SE446664B - Anordning och sett for att undanroja lasning i ett fjederupphengt ringlasergyro - Google Patents

Description

lO 15 20 25 30 35 446 664 2 amplitud med avtagande ingångsvinkelhastighet. Varje momentkälla är dock begränsad i amplitud och kan därför inte producera det moment, som reglersyste- met kräver vid mycket små ingående vinkelhastigheter. Denna "mättnadseffekt" sätter en undre praktisk gräns på den ingående vinkelhastighet, vid vilken gyrot kommer att fungera.

Ett syfte med uppfinningen är att åstadkomma en lösning pâ detta problem, vilken inte kräver applicering av alltför stora ingângsmoment.

Föreliggande uppfinning övervinner det ovan skisserade problemet genom kontroll av insignalen till ditermomentgivaren med hjälp av ett återkopp- lingssystem med en återkopplingssignal, som är baserad på gyrots optiska fas och som beräknas endast en gång varje diterperiod, varvid den sedan hålls konstant under hela perioden. Detta får till resultat att man ändrar fasen pâ diterperioden utan att nämnvärt ändra amplituden. Mycket stora moment krävs inte ens vid mycket låga ingângshastigheter. Systemet är därför effektivt vid mycket låga ingângsvinkelhastigheter.

Systemet utnyttjar en momentgivare som styrs med hjälp av en âterkopplingsreglerenhet, som har insignaler härledda från gyrots optiska fasvinkel, ditervinkelhastigheten och ditervinkeln. Återkopplingsreglerenheten alstrar en momentstyrsignal, som har en analog àterkopplingskomponent för att eliminera förluster beroende på dämpning, och en annan komponent som beräknas periodískt och hålls konstant under en eller flera diterperioder för att justera fasen på ditervinkelhastigheten. Regler- eller styrenheten kan konstrueras med användning av analoga eller digitala komponenter, eller en kombination därav.

I de bifogade ritningarna är Fig. l ett schematiskt diagram, som illustrerar flödet av informations- signaler i ett system för att reglera ditern hos ett fjäderupphängt lasergyro i enlighet med uppfinningen, Fig. 2 är ett schematiskt diagram av en âterkopplingsreglerenhet, som utnyttjar en mikroprocessor och som kan användas ikretsen enligt Fig. l, Fig. 3 är ett schematiskt diagram av ett alternativt reglersystem, Fig. l; är ett schematiskt diagram av en återkopplingsreglerenhet användbar i kretsen enligt Fig. I och som utnyttjar en analog dator, Fig. 5 är ett schematiskt diagram av en linjär analog krets för användning i apparaten enligt Fig. 4, och Fig. 6 är ett diagram över det optimala förhållandet mellan konstanta Kalman-filterförstärkningar användbara för beräkning av den periodvis konstan- ta komponenten i âterkopplingssignalen. l0 15 20 25 30 35 446 664 a Fig. l är ett diagram, som illustrerar informationsflödet i ett system, enligt uppfinningen, för att reglera insignalerna till en ditermomentgivare med hjälp av återkoppling. I systemet svarar ett ringlasergyro-avkännande element l pâ en yttre vinkelhastighet m 1 och en överlagrad ditervinkelhastighet u: , som är vinkelhastigheten för det avkännande elementet l relativt dess hölje. Det ringlasergyroavkännande elementet l uppbärs i sitt (ej visade) hölje med hjälp av elastisk fjäderupphängning 2, som har låg dämpning och som sinusformigt med en naturlig resonansfrekvens å S2 (rad/sekJ. karaktäristiskt att föga energi krävs för att upprätthålla svängning av sådana svänger nära Det är upphängningssystem. Ett drivsystem 3, som kan vara en momentgivare av inom tekniken välkänt slag, t.ex. en piezo-elektrisk givare eller en elektromagnet, producerar ett reglermoment LTOT. Drivsystemet 3 verkar som ett förstärk- ningselement, och reglermomentet LTOT är sålunda lika med en konstant gånger den elektriska styrsignal B, som matas till drivsystemingången. Styrsignalen B beräknas i en âterkopplingsreglerenhet 14, vars ingångar är den optiska fasvinkeln ip , ditervinkelhastigheten in , och ditervinkeln 6 . De senare signalerna genereras av avkännare 5, 6 resp. 7, som är kopplade med, och drivs av, det ringlasergyro- avkännande elementet l på sätt som är välkänt inom denna teknik. Den optiska fasvinkeln up kan mätas med en optisk avtagare, ditervinkelhastigheten w kan avläsas med en takometer eller en piezo-elektrisk givare, och ditervinkeln 6 kan avläsas optiskt eller med hjälp av en piezo-elektrisk givare. Återkopplingsreglerenheten 4 ger momentstyrsignalen B som »summan av tvâ signaler V och U. Signalen V är en kontinuerlig analog positiv- âterkopplingssignal proportionell mot diterhastigheten m som exakt utbalanserar förluster i systemet beroende på dämpning. Den alstras genom förstärkning av utsignalen från ditervinkelhastighetavkännaren 6 i en förstärkare 15 till den för detta syfte nödvändiga nivån. Den driver det gyroavkännande elementet vid konstant amplitud och frekvens pâ svängningen. Signalen U å andra sidan beräknas en gång varje diterperiod och hålls konstant under perioden, dvs.

