CN1649261B - 有源滤波器和无线电收发机 - Google Patents

Abstract

减小在半导体集成电路中形成的运算放大器反馈部的电容器电容。本发明的有源滤波器包括在半导体集成电路中形成的运算放大器，在运算放大器的输出端子和反向输入端子或非反向输入端子之间连接的电容元件由多个电容元件(3～5)构成，不需要特别的技术或修改集成电路工艺，而且，不会引起S/N比劣化，也不会引起开关噪声及电力消耗的增大，能够减小运算放大器的反馈部的电容值。

Description

有源滤波器和无线电收发机

发明领域 

本发明涉及能够减小在半导体集成电路元件内形成的运算放大器的反馈部电容值的有源滤波器。 

发明背景 

模拟频率滤波器具有在通讯、声频、信号处理等方面通用的基础元件。在半导体集成电路中，模拟有源滤波器通过具有有源元件的运算放大器和具有无源元件的电阻器、电容器及电感器实现。 

通常，由于半导体电感器的集成化占据大量的体积，因此不能实现集成。在多种有源滤波器中，以开关电容器代替电阻的时间采样工作的开关电容器滤波器正在广泛用于模拟信号处理。因为由电容器比率和采样频率决定滤波器的传输函数，因此开关电容器滤波器能够实现正确的特性，这是有利的方面。 

此外，在时间连续的信号处理中，使用RC有源滤波器、MOSFET-C滤波器及Gm-C滤波器，在实现这些滤波器时，电路或滤波器特性根据等效RC乘积、电阻率及电容率变化。 

典型的模拟滤波器传输函数H(s)通过所谓的单极H₁(s)和2次H₂传输函数的乘积表示。这里，参考实施4次巴特沃兹响应的低通滤波器的具体例子。为了实现图4(b)所示的滤波器，可以使用串联连接的2个二次部分(Biquadsection)。 

此外，图4(a)示出了作为二次部分实施的模拟有源RC滤波器的结构的电路图。分别通过1级及2级的二次部分的传输函数H₂₁(s)和H₂₂(s)，图4(b)的传输函数H(s)变为下式。 

[数1] 

$H\left(s\right)=H_{21}\left(s\right)\×H_{22}\left(s\right)$

$H_{21}=\frac{-(R_{21}/R_{11})}{1+s{C}_{21}{R}_{31}(1+\frac{R_{21}}{R_{11}}+\frac{R_{21}}{R_{31}})+s^2{C}_{11}{C}_{21}{R}_{21}{R}_{31}}$

$H_{22}=\frac{-(R_{22}/R_{12})}{1+s{C}_{22}{R}_{32}(1+\frac{R_{22}}{R_{12}}+\frac{R_{22}}{R_{32}})+s^2{C}_{12}{C}_{22}{R}_{22}{R}_{32}}$

假定上式中的各阻值分别为R，那么上式可以简化为下式。 

[数2] 

$H_{21}=\frac{-1}{1+s3C_{21}R+s^2{C}_{11}{C}_{21}{R}^2}$

$H_{22}=\frac{-1}{1+s3C_{22}R+s^2{C}_{12}{C}_{22}{R}^2}$

定义各级的基准电容为C_2j，其次定义j级的比率为K_j。 

[数3] 

$H_{21}=\frac{-1}{1+s3C_{21}R+s^2{k}_1{C}_{21}^2{R}^2}$ $k_1=\frac{C_{11}}{C_{21}}$

$H_{22}=\frac{-1}{1+s3C_{22}R+s^2{k}_2{C}_{22}^2{R}^2}$ $k_2=\frac{C_{12}}{C_{22}}$

例如，对于4次低通滤波器响应，求出比率K₁＝15.36，K₂＝2.636。 

通常，滤波器的次数越增加，电容器比率越增加。作为其它的例子，对于8次巴特沃兹滤波器，最大电容器比率为K_max＝59.1。另一方面，为了减小电容器占据的面积，因为控制约0.2pF以下的非常小的电容器的值存在困难，因此不希望大的比率。在8次滤波器的情况下，假定能够承载的电容器的最大值为5pF(C₁)，C₂＝5pF/59.1(～0.084pF)，C₂为了达到设计布局的寄生电容的数量级，电容器值的控制很困难。 

