TW201316679A - 單端至差動放大電路及方法 - Google Patents

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Abstract

一種用於單端至差動轉換之電路及方法，其中，單端至差動轉換之電路包含有一訊號源，用來提供一單端訊號；以及一變壓器，用來接收該單端訊號，該變壓器包含有相互耦合之一第一電感及一第二電感，其中當操作頻率改變，造成流過該第一電感及該第二電感的電流之相位差改變時，互耦作用可使該第一電感及該第二電感之有效阻抗之間的一相位差隨之改變，以維持大致為180度之相位差。本發明提供之單端至差動放大電路及方法符合成本效益、低前端損耗、低面積、易實現並可適用於現有系統。

Description

單端至差動放大電路及方法
本發明係指一種積體電路，尤指一種用於積體電路之單端至差動放大電路及方法。
在積體電路中，常需將單端訊號轉換為差動訊號。舉例而言，在一天線電路中，來自天線之訊號係為單端訊號，而該訊號隨即被轉換為一差動訊號。一般而言，可利用一差動放大器實現此種轉換，但差動放大器將使電路的面積及成本皆升高。
因此，如何改善習知電路，以達符合成本效益、低面積、易實現並可適用於現有系統，已成為業界所努力的目標之一。
有鑑於此，本發明提供一種單端至差動放大電路及方法。
本發明係揭露一種單端至差動放大電路，包含有一訊號源，用來提供一單端訊號；以及一變壓器，用來接收該單端訊號，該變壓器包含有相互耦合之一第一電感及一第二電感，其中當一操作頻率改變，造成流過該第一電感及該第二電感之電流的相位差改變時，該第一電感及該第二電感之有效阻抗之間的一相位差由於 互耦作用亦隨之改變，以維持一大致180度之相位差。
本發明係另揭露一種單端至差動放大方法，包含有提供一單端訊號；以及利用一變壓器接收該單端訊號，該變壓器包含有一第一電感及一第二電感，其中當一操作頻率改變，造成流過該第一電感及該第二電感之電流相位差亦改變時，該第一電感及該第二電感之有效阻抗之間的一相位差亦隨之改變，以維持大致為180度之相位差。
本發明提供之單端至差動放大電路及方法符合成本效益、低前端損耗、低面積、易實現並可適用於現有系統。
在說明書及後續的申請專利範圍當中使用了某些詞彙來指稱特定元件。所屬領域中具有通常知識者應可理解，製造商可能會用不同的名詞來稱呼同一個元件。本說明書及後續的申請專利範圍並不以名稱的差異來作為區分元件的方式，而是以元件在功能上的差異來作為區分的準則。在通篇說明書及後續的請求項當中所提及的「包括」和「包含」係為一開放式的用語，故應解釋成「包含但不限定於」。以外，「耦接」一詞在此係包含任何直接及間接的電氣連接手段。間接的電氣連接手段包括通過其他裝置進 行連接。本發明有關於積體電路，更具體地有關於應用在積體電路中的方大電路。下面描述本發明的幾個實施例，對於習知技術者而言，可以理解只要符合本發明的精神，可以對本發明所描述實施例均等變形以及修訂潤飾，皆在本發明的保護範圍之內，然不以所記載實施例為限。本發明的保護範圍以所附申請專利範圍為準。
請參考第1圖，第1圖為習知技術中用於高頻率(如大於1GHz)下進行單端至差動(single-end tO differential)轉換之一電路100的示意圖。電路100係用來接收由前端一訊號訊號源102(圖示標記為Vin)所提供的一單端訊號(圖示標記為in)，並將該單端訊號提供至一變壓器104。變壓器104包含有一輸入線圈105及一輸出線圈107。變壓器104可提供差動輸出訊號106a及106b(圖示標記為outp、outn)，其分別為一正訊號及一負訊號，且彼此之間具有一180度相位差。訊號106a及106b係分別耦接於電容108a及108b，而電容108a及108b係耦接於一放大器110。透過電阻112a及112b，可將一直流(Direct Current，DC)偏壓Vbias分別提供給放大器110之兩輸入端。由於變壓器104之輸出端所見輸入端具有不匹配的阻抗，電路100將對於輸出及輸入端之間的寄生電容極為敏感，故電路100不適用於高頻率(>1GHz)之應用。