U(t) = Un = konst. för nT 5 t 5 (n+l)T (1) där T = 2 1r/ 52 . Syftet med att addera den "periodvis konstanta" signalen U(t) till signalen V är att justera den effektiva ditervinkelhastighetsfasen i varje period i förhållande till den optiska fasen vid början av diterperioden. En diterperiod börjar i det ögonblick, då ditervinkeln skär genom noll i riktning uppåt, och den optiska fasen i detta ögonblick Ibn = W (nT) . (2) används för att bestämma reglersignalen Un,såsom förklaras nedan. Den optiska fasen vid början av en diterperiod erhålls genom att man pâtrycker utsignalen från en nollskärningsdetektor 8, som avkänner den punkt vid vilken ditervinkeln 10 15 20 25 30 446 664 a skär genom noll, på. en OCH-grind 17, och åstadkommer avläsning av den optiska signalen 7, som pàtrycks pâ den andra ingången till OCH-grinden 17. Fasen vi: n erhålls sålunda vid början av diterperioden. Fasvinkeln il; n matas till en mikrodator 10, som utför den nedan beskrivna beräkningen och genererar den periodvis konstanta signalen U(t). Processen med addering av den analoga positiv-återkopplingssignalen V och den periodvis konstanta signalen U illustreras symboliskt som uppträdande vid en summeringsförbindningspunkt 9.

Alternativa anordningar för âterkopplingsreglerenheten ü visas Fig. 2, 3 och ll, vilka kommer att beskrivas efter den efterföljande diskussionen av arbetsprincipen för uppfinningen.

Den optiska vinkeln xp för ett ringlasergyro satisfierar följande differentialekvation av första ordningen â-ï = om, + i., - uLsin w (a) där u, är vinkelhastigheten för gyrohöljet (dvs. den externa vinkelhastíg- heten), u, är ditervinkelhastigheten (dvs. vinkelhastigheten för det avkännande elementet relativt höljet) a, L är låsningsfrekvensen, G är gyroskalfaktorn.

I den resonanta upphängningen är ditervinkeln 6 och ditervinkelhastighetenw givna av ao' _ f, " W _ - (4) d _ ~ Ll-ÜT 5 T: I fl 6 - Bm + -f ( ) där Q är resonansfrekvensen för upphängningen, är dämpningen för upphängningen, - J är trögheten hos det avkännande elementblocket, LTOT är det av drivsystemet producerade momentet, dvs. där K är drivsystem-(momentgivare)-skaliaktorn.

Den positiva âterkopplingssignalen V väljs för att exakt upphäva dämpnings- termen, dvs. 5 10 15 20 25 446 664 5 Kv _ T - B (7) och sålunda blir (5) .'12 . 2 k s d: -n e + J i ) där L är det moment som alstras av den periodvis konstanta signalen U.

