SE452833B - Brusdetektor- och signalmottagaranordning for frekvensmodulationsmottagare - Google Patents
Brusdetektor- och signalmottagaranordning for frekvensmodulationsmottagareInfo
- Publication number
- SE452833B SE452833B SE8201876A SE8201876A SE452833B SE 452833 B SE452833 B SE 452833B SE 8201876 A SE8201876 A SE 8201876A SE 8201876 A SE8201876 A SE 8201876A SE 452833 B SE452833 B SE 452833B
- Authority
- SE
- Sweden
- Prior art keywords
- signal
- phase
- circuit
- noise
- output
- Prior art date
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 10
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 5
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 3
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 2
- 101100381510 Mus musculus Bcl10 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000001914 calming effect Effects 0.000 description 1
- 150000001768 cations Chemical class 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000036962 time dependent Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present or when only weak signals are present, or caused by the presence of noise signals, e.g. squelch systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Optical Communication System (AREA)
Description
10
15
20
25
30
35
e vid en viss bärvågsfrekvens. Således finns
452 sas r 2
en fördröjning av den 1okalt.alstrade signalen, vilket uppenbarar
sig såsom en källa för icke önskat brus. Följaktligen är faslàs-
ningskretsen enligt Cellis patentskrift oförmögen att detektera
tillräckligt låga brusnivåer i den mottagna signalen.
Vid den praktiska användning av anläggningen enligt Celli
insågs det dessutom att behov fanns att tillhandahålla alterneran-
de möjlighet att behandla tal och data. Den i Celli-patentskrif-'
ten beskrivna, portabla anläggningen saknar förmåga till fjärr-
begäran av kopplingston eller att anropa en annan abonnent. Anta-
tes mottagaren innehålla en databildskärmsterminal, saknar Celli-
sändaren förmàgan att manipulera tecken på bildskärmen.
Ûvannämnda problem och därtill relaterade pr0blem“vid
känd teknik löses enligt föreliggande uppfinning därigenom
att brusdetektor- och signalmottagaranordningen erhållit de
i patentkravet 1 angivna kännetecknen.
.Föreliggande uppfinnings principer medger mottagning av en
datasignal över samma transmissionsmedium som den överförda tal-
Osignalen, varvid datasignalen har förmåga till fjärrbehandlíng
av en databildskärmsterminal. I enlighet med uppfinningens prin-
ciper tillhandahåller samma faslåsta slinga som_ger indikator-
signalen representativ för brusnivân i den mottagna signalen
även en en gång demodulerad digital datasignal. Följaktligen
tillhandahålles tvâ arbetsmoderi en tal- och en datamod.
I enlighet med en utföringsform av uppfinningen kan mottag-
ningssignalen innehålla en frekvensskiftsmodulerad signal, var-
jämte faslåsningskretsen kan innefatta en tidskomparator. Härvid
är en komparatorförstärkare ansluten över kondensatorn för att
ge den 900 fasskiftade, lokalt alstrade signalen. På detta sätt
kan fördröjningens storlek med avseende på den lokalt alstrade
signalen minskas avsevärt. Som resultat härav förbättras faslås-
níngsslingans brusdetekteringsförmåga, varför denna slinga kan
detektera lägre brusniväer i den mottagna signalen.
Det antages att den digitala datasignalen är av den typ som
först modulerats ovanför talsignalen och därefter adderats med
talsignalen. Denna kombinerade signal frekvensmoduleras därefter
ytterligare två
10
15
D!
UI
40
s 452 833
faslàsningsslingor. En antra dylik slinga används för att extra-
hera den digitala datasignalen från den en gång demodulerade ut-
signalen fràn den första faslàsningsslíngan.
En sändare som kan användas för att vid uppfinningen alter-
nerande sända tal- och datasígnaler, där de senare är modulerade
över talsignalen, via ett FM-modulerat IR-ljusmedium beskríves i
den amerikanska patentansökningen 251 358 ingiven den 6 april19S2.
När den brusnivåindikerande signalen erhållits vid den
första faslàsningskretsens utgång, kan denna signal användas i
tal- eller dataarbetsmod för att driva spärrkrctsar känsliga för
vissa nivåer av mottagningsbruset. Dessa för valda nivàertav mot-
tagníngsbruset känsliga brusspärrkretsar dämpar kraftigt - eller
spärrar - tal- resp. datasignalen.
