SE508697C2 - Method and apparatus for time continuous filtration in digital CMOS process - Google Patents
Method and apparatus for time continuous filtration in digital CMOS processInfo
- Publication number
- SE508697C2 SE508697C2 SE9602824A SE9602824A SE508697C2 SE 508697 C2 SE508697 C2 SE 508697C2 SE 9602824 A SE9602824 A SE 9602824A SE 9602824 A SE9602824 A SE 9602824A SE 508697 C2 SE508697 C2 SE 508697C2
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- current
- pole
- capacitor
- digital cmos
- mos transistor
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 24
- 230000008569 process Effects 0.000 title claims abstract description 14
- 238000001914 filtration Methods 0.000 title claims abstract description 6
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 19
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 6
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 6
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 description 5
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 4
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 235000013599 spices Nutrition 0.000 description 3
- 239000004952 Polyamide Substances 0.000 description 2
- 230000002301 combined effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000005265 energy consumption Methods 0.000 description 2
- 229920002647 polyamide Polymers 0.000 description 2
- CVOFKRWYWCSDMA-UHFFFAOYSA-N 2-chloro-n-(2,6-diethylphenyl)-n-(methoxymethyl)acetamide;2,6-dinitro-n,n-dipropyl-4-(trifluoromethyl)aniline Chemical compound CCC1=CC=CC(CC)=C1N(COC)C(=O)CCl.CCCN(CCC)C1=C([N+]([O-])=O)C=C(C(F)(F)F)C=C1[N+]([O-])=O CVOFKRWYWCSDMA-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000001465 metallisation Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 210000000056 organ Anatomy 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
- H03F3/345—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
- H03H11/0427—Filters using a single transconductance amplifier; Filters derived from a single transconductor filter, e.g. by element substitution, cascading, parallel connection
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
10 15 20 25 30 508 697 I exempelvis US-A-4,839,542 beskrivs aktiva transkonduk- tansfilter, som tillhör en filtertyp, som kallas transkcnduk- tans-kapacitans-(gm-C)-filter. Grundidén är att skapa poler genom att använda linjära kondensatorer och transledare. Pà sätt flesta samma som för de aktiva komponenter används strömspeglar som aktiva laster för transledarna, och ström- speglarna används inte för att åstadkomma poler för något filtreringsändamàl. 10 15 20 25 30 508 697 For example, U.S. Patent No. 4,839,542 discloses active transconducting filter, which belongs to a type of filter called the transducer tans-capacitance (gm-C) filter. The basic idea is to create poles by using linear capacitors and transducers. Pà way most same as for the active components used current mirrors as active loads for the transducers, and current the mirrors are not used to make poles for anything filtration purposes.
I WO95/06977 beskrivs strömspeglar som endast används som aktiva laster för att öka förstärkarens förstärkning. I själ- va verket, för de flesta förstärkningsstegen, används ström- speglar som aktiva laster för att öka förstärkningen.WO95 / 06977 describes current mirrors which are only used as active loads to increase the gain of the amplifier. In the soul va verket, for most amplification stages, current is used mirrors as active loads to increase reinforcement.
I 'US-A-4,686,487 beskrivs konstruktionen av' strömspeglar för förstärkare, sà att de fàr höghastighetsdrift. Den pol som på grund av strömspegeln är parasitisk och organen för att addera ett motstånd har uppfunnits för att reducera ef- fekten pà höghastighetsdriften.US-A-4,686,487 describes the construction of current mirrors for amplifiers, so that they get high-speed operation. The pole which due to the current mirror is parasitic and the organs for adding a resistor has been invented to reduce the the effect on high-speed operation.
Samanfattning av uppfinningen Uppfinningen hänför sig företrädesvis till konstruktionen av tidskontinuerliga filter för samplade datasystem i digita- la CMOS-processer. I en digital CMOS-process är varken mot- stånd eller linjära kondensatorer tillgängliga. Följaktligen är det inte möjligt eller helt enkelt inte praktiskt att kon- struera tidskontinuerliga filter' med traditionella metoder.Summary of the invention The invention preferably relates to the construction of time-continuous filters for sampled computer systems in digital la CMOS processes. In a digital CMOS process, neither stand or linear capacitors available. Consequently it is not possible or simply not practical to structuring time-continuous filters' using traditional methods.