第2圖為習知技術中，用於高頻單端至差動轉換之另一電路 200的示意圖。電路200之運作方式及架構與第1圖中電路100類似，因此沿用相同元件符號。在電路200中，訊號源102’提供一訊號至變壓器204，而變壓器204之輸出端有兩線圈207a、207b，以及一中央抽頭(center-tap)結構206位於兩者之間。中央抽頭結構206可提供該訊號至放大器110’作為偏壓。電路200及300兩者皆可將電流由單端側(輸入側)磁性耦接至差動輸出側。
第3圖為習知技術中，用於高頻單端至差動轉換之另一電路300的示意圖。電路300之運作方式及架構與第2圖中電路200類似，因此沿用相同元件符號。然而，不同於第2圖中電路200，電路300於前端包含有一單端放大器302，其包含有一第一電晶體304，第一電晶體304耦接於一電晶體306。電晶體306係耦接於變壓器204之輸入線圈105’，並同時耦接於一偏壓vbias。電晶體304及306形成一串疊式轉導(cascode transconductance)放大級，其可將電流輸出至變壓器204之線圈105’。
電路200及300顯示了良好的單端至差動轉換，在電路具有相同的寄生電容的情形下，其共模抑制比(common mode rejection ratio，CMRR)在4GHz頻率仍可保持良好的水平。模擬顯示電路200及300於低頻率時可達大於100dB之共模抑制比，然而此數據並不具代表性，由於各元件間隨機的不匹配情形皆會限制共模 抑制比低於60dB。然而，由於電路200及300中存在中央抽頭結構206，故在變壓器204之輸出側需增設一額外線圈207a，方能提供良好特性。因此，實際上需要的電路必須同樣提供良好的單端至差動轉換，且相較於現有電路具有同樣或更小的尺寸。
第4圖為根據本發明實施例一電路400之示意圖。電路400包含有一單晶片變壓器(on chip transformer)，具體可以實施為變壓器402，變壓器402包含有電感406及408。電感406及408包含有四個特定端口1-4，而一單端訊號可由端口1輸入至變壓器402。在本實施例中，相互具有180度相位偏移的差動輸出可經由端口1及端口2所產生，而端口3及端口4兩者皆連接至偏壓Vbias1。電感406及408之間的耦合係數為k，而兩者之間的互感(mutual inductance)則為M=k 。
同本領域技術人員所熟知，較高的共模抑制比有助改善單端至差動的轉換。據此，互感即為決定電路400之共模抑制比的主要因素。實測可顯示電路400具有相當寬的單端至差動轉換頻寬，並且不受結構中的寄生電容影響。
第5圖為對第4圖之電路400進行小訊號分析之示意圖。電感406及408係為相互耦合的電感，其耦合係數為k。電感406及408之阻抗分別為Z1及Z2，其線圈方向以點記號法表示。在沒有漏 電感的情形下，流入一個點記號的電流應由另一點記號處流出。
詳細而言，電流I流入至電感406之端口1，而電流I1係磁耦接於另一電感408。接著，根據電學定律，可知電流I應為電流I1、I2之和。電壓V1及V2則為負載(Zload)512兩端之差動輸出訊號。電感406之有效阻抗會造成電壓V1之相位偏移，而電感408之有效阻抗及圖中所示的磁耦接方向導致的電流相位偏移將會造成電壓V2產生相位偏移。電壓V1、V2之間的相位差即為電感406、408之有效阻抗的相位差及電流I1、I2的相位差之和。電感406之有效阻抗(一複數(complex)值)即定義為電壓V1除以電流I1，而電感408之有效阻抗(一複數值)定義為電壓V2除以電流I2。
如前所述，第5圖中之電感406及408為相互耦合且具有限品質因子(Q-factor)之兩電感，而兩者之間的共模抑制比(common mode rejection ratio，CMRR)可由下式而得：共模抑制比≡差模(differential-mode)增益/共模(Common-mode)增益。
小訊號分析顯示： v 1=Z 1 I 1-sMI 2 E1
v 1=(Z Load +Z 2)I 2-sMI 1 E2
v 2=Z 2 I 2-sMI 1 E3
其中s為拉氏轉換(Laplace domain)之複變量，而。由E1、E2式可知：
