JPH0681064B2 - Ｆｍ受信機におけるパルス性雑音除去装置 - Google Patents
Ｆｍ受信機におけるパルス性雑音除去装置Info
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- JPH0681064B2 JPH0681064B2 JP61232659A JP23265986A JPH0681064B2 JP H0681064 B2 JPH0681064 B2 JP H0681064B2 JP 61232659 A JP61232659 A JP 61232659A JP 23265986 A JP23265986 A JP 23265986A JP H0681064 B2 JPH0681064 B2 JP H0681064B2
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はFM受信機におけるパルス性雑音除去装置に関す
る。
る。
背景技術 FM受信機におけるパルス性雑音除去装置の従来例を第８
図に示す。この装置においては、FM受信機のFM検波回路
１から出力された検波信号がLPF（ローパスフィルタ）
からなる遅延回路２に供給されて遅延され、この遅延出
力はゲート回路３、そしてレベルホールド回路４を介し
てステレオ復調回路５に供給される。また検波信号は雑
音検出用のHPF（ハイパスフィルタ）６に供給され、HPF
6を通過したノイズ成分信号はノイズアンプ７によって
増幅されてノイズ検波回路８に供給される。ノイズ検波
回路８はノイズアンプ７の出力信号を整流する整流回路
からなり、このノイズ検波出力は波形整形回路９及び積
分回路10に供給され、波形整形回路９は例えば、ワンシ
ョットマルチバイブレータからなり、ノイズ検波出力を
所定の波高でかつ時間幅のパルスに変換してゲート回路
３に供給する。波形整形回路９からゲート回路３に供給
されたパルスによってゲート回路３は駆動されて信号遮
断状態となり、信号遮断状態にはレベルホールド回路４
によって信号遮断直前の遅延出力レベルが保持されてス
テレオ復調回路５に供給される。これにより電位の急変
によるスパイクの発生が防止される。また積分回路10は
ノイズ検波出力を平滑してノイズレベルに応じた直流信
号を得てノイズアンプ７にフィードバックすることによ
りAGCループを形成する。なお、遅延回路２はパルス性
雑音がHPF6に供給されてからゲート回路３を遮断状態す
るまでに必要な時間を補うために設けられており、例え
ば、アクティブローパスフィルタの遅延特性を利用して
いる。
図に示す。この装置においては、FM受信機のFM検波回路
１から出力された検波信号がLPF（ローパスフィルタ）
からなる遅延回路２に供給されて遅延され、この遅延出
力はゲート回路３、そしてレベルホールド回路４を介し
てステレオ復調回路５に供給される。また検波信号は雑
音検出用のHPF（ハイパスフィルタ）６に供給され、HPF
6を通過したノイズ成分信号はノイズアンプ７によって
増幅されてノイズ検波回路８に供給される。ノイズ検波
回路８はノイズアンプ７の出力信号を整流する整流回路
からなり、このノイズ検波出力は波形整形回路９及び積
分回路10に供給され、波形整形回路９は例えば、ワンシ
ョットマルチバイブレータからなり、ノイズ検波出力を
所定の波高でかつ時間幅のパルスに変換してゲート回路
３に供給する。波形整形回路９からゲート回路３に供給
されたパルスによってゲート回路３は駆動されて信号遮
断状態となり、信号遮断状態にはレベルホールド回路４
によって信号遮断直前の遅延出力レベルが保持されてス
テレオ復調回路５に供給される。これにより電位の急変
によるスパイクの発生が防止される。また積分回路10は
ノイズ検波出力を平滑してノイズレベルに応じた直流信
号を得てノイズアンプ７にフィードバックすることによ
りAGCループを形成する。なお、遅延回路２はパルス性
雑音がHPF6に供給されてからゲート回路３を遮断状態す
るまでに必要な時間を補うために設けられており、例え
ば、アクティブローパスフィルタの遅延特性を利用して
いる。
このような従来のパルス性雑音除去装置においては、FM
検波出力の高域成分を整流平滑して得た直流信号をFM検
波出力の高域成分の平均レベルとし、その平均レベルよ
り大なる信号をパルス性雑音と見做して検出し、ゲート
回路を遮断制御することによりパルス性雑音が除去され
ている。FM検波出力の高域成分中にはパルス性雑音信号
成分も含まれているのでパルス性雑音の繰り返し周期が
短くなった場合、又はパルス性雑音以外の雑音（例え
ば、バックグランド雑音、回路雑音）の平均レベルが相
対的に大きくなった場合にはパルス性雑音を確実に除去
できなくなるという問題点があった。すなわち、上記し
た場合にはFM検波出力の高域成分を整流平滑して得た直
流信号が実際のパルス性雑音以外の平均レベルより大き
くなり、パルス性雑音とそれ以外の雑音とのレベル差が
小さくなり過ぎるのでパルス性雑音を確実に検出するこ
とが難しくなる。また、かかる直流信号に応じてノイズ
アンプの利得を変化させるAGCも過度にノイズアンプの
利得を減少させてパルス性雑音の波高が小さくなるので
パルス性雑音の検出が不確実となる。
検波出力の高域成分を整流平滑して得た直流信号をFM検
波出力の高域成分の平均レベルとし、その平均レベルよ
り大なる信号をパルス性雑音と見做して検出し、ゲート
回路を遮断制御することによりパルス性雑音が除去され
ている。FM検波出力の高域成分中にはパルス性雑音信号
成分も含まれているのでパルス性雑音の繰り返し周期が
短くなった場合、又はパルス性雑音以外の雑音（例え
ば、バックグランド雑音、回路雑音）の平均レベルが相
