SE518445C2 - Demodulator för manchester-kodade FM-signaler - Google Patents

Description

nun-v- u . 518 445 . - - . - . . - | | o : | nu 2 Ett skäl för system att använda Manchester-kodning är att minimera känsligheten för frekvensfel, vilka förorsakar att faserna vid symbolslutpunkterna systematiskt driver uppåt eller nedåt och ofta ej återgår till samma värde. Konventionella FM- system använder en frekvensdiskriminator för demodulering av den Manchester-kodade FM-signalen, en integrera-och-dumpa-krets och organ för invertering av andra hälften av symbolen för kom- binering med den första hälften av symbolen. Sådana system är utsatta för frekvensfel. Följaktligen är det önskvärt att utrusta ett system med ett organ för förbättring av frekvensfeltoleransen i syfte att övervinna många av de nackdelar som är associerad med konventionella system.

SUMMERING I enlighet med uppfinningen baseras ett demoduleringssystem pä uppförandet av fasen eller det komplexa vektorvärdet av en signal som är frekvensmodulerad med Manchester-kodade datasignaler.

I en aspekt av uppfinningen innefattar ett förfarande för demodulering av informationsdatabitar, vilka har konverterats till Manchester-kodade symboler och modulerar en signals frekvens för bildande av en ström av kodade symboler, steget mottagning av en signal innehållande en ström av Manchester-kodade symboler.

Den mottagna signalens fas samplas ett flertal gånger under varje symbol, de kodade symbolerna bestäms ur de fassampel som erhållits nära och de informationsbitpolariteter som representeras av de kodade symbolernas centra relativt ett flertal fasreferenser, varvid varje fasreferens svarar mot ett av fassamplen. I en annan aspekt av uppfinningen kan steget bestämning av bitpolariteten inkludera val av ett fassampel närmast mitten av varje symbol.

Förfarandet kan vidare inkludera steget härledning av fas- referensvärdena på basis av fassampel erhållna nära gränserna mellan symbolerna, t.ex. genom medelvärdesbildning. Medelvärdes- bildningen kan utföras genom separat medelvärdesbildning av cosinus och sinus för fassamplen. Härledningen av fasreferensvär- v ~ 1 v nu 518 445 ' " 3 dena baseras pä ett rörligt medelvärde av fassampel erhållna nära gränserna mellan symboler. I en annan aspekt inkluderar här- ledningssteget pálâggning av fassampel till en fasföljningsslinga för bestämning av fasreferensvärdena.

I ytterligare en aspekt inkluderar steget bestämning av bit- polaritet bestämning av tecknet av skillnaden mellan varje fassampel och dess motsvarande fasreferensvärde, beräknat modulo 2n. I ytterligare en aspekt inkluderar steget bestämning av bitpolaritet val av ett av ett flertal kvalitetsvärden, varvid varje kvalitetsvärde associeras med en motsvarande fasreferens.

Detta val kan inkludera jämförelse av vart och ett av kvalitets- vârdena och val av ett största värde. Kvalitetsvärdena som är associerade med fasreferenserna kan genereras genonlmedelvârdes- bildning av fassampel erhållna nära gränserna mellan symbolerna.

I en annan aspekt av uppfinningen erbjuds ett förfarande för demodulering av en signal souuâr frekvensmodulerad av Manchester- kodade informationsbitar, vilket förfarande inkluderar steget sampling av den modulerade signalens komplexa vektorvârde ett flertal gånger under varje Manchester-symbol.

I andra aspekter av uppfinningen erbjuds demodulatorer som är baserade pá fas- och komplexa vektor-värden av en frekvensmodule- rad signal.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNA Uppfinningen beskrivs mera i detalj nedan under hänvisning till de bifogade ritningarna, i vilka: Fig. 1(a)-1(c) visar vágformer associerade med ett Man- chester-kodat frekvensmodulerat radiosystem, Fig. 2 visar en konventionell mottagare för Manchester-kodad digital frekvensdemodulation, ~ ~ v : I » ~ ø ~ o o ; u « rn o u o o - c I 1 518 445 š*?fifëä:*2=* 4 Fig. 3 representerar en exemplifierande mottagare för Man- chester-kodad.digital demodulation.genom användning av medelfasvârden, Fig. 4(a)-4(d) är blockscheman som illustrerar exemplifierande fasmedelvârdesbildare, Fig. 5(a)-5(b) och 5(c) visar detaljer av en exemplifierande referensvektormedelvärdesbildningsprocedur i enlighet med föreliggande uppfinning, samt Fig. 6 är ett blockschema av en mottagare för Manchester- kodad digital demodulation genom användning av kom- plexa vektorvärden.

DETALJERAD BESKRIVNING Fig. 1(a)-1(c) visar vägformer som i typfallet påträffas i ett Manchester-kodat frekvensmodulerat radiosystem. Den vågform som visas i fig. 1(a) representerar en informationsbitström före Manchester-kodning, och den vägform som visas i fig. l(b) visar den kodade vágformen (a). Signalövergàngarna i. fig. l(b) är rundade för att underlätta begränsningen av det utsända spektru- met. Vägformen i fig. l(b) pàläggs en frekvensmodulator i sändaren, och fasen för den modulerade radiofrekventa bärvàgen följer samma vágform, såsom framgår av fig. 1(c). Det inses att den momentana fasen är tidsintegralen av frekvensen; följaktligen ökar fasen av vàgformen i fig. 1(c) snabbt under de högfrekventa delarna av vägformen i fig. l(b). Vidare minskar fasen under de delar av vágformen i fig. l(b) som har negativa värden, och ökar q~§ fasen under de delar av vágformen i fig. l(b) som har positiva ¿. värden.

Enligt konventionell teknik demoduleras Manchester-kodade digitala FM-signaler genom användande av ett system.sàsom det som visas i fig. 2. En radiomottagare 1 förstärker och filtrerar en mottagen signal och omvandlar denna till en lämplig mellan- 51 a 445 “i- ;' 5 frekvens (MF) för päläggning pä en frekvensdiskriminator 2.

