JPS6387026A - Ｆｍ受信機におけるパルス性雑音除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はＦＭ受信機におけるパルス性雑音除去装置に関
する。

背景技術 ＦＭ受信機におけるパルス性雑音除去装置の従来例を第
８図に示す。この装置においては、ＦＭ受信機のＦＭ検
波回路１から出力された検波信号がＬＰＦ　（ローパス
フィルタ）からなる遅延回路２に供給されて遅延され、
この遅延出力はゲート回路３、そしてレベルホールド回
路４を介してステレオ復調回路５に供給される。また検
波信号は雑音検出用のＨＰＦ　（バイパスフィルタ）６
に供給され、ＨＰＦ６を通過したノイズ成分信号はノイ
ズアンプ７によって増幅されてノイズ検波回路８に供給
される。ノイズ検波回路８はノイズアンプ７の出力信号
を整流する整流回路からなり、このノイズ検波出力は波
形整形回路９及び積分回路１０に供給され、波形整形回
路９は例えば、ワンショットマルチバイブレータからな
り、ノイズ検波出力を所定の波高でかつ時間幅のパルス
に変換してゲート回路３に供給する。波形整形回路９か
らゲート回路３に供給されたパルスによってゲート回路
３は駆動されて信号遮断状態となり、信号遮断状態には
レベルホールド回路４によって信号遮断直前の遅延出力
レベルが保持されてステレオ復調回路５に供給される。

これにより電位の急変によるスパイクの発生が防止され
る。また積分回路１０はノイズ検波出力を平滑してノイ
ズレベルに応じた直流信号を得てノイズアンプ７にフィ
ードバックすることによりＡＧＣループを形成する。

なお、遅延回路２はパルス性雑音がＨＰＦ６に供給され
てからゲート回路３を遮断状態するまでに必要な時間を
補うために設けられており、例えば、アクティブローパ
スフィルタの遅延特性を利用している。

このような従来のパルス性雑音除去装置においては、Ｆ
Ｍ検波出力の高域成分を整流平滑して得た直流信号をＦ
Ｍ検波出力の高域成分の平均レベルとし、その平均レベ
ルより大なる信号をパルス性雑音と見做して検出し、ゲ
ート回路を遮断制御することによりパルス性雑音が除去
されている。

ＦＭ検波出力の高域成分中にはパルス性雑音信号成分も
含まれているのでパルス性雑音の繰り返し周期が短くな
った場合、又はパルス性雑音以外の雑音（例えば、バッ
クグランド雑音、回路雑音）の平均レベルが相対的に大
きくなった場合にはパルス性雑音を確実に除去できなく
なるという問題点があった。すなわち、上記した場合に
はＦＭ検波出力の高域成分を整流平滑して得た直流信号
が実際のパルス性雑音以外の雑音の平均レベルより大き
くなり、パルス性雑音とそれ以外の雑音とのレベル差が
小さくなり過ぎるのでパルス性雑音を確実に検出するこ
とが難しくなる。また、かかる直流信号に応じてノイズ
アンプの利得を変化させるＡＧＣも過渡にノイズアンプ
の利得が減少されてパルス性雑音の波高が小さくなるの
でパルス性雑音の検出が不確実となる。

また、ＦＭＸ放送のようにサブ信号（Ｌ−Ｒ）の変調が
深くなると広帯域の中間周波フィルタが使用できないカ
ーステレオ等ではサブ信号の高次′歪の発生による誤動
作が生じ易く、弱入力時にもパルス性雑音が確実に除去
されず誤動作を生じていた。更に、各部のレベル変化が
検出能力に微妙な影響を与えるので例えば、ノイズアン
プの利得やゲート回路の動作時間等を細かく調整、設定
する必要がありパルス性除去装置をＩＣ化したとしても
外付は部品が多くなりＩＣのピン端子数の多用を余儀な
くしていた。