美国专利4498063(专利文献1)提出了一种减小开关电容器滤波器(参见图5)所必须的静电电容的技术。该美国专利公开了使用电阻分割减小电容器比率。 

具体地说，美国专利4498063所述的电路(参见图5)使用电阻分割(利用R1和R2将输入电压分压)。该电阻分割减弱了输入信号。例如，在不使用电阻分割的情况下，输入信号为Vin，输出信号为Vout，反馈电容器19的静电 电容为αC，电路电压增益变为下式。这里，C’₄为不使用电阻分割情况下的C₄。 

[数4] 

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=-\frac{{C^{\′}}_4}{\mathrm{\αC}}$ αC：反馈电容器 

在使用电阻分割的情况下，因数K在某种程度上减弱了输入信号，因此变为下式。 

[数5] 

$\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=-\frac{{C^{\′}}_4}{\mathrm{\αC}}\×K$

因此，使用新的电容器C₄＝C’₄/K，同时得到电压增益。但是，在这种情况下，电容器C₄具有比C’₄大的静电电容。 

然而，该技术还存在不足。其原因是，由于S/N的比值降低了，因此存在输入信号的减小。 

根据美国专利4743872(专利文献2)，改进了开关电容器滤波器，使用由3个电容器3a、3b和3c构成的T型结构(参见图6)，相比之下，能够减小有效电容C_Q。高阻值电阻8决定了上述3个电容器连接点的电位。 

如图6所示，与美国专利4498063相同，在美国专利4743872中公开的电路也涉及开关电容器滤波器，因此，利用开关2a、2b、2c、及2d动作。基于这种开关电容器滤波器，使这些开关根据不使电容器3a、3b及3c动作的等效电阻而动作。 

该技术的主要缺点如下。亦即，高电阻同时向电容器引入了热噪音，在电容器的切换中，需要比滤波器的切断频率大得多的采样频率，相比之下增大了切换噪声及电力消耗。 

模拟频率滤波器是通讯、声频、信号处理等共用的基础元件。例如，在实施高次有源RC滤波器的最新技术中，出现了高电容器比率问题。为了减小电容器比率，上述现有技术依赖于电阻分割器的使用(美国专利4498063)，其结果是，衰减了输入信号，在使用无线收发器的情况下，引起S/N比恶化的问题。 

此外，为了减小电容器比率，在上述其它现有技术中，在通过高电阻连接 基准电压和连接点的状态下，使用开关电容器电路(美国专利4743872)。其结果是，由于上述高电阻，向电容器导入了来自端子的噪声，同时在电容器的切换中，需要采样频率比滤波器的切断频率大得多。随之，引起开关噪声及消耗电力增加的问题。 

(专利文献1) 

美国专利4498063(出版日：1985年2月5日) 

(专利文献2) 

美国专利4743872(出版日：1988年5月10日) 

发明综述 

鉴于上述问题得到了本发明，本发明的主要目的是减小在半导体集成电路中形成的运算放大器反馈部的电容器电容。 

为了实现上述目的，根据本发明的有源滤波器的特征在于，包括在半导体集成电路元件中形成的运算放大器，在上述运算放大器的输出端子或反向输入端子之间连接的电容元件由多个电容元件构成。 

根据上述发明，有源滤波器具有在半导体集成电路元件中形成的运算放大器。在该运算放大器中，在输出端子和反向输入端子之间、或者输出端子和非反向输入端子之间连接电容元件。 

以前，在运算放大器中，在输出端子和反向输入端子之间、或者输出端子和非反向输入端子之间设有唯一的一个电容元件，由于减小了电容器比率等原因，必须减小该电容元件的静电电容。 

在减小静电电容方面存在限制。例如，以前，使用电阻分割器衰减输入信号。但是，在这种情况下，引起了S/N比劣化的问题。或者，提出了在通过高电阻连接基准电压和连接点的状态下，使用开关电容器电路网。但是，在这种情况下，也引起了开关噪声及电力消耗增大的问题。 