Användningen av strömspeglar har föreslagits för att realise- ra filtreringsfunktioner i en spänning-till-ström omvandlare.The use of current mirrors has been proposed to filtering functions in a voltage-to-current converter.
Polfrekvensen bestäms följaktligen av transkonduktansen hos en. MOS-transistor och kapacitansen sedd. vid dess grind. I denna ansökan föreslàs ett generaliserat förfarande för kon- en digital CMOS- process och kaskadkopplingsförfaranden för att reducera pol- struktion av tidskontinuerliga filter i frekvensernas spridning. 10 15 20 25 30 508 697 Kortfattad figurbeskrivning Fig. 1 visar en krets med en enkel strömspegel såsom ett enpoligt filter.The pole frequency is consequently determined by the transconductance of one. MOS transistor and capacitance seen. at its gate. IN this application proposes a generalized procedure for a digital CMOS process and cascade coupling procedures to reduce construction of time-continuous filters in the spread of frequencies. 10 15 20 25 30 508 697 Brief description of the figure Fig. 1 shows a circuit with a simple current mirror as one single-pole filter.
Fig. 2 visar ett diagram med SPICE-simuleringsresultat från fig. 1, där kaskodkopplade strömspeglar och kaskodkopp- lade strömkällor används och kondensatorn realiseras med NMOS-transistorer.Fig. 2 shows a diagram with SPICE simulation results from Fig. 1, where cascaded current mirrors and cascoded added power sources are used and the capacitor is realized with NMOS transistors.
Fig. 3a och 3b visar kretsar med kaskadkopplingsförfaran- den i enlighet med uppfinningen.Figs. 3a and 3b show circuits with cascade coupling procedures. it in accordance with the invention.
Fig. 4 visar ett diagram av SPICE-simuleringsresultat en- ligt fig. 3b; där kaskadkopplade strömspeglar och kaskadkopp- lade strömkällor används och kondensatorerna realiseras med NMOS-transistorer.Fig. 4 shows a diagram of SPICE simulation results according to Fig. 3b; where cascading current mirrors and cascading added power sources are used and the capacitors are realized with NMOS transistors.
Kortfattad beskrivning av de föredragna utföringsformerna Hos digitala CMOS-processer är varken motstånd eller lin- jära kondensatorer tillgängliga. Även om det är möjligt att använda grindens polyamid (gate poly) såsom motstånd är blad- motståndet mycket litet och har en stor variation för en del- mikro~CMOS-process, och brunnmotstànd är känsliga för brus och har även en stor variation. Följaktligen används aktiva komponenter, dvs. transistorer, för att realisera resistans. Även om det är möjligt att använda det enskilda polyamidskik- tet och metalliseringar för att realisera en linjär kondensa- tor, är bladkapacitansen mycket liten i en delmikro-CMOS- process.Brief description of the preferred embodiments In digital CMOS processes, neither resistance nor linear capacitors available. Although it is possible to use the gate polyamide (gate poly) as resistance is leaf resistance is very small and has a large variation for a micro ~ CMOS process, and well resistors are sensitive to noise and also has a great variety. Consequently, active are used components, i.e. transistors, to realize resistance. Although it is possible to use the individual polyamide layer metallizations to realize a linear condensate tor, the blade capacitance is very small in a sub-micro-CMOS process.
Följaktligen används grindkapacitansen, som har en mycket större bladkapacitans. Den enkla strömspegel, som an- vänds säsom ett enpoligt lägpassfilter, visas i fig. 1.Consequently, the gate capacitance is used, which has one much greater blade capacity. The simple current mirror, which is turned as a single-pole low-pass filter, shown in Fig. 1.