Det är känt att olika typer av mottaget brus påverkar tal-
signalens mottagning på annat sätt än datasignalen. Exempelvis
fastställes brusets inverkan på talsignalen subjektivt med hjälp
av en grupp lyssnare, under det att brusets påverkan pâ datasig~
nalen bestämmes på sannolikhetsmässiga grunder med hjälp av anta
let fel i den mottagna datasignalen. Enligt föreliggande uppfin-
ning behöver därför den speciella brusnivàn för talundertryck-
níngskretsens funktion icke vara av samma nivå som för funktion
-av dataundertrvckningskretsen.
Om uppfinningen används i telefonanläggningar som lämnar
operatörens händer fria, kommer brusnivåíndikatorutsignalen från
den första faslàsningsslingan att aktivera en högtalare i syfte
att ge en hörbar återkoppling av bruset till användaren, detta
oberoende av arbetssättet.
Uppfinningen beskrives närmare nedan i form av utförings-
exempel. Pig. 1 visar ett schematiskt kopplíngsschema för en ut-
föringsform av en ledningsfri teleanläggning innefattande en
brusdetektor och en sígnalmottagare enligt uppfinningen, varvid
detektorn och mottagaren innefattar tre faslåsta kretsar. §ig¿š
är ett detaljerat kopplingsschema för ett utförande av den kom~
binerade funktionen av faslåskretsen enligt fig. 1 för åstadkom~
mande av den brusniväindikerande signalen och den en enda gång
demodulerade digitala datasignalena Fig. 3 visar schematiskt en
utföringsform av faslàsningskretsen enligt fig. 1 för utvinning
av en brusnivåindikerande signal och en demodulerad digital data-
signal. Fig. 4 visar i detalj ett utförande av faslâsningskret-
sen enligt fig. 1 för utvinnande av digitalsignalen från den en
. ._......._..____._...._______.___..-.. ........._._....__ .
10
15
40
gânêšššmogšâšrade utsignalen från faslàsningskretsen. Pig. š'vi-
sar grafiskt typiska kurvformer vid olika punkter i den i fig. 5
àtergívna faslàsningskretsen.
Pig. 1 visar såsom nämnts ett allmänt blockschema för en ut-
föringsform av en ledningsfri telefoníanläggning innefattande en
brusdetektor och signalmottagare enligt uppfinningen. Denna an-
läggning innefattar en transportabel sändare 1 för avgívande
av en FM-modulerad våg 101 till en optisk mottagare 110. Mottaga-
ren tillhandahåller den mottagna FM-modulerade bärvâgssignalen
via utledningen 116.
Den portabla sändaren 1 innehåller ett fjärrtangentbord 1a,
datainsignalmöjligheter liksom möjlighet till fjärrtalinmatning
via en mikrofon 1b. Under det att den visade sändaren tillhanda-
håller en FM-modulerad ljusfrekvensutsignal 101 till den optiska
mottagaren 110, är det uppenbart att även andra transmissions-
media är möjliga. Dylika media är kända inom radíotekniken och
ultraljudstekniken, detta förutom de omnämnda ljusfrekvensappli-
kationerna.
Dessutom antages att sändaren 1 är av det slag som först mo-
dulerar digitalutsignalen från tangentbordet 1b över den från
mikrofonen 1b kommande talinsignalen. Den en gång frekvensmodu-
lerade datasignalen summeras därefter med talsignalen och PM-mo-
duleras för att sändas över avsett media, vare sig detta är av
ljus-, radio- eller ultraljudvågskaraktär.
En sändare för åstadkommande av FM-modulerat infrarött ljus
som signal och som utgår från ovanstående antaganden finns be-
skriven i amerikanska ansökningen 251 258 av 4 juni 1982. I denna
anges att den digitala datasignalen från tangentbordet 1a frek-
vensskiftsmoduleras till frekvensnivâer alldeles ovanför bandet
0-3 kHz, exempelvis vid frekvensen 590 och 6,25 kHz. Detta för-
farande att modulera datainformatíonen ovanför talinformationen
kan ävmi realiseras medelst andra kända sätt för datamodulering
utan att detta innebär någon begränsning av föreliggande uppfin-
ning.
Valet av mottagare 110 beror på vilket media som valts. Det
antages beträffande den tilltänkta optiska mottagaren att denna
innehåller ett linssystem 11 som kan innefatta ett optiskt fil-
ter för fokusering av mottagna ljusvågor 101 på den optiska om-
vandlarkretsen 112, som kan utgöras av en PIN-diod eller någon
annan fotodetekterings- eller omvandlingsanordning av känt slag.
10
(s)
Û
25
35
40
'Ä
- 452 833
m s ännings/ström-omvandling erfordras, avges den elektriska
O p
utsignalen från omvandlaren 112 via en strömomvandlare 113 till
C \
andpassfilter 114. Detta filter väljes så att det släpper
Vid ett speciellt utförande är bärvàgsfrekvensen 120 kHz
och ljusfrekvensen inom IR-omradet. Valet av BF-frekvens till
120 kHz medger eventuellt önskad tvåvägskommunikation och en
viss grad av okänslighet gentemot störningar av fluorescent slag.