由電流分配可知：
其中Z x =Z load +Z 1+Z 2+2．sM，而輸出擺幅可由E1、E3式而得：
針對單端至差動運作，可設定Z1=Z2，重寫E7、E8式可得：
E9、E10及E11式係為本發明之通用衍生(derivative)，其中所有阻抗值皆可利用任何頻率下的複數阻抗值任意替換。假設放大器410級的輸入阻抗為R，而Z 1=Z 2=sL，M=kL，則可得：
由E14式可知，若耦合係數k=1時，共模抑制比將會無限大。
上述分析顯示出電路400之差動轉換僅與耦合因子k相關，因此可不受差動輸出的阻抗不匹配所影響。
當頻率接近0Hz時，電流I1、I2之間的相位偏移將接近90度，而電感406、408之間有效阻抗的相位偏移亦接近90度，因此電流(I)與阻抗(Z)相乘後，將造成差動電壓(V)具有180度之相位偏移，此為本發明與習知技術的關鍵差異。相較之下，在習知技術中，接近180度的相位偏移係完全透過相互磁耦合的電流所提供。在第4圖中，當電路400的操作頻率漸增，而電流I1、I2的相位差漸減時，電感406、408之有效阻抗的相位差由於互耦作用亦會漸增，因而可保持電壓中180度相位偏移。因此，根據本發明的差動輸出將可具有極寬的180度相位偏移頻寬(如大於10GHz)，進而確保良好的共模抑制比，以抑制偶次諧波(even order harmonics)。
第6圖為習知電路及本發明之電路在不同頻率下的共模抑制比之示意圖，其中曲線xfmr1對應於第1圖之電路100，曲線xfmr2對應於第2圖之電路200，而曲線xfmr3對應於第4圖之電路400。
共模抑制比(common-mode rejection ratio)≡差模增益/共模增益=2(outp-outn)/(outp+outn)
假設L=10nH，電阻R=1Ω，而有限的磁偶合係數K=0.95，則：
曲線xfmr1顯示電路100具有最差的共模抑制比及單端至差動轉換性能。電路100中輸出端所見到輸入端的的阻抗不平衡，故曲線xfmr1對於輸出與輸入之間的寄生電容極為敏感，因而限制電路100之曲線xfmr1在高頻率(>1GHz)的應用。
曲線xfmr2顯示了良好的單端至差動轉換，在電路具有相同的寄生電容的情形下，其共模抑制比在4GHz頻率下仍可保持良好的水平。模擬顯示低頻率時可達大於100dB之共模抑制比，然而 此數據並不具代表性，由於各元件間隨機的不匹配情形皆會限制共模抑制比低於60dB。
根據本發明之電路可在大範圍之頻寬下保有40dB的共模抑制比，且由於端口之間的寄生電容係處於差動模式下，故本發明之電路可不受寄生電容所影響。此外，橫跨輸出outp及outn的寄生電容亦不影響差動的平衡。
相較之下，電路100、200、400所需的晶圓(die)面積比為xfmr1：xfmr2：xfmr3=1：4：1。因此，本發明之電路將具有較佳的性能/晶圓面積比，而可透過不同實施例實現，如下所述。
舉例而言，第7圖為依據本發明實施例一電路700之示意圖。第4圖之電路400中的電流源可替換為單端放大器，用來提供一放大單端訊號至該變壓器，單端放大器例如一標準的單端串疊式轉導放大器702。放大器702包含有一電晶體704以及一第二電晶體708，電晶體704耦接於電壓訊號源701，以及第二電晶體708耦接於第一電晶體704及變壓器之間。本實施例中的變壓器可替換為一標準的對稱電感706，對稱電感706端口3及端口4係連接至電源，以作為差動輸出的共同參考偏壓。進一步地，可選擇性加入橫跨於輸出outp及outn之一電容712，其可提高電路的諧振阻抗，並增加轉換增益。
第8圖為依據本發明另一實施例之一電路800之示意圖。本實施例係以單晶片(on-chip)形式實現變壓器802。
因此，本發明之實施例揭露了用於單端至差動轉換之不同電路。在不同實施例電路中，變壓器之第一及第二電感係相互耦合，故當電路之操作頻率改變，造成電感電流之相位差改變時，此互耦作用將使第一、第二電感的有效阻抗間的相位差亦隨之改變，以維持大致180度的相位差。因此，相較於習知電路，本發明實施例可在一定的晶圓面積下，提供較低的前端損失及較小的裝置尺寸。除此之外，本發明之電路相對而言較不受變壓器輸出的寄生電容所影響。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
