CN1108866A - 用于曼彻斯特编码fm信号的解调器 - Google Patents

Abstract

对以曼彻斯特编码和频率调制的二进制信号根 据所接收信号(11)的相位或复数相量值(150)的特 性加以解调，信息位的极性可由测量曼彻斯特信号码 元中心的相位偏移来确定，由多个候选相位基准 (170)中得出一相位基准(190)，作为中心码元相位 比较的基础。可在码元的始点与终点测量相位并加 以平均(170)，或者在每一码元周期内多次测量相位， 以此来产生基准相位。

Description

用于曼彻斯特编码 FM信号的解调器

背景技术

本发明是关于蜂窝式无线电话系统中传送的数字信号化消息的解调，特别是有关采用曼彻斯特编码的数字频率调制(FM)传送这些消息的系统。

利用二进制数据的曼彻斯特编码传送数据是一种公知技术，例如北美的AMPS(Advanced Mobile Phone Service System：高级移动式电话服务系统)。数字数据采用FM方式被加载于无线载波频率上并在成为FM之前用曼彻斯特(亦称为裂相)编码法加以编码，其中信息位“1”以一二比特(位)的代码字(符号码元)10来表示，而信息位“0”则以一二比特(位)的代码字01来表示。传送代码字的位速率是信息位速率的两倍。

曼彻斯特编码具有许多优点。例如，对于信息位的两种极性来说通过信道传送的信号的平均值可以是零，因而该信道就无须真正的直流响应。在频率调制无线系统中，发射机与接收机间的频率误差使得接收信号的中间频率产生偏移，以致于无法可靠地再生频率调制信号的平均电平。曼彻斯特编码减小了这样的频率误差。

在非曼彻斯特编码系统中，“1”和“0”是以静态信号电平加以区分的。传送中信号电平所产生的误差可能导致比特(位)差错。在采用曼彻斯特编码的系统中，信号的静态电平，亦即平均电平对辨别“1”和“0”并不重要。曼彻斯特编码的另外的优点还在于，因为二比特的代码字00和11表示差错而不是数据，因而具有很高的信号跃变强度(在“0”和“1”信息位间的频率变换)及检测数据差错和序列扰乱的能力。

系统采用曼彻斯特编码的一个原因是为了降低对频率误差的敏感性，这种频率误差会导致信号码元端点处的相位有规律的或高或低的偏移，而且常常是不会回到同一值的。通常的FM系统利用一鉴频器对曼彻斯特编码的FM信号、一积分——翻转电路、以及用于将信号码元的第二部分反相以便与码元的第一部分相组合的装置解调。这样的系统易于产生频率误差，因而就希望在系统中设置能改善频率误差裕量的措施，以克服通常系统中的许多缺点。

发明概述

根据本发明，解调系统是基于以曼彻斯特编码数据信号作频率调制的信号的相位或复数相量值的特性。

本发明的一个方面是，对已经被变换成曼彻斯特编码符号码元并对一信号的频率加以调制以形成一经编码的信号码元串的信息数据位进行解调的方法，包括有接收含有曼彻斯特编码信号码元串的信号的步骤。在每一信号码元期间对所接收的信号的相位进行多次采样，经编码的信号码元所表示的信息位的极性由在接近于所编码的信号码元的中央所得到的相位采样值相对于多个相位基准来决定，每一相位基准对应于一个相位采样值。本发明的另一个方面是，决定位极性的步骤可以包括选择一最接近每一信号码元中心的相位采样值。

此方法还包括以下步骤，即根据在信号码元之间接近边界处所得到的相位采样值来推导出相位基准值，例如以取平均值。这种取平均操作可由分开地对相位采样值的余弦和正弦求取平均值来完成。相位基准值的推导是基于接近信号码元之间边界所得到的相位采样的运动平均量。另一方面，此推导步骤包括将相位采样值加到一相位跟踪回路以确定相位基准值。

还有另一个方面是，确定位极性的步骤包括决定每一相位采样值和其对应的相位基准值之间之差的符号，以模2π计算。再一方面，此决定位极性的步骤包括选择多个品质值之一，每一品质值与各自的一相位基准相关。此选择步骤可以包括将每一品质值进行比较并选择一最大值。这一与相位基准相关的品质值可通过对接近信号码元间的边界的相位采样值进行平均来产生。