Kondensatorn Co 1 kan realiseras med en grindkondensator på ett chip, eller realiseras med en kondensator anordnad utan- för ett chip, om filtrets gränsfrekvens mäste vara mycket 10 15 20 25 508 697 làg. Genom att pà lämpligt sätt dimensionera transistorernas Mb 2 och M1 3 storlekar och deras tillhörande förströmmar 4, 5, kan också en skalfaktor realiseras i detta filter.The capacitor Co 1 can be realized with a gate capacitor on a chip, or is realized with a capacitor arranged externally for a chip, if the cut-off frequency of the filter must be high 10 15 20 25 508 697 low. By appropriately dimensioning the transistors Mb 2 and M1 3 sizes and their associated pre-currents 4, 5, a scale factor can also be realized in this filter.
Polfrekvensen hos det enpoliga filtret, som visat i fig. l, ges av .f = _L_ _ÅäQ__ ° 21: c,,+c,,,,' där gmo är transkonduktansen hos den diodkopplade transistorn M0 2 och Cpø motsvarar alla störningar vid transistorns M0 2 grind. transkonduktanserna inför Icke-lineariteterna hos ingen distorsion i utströmmen så länge som transkonduktanserna hos Emellertid. kan icke-lineariteter hos kapacitansen införa fel :i utströmmen.The pole frequency of the single pole filter, as shown in FIG. l, is given by .f = _L_ _ÅäQ__ ° 21: c ,, + c ,,,, ' where gmo is the transconductance of the diode-coupled transistor M0 2 and Cpø correspond to all disturbances at the transistor M0 2 gate. the transconductances before The non-linearities of No distortion in the output current as long as the transconductances of However. can non-linearities of the capacitance introduce errors: in the output current.
Ng 2 och M; 3 matchas eller delas konstant. Även om grindkapacitansen är starkt icke-linjär över hela driftomràde: är, i en strömspegelskonfiguration såsom visat i fig. 1, g:;ndspànningsförändringen tämligen begränsad, vilket får tranr;stc:erna att hela tiden verka i ett väldefinierat område. Flljaktligen 'varierar' grindkapacitansen, inte drama- tiskt och Lzneariteten är acceptabel. När externa kondensato- rer an }nds, kan linearitet också garanteras.Ng 2 and M; 3 are matched or shared constantly. Although the gate capacitance is strongly non-linear throughout operating range: is, in a current mirror configuration as shown in Fig. 1, the voltage change is rather limited, which makes the tranr; stcs operate at all times in a well-defined area. Consequently, the gate capacitance 'does not' vary ', not dramatically and The readability is acceptable. When external capacitors linearity can also be guaranteed.
Emelle::;d är transkonduktansen hos en transistor beroende av utströrfwn, dvs., iv-- gm = *L lll' där pn är kanalbelastningsmobiliteten, Cox är grindkapacitans- enheten, W/L är transistorstorleken och in är utströmmen.However, the transconductance of a transistor is dependent of utströrfwn, i.e., iv-- gm = * L lll ' where pn is the channel load mobility, Cox is the gate capacitance unit, W / L is the transistor size and in is the output current.
Följaktligen, när utströmmen i transistorn M0 2 ändras för att rymma inströmmen IW ändras transkonduktansen gmo, varvid pol- 10 15 20 25 30 508 697 SPICE- mellan frekvensen ändras. I fig. 2 visas simuleringsresultaten, när inströmmen ändras i of 5 IbiasO' Det bör observeras att kretsen i fig. 1 är ett enpoligt system med 20 dB/dec frekvens roll-off. Förändringen i 3-dB- frekvensen ligger väl i linje med den förutsägelse som gjor- des av transkonduktansekvationen.Consequently, when the output current of transistor M0 2 changes to accommodate the inflow IW changes the transconductance gmo, whereby the 10 15 20 25 30 508 697 SPICE- between the frequency changes. Fig. 2 shows the simulation results, when the input current changes i of 5 IbiasO ' It should be noted that the circuit of Fig. 1 is a single pole system with 20 dB / dec frequency roll-off. The change in 3-dB the frequency is well in line with the prediction made by by the transconductance equation.
Förändringen i polfrek- vensen medför också distorsion, när insignalens frekvens när- mar sig gränsfrekvensen, i det att en annorlunda ingångs- amplitud genomgår en annorlunda dämpning.The change in pole frequency the frequency also causes distortion when the frequency of the input signal the cut-off frequency, in that a different input amplitude undergoes a different attenuation.