対的に大きくなった場合にはパルス性雑音を確実に除去
できなくなるという問題点があった。すなわち、上記し
た場合にはFM検波出力の高域成分を整流平滑して得た直
流信号が実際のパルス性雑音以外の平均レベルより大き
くなり、パルス性雑音とそれ以外の雑音とのレベル差が
小さくなり過ぎるのでパルス性雑音を確実に検出するこ
とが難しくなる。また、かかる直流信号に応じてノイズ
アンプの利得を変化させるAGCも過度にノイズアンプの
利得を減少させてパルス性雑音の波高が小さくなるので
パルス性雑音の検出が不確実となる。
また、FMX放送のようにサブ信号（Ｌ−Ｒ）の変調が深
くなると広帯域の中間周波フィルタが使用できないカー
ステレオ等ではサブ信号の高次歪の発生による誤動作が
生じ易く、弱入力時にもパルス性雑音が確実に除去され
ず誤動作を生じていた。更に、各部のレベル変化が検出
能力に微妙な影響を与えるので例えば、ノイズアンプの
利得やゲート回路の動作時間等を細かく調整、設定する
必要がありパルス性除去装置をIC化したとしても外付け
部品が多くなりICのピン端子数の多用を余儀なくしてい
た。
くなると広帯域の中間周波フィルタが使用できないカー
ステレオ等ではサブ信号の高次歪の発生による誤動作が
生じ易く、弱入力時にもパルス性雑音が確実に除去され
ず誤動作を生じていた。更に、各部のレベル変化が検出
能力に微妙な影響を与えるので例えば、ノイズアンプの
利得やゲート回路の動作時間等を細かく調整、設定する
必要がありパルス性除去装置をIC化したとしても外付け
部品が多くなりICのピン端子数の多用を余儀なくしてい
た。
発明の概要 そこで、本発明の目的は、FM検波出力中のパルス性雑音
を確実に除去することができかつIC化に適したパルス性
雑音除去装置を提供することである。
を確実に除去することができかつIC化に適したパルス性
雑音除去装置を提供することである。
本発明のパルス性雑音除去装置は、FM受信機のFM検波回
路の出力信号に含まれるパルス性雑音を除去するパルス
性雑音除去装置であって、FM検波回路の出力信号から高
域成分を抽出してその高域成分の大きさに応じた信号を
出力する抽出手段と、供給された信号を平均化して基準
レベルを設定する設定手段と、抽出手段の出力信号が基
準レベルを越えたとき遮断信号を発生する雑音検出手段
と、遮断信号に応じてFM検波回路の出力信号の後段への
供給を遮断する第１ゲート手段と、抽出手段の出力信号
を設定手段に供給し遮断信号に応じて抽出手段からの出
力信号の設定手段への供給を遮断する第２ゲート手段
と、第２ゲート手段の遮断時にその遮断直前の抽出手段
の出力信号を保持して設定手段に供給する保持手段とを
含むことを特徴としている。
路の出力信号に含まれるパルス性雑音を除去するパルス
性雑音除去装置であって、FM検波回路の出力信号から高
域成分を抽出してその高域成分の大きさに応じた信号を
出力する抽出手段と、供給された信号を平均化して基準
レベルを設定する設定手段と、抽出手段の出力信号が基
準レベルを越えたとき遮断信号を発生する雑音検出手段
と、遮断信号に応じてFM検波回路の出力信号の後段への
供給を遮断する第１ゲート手段と、抽出手段の出力信号
を設定手段に供給し遮断信号に応じて抽出手段からの出
力信号の設定手段への供給を遮断する第２ゲート手段
と、第２ゲート手段の遮断時にその遮断直前の抽出手段
の出力信号を保持して設定手段に供給する保持手段とを
含むことを特徴としている。
実施例 以下、本発明の実施例を第１図ないし第７図を参照しつ
つ説明する。
つ説明する。
第１図に示した本発明の一実施例たるFM受信機における
パルス性雑音除去装置において、第８図に示した従来装
置と同一部分は同一符号を用いて示しており、FM検波回
路１から出力される検波信号が供給されるHPF6の出力に
はノイズアンプ７を介して全波整流回路12が接続されて
いる。全波整流回路12はノイズアンプ７の出力信号の極
性を一方向にするために設けられている。全波整流回路
12の出力には遅延回路13が接続され、遅延回路13の出力
には更にゲート回路14を介してレベルホールド回路15が
接続されている。レベルホールド回路15の出力信号が積
分回路10に供給される。積分回路10の出力信号は従来と
同様にノイズアンプ７に供給されると共にノイズ検波回
路をなす比較回路16に供給される。比較回路16は積分回
路10の出力電圧を基準電圧として全波整流回路12の出力
電圧と比較して、その比較結果を波形整形回路９に供給
する。波形整形回路９の出力はゲート回路３と共にゲー
ト回路14に供給されてゲート回路3,14を遮断状態にせし
める。また比較回路16の出力には禁止信号発生回路17が
接続されている。禁止信号発生回路17は比較回路16の出
力波形の立ち下がりに応じて所定の方形パルスを禁止信
号として発生するワンショットマルチバイブレータから
なり、禁止信号は積分回路10の出力ラインに供給され
る。その他の構成は第８図に示した従来例と同様であ
る。
パルス性雑音除去装置において、第８図に示した従来装
置と同一部分は同一符号を用いて示しており、FM検波回
路１から出力される検波信号が供給されるHPF6の出力に
はノイズアンプ７を介して全波整流回路12が接続されて
いる。全波整流回路12はノイズアンプ７の出力信号の極
性を一方向にするために設けられている。全波整流回路
12の出力には遅延回路13が接続され、遅延回路13の出力
には更にゲート回路14を介してレベルホールド回路15が
接続されている。レベルホールド回路15の出力信号が積
分回路10に供給される。積分回路10の出力信号は従来と
同様にノイズアンプ７に供給されると共にノイズ検波回