本发明的另一个方面是，所提出的对由曼彻斯特编码的信息位调制的信号频率进行解调的方法，包括在每一曼彻斯特信号码元期间多次采样被调制信号的复数相量值的步骤。

本发明的再一个方面是，所用的调制器是以频率调制信号的相位复数相量值为根据的。

附图的简要说明

下面参照附图对本发明作详细介绍。所列附图包括：

图1(a)～1(c)表明与曼彻斯特编码频率调制无线系统相关的波形；

图2表明曼彻斯特编码数字频率解调用的通常的接收机；

图3表示应用平均相位值的曼彻斯特编码数字解调中典型的接收机；

图4(a)～4(d)为典型的相位均衡器的方框图：

图5(a)、5(b)及5(c)表明按照本发明的典型参考相量均衡过程的细节；以及

图6为采用复数相量值的曼彻斯特编码数字解调中的接收机的方框图。

图1(a)～1(c)所示为在曼彻斯特编码频率调制无线系统中经常出现的波形。图1(a)中的波形表示曼彻斯特编码前的信息位串，而图1(b)中的波形则表示被编码的波形(a)。图1(b)中波形的信号跃变经过平滑修整以有助于限制发送频谱范围。图1(b)中的波形被送到发送器中的频率调制器，而被调制的无线频率载波的相位则与该同一波形相一致，如图1(c)中所示。将会看到，瞬时相位是频率的时间积分，因此，图1(c)波形的相位在图1(b)波形的高频部分期间迅速地增大。而且在图1(b)波形的负值部分相位也减小，在图1(b)波形的正值部分期间则相位增大。

一般，曼彻斯特编码的数字FM信号采用如图2中所示的系统加以解调。无线接收机1将所接收的信号加以放大和滤波，并将其变换成一适当的中间频率(IF)以供鉴频器2应用。鉴频器2产生一电压，该电压与所接收信号频率由其正常载波频率的瞬间偏移量成比例，从而再生出图1(b)中的曼彻斯特调制波形。信息位的极性可由每一曼彻斯特代码字的第一半或者由其第二半来导出，后者实际是第一半的倒相。

将每一代码字的两半相组合，就可减少确定位极性过程中因发送噪声产生误差的可能性。曼彻斯特信号码元两半部分的组合是将该码元的第二半加以倒相再将结果加到其第一半部分，例如说，对波形至少于两点处采样，最好是在相当于第一和第二半部分的中央的两点，而将第二半的采样值的反相值加到由第一半取得的采样值上。

也就是说，可以采用图2中所表明的积分——翻转技术，鉴频器2所产生的信号可由能复位的积分电路3在整个码元期间内进行积分。乘法器4实现每一码元的第二半部分的符号反相，使得每一第二半码元部分的作用增强第一半码元的作用。积分的符号，亦即为码元所代表的信息位的极性，由例如像包括一比较器6和一D触发器7的采样——保持电路5这样的装置来决定。在将开关8闭合时即立即使积分电容器放电，以作好对下一码元的积分。触发器7和开关8由恰当的易于导得的位时钟和复位信号作时钟控制。

由于曼彻斯特编码信号高和低延续的时间长度相等，被调制的信号的相位在每一信息位周期、或信号码元周期之后，即回到起始值。码元中央的相位偏移是正还是负，取决于频率首先成为低而后升高，还是先高后低，亦即基本信息位是“0”还是“1”。因此就会看到，信息位极性可以对曼彻斯特信号码元中央的相位偏移进行测量来决定。

由于通过无线信道接收的信号的绝对相位是随机的，因此必须设立一相位基准来作为码元中央相位比较的依据。按照本发明的一个实施例，在曼彻斯特信号码元的始点和终点测量相位，亦即在被认为相位已回到其起始值的二码元间的边界处，最好是采用通过多个始点和终点得到的平均相位来作为测量码元中央相位偏移的基准。

还需要得到一码元定时信号来识别码元的中心点和终点。按照本发明的一实施例，无线信号的相位在每一信号码元期间加以多次例如8次测量，每一测量时间均作为一可能的终点或中心点来处理。在这一实施例中，对一列接收机的信号以此8个可能的定时相位进行解调以确定一评定为最好的结果。

此“最好的”结果可以是指所采用的定时相位产生一与予先发送的位序列最近似适配的解调位序列。美国所采用的AMPS蜂窝电话系统中的信号化消息包括那些予定作为消息前序的序列。公知的前序序列(格式)由许多交替的“1”和“0”曼彻斯特码元(被称为点序列)和一SYNCWORD(同步字)组成。一种可取的SYNCWORD具有Barker特性，它不大可能会因下面将较详细解释的原因所引起的自身的位移而造成混乱。