Den simulerade totala övertonsdistorsionen är omkring -50 dB, lika med en fjärdedel av förströmmen. kar till 10 kHz, än -70 dB. när insignalen är en 100 kHz sinusfunktion med amplitud När infrekvensen mins- blir den totala övertonsdistorsionen mindre När infrekvensen är större än gränsfrekvensen, dämpas den totala övertonsdistorsionen av själva filtret.The simulated total harmonic distortion is around -50 dB, equal to a quarter of the pre-current. tune to 10 kHz, than -70 dB. when the input signal is a 100 kHz sine function with amplitude When the frequency is the total harmonic distortion becomes smaller When the frequency is greater than the cut-off frequency, attenuates the total harmonic distortion of the filter itself.
För att göra polfrekvensen väldefinierad måste naturligt- vis förändringen hos utströmmen vara så liten som nöjligt.In order to make the pole frequency well-defined, show the change in the output current be as small as possible.
Ett sätt förhållan¿~ Eme11er:;d kan lämplig kaskadkoppling för att realisera fil- 822 åstadkomma detta är att begränsa inströmmen i till förströmmen. Detta är mycket energikrävande. ter av híxze ordning reducera variationen hos polfrekvenser- na.A way ratio¿ ~ Eme11er:; d can suitable cascade coupling to realize fil- 822 accomplishing this is to limit the inflow of to the pre-current. This is very energy consuming. in order to reduce the variation of the pole frequency na.
För att öka filterordningen och reducera variationen hos Ett Hos Kaskad- koppling av två enpoliga system åstadkommer ett tvàpoligt system med en roll-off om 40-dB/dec. polfrekvenserna kan kaskadkopplade strömspeglar användas. enpolig: system ger endast en roll-off om 20-dB/dec. många tilïàmpningar erfordras skarpare urkoppling.To increase the filter order and reduce the variation of One At Cascade- coupling of two single-pole systems provides a two-pole system with a roll-off of 40-dB / dec. the pole frequencies, cascaded current mirrors can be used. single pole: system provides only a roll-off of 20-dB / dec. many applications require sharper disconnection.
Skarpare urkoppling kan realiseras genom kaskadkoppling i flera steg. Två möjligheter för kaskadkoppling visas i fig. 3a och 3b. 10 15 20 25 30 35 508 697 Den i fig. 3a visade användningen av kaskadkoppling re- sulterar i lägre energiförbrukning pà grund av användning- en av grenen av p-typ. Grenen av n-typ "1" innefattar transistorer MO 6 och M1 7 av n-typ, kondensator CO 8 och förström Ibias0 9 för transistorn M0 6. Grenen "2" av p- typ innefattar transistorer M2 10 och M3 11 av p-typ, kon- densator C1 12 och förström Ibiasl 13 för M3 11. Grenen av n-typ liknar den som visas i fig. 1 förutom att förström- men för M1 7 har uteslutits till förmån för grenen av p- typ. Transistorerna M1 7 och M2 10 förspänner varandra.Sharper disconnection can realized by cascading in several steps. Two possibilities for cascade connection is shown in Figs. 3a and 3b. 10 15 20 25 30 35 508 697 The use of cascade coupling shown in Fig. 3a is results in lower energy consumption due to one of the branch of p-type. The branch of n-type "1" includes transistors MO 6 and M1 7 of n-type, capacitor CO 8 and pre-current Ibias0 9 for transistor M0 6. Branch "2" of p- type includes p-type transistors M2 10 and M3 11, con- densator C1 12 and pre-current Ibiasl 13 for M3 11. The branch of n-type is similar to that shown in Fig. 1 except that but for M1 7 has been excluded in favor of the branch of p- type. Transistors M1 7 and M2 10 bias each other.
