SE508697C2 - Förfarande och anordning för tidskontinuerlig filtrering i digital CMOS-process - Google Patents

Description

10 15 20 25 30 508 697 I exempelvis US-A-4,839,542 beskrivs aktiva transkonduk- tansfilter, som tillhör en filtertyp, som kallas transkcnduk- tans-kapacitans-(gm-C)-filter. Grundidén är att skapa poler genom att använda linjära kondensatorer och transledare. Pà sätt flesta samma som för de aktiva komponenter används strömspeglar som aktiva laster för transledarna, och ström- speglarna används inte för att åstadkomma poler för något filtreringsändamàl.

I WO95/06977 beskrivs strömspeglar som endast används som aktiva laster för att öka förstärkarens förstärkning. I själ- va verket, för de flesta förstärkningsstegen, används ström- speglar som aktiva laster för att öka förstärkningen.

I 'US-A-4,686,487 beskrivs konstruktionen av' strömspeglar för förstärkare, sà att de fàr höghastighetsdrift. Den pol som på grund av strömspegeln är parasitisk och organen för att addera ett motstånd har uppfunnits för att reducera ef- fekten pà höghastighetsdriften.

Samanfattning av uppfinningen Uppfinningen hänför sig företrädesvis till konstruktionen av tidskontinuerliga filter för samplade datasystem i digita- la CMOS-processer. I en digital CMOS-process är varken mot- stånd eller linjära kondensatorer tillgängliga. Följaktligen är det inte möjligt eller helt enkelt inte praktiskt att kon- struera tidskontinuerliga filter' med traditionella metoder.

Användningen av strömspeglar har föreslagits för att realise- ra filtreringsfunktioner i en spänning-till-ström omvandlare.

Polfrekvensen bestäms följaktligen av transkonduktansen hos en. MOS-transistor och kapacitansen sedd. vid dess grind. I denna ansökan föreslàs ett generaliserat förfarande för kon- en digital CMOS- process och kaskadkopplingsförfaranden för att reducera pol- struktion av tidskontinuerliga filter i frekvensernas spridning. 10 15 20 25 30 508 697 Kortfattad figurbeskrivning Fig. 1 visar en krets med en enkel strömspegel såsom ett enpoligt filter.

Fig. 2 visar ett diagram med SPICE-simuleringsresultat från fig. 1, där kaskodkopplade strömspeglar och kaskodkopp- lade strömkällor används och kondensatorn realiseras med NMOS-transistorer.

Fig. 3a och 3b visar kretsar med kaskadkopplingsförfaran- den i enlighet med uppfinningen.

Fig. 4 visar ett diagram av SPICE-simuleringsresultat en- ligt fig. 3b; där kaskadkopplade strömspeglar och kaskadkopp- lade strömkällor används och kondensatorerna realiseras med NMOS-transistorer.

Kortfattad beskrivning av de föredragna utföringsformerna Hos digitala CMOS-processer är varken motstånd eller lin- jära kondensatorer tillgängliga. Även om det är möjligt att använda grindens polyamid (gate poly) såsom motstånd är blad- motståndet mycket litet och har en stor variation för en del- mikro~CMOS-process, och brunnmotstànd är känsliga för brus och har även en stor variation. Följaktligen används aktiva komponenter, dvs. transistorer, för att realisera resistans. Även om det är möjligt att använda det enskilda polyamidskik- tet och metalliseringar för att realisera en linjär kondensa- tor, är bladkapacitansen mycket liten i en delmikro-CMOS- process.

Följaktligen används grindkapacitansen, som har en mycket större bladkapacitans. Den enkla strömspegel, som an- vänds säsom ett enpoligt lägpassfilter, visas i fig. 1.

Kondensatorn Co 1 kan realiseras med en grindkondensator på ett chip, eller realiseras med en kondensator anordnad utan- för ett chip, om filtrets gränsfrekvens mäste vara mycket 10 15 20 25 508 697 làg. Genom att pà lämpligt sätt dimensionera transistorernas Mb 2 och M1 3 storlekar och deras tillhörande förströmmar 4, 5, kan också en skalfaktor realiseras i detta filter.

Polfrekvensen hos det enpoliga filtret, som visat i fig. l, ges av .f = _L_ _ÅäQ__ ° 21: c,,+c,,,,' där gmo är transkonduktansen hos den diodkopplade transistorn M0 2 och Cpø motsvarar alla störningar vid transistorns M0 2 grind. transkonduktanserna inför Icke-lineariteterna hos ingen distorsion i utströmmen så länge som transkonduktanserna hos Emellertid. kan icke-lineariteter hos kapacitansen införa fel :i utströmmen.

