JPS63156484A - テレビジヨンｆｍ音声インタ−キヤリア信号の自動切換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はテレビジョン放送を受信し、インターキャリア
検波して得られる音声中間周波数信号（音声インターキ
ャリア信＠）の周波数を判別し、自動的に切換えるテレ
ビジョンＦＭＳ声インターキャリア信号の自動切換回路
に関する。

（従来の技術） テレビジョン放送方式は国々により異なっており、例え
ばヨーロッパのような地域では、音声中間周波数等が若
干具なるＰＡＬ　Ｂ／Ｇ、ＰＡＬ　Ｉ、等のような複数
の放送方式がある。

このような地域では、これらの放送方式中より所望の放
送方式を受信できる音声中間周波数信号（音声インタ−
キャリア検波）の周波数に合ったＦＭ復調回路を有する
テレビジョン受信はをそれぞれ用意していた。

また、所望の放送方式を受信するには、この所望の放送
波の音声インターキャリア信号の周波数を判別し、この
周波数に合ったＦＭ１ｍ回路に切換える方法も考えられ
るが、従来より音声インターキャリア信号の復調回路と
して、クオードレーチャ復調回路やフォスターシーレ復
調回路が用いられている。

上記クオードレーチャ復調回路やフォスターシーレ復調
回路はＬＣ共振回路を有しており、受信周波数に対応し
てこのＬＣＣ共振回路切換える必要がある。

また、ＦＭ復調をする回路として、従来よりパルスカウ
ントＦＭ復調回路があった。

このパルスカウントＦＭ復調回路は、コイルおよびコン
デンサによる共振回路を使用しないため、復調出来る搬
送波の周波数が単一でなく、対応周波数が広い特徴があ
る。

ところが、従来のパルスカウントＦＭ復調回路は、復調
する搬送波の周波数が高い場合は、復調効率が低下する
ため、搬送波を周波数変換し、例えば１〜２　Ｍ　ＨＩ
のような低い周波数にした後、復調していた。

（発明が解決しようとする問題点） 上記のように、クオードレーチャ復調回路やフォスター
シーレ復調回路はしＣ共振回路を有しており、受信周波
数に対応してこのしＣ共振回路を切換えるのは回路上複
雑になる問題点があった。

また、従来のパルスカウントＦＭ復調回路は、復調する
搬送波の周波数が高い場合は、復調効率が低下するため
、搬送波を周波数変換し、例えば１〜２　Ｍ　ｔｈのよ
うな低い周波数にした後、復調していた。従って、回路
構成が複雑であることから１台のテレビジョン受像器で
複数の放送方式に対処出来ないという問題点があった。

（問題点を解決するための手段） 本発明は上記問題点を解決するために、テレビジョン放
送を受信し、インターキャリア検波して得られる信号が
供給される複数のバンドパスフィルタと、この複数のバ
ンドパスフィルタの出力信号を開閉するスイッチ回路と
、このスイッチ回路の出力信号が供給されるゲートによ
る遅延回路を用いたパルスカウントＦＭ復調回路と、こ
のパルスカウントＦＭ復調回路よりの周波数に比例した
直流成分を含む出力信号より前記直流成分を取り出しそ
の電圧を判別することにより、前記ＦＭ信号の搬送波周
波数を判別する搬送波周波数判別回路と、この搬送波周
波数判別回路の出力信号により前記該当バンドパスフィ
ルタよりの出力信号を通過させ、前記テレビジョン放送
を受信開始時またはチャンネルを切換えた時に、前記複
数の全バンドパスフィルタよりの出力信号を通過させる
よう前記スイッチ回路を制御するロジック回路とを備え
たことを特徴とするＦ　Ｍ　（８号の搬送波の周波数判
別切換回路を提供する。

（実施例） 第１図は本発明のテレビジョンＦＭ音声インターキャリ
ア信号の自動切換回路の一実施例のブロック系統図であ
る。同図において、１は信号が供給される入力端子で、
この入力端子１に供給された信号は帯域の異なる複数の
バンドパスフィルタＢＰＦ１〜３を並列に有するバンド
パスフィルタ群２、ダイオードＤ１〜Ｄ３よりなるスイ
ッチ回路３、直流阻止用のコンデンサＣＩ＋をそれぞれ
直列に介して、パルスカウントＦＭ復調回路４に供給さ
れている。