För enkelhet vid analysen är det lämpligt att normalisera de dynamiska ekvationerna (3) - (5) under införande av följande nya, dimensionslösa variabler: 6 = G 6 = optisk ditervinkel al: -çlqlj-L :normaliserad ingångshastighet a = = normaliserad diterhastighet aL = Gå) L = normaliserad lâsningshastighet G L = G K . . u = -- - -- - U = normahserad reglerszgnal 92 3 92 J 1 = m = normaliserad tid.

Uttryckta i dessa dimensionslösa variabler blir ekvationerna (3), (il) resp. (8) - S!!! . '_ d* al + a aLsinw (9) gå I af _ a (lo) da a? ' 'i * “ (n) Låt 6 n = 6(2 1m) = normaliserad ditervinkel vid början av mte an = a(2 un) = normaliserad ditervinkeihastighet diffifPefßden I överensstämmelse med ekvation (1) är u periodvis konstant: u(t)=un för 21m 5 T 5 21T(n+l) Med användning av standardmetoder befinns lösningen på (10) och (ll) över den nzte diterperioden vara Nta-inn) - óncost Fansint + un(1-cost) (12) -1(T+2"fi) I -ónsint + ancost + unsint (13) Sålunda gäller vid slutet av den nzte diterperioden, som är början av den (n+l):te perioden 446 664 6 I 6(2n+2¶n) ' Ön n+1 8 - ¿(2n+2nn) I a n+1 U Sålunda återgår ditervínkeln och ditervinkelhastigheten vid slutet av perioden till sina värden vid början av perioden. Under perioden kan dock den normaliserade 5 diterhastigheten, given enligt (13), skrivas a(r+2nn) I Ahcos(r-Sn) (14) där A = J az + (u -6 ) _ n n n n u -6 n n 8 n Man kan sålunda notera, att den effektiva amplituden An och fasen Bn pâ tanß ' . I! 1_0 ditersignalen kan regleras genom den stegvis konstanta reglersignalen u. Även om början av diterperioden kan definieras som ön = öml = godtycklig vinkel, är det mest praktiskt att anta att diterperioden börjar vid ön = 5 ml = 0 enligt bestämningen med nollskärningsdetektorn. I detta fall gäller A = I az + u (15) h n n “ (16) 11 15 tanßn = g; Det bör noteras, att en liten reglersignal u (un << an) huvudsakligen påverkar fasen och endast har liten effekt på amplituden, dvs.

U Il A x a n fl 20 lnsättande av (14) i (9) ger få - sl + inwsG-ßn) - aLsinw e (n) där T är tiden till den n:te diterperioden (T = t - 2 un).

Någon exakt lösning av (17), som är en icke-linjär differentialekvation, , har inte hittats. Genom numerisk integrering över en enda diterperiod med 25 många olika värden på den optiska fasvinkeln vid början av diterperioden, nämligen 5 Wn+l - lPn I' ZWHL- íflaUAnmI) *_- f2(aL,An,a1)s1n( 10 l5 20 446 664 N30) =v(t=21fn) ~ vn och många parametervärden al, An, Bn, aL har det dock konstaterats, att lösningen på (17) över en diterperiod väl approximeras av ett uttryck med formeln Il» +41 Jil-z-'w i ans) <1ß> n n där f1(aL, An, ax) och f2(aL, An, al) är konstanter som beror av aL, An, och a! och bestäms empiriskt genom numerisk integrering av (17).

Ekvation (18) är nyckeln till reglersystemkonstruktionen. l ett idealt gyro skall ändringen i avläsningsvinkel över en diterperiod vara exakt Znal; sålunda resulterar f 1- och fz-termerna i fel. Eftersom fz-termen är kontrollerbar (genom An och B n) genom reglering av un, är det möjligt att välja un för att eliminera felen genom att låta fl-termen upphäva fz-termen, dvs. att välja An och Bn så att + Ansinßn) (19) Û + 2“a +11 _ _ _ ) in _fl____1__fl f1(d]|^n9'|l) fz(aLa^nnal s 2 eller flbvhnfill) . smupnflta +A“s1nßn) f2(aL,An,aI) I För denna ekvation finns ingen lösning för |fl/f2| > l, men för praktiska värden pâ aL och An (med An >> aL) befinns förhållandet mellan f l och fz vara mycket mindre än ett, och (19) kan lösas. Den sökta lösningen är ' _ f (a ,A ,al) W + nal + Ansinßn - sin 1< > I h* “ 2 1.' n' 1 Av (15) och (16) framgår att Anslnßn ~ un Följaktligen ges den normaliserade reglersignal un, som utbalanserar felet, av 10 15 20 25 446 664 ' . f (a ,A ,a) .' u - din - 'nal + sin 16 >i 21k (ÅO) n _ 2 L' n' l Teoretiskt kan k i (20) vara ett godtyckligt heltal, men av det praktiska skälet att minimera regleramplituden väljs k för att hälla un mellan - 'n och rr .