为此，根据上述发明，在输出端子和反向输入端子之间、或者在输出端子和非反向输入端子之间连接多个电容元件。通过连接多个电容元件，能够减小合成电容。据此，使用标准处理方法实施，不需要特别的技术或者修正集成电路工艺，而且，不会引起S/N比劣化，也不会引起开关噪声及电力消耗的增加，能够确实减小运算放大器的反馈部的电容值。此外，能够减小上述电容器比率。 

本发明的其它目的、特征和优点通过下面的描述将十分清楚。此外，本发 明的优点通过参考附图的说明将更加清楚。 

附图的简要描述 

图1是表示适用本发明的有源滤波器的集成电路结构的电路图。 

图2是表示本发明的有源滤波器的结构举例的电路图。 

图3是表示本发明的有源滤波器的其它结构举例的电路图。 

图4是说明本发明和现有技术的图，(a)是表示二次结构的模拟有源RC滤波器的结构的电路图，(b)是实现通过2级串联连接(a)结构的4次低通滤波器的电路图。 

图5是表示现有技术的图，是与电阻分割相比减少了电容器的结构的电路图。 

图6是表示减少了电容器的现有其他结构的电路图。 

实施例的描述 

在本发明的一个实施例中，基于图1至图3说明以下内容。 

图1示出了适用于集成电路的本发明的有源滤波器的主要原理。如图1所示，该集成电路由运算放大器1、电阻2及多个电容器3～5构成，包括输入模拟输入信号Vin的输入端子和输出输出信号Vo的输出端子。 

在上述集成电路中，输入模拟输入信号Vin的输入端子和运算放大器1的反向输入端子之间设有上述电阻器2(电阻值：R)。运算放大器的反向输入端子和输出端子之间设有以T字型连接的上述多个电容器3～5。 

运算放大器1的电阻2及电容器3～5能够决定集成电路的频率响应(称作传输函数，定义为Vo/Vin)，例如，按照下述连接。 

具体地说，在运算放大器1的反向输入端子和输出端子之间并联电容器3(静电电容：C)和电容器4(静电电容：C)。在电容器3与电容器4的连接点和地之间设有电容器5(静电电容：αC)。 

上述集成电路的反馈部(反向输入端子和输出端子之间)的有效静电电容C_eff可以表示为C_eff＝C/(2+α)。即，反馈部的有效静电电容(合成电容)使用大的α值，意味着能够实现小的等效静电电容。 

此时，上述有效静电电容C_eff要求如下。 

另外，在图1中，晶体管6处于截止状态时，从输入端子流向电阻2的电流和流过电容器3的电流是相同的电流，该电流向电容器4及5分流。 

[数6] 

$\frac{V_{\mathrm{in}}}{R}=-\mathrm{sC}{V}_x=\mathrm{s\αC}{V}_x+\mathrm{sC}(V_x-V_o)$

$V_x=\frac{V_o}{2+\mathrm{\α}}\⇒\stackrel{.}{..}\frac{V_o}{v_i}=\frac{-1}{s\left(\frac{C}{2+\mathrm{\α}}\right)R}$

包括运算放大器的反馈部(输入端子和反向输入端子之间)的电容器C_f(＝C_ff)的积分器的传输函数变为下式。 

[数7] 

(V_o/V_i)＝-1/sC_fR， 

与上式相比，能够导出C_eff＝C/(2+α)。 

进一步设有和上述电容器5并联的MOS场效应型晶体管6。当集成电路按照常规动作时，MOS晶体管6处于截止状态。在该MOS场效应晶体管6处于导通时，以T字型连接的电容器3～5的连接点(浮置节点)Vx通过MOS场效应晶体管6接地。因此，在通过预定定时使MOS场效应晶体管6导通时，能够确实除去在浮置节点积聚的电荷。 

作为上述预定定时，例如，在按照通常动作模式设定集成电路之前，给MOS场效应晶体管6的栅极施加短的复位脉冲，例如能够将连接点Vx复位到地电平。 

下面参照图2说明构成上述集成电路结构的主要部分的有源滤波器(二次低通滤波器)。图2示出了能够减小在半导体集成电路中实现的电容器元件的比率(电容器比率＝(作为输入部分的静电电容得到的值中的最大值)÷(作为反馈部分的静电电容得到的值中的最小值))的结构例子。 