路をなす比較回路16に供給される。比較回路16は積分回
路10の出力電圧を基準電圧として全波整流回路12の出力
電圧と比較して、その比較結果を波形整形回路９に供給
する。波形整形回路９の出力はゲート回路３と共にゲー
ト回路14に供給されてゲート回路3,14を遮断状態にせし
める。また比較回路16の出力には禁止信号発生回路17が
接続されている。禁止信号発生回路17は比較回路16の出
力波形の立ち下がりに応じて所定の方形パルスを禁止信
号として発生するワンショットマルチバイブレータから
なり、禁止信号は積分回路10の出力ラインに供給され
る。その他の構成は第８図に示した従来例と同様であ
る。
かかる構成の本発明によるパルス性雑音除去装置におい
て、今、FM検波回路１の出力信号が第２図（ａ）に示す
ようなパルス性雑音（符号Ａ）を含む信号であるとする
と、HPF6によってFM検波回路１の出力信号の高域成分が
抽出されて第２図（ｂ）に示す信号が得られる。このHP
F6の出力信号はノイズアンプ７によって増幅され、そし
て全波整流回路12によって全波整流されて第２図（ｃ）
に示すように出力される。全波整流回路12の出力信号に
はパルス性雑音以外の雑音も含んだ全波整流信号であ
り、この全波整流信号は遅延回路13によって遅延され、
更にゲート回路14、そしてレベルホールド回路15を経て
積分回路10に供給される。積分回路10はレベルホールド
回路15から供給される整流信号を積分することにより第
２図（ｇ）に示すような直流信号を得る。この直流信号
はノイズアンプ７に供給されてAGCループが形成され
る。
て、今、FM検波回路１の出力信号が第２図（ａ）に示す
ようなパルス性雑音（符号Ａ）を含む信号であるとする
と、HPF6によってFM検波回路１の出力信号の高域成分が
抽出されて第２図（ｂ）に示す信号が得られる。このHP
F6の出力信号はノイズアンプ７によって増幅され、そし
て全波整流回路12によって全波整流されて第２図（ｃ）
に示すように出力される。全波整流回路12の出力信号に
はパルス性雑音以外の雑音も含んだ全波整流信号であ
り、この全波整流信号は遅延回路13によって遅延され、
更にゲート回路14、そしてレベルホールド回路15を経て
積分回路10に供給される。積分回路10はレベルホールド
回路15から供給される整流信号を積分することにより第
２図（ｇ）に示すような直流信号を得る。この直流信号
はノイズアンプ７に供給されてAGCループが形成され
る。
比較回路16は積分回路10から出力される直流信号電圧を
基準レベルとして全波整流回路12の出力信号が基準レベ
ルより大であるか判別する。パルス性雑音の存在時には
全波整流回路12の出力電圧が直流信号電圧より大となる
ので比較回路16の出力は第２図（ｄ）に示すよう低レベ
ルから高レベルに反転し、この高レベル出力の立ち上が
りに応じて波形整形回路９から第２図（ｅ）に示すよう
に所定の波高及び時間幅のパルスが遮断信号として発生
される。この遮断信号はゲート回路3,14を第２図（ｈ）
に示すように遮断状態（OFF状態）にせしめるのでFM検
波回路１から出力されて遅延回路２を介した検波信号が
ゲート回路３によって遮断される。遅延回路２はパルス
性雑音の検出時間を補うために設けられているのでゲー
ト回路３の遮断時に遅延回路２からパルス性雑音を含ん
だ検波信号が第２図（ｉ）に示すように出力され、それ
が遮断されて第２図（ｊ）に示すようなパルス性雑音が
カットされた検波信号がレベルホールド回路４から出力
されるのである。また遅延回路13もパルス性雑音の検出
時間を補うために設けられているのでゲート回路14の遮
断時にパルス性雑音を含んだ全波整流信号が遅延回路13
から出力されても、それが遮断されてレベルホールド回
路15に供給されない。この遮断状態にはレベルホールド
回路15の出力信号が積分回路10に供給されるので積分回
路10によって得られる直流信号はパルス性雑音以外の雑
音に応じたレベルとなる。このように積分回路10から得
られる直流信号はパルス性雑音成分を有しない信号であ
るのでパルス性雑音に対してはAGC効果はなく、パルス
性雑音以外の雑音に対してのみその雑音レベルが所定レ
ベルを越えないようにノイズアンプ７の利得が制御され
てAGC効果が得られる。またパルス性雑音の存在時には
全波整流回路12の出力電圧と直流信号電圧との差が大き
くなり比較回路16によるパルス性雑音検出が良好とな
る。
基準レベルとして全波整流回路12の出力信号が基準レベ
ルより大であるか判別する。パルス性雑音の存在時には
全波整流回路12の出力電圧が直流信号電圧より大となる
ので比較回路16の出力は第２図（ｄ）に示すよう低レベ
ルから高レベルに反転し、この高レベル出力の立ち上が
りに応じて波形整形回路９から第２図（ｅ）に示すよう
に所定の波高及び時間幅のパルスが遮断信号として発生
される。この遮断信号はゲート回路3,14を第２図（ｈ）
に示すように遮断状態（OFF状態）にせしめるのでFM検
波回路１から出力されて遅延回路２を介した検波信号が
ゲート回路３によって遮断される。遅延回路２はパルス
性雑音の検出時間を補うために設けられているのでゲー
ト回路３の遮断時に遅延回路２からパルス性雑音を含ん
だ検波信号が第２図（ｉ）に示すように出力され、それ
が遮断されて第２図（ｊ）に示すようなパルス性雑音が
カットされた検波信号がレベルホールド回路４から出力
されるのである。また遅延回路13もパルス性雑音の検出
時間を補うために設けられているのでゲート回路14の遮
断時にパルス性雑音を含んだ全波整流信号が遅延回路13
から出力されても、それが遮断されてレベルホールド回
路15に供給されない。この遮断状態にはレベルホールド