Eftersom An (något) beror på un, mæte (20) betraktas som en implicit ekvation av un. Eftersom f ll/fz i de flesta fall är helt litet kan det dock vara tillåtet att approximera sin' (f llfz) genom f llfz och att använda an i stället för An i approximationen. Detta ger det enklare regleruttrycket f1(“1.'°f.'°1) + zflk (21) u I-'nlø -na +------ n _ n -I f2(aL,an,aI) - Den normaliserade ingångsvinkeln a] förekommer i (20) och (21), men om denna storhet vore känd skulle det från början inte finnas något behov för gyrot. Vid tillämpningen använder man sålunda ett uppskattat värde pâ al i stället för det sanna värdet, som inte är känt förutom genom driften av instrumentet. Om instrumentet fungerar korrekt och avkännarutgången för optisk fasvinkel är relativt brusfri, så ges en giltig uppskattning 'åh av al genom . L. _. (22) 'sin 21: wn 'kn-l) Mera generellt, om man antar att brus förekommer i mätningen av 'll n så kan ett "Kalman-fílter" konstrueras för att få ett utjämnat värde lll n av avläsningsvinkeln tillsammans med en uppskattning aïn. Tillämpning av välkänd Kalman-filtreringsteori ger estimeringsekvationerna: in' - in + twin-Én) (23) fm - Smk” + xaän-Äïn; (24) med .Qi-n _ 'åk-l + Ngum” (25) där i: = brushaltig utläsning = vi) n + brus. ° Konstanterna K och K a är konstanta filterförstärkningar, som beror på brusstandardavvikelsen. När brusstandardavvikelsen går mot noll gäller K + 1 10 15 20 25 446 664 och KZ + 1/2 1:. Da hur (23) .var = vn och (24) ' reduceras till (22). Förstärkningarna Kw och K a beräknas med användning av välkänd Kalman-filtreringsteori. Ett diagram som visar det optimala förhållandet mellan Kg och 2 -nKa och som härrör från tillämpning av denna teori visas i Fig. 6. De mindre värdena på Ka och Kw skulle tendera att ge mer brusfiltrering, på bekostnad av trögare dynamiskt gensvar, än som skulle uppnås med de högre förstärkningarna. Ekvationerna (23) - (25) tillsammans med (20) eller (21) kan tillämpas i en mikrodator.

Det faktiskt erforderliga momentet beräknas från un med användning av den tidigare givna definitionen, dvs. 2 U _¿fl_,, n GK n (26) eller, med insättning av de optimala estimaten (23) via (25) i (21) och resultatet i (26) ger 2 h n -hv _ _ fllaha-à lim: “n-arliifla: * n fziåLf an: alu) Det torde stå klart för fackmannen på omrâdet, att den belysande utföringsformen av uppfinningen, som beskrivits i anslutning till Fig.1, kan utföras på andra sätt. Det torde ocksâ stå klart, att det inte är nödvändigt att ändringen i optisk fasvinkel över en period är den som ges av ekvationen (18) för att uppfinningen skall kunna utövas. Ett mera generellt funktionellt beroende kan inrymmas. Speciellt kan varje lösning på (17) skrivas som ~ ' 27) - *in I ZIIBI + E(3L,Ån.3I|wn+lvÛn¶8n) ( där E är någon godtycklig funktion som resulterar från numerisk integrering av (17). För att upphäva felet är det nödvändigt att välja An och Sn så att fil(nL.l\n,al.Wn'i'-zflvli'n,ßn) = 0 (23) Detta är en implicit funktion som, tillsammans med (15) och (16), bestämmer den nödvändiga regleringen. Ekvationerna (20) och (21) är specialfall av denna mera generella ekvation. 10 15 20 25 30 35 446 664 io Återkopplingsreglerenheten ll i Fig. l kan åstadkommas med använd- ning av en mikroprocessor, såsom visas i Fig. 2. Där förekommer en mikroprocessor ll, som innehåller eller arbetar med tillräckligt minne för att rymma reglerprogrammet (mindre än l kilobyte), en analog-till-digital-omvandlare 12 och en digital-till-analog -omvandlare 13. Om mikroprocessorchipet inte innefattar någon klocka torde det för fackmannen stå klart, att man måste tillföra en sådan.