也就是说，点序列被用来在采用该信号码元定时搜索SYNCWORD之前达到码元同步。与申请人的最佳实施方案相反，所有码元定时相位均被加以处理，而点序列可代之以作为SYNCWORD的扩展部分。这样，申请人的解调器即如以下详述那样搜索，一5比特的点序列，一10比特的SYNCWORD，和一未知位的称为忙/闲位(在此为非主要的)的格式。

现在以假定为8定时相位来对本发明的曼彻斯特编码FM解调器的操作加以描述。参看图3，无线信号接收机11恰当地对曼彻斯特编码FM信号进行下变频、滤波和放大，将其变换成为适当的IF信号而提供给一鉴相器，即相位检测装置15，鉴相器15最好给出信号瞬时相位的数字结果。理想的鉴相器在作为本文参考的美国专利No.5,084,669及美国专利5,220,275中有介绍。

鉴相器所产生的数字表达式的模最好对应于2π弧度的相位范围。例如，如果鉴相器得出一8位的二进制表达式，此十进制数的范围0～256即映射为0～360度的相角范围。相位测量值以8倍信号码元速率的有规律的采样速率产生，在本示例中每一曼彻斯特码元给出8个相位采样值。

一8路分离器16将每一码元的8个相位采样值分成每一码元一个相位采样值的8个分支。如果分支0为那些在码元边界处取得的相位采样值，那么分支4即为码元中央的相位采样值。同样，如果分支1为那些在码元边界处取得的相位采样值，则分支5即为码元中央的相位采样值，等等。这样，任何一个含有码元边界相位采样值的分支均将与含有码元中心相位采样值的分支隔开4个分支(模8)。

分离器16的一最佳实施例含有一电子存贮器(如随机存取存贮器RAM)。由鉴相器15所得到的顺序的相位值被写进存贮器的8个存贮位置之一，所写入位置由一在每一写操作后作模8增1的地址计数器指定。这样，先前超过8的值即被最后的相位值所覆盖。

由此分离器16得出的8个相位采样值分支被送往8个相位均衡器17，每一均衡器假定各自的相位采样分支含有码元边界采样值来对之进行计算一平均相位值。此平均相位值与分离器16中的各个存贮器位置相关连。在当一老的相位采样值为一新相位采样值所覆盖时，相应的平均相位值即被更新。相位均衡器17可采用两种更新此平均相位值的通用方法。

每一相位均衡器17可以包含一数字锁相回路用于更新平均相位值，如图4(a)中所示。在这种情况下，此8个平均相位值存贮器的每一个也都伴随有频率误差估算值，此频率误差估算值各对应定时位置的新老相位采样值之间的平均系统的相位变化、即偏移的估算值。

每一锁相回路或Kalman滤波器保持对相移速率的估算，并利用此估算值来推算前面的平均相位值以予测下一相位采样值。予值相位采样值与实际相位采样值间的误差被用来纠正予测，以及纠正对相位偏移速率的估算。例如，在如果所观测到的相移超过予测方向上的予测值而致偏移速率的估算增加时，受纠正的平均相位即由予测的相位向观测到的相位变动。

如以θ_i-1表示先前的相位采样值，θ_i表示新相位采样值，

表示先前的频率误差估算， 表示新的频率误差估算， 表示对新相位采样值的予测，那么包含有图4(a)中所示的Kalman滤波器的均恒器17即按下列步骤来更新相位采样值θ和频率误差估算

根据 ${\mathrm{\φ}}_i={\mathrm{\φ}}_{i-1}+{\stackrel{\·}{\mathrm{\φ}}}_{i-1}$ 来予测所希望值θ_i的值φ_i；

根据ε＝θ_i-φ_i来确定予测误差；

根据φ_i＝|φ_i+αε|₂π来纠正予测值φ_i；和

根据 ${\stackrel{\·}{\mathrm{\φ}}}_i={\stackrel{\·}{\mathrm{\φ}}}_{i-1}+\mathrm{\β\ϵ}$ 来计算下一个值

这一过程对每一时钟瞬间重复进行，应理解图4(a)表明在执行计算前的第i个时钟瞬间的情况，在计算和时钟信号进入到i+1之后，情况就如图4(b)中所示，纠正值φ_i处于先前为φ_i-1所占据的位置， 取代