このパルスカウントＦＭ復調回路４の出力信号はコンデ
ンサＣＩ２を介し出力端子５と搬送波周波数判別回路６
とに供給されており、この搬送波周波数判別回路６の３
つの出力信号はロジック回路７中のＯＲ回路８〜１０の
一方の入力端子にそれぞれ供給されている。

入力端子１２に供給された信号はワンショットマルチバ
イブレータ１３を介し、ロジック回路７中のＯＲ回路１
１の一方の入力端子に、入力端子１４に供給された信号
はワンショットマルチバイブレータ１５を介し、ロジッ
ク回路７中のＯＲ回路１１の他方の入力端子にそれぞれ
供給され、このＯＲ回路１１の出力信号はＯＲ回路８〜
１０の他方の入力端子にそれぞれ供給されている。

このような構成の本発明のテレビジョンＦＭ音声インタ
ーキャリア信号の自動切換回路の一実施例の動作を第１
図乃至第５図を参照して説明する；。

入力端子１に供給されたテレビジョン放送を受信し、イ
ンターキャリア検波して得られる映像信号および周波数
変調された音声中間周波数信号はバンドパスフィルタ群
２の中心周波数がそれぞれｆ、、ｆ２．ｆ３の、例えば
セラミックフィルタＢＰＦ１．ＢＰＦ２．ＢＰＦ３の内
の対応するセラミックフィルタにより音声インターキャ
リア信号のみ取り出され、この音声インターキャリア信
号は後述するスイッチ回路３を介し、コンデサＣｏで直
流成分が除去されて、パルスカウントＦＭ復調回路４に
供給され、復調される。

第２図はパルスカウントＦＭ復調回路４のブロック系統
図である。同図において、１６は信号が供給される入力
端子で、この入力端子１６に供給された信号は、リミッ
タ１７、アンプ１８、ゲート遅延回路１つ、ＥＸ−ＯＲ
（排他的論理和）回路２０．ローパスフィルタ２１、ア
ンプ２２をそれぞれシリアルに介し、出力端子２３に供
給されており、アンプ１８の出力信号はＥＸ−ＯＲ回路
２０に供給されている。

第３図は第２図のアンプ１８、ゲート遅延回路１９、Ｅ
Ｘ−ＯＲ回路２０の具体的な回路図の一例であり、同図
において、第２図と同一構成部には同一符号を付与しそ
の構成を説明する。

入力端子２４はリミッタ１７よりの信号が供給され、こ
の信号は直流阻止用のコンデンサＣＩ、インバータ２５
．２６．２７、抵抗器Ｒ３、インバータ２８、抵抗器Ｒ
４、インバータ２９、抵抗器Ｒ５、インバータ３０をそ
れぞれ直列に介しＮＡＮＤ回路３１および３２のそれぞ
れの一方の入力端子に供給されている。

また、インバータ２７の出力信号は抵抗器Ｒ２゜Ｒ＋を
それぞれ直列に介しインバータ２５の入力端子に供給さ
れている。抵抗器Ｒ１とＲ２との接続点はコンデンサＣ
２を介して接地されている。

更に、インバータ２８．２９．３０のそれぞれの入力端
子はコンデンサＣ３，Ｃａ、Ｃ５をそれぞれ介して接地
されている。

インバータ２５の出力信号はＮＡＮＤ回路３１の他方の
入力端子およびＮＡＮＤ回路３３の２方の入力端子に供
給され、ＮＡＮＤ回路３１の出力信号はＮＡＮＤ回路３
２．３３のそれぞれの他方の入力端子に供給されている
。