En bandbredd på 50 kHz väljes för att uppnå tillfredsställande
signaltrohet under minimerande av effektförbrukningen i sändaren
Efter det att mottagningssignalen passerat genom filtret
passerar signalen genom en begränsningskrets 115. Den däryid bil
dade begränsade signalen matas via utgángsledningarna 116 och
kopplingskondensatorerna C1 och C6 till taldemodulatorn-faslás-
ningskretsen 200 resp. till den kombinationsfungerande faslås-
ningsslíngan 300. Kretsen 200 extraherar talsígnalen från insig-
nalen. Talutsignalen avges via utledaren 117 via spärrkretsen
120 till sänkningskretsen (de-emphasis circuit) 125. Den dämpade
eller sänkta signalen passerar ledningen 118 till en telestatíon
och den anropade abonnenten.
Paslåsningskretsarna 200 och 300 följer enligt kända princi
per frekvensen hos de inkommande växelströmssignalerna och ger
en viss grad av brusreducering. Den aktiva följningen hos faslås
ningsslingorna och tillhörande bandbegränsningsegenskaper kombi-
neras med varandra och ger upphov till brusreduceringen.
Den mottagna insignalen matas samtidigt via kopplingskonden
satorer till faslàsningskretsarna 200 och 300; nämnda signal ma-
tas direkt till ena ingången på EXELLER-kretsen 340, vid vars
utgång en signal representativ för den mottagna signalens brus-
nivå erhålles.
Det är erforderligt att faslåsningskretsen 300 avger en
fördröjningsfrí signal i och för jämförelse med den mottagna in-
signalen vid EXELLER-grinden 340. En snabb komparatorförstärk-
ningskrets används för detta ändamål. Denna förbinder faslås-
ningskretsen med EXELLER-grindens andra ingång. Brusindikerings-
funktionen hos kretsen 300 diskuteras mer detaljerat i samband
med fig. 3 och 5.
Paslásningskretsen 300 tillhandahåller även den första de-
moduleringen av den digitala datasignalen. Den en gång demodule-
rade datasignalen avges via utledningen 119 till kretsen 131.
_:
~
10
b!
UI
40
452_853
Denna signal kopplas därefter via kondensatorn C14 till den'data-
demodulerande I slasni gskretsen 400.
ra n
Kretsen 409 genomför den slutgiltiga demoduleringen av data-
sígnalen. Den.speciella typ av demoduleringsfaslásningskrets som
väljes beror på den valda typen av datademodulering i det första
steget i sändaren 1. Den utföringsform som väljes för den fort-
satta diskussionen av fig. 4 utgår från frekvensskiftda*amodule-
ring, men även andra kända modulationstyper kan användas, exem-
pelvis fasskiftsmodulering.
Den digitala datasignalen passerar via utledningen 133 till
behandlingssystemet 420, som kan fastställa genomförandet av en
viss funktion via utledningen 154 i enlighet med mettagna_data.
Användaren av den portabla sändaren 1 kan exempelvis trycka ner
en tangent pà tangentbordet 1a för att begära kopplingston från
stationen. Till följd härav utsänds en order över ledningen 134
och initierar átersändning av kopplingston över ledningen 136
för att därigenom driva högtalaren 320.
För att återgå till diskussionen av indikatorsignalen vid
EXELLER-kretsens 340 utgång, kommer denna signal att passera ge-
nom integrationskretsen 360 för att därigenom ge upphov till en
andra indikatorsignal representerande den mottagna insignalens
brusnivá. Den ointegrerande insignalen och de integrerade utsig-
nalerna från kretsen 350 beskrives mer detaljerat i samband med
fíg. 3 och 5. Icke desto mindre är det även pà detta stadium av
vikt att betona att båda signalerna indikerar brusnivän och att
lämpligt val av spärrkretsarna 120 och 121, reagerande pá den
ointegrerade insignalen,gör behovet av integratorn 350 över-
flödigt. D
Vid den beskrivna utföringsformen arbetar spärrkretsarna
120 och 121 som gensvar på en integrerad insignal på ledningarna
131a resp. 131b. Spärrkretsarna kan därför väljas att fungera
som gensvar på antingen en integrerad eller en ointegrerad sig-
nal. Separata spärrkretsar erfordras dock för tal och data efter-
som de brusnivàer vid vilka kretsarna skall träda i funktion är
olika.