回路15の出力信号が積分回路10に供給されるので積分回
路10によって得られる直流信号はパルス性雑音以外の雑
音に応じたレベルとなる。このように積分回路10から得
られる直流信号はパルス性雑音成分を有しない信号であ
るのでパルス性雑音に対してはAGC効果はなく、パルス
性雑音以外の雑音に対してのみその雑音レベルが所定レ
ベルを越えないようにノイズアンプ７の利得が制御され
てAGC効果が得られる。またパルス性雑音の存在時には
全波整流回路12の出力電圧と直流信号電圧との差が大き
くなり比較回路16によるパルス性雑音検出が良好とな
る。
一方、パルス性雑音の存在によってゲート回路14が遮断
されている期間は積分回路10の出力直流レベルが時間経
過に従って低下する。このレベル低下はゲート回路14の
遮断期間が短くかつその周期が長い場合には無視できる
が、頻繁でかつ短い周期でゲート回路14の遮断が行なわ
れる場合には無視できなくなる。よって、比較回路16の
出力パルス信号の立ち上がりに応じて第２図（ｆ）に示
すように禁止信号が所定時間だけ発生して積分回路10の
出力に供給され、積分回路10の出力電圧を高レベルにし
てレベル低下が回避される。禁止信号の消滅後は積分回
路10の定数に従って積分回路の出力電圧はパルス性雑音
以外の雑音の平均レベルに徐々に戻る。なお、少なくと
も禁止信号の発生期間には比較回路16によってパルス性
雑音の検出がされないが、禁止信号の消滅後、積分回路
10の出力電圧が低下する期間は、その出力電圧より大な
るレベルのパルス性雑音が存在すれば検出される。すな
わち、禁止信号をパルス性雑音の検出毎に発生して積分
回路10の出力直流信号を補正することによりパルス性雑
音の検出精度が維持されるのである。
されている期間は積分回路10の出力直流レベルが時間経
過に従って低下する。このレベル低下はゲート回路14の
遮断期間が短くかつその周期が長い場合には無視できる
が、頻繁でかつ短い周期でゲート回路14の遮断が行なわ
れる場合には無視できなくなる。よって、比較回路16の
出力パルス信号の立ち上がりに応じて第２図（ｆ）に示
すように禁止信号が所定時間だけ発生して積分回路10の
出力に供給され、積分回路10の出力電圧を高レベルにし
てレベル低下が回避される。禁止信号の消滅後は積分回
路10の定数に従って積分回路の出力電圧はパルス性雑音
以外の雑音の平均レベルに徐々に戻る。なお、少なくと
も禁止信号の発生期間には比較回路16によってパルス性
雑音の検出がされないが、禁止信号の消滅後、積分回路
10の出力電圧が低下する期間は、その出力電圧より大な
るレベルのパルス性雑音が存在すれば検出される。すな
わち、禁止信号をパルス性雑音の検出毎に発生して積分
回路10の出力直流信号を補正することによりパルス性雑
音の検出精度が維持されるのである。
なお、上記した本発明の実施例においては、遅延回路2,
13の遅延時間はほぼ同一（例えば、４〜６μsec）で良
いが、遅延回路13はその前段にHPF6及びノイズアンプ７
が設けられているのでその遅延時間分だけ遅延時間を小
さく設定しても良い。
13の遅延時間はほぼ同一（例えば、４〜６μsec）で良
いが、遅延回路13はその前段にHPF6及びノイズアンプ７
が設けられているのでその遅延時間分だけ遅延時間を小
さく設定しても良い。
また、上記した本発明の実施例においては、整流回路12
がノイズアンプ７の後段に接続されているが、レベルホ
ールド回路15と積分回路10との間でも良い。また禁止信
号発生回路17は比較回路16から出力されるパルス信号の
立ち上がりに応じて禁止信号を発生するが、波形整形回
路９の出力信号の立ち下がりに応じて禁止信号を発生す
るようにしても良い。更に、レベルホールド回路15はゲ
ート回路14のオン及びオフ時の直流電位の変化の差が小
さい場合には積分回路10がレベルホールド機能を有する
ので必ずしも必要ない。また遅延回路13を省略しても実
用上十分なノイズ抑制効果が得られる。なお、積分回路
10としては従来例における回路と同様に放電路を含むも
のである方が追従性の向上の観点から望ましい。更に、
ゲート回路14は入力信号を完全に遮断するものでなくて
その入力レベルを抑制するだけでも良い。
がノイズアンプ７の後段に接続されているが、レベルホ
ールド回路15と積分回路10との間でも良い。また禁止信
号発生回路17は比較回路16から出力されるパルス信号の
立ち上がりに応じて禁止信号を発生するが、波形整形回
路９の出力信号の立ち下がりに応じて禁止信号を発生す
るようにしても良い。更に、レベルホールド回路15はゲ
ート回路14のオン及びオフ時の直流電位の変化の差が小
さい場合には積分回路10がレベルホールド機能を有する
ので必ずしも必要ない。また遅延回路13を省略しても実
用上十分なノイズ抑制効果が得られる。なお、積分回路
10としては従来例における回路と同様に放電路を含むも
のである方が追従性の向上の観点から望ましい。更に、
ゲート回路14は入力信号を完全に遮断するものでなくて
その入力レベルを抑制するだけでも良い。
第３図は本発明のFM受信機におけるパルス性雑音除去装
置の他の実施例を示している。この装置においては、FM
受信機のIF（中間周波）増幅回路26内のIF信号をAM（振
幅）検波するAM検波回路27が設けられている。AM検波回
路27の出力にはHPF28、そしてノイズアンプ29を介して
全波整流回路30が接続されている。ノイズアンプ７の出
力にも全波整流回路31が接続され、全波整流回路30,31
の出力信号は加算回路32によって加算されて遅延回路13
及び比較回路16供給されるようになっている。一方、レ
ベルホールド回路15の出力には積分回路10が接続される