100、200、300、400、700、800‧‧‧單端至差動轉換電路
102、102’、701‧‧‧訊號源
104、204、402、802‧‧‧變壓器
105、107、207a、207b、406、408‧‧‧電感
706‧‧‧對稱電感
106a、106b、106a’、106b’、406a、406b‧‧‧差動輸出訊號
108a、108b、712‧‧‧電容
110、110’、702‧‧‧放大器
112a、112b‧‧‧電阻
206‧‧‧中央抽頭結構
302‧‧‧單端放大器
304、306、704、708‧‧‧電晶體
第1圖為習知技術中，用來進行高頻單端至差動轉換之一電路的示意圖。
第2圖為習知技術中，用來進行高頻單端至差動轉換之一電路的示意圖。
第3圖為習知技術中，用來進行高頻單端至差動轉換之一電路的示意圖。
第4圖為本發明一電路之示意圖。
第5圖為第4圖中電路的小訊號分析之示意圖。
第6圖為第1、2及4圖中的電路之共模抑制比之示意圖。
第7圖為本發明一電路之示意圖。
第8圖為本發明一電路之示意圖。
400‧‧‧單端至差動轉換電路
402‧‧‧變壓器
406、408‧‧‧電感
409a、409b‧‧‧電容
410‧‧‧放大器
412a、412b‧‧‧電阻
406a、406b‧‧‧差動輸出訊號

Claims (10)

  1. 一種單端至差動放大電路，包含有：一訊號源，用來提供一單端訊號；以及一變壓器，用來接收該單端訊號，該變壓器包含有相互耦合之一第一電感及一第二電感，其中當一操作頻率改變，造成流過該第一電感及該第二電感之電流的相位差改變時，互耦作用使該第一電感及該第二電感之有效阻抗之間的一相位差亦隨之改變，以維持一大致為180度之相位差。
  2. 如請求項1所述之單端至差動放大電路，其中該第一電感包含有一第一特定端口以及一第三特定端口，該第一特定端口耦接於該第一電感之一端，以及該第三特定端口耦接於該第一電感之另一端；該第二電感包含有一第二特定端口以及一第四特定端口，該第二特定端口耦接於該第二電感之一端以及該第四特定端口耦接於該第二電感之另一端；其中該單端訊號係輸入至該第一特定端口，而具有180度相位偏移之差動輸出係由該第一特定端口及該第二特定端口產生，其中該第三及第四特定端口係連接至一第一偏壓。
  3. 如請求項1所述之單端至差動放大電路，其中該變壓器包含有一對稱電感。
  4. 如請求項1所述之單端至差動放大電路，其中該變壓器包含有一單晶片變壓器。
  5. 如請求項1所述之單端至差動放大電路，另包含有一單端放大器，耦接於該訊號源及該變壓器之間，用來提供一放大單端訊號至該變壓器。
  6. 一種單端至差動放大方法，包含有：提供一單端訊號；以及利用一變壓器接收該單端訊號，該變壓器包含有一第一電感及一第二電感，其中當一操作頻率改變，造成流過該第一電感及該第二電感之電流相位差亦改變時，該第一電感及該第二電感之有效阻抗之間的一相位差亦隨之改變，以維持大致為180度之相位差。
  7. 如請求項6所述之單端至差動放大方法，其中該第一電感包含有一第一特定端口以及一第三特定端口，其中，該第一特定端口耦接於該第一電感之一端，以及該第三特定端口耦接於該第一電感之另一端；該第二電感包含有一第二特定端口以及一第四特定端口，其中，該第二特定端口耦接於該第二電感之一端，以及該第四特定端口，耦接於該第二電感之另一端；其中該單端訊號係輸入至該第一特定端口，而具有180度相位偏移之差動輸出 係由該第一特定端口及該第二特定端口產生，其中該第三及第四特定端口係連接至一第一偏壓。
  8. 如請求項6所述之單端至差動放大方法，其中該變壓器包含有一對稱電感。
  9. 如請求項6所述之單端至差動放大方法，其中該變壓器包含有一單晶片變壓器。
  10. 如請求項6所述之單端至差動放大方法，另包含在該變壓器接收該單端訊號之前，將該單端訊號放大。
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