Spärrkretsarnas uppgift är att kraftigt dämpa eller spärra
utsignalnivàerna av tal eller data när en viss, oönskad brusnivå
uppnås. Det är känt, speciellt vid tillämpningen av en portabel
sändare att en dylik funktion är önskvärd. En användare kan för-
lita sig på en överföringssträcka innefattande reflekterat ljus
10
nu
(J
ZS
b!
LI!
40
- 2 835
eller oa'siktligt bryta ljusbanan på ett eller anštš sätt oëh
kraftigt öka brusnivän. Till följd härav får inga data- eller
talsignaler tillåtas att misstolkas eller uppfattas som brus.
Detëï emellertid även känt att den brusnivå som förmodas
icke önskvärd för människoörat kan fastställas subjektivt, under
det att den brusnivá som fördärvar datasignalkvaliteten är objek-
tivt fastställbar. Dessa båda nivåer är förmodligen olika vid en
viss applikation, och därför kommer kraven på de båda spärrkret-
serna att hänföra sig till olika brusnivàer.
Han bör av fig. 1 icke dra den slutsatsen att spärrkretsarna
120 och 121 måste vara placerade i utgángssträckorna 117 resp.
119. De kan exempelvis vara anordnade på godtycklig plats_i data-
eller talbanorna, såsom i banorna 118, 135 och 134. Alternativt
kan de fungera för dämpning av tal- och datasignalerna i och för
att hindra sändning av endera signalen, eller också kan de vara
ginrättade att bryta effektmatningen till strömdragande element i
tal- eller databanorna.
Samtidigt som den ointegrerade datasignalen tillföres till
integratorn 360, matas signalen via làgpassfiltret 370 till för-
stärkaren 395 och till högtalaren 520. Om brusnivån är oönskat
hög, är det praktiskt att åstadkomma en hörbar indikation av bru-
set för sändarens 1 användare. Härigenom kommer användaren att
uppmuntras att reorientera sändaren 1 eller att förflytta sig
närmare mottagaren 110.
I fig. 2 visas i detalj ett utförande av faslåsningskretsen
i fig. 1 för utvinning av talsignalen från den mottagna signalen.
Faslåsningskretsen 200 kan exempelvis innefatta en IC-krets av
Western Electric-typen 502 EP försedd med ingângsanslutningar
1-16, för enkelhets skull betecknade 201-216 i denna ansökan.
Negativ likspänning inmatas över klämman 203, positiv över kläm-
man 213 och jord över klämman 211.
Den mottagna insignalen vid klämman 210 matas till faskompa-
ratorn 221 i och för fasjämförelse mellan insignalen och en jord-
referenssignal via kopplingskondensatorn C3 vid jordreferenskläm-
morna 211 och 212. Motstånden R1 och R4 åstadkommer jordreferens.
Slingfiltret 230 är vid klämman 209 anslutet till faskompa-
ratorns 221 utgång. Slingfiltret bör väljas speciellt med tanke
på den av faskomparatorn 221 genomförda taldemoduleríngen. Sling-
ans naturliga frekvens och slingbandbredden vid denna utförings-
form uppgår till cirka 5,8 kHz. Ett andra ordningens "lead-1ag-
10
15
IKJ
(_11
D!
É
UI
LrI
40
452 -B53
-filter" kan användas som slingfilter 230. -
Den demodulerade talutsignalen, buffrad i förstärkningsmul-
tiplikatorkretsen 222, erhålles vid utklämman 208. Talutsignalen
matas samtidigt till lågpassfiltret 250 och till förstärkarens
223 inklämma 205.
Det förstärkningsbestämmande motståndet R6 väljes i enlighet
med förstärkarens 225 dimensionerade förstärkning och är förbun-
det med utklämmorna 206 och 207. Valet av motståndet R6 och egen-
skaperna hos filtret 250 bestämmer förstärkningen i den faslàsta
taldemodulatorkretsen 200. En referensspänning finns vid klämman
204 och är entydigt bestämd av spänníngsdelarkretsen 240.
Förstärkarens 223 utspänning matas till den spänningsstyrda
oscillatorkretsen 224. Det frekvensbestämmande motståndet RTO
och kondensatorn C4 upprättar utspänningen från VCO-oscillatorn
220 vid 120 kHz, som är den valda bärvågsfrekvensen. Denna bär-
vâgsutsignal återmatas via TTL-förstärkaren 225.
I fig. 3 visas i detalj ett utförande av faslàsningskretsen
enligt fig. 1. Denna krets tillhandahåller tre utsignaler: en
enda gång demodulerad datautsignal på ledningen 119, en indika-
torsignal på ledningen 131 och representerande mottagningssigna-
lens brusnivâ, samt en brussignal på ledaren 132 för bildande av
en hörbar återkoppling för användaren av den brusbelagda över-
föringsbanan.