と共に比較回路33が接続されている。比較回路33はレベ
ルホールド回路15の出力レベルと基準電圧ＶT2とを比較
する。比較回路33の出力には積分回路34が接続され、積
分回路34の出力信号は基準電圧発生回路35に供給され
る。基準電圧発生回路35は２つのＩ−Ｖ変換器によって
形成され、電流源36及び抵抗37からなる一方のＩ−Ｖ変
換器は比較回路16の基準レベルである基準電圧ＶT1を発
生し、電流源38及び抵抗39からなる他方のＩ−Ｖ変換器
は基準電圧ＶT2を発生し、積分回路34の出力信号に応じ
て電流源36,38の電流値が変化することにより抵抗の端
子電圧、すなわち基準電圧ＶT1、ＶT2が変化するように
なっている。また積分回路10の出力信号は利得制御とし
てノイズアンプ７のみに供給され、禁止信号発生回路17
から出力される禁止信号は積分回路34の出力ラインに供
給される。その他の構成は第１図に示した装置と同様で
ある。
置の他の実施例を示している。この装置においては、FM
受信機のIF（中間周波）増幅回路26内のIF信号をAM（振
幅）検波するAM検波回路27が設けられている。AM検波回
路27の出力にはHPF28、そしてノイズアンプ29を介して
全波整流回路30が接続されている。ノイズアンプ７の出
力にも全波整流回路31が接続され、全波整流回路30,31
の出力信号は加算回路32によって加算されて遅延回路13
及び比較回路16供給されるようになっている。一方、レ
ベルホールド回路15の出力には積分回路10が接続される
と共に比較回路33が接続されている。比較回路33はレベ
ルホールド回路15の出力レベルと基準電圧ＶT2とを比較
する。比較回路33の出力には積分回路34が接続され、積
分回路34の出力信号は基準電圧発生回路35に供給され
る。基準電圧発生回路35は２つのＩ−Ｖ変換器によって
形成され、電流源36及び抵抗37からなる一方のＩ−Ｖ変
換器は比較回路16の基準レベルである基準電圧ＶT1を発
生し、電流源38及び抵抗39からなる他方のＩ−Ｖ変換器
は基準電圧ＶT2を発生し、積分回路34の出力信号に応じ
て電流源36,38の電流値が変化することにより抵抗の端
子電圧、すなわち基準電圧ＶT1、ＶT2が変化するように
なっている。また積分回路10の出力信号は利得制御とし
てノイズアンプ７のみに供給され、禁止信号発生回路17
から出力される禁止信号は積分回路34の出力ラインに供
給される。その他の構成は第１図に示した装置と同様で
ある。
かかる構成においては、AM検波回路27、HPF28及びノイ
ズアンプ29によってIF信号中に含まれるAM性パルス雑音
を含む雑音が検出される。ノイズアンプ７からはPM性パ
ルス雑音を含む雑音が検出される。ノイズアンプ7,29の
各出力信号は各々全波整流されて加算回路32によって加
算され、これによりノイズアンプ7,29の各出力信号の正
負が異なることによって加算後、波高が小さくなること
なくAM性パルス雑音及びPM性パルス雑音を含む雑音が得
られる。加算回路32の出力信号は遅延回路13、ゲート回
路14、レベルホールド回路15、そして積分回路10を経る
ことにより利得制御電圧としてノイズアンプ７に供給さ
れる。また加算回路32の出力電圧は基準電圧発生回路35
から出力された基準電圧ＶT1と比較回路16によって比較
され、加算回路32の出力電圧が基準電圧ＶT1より大とな
ると、第１図の装置と同様に波形整形回路９から遮断信
号が発生されてゲート回路3,14を遮断状態にせしめる。
ズアンプ29によってIF信号中に含まれるAM性パルス雑音
を含む雑音が検出される。ノイズアンプ７からはPM性パ
ルス雑音を含む雑音が検出される。ノイズアンプ7,29の
各出力信号は各々全波整流されて加算回路32によって加
算され、これによりノイズアンプ7,29の各出力信号の正
負が異なることによって加算後、波高が小さくなること
なくAM性パルス雑音及びPM性パルス雑音を含む雑音が得
られる。加算回路32の出力信号は遅延回路13、ゲート回
路14、レベルホールド回路15、そして積分回路10を経る
ことにより利得制御電圧としてノイズアンプ７に供給さ
れる。また加算回路32の出力電圧は基準電圧発生回路35
から出力された基準電圧ＶT1と比較回路16によって比較
され、加算回路32の出力電圧が基準電圧ＶT1より大とな
ると、第１図の装置と同様に波形整形回路９から遮断信
号が発生されてゲート回路3,14を遮断状態にせしめる。
一方、レベルホールド回路15によって保持された電圧は
基準電圧ＶT2と比較回路33によって比較される。比較回
路33はレベルホールド回路15の出力電圧が基準電圧ＶT2
より大であるとき高レベルの出力を積分回路34に供給
し、積分回路34の出力信号に応じて電流源36,38の電流
値が制御される。比較回路33の出力信号はパルス性雑音
以外の雑音のピーク信号と基準電圧ＶT2との不一致信号
であり、この不一致信号は積分回路34を経て再び比較回
路33へ負帰還させる。この帰還ループは自動制御（サー
ボ）系として動作し、自動制御系が安定した時点では基
準電圧ＶT2はパルス性雑音以外の雑音のピーク値に等し
い電圧となる。抵抗37の抵抗値は抵抗39の抵抗値より大
きく設定されているため基準電圧ＶT1は基準電圧ＶT2よ
り若干大となり、パルス性雑音以外の雑音のピーク値に
追従して変化するので比較回路16におけるパルス性雑音
の検出精度が向上し、また従来のように比較基準電圧の
調整の必要がない。
基準電圧ＶT2と比較回路33によって比較される。比較回
路33はレベルホールド回路15の出力電圧が基準電圧ＶT2
より大であるとき高レベルの出力を積分回路34に供給