(因此前述表达式成为φ_i＝|φ_i+αε|₂π，而不是φ_i-1＝……因为现在正计算中的是下一个值)。

本领域的一般技术人员将能理解，此回路的带宽和瞬变响应决定于α和β，而根据文献中公开的数字锁相回路原理能很容易地确定它们的适宜值。这些文献包括有：J.Hein等的“非连续定时锁相电路的Z域模型”，IEEE Trans.Circhits & Sys.，Vol.35，pp.1393-1400(Nov.1988)，和F.Gardner的“锁相技术”，2d.ed.John Wiley & Sons，New York(1979)。选取α和β为2的幂的倒数，将有利于简化硬件设施，因为乘法操作减少到仅仅只在二进制相位值中的一比特的位移。

代替采用锁相回路，相位均恒器17可通过循环平均来更新平均相位值，以避免出现对+180°与-180°平均向得出0这一错误值的问题。在如图4(c)中所示的循环平均中，每一均衡器17确定来自分离器16的各相位采样分支流的独立的正弦和余弦平均值。相位采样值被用来查找正弦和余弦表。并由所累计的正弦和余弦取反正切值来计算平均相位值。

换言之，即可以采用忽略指数的平均值，这种平均值如图4(d)中所示相位的均恒器来确定。将由表查得的各相位采样分支流的正弦和余弦值与先前所累计的值作为如下所示的组合：

       SIN_AV＝SIN_AV+α(SINθ_new-SIN_AV)

及

       COS_AV＝COS_AV+α(COSθ_new-COS_AV)，其中，α是指数忽略系数。如图4(c)中所示的均恒器那样，平均相位值由取SIN_AV和COS_AV的反正切来计算。

图5(a)及5(b)描述频率差错纠正机理的运用。图5(a)表明当前对平均相位的估算φ_mean的复数相量表示V_i。此相位相量Vi的实数和虚数部分X、iy分别为平均相位的余弦和正弦，利用相应的当前频率误差估算，或相移速率，将相位相量V_i通过在向前一码元周期旋转一个角度θ来作预测，此角度θ就等于一采用周期中所预期的相移，由此得到图5(b)中所示的相量AV_i，由接收机所观测到的实际相位相量Z以相对于预测平均相位相量AV_i恰当的比例被加到相位相量V_i，以得出所希望的纠正率。例如，可将1/16的观测到的相位相量Z加到15/16的预测平均相位相量AV_i。将会理解这种2的幂所实现的数字逻辑的硬件组成。

以等式的形式表示，作相位相量更新的方程如下：

            V_i+1＝A_iV_i+B(Z-A_iV_i)式中V_i+1为更新的相位相量，V_i为前面的相位相量，Z为观测到(接收到)的相位相量，B为确定更新率的实数系数，例如为2-8，A_i为对应于每一码元所预期相移的复数旋转系数。

旋转系数可由下式更新：

A_i+1＝A_i+C(Z/V_i-A_i)式中C是类似于确定更新率的一个系数。

量值α、β、ε、φ、

及θ并不等于相应的量值B、C、Z、A_i、V_i等，因为前面为角(相位)量，而后者则为笛卡尔相量(X、Y)量。另一方面，确定预测和所接收到的值之间的误差(先前的ε＝θ_i-φ_i)被代之以确定相量误差(Z_i-A_iV_i)。复数值A对应于锁相回路方案中的频率估算值

B对应于α；C对应于β；V是对接收的下一复数相量Z的预测，对应于锁相回路方案中的φ；Z为欲跟踪的所接收复数相量的序列，对应于锁相回路中的输入相位序列θ。

先前的相位估算的更新φ_i＝|φ_i+αε|₂π为相量更新V_i+1＝A_iV_i+B(Z_i-A_iV_i)所代替。此二表达式均说明：新的平均值＝最后一预测+预测误差的一部分。先前的频率更新： ${\stackrel{\·}{\mathrm{\φ}}}_i={\stackrel{\·}{\mathrm{\φ}}}_{i-1}+\mathrm{\β\ϵ}$ 为复数旋转因子的更新所替代：A_i+1＝A_i+C(Z_i/V_i-A_i)。二表达式均说明：每一码元周期的系统旋转的估算＝老的估算+旋转因子中误差的一部分。量值C决定系统旋转估算的平滑度。量值Z_i/V_i-A_i用于旋转因子误差，即它不仅改变Ai的角度还改变其幅值。因此，此序列即给出一递增的或递减的相量来跟踪增加中的或衰退中的信号强度。