発明の概要 そこで、本発明の目的は、ＦＭ検波出力中のパルス性雑
音を確実に除去することができかつＩＣ化に適したパル
ス性雑音除去装置を提供することである。

本発明のパルス性雑音除去装置は、ＦＭ受信機中の少な
くともＦＭ検波回路の出力信号から高域成分を抽出手段
によって抽出し、抽出手段の出力信号に応じて基準レベ
ルを設定手段によって設定し、抽出手段の出力レベルが
基準レベルを越えたときＦＭ検波回路の出力信号の後段
への供給を遮断すると共に抽出手段からの出力信号の設
定手段への供給を遮断し、基準レベルをパルス性雑音以
外の雑音に応じて設定することを特徴としている。

実施例 以下、本発明の実施例を第１図ないし第７図を参照しつ
つ説明する。

第１図に示した本発明の一実施例たるＦＭ受信機におけ
るパルス性雑音除去装置において、第８図に示した従来
装置と同一部分は同一符号を用いて示しており、ＦＭ検
波回路１から出力される検波信号が供給されるＨＰＦ６
の出力にはノイズアンプ７を介して全波整流回路１２が
接続されている。全波整流回路１２はノイズアンプ７の
出力信号の極性を一方向にするために設けられている。

全波整流回路１２の出力には遅延回路１３が接続され、
遅延回路１３の出力には更にゲート回路１４を介してレ
ベルホールド回路１５が接続されている。レベルホール
ド回路１５の出力信号が積分回路１０に供給される。積
分回路１０の出力信号は従来と同様にノイズアンプ７に
供給されると共にノイズ検波回路をなす比較回路１６に
供給される。比較回路１６は積分回路１０の出力電圧を
基準電圧として全波整流回路１２の出力電圧と比較して
、その比較結果を波形整形回路９に供給する。

波形整形回路９の出力はゲート回路３と共にゲート回路
１４に供給されてゲート回路３，１４を遮断状態にせし
める。また比較回路１６の出力には禁止信号発生回路１
７が接続されている。禁止信号発生回路１７は比較回路
１６の出力波形の立ち下がりに応じて所定の方形パルス
を禁止信号として発生するワンショットマルチバイブレ
ータからなり、禁止信号は積分回路１０の出力ラインに
供給される。その他の構成は第８図に示した従来例と同
様である。

かかる構成の本発明によるパルス性雑音除去装置におい
て、今、ＦＭ検波回路１の出力信号が第２図（ａ）に示
すようなパルス性雑音（符号Ａ）を含む信号であるとす
ると、ＨＰＦ６によってＦＭ検波回路１の出力信号の高
域成分が抽出されて第２図（ｂ）に示す信号が得られる
。このＨＰＦ６の出力信号はノイズアンプ７によって増
幅され、そして全波整流回路１２によって全波整流され
て第２図（ｃ）に示すように出力される。全波整流回路
１２の出力信号にはパルス性雑音以外の雑音も含んだ全
波整流信号であり、この全波整流信号は遅延回路１３に
よって遅延され、更にゲート回路１４、そしてレベルホ
ールド回路１５を経て積分回路１０に供給される。積分
回路１０はレベルホールド回路１５から供給される整流
信号を積分することにより第２図（ｇ）に示すような直
流信号を得る。この直流信号はノイズアンプ７に供給さ
れてＡＧＣループが形成される。