し、積分回路34の出力信号に応じて電流源36,38の電流
値が制御される。比較回路33の出力信号はパルス性雑音
以外の雑音のピーク信号と基準電圧ＶT2との不一致信号
であり、この不一致信号は積分回路34を経て再び比較回
路33へ負帰還させる。この帰還ループは自動制御（サー
ボ）系として動作し、自動制御系が安定した時点では基
準電圧ＶT2はパルス性雑音以外の雑音のピーク値に等し
い電圧となる。抵抗37の抵抗値は抵抗39の抵抗値より大
きく設定されているため基準電圧ＶT1は基準電圧ＶT2よ
り若干大となり、パルス性雑音以外の雑音のピーク値に
追従して変化するので比較回路16におけるパルス性雑音
の検出精度が向上し、また従来のように比較基準電圧の
調整の必要がない。
かかる本発明によるパルス性雑音除去装置においては、
FM検波回路１の出力信号中にはFM又はPM性パルス雑音及
びAM性パルス雑音のパルス性雑音が含まれ、AM性パルス
雑音は中弱電界でのAM除去比の低下に従って支配的とな
り、またFM又はPM性パルス雑音は中強電界で支配的とな
ることから広い電界範囲においてパルス性雑音をFM検波
回路１の出力信号から除去することができる。
FM検波回路１の出力信号中にはFM又はPM性パルス雑音及
びAM性パルス雑音のパルス性雑音が含まれ、AM性パルス
雑音は中弱電界でのAM除去比の低下に従って支配的とな
り、またFM又はPM性パルス雑音は中強電界で支配的とな
ることから広い電界範囲においてパルス性雑音をFM検波
回路１の出力信号から除去することができる。
第４図は第１図及び第３図に示した遅延回路2,13の具体
的回路を示している。この遅延回路においては、APF
（オールパスフィルタ）が用いられている。このAPFは
演算増幅器21、抵抗22ないし24及びコンデンサ25からな
り、利得は１である。また遅延時間は２ωa/（ω２＋ω
a2）なる式によって与えられ、ここで、抵抗22,23の抵
抗値が等しく、抵抗24の抵抗値をＲ、コンデンサ25の容
量をＣとすることにより、ωａ＝1/RCであり、ωは信号
の角周波数である。かかるAPFをｎ段にすることにより
コンデンサ25の容量Ｃを1/nにすることができ、遅延の
帯域を第５図に示すように広げることができる。またAP
Fを用いて遅延回路を形成することによりLPFによる遅延
回路よりコンデンサ、抵抗の値が小さくても所定の遅延
時間が得られのでIC化に適している。
的回路を示している。この遅延回路においては、APF
（オールパスフィルタ）が用いられている。このAPFは
演算増幅器21、抵抗22ないし24及びコンデンサ25からな
り、利得は１である。また遅延時間は２ωa/（ω２＋ω
a2）なる式によって与えられ、ここで、抵抗22,23の抵
抗値が等しく、抵抗24の抵抗値をＲ、コンデンサ25の容
量をＣとすることにより、ωａ＝1/RCであり、ωは信号
の角周波数である。かかるAPFをｎ段にすることにより
コンデンサ25の容量Ｃを1/nにすることができ、遅延の
帯域を第５図に示すように広げることができる。またAP
Fを用いて遅延回路を形成することによりLPFによる遅延
回路よりコンデンサ、抵抗の値が小さくても所定の遅延
時間が得られのでIC化に適している。
第６図は第１図及び第３図に示した波形整形回路９及び
禁止信号発生回路17を一体に形成した場合の具体的回路
を示している。この回路においては、比較回路16の出力
がRSフリップフロップ41,42のセット端Ｓに接続され、
フリップフロップ41は比較回路16の出力からの第７図
（ａ）に示すパルス信号の立ち上がりに応じて出力端Ｑ
から遮断信号（第７図（ｂ））を発生する。またフリッ
プフロップ42は比較回路16の出力からのパルス信号の立
ち下がりに応じて出力端Ｑから高レベルの禁止信号（第
７図（ｃ））を発生する。一方、クロックパルス発生回
路43はPLL回路等からなり、セラミック発振子44によっ
て例えば、456KHzのクロックパルスを発生する。そのク
ロックパルスとフリップフロップ42の出力信号との論理
積がAND回路45によって採られ、AND回路45の出力信号は
カウンタ46に供給される。カウンタ46はクロックパルス
を1/n分周し、その分周出力はRSフリップフロップ41の
リセット信号としてフリップフロップ41のリセット端Ｒ
に供給されると共にカウンタ47に供給される。カウンタ
47はカウンタ46から出力されるパルスを1/m分周し、そ
の分周出力はフリップフロップ42のリセット信号として
フリップフロップ42のリセット端Ｒに供給される。また
カウンタ46,47はフリップフロップ42の出力端Ｑから出
力される信号のNOT回路48による反転信号によってリセ
ットされる。これによりカウンタ46,47は禁止信号の消
滅中はリセットされ、時点t1における禁止信号の発生と
同時に計数を開始し、クロックパルスを1/n分周した時
点t2においてカウンタ46の出力に応じてフリップフロッ
プ41がリセットされて遮断パルスの発生が停止する。時
点t1からクロックパルスを1/（ｎ×ｍ）分周した時点t3
においてカウンタ47の出力に応じてフリップフロップ42
がリセットされて禁止信号の発生が停止するのである。
このようにすることにより、従来技術では抵抗とIC外付
のコンデンサとによって得ていたタイミング制御を外付
部品無しで行なうことができる。
禁止信号発生回路17を一体に形成した場合の具体的回路
を示している。この回路においては、比較回路16の出力
がRSフリップフロップ41,42のセット端Ｓに接続され、
フリップフロップ41は比較回路16の出力からの第７図
（ａ）に示すパルス信号の立ち上がりに応じて出力端Ｑ
から遮断信号（第７図（ｂ））を発生する。またフリッ