Grenen av p-typ är densamma som den av n-typ förutom att transistorer av p-typ används. Denna typ av kaskadkoppling påverkar emellertid polfrekvenserna. Anta att inströmmen ID är positiv, dà ökar utströmmen i. M0 6, vilket får dess transkonduktans att öka. Den polfrekvens, som bestäms av transkonduktansen hos M0 6 och kondensatorn CO 8 ökar följ- aktligen. Samtidigt ökar också utströmmen i M2 10, som är lika med utströmmen hos M1 7, vilket får dess transkonduk- tans att öka. Den polfrekvens, som bestäms av transkonduk- tansen. hos M2 10 och. kapacitansen hos Cl 12, ökar också följaktligen. Den kombinerade effekten är att polfrekven- serna varierar mycket snabbare dà inströmmen varierar.The p-type branch is the same as the n-type except that p-type transistors are used. This type of cascade coupling however, affects the pole frequencies. Assume the inflow ID is positive, then the output current increases in. M0 6, which gets its transconductance to increase. The pole frequency, which is determined by the transconductance of MO 6 and the capacitor CO 8 increase accordingly actually. At the same time, the output current in M2 10, which is equal to the output current of M1 7, which causes its transconductor to increase. The pole frequency, which is determined by the transconducting dance. at M2 10 and. the capacitance of Cl 12, also increases consequently. The combined effect is that the pole frequency The rates vary much faster as the inflow varies.
Det kaskadkopplingsförfarande som visas i fig. 3b resul- terar i mer energiförbrukning pà grund av en extra gren av n-typ. Den innefattar tvâ grenar "1" och "2" av n-typ, som är identiska med den som visas i fig. 1. Emellertid har den en stor fördel i det att den stabiliserar polfrekven- serna. Anta att inströmmen IG är positiv, dä ökar utström- men hos M0 6, vilket får dess transkonduktans att öka. Den polfrekvens som bestäms av gm/Co ökar följaktligen. Samti- digt minskar utströmmen i M2 10, vilket får dess transkon- duktans att minska. Den polfrekvens som bestäms av gm/Cl minskar följaktligen. Den kombinerade effekten är att va- riationerna hos de två polfrekvenserna strävar efter att reducera den totala variationen. 10 15 20 508 697 I fig. 4 visas SPICE-simuleringsresultaten, när inström~ men ändras mellan i 0,5 Ibnsw Det bör observeras att kretsen i fig. 3b är ett tvåpo- ligt system med en roll-off frekvens om 40-dB/dec. Och va- riationsförändringen hos nämnda 3-dB-frekvens reduceras påtagligt.The cascade connection method shown in Fig. 3b results in more energy consumption due to an extra branch of n-type. It comprises two branches "1" and "2" of n-type, which are identical to that shown in Fig. 1. However, have it has a great advantage in that it stabilizes the pole frequency serna. Assume that the inflow IG is positive, then the outflow increases but at M0 6, which causes its transconductance to increase. The pole frequency determined by gm / Co consequently increases. Samti- significantly reduces the output current in M2 10, which ability to decrease. The pole frequency determined by gm / Cl decreases accordingly. The combined effect is that the variations of the two pole frequencies strive to reduce the total variation. 10 15 20 508 697 Fig. 4 shows the SPICE simulation results, when inflow ~ but changes between in 0.5 Ibnsw It should be noted that the circuit of Fig. 3b is a two-position system with a roll-off frequency of 40-dB / dec. And what- the ration change of said 3-dB frequency is reduced noticeable.
Den simulerade totala övertonsdistorsionen är mindre än -60 dB, när insignalen är en 100 kHz sinusfunktion med en amplitud lika med en fjärdedel av förströmmen. När infrek- vensen minskar till 10 kHz blir den totala övertonsdistor- sionen mindre än -80 dB. När infrekvensen är större än gränsfrekvensen, dämpas den totala övertonsdistorsionen av själva filtret.The simulated total harmonic distortion is less than -60 dB, when the input signal is a 100 kHz sine function with one amplitude equal to a quarter of the pre-current. When infringing decreases to 10 kHz, the total harmonic distortion becomes less than -80 dB. When the frequency is greater than limit frequency, the total harmonic distortion is attenuated by the filter itself.