Frekvensdiskriminatorn.2 alstrar en spänning sonlär proportionell mot den momentana avvikelsen av den mottagna signalens frekvens från dess nominella bárvàgsfrekvens och reproducerar därför den Manchester-kodade1noduleringsvàgformeni.fig. 1(b). Informations- bitpolariteterna kan härledas antingen fràn den första halvan av varje Manchester-kodord eller fràn den andra halvan av kodordet, varvid den senare endast är inversen av den första halvan.

Genom kombinering av informationen i de båda halvorna i varje kodord kan ett bitpolaritetsbeslut göras med en reducerad sannolikhet för fel beroende pà brus i transmissionen. De tvâ halvorna av Manchester-symbolen kombineras genom invertering av den andra halvan av symbolen och addering av resultatet till den första halvan, t.ex. genom sampling av vàgformen vid minst tvà punkter, vilka i idealfallet svarar mot mittpunkterna av den första och. andra halvan, och addering' av inversen av' samp- lingsvärdet för den andra halvan till samplingsvärdet från det första halvan. Alternativt kan en integrera-och-släng-metod som visas i fig. 2 användas. Signalen som alstras av frekvensdis- kriminatorn 2 kan integreras över varje halvsymbolperiod i en àterställningsbar integratorkrets 3. En teckenomkastning för den andra halvan av varje symbol åstadkoms av en multiplikator 4 som säkerställer att bidraget från varje symbols förstärker bidraget från symbols första halva. integralen, dvs. polariteten av informationsbiten som represente- andra halva Tecknet för ras av symbolen, bestäms av ett arrangemang såsom en sampla-och- håll-krets 5 som innehåller en komparator 6 och en vippa 7 av D- typ. Integratorkondensatorn urladdas sedan snabbt genom att en omkopplare 8 sluts såsom förberedelse för integrationen av nästa symbol. Vippan 7 och omkopplaren 8 klockas av lämpliga härledda bitklock- och àterställningssignaler.

Eftersom Manchester-kodade signaler tillbringar lika läng tid i högt som lågt tillstånd återgår den modulerade signalens fas till startvärdet efter varje informationsbitperárxieller symbolperiod.

Om fasavvikelsen i mitten av en symbol var positiv eller negativ I u I n n a | a u n | n n n u. u o u o - n u a 518 445 zxïïlë* ï 6 beror av huruvida frekvensen först minskade och sedan ökade eller först ökade och sedan minskade, dvs. huruvida den underliggande informationsbiten är "O" eller "1". Det inses därför att informationsbitpolariteterna kan bestämas genonl mätning av fasavvikelserna i mitten av Manchester-symbolerna.

Eftersom den absoluta fasen av en signal som mottagits genom en radiokanal är godtycklig måste en fasreferens upprättas såsonxbas för en jämförelse med mittsymbolfasen. Enligt en utföringsform av föreliggande uppfinning mäts fasen vid startpunkterna och slutpunkterna av Manchester-symbolerna, dvs. vid gränserna mellan symboler' där fasen. antages återgå till sitt 'ursprungsvârde.

Företrâdesvis används medelfasen över ett antal startpunkter och slutpunkter såsom referens för mätning av mittsymbolavvikelserna.

Det är också nödvändigt att fastlägga symboltidslägen för att identifiera mittpunkterna och slutpunkterna för symbolerna.

Enligt en.utföringsforn\av uppfinningen.mäts fasen av radiosigna- len ett flertal gånger, t.ex. åtta gånger, under varje sym- bolperiod, varvid varje mätnings tidpunkt behandlas såsom en potentiell symboländpunkt eller mittpunkt. En sekvens av'mottagna symboler demoduleras med, i detta exempel, åtta möjliga tids- lâgesfaser för bestämning av ett estimerat bästa resultat.

Det "bästa" kan innebära att den tidslägesfas som alstrar en demodulerad bitsekvens som bäst överensstämer med en förutbe- stämd sänd bitsekvens används. Signalleringsmeddelandena i det cellulära telefonsystemet AMPS som används i Förenta Staterna använder sådana förutbestämda sekvenser såsom meddelandeingres- ser. Den kända ingressekvensen eller mönstret innehåller ett flertal alternerande "l" och "O" Manchester-symboler kallad en punktsekvens (dotting sequence) och ett SYNKORD. Ett föredraget SYNKORD har Barker-egenskapen som innebär att det är sannolikt att sammanblandas med förskjutna versioner av sig själv av skäl som förklaras mera i detalj nedan. - u o ; | ø n | : u ; | a n no n o n n u v u a 518 445 7 Normalt används punktsekvensen.för uppnående av symbolsynkronise- ring innan.detta symboltidsläge används för sökning av synkordet.

I sökandens föredragna utföringsform behandlas dock alla symboltidslägesfaser, och kan punktsekvensen i stället betraktas såsom en förlängning av synkordet. Sökandens demodulator söker därför efter mönster på fem bitar i en punktsekvens, tio bitar i ett sökord och en okänd bit kallad en upptagen/ledig-bit (som ej är väsentlig här) såsom beskrivs mera i detalj nedan.

Funktionen av en Manchester-kod FM-demodulator enligt upp- finningen komer nu att beskrivas under antagande av åtta tidslägesfaser. I figu 3 nedkonverterar, filtrerar och förstärker en radiomottagare ll en Manchester-kodad FM-signal på lämpligt sätt och omvandlar denna till en lämplig MF-signal som påläggs en fasdetektor eller fasmätningsanordning 15. Fasdetektorn 15 alstrar företrädesvis en digital mätning av signalens momentana fas. Föredragna fasdetektorer beskrivs i amerikanska patentet nr. 5,084,669 och i amerikanska patentet nr. 5,220,275, vilka båda härmed införlivas genom hänvisning.

Modulus för den numeriska representationen som alstras av fasdetektorn svarar företrädesvis mot den cirkulära fasdomänen på 2¶. Om exempelvis fasdetektorn alstrar en åtta bitars binär representation avbildar det decimala talområdet 0 till 256 fasvinkelområdet 0 till 360 grader. Fasmätningarna alstras med regelbunden samplingsfrekvens på åtta gånger symbolfrekvensen, vilket ger åtta fassampel per Manchester-symbol i detta exempel.