プフロップ42は比較回路16の出力からのパルス信号の立
ち下がりに応じて出力端Ｑから高レベルの禁止信号（第
７図（ｃ））を発生する。一方、クロックパルス発生回
路43はPLL回路等からなり、セラミック発振子44によっ
て例えば、456KHzのクロックパルスを発生する。そのク
ロックパルスとフリップフロップ42の出力信号との論理
積がAND回路45によって採られ、AND回路45の出力信号は
カウンタ46に供給される。カウンタ46はクロックパルス
を1/n分周し、その分周出力はRSフリップフロップ41の
リセット信号としてフリップフロップ41のリセット端Ｒ
に供給されると共にカウンタ47に供給される。カウンタ
47はカウンタ46から出力されるパルスを1/m分周し、そ
の分周出力はフリップフロップ42のリセット信号として
フリップフロップ42のリセット端Ｒに供給される。また
カウンタ46,47はフリップフロップ42の出力端Ｑから出
力される信号のNOT回路48による反転信号によってリセ
ットされる。これによりカウンタ46,47は禁止信号の消
滅中はリセットされ、時点t1における禁止信号の発生と
同時に計数を開始し、クロックパルスを1/n分周した時
点t2においてカウンタ46の出力に応じてフリップフロッ
プ41がリセットされて遮断パルスの発生が停止する。時
点t1からクロックパルスを1/（ｎ×ｍ）分周した時点t3
においてカウンタ47の出力に応じてフリップフロップ42
がリセットされて禁止信号の発生が停止するのである。
このようにすることにより、従来技術では抵抗とIC外付
のコンデンサとによって得ていたタイミング制御を外付
部品無しで行なうことができる。
発明の効果 以上の如く、本発明のFM受信機におけるパルス性雑音除
去装置においては、FM受信機中の少なくともFM検波回路
の出力信号から高域成分が抽出手段によって抽出され、
その抽出レベルの平均化により基準レベルが設定手段に
て設定され、抽出手段の出力レベルが基準レベルを越え
たときFM検波回路の出力信号の後段への供給が遮断され
ると共に基準レベルの設定のための抽出手段の出力供給
が遮断される。また、その遮断時に遮断直前の抽出レベ
ルが保持されて設定手段に供給される。よって、基準レ
ベルはパルス性雑音以外の雑音を基にして設定されるの
でパルス性雑音の判別精度が向上し、FM検波出力中のパ
ルス性雑音を確実に除去することができる。またIC化の
際して調整等のための外付け部品の数を減少させること
ができるので端子数が減せるだけでなく端子の効果的利
用を図ることができ、また小型化、高信頼性を得ること
ができる。
去装置においては、FM受信機中の少なくともFM検波回路
の出力信号から高域成分が抽出手段によって抽出され、
その抽出レベルの平均化により基準レベルが設定手段に
て設定され、抽出手段の出力レベルが基準レベルを越え
たときFM検波回路の出力信号の後段への供給が遮断され
ると共に基準レベルの設定のための抽出手段の出力供給
が遮断される。また、その遮断時に遮断直前の抽出レベ
ルが保持されて設定手段に供給される。よって、基準レ
ベルはパルス性雑音以外の雑音を基にして設定されるの
でパルス性雑音の判別精度が向上し、FM検波出力中のパ
ルス性雑音を確実に除去することができる。またIC化の
際して調整等のための外付け部品の数を減少させること
ができるので端子数が減せるだけでなく端子の効果的利
用を図ることができ、また小型化、高信頼性を得ること
ができる。
また、本発明によれば、サブ信号の平均変調が深いFMX
放送を耐混信特性を維持するため狭帯域のIFフィルタし
か使用できない車載受信機で受信する場合に、サブ信号
の高調波による連続的な雑音とパルス性雑音との判別が
確実に行なえるので受信状態が良好なものとなる。
放送を耐混信特性を維持するため狭帯域のIFフィルタし
か使用できない車載受信機で受信する場合に、サブ信号
の高調波による連続的な雑音とパルス性雑音との判別が
確実に行なえるので受信状態が良好なものとなる。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は第
１図の装置の各部の動作を示す図、第３図は本発明の他
の実施例を示すブロック図、第４図は第１図及び第３図
に示した遅延回路を具体的に示す回路図、第５図はAPF
をｎ段にした場合の遅延時間−周波数特性を示す図、第
６図は第１図及び第３図に示した波形整形回路及び禁止
信号発生回路を具体的に示す回路図、第７図は第６図の
回路の動作を示す図、第８図はパルス性雑音除去装置の
従来例を示すブロック図である。 主要部分の符号の説明 １……FM検波回路 2,13……遅延回路 3,14……ゲート回路 10,34……積分回路 16,33……比較回路 35……基準電圧発生回路
１図の装置の各部の動作を示す図、第３図は本発明の他
の実施例を示すブロック図、第４図は第１図及び第３図
に示した遅延回路を具体的に示す回路図、第５図はAPF
をｎ段にした場合の遅延時間−周波数特性を示す図、第
６図は第１図及び第３図に示した波形整形回路及び禁止
信号発生回路を具体的に示す回路図、第７図は第６図の
回路の動作を示す図、第８図はパルス性雑音除去装置の
従来例を示すブロック図である。 主要部分の符号の説明 １……FM検波回路 2,13……遅延回路 3,14……ゲート回路 10,34……積分回路 16,33……比較回路 35……基準電圧発生回路
Claims (4)
- 【請求項１】FM受信機のFM検波回路の出力信号に含まれ
るパルス性雑音を除去するパルス性雑音除去装置であっ
て、前記FM検波回路の出力信号から高域成分を抽出して
その高域成分の大きさに応じた信号を出力する抽出手段