如图2所示，在二次低通滤波器中，与图1的集成电路的结构相同，在运算放大器11的反馈部分，3个电容器13-15(电容器13及14的静电电容为C，电容器15的静电电容为αC)进行T字型连接。 

当电容器13～15(反馈电容器)以T字型连接时，连接点(电容器13～15的连接点)Vx通过MOS场效应晶体管16与地连接。MOS场效应进提高16按照预定计时导通，能够除去在浮置点积聚的(最后的)电荷。在有源滤波器 的常规动作之间，MOS场效应晶体管16处于截止状态。 

图2的有源滤波器包括一个运算放大器11、电阻18(电阻值：R1)、电阻19(电阻值：R2)、电阻12(电阻值：R3)以及多个电容器13～15，具有如下式所示的2次传输函数。 

[数8] 

$H\left(s\right)=\frac{-K}{1+\left(\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_{0}Q}\right)+{\left(\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_0}\right)}^2}$

在上述2次传输函数式中，s＝jω是复合频率，K是增益，ω₀是切断频率，Q是电路的质量因数。 

上述运算放大器11具有2个输入端子(反向输入端子和非反向输入端子)和1个输出端子。电阻18、19设定了有源滤波器的增益K。电阻18和电阻12串联连接在输入端子Vin和运算放大器11的反向输入端子之间。上述电阻19连接在上述输出端子和电阻18与电阻12的连接点之间。 

上述电容器17(静电电容：C1)连接在电阻18与电阻12的连接点和地之间。运算放大器11的各个电阻及电容器13～15能够决定有源滤波器的频率响应。例如，下面对T字型连接进行说明。 

具体地说，在运算放大器11的反向输入端子和输出端子之间，串联连接电容器13(静电电容：C)和电容器14(静电电容：C)。在电容器13与电容器14的连接点(Vx)和地之间设有电容器15(静电电容：αC)。 

反馈部分(运算放大器的11的反向输入端子和输出端子之间)的有效静电电容C_eff可以表示为C_eff＝C/(2+α)，能够通过使用大的α值、小的等效静电电容实现反馈部的有效静电电容(合成电容)。 

MOS场效应晶体管16和上述电容器网络的电容器15并联连接。该MOS场效应晶体管16的漏极连接到上述连接点，源极连接到上述地，在栅极施加脉冲电压。 

上述低通有源滤波器的传输函数表示为下式。 

[数9] 

$\left(s\right)=\frac{-(R_2/R_1)}{1+s\left(\frac{C}{2+\mathrm{\α}}\right)R_3(1+\frac{R_2}{R_1}+\frac{R_2}{R_3})+s^2{C}_1\left(\frac{C}{2+\mathrm{\α}}\right)R_2{R}_3}$

上述增益K由上述电阻19(R2)和电阻18(R1)的比决定(K＝R2/R1)。 

在上述低通有源滤波器具有与上述T字型连接的电容器网络的电容器15并联连接的MOS场效应晶体管16时，该漏极连接上述连接点Vx，源极接地，在栅极施加脉冲电压。上述MOS场效应晶体管16在低通滤波器不动作时导通，上述低通有源滤波器在通常动作模式时截止。 

这里，如图2所示的低通有源滤波器，使电阻12短路(R3＝0)，并且去掉电容器17(C1＝0)，得到下式的传输函数，一般，能够构成1次泄漏(leaky)集成电路。 

[数10] 

$H_1\left(s\right)=\frac{-(R_2/R_1)}{1+s\left(\frac{C}{2+\mathrm{\α}}\right)R_2}$

从前，通过串联连接多个上述1次泄漏集成电路(1次传输函数部)、图2所示的低通有源滤波器(2次传输函数部)，能够实现任意的n次低通有源滤波器。 

此时，再次示出有源RC滤波器的基本元件即使用电容器分割技术的图2的2次电路的传输函数。 

[数11] 

$H\left(s\right)=\frac{-(R_2/R_1)}{1+s\left(\frac{C}{2+\mathrm{\α}}\right)R_3(1+\frac{R_2}{R_1}+\frac{R_2}{R_3})+s^2{C}_1\left(\frac{C}{2+\mathrm{\α}}\right)R_2{R}_3}$