En 8-vägars demultiplexer 16 uppdelar de åtta fassamplen per symbol i åtta strömar på ett fassampel per symbol. Om ström 0 innehåller de fassampel som tagits vid symbolgränserna, så innehåller ström 4 fassamplen vid symbolens mitt. Om ström 1 innehåller fassamplen vid symbolgränserna innehåller ström 5 på liknande sätt fassamplen vid symbolens mitt, och så vidare. Den ström som innehåller symbolgränsens fassampel, vilken ström den än må vara, kommer i detta sampel således att vara fyra strömmar, | u I u u n -n- 0 u .- oo 0 o nu ~ o 518 445 f a' 8 modulo 8, från den ström som innehåller fassamplen för sym- bolmitten .

En föredragen utföringsform av demultiplexern 16 innehåller ett elektroniskt minne RAM). fasdetektorn 15 skrivs in i en av åtta minnespositioner i minnet (t.ex. Sekvensiella fasvärden från indikerade av en adressräknare som inkrementerar modulo-8 efter varje skrivoperation. Värden som är äldre än åtta sampel skrivs således över av de senaste fasvärdena.

De åtta fasvärden fassampelströmmarna från demultiplexern 16 páläggs åtta fasmedelvärdesbildare 17 som var och en beräknar ett medelfasvärde under antagande av att de respektive fassampel- strömmarna innehåller symbolgränsfassampel. Medelfasvärdena associeras med respektive minnespositioner i demultiplexerna 16.

När ett garnmalt fassampel skrivs över av ett nytt fassampel uppdateras det associerade medelfasvärdet . Fasmedelvärdesbildarna 17 kan använda två generella sätt att uppdatera medelfasvärdena.

Varje fasmedelvärdesbildare 17 kan innehålla en digital faslàst slinga såsom visas i fig. 4 (a) för uppdatering av medelfasvärdet.

I detta fall associeras även frekvensfelestimat med vart och ett av de åtta medelfasvärdesminnena. Frekvensfelestimaten är estimat av medelvärdet av den systematiska fasändringen eller driften mellan gamla och nya fassampel i respektive tidslägespositioner.

Varje faslàst slinga eller Kalman-filter upprätthåller ett estimat av fasdriftshastigheten och använder estimatet för att flytta fram det föregående medelfasvärdet för prediktering av nästa fassampelvärde. Felet mellan det predikterade fassampelvär- det och det faktiska fassampelvärdet används för korrigering av predikteringen och också för korrigering av estimat av fas- drifthastigheten. Till exempel flyttar sig den korrigerade medelfasen från den predikterade fasen mot den observerade fasen, medan estimatet av drifthastigheten ökar om den observerade fasen den predikterade driver bortom det predikterade värdet i riktningen. n u c ~ 1 n u ø o u n n o n no . n - n . n u s 1 s 445 šïï* ï-.ëïw i 9 Om ett tidigare fassampelvärde betecknas av Shi, ett nytt fassampelvärde betecknas GU ett tidigare frekvensfelestimat betecknas oi_i, ett nytt frekvensfelestimat oi, och en uppskatt- ning av det nya fassampelvärdet ou varvid.medelvärdesbildaren 17 som inkluderar Kalmanfiltret som inkluderas i fig. 4(a) upp- daterar fassampelvärde 9 och frekvensfelestimatet o genom följande steg; prediktering av ett värde oi för det förväntade värdet Gi genom $i=Öi-1 +öi-1I' bestämning av prediktionsfelet genom 6 = Gi - ofi korrigering av prediktionen oi genom oi = |oi + a8|,,; och beräkning av nästa värde av o genom oi = oi_i + ßê.

Denna procedur upprepas för varje klocktickning och det inses att fig. 4(a) visar situationen vid den izte klocktickningen innan beräkningarna utförs. Efter beräkning och sedan klockan har tickat vidare till i+1 uppstår situationen som visas i fig. 4(v).

Det korrigerade värdet av oi befinner sig i den position som tidigare upptogs av oki och oi ersätter oi_i. (Därav föregående uttryck oi = |oi + a8|h och ej obi = ..., eftersom det är gästa värde som beräknas.

Fackmannen inser att bandbredden och transientsvaret för slingan bestäms av u och ß, och att lämpliga värden enkelt bestäms i enlighet med principerna för digitala faslàsta slingor såsom beskrivs i litteraturen, t.ex. J. Hein et al., "z-Domain Model for Discrete-Time PLL's", IEEE Trans. Circuites & Sys., vol. 35, sid. 1393-1400 (november 1988) och F. Gardner, Phaselock Technigges, 2:nda utg., John Wiley & Sons, New York (1979). Val av a- och ß-värden som är inversa potenser av två förenklar hårdvaruimplementeringen, eftersonlmultiplikation reduceras till en enkel bitskiftning i de binära fasvärdena.

I stället för att använda faslàsta slingor kan fasmedelvärdes- bildarna 17 uppdatera medelfasvärdena via cirkulär medelvärdes- bildning för undvikande av att +180° och -180° medelvärdesbildas till det felaktiga värdet 0. I den cirkulära medelvàrdesbildning coon n ~,.. aan. . no 0 51 s 445 i; i: .-»- 10 san visas i fig. 4(c) bestämer varje medelvärdesbildare 17 separata. medelvärden av sinus och cosinus av en respektive fassampelström från demultiplexern 16. Fassamplen används för adressering av en tabell av sinus och cosinus, och.medelfasvårdet beräknas genom att arcustangens av de ackumulerade sinus- och cosinusvärdena tages.

Alternativt kan ett medelvärde med exponentiellt avtagande minne användas, och ett sådant medelvärde bestäms i en fasmedelvärdes- bildare som visas i fig. 4(d). Sinus och cosinus av en respektive fassampelström tagna ur tabellen kombineras med ackumulerade följande: sINAV + msIN em - tidigare värden enligt SIN” = SINW) och COSAV = COSAV + ol(COS Gnew - COSAV) där a är en exponentiell "glömske"-faktor. Såsom i medelvärdes- bildaren som visas i fig. 4(c) beräknas medelfasvärdet genom att arcustangens av SIN” och COSM tages.