と、供給された信号を平均化して基準レベルを設定する
設定手段と、前記抽出手段の出力信号が前記基準レベル
を越えたとき遮断信号を発生する雑音検出手段と、前記
遮断信号に応じて前記FM検波回路の出力信号の後段への
供給を遮断する第１ゲート手段と、前記抽出手段の出力
信号を前記設定手段に供給し前記遮断信号に応じて前記
抽出手段からの出力信号の前記設定手段への供給を遮断
する第２ゲート手段と、前記第２ゲート手段の遮断時に
その遮断直前の前記抽出手段の出力信号を保持して前記
設定手段に供給する保持手段とを含むことを特徴とする
パルス性雑音除去装置。 - 【請求項２】前記第１ゲート手段は前記FM検波回路の出
力信号を遅延させる複数段の全帯域通過形の移相回路か
らなる第１遅延回路を有し、前記第２ゲート手段は前記
抽出手段の出力信号を遅延させる複数段の全帯域通過形
の移相回路からなる第２遅延回路を有することを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のパルス性雑音除去装
置。 - 【請求項３】前記抽出手段は、前記基準レベルに応じて
利得が制御されかつ前記FM検波回路の出力信号の高域成
分を増幅するノイズアンプを有することを特徴する特許
請求の範囲第１項記載のパルス性雑音除去装置。 - 【請求項４】前記設定手段は、前記第２ゲート手段から
供給される前記抽出手段の出力信号のピークレベルより
若干大なるレベルを前記基準レベルとして設定すること
を特徴する特許請求の範囲第１項記載のパルス性雑音除
去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61232659A JPH0681064B2 (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | Ｆｍ受信機におけるパルス性雑音除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61232659A JPH0681064B2 (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | Ｆｍ受信機におけるパルス性雑音除去装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5740788A Division JPH0671210B2 (ja) | 1988-03-11 | 1988-03-11 | Ｆｍ受信機におけるパルス性雑音除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6387026A JPS6387026A (ja) | 1988-04-18 |
| JPH0681064B2 true JPH0681064B2 (ja) | 1994-10-12 |
Family
ID=16942774
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61232659A Expired - Fee Related JPH0681064B2 (ja) | 1986-09-30 | 1986-09-30 | Ｆｍ受信機におけるパルス性雑音除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0681064B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0750861B2 (ja) * | 1988-08-10 | 1995-05-31 | パイオニア株式会社 | Ｆｍ受信機のパルス性ノイズ抑圧装置 |
| JP3675179B2 (ja) | 1998-07-17 | 2005-07-27 | 三菱電機株式会社 | オーディオ信号の雑音除去装置 |
| EP1069693B1 (en) | 1999-07-15 | 2004-10-13 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Noise reduction apparatus |
| JP3573050B2 (ja) | 2000-02-23 | 2004-10-06 | 三菱電機株式会社 | 雑音除去装置 |
| JP2005197813A (ja) * | 2003-12-26 | 2005-07-21 | Pioneer Electronic Corp | ノイズ除去装置および受信機 |
| JP2011188467A (ja) | 2010-02-15 | 2011-09-22 | Fujitsu Ten Ltd | 放送受信装置及び、放送受信装置の雑音有無判断方法 |
| JP2011199825A (ja) | 2010-02-23 | 2011-10-06 | Fujitsu Ten Ltd | 放送受信装置及び、放送受信装置の雑音成分検出方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5669937A (en) * | 1979-11-13 | 1981-06-11 | Pioneer Electronic Corp | Noise eliminator of receiver |
-
1986
- 1986-09-30 JP JP61232659A patent/JPH0681064B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6387026A (ja) | 1988-04-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |