該第二係數的次數超出一臨界值時，該調整電路停止調整該第一係數與該第二係數。
  7. 如請求項2所述的發射器，其中該回授控制電路更包含：一衰減器，降低該第一輸出訊號的功率，以產生一第二輸出訊號至該自混頻器；其中該自混頻器更根據該第二輸出訊號產生該偵測訊號。
  8. 如請求項1所述的發射器，其中該校正單元更包含一計算電路，該計算電路包含： 一相位校正電路，根據該第一係數、該第二係數、該同相資料訊號以及該正交資料訊號產生一預先相位校正訊號；以及一校正訊號產生電路，根據該預先相位校正訊號、該同相資料訊號以及該正交資料訊號產生該第一校正訊號與該第二校正訊號。
  9. 如請求項8所述的發射器，其中該相位校正電路包含：一第一乘法器，平方相乘該同相資料訊號，以產生一第一運算值；一第二乘法器，平方相乘該正交資料訊號，以產生一第二運算值；一第三乘法器，相乘該同相資料訊號與該正交資料訊號，以產生一第三運算值；一減法器，相減該第一運算值與該第二運算值，以產生一第四運算值；一第四乘法器，相乘該第一係數與該第四運算值，以產生一第五運算值；一第一乘法器，相乘兩倍的該第二係數與該第三運算值，以產生一第六運算值；以及一加法器，相加該第五運算值與該第六運算值，以產生該預先相位校正訊號。
  10. 如請求項8所述的發射器，其中該相位校正 電路包含：一第一乘法器，平方相乘該同相資料訊號，以產生一第一運算值；一第二乘法器，平方相乘該正交資料訊號，以產生一第二運算值；一第三乘法器，相乘該同相資料訊號與該正交資料訊號，以產生一第三運算值；一減法器，相減該第一運算值與該第二運算值，以產生一第四運算值；一第一有限脈衝濾波器，接收該第四運算值，並輸出一第五運算值；一第二有限脈衝濾波器，接收該第三運算值，並輸出一第六運算值；以及一加法器，相加該第五運算值與該第六運算值，以產生該預先相位校正訊號。
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