Fig. 5(a) och 5(b) illustrerar funktionen av frekvensfelkorrige- ringsmekanismen. Fig. 5(a) visar en komplex vektorrepresentation V. Real- 1 av cosinus av ett aktuellt estimat av medelfasen ömma. och imaginär-delarna x, jy av fasvektorn Vi bildas respektive sinus av'medelfasen. Genom att använda ett motsvarande aktuelltfrekvensfelestimat,ellerfeldrifthastighet,predikteras fasvektorn'Víframåt en symbolperiod genom att den roteras med en vinkel öwæümæmd som är lika med den förväntade driften under en samplingsperiod, varigenom en vektor Aví som visas i fig. 5(b) erhålles. Den aktuella fasvektorn Z som observeras av mottagaren adderas till fasvektorn Vi med lämplig skalning relativt den predikterade nædelfasvektorn AVi för erhållande av enl önskad korrektionshastighet. Till exempel kan 1/16 av den observerade fasvektorn Z adderas till 15/16 av den predikterade medelfasvek- torn..AVP Det förenklar hårdvaruimplementeringen av den digitala logiken. inses att sådan skalning' i potenser av två Uttryckt i ekvationsform utgörs en formel för uppdatering av fasvektorn av föjande: s 1 s 445 ll Vi + 1 = + där Vüá är den uppdaterade fasvektorn, Vi fasvektorn, Z är den observerade (mottagna) fasvektorn, B är en reell faktor som bestämmer uppdateringshastigheten, exempelvis är den tidigare 2“, och Ai är en komplex rotationsfaktor som svarar mot den förväntade fasdriften per symbol.

Rotationsfaktorn kan uppdateras genom användande av formeln: AU, = Ai + C(z/ví - Ai) där C är en faktor liknande B som bestämmer uppdateringshastig- heten.

Kvantiteterna a, ß, 8, ö, ö och 6 är ej lika med motsvarande kvantitet* B, C, Z, .AU Vi vinkelkvantiteter (fas) medan de senare är kartesianska vektork- osv. eftersom de förstnämnda är vantiteter (x,y). Å andra sidan, ersätts bestämningen av felet prediktionen och det mottagna (tidigare 8 Aivi) . Det; mellan värdet = ei _ Öi) (Zl komplexa värdet A svarar mot frekvensestimatet ö i den faslàsta av bestämningen av ett vektorfel slingversionen, B svarar mot a, C svarar mot ß, V är prediktionen av nästa komplexa vektor Z som skall mottagas, vilket svarar mot ö i den faslàsta slingversionen, och Z är sekvensen av de mottagna komplexa vektorerna som skall följas, vilket svarar mot den inmatade fassekvensen 6 i den faslàsta slingversionen.

Den tidigare uppdateringen av fasestimatet genom öi = Iöi + aâlh ersätts av vektoruppdateringen Ví+1 = AQQ + B(Zi-AQQ). Båda uttrycken kan läsas SOm: NYA MEDELVÃRDET = SENASTE PREDIKTIONEN + BRÅKDEL AV (PREDIKTIONSFELET). Den tidigare frekvensupp- Öl = rotationsfaktorn ¿i_1 + ß8 ersätts av uppdateringen av den Ahl = Ai + c(zi/vi - Ai). Båda uttrycken. kan läsas som: NYA ESTIMATE¶' AV' DEN SYSTEMATISKA ROTATIONEN PER SYMBOLPERIOD = GAMLA ESTIMATET + BRÅKDEL AV (FELET I ROTATIONSFAKTORN). Kvantiteten C bestämmer graden av glättning dateringen komplexa (smoothing) av estimatet av den systematiska rotationen.

Kvantiteten Zi/Vi - Ai används för rotationsfaktorn, så att den modifierar både magnituden av Ai och dess vinkel. Prediktionen ....-. _ o ~ -«.. ...va u: no o ao no o :o o n o oo o o o o no o o o oo o o o o no o o o o nu nu ~o nu ooo o o o o o o o o =o o o o I v o a a . i .a ;.. .a wa: -fn x 12 ger därför en ökande eller minskande vektor för uppföljning av en ökande eller minskande signalstyrka.

Fasmedelvärdesbildarna 17 alstrar åtta kandidatfasreferenser för mätning av avvikelserna för fasen av symbolmitten, beskrivits ovan, och de alstrar också företrädesvis åtta därmed såsom associerade kvalitetsvärden. Summan av kvadraterna av medelsinus och medelcosinus av fasvärdesströmmarna kan användas såsom mätt på kvaliteten av fasreferenserna. En stor jittermängd på fassamplern som alstrats av detektorn 15 tenderar att försämra ett sådant kvalitetsmått. Andra metoder att konstruera ett kvalitetsmått kan användas, av vilka några beskrivs nedan och alla anses ligga inom ramen för föreliggande uppfinning. Såsom beskrivs mera.i detalj nedan används kvalitetsmåtten som alstrats av fasmedelvärdesbildarna 17 för bestämning av en "bästa" fasreferens.

Varje fasreferens används tillsammans med fassampelströmmen fyra symboler bort från sampelströmmen som används för beräkning av referensen i syfte att bestämma polariteten av fasavvikelsen och erhålla ett estimat på en demodulerad informatonsbit. åtta strömmar' av' demodulerade informationsbitar' produceras, vilka svarar mot var och en av kandidatfasreferenserna. En fasreferens och ett fassampel jämförs i en av åtta modulo-2, fasskillnads- bildare 18, vilka avger "1" om fasskillnaden är mellan O° och +180° och "O" om fasskillnaden är mellan O° och -180°.

Fel är sannolika om fasskillnader i området 180° påträffas. Den minsta sannolikheten för fel inträffar när de förväntade fasskillnaderna är diametralt motsatta för "1" och "O", dvs. +90° eller -90°. informationsbithastighetenochtoppfrekvensmodulationsavvikelsen Detta bestämmer den optimala relationen. mellan för bästa systemprestanda. Till exempel är den optimala topp-FM- avvikelsen 5 kHz för en informationsbithastighet på 10 kbit per sekund. För filtrerade Manchester-kodade signaler bör toppavvi- kelsen ökas med omkring n/2 för att ge en ändring på ¥90° över en symbol.