与图1所示的集成电路的情况相同，根据图2所示的有源滤波器，在滤波器的常规动作期间，MOS场效应晶体管16截止，在以常规动作模式设定有源滤波器之前，给MOS场效应晶体管16的栅极施加短的复位脉冲(Φ)，以地电平将上述连接点复位。 

如上所述，虽然说明了本发明的电路技术适用于有源低通滤波器和集成电路的情况，但是本发明并不限于此。对于精通电路技术的人员来说，即使不说也应理解下述内容。另外，上述技术也能够用于MOSFET-C、Gm-C、开关滤波器等其它类型的滤波器，即使限定为频率滤波器，也能够适用于例如放大器、增益可变放大器、采样和保持电路等。 

为了说明电路技术，下面参照图3说明适用于在无线电收发机的信道(channel)选择滤波器中使用本发明有源滤波器的8次低通巴特沃兹滤波器的情况。 

该8次低通巴特沃兹滤波器使用图4所示的基本二次部，-3dB的切断频率f_c为7MHz。根据图3的结构，4个二次部串联连接。 

为了方便说明，4个二次部全部具有相同的电阻值。即，图3中的电阻R11～R14、R21～R24、R31～R34的电阻值分别为R。此外，图3中，由C₁表示电容器C11～C14，由C₂表示C21～C24，C21为1级的反馈部的有效静电电容(合成电容)。 

表1归纳了当R＝10KΩ时决定各个二次部的静电电容值。而且，1级～4级分别表示图3的二次部的1级～4级。 

表1 

	1级	2级	3级	4级
					C1[pF]	17.500	6.142	4.104	3.480
C2[pF]	0.296	0.843	1.261	1.487

如表1的结果所示，1级的二次部具有59.1的电容器比率K(＝C₁/C₂＝59.1)，电容器C21的最小静电电容为0.296pF。 

为了能够制造和减小寄生电容的影响，选择的最小静电电容Cu为0.5pF。一方面，关于滤波器设计，如果进行2次考察，那么由运算放大器驱动的最大静电电容必须小于10pF。 

为此，C₁＝17.5pF的1级二次部必须根据电阻值(R)的变更而变更。此时，对于使用R＝20kΩ的情况，仅仅变更1级的二次部，得到表2中的各值。 

表2 

	1级	2级	3级	4级
					C1[pF]	8.75	6.142	4.104	3.480
C2[pF]	0.148	0.843	1.261	1.487

[0111] 1级二次部的电容器C21为0.148pF，这和上述最小静电电容Cu＝0.5pF相比也减小了。1级二次部使用图2所示的结构。图3示出了8次低通巴特沃兹滤波器的最终电路结构。 

实际上，以C＝Cu＝0.5pF(C：电容器13、14的静电电容)及α＝1.38实现1级反馈部的电容器C₂＝0.148pF。而且，通过在C_eff＝C/(2+α)中，代入C_eff＝0.148及C＝0.5pF，得到α＝1.38。 

根据最初设计，对于1级二次部的总电容为17.796pF(＝C₁+C₂＝17.5pF+0.296pF)，根据关系到使用图2结构的反馈部(电容器分割电路，即T字形连接的电容器)的本发明的新设计，总电电容为8.898pF(＝C₁+C₂＝8.75pF+0.148pF)。 

与面积成比例的静电电容总和为10.44pF(＝8.75pF+2×0.5pF+1.38×0.5pF)，此时，由于表1的初始设计电容(＝17.796pF)的0.586倍(＝10.44pF/17.796pF)，因此，能够将静电电容面积(电容器占的面积)减小约41％。 

上述说明针对电容器面积削减不到50％的情况。下面说明电容器面积削减50％以上的情况。 

上面虽然说明了在图3的1级二次部中各电阻在R＝20kΩ情况下得到表2所示的结果，但是，例如，如果各电阻为R＝30kΩ，就得到了表3的结果，能够将电容器面积削减50％以上。 