ＮＡＮＤ回路３２．３３のそれぞれの出力信号はＮＡＮ
Ｄ回路３４の２つの入力端子に供給され、このＮＡＮＤ
回路３４の出力信号は出力端子３５に供給されている。

このような構成のパルスカウントＦＭ復調回路の動作を
第２図のブロック系統図、第３図の回路図および第４図
の波形図を参照して説明する。

入力端子１６に供給された信号は、リミッタ１７でその
振幅が制限される。この振幅が制限された信号ａの波形
は第４図（Ａ）に図示したようになる。

この信号ａはインバータ２５〜２７、抵抗器Ｒ１および
Ｒ２，コンデンサＣ２よりなるアンプ１８により増幅お
よびロジックレベルに変換されて、第４図（Ｂ）に図示
したような信号すが得られる。この信号すはインバータ
２８〜３０、抵抗器Ｒ３〜Ｒ５、コンデンサＣ３〜Ｃ５
よりなるゲート遅延回路１つにより第４図（Ｃ）に図示
したように信号すが遅延時間ｔｄだけ遅延した信号Ｃが
得られる。この遅延時間ｔｄは搬送波の周期の１７２未
満でなければならない。

この信号Ｃと信号すとはＮＡＮＤ回路３１〜３４よりな
るＥＸ−ＯＲ（排他的論理和）回路２０のＮＡＮＯ回路
３１で負論理積が得られ、第４図（Ｄ）に図示したよう
な信号ｄが得られる。

同様に、信号すと信号ｄとがＮＡＮＤ回路３３で、信号
Ｃと信号ｄとがＮＡＮＤ回路３２でそれぞれ負論理積が
得られ、第４図（Ｅ）およびに第４図（Ｆ）に図示した
ような信号ｅおよび信号ｆが得られる。更に、これら信
号ｅおよび信号ｆがＮ　Ａ　Ｎ　Ｄ回路３４で負論理積
が得られ、第４図（Ｇ）に図示したような信号９が得ら
れる。

この信号ｑはＬＰＦ２１で積分されて元の音声号が１ｑ
られるが、この信号ｑは信号すの波形の立ち上がりおよ
び立ち下がりで零電位のパルス幅ｔｄを得られるように
したので、搬送波の１周期中、零電位のパルス幅ｔｄが
２つ有する信号となっている。

ここで、搬送波の中心周波数をｆｃ、この搬送波の変調
による偏移周波数をΔｆ、変調される信号を周波数ｆ＋
の正弦波、パルスの振幅をＶｏ。

ＦＭ信号の周期をＴ　（ｔ）とすると、Ｆ　Ｍ　（ｉ　
＠　ａを復調した信号ｖ　（ｔ）は信号ｑの平均値とな
るので、第４図（Ｇ）から下記（１）式のようになる。

ｖ（ｔ）＝Ｖｏ−２ｔｄ　Ｖｏ／Ｔ（ロー・−・・−（
１）ここで、ＦＭ信号の瞬時周波数Ｆ　（ｔ）は下記（
２）式のように表わせたので、 Ｆ（ｔ）＝ｆｃ＋Δｆ　　ｃｏｓ　（２πｆｍ　ｔ　）
−（２）Ｔ（ｔ）＝１／Ｆ（ｔ）であるから、（１）式
は下記（３）式のようになる。

Ｖ（ｊ）＝　（Ｖｏ　　２ｆｃ　ｔｄ　Ｖｏ）−２Δｆ
　ｉｄ　ＶＯＣ０３（２πｆａ＋　ｔ　）　・（３）上
記の例はＥＸ−ＯＲ回路２０を用いたが、このＥＸ−Ｏ
Ｒ回路２０の代わりにＮＡＮＯ回路、この場合、ＮＡＮ
Ｄ回路３１の出力信号、即ち信号ｄを直接ＬＰＦ２１に
供給しても同等の効果が得られるのは第４図より明らか
である。

更に、ゲート遅延回路１９は数は多くなるが、インバー
タのみで構成することも可能である。

このパルスカウントＦＭ復調回路４は搬送波の周波数ｆ
ｃが異なっても、ｔｄ＜Ｔ（ｔ）の範囲内で元の音声信
号に比例した出力信号が得られるので、入力端子１に供
給された信号より得られた音声ＦＭ信号の搬送波の周波
数ｆｃが変化しても復調出来る。

上記（３）式の２Δｆ　ｊｄ　Ｖｏ　　ｃｏｓ（２πｆ
ｌｔ）は元の音声信号に比例した出力である。また、（
Ｖｏ−２ｆｃ　ｔｄ　Ｖｏ）は搬送波の中心周波数をｆ
ｃに比例した直流成分であり、搬送波の周波数に比例し
た直流電圧が得られるため、この直流電圧を判別するこ
とにより、搬送波の周波数の判別が可能である。

このように゛復調された信号は、コンデンサＣＩ２で直
流が阻止され、出力端子５より音声信号のみが取出され
、搬送波周波数判別回路６で搬送波の周波数が判別され
る。

第５図は搬送波周波数判別回路６の回路図でおり、同図
において、入力端子３６に供給された信号は抵抗器Ｒ１
１およびコンデンサＣＩ３よりなるローパスフィルタ３
７に供給され、この出力信号は抵抗器Ｒ’＋２．ＲＩ３
のそれぞれを介し、比較回路３８．３９のそれぞれの正
の端子に供給されている。これらの比較回路３８．３９
のそれぞれの負の端子に、電源電圧ＶＣを抵抗器Ｒ＋ｔ
〜Ｒ＋ｅで分圧した異なる基準電圧が抵抗器Ｒ１７，Ｒ
Ｉ８を介しそれぞれに供給されている。

比較回路３８．３９のそれぞれの入力端子より出力端子
へ抵抗器ＲＩ９．Ｒ２０により帰還が掛けである。比較
回路３８の出力信号はインバータ４０およびＡＮＤ回路
４２の一方の入力端子に供給され、インバータ４０の出
力信号はＡＮＤ回路４３゜４４のそれぞれの一方の入力
端子に供給されている。

また、比較回路７の出力信号はインバータ９およびＡＮ
Ｄ回路１０．１１のそれぞれの他方の入力端子にぞれ供
給され、インバータ４１の出力信号はＡＮＤ回路４４の
他方の入力端子に供給されている。

ＡＮＤ回路４２，４３．４４のそれぞれの出力信号はそ
れぞれ出力端子４５．４６．４７に供給されている。

このような構成の搬送波周波数判別回路６の動作を第５
図を参照して説明する。

入力端子３６に供給されたパルスカウントＦＭ復調回路
４で復調された信号は、ローパスフィルタ３７により搬
送波の周波数に比例した直流電圧のみ取り出され、比較
回路３８．３９でそれぞれ基１′ｌ！電圧と比較される
。

搬送波の周波数をｆｌ＞Ｉ２＞Ｉ３とすれば、その時、
供給される直流電圧Ｅｌ、Ｅ２．Ｅ３は、上記（３）式
より、それぞれ下記のようになる。

Ｅ　＋＝　（Ｖｏ−２ｆ　＋　ｔｄ　Ｖｏ）。

Ｅ２＝　（Ｖ−０−２ｆ２ｔｄ　Ｖｏ＞。

Ｅ３＝　（Ｖｏ−２ｆ３ｔｄ　Ｖｏ）となり、Ｅｌ＞Ｅ
２＞Ｅ３となる。

また、この時の比較回路３８．３９の基準電圧を抵抗器
Ｒ１４〜Ｒ＋ｅを選定することにより、それぞれ（Ｅ　
＋　−４−Ｅ　２　）　／　２　、　　（Ｅ　２　＋　
Ｅ　３　）　／　２と、設定する。

音声ＦＭ信号の搬送波の周波数がｆｌの時、比較回路３
８．３９のそれぞれの出力信号は共に、論理Ｈとなる。

同じく、周波数がｆ２の時、比較回路３８゜３９のそれ
ぞれの出力信号は、論理り、論理Ｈとなる。

同じく、周波数がｆ３の時、比較回路３８゜３９のそれ
ぞれの出力信号は共に、論理りどなる。

従って、ロジック回路４９により、入力端子１に供給さ
れた信号よら得られた音声ＦＭ信号の搬送波の周波数が
ｆ、、ｆ２．、ｆ３に対応して、出力端子４５．４６．
４７に論理Ｈの信号が取出され、復調した搬送波の周波
数が判別できる。