'I .- .øwuv- . t I v... . ~ - - u -. -. - vs.- ..... v.. , _ 518 445 =-.-.._::=-=-æi;ä;-.-._ 13 Vilken av de åtta kandidattidslägesfaserna (och vilken av de åtta demodulerade databitströmmarna) som skall väljas bestäms enligt följande. En exemplifierande metod är att jämföra referenskvali- tetsvärdena från de åtta fasmedelvärdesbildarna 17 i en dis- kriminator 19, som helt enkelt kan vara en komparator med åtta ingångar. Diskriminatorn 19 bestämer vilket kvalitetsmått som är störst och alstrar en signal som styr en åttavägsomkopplare 20, varigenonlmotsvarande informationsbitström väljs. Urvalspro- cessen kan i princip arbeta kontinuerligt, så att väljaromkoppla- ren ändras dynamiskt och alltid väljer en bit från den ström som bedömts vara den "bästa".

En alternativ metod innebär pålággning av de åtta estimerade informationsbitströmmarna på åtta mönsterdetektorer eller korrelatorer 21, vilka var och en avger en signal om ett förutbestämt mönster, som införs av mottagaren, igenkänns. En av mönsterdetektorerna 1 kommer att registrera detektering först, och de mönsterdetektorer som är associerade med de andra samplingsfaserna kommer' därefter' att registrera detektering.

Samplingsfasen.som svarar mot denïnönsterdetektor som:registrerat detektering mittemellan den första och sista detektorn som registrerat detektering år den företrädesvis valda. Denna fas tas såsom den "bästa" för ett förutbestämt antal informationsbitar, ända tills det förutbestämda mönstret återigen förväntas. Det förutbestämda antalet informationsbitar beror av noggrannheten i fassamplingsklockan relativt den utsända bithastigheten.

Noggrannheten bör svara mot en tidslägesdrift mellan åter- synkroniseringar, dvs. mellan återutsändningar av det förutbe- stämda mönstret, som är mindre än 1/8 av en symbol.

Varje mönsterdetektor 21 innehåller ett register för lagring av det förväntade förutbestämda mönstret och ett register för demodulerade bitar för lagring av de 16 senaste demodulerade bitarna för en av de åtta tidslägesfaserna. Om ett register för demodulerade bitar innehåller det förväntade mönstret (med upptagen/ledig-biten godtycklig (don't-care)) bedöms denna tidslägesfas av diskriminatorn 19 vara den "bästa". , . e | o: 518 445 a' 14 Registren för demodulerade bitar som svarar mot några fä intilliggande tidslägesfaser kan innehålla det förväntade mönstret, varvid diskriminatorn 19 skulle bestämma centrum av denna kluster av tidslägesfaser. Centrumtidslägesfasen kan "bästa" Om SYNKORDET har den ovan beskrivna sannolikt användas såsom den tidslägesfasen för demodulering av resten av meddelandet.

Barker-egenskapen kan det förutbestämda mönstret igenkännas endast om det är korrekt inriktat i registret för lagring av demodulerade bitar.

I en annan utföringsform bestämmer varje nönsterdetektor 21 antalet icke matchande bitar mellan det förväntade mönstret och respektive demodulerade bitmönster. Dessa felräknetal ackumuleras av diskriminatorn 19 över ett rörligt fönster på tre eller fem på varandra följande tidslägesfaser, varigenom fönsterpositionen som innehåller det minsta felráknetalet bestäms. Diskriminatorn bedömer sedan den "bästa" tidslägesfasen vara den centrala fasen i tre- "bästa" tidslägesfasen vara den fas som ger en fasreferens med minsta eller fem-fasfönstret. Alternativt kan den jitter, såsom beskrivits ovan.

I en annan aspekt av uppfinningen kan komplexa vektorvärden snarare än fasvärden användas för demodulering utan beräkning av medelfasvärden. Ett blockschema av ett sådant system visas i fig. 6. En komplex vektorgenerator 150 konverterar MF-utsignalen från mottagaren 11 till komplexa vektorvärden Z. Den komplexa vektorgeneratorn 150 motsvarar fasdetektorn 15 i. fig. 3. De omvandlar båda den mottagna signalen i den form som önskas för behandlingen, t.ex. digitala fasmätningar för fasformuleringen eller en serie komplexa tal i polär, loggpolär eller kartesisk form för den komplexa vektorformuleringen. Komplexa vektorvärden alstras med en regelbunden samplingsfrekvens, t.ex. åtta gånger symbolhastigheten, symbol. vilket ger åtta vektorer' per Manchester- Varje komplex 'vektor' Z har en realdel sonl är' produkten av signalamplituden och cosinus av signalfasen och en imaginärdel - s, u. a .fu-v _ -- - ~ n... .-I. _ ' ~vv »v ...'- u.. , . c | :v n s1a 445 *;-.= .=:i 2 15 som är produkten av signalamplituden och sinus av signalfasen.

Vektorvärdena Z kan genereras i polär eller loggpolär notation, vilken om så önskas numeriskt kan omvandlas till kartesiska värden genom kända transformationer. Vektorgeneratorn 150 mäter företrädesvis signalamplituden vid samma tidpunkt som den mäter signalfasen, som beskrivs i amerikanska patentet nr. 5,048,059, vilket härmed införlivas genom hänvisning. per ett 160 med fördel ett elektroniskt minne, i vilket sekventiella komplexa En 8-vägs demultiplexer 160 delar upp de åtta vektorerna symbol i åtta strömmar av en komplex vektor per symbol. På sätt som liknar demultiplexern 16 innehåller demultiplexern vektorer från vektorgeneratorn 150 skrivs in under styrning av en lämplig adressräknare.