相位均恒器17产生八个用于如上述测量码元中央相位偏移的候选相位基准，而它们也最好生成八个相关的量值。相位值分支的平均正弦和平均余弦的平方和可被用作相位基准值的品质量度。检测器15所产生的相位采样上的大量颤动就会导致这样的品质量度减弱，可以利用一些其他办法来推定品质量度，下面将对它们中的部分加以说明，但它们全部均被认为是属于本发明的领域之内的。如下面将详细说明的，由相位均衡器17所产生的品质量度被用作确定“最佳”相位基准。

每一相位基准均连同与用于计算此基准的采样值分支相隔四个的相位采样值分支一起被加以采用，以便确定相位偏移的极性，并得到被解调信息位的估算。8个解调信息位分支是对应于每一候选相位基准产生的。一相位基准和一相位采样值在八个模-2π的相差单元18之一中加以比较，如果相位差在0°与+180°之间就产生“1”，而如果相位差为0°与-180°之间则产生“0”。

如果发现相位差在180°的范围内则多半是存在有差错。在当预期的相位差均分别为正好是相反的“1”和“0”，亦即+90°或-90°时，发生误差的可能性最小。这一点确定信息位速率与最大频率调制偏移之间的最理想的关系。例如，对于信息位速率为10kb/秒时理想的最大FM偏移是5KHz。对于经过滤波的曼彻斯特编码信号，最大偏差将增加约π/2，在一个码元期间将得出±90°的变化。

选取八个候选定时相位中的哪一个(及八个解调数据位流中的哪一个)按下述来决定。一典型的办法是在甄别器19中将8个相位均恒器17所得出的基准品质值加以比较，此甄别器19可以仅仅是一8输入的比较器。甄别器19确定一最大的品质量度值，并产生一控制一八位开关20的信号，由其来选择对应的信息位流。这种选择过程基本上可连续进行，即选择开关动态地切换，总能由所确定为“最佳”的位流中选择一比特(位)。

另一种方法是将8个经估算的信息位流送到8个格式检测器，亦即相关器21，如果确认了一由发送器送来的是属于一预定的格式，此相关器21的每一个就产生一信号。格式检测器21之一将首先寄存检测，而与其他各采样阶段相关连的格式检测器则将相继寄存检测。最好选择对应于第一和最后一寄存检测的检测器中央的寄存检测的格式检测器的采样相位。在再次期望预定的格式之前将这一相位作为一定数量的信息位中的“最佳”者。此一定数量的信息位取决于相对于所发送的位速率的相位采样时钟的准确性。此准确性将对应于再同步、亦即预定格式的中继间的定时漂移，它低于一码元的1/8。

每一格式检测器21包括有一用于存放预期的预定格式的寄存器和一用于存放8个定时相位各自一个的最后16解调位的解调位寄存器。如果一解调位寄存器含有预期的格式(其中忙碌/空闲位不予考虑)的话，则该定时相位即被甄别器19看作为“最佳”者。

对应少数相邻定时相位的解调位寄存器可能包含有预期的格式，在这种情况下甄别器19将确定这组定时相位的中心。此中心定时相位可被用作对消息的其余部分进行解调的“最佳”定时相位。如果SYNCWORD具有上述的Barker特性，则预定的格式多半只能在其被正确地排列在解调位寄存器中时被确认。

在另一实施例中，每一格式检测器21确定预期的格式与各个解调位格式之间不一致位的数量。对三或五个相连续的定时相位的运动窗口，甄别器19将这些误差数加以累计，以确定包含最小误差数的窗口位置。然后甄别器就认为“最佳”定时相位是此三或五相位窗口中的中心相位。换句话说，“最佳”定时相位有可能是产生具有最少颤动的相位基准的相位，如上所述。

本发明的另一个方面是，复数相量值而不是相位值可被用于解调而无需计算平均相位值。这样的系统的方框图如图6中所示。复数相量发生器150将接收机11的IF输出变换成复数相量值Z，此复数相量发生器150是图3中所示的鉴相器15的对等单元。它们各自将所接收到的信号变换成进行处理中所希望的量，例如为作相位变换而成为数字相位量值，或者为作复数相量变换而成为极座标、对数极座标、或笛卡尔坐标形式中之一种的一系列复数。复数相量值以一有规则的采样速率生成，例如8倍码元速率每一曼彻斯特信号码元给出8个相量。