Under det att föregående beskrivning innefattar ett flertal detaljer och egenskaper bör det observeras att dessa endast är illustrativa för uppfinningen, och är inte avsedda att vara begränsande. Många modifieringar inses lätt av en fackman inom området, vilka inte avviker från uppfinningens ram och anda, såsom den definieras av de bi- fogade kraven och deras legala motsvarigheter.While the foregoing description includes a several details and features it should be noted that these are illustrative of the invention only, and are not intended to be restrictive. Many modifications will be appreciated easily by a person skilled in the art, which do not deviate from the scope and spirit of the invention, as defined by the attached the requirements and their legal equivalents.
Claims (4)
Priority Applications (10)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9602824A SE508697C2 (en) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | Method and apparatus for time continuous filtration in digital CMOS process |
| TW086108310A TW349264B (en) | 1996-07-19 | 1997-06-16 | Method and device for continuous-time filtering |
| AU35637/97A AU3563797A (en) | 1996-07-19 | 1997-06-27 | A method and device for continuous-time filtering in digital cmos process |
| CN97196552A CN1108658C (en) | 1996-07-19 | 1997-06-27 | Method and device for continuous-time filtering in digital CMOS process |
| JP10506853A JP2000514980A (en) | 1996-07-19 | 1997-06-27 | Method and apparatus for continuous time filtering in a digital CMOS process |
| PCT/SE1997/001169 WO1998004038A1 (en) | 1996-07-19 | 1997-06-27 | A method and device for continuous-time filtering in digital cmos process |
| KR1019980710778A KR20000065251A (en) | 1996-07-19 | 1997-06-27 | Method and apparatus for temporally continuous filtering in a digital CMS process |
| CA002260915A CA2260915A1 (en) | 1996-07-19 | 1997-06-27 | A method and device for continuous-time filtering in digital cmos process |
| EP97932096A EP0913029A1 (en) | 1996-07-19 | 1997-06-27 | A method and device for continuous-time filtering in digital cmos process |
| HK00100431A HK1021595A1 (en) | 1996-07-19 | 2000-01-22 | A device for continuous-time filtering in digital cmos process |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9602824A SE508697C2 (en) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | Method and apparatus for time continuous filtration in digital CMOS process |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| SE9602824D0 SE9602824D0 (en) | 1996-07-19 |
| SE9602824L SE9602824L (en) | 1998-01-20 |
| SE508697C2 true SE508697C2 (en) | 1998-10-26 |
Family
ID=20403437
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| SE9602824A SE508697C2 (en) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | Method and apparatus for time continuous filtration in digital CMOS process |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0913029A1 (en) |
| JP (1) | JP2000514980A (en) |
| KR (1) | KR20000065251A (en) |
| CN (1) | CN1108658C (en) |
| AU (1) | AU3563797A (en) |
| CA (1) | CA2260915A1 (en) |
| HK (1) | HK1021595A1 (en) |
| SE (1) | SE508697C2 (en) |
| TW (1) | TW349264B (en) |
| WO (1) | WO1998004038A1 (en) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011004512A1 (en) * | 2009-07-08 | 2011-01-13 | パナソニック株式会社 | Filter circuit and optical disc device provided with same |
| US8502597B2 (en) * | 2009-10-21 | 2013-08-06 | Qualcomm, Incorporated | Low-pass filter design |
| US20140010783A1 (en) | 2012-07-06 | 2014-01-09 | Hoffmann-La Roche Inc. | Antiviral compounds |
| KR20150109451A (en) | 2013-01-23 | 2015-10-01 | 에프. 호프만-라 로슈 아게 | Antiviral triazole derivatives |
| RU2015136256A (en) | 2013-03-05 | 2017-04-10 | Ф. Хоффманн-Ля Рош Аг | ANTI-VIRAL COMPOUNDS |
| CN104679095A (en) * | 2015-02-15 | 2015-06-03 | 格科微电子（上海）有限公司 | Current source, current source array, read-out circuit, control method of read-out circuit and amplification circuit |
| US11296678B1 (en) * | 2020-12-29 | 2022-04-05 | Qualcomm Incorporated | Complementary current-mode biquad with high linearity |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4839542A (en) * | 1984-08-21 | 1989-06-13 | General Datacomm Industries, Inc. | Active transconductance filter device |
| US4686487A (en) * | 1986-07-28 | 1987-08-11 | Commodore Business Machines, Inc. | Current mirror amplifier |
| EP0600141B1 (en) * | 1992-10-30 | 1997-03-05 | SGS-THOMSON MICROELECTRONICS S.p.A. | Transconductor stage |
| WO1995006977A1 (en) * | 1993-09-02 | 1995-03-09 | National Semiconductor Corporation | Active impedance termination |
-
1996
- 1996-07-19 SE SE9602824A patent/SE508697C2/en not_active IP Right Cessation
-
1997
- 1997-06-16 TW TW086108310A patent/TW349264B/en not_active IP Right Cessation
- 1997-06-27 CA CA002260915A patent/CA2260915A1/en not_active Abandoned
- 1997-06-27 AU AU35637/97A patent/AU3563797A/en not_active Abandoned
- 1997-06-27 KR KR1019980710778A patent/KR20000065251A/en not_active Application Discontinuation
- 1997-06-27 WO PCT/SE1997/001169 patent/WO1998004038A1/en not_active Application Discontinuation
- 1997-06-27 CN CN97196552A patent/CN1108658C/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-06-27 EP EP97932096A patent/EP0913029A1/en not_active Withdrawn
- 1997-06-27 JP JP10506853A patent/JP2000514980A/en active Pending
-
2000
- 2000-01-22 HK HK00100431A patent/HK1021595A1/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000514980A (en) | 2000-11-07 |
| WO1998004038A1 (en) | 1998-01-29 |
| EP0913029A1 (en) | 1999-05-06 |
| HK1021595A1 (en) | 2000-06-16 |
| SE9602824L (en) | 1998-01-20 |
| CN1225759A (en) | 1999-08-11 |
| SE9602824D0 (en) | 1996-07-19 |
| KR20000065251A (en) | 2000-11-06 |
| AU3563797A (en) | 1998-02-10 |
| CN1108658C (en) | 2003-05-14 |
| TW349264B (en) | 1999-01-01 |
| CA2260915A1 (en) | 1998-01-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6335655B1 (en) | Filter circuit | |
| KR970007754B1 (en) | Analog circuit | |
| US5734294A (en) | Large swing wide band high order programmable active filters | |
| Xu et al. | Current Differencing Cascaded Transconductance Amplifier (CDCTA) and Its Applications on Current-Mode n th-Order Filters | |
| US3863173A (en) | Amplifier circuit for minimizing voltage offset | |
| SE508697C2 (en) | Method and apparatus for time continuous filtration in digital CMOS process | |
| Matsumoto et al. | Design of a symmetry-type floating impedance scaling circuits for a fully differential filter | |
| US4168440A (en) | LC Simulated filter with transmission zeros | |
| EP1689082B1 (en) | A low noise lowpass filter | |
| US9306508B1 (en) | Reconfigurable intergrator/differentiator circuit based on current follower | |
| JPS6376515A (en) | Delay circuit | |
| EP0951144B1 (en) | Filter circuit | |
| JP2000077976A (en) | Active electronic filter circuit | |
| EP0696846B1 (en) | High-pass filter structure with programmable zeros | |
| US5751185A (en) | Low pass filter circuit utilizing transistors as inductive elements | |
| Matsumoto et al. | Study on offset reduction method for a fully differential filter employing symmetrical floating impedance scaling circuits | |
| JP3301989B2 (en) | Active filter circuit | |
| Mehrmanesh et al. | An ultra low-voltage Gm-C filter for video applications | |
| Mahmoud et al. | Low power FPAA design based on OTA using 90nm CMOS technology | |
| JP3232856B2 (en) | Analog filter | |
| JP2001251164A (en) | Active inductance circuit, two-terminal element active inductance circuit and symmetric four-terminal active inductance circuit | |
| CN109873620B (en) | Third-order low-pass filter | |
| JPH10126214A (en) | Filter circuit | |
| US9582687B2 (en) | Reconfigurable integrator/differentiator circuit using current follower based simulated inductor | |
| Zhu et al. | A Low Power OTA-C Filter for Wireless Body Area Networks |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| NUG | Patent has lapsed |