比較回路１６は積分回路１０から出力される直流信号電
圧を基準レベルとして全波整流回路１２の出力信号が基
準レベルより大であるか判別する。

パルス性雑音の存在時には全波整流回路１２の出力電圧
が直流信号電圧より大となるので比較回路１６の出力は
第２図（ｄ）に示すよう低レベルから高レベルに反転し
、この高レベル出力の立ち上がりに応じて波形整形回路
９から第２図（ｅ）に示すように所定の波高及び時間幅
のパルスが遮断信号として発生される。この遮断信号は
ゲート回路３．１４を第２図（ｈ）に示すように遮断状
態（ＯＦＦ状態）にせしめるのでＦＭ検波回路１から出
力されて遅延回路２を介した検波信号がゲート回路３に
よって遮断される。遅延回路２はパルス性雑音の検出時
間を補うために設けられているのでゲート回路３の遮断
時に遅延回路２からパルス性雑音を含んだ検波信号が第
２図（ｉ）に示すように出力され、それが遮断されて第
２図（ｊ）に示すようなパルス性雑音がカットされた検
波信号がレベルホールド回路４から出力されるのである
。また遅延回路１３もパルス性雑音の検出時間を補うた
めに設けられているのでゲート回路１４の遮断時にパル
ス性雑音を含んだ全波整流信号が遅延回路１３から出力
されても、それが遮断されてレベルホールド回路１５に
供給されない。この遮断状態にはレベルホールド回路１
５の出力信号が積分回路１０に供給されるので積分回路
１０によって得られる直流信号はパルス性雑音以外の雑
音に応じたレベルとなる。このように積分回路１０から
得られる直流信号はパルス性雑音成分を有しない信号で
あるのでパルス性雑音に対してはＡＧＣ効果はなく、パ
ルス性雑音以外の雑音に対してのみその雑音レベルが所
定レベルを越えないようにノイズアンプ７の利得が制御
されてＡＧＣ効果が得られる。またパルス性雑音の存在
時には全波整流回路１２の出力電圧と直流信号電圧との
差が大きくなり比較回路１６によるパルス性雑音検出が
良好となる。

一方、パルス性雑音の存在によってゲート回路１４が遮
断されている期間は積分回路１０の出力直流レベルが時
間経過に従って低下する。このレベル低下はゲート回路
１４の遮断期間が短くかつその周期が長い場合には無視
できるが、頻繁でかつ短い周期でゲート回路１４の遮断
が行なわれる場合には無視できなくなる。よって、比較
回路１６の出力パルス信号の立ち下がりに応じて第２図
（ｆ）に示すように禁止信号が所定時間だけ発生して積
分回路１０の出力に供給され、積分回路１０の出力電圧
を高レベルにしてレベル低下が回避される。禁止信号の
消滅後は積分回路１０の定数に従って積分回路の出力電
圧はパルス性雑音以外の雑音の平均レベルに徐々に戻る
。なお、少なくとも禁止信号の発生期間には比較回路１
６によってパルス性雑音の検出がされないが、禁止信号
の消滅後、積分回路１０の出力電圧が低下する期間は、
その出力電圧より大なるレベルのパルス性雑音が存在す
れば検出される。すなわち、禁止信号をパルス性雑音の
検出毎に発生して積分回路１０の出力直流信号を補正す
ることによりパルス性雑音の検出精度が維持されるので
ある。

なお、上記した本発明の実施例においては、遅延回路２
．１３の遅延時間はほぼ同一（例えば、４〜６μｓｅｃ
　）で良いが、遅延回路１３はその前段にＨＰＦ６及び
ノイズアンプ７が設けられているのでその遅延時間分だ
け遅延時間を小さく設定しても良い。

また、上記した本発明の実施例においては、整流回路１
２がノイズアンプ７の後段に接続されているが、レベル
ホールド回路１５と積分回路１０との間でも良い。また
禁止信号発生回路１７は比較回路１６から出力されるパ
ルス信号の立ち下がりに応じて禁止信号を発生するが、
波形整形回路９の出力信号の立ち下がりに応じて禁止信
号を発生するようにしても良い。更に、レベルホールド
回路１５はゲート回路１４のオン及びオフ時の直流電位
の変化の差が小さい場合には積分回路１０がレベルホー
ルド機能を有するので必ずしも必要ない。

第３図は本発明のＦＭ受信機におけるパルス性雑音除去
装置の他の実施例を示している。この装置においては、
ＦＭ受信機のＩＦ（中間周波）増幅回路２６内のＩＦ倍
信号ＡＭ（振幅）検波するＡＭ検波回路２７が設けられ
ている。ＡＭ検波回路２７の出力にはＨＰＦ２８、そし
てノイズアンプ２９を介して全波整流回路３０が接続さ
れている。ノイズアンプ７の出力にも全波整流回路３１
が接続され、全波整流回路３０．３１の出力信号は加算
回路３２によって加算されて遅延回路１３及び比較回路
１６供給されるようになっている。