Ng 2 och M; 3 matchas eller delas konstant. Även om grindkapacitansen är starkt icke-linjär över hela driftomràde: är, i en strömspegelskonfiguration såsom visat i fig. 1, g:;ndspànningsförändringen tämligen begränsad, vilket får tranr;stc:erna att hela tiden verka i ett väldefinierat område. Flljaktligen 'varierar' grindkapacitansen, inte drama- tiskt och Lzneariteten är acceptabel. När externa kondensato- rer an }nds, kan linearitet också garanteras.

Emelle::;d är transkonduktansen hos en transistor beroende av utströrfwn, dvs., iv-- gm = *L lll' där pn är kanalbelastningsmobiliteten, Cox är grindkapacitans- enheten, W/L är transistorstorleken och in är utströmmen.

Följaktligen, när utströmmen i transistorn M0 2 ändras för att rymma inströmmen IW ändras transkonduktansen gmo, varvid pol- 10 15 20 25 30 508 697 SPICE- mellan frekvensen ändras. I fig. 2 visas simuleringsresultaten, när inströmmen ändras i of 5 IbiasO' Det bör observeras att kretsen i fig. 1 är ett enpoligt system med 20 dB/dec frekvens roll-off. Förändringen i 3-dB- frekvensen ligger väl i linje med den förutsägelse som gjor- des av transkonduktansekvationen.

Förändringen i polfrek- vensen medför också distorsion, när insignalens frekvens när- mar sig gränsfrekvensen, i det att en annorlunda ingångs- amplitud genomgår en annorlunda dämpning.

Den simulerade totala övertonsdistorsionen är omkring -50 dB, lika med en fjärdedel av förströmmen. kar till 10 kHz, än -70 dB. när insignalen är en 100 kHz sinusfunktion med amplitud När infrekvensen mins- blir den totala övertonsdistorsionen mindre När infrekvensen är större än gränsfrekvensen, dämpas den totala övertonsdistorsionen av själva filtret.

För att göra polfrekvensen väldefinierad måste naturligt- vis förändringen hos utströmmen vara så liten som nöjligt.

Ett sätt förhållan¿~ Eme11er:;d kan lämplig kaskadkoppling för att realisera fil- 822 åstadkomma detta är att begränsa inströmmen i till förströmmen. Detta är mycket energikrävande. ter av híxze ordning reducera variationen hos polfrekvenser- na.

För att öka filterordningen och reducera variationen hos Ett Hos Kaskad- koppling av två enpoliga system åstadkommer ett tvàpoligt system med en roll-off om 40-dB/dec. polfrekvenserna kan kaskadkopplade strömspeglar användas. enpolig: system ger endast en roll-off om 20-dB/dec. många tilïàmpningar erfordras skarpare urkoppling.

Skarpare urkoppling kan realiseras genom kaskadkoppling i flera steg. Två möjligheter för kaskadkoppling visas i fig. 3a och 3b. 10 15 20 25 30 35 508 697 Den i fig. 3a visade användningen av kaskadkoppling re- sulterar i lägre energiförbrukning pà grund av användning- en av grenen av p-typ. Grenen av n-typ "1" innefattar transistorer MO 6 och M1 7 av n-typ, kondensator CO 8 och förström Ibias0 9 för transistorn M0 6. Grenen "2" av p- typ innefattar transistorer M2 10 och M3 11 av p-typ, kon- densator C1 12 och förström Ibiasl 13 för M3 11. Grenen av n-typ liknar den som visas i fig. 1 förutom att förström- men för M1 7 har uteslutits till förmån för grenen av p- typ. Transistorerna M1 7 och M2 10 förspänner varandra.

Grenen av p-typ är densamma som den av n-typ förutom att transistorer av p-typ används. Denna typ av kaskadkoppling påverkar emellertid polfrekvenserna. Anta att inströmmen ID är positiv, dà ökar utströmmen i. M0 6, vilket får dess transkonduktans att öka. Den polfrekvens, som bestäms av transkonduktansen hos M0 6 och kondensatorn CO 8 ökar följ- aktligen. Samtidigt ökar också utströmmen i M2 10, som är lika med utströmmen hos M1 7, vilket får dess transkonduk- tans att öka. Den polfrekvens, som bestäms av transkonduk- tansen. hos M2 10 och. kapacitansen hos Cl 12, ökar också följaktligen. Den kombinerade effekten är att polfrekven- serna varierar mycket snabbare dà inströmmen varierar.

Det kaskadkopplingsförfarande som visas i fig. 3b resul- terar i mer energiförbrukning pà grund av en extra gren av n-typ. Den innefattar tvâ grenar "1" och "2" av n-typ, som är identiska med den som visas i fig. 1. Emellertid har den en stor fördel i det att den stabiliserar polfrekven- serna. Anta att inströmmen IG är positiv, dä ökar utström- men hos M0 6, vilket får dess transkonduktans att öka. Den polfrekvens som bestäms av gm/Co ökar följaktligen. Samti- digt minskar utströmmen i M2 10, vilket får dess transkon- duktans att minska. Den polfrekvens som bestäms av gm/Cl minskar följaktligen. Den kombinerade effekten är att va- riationerna hos de två polfrekvenserna strävar efter att reducera den totala variationen. 10 15 20 508 697 I fig. 4 visas SPICE-simuleringsresultaten, när inström~ men ändras mellan i 0,5 Ibnsw Det bör observeras att kretsen i fig. 3b är ett tvåpo- ligt system med en roll-off frekvens om 40-dB/dec. Och va- riationsförändringen hos nämnda 3-dB-frekvens reduceras påtagligt.

Den simulerade totala övertonsdistorsionen är mindre än -60 dB, när insignalen är en 100 kHz sinusfunktion med en amplitud lika med en fjärdedel av förströmmen. När infrek- vensen minskar till 10 kHz blir den totala övertonsdistor- sionen mindre än -80 dB. När infrekvensen är större än gränsfrekvensen, dämpas den totala övertonsdistorsionen av själva filtret.

Under det att föregående beskrivning innefattar ett flertal detaljer och egenskaper bör det observeras att dessa endast är illustrativa för uppfinningen, och är inte avsedda att vara begränsande. Många modifieringar inses lätt av en fackman inom området, vilka inte avviker från uppfinningens ram och anda, såsom den definieras av de bi- fogade kraven och deras legala motsvarigheter.

Claims (4)

10 15 20 25 30 508 697 P a t e n t k r a v

1. Förfarande för tidskontinuerlig filtrering i. digitala CMOS-processer, kännetecknat av användning av strömspeg- lar, där ingående ac signal I0 är en ström gående in i di- odförbundna MOS transistorn M0 och den utgående ac signa- len I1 är en ström gående in i MOS transistorn M1, för att realisera tidskontinuerliga filter i en digital CMOS- process, där polfrekvenserna bestäms av en transkonduktans hos en MOS-transistor och en kapacitans hos en kondensator vid dess grind, där kapacitansen bestämmande polfrekvensen kan anta varje form innefattande en kondensator anordnad utanför ett chip.

2. Anordning för tidskontinuerlig filtrering i en digital CMOS-process, kännetecknad av att strömspeglar är anordna- de att användas för att realisera tidskontinuerliga filter i en digital CMOS-process, genom att ingående ac signal I0 är en ström gående in i diodförbundna MOS transistorn MO (2) och den utgående ac signalen I1 är en ström gående in i MOS transistorn M1 (3), där polfrekvenser bestäms av en transkonduktans hos en MOS-transistor (6) och en kapaci- tans hos en kondensator (8) vid dess grind, varvid kapaci- tansen bestämmande polfrekvensen kan anta varje form inne- fattande en kondensator anordnad utanför ett chip.

3. Anordning enligt krav 2, kännetecknad av att en ström- spegel bestående av transistorer M0 (6), M1 (7) och en grindkondensator eller kondensator CO (8) anordnad utanför ett chip används för att bestämma polfrekvensen.

4. Anordning enligt krav 2, kânnetecknad av att två eller flera strömspeglar är anordnade för att kaskadkopplas för att realisera filter av högre ordning och att strömspeglar av n-typ ("1") och p-typ ("2") är anordnade för att alter- neras för att begränsa effektförluster. 10 15? 20 508 697 S. Anordning enlig: krav 2, kännetecknad av att tvá_eller flera strömspeglar år anordnade för att direkt kaskadkopp- las för att realisera filter av högre ordning och reducera spridningen hos polfrekvenaerna genom att använda ström- apeglar av n-typ eller p-typ.