Vid denna utföringsform utgöres faslåsningskretsen av
Western Electrics IC-krets 502 EP. Emellertid kan andra inom tek-
niken välkända kretsar användas. Funktionen är likadan som tal-
demodulator-faslåsningskretsens 200 funktion. Med undantag av
filtrets 350 komponentvärden och värdet på det förstärkningsbe-
stämmande motståndet R17; kan värdena på áterkopplingsbanans mot-
stånds- och kondensatorvärden vara oförändrade, liksom värdet på
tídskondensatorn.
Däremot är slingfiltret 350 helt annorlunda än slingfiltret
230. Faslàsningskretsens 230 bandbredd väljes så att det blir
större än bandbredden hos filtret 200. Vid denna speciella utfö-
ringsform är bandbredden fyra gånger större eller 27 kHz. En an-
ledning till den större bandbredden är att man vill åstadkomma
bättre indikation av bruset. Den större bandbredden tillåter mer
brus, men i samverkan med de tidigare beskrivna fifljníngsegenska-
perna hos faslåsningskretsen uppnås en total brusreducering.
Eftersom därtill frekvensskiftdatana är modulerade ovanför talet
10
__;
UI
ZC
I:
nn
40
452 833
vid omväxlande frekvenser om 5,0 och 6,25 kHz, kommer den sförre
bandbredden utan vidare att acceptera den frekvensskiftsmodule-
rade insignalen.
Làgpassfiltrets 300 egenskaper tillåter den frekrensskifts-
modulerade utsignalen att passera. Filtret eliminerar även bär-
vágsfrekvensripple och övertoner av bärvågen. Det förstärkníngs-
bestämmande motståndet R17 för förstärkaren 523 väljes så att
tillräcklig frekvensskiftsmodulerad utsignal erhålles vid utgång-
en 119.
Den brusindikerande funktionen vid föreliggande uppfinning
hänför sig till den frekvensbestämmande kondensatorn C10, den
snabba komparatorförstärkaren 330 och EXELLER-grinden 340, Läg-
passfiltret 370 och integrationskretsen 360, som reagerar på in-
dikatorutsignalen från EXELLER-kretsen 340, ger en brusproportio-
nell signal för högtalarâtermatning för användaren och dessutom
en integrerad signal för drift av spärrkretsarna 120 resp. 131.
Vid konventionell drift av en faslåsningskrets ligger ut-
signalen frân VCO-oscillatorn 524 900 före i fas relativt insig-
skall
erhålla en signal av samma fas som insignalen, mäste VCO-osci1la-
torns utsignal bringas ligga 900 före i fas innan densamma pâ-
tryckes EXELLER-grindens 340 ingång. Vid denna speciella utfö-
ringsform används som komparatorn förstärkaren LM319 från Natio-
nal Semiconductor.
nalen på ledaren 116 och är av samma frekvens. För att man
f-
I fig. a visas typiska kurvformer vid olika punkter i fas-
lásningskretsen 500. Kurvformen 501 representerar den omodulerade
bärvàgsinsignalen om 120 kHz på ledningen 116. Kurvformen 502
representerar utsignalen från VCO-oscillatorn 324, som ligger 900
före i fas relativt kurvformen 501 mätt vid TTL-förstärkarens
325 utgång. Kurvformen representerar faskomparatorns 321 utsig-
nal, i vilken komparatorn jämför fasrelationerna mellan kurvfor-
merna 501 och 502. Kurvformen 503 avser en glättad kurvform vid
dubbla bärvågsfrekvensen. Utkurvformen 503 från faskomparatorn
övergår efter passage genom lågpassfiltret
skiftmodulerad signal på ledningen 119.
Det är av speciell vikt att åstadkomma en fasskiftad kurv-
form 504 som är så fördröjningsfri som möjligt för jämförelse
med kurvformen 501 i EXELLER-grinden 340. En dylik fördröjnings-
fri signal âstadkommes av komparatorkretsen 330. Komparatorför-
stürkaren ger en 900 fasskiftad utsignal 504 härledd från konden-
250 till en frekvens-
ïJl
10
__;
'JI
b!
Ln
40
10
52-833
satorn C10. Kurrformcr liknande kur'formerna
rlu
If
l-'
w
u
o 6
lles vid
R-'unktionen g
,..
fr
U:
._..
I,
.i
UQ
|
ídsberoende kurvformer av dessa kurrformer erna
en från EXELLER-grinden 340 efter -
att EXELL
det
(D
I
ntmiörts på kurrformerna 504 och 501.