Funktionen för OCH-grinden 9 i Fig.l är inkluderad i arbetssättet för Av enkelhetsskäl har växelströmsanslutningar utelämnats. mikroprocessorn, varför det inte behövs någon separat OCH-grind.

Signalen från noll-skärningsdetektorn tjänstgör som en brytsignal. innan denna signal uppträder är processorn programmerad för att utföra ett godtyckligt "bakgrunds"-program "A" (Lex. en NO-OP-slinga). Den analoga fassignalen q; från den optiska gyroutläsningen 7 (Fig. l) kopplas till ingången pä analog-till-digital-omvandlarchipet 12, där den kontinuerligt omvandlas till digital form. I digital form kopplas den till en ingång på mikroprocessorn ll.

Mikroprocessorns utgång är samtidigt den tidigare beräknade reglersignalen, som (i digital form) matas till digital-till-analog-omvandlaren 13. Där genereras ett _ konstant korrigeringsvärde U tills nästa brytsignal från noll-skärningsdetektorn uppträder.

När brytsignalen uppträder utför mikroprocessorn reglerprogrammet.

Eftersom beräkning av en ny reglersignal Un i mikroprocessorn kan kräva en betydande andel av diterperioden för att fullbordas, används ett filter, som svarar för en hel diterperiods fördröjning, i stället för det som beskrivs av ekvationerna (23) - (25) ovan. Ekvationerna för detta filter är Å ,, u A “in I .wn-l :van-l + íwlín-l-ín-l) (29) Å A an s an-l + Kavhn-l-wn-l ) (30) Förstärkningarna l-(q, och 'Ka är inte desamma som Kq; resp. Ka i ekvationerna (23) och (241) och de kan också ses i Fig. 6. Den matematiska rutinen i STEG 3 i datorprogrammet som följer svarar mot ekvationerna (29) och (30) i stället för ekvationerna (23) - (25).

När brytsignalen från noll-skärningsdetektorn uppträder utför mikro- processorn reglerprogrammet, vilket består av följande steg: STEG 1. Den digitala representationen av den optiska fassignalen ll» överförs från ingången till ett minnesläge.

STEG 2. Den tidigare beräknade reglersignalen, som då finns i minnet, 10 15 20 25 30 446 664 ll överförs till utgången (där den omedelbart omvandlas till analog form).

STEG 3. En matematisk reglerrutin utförs, vilken beräknar en ny reglersignal och kvarhâller den i minnet tills nästa brytsígnal ankommer.

STEG ll. Datorn âterställs för att utföra det godtycklíga programmet "A" eller förblir helt enkelt i ett "vänta-pâ-brytningfltíllstånd.

Det kan noteras, att de första tvâ operationerna utförs på nâgra få maskinperioder, och följaktligen blir tidsfördröjningen mellan uppträdandet av noll-skärningsbrytningen, läsningen av fasen och uppdateringen av utsignalen försumbar. Tidsintervallet på nästan en hel diterperiod (av storleksordningen 4 - 5 millisekunder) är tillgänglig för att utföra den matematiska rutinen i STEG 3.