一方、レベルホールド回路１５の出力には積分回路１０
が接続されると共に比較回路３３が接続されている。比
較回路３３はレベルホールド回路１５の出力レベルと基
準電圧ＶＴ２とを比較する。

比較回路３３の出力には積分回路３４が接続され、積分
回路３４の出力信号は基準電圧発生回路３５に供給され
る。基準電圧発生回路３５は２つのＩ−■変換器によっ
て形成され、電流源３６及び抵抗３７からなる一方のＩ
−Ｖ変換器は比較回路１６の基準レベルである基準電圧
ＶＴＩを発生し、電流源３８及び抵抗３９からなる他方
のＩ−Ｖ変換器は基準電圧ＶＴ２を発生し、積分回路３
４の出力信号に応じて電流源３６．３８の電流値が変化
することにより抵抗の端子電圧、すなわち基準電圧Ｖ　
Ｔ　ｌ　、Ｖ　Ｔ　２が変化するようになっている。

また積分回路１０の出力信号は利得制御としてノイズア
ンプ７のみに供給され、禁止信号発生回路１７から出力
される禁止信号は積分回路３４の出力ラインに供給され
る。その他の構成は第１図に示した装置と同様である。

かかる構成においては、ＡＭ検波回路２７、ＨＰＦ２８
及びノイズアンプ２９によってＩＦ信号中に含まれるＡ
Ｍ性パルス雑音を含む雑音が検出される。ノイズアンプ
７からはＰＭ性パルス雑音を含む雑音が検出される。ノ
イズアンプ７．２９の各出力信号は各々全波整流されて
加算回路３２によって加算され、これによりノイズアン
プ７゜２９の各出力信号の正負が異なることによって加
算後、波高が小さくなることなくＡＭ性パルス雑音及び
ＰＭ性パルス雑音を含む雑音が得られる。

加算回路３２の出力信号は遅延回路１３、ゲート回路１
４、レベルホールド回路１５、そして積分回路１０を経
ることにより利得制御電圧としてノイズアンプ７に供給
される。また加算回路３２の出力電圧は基準電圧発生回
路３５から出力された基準電圧ＶＴＩと比較回路１６に
よって比較され、加算回路３２の出力電圧が基準電圧Ｖ
Ｔ１より大となると、第１図の装置と同様に波形整形回
路９から遮断信号が発生されてゲート回路３．１４を遮
断状態にせしめる。

一方、レベルホールド回路１５によって保持された電圧
は基準電圧ＶＴ２と比較回路３３によって比較される。

比較回路３３はレベルホールド回路１５の出力電圧が基
準電圧ＶＴ２より大であるとき高レベルの出力を積分回
路３４に供給し、積分回路３４の出力信号に応じて電流
源３６．３８の電流値が制御される。比較回路３３の出
力信号はパルス性雑音以外の雑音のピーク信号と基準電
圧ＶＴ２との不一致信号であり、この不一致信号は積分
回路３４を経て再び比較回路３３へ負帰還させる。この
帰還ループは自動制御（サーボ）系として動作し、自動
制御系が安定した詩ｋ、では基準電圧ＶＴ２はパルス性
雑音以外の雑音のピーク値に等しい電圧となる。抵抗３
７の抵抗値は抵抗３９の抵抗値より大きく設定されてい
るため基準電圧ＶＴＩは基準電圧※Ｔ２より若干大とな
り、パルス性雑音以外の雑音のピーク値に追従して変化
するので比較回路１６におけるパルス性雑音の検出精度
が向上し、また従来のように比較基準電圧の調整の必要
がない。