Om bruset är ringa i jämförelse med faslàsningskretsens 300
faslâsningsegenskaper och om den mottagna signalen är kraftig,
föreligger ett gott bärvágs/brusförhàllande och utkurvformen 505
uppträder som en mycket smal periodisk puls S05a av storleksord-
ningen 50 ns. Om á andra sidan bärvâgs/brus-förhållandet är li-
tet, uppträder de periodiska pulsernn Süóa såsom kurrformen 506
med en bredd av storleksordningen 200 ns.
Om bruset innehåller vitt brus eller “fasjitter" av_rel
fx)
tirt ojämn fördelning, kommer bruset att ge upphov till tidsbe-
roende pulsbreddsvariationer. Om bruset är av diskontinuerligt
slag, exempelvis pulser eller fasövergångar, så kommer pulsbred-
derna att variera avseyärt. Om faslåsningskrctsen är oförmögen
att följa insignalen och om bärvâgs/brus-förhållandet är svagt,
kommer ett fenomen benämnt
periodöverhoppning (eng. "cycle-skipp
ing“) att uppträda, varvid pulsbredden diskontínuerligt uppträ-
der som breda pulser.
Vid kurvformernas 505 och 506 passage genom integratorkret-
sen 360, kommer de resulterande kurvformernas 507 och S08 stor-
lek att vara proportionell mot pulsbredderna 505a och 506a. I
händelse av gott bärvågs/brus-förhållande kommer följaktligen
knappast någon utsignal 507 att uppträda. Om bärvàgs/brus-förhál
landet är litet, kommer avsevärd storlek att uppträda för spärr-
kretsarnas 120 och 121 funktion.
Kurvformerna härrörande från kurvornas 505 och 506 passage
genom lâgpassfiltret 370 visas ej. Det är emellertid känt att
den av integratorn 360 fullgjorda íntegrationsfunktionen är av
liknande slag som filtreringsfunktionen fullgjord av lágpassfilt
ret 370. Följaktligen kan det antagas att en bruskurvform står
till förfogande vid fíltrets 370 utgång för efterföljande mat-
ning av högtalaren 320.
I fig. 4 visas i detalj en datademodulator-faslâsningskrets
300.
System XR-2211 faslâsníngsslinga i form av en integrerad krets
Vid den tilltänkta utföringsformen ger en EXAR Integrated
Jüßn fasskiftsdemodulering
demodulerade insignalen på ledningen 119. Någon annan typ av fas-
lâsning skall användas om annan datamodulation används. Klämmorna
och tonavkodning av den frekrensskift-
10
...n
UI
War i
QUA|_|'|'y H 452 ass
1-14 i fnslåsningskretsen 4003 betecknas av lämplighetsskäf
403-414.
Paslåsningskretsens 400 funktion skall nu beskrivas kortfat-
Den frekvensskiftmodulerade insignalen på ledningen 119
passerar genom förförstärkarkretsen 421 och matas till fasdetek-
torns 423
121112.
ena ingång. Denna detektors 422 utsignal matas via filt-
ret 423 för drivning av VCO-oscillatorn 427. VCO-oscillatorns
42? utsignal fasjämföres med den förstärkta utsignalen från för-
förstärkaren 421.
Faslàsningskretsens 422 utsignal matas via lâgpassfiltret
425 i och för jämförelse med spänningen från en intern referens-
spänningskälln 424 vid komparatorn 425. Den bildade utsignalen
vid klämman 40? kommer följaktligen att utgöras av en binär data-
ström. För att undvika s.k. Chatter, är ett återkcpplingsmotstând
R50 inrättat för positiv återkoppling av datautsignalen pà led-
ningen 155 till förstärkarens 426 ingång vid klämman 408.