Med hänsyn till enkelheten hos de erforderliga operationerna är detta god tid för att utföra beräkningarna. Pâ grundval av analysen på sidorna 7 och 8 mäste en sekvens av beräkningar utföras, såsom anges av följande matematiska rutin: 1 R = P_- PH 2 Pa = PH + TP*AH + WR 3 AH = An + xA*R 4 U = -PH - F*An 5 IF U < P1 Go To 8 5 IF u > PI THEN u = U - TP 7 RETURN 3 u = u + TP = RETURN Denna sekvens av operationer är uttryckt på BASlC-sprâk där R representerar rn (en mellanprogramvariabel) P '- own PS " vi: n PH " il: n AH " an U " Un Pl " 1! TP " 2 1! F “ fr + c 10 15 20 25 30 446 664 12 K representerar Kp KA " Ka där í (21) _ fl .r Q fz .r caI (Erfarenheten har visat att detta är en god approximation.) Det bör noteras, att den ovanstående matematiska rutinen har uttryckts på BASlC-språk endast i förklarande syfte. Man inser att programmet kodas på lämpligt sätt i maskinkoden för det mikroprocessorchip som används.

Det bör också noteras, att det kan vara önskvärt att proportíonera variablerna för att åstadkomma maximal programmeringseffektivitet och att använda analog-till-digital-omvandlaren på mest effektiva sätt.

Fig. 3 visar en utföringsform av uppfinningen, som illustrerar använd- ning av den ofta utnyttjade "fringemönstefl-typen av detektor för utläsning av ringlasergyrot l i stället för den tidigare diskuterade optiska fasvinkeln ip .

I detta fail är utläsningsdetektorn, som visas schematiskt, uppdelad på två delar, av vilka den ena 7a genererar en signal proportionell mot sinus för xp och den andra 7b en signal proportionell mot cosinus för q; , dvs. än) = Kl sin un) (31) c(t) = X2 cos Mt) (32) där K 1 och Kz är kända proportionalitetskonstanter.

Fig. 3 illustrerar också ett sätt att bestämma fasen xp , vid ögonblicket för fringeskärningen, vilket är baserat på användning av tvâ noll-skärnings- detektorer. Däri används noll-skärningsdetektorn 14, som svarar på ditervinkeln 6 , för att starta en digital "klocka" i mikroprocessorn 10 eller en separat digital klocka, och noll-skärningssignalen från noll-skärningsdetektorn 16 används för att stoppa "klockan". För detta ändamål matas noll-skärningsdetektorn l6 med signalen sin ip från detektorn 7b. Tidsskillnaden mellan noll-skärningarna, mätt enligt klockan, är proportionell mot fasvinkeln il: i det ögonblick ditervinkeln 6 går genom noll. Det sålunda uppnådda värdet kan, liksom tidigare, behandlas i mikroprocessorn för att bilda ett reglervärde U.

Proportionaliteten mellan fasvinkeln ml: och nollskärningarna framgår av följande analys: 10 15 20 25 30 446 664 13 Vid den tidpunkt to, då ditervinkeln a skär genom noll, är den totala vinkelhastighetsingången maximal och gyrot är inte låst. Den totala vinkelhastig- heten är S) + Qi, men Q är mycket större än Qi, så att vinkelhastigheten kan antas vara Q. Sålunda gäller Mt) å Wro) + Xiu-co) (33) Vid tidpunkten T för noll-skärning gäller S(T) = O och följaktligen w<=°>+ nrr-fo) - o (as) Sålunda ges den erforderliga fasvinkeln för reglerlagen \l1(t0), fasvinkeln vid tidpunkten för diternollskärníng, av I _ I _ där A = T - to är tiden mellan nollskärningen för ditersignalen och nollskärningen för den slutliga detektorsignalen s(t). Signalen c(t) används för att lösa kvadranten för Mt).

Ett annat sätt att använda signalerna s(t) och c(t) är att omvandla dem till digital form och sedan använda bakgrundsprogrammet "A" för att utföra en tabelluppslagning av vinkeln W med användning av de digitala represen- tationerna av s(t) och c(t). En fackman på maskinspråkprogrammering kan lätt skriva ett sådant program; eftersom programmet i hög grad skulle bero på den tillgänliga instruktionsutrustningen görs här ingen specificering av sådan algoritm i ett språk av högre ordning såsom BASIC, såsom gjordes för det ovan beskrivna reglerprogrammet.