かかる本発明によるパルス性雑音除去装置においては、
ＦＭ検波回路１の出力信号中にはＦＭ又はＰＭ性パルス
雑音及びＡＭ性パルス雑音のパルス性雑音が含まれ、Ａ
Ｍ性パルス雑音は中弱電界でのＡＭ除去比の低下に従っ
て支配的となり、またＦＭ又はＰＭ性パルス雑音は中張
電界で支配的となることから広い電界範囲においてパル
ス性雑音をＦＭ検波回路１の出力信号から除去すること
ができる。

第４図は第１図及び第３図に示した遅延回路２゜１３の
具体的回路を示している。この遅延回路においては、Ａ
ＰＦ　（オールパスフィルタ）が用いられている。この
ＡＰＦは演算増幅器２１、抵抗２２ないし２４及びコン
デンサ２５からなり、利得は１である。また遅延時間は
２ωａ／（ω２＋ωａ２）なる式によって与えられ、こ
こで、抵抗２２．２３の抵抗値が等しく、抵抗２４の抵
抗値をＲ１コンデンサ２５の容量をＣとすることにより
、ωａ−１／ＲＣであり、ωは信号の角周波数である。

かかるＡＰＦをｎ段にすることによりコンデンサ２５の
容量Ｃを１　／　ｎにすることができ、遅延の帯域を第
５図に示すように広げることができる。またＡＰＦを用
いて遅延回路を形成することによりＬＰＦによる遅延回
路よりコンデンサ、抵抗の値が小さくても所定の遅延時
間が得られのでＩＣ化に適している。

第６図は第１図及び第３図に示した波形整形回路９及び
禁止信号発生回路１７を一体に形成した場合の具体的回
路を示している。この回路においては、比較回路１６の
出力がＲＳフリップフロップ４１．４２のセット端Ｓに
接続され、フリップフロップ４１は比較回路１６の出力
からの第７図（ａ）に示すパルス信号の立ち上がりに応
じて出力端Ｑから遮断信号（第７図（ｂ））を発生する
。

またフリップフロップ４２は比較回路１６の出力からの
パルス信号の立ち下がりに応じて出力端Ｑから高レベル
の禁止信号（第７図（Ｃ））を発生する。一方、クロッ
クパルス発生回路４３はＰＬＬ回路等からなり、セラミ
ック発振子４４によっテ例えば、４５６ＫＨｚのクロッ
クパルスを発生する。そのクロックパルスとフリップフ
ロップ４２の出力信号との論理積がＡＮＤ回路４５によ
って採られ、ＡＮＤ回路４５の出力信号はカウンタ４６
に供給される。カウンタ４６はクロックパルスを１　／
　ｎ分周し、その分周出力はＲＳフリップフロップ４１
のリセット信号としてフリップフロップ４１のリセット
端Ｒに供給されると共にカウンタ４７に供給される。カ
ウンタ４７はカウンタ４６から出力されるパルスを１／
ｍ分周し、その分周出力はフリップフロップ４２のリセ
ット信号としてフリップフロップ４２のリセット端Ｒに
供給される。またカウンタ４６，４７はフリップフロッ
プ４２の出力端Ｑから出力される信号のＮ。

Ｔ回路４８による反転信号によってリセットされる。こ
れによりカウンタ４６，４７は禁止信号の消滅中はリセ
ットされ、時点ｔ１における禁止信号の発生と同時に計
数を開始し、クロックパルスを１　／　ｎ分周した時点
ｔ２においてカウンタ４６の出力に応じてフリップフロ
ップ４１がリセットされて遮断パルスの発生が停止する
。時点ｔ１からクロックパルスを１／　（ｎＸｍ）分周
した時点ｔ３においてカウンタ４７の出力に応じてフリ
ップフロップ４２がリセットされて禁止信号の発生が停
止するのである。このようにすることにより、従来技術
では抵抗とＩＣ外付のコンデンサとによって得ていたタ
イミング制御を外付部品無しで行なうことができる。