Claims (1)
- (Z 452_ 833 Patentkrav _1. Brusdetektor- och signalmottagaranordning för frekvens- modulationsmottagare och innefattande en faslåsningskrets (500) inrättad att reagera på en mottagen signal (116) för att därvid avge en första utsignal (135) representerande den mottagna sig- nalens bärvågs/brus-förhållande och en andra utsignal (119) repre- senterande demoduleringen av den mottagna signalen, k ä n n e- t e c k n a d av att faslâsningskretsen (500) innefattar en fas- låsningsslinga, en komparatorförstärkare (550) och en EXELLER- -grind (5A0) kopplade i serie, varvid EXELLER-grinden (5U0) reagerar på komparatorförstärkaren (550) och komparatorförstärkaren i sin tur på faslåsningsslingan. _2. Anordning enligt kravet l, k ä n n e t e c k n a d av att den mottagna signalen (116) utgöres av en frekvensskiftsmodulerad datasignal.5. Anordning enligt kravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att faslåsningskretsen (500) innefattar en tidsbestämmande kondensator (C10) ansluten över komparatorförstärkarens (330) ingångar. U. Anordning enligt krav 5, k ä n n e t e c k n a d av att en spärrkrets (121), som reagerar på den första utsignalen från EXELLER-grinden (5HO), är inrättad att spärra faslåsningskretsens _ nämnda andra utsignal (119) om bärvågs/brus-förhållandet faller under en viss given nivå.5. Anordning enligt kravet 5 eller A, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar en andra faslåsningskrets (H00), som reagerar på en andra utsignal (119) från nämnda faslåsningskrets (500) i syfte att tillhandahålla en ytterligare demodulerad datasignal.6. Anordning enligt något av kraven 5-5, k ä n n e t e c k- n a d av att den innefattar en tredje faslåsningskrets (200), som reagerar på'en"mottagen"talsignal (116) i ochvför demodulering av densamma.7. Anordning enligt kravet 6, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar en andra spärrkrets (120), som är inrättad att reagera på EXELLER-grindens (540) första utsignal (155) i och för inhibering av den tredje faslåsningskretsens (200) utsignal (117) om bärvågs/brus-förhållandet faller under en viss given nivå.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/251,320 US4388730A (en) | 1981-04-06 | 1981-04-06 | Noise detector and data signal receiver for a frequency modulation system |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
SE8201876L SE8201876L (sv) | 1982-10-07 |
SE452833B true SE452833B (sv) | 1987-12-14 |
Family
ID=22951437
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SE8201876A SE452833B (sv) | 1981-04-06 | 1982-03-24 | Brusdetektor- och signalmottagaranordning for frekvensmodulationsmottagare |
Country Status (10)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4388730A (sv) |
JP (1) | JPS57193130A (sv) |
BE (1) | BE892760A (sv) |
CA (1) | CA1181818A (sv) |
DE (1) | DE3212539A1 (sv) |
FR (1) | FR2503496B1 (sv) |
GB (1) | GB2096846B (sv) |
IT (1) | IT1150760B (sv) |
NL (1) | NL8201449A (sv) |
SE (1) | SE452833B (sv) |
Families Citing this family (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FR2523383B1 (fr) * | 1982-03-15 | 1985-11-22 | Thomson Csf | Dispositif de recuperation de frequence d'horloge en transmission numerique |
JPS61501883A (ja) * | 1983-06-27 | 1986-08-28 | ザ コモンウエルス オブ オ−ストラリア | スケルチ回路 |
JPS60171475A (ja) * | 1984-02-15 | 1985-09-04 | アイデンティフィケ−ション・デバイセス・インコ−ポレ−テッド | 識別システム |
US5107522A (en) * | 1990-02-05 | 1992-04-21 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
US5289506A (en) * | 1990-02-05 | 1994-02-22 | Sharp Kabushiki Kaisha | Automatic frequency control circuit |
JPH06338934A (ja) * | 1993-05-25 | 1994-12-06 | Exar Corp | 事象駆動型制御回路を有するスピーカーホーン |
US5430770A (en) * | 1994-04-22 | 1995-07-04 | Rockwell International Corp. | Method and apparatus for composite signal separation and PSK/AM/FM demodulation |
US5615411A (en) * | 1994-04-22 | 1997-03-25 | Rockwell International | Method and apparatus for composite signal separation and FM demodulation |
JPH09321736A (ja) * | 1996-05-27 | 1997-12-12 | Sony Corp | 受信方法及び受信装置 |
US7181027B1 (en) | 2000-05-17 | 2007-02-20 | Cisco Technology, Inc. | Noise suppression in communications systems |
DE10032422C1 (de) * | 2000-07-04 | 2002-01-10 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Sicherung einer Übertragungsstrecke zwischen einer Basiseinheit und einer mobilen Schlüsseleinheit |