每一复数相量Z均具有一作为信号振幅与信号相位余弦之积的实数部分，和一作为信号幅值与信号相位正弦之积的虚数部分。相量值Z可以极座标或对数极座标产生，它们可由公知的变换方法作数字变换成笛卡尔坐标值(如果希望的话)，相量发生器150最好是在测量信号相位的同时测量信号的振幅，如本文中引用作为参考的美国专利No.5,048,059中所述的那样。

一8路分离器160将每一码元的8个相量分成为每一码元一个复数相量的8个支流。与分离器16的状况相似，分量器160也有利地设有一电子存贮器，由相量发生器150所发出的逐个复数相量在一适当的地址计数器的控制下可被写入其中。

如以对应于定时相位0的复数相量序列为Z₀，Z₈、Z₁₆……，作为相位均衡器17的对等物的相量均衡器170以复数加法确定此序列的平均值：

     Z_AV＝Z₀+Z₈+Z₁₆+………。由所加的相量数目来划分Z_AV所作的定标是一个如何选择的问题。

正如上述相位均衡器那样，均衡器170产生的基准相量是数路相量序列的平均。如果采用一矩形平均窗口，在被加以最新值是即由平均值中减去最老的值。设这一瞬间Z_AV＝Z₀+Z₈+Z₁₆，则下一值即由下式给出：

Z_AV＝Z₈+Z₁₈+Z₂₄＝Z_AV+Z₂₄-Z₀换句话说，可以采用不考虑指数的平均值，而这样的平均值可由下式决定：

Z_AV＝Z_AV+α(Z_new-Z_AV)，式中，α是不计指数的因子，而Znew为最近的复数相量，另外也可利用由Kalman滤波器，即锁相回路，例如图4(a)中所描述的装置所产生的平均值。

上述的复数相量平均过程也可在采用硬性限制接收机的情况下利用，亦即此接收机不产生连续的信号振幅值，而只是单个值。这就相当于取相位角的余弦和正弦的平均值，不同的是除非需要平均相位时才需计算其结果的反正切。

在图6所示的系统中进行的解调过程是处理笛卡尔座标或Z值，无需计算平均相位，因而就不必利用反正切函数。在这个示例中，8个乘法器180按下式得出乘积：

     Z·Z^* _REF式中Z为对应于一被作为前提的信息位中心定时的由分离器160所得的复数相量，Z_REF是由均衡器170按如上述计算所产生的平均基准相量，而^*则表示共轭复数。前述表达式的虚数部分具有对应于基本信息的极性的符号。在前述表达式中，每一复数相量Z均是取自与用于得到基准相量Z^* _REF的相量支流相隔4个的相量支流。这就是图3中所描述的相位采样值与平均相位值之间的关系。

此虚数部分也可被用作为“软性”位值输入到误差纠正过程。为了在图3中所示的相位处理装置中取得“软性”值，应用中心位相位值及其对应的相位基准之间的相位差的正弦。这对应于在采用硬性限制接收机时的表达式Z·Z^* _REF的虚数部分，在这种情况下，Z值的振幅为1。

如图6中所示的实施例的其它组成部件及它们的功能与图3中实施例中的对应部件及它们的功能类似，甄别器190由均衡器170所产生的品质测量值和格式检测器210产生的信息位格式识别信号确定“最佳”基准相量。一适当的选择开关200，它可能仅仅是一指向电子存贮器中一存贮单元的地址，选择恰当的信息位流。在当一所期望的时间窗口内没有位格式识别信号到达所希望的最小阈值的情况下，也可以由选择同一相量支流和消息起点来改善同步性能，以利用对先前的信息长度的了解来最后产生解调输出。(这可被称之为“规整同步”。)

将会理解，前述的功能和计算一般均能由任何具有足够的处理速度能在一信号码元周期内对全部相位采样或复数相量流执行此方案的数字信号处理机(DSP)来完成。

在数据传送非连续的、而是例如由为猝发数据所间断的语音组成的系统中，在数据猝发的起头部分即无法正确取得相位基准，而是将需要在可能是无关的、因而亦即错误的、由最后的语言段计算得的相位值在被清除之前，有许多曼彻斯特码元经过该系统。避免起始数据码元丢失可将采样值保留在一存贮器中，并利用频率误差计算决定每一码元周期的相移率来将该基准值在时间上向后推移，以便对这数码元作追溯性译码。如果dp为每一码元周期的相位变化，P_i为当前的相位基准估算，则对K码元之前的追溯相位基准可由下式计算：

       P_i-k＝P_i-K·dp，模2π。

在一码元周期上的相移很大时，经常需要针对决定基准的码元边界处的相位与码元中心处的相位之差进行纠正，以便正确解调信息位。前述等式可作相位基准向前或向后推进半个码元周期而加以应用于计算相位基准，如下式所示：

       P_i±0.5＝P_i-0.5dp。

虽然这里介绍和描述了本发明的几个特定实施例，但应理解本发明并不局限于此，因为本领域的一般技术人员可加以改变。本申请将包括下列权利要求所规定的本发明的精神和领域之内的任何修改。

Claims (45)

1.一种对编码信息位进行解调的方法，其中该信息位已经被变换成曼彻斯特信号码元并调制一信号的频率，所述方法的特征在于包括以下步骤：

在每一信号码元期间多次采样被调制信号的相位；和

由接近该信号码元的中央所得到的相位采样来确定码元所代表的信息位。

2.权利要求1中的方法，其特征是所述确定步骤包括选择最接近码元中心的相位采样的步骤。

3.权利要求1中的方法，其特征是所述确定步骤包括将每一相位采样与多个由该被调制信号推导得的相位基准的每一个进行比较的步骤。

4.权利要求2中的方法，其特征是所述确定步骤包括以模2π计算确定相位采样与由被调制信号所推导得的多个相位基准之间的差的符号的步骤。

5.权利要求1中的方法，其特征是还包括由接近码元间的边界处推导多个相位基准的步骤。

6.权利要求5中的方法，其特征是所述推导步骤包括求取相位采样的平均的步骤。

7.权利要求6中的方法，其特征是所述求平均步骤包括分开求取相位采样的余弦和正弦的平均的步骤。

8.权利要求5中的方法，其特征是所述推导步骤基于接近码元边界的相位采样的移动平均。

9.权利要求5中的方法，其特征是所述推导步骤包括将相位采样加给一锁相回路的步骤。

10.权利要求5中的方法，其特征是所述推导步骤包括将相位采样加给一Kalman滤波器的步骤。

11.权利要求1中的方法，其特征是所述确定步骤包括以模2π计算确定相位采样与由被调制信号推导得的多个对应相位基准之间的差的符号的步骤。

12.权利要求11中的方法，其特征是所述确定步骤包括确定作为所述相位差的正弦的软性码元值的步骤。

13.权利要求12中的方法，其特征是所述软性码元值被用来对被编码信息位作冗余译码。

14.权利要求1中的方法，其特征是所述确定步骤包括选择多个品质值之一的步骤，每一所述品质值与由被调制信号所推导得的多个相位基准中的各自的一个相关连。

15.权利要求14中的方法，其特征是所述选择步骤包括将每一所述品质值互相比较并选择一最大值的步骤。

16.权利要求14中的方法，其特征是还包括有将接近码元间边界的相位采样加以平均以确定与每一相位基准相关的每一品质值来产生与每一相位基准相关的品质的步骤。

17.一对被编码信息位进行解调的方法，其中该信息位已被变换成曼彻斯特信号码元并调制一信号的频率，所述方法的特征在于包括以下步骤：

在每一信号码元期间多次采样被调制信号的复数相量值；和

由接近码元中央所取得的复数相量值采样来确定信号码元所表示的信息位。

18.权利要求17中的方法，其特征是所述确定步骤包括选择最接近码元中央的复数相量值采样的步骤。

19.权利要求17中的方法，其特征是所述确定步骤包括将每一复数相量值采样乘以由被调制信号所推导得的多个复数相量基准的每一个的步骤。

20.权利要求19中的方法，其特征是所述确定步骤包括确定所述乘法积的虚数部分的符号的步骤。

21.权利要求19中的方法，其特征是所述确定步骤包括有产生等于所述乘法积的虚数部分的软性码元值的步骤。

22.权利要求21中的方法，其特征是所述软性码元值被用于对被编码的信息位作冗余译码。

23.权利要求17中的方法，其特征是还包含有由接近码元间边界的复数相量值采样推导多个复数相量基准的步骤。

24.权利要求23中的方法，其特征是所述推导步骤包括对复数相量值采样进行相量平均的步骤。

25.权利要求24中的方法，其特征是所述平均步骤包括按照采样时期作指数地消弱较老的复数相量值采样的步骤。