このように、搬送波の周波数が判別され、それに対応し
て出力端子４５．４６．４７に論理Ｈの信号が取出され
、ＯＲ回路８〜１０に供給される。

一方、入力端子１２は入力端子１に信号が得られた時、
即ちテレビジョン信号を受信の開始時に生成される信号
により、ワンショットマルチバイブレータ１３はパルス
を送出し、入力端子１４はテレビジョンのチャンネルを
切換えた時に生成されるパルスが供給され、このパルス
により、ワンショットマルチバイブレータ１５はパルス
を送出する。

ここで、テレビジョン信号の受信を開始またはチャンネ
ルを切換えたとすると、入力端子１２または１４に信号
が供給され、ＯＲ回路１１の出力信号は所定の時間のみ
論理Ｈとなり、ＯＲ回路８〜１０の出力信号は全て論理
Ｈとなる。

従って、ダイオードＤ１〜Ｄ３のアノードがＨレベルに
なるため、ダイオードＤ１〜Ｄ３は導通状態になり、Ｂ
ＰＦＩ〜３に供給される信号は後段の搬送波周波数判別
回路６で周波数が判別され、その周波数に一対応する出
力端子４５〜４７のいずれか１つが論理Ｈとなる。

この時、入力端子１２．１４には信号が供給されていな
いので、ＯＲ回路１１の出力信号は論理りとなり、上記
出力端子４５〜４７の論理Ｈの出力信号に対応するダイ
オードＤ１〜Ｄ３中の１つが導通状態に保持される。

（発明の効果） 以上のように本発明によれば、ゲートによる遅延回路を
用いたパルスカウントＦＭ復調回路の復調後に含まれる
搬送波の周波数に比例した直流電圧を判別し、この出力
信号により該当バンドパスフィルタよりの出力信号を通
過させるようにしたので、汎用のＩＣを使用した簡単な
回路構成により１台のテレビジョン受像機で異なる周波
数の音声ＦＭ信号のテレビジョン放送方式でも受信可能
である特長を有する。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明のテレビジョンＦＭ音声インターキャリ
ア信号の自動切換回路の一実施例のブロック系統図、第
２図はパルスカウントＦＭ復調回路のブロック系統図、
第３図は第２図のアンプ１８、ゲート遅延回路１９、Ｅ
Ｘ−ＯＲ回路２０の具体的な回路図、第４図は第２図を
説明するための波形図、第５図は第１図の搬送波周波数
判別回路６の具体的な回路図である。 ２・・・バンドパスフィルタ群、３・・・スイッチ−回
路、４・・・パルスカウントＦＭ復調回路、６・・・搬
送波周波数判別回路、７・・・ロジック回路、８〜１１
・・・ＯＲ回路、１３．１５・・・ワンショットマルチ
バイブレータ、１９・・・ゲート遅延回路、２５〜３０
・・・インバータ、ＢＰＦＩ〜３・・・バンドパスフィ
ルタ（ＢＰＦ）　、Ｄ　＋〜Ｄ３・・・ダイオード。 ｔＡ）　　　　″ 才４困

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. テレビジョン放送を受信し、インターキャリア検波して
   得られる信号が供給される複数のバンドパスフィルタと
   、この複数のバンドパスフィルタの出力信号を開閉する
   スイッチ回路と、このスイッチ回路の出力信号が供給さ
   れるゲートによる遅延回路を用いたパルスカウントＦＭ
   復調回路と、このパルスカウントＦＭ復調回路よりの周
   波数に比例した直流成分を含む出力信号より前記直流成
   分を取り出しその電圧を判別することにより、前記ＦＭ
   信号の搬送波周波数を判別する搬送波周波数判別回路と
   、この搬送波周波数判別回路の出力信号により前記該当
   バンドパスフィルタよりの出力信号を通過させ、前記テ
   レビジョン放送を受信開始時またはチャンネルを切換え
   た時に、前記複数の全バンドパスフィルタよりの出力信
   号を通過させるよう前記スイッチ回路を制御するロジッ
   ク回路とを備えたことを特徴とするＦＭ信号の搬送波の
   周波数判別切換回路。