表3 

	1级	2级	3级	4级
					C1[pF]	5.83	6.142	4.104	3.480
C2[pF]	0.099	0.843	1.261	1.487

实际上，对于图3所示的1级二次部，作为C＝Cu＝0.5pF(C：电容器13、14的静电电容值)及α＝3.05，实现反馈部的电容器C₂＝0.099pF。而且，根据C_eff＝C/(2+α)，通过代入C_eff＝0.099及C＝0.5pF，得到α＝3.05。 

这样，使用C＝0.5pF及α＝3.05的T字型连接，实现了电容器C2＝0.099pF，二次的总电容表示为(5.83pF+0.099pF)＝5.929pF，与面积成比例的静电电容的总和为(5.83pF+2×0.5pF+3.05×0.5pF)＝8.355pF，这时，成为表1的初始设计电容(＝17.796pF)的0.469倍，能够削减约53％的电容器面积。 

根据本发明，如上所述，在半导体集成电路(IC)芯片中，在形成使用运算放大器的有源滤波器的情况下，对于决定滤波器特性的电容器(电容元件)来说，得到了通过常规技术水平不能实现的、微小的电容值，能够大幅削减电容器面积。 

例如，在形成模拟RC滤波器的情况下，在输入部和反馈部(由输出部到输入部)需要两个电容器，滤波器特性由这两个电容器的电容值的比率决定。即，为了提高滤波器特性，必须提高该比率。为此，如果能够减小一方(反馈部)的电容值较好。但是，考虑作为实际问题的加工时的变化等、减小电容元件的尺寸等，比率的误差不可能不增大，特性本身使使用物变得不稳定。 

此时，将本发明用于这样的IC的滤波器电路部，为了实现微小的电容值，合成了多个电容器。据此，与现有技术相比也减小了电容值，而且得到了稳定的值。根据本发明的结构，在IC芯片中，与常规技术相比能够形成小且稳定的电容元件，结果，能够实现具有优异特性(换言之基于电容比大的2个电容器)的滤波器。 

在本实施例中，由于以T字型连接3个电容器，因此达到了上述目的，例如，存在以串联连接等其它连接方式也能够达到同样效果的情况。 

如图1所示，所述电容器的合成也能够适用于在运算放大器的反馈部使用单个电容器的电路。在图1的情况下，能够得到小且稳定的电容值。勿需说，不仅一般的RC滤波器，也能够适用于近年来常用的开关电容器滤波器等。 

通过上述可以看出，如果按照本申请的发明，通过实施半导体集成电路中的模拟连续时间有源滤波器，达到了下述效果。此外，还能够将半导体集成电路的滤波器面积削减到50％以上。使用标准处理技术实施，不需要特别的技术或集成电路工艺的修正，就能够避免S/N比的恶化，并且能够避免引起开关噪声以及电力消耗的增大。能够减小运算放大器中反馈部的电容值。能够提高有源滤波器的动作频率。另外，由于削减了电容器，因此对于同一动作(操作)频率来说，能够减小运算放大器的直流偏置电流。 

如上所述，本发明中采用的有源滤波器具有在运算放大器的输出端子和反向输入端子或非反向输入端子之间连接多个电容元件的结构。 

为此，达到了能够减小运算放大器的反馈部的电容值的效果。 

根据下述结构，能够实现二次低通滤波器，即上述第1及第2电容器串联 连接在所述输出端子和所述反向输入端子之间，包括在输入端子和所述输出端子之间串联连接的第1及第2电阻、在所述第1及第2电阻的连接点和所述反向输入端子之间设置的第3电阻、在所述第1及第3电阻的连接点和地之间设置的第4电容器。 

在这种情况下，通过设定大的第三电容器的电容而确实减小了第1～第3电容器的合成电容。为此，同时达到了能够确实抑制电容器比率(＝第4电容器的电容/第1～第3电容器的合成电容)增大的效果。 

上述多个电容元件以T字型连接较好。相比之下，能够确实减小合成电容。 

上述多个电容元件是第1～第3电容器，第1及第2电容器串联连接在所述输出端子和所述反向输入端子或者所述非反向输入端子之间的同时，基于所述第3电容器连接在所述第1及第2电容器的连接点和地之间，实现所述T字型连接较好。 