Om en sekvens av komplexa vektorer Z0, Z,, Z“,.. svarar mot tidslägesfasen O, bestäms medelvärdet Zw av sekvensen genom en 170, till 17, enligt vektormedelvärdesbildare som är nmtsvarigheten fasmedelvärdesbildarna genom komplex addition följande: Zm,= Z0 + Z, + Z” + Om så önskas kan skalning åstadkommas genom att Z” divideras med antalet adderade vektorer. som vid fasmedelvärdesbildarna som beskrivits ovan genererar 170 medelvärden av vektorsekvenserna på flera sätt. Cmlett fyrkantigt medelvärdesbildningsfönster det äldsta vektorvärdet från medelvärdet när det senaste värdet adderas. Om ZM = Zo + Ze + Z” vid denna tidpunkt ges nästa värde av följande Precis medelvärdesbildarna referensvektorer som är används subtraheras uttryck; ZAV = Ze + Zls + Zu = ZAV + 224 - Zo.

Alternativt kan ett medelvärde med exponentiellt avtagande minne användas, och sålunda ett medelvärde bestämmas enligt: ZAv) "glömske"-faktorn och Zmw är den ZAV = ZAv + a(znew ' där a är den exponentiella senaste komplexa vektorn. Ett medelvärde alstrat av ett Kalman- 518 445 16 filter eller en faslåst slinga, sàsom.arrangemanget som illustre- ras i fig. 4(a) kan också användas såsom alternativ.

Den komplexa vektormedelvärdesbildningsprocessen som beskrivits ovan kan också användas när en.härdlimiterande mottagare används, dvs. när mottagaren ej alstrar kontinuerliga värden av signalam- plituden utan endast enhetsvärden. Detta svarar mot medelvärdes- bildning av cosinus och sinus av fasvinkeln, med undantag av att arcustangens för resultatet ej behöver beräknas om ej medelfasen behövs.

Demoduleringen sker i systemet som visas i fig. 6 genonlmanipule- ring av kartesiska eller Z-värden utan beräkning av medelfasen och därför utan användande av arcustangensfunktionen. I detta exempel bildar àtta multiplicerare 180 produkter givna av följande uttryck; Z' Zšßp där Z är en komplex vektor svarande mot ett postulerat in- formations-bit-centrumtidsläge från demultiplexern 160, Zu, är en medelreferensvektor alstrad av en medelvärdesbildare 170 och beräknat såsom beskrivits ovan, och * indikerar komplex kon- jugering. Den imaginära delen av ovanstående uttryck har ett tecken son! svarar' mot, polariteten av' den, underliggande in- formationsbiten. I ovanstående uttryck kommer ^varje komplex vektor Z från en vektorström som är fyra lägen bort från den vektorström som används för erhållande av referensvektorn Zàp.

Detta är just förhållandet mellan fassamplen och medelfasvärdena som illustrerades i fig. 3.

Imaginärdelen kan också användas såsom ett "mjukt" bitvärde för inmatning till en felkorrigeringsprocess. För erhållande av "mjuka" värden i fasbehandlingsimplementeringen som visas i fig. 3 kan sinus av fasskillnaden mellan ett mittbitfasvärde och dess motsvarande fasreferens användas. Detta svarar mot imaginärdelen av uttrycket Z-ZQP då en hàrdlimiterande förstärkare används, varvid amplituderna för Z-värdena har värdet 1. - ...a v 513 445 a 17 De andra komponenterna och deras funktioner i utföringsformen som visas i fig. 6 liknar motsvarande komponenter och deras funktio- ner i utföringsformen som visas i fig. 3. En diskriminator 190 bestämer den "bästa" referensvektorn ur kvalitetsmàtt alstrade av medelvärdesbildaren 170 cxfli informationsbitmönsterigenkän- ningssignaler alstrade av mönsterdetektorn 210. En lämplig väljaromkopplare 200, som helt enkelt kan vara en adress till en plats i ett elektroniskt minne, väljer lämplig informations- bitström. Synkroniseringsprestanda kan också förbättras i det fall att ingen bitmönsterigenkänningssignal uppnår en önskad minsta tröskel inom ett förväntat tidsfönster genom att samma vektorström och meddelandestartpunkt väljs för alstring av den demodulerade utsignalen som vid senaste tillfället, varvid kunskap om längden av det föregående meddelandet utnyttjas (detta kan kallas "flygande synkronisering" ("flywheel sync")).

Det inses att ovanstående funktioner och beräkningar lämpligen kan utföras av en digital signalprocessor (DSP) med tillräcklig alla fassampel eller komplexa vektorströmmar inom tidsperioden för en symbol. behandlingshastighet för utförande av formlerna för I system där datatransmissionen ej är kontinuerlig utan t.ex. består av tal punkterat av skurar med data, komer fasreferensen ej att korrekt upprättas vid början av en dataskur, utan ett antal Manchester-symboler mäste passera genom systemet innan de möjligen orelaterade och därför felaktiga fasvärdena som beräknats ur det senaste talsegmentet har rensats bort. Förlust av' de första datasymbolerna. kan. undvikas genom. att samplen kvarhälls i ett minne och i efterhand avkodas genom projicering av referensen bakåt i tiden genom användande av frekvensfelesti- matet för bestämning av fasdrifthastigheten per symbolperiod. Om är det aktuella fasreferens dP är fasändringen per symbolperimd och Pi fasreferensestimatet kan en senare liggande k symboler tidigare beräknas enligt följande: Pí_k = Pi - k°dP, modulo 2n 518 445.-- u , .- . :nu = v 18 Om fasdriften över en symbolperiod är stor är det ofta nödvändigt att korrigera för skillnaden mellan skillnaden för fasen vid symbolgränserna, ur vilken referensen bestäms, och fasen vid symbolmittpunkten, i och för noggrann demodulering av informa- tionsbiten. Föregående ekvation kan tillämpas genom projicering av fasreferensen framåt eller bakät en halv symbolperiod, såsom visas av följande uttryck: Pitt; = Pi - o.5dP för beräkning av fasreferensen.

Fastän vissa utföringsformer av uppfinningen har beskrivits och illustrerats inses att uppfinningen ej är begränsad härtill, eftersom modifieringar kan utföras av fackmannen. Föreliggande ansökan omfattar alla modifieringar som faller inom andan och ramen för såsom den definieras uppfinningen, av följande patentkrav.