発明の効果 以上の如く、本発明のＦＭ受信機におけるパルス性雑音
除去装置においては、ＦＭ受信機中の少なくともＦＭ検
波回路の出力信号から高域成分が抽出手段によって抽出
され、その抽出レベルに応じて基準レベルが設定され、
抽出手段の出力レベルが基準レベルを越えたときＦＭ検
波回路の出力信号の後段への供給が遮断されると共に基
準レベルの設定のための抽出手段の出力供給が遮断され
る。よって、基準レベルはパルス性雑音以外の雑音を基
にして設定されるのでパルス性雑音の判別制度が向上し
、ＦＭ検波出力中のパルス性雑音を確実に除去すること
ができる。またＩＣ化の際して調整等のための外付は部
品の数を減少させることができるので端子数が減せるだ
けでなく端子の効果的利用を図ることができ、また小型
化、高信頼性を得ることができる。

また、本発明によれば、サブ信号の平均変調が深いＦＭ
Ｘ放送を耐混信特性を維持するため狭帯域のＩＦフィル
タしか使用できない車載受信機で受信する場合に、サブ
信号の高調波による連続的な雑音とパルス性雑音との判
別が確実に行なえるので受信状態が良好なものとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は第
１図の装置の各部の動作を示す図、第３図は本発明の他
の実施例を示すブロック図、第４図は第１図及び第３図
に示した遅延回路を具体的に示す回路図、第５図はＡＰ
Ｆをｎ段にした場合の遅延時間−周波数特性を示す図、
第６図は第１図及び第３図に示した波形整形回路及び禁
止信号発生回路を具体的に示す回路図、第７図は第６図
の回路の動作を示す図、第８図はパルス性雑音除去装置
の従来例を示すブロック図である。 主要部分の符号の説明 １・・・・・・ＦＭ検波回路 ２．１３・・・・・・遅延回路

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）ＦＭ受信機のＦＭ検波回路の出力信号に含まれる
   パルス性雑音を除去するパルス性雑音除去装置であって
   、前記ＦＭ受信機中の少なくとも前記ＦＭ検波回路の出
   力信号から高域成分を抽出する抽出手段と、供給される
   前記抽出手段の出力信号に応じて基準レベルを設定する
   設定手段と、前記抽出手段の出力レベルが前記基準レベ
   ルに越えたとき雑音を検出したとして遮断信号を発生す
   る雑音検出手段と、前記遮断信号に応じて前記ＦＭ検波
   回路の出力信号の後段への供給を遮断する第１ゲート手
   段と、前記遮断信号に応じて前記抽出手段からの出力信
   号の前記設定手段への供給を遮断する第２ゲート手段と
   を含むことを特徴とするパルス性雑音除去装置。
2. （２）前記第１ゲート手段は前記ＦＭ検波回路の出力信
   号を遅延させる複数段の全帯域通過形の移相回路からな
   る第１遅延回路を有し、前記第２ゲート手段は前記抽出
   手段の出力信号を遅延させる複数段の全帯域通過形の移
   相回路からなる第２遅延回路を有することを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載のパルス性雑音除去装置。
3. （３）抽出手段は、前記ＦＭ検波回路の出力信号から高
   域成分を抽出し、前記ＦＭ受信機中の中間周波信号をＡ
   Ｍ検波した信号から高域成分を抽出し、各高域成分を全
   波整流して加算することを特徴とする特許請求の範囲第
   １項記載のパルス性雑音除去装置。
4. （４）前記抽出手段は、前記第２遅延手段の出力信号に
   応じて利得が制御されかつ前記ＦＭ検波回路の出力信号
   の高域成分の増幅するノイズアンプを有することを特徴
   する特許請求の範囲第１項記載のパルス性雑音除去装置
   。
5. （５）前記設定手段は、前記第２ゲート手段から供給さ
   れる前記抽出手段の出力信号のピークレベルより若干大
   なるレベルを前記基準レベルとして設定することを特徴
   する特許請求の範囲第１項記載のパルス性雑音除去装置
   。