JP2002198810A (ja) * | 2000-12-25 | 2002-07-12 | Fujitsu Ltd | 光受信機の入力断検出回路 |
US6720930B2 (en) | 2001-01-16 | 2004-04-13 | Digital Angel Corporation | Omnidirectional RFID antenna |
US6700547B2 (en) | 2002-04-12 | 2004-03-02 | Digital Angel Corporation | Multidirectional walkthrough antenna |
US6833790B2 (en) | 2002-04-12 | 2004-12-21 | Digital Angel Corporation | Livestock chute scanner |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2501416A (en) * | 1945-02-28 | 1950-03-21 | Philco Corp | Muting circuit for frequency modulation radio receivers |
US3783387A (en) * | 1972-06-14 | 1974-01-01 | Gen Electric | Noise detector circuit |
DE2511323B1 (de) * | 1975-03-14 | 1976-08-05 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zum ermitteln der phasenstoermodulation eines messignals |
DE2644159A1 (de) * | 1976-09-30 | 1978-04-06 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zum ermitteln und auswerten der phasenstoermodulation eines messignals |
US4093824A (en) * | 1976-11-15 | 1978-06-06 | Gte Sylvania Incorporated | Receiver having a phase-locked loop |
US4167705A (en) * | 1977-07-20 | 1979-09-11 | General Electric Company | Circuit for controlling the response conditions of a radio receiver |
US4229822A (en) * | 1977-09-06 | 1980-10-21 | Motorola, Inc. | Data detector for a data communication system |
US4228320A (en) * | 1978-11-02 | 1980-10-14 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Noise detector for frequency modulation systems |
-
1981
- 1981-04-06 US US06/251,320 patent/US4388730A/en not_active Expired - Lifetime
-
1982
- 1982-03-24 SE SE8201876A patent/SE452833B/sv not_active IP Right Cessation
- 1982-04-02 FR FR8205744A patent/FR2503496B1/fr not_active Expired
- 1982-04-03 DE DE19823212539 patent/DE3212539A1/de not_active Withdrawn
- 1982-04-05 IT IT20586/82A patent/IT1150760B/it active
- 1982-04-05 NL NL8201449A patent/NL8201449A/nl not_active Application Discontinuation
- 1982-04-05 CA CA000400478A patent/CA1181818A/en not_active Expired
- 1982-04-05 BE BE0/207755A patent/BE892760A/fr not_active IP Right Cessation
- 1982-04-05 GB GB8210048A patent/GB2096846B/en not_active Expired
- 1982-04-06 JP JP57057186A patent/JPS57193130A/ja active Pending
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CA1181818A (en) | 1985-01-29 |
BE892760A (fr) | 1982-08-02 |
NL8201449A (nl) | 1982-11-01 |
GB2096846A (en) | 1982-10-20 |
IT1150760B (it) | 1986-12-17 |
SE8201876L (sv) | 1982-10-07 |
US4388730A (en) | 1983-06-14 |
FR2503496B1 (fr) | 1986-09-05 |
FR2503496A1 (fr) | 1982-10-08 |
IT8220586A0 (it) | 1982-04-05 |
GB2096846B (en) | 1985-05-22 |
DE3212539A1 (de) | 1982-11-18 |
JPS57193130A (en) | 1982-11-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
SE452833B (sv) | Brusdetektor- och signalmottagaranordning for frekvensmodulationsmottagare | |
US4538136A (en) | Power line communication system utilizing a local oscillator | |
US6108376A (en) | Reception and demodulation of widely spaced pulse position modulated signals | |
EP0027139A1 (en) | Intrusion alarm system | |
JPS6239848B2 (sv) | ||
EP0151334A2 (en) | Direct conversion frequency modulation radio receiver | |
PL105550B1 (pl) | Urzadzenie do kompensacji defektow obrazu | |
US3808379A (en) | Telephone tone ringer | |
US3601538A (en) | Carrier and voice-frequency telephone system | |
US4488120A (en) | Frequency shift keying demodulator using a phase locked loop and voltage comparator | |
US4191862A (en) | Dual frequency tone decoder | |
FI61982B (fi) | Anordning foer behandling av amplitudmodulerade signaler | |
US3622711A (en) | Tone detector | |
SU886286A1 (ru) | Способ приема-передачи информации | |
US4001708A (en) | Code-controlled ringer attachment for telephones including a-peak-to-peak gain controlled amplifier | |
JPS62217794A (ja) | 電流ル−プ形成回路 | |
JPS5811762B2 (ja) | シユウハスウシフト キイシンゴウハツセイキ | |
JPS59160373A (ja) | 呼出信号検出方式 | |
JPS62217755A (ja) | ダイヤルパルス送出回路 | |
JPS63156484A (ja) | テレビジヨンfm音声インタ−キヤリア信号の自動切換回路 | |
JPS592435B2 (ja) | 色復調装置 | |
JPH0897870A (ja) | 復調回路 | |
JPS59198054A (ja) | 自動周波数制御方式 | |
JPH07101890B2 (ja) | デ−タ伝送装置 | |
JPS60226232A (ja) | 干渉波検出方式 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
NUG | Patent has lapsed |
Ref document number: 8201876-3 Effective date: 19910117 Format of ref document f/p: F |