Claims (44)

10 15 20 25 30 513 445 M PATENTKRAV ;

1. F örfarande för demodulering av kodade informationsbitar, varvid infor- mationsbitarna omvandlats till Manchester-kodade symboler vilka mo- dulerar frekvensen av en bärvåg och den modulerade bärvågsignalen har en av symbolerna beroende fas eller ett av symbolerna beroende kom- plext vektorvärde, innefattande stegen: sampling av den modulerade bärvågsignalens fas eller komplexa vektorvärde vid ett flertal tidpunkter under varje symbol; jämförelse av fassampel med ett flertal fasreferenser härledda ur den modulerade bärvågsignalen, eller multiplicering av komplexa vektorvärdessarnpel med ett flertal kom- plexa vektorreferenser härledda ur den modulerade bärvågsignalen, och bestämning av informationsbitpolariteter, som representeras av symbolerna, ur fassampel eller ur komplexa vektorvärdessampel erhållna nära symbolernas mitt.

2. Förfarande enligt krav 1, i vilket bestärnningssteget inkluderar steget val av fassampel närmast symbolernas mitt.

3. Förfarande enligt krav 1, i vilket bestämningssteget inkluderar steget jämförelse av varje fassampel med vart och ett av ett flertal fasreferenser härledda ur den modulerade signalen.

4. Förfarande enligt krav 2, i vilket bestämningssteget inkluderar steget be- stämning av tecken och skillnaderna mellan fassamplen och ett flertal fas- referenser härledda ur den modulerade signalen, beräknade modulo 21:.

5. Förfarande enligt krav 1, vidare innefattande steget härledning av ett flertal fasreferenser ur fassampel nära gränserna mellan symbolerna. 10 15 20 25 518 445 20

6. Förfarande enligt krav 5, i vilket härledningssteget inkluderar steget me- delvärdesbildning av fassamplen.

7. Förfarande enligt krav 6, i vilket medelvärdesbildningssteget inkluderar steget separat medelvärdesbildning av cosinus och sinus för fassamplen.

8. Förfarande enligt krav 5, i vilket hårledningssteget baseras på ett rörligt medelvärde av fassampel nära symbolernas gränser.

9. Förfarande enligt krav 5, i vilket härledningssteget inkluderar steget ap- plicering av fassamplen till en fasföljande slinga.

10. F örfarande enligt krav 5, i vilket härledningssteget inkluderar steget ap- plicering av fassamplen till ett Kalman-filter.

11. ll. F örfarande enligt krav 1, i vilket beståmningssteget inkluderar steget be- stämning av tecken och fasskillnaderna mellan fassamplen och ett flertal motsvarande fasreferenser härledda ur den modulerade signalen, beräknade modulo 21r.

12. Förfarande enligt krav 11, i vilket beståmningssteget innefattar steget bestämning av mjuka symbolvärden, vilka utgöres av sinus för fasskillna- derna.

13. Förfarande enligt krav 12, i vilket mjuka symbolvärden används för av- kodning av redundant kodade informationsbitar. 10 15 20 25 30 513 445 ëfš 2/

14. F örfarande enligt krav 1, i vilket bestämningssteget inkluderar steget val av ett av ett flertal kvalitetsvärden, varvid varje kvalitetsvärde är associerat med en motsvarande av ett flertal fasreferenser härledda ur den modulerade signalen.

15. Förfarande enligt krav 14, i vilket valet inkluderar stegen ömsesidig jämförelse av vart och ett av kvalitetsvärdena och val av ett största värde.

16. Förfarande enligt krav 14, vidare innefattande steget bestämning av vart och ett av kvalitetsvärdena associerade med var och en av fasreferenserna genom medelvärdesbildning av fassamplen nära gränserna mellan symbo- lema, och för generering av kvalitetsvärdena associerade med var och en av fasreferenserna.

17. Förfarande enligt krav 1, i vilket bestämningssteget inkluderar steget val av det komplexa vektorvärdessampel som ligger närmast symbolernas mitt.

18. F örfarande enligt krav 1, i vilket bestämningssteget inkluderar steget multiplicering av vart och ett av de komplexa vektorvärdessamplen med var och en av ett flertal komplexa vektorreferenser härledda ur den modulerade signalen.

19. Förfarande enligt krav 18, i vilket bestämningssteget inkluderar steget bestämning av tecknen av imaginärdelarna av produkterna av multiplikatio- Hörna..

20. Förfarande enligt krav 18, i vilket bestämningssteget innefattar steget alstring av mjuka symbolvärden lika med imaginärdelarna av produkterna av multiplikationerna.

21. Förfarande enligt krav 20, i vilket de mjuka symbolvärdena används för avkodning av redundant kodade informationsbitar. 10 15 20 25 30 nnn enn n n nn nn nn n n nn n nn nn n nn n n nn nn n n nn nn n a n n n nn n n n _ nnn n n n n n n n no nnnnnn n n n n n n n n n n n n n n n n n n - o n . -nzn :~. x :nn .a I n 22

22. Förfarande enligt krav 1, vidare innefattande steget härledning av ett flertal komplexa vektorreferenser ur komplexa vektorvärdessampel nära gränserna mellan symbolerna.

23. Förfarande enligt krav 22, i vilket härledningssteget inkluderar steget vektormedelvärdesbildning av de komplexa vektorvärdessamplen.

24. Förfarande enligt krav 23, i vilket medelvärdesbildningssteget inkluderar steget nedtoning av äldre komplexa vektorvärdessampel exponentiellt i en- lighet med sampelålder.

25. Förfarande enligt krav 22, i vilket härledníngssteget baseras på ett rörligt medelvärde av komplexa vektorvärdessampel nära gränserna mellan sym- bolerna.

26. Förfarande enligt krav 22, i vilket härledningssteget inkluderar steget applicering av de komplexa vektorvärdessamplen till ett Kalman-filter.

27. Förfarande enligt krav 1, i vilket bestämningssteget inkluderar steget val av ett av ett flertal kvalitetsvärden, varvid varje kvalitetsvärde är associerat med en motsvarande av ett flertal komplexa vektorreferenser härledda ut den modulerade signalen.