所述第3电容器和开关部并联连接较好。在这种情况下，通过使开关部处于截止状态，以T字型连接的电容器的连接点(浮置点)通过开关部与地连接，能够除去(放电)在连接点处积聚的电荷。相比之下，通常能够进行迅速且正确的滤波器处理。 

根据下述结构，能够实现高精度的二次低通滤波器，即上述第1及第2电容器串联连接在所述输出端子和所述反向输入端子之间，包括在输入端子和所述输出端子之间串联连接的第1及第2电阻、在所述第1及第2电阻的连接点和所述反向输入端子之间设置的第3电阻、在所述第1及第3电阻的连接点和地之间设置的第4电容器。 

在这种情况下，由于通过设定大的第3电容器的电容而能够确实减小第1～第3电容器的合成电容，因此能够确实抑制电容器比率(＝第4电容器的电容/第1～第3电容器的合成电容)的增大。 

通过下述结构，能够实现高精度的集成电路，即所述第1及第2电容器串联连接在所述运算放大器的输出端子和反向输入端子之间，包括在输入端子和所述反向输入端子之间连接的第1电阻和在所述输出端子和所述方向输入端子之间连接的第2电阻。 

在上述以T字型连接的第1～第3电容器中，优选地，第1及第2电容器的电容值相等，所述第3电容器是所述第1电容器的电容值的预定倍数。相比 之下，有源滤波器的设计可以容易地、正确地在短时间内进行。 

通过串联连接所述二次低通滤波器和至少一个所述集成电路，能够实现高精度的n次(n：2以上的整数)低通滤波器。 

使用标准处理技术实现本发明，不需要特殊的技术或修正集成电路工艺，而且，不会引起S/N比劣化以及开关噪声及电力消耗的增大，能够减小运算放大器的反馈部的电容值，能够适用于使用运算放大器的连续型或者开关电容器型的有源滤波器等的滤波器技术。 

虽然在发明的详细说明中描述的具体实施形式或者实施例说明了本发明的技术内容，但是不应仅仅限于具体例子的狭义理解，在本发明的精神和附加权利要求的范围内，能够对实施例作出各种各样的变更。 

Claims (8)

1.一种有源滤波器，是包括在半导体集成电路元件中形成的运算放大器(1，11)的有源滤波器，其特征在于，

在所述运算放大器(1，11)的输出端子和反向输入端子之间连接的电容元件，由第1～第3电容器(3～5，13～15)构成，

所述第3电容器(5，15)连接在所述第1及第2电容器(3～4，13～14)的连接点与地之间，

所述第3电容器(5，15)和开关部(6，16)并联连接，

所述第1及第2电容器(3～4，13～14)串联连接在所述输出端子和所述反向输入端子之间。

2.根据权利要求1所述的有源滤波器，其特征在于，

包括：

在输入端子和所述输出端子之间串联连接的第1及第2电阻(18，19)；

在所述第1及第2电阻(18，19)的连接点和所述反向输入端子之间设置的第3电阻(12)；以及

在所述第1及第3电阻(18，12)的连接点和地之间设置的第4电容器(17)。

3.根据权利要求1所述的有源滤波器，其特征在于，

包括：

在输入端子和所述反向输入端子之间连接的第1电阻(18)；以及

在所述输出端子和所述反向输入端子之间连接的第2电阻(19)。

4.根据权利要求1或2所述的有源滤波器，其特征在于，

所述第1及第2电容器(13，14)的电容值相等，所述第3电容器(15)的电容值是所述第1电容器(13)的电容值的预定倍数。

5.一种有源滤波器，其特征在于，

根据权利要求2所述的有源滤波器和至少一个根据权利要求3所述的有源滤波器串联连接。

6.根据权利要求1所述的有源滤波器，其特征在于，

所述开关部(6，16)由MOS场效应晶体管构成。

7.根据权利要求1所述的有源滤波器，其特征在于，

所述开关部(6，16)在按照所述有源滤波器的常规动作模式设定之前处于导通状态，在所述有源滤波器按常规动作时处于截止状态。

8.一种无线电收发机，其特征在于，

包括如权利要求2所述的有源滤波器。

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