26.权利要求23中的方法，其特征是所述推导步骤是基于对接近于码元边界的复数相量采样的移动平均。

27.权利要求23中的方法，其特征是所述推导步骤包括将复数相量值采样提供给一Kalman滤波器的步骤。

28.权利要求17中的方法，其特征是所述确定步骤包括选择多个品质值之一的步骤，每一品质值与由被调制信号推导得的多个复数相量基准中的各自的一个相关连。

29.权利要求28中的方法，其特征是所述步骤包括将每一品质值加以比较以选择一最大值的步骤。

30.权利要求28中的方法，其特征是还包括有以取接近码元间边界的复数相量值采样的平均并确定所得平均的振幅，来确定与每一复数相量基准相关的每一品质值的步骤。

31.一用于复原已被变换成调制一信号的频率的曼彻斯特编码的信号码元的解调器，其特征是由下列单元组成：

用于由信号产生第一相位信号的装置，此第一相位信号由连续的相位值所组成，在每一信号码元期间产生多个相位值；

用于将第一相位信号分成多个第二相位信号的装置，每一第二相位信号包含有多个在相继的码元期间所产生的各自的相位值；

用于将每一第二相位信号加以平均并产生多个候选相位基准信号的装置；

用于将每一候选相位基准信号与所选择的第二相位信号进行比较并产生多个估算的解调信号的装置；和

用于选择一个估算的解调信号并将被选择者作为解调信息位信号供解调器输出的装置。

32.权利要求31中的解调器，其特征是所述划分第一相位信号的装置包含有一电子存贮器。

33.权利要求31中的解调器，其特征是所述平均装置包括一Kalman滤波器。

34.权利要求31中的解调器，其特征是所述平均装置包括有对每一第二相位信号作循环平均的装置。

35.权利要求31中的解调器，其特征是所述平均装置包括对每一第二相位信号作忽略指数平均的装置。

36.权利要求31中的解调器，其特征是所述平均装置产生多个对应于各自的候选相位基准信号的品质值，而所述选择装置包含有用于确定最大品质值及用来生成控制信号的装置和根据此控制信号输出对应于最大品质值的估算的解调信号的装置。

37.权利要求31中的解调器，其特征是所述选择装置包括有在每一估算的解调信号中检测一预定的位格式的装置。

38.权利要求31中的解调器，其特征是所述的预定位格式检测装置包括有用于确定预定的位格式与每个估算解调信号之间的不相一致的位数目的装置，而所述选择装置根据此不相一致位数目选择估算的解调信号之一。

39.一用于复原已被变换成调制一信号频率的曼彻斯特编码信号码元的信息位的解调器，其特征是由下列单元组成：

用于由信号产生第一信号的装置，此第一信号包含有连续的复数相量值，在每一码元期间产生有多个复数相量值；

用于将第一信号分成多个第二信号的装置，每一第二信号包含有各自的在连续的码元期间产生的复数相量值；

用于取每一第二信号平均值和产生多个候选基准信号的装置；

用于产生每一候选基准信号的共轭复数与所选择的第二信号的乘积并产生多个解调信号的装置；及

用于选择估算的解调信号之一并将其作为解调信息位信号提供解调器输出的装置。

40.权利要求39中的解调器，其特征是所述划分第一信号的装置包含有一电子存贮器。

41.权利要求39中的解调器，其特征是所述平均装置包含一Kalman滤波器。

42.权利要求39中的解调器，其特征是所述平均装置包括有对每一第二信号作忽略指数平均的装置。

43.权利要求39中的解调器，其特征是所述平均装置产生多个对应于各自的候选基准信号的品质值，而所述选择装置包括有确定最大品质值和产生控制信号的装置，以及根据控制信号将对应于最大品质值的估算的解调信号连接到数出端的装置。

44.权利要求39中的解调器，其特征是所述选择装置包括有检测每一估算解调信号中一预定的位格式的装置。

45.权利要求44中的解调器，其特征是所述位格式检测装置包括有确定该预定的位格式与每一各自的估算的解调信号之间的不一致位的数目的装置，向所述选择装置根据此不一致位数目选择估算解调位中的一个。

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