28. Förfarande enligt krav 27, i vilket valet inkluderar stegen jämförelse av vart och ett av kvalitetsvärdena och val av ett största värde.

29. F örfarande enligt krav 27, vidare innefattande stegen bestämning av vart och ett av kvalitetsvärdena associerade med var och en av de komplexa refe- renserna genom medelvärdesbildning av de komplexa vektorvärdessamplen nära gränserna mellan symbolerna och bestämning av magnituden av det resulterande medelvärdet. 10 15 20 25 30 51 s ,4 45 šï* 25

30. Demodulator för återvinning enligt krav 1 av informationsbitar som om- vandlats till Manchester-kodade symboler vilka modulerar frekvensen av en bärvåg och den modulerade bärvågsignalen har en av symbolen beroende fas, innefattande organ för alstring av en första fassignal ur bärvågsignalen, varvid den för- sta fassignalen innehåller successiva fasvärden, varvid ett flertal fasvärden alstras under varje symbol; organ för uppdelning av den första fassignalen i ett flertal andra fassig- naler, varvid varje andra fassignal innehåller respektive fasvärden som alst- ras under successiva symboler; organ för medelvärdesbildning av var och en av de andra fassignalerna och för alstring av ett flertal kandidatfasreferenssignaler; organ för jälnförelse av var och en av kandidatfasreferenssignalerna och utvalda andra fassignaler och för alstring av ett flertal estimerade demodule- rade signaler, samt organ för val av en av de estimerade demodulerade signalerna och till- handahållande av den valda signalen till en utgång av demodulatorn såsom en demodulerad informationsbitsignal.

31. Demodulator enligt krav 30, i vilken uppdelningsorganet innefattar ett elektroniskt minne.

32. Demodulator enligt krav 30, i vilken medelvârdesbildningsorganet inne- fattar ett Kalman-filter.

33. Demodulator enligt krav 30, i vilken medelvärdesbildningsorganet inne- fattar organ för cirkulär medelvärdesbildníng av var och en av de andra fas- signalerna.

34. Demodulator enligt krav 30, i vilken medelvärdesbildningsorganet inne- fattar organ för medelvärdesbildning av var och en av de andra fassignalerna med exponentiellt avtagande minne. 10 15 20 25 30 nnn nnn n n» n: nn v n on n nn n n n; n n nn en n n n nn nn n n n n n nn n n n n non n n n n n n n nn nnnnun n n n - n n n o 0 I o n n n o 0 0 n n n n n n nnnn .n . .nn n. ( w 24

35. Demodulator enligt krav 30, i vilken medelvärdesbildningsorganet alstrar ett flertal kvalitetsvärden svarande mot respektive kandidatfasreferenssig- naler och selekteringsorganet innefattar organ för bestämning av det största kvalitetsvärdet och för alstring av en kontrollsignal samt organ känsliga för kontrollsignalen för tillhandhållande av den estimerade demodulerade sig- nalen som svarar mot det största kvalitetsvärdet till utgången.

36. Demodulator enligt krav 30, i vilken selekteringsorganet innefattar organ för detektering av ett förutbestämt bitmönster i var och en av de estimerade demodulerade signalerna.

37. Demodulator enligt krav 36, i vilken organet för detektering av det förut- bestämda bitmönstret innefattar organ för bestämning av ett respektive an- tal icke matchande bitar mellan det förutbestämda bitmönstret och varje re- spektive estimerad demodulerad signal och selekteringsorganet väljer en av de estimerade demodulerade signalerna på basis av antalet icke matchande bitar.

38. Demodulator för återvinning enligt krav 1 av informationsbitar som om- vandlats till Manchester-kodade symboler vilka modulerar frekvensen av en bärvåg och den modulerade bärvågsignalen har ett av symbolen beroende komplext vektorvärde, innefattande organ för alstring av en första signal ur bärvågsignalen, varvid den första signalen innehåller successiva komplexa vektorvärden, varvid ett flertal komplexa vektorvärden alstras under varje symbol; organ för uppdelning av den första signalen i ett flertal andra signaler, varvid varje andra signal innehåller respektive komplexa vektorvärden alst- rade under successiva symboler; organ för medelvärdesbildning av var och en av de andra signalerna och för alstring av ett flertal kandidatreferenssignaler; organ för alstring av produkter av komplexa konjugat av var och en av kandidatreferenssignalerna och utvalda andra signaler och för alstring av ett flertal estimerade demodulerade signaler, samt 10 15 20 25 30 m . 445 25 organ för val av en av de estimerade demodulerade signalerna och till- handahållande av den valda signalen till en utgång av demodulatorn såsom en demodulerad informationsbitsignal.

39. Demodulator enligt krav 38, i vilken uppdelningsorganet innefattar ett elektroniskt minne.

40. Demodulator enligt krav 38, i vilken medelvärdesbildningsorganet inne- fattar ett Kalman-filter.

41. Demodulator enligt krav 38, i vilken medelvärdesbíldningsorganet inne- fattar organ för medelvärdesbildning av var och en av de andra signalerna med exponentiellt avtagande minne.

42. Demodulator enligt krav 38, i vilken medelvärdesbildningsorganet alstrar ett flertal kvalitetsvärden svarande mot respektive kandidatreferenssignaler och selekteringsorganet innefattar organ för bestämning av det största kva- litetsvärdet och för alstring av en kontrollsignal samt organ känsliga för kontrollsignalen för anslutning av den estimerade demodulerade signalen som svarar mot det största kvalitetsvärdet till utgången.

43. Demodulator enligt krav 38, i vilken selekteringsorganet innefattar organ för detektering av ett förutbestämt bitmönster i var och en av de estimerade demodulerade signalerna.

44. Demodulator enligt krav 43, i vilken organet för detektering av det förut- bestämda bitmönstret innefattar organ för bestämning av ett respektive an- tal icke matchande bitar mellan det förutbestämda bitmönstret och varje re- spektive estimerad demodulerad signal och selekteringsorganet väljer en av de estimerade demodulerade signalerna på. basis av antalet icke matchande bitar.