Fig. 4 illustrerar användning av en analog signalprocessor i stället för mikroprocessorn för att utföra funktionerna hos återkopplingsreglerenheten 4 enligt Fig. l. Vid denna utföringsform av uppfinningen är två kretsar 24 och 28 för fasthållning av ögonblicksvärden kopplade på ömse sidor om en linjär analog krets 26. Kretsarna 24 och 28 aktiveras av en brytsignal, som liksom tidigare alstras av nollskärningsdetektorn 8 från ditervinkeln G . Brytsignalen bringar fasthållningskretsen 20 att bestämma värdet på den optiska fasen W vid tiden för nollskärning och att fasthålla denna till nästa nollskärning för ditersignalen. Den 10 15 20 25 446 664 lll» sålunda fasthâllna signalen som uppträder vid utgången på fasthâllningskretsen 21+ matas till ingången på den linjära analoga kretsen 26 (se Fig. 5), som har en transferfunktion H(s). Utsignalen från den analoga kretsen 26 matas till den andra fasthàllningskretsen 28, där den fasthålls och görs tillgänglig som korrigeringssignal U.

Arbetssättet för kretsen enligt Fig. 4 kan karaktäriseras genom "pulstransferfunktionen" Lial um ' m) m) där U(z) och 'l'(z) är Z-transformationer av utsignalen U och den optiska fassignalen q; . Z-transformationer definieras i sådana läroböcker som "Sampled- Data Control Systems" av J. R. Ragazzinl och G. F. Franklin, publicerad av McGraw Hill 1958. i enlighet med välkänd teori ges pulstransferfunktionen av U(z). 'Ål-z-llå där 5, representerar operationen med tagning av Z-transformation på ett (38) samplingdatasystem.

Den nödvändiga pulstransferfunktionen H(z) bestäms genom Z-trans- formering av de differensekvationer, som beskriver databehandlíngsalgoritmen.

Så snart den nödvändiga transferfunktionen H(z) bestämts, kan H(s) finnas och syntetiseras med välkända metoder. I fallet med den algoritm, som definieras av ekvationerna (29) och (30) med reglersignalen given av unfl--pn-r,ln (39) sågällef ud) - Jm) _ p AIM mo) och man får, vid tagning av Z-transformationer av ekvationerna (29) och (30) ^ . m; - :hån + :Jim + ïvcvm - ~?<=m m) lim - flnïïm +ïazvm - iom (42) 446 664 15 Vid lösning av dessa ekvationer med avseende på if: (z) och ÃI(z) och insättning i uttrycket för U(z) får man ' bz+b ïf-š-aiza--z-l-l- ~ (43) YZ Äëalzíraz där 5 a lfl-Zfk . v az - 1. _ E* + Zuïa sl - - k* r i! bl -ïtfrïa- zaía En analog transferfunktion H(s), som syntetiserar denna pulstransfer- 10 funktion, är av andra ordningen och har den allmänna transferfunktionen 8s+82 m) - 2 (44) 3 +GlS+G2 Förhâllandena mellan al, az, Bl, 82, och al, 32, bl, bz kan bestämmas med hjälp av en tabell över Z-transformationer.

Fig. 5 visar en linjär analog krets 26, i vilken den i Fig. li erforderliga 15 transferfunktionen H(s) kan syntetiseras. Däri matas det värde på optisk fas ü , som fasthålles i fastlåsningskretsen 24, till ett första summeringselement 30, vilket kan omfatta en förstärkare med multipla ingångsmotstånd. Utsignalen från summeringselementet 30 matas till en integrator 32, vars utgång i sin tur matas till en integrator 31+. Integratorerna 32 och 34 kan var och en omfatta en 20 operationsförstärkare med motstândsingâng och kondensatoràterkoppling, såsom är väl känt inom tekniken. lntegratorns 31+ utsignal matas, via ett konstant- förstärkningselement 38, till ena ingången på ett andra summeringselement 36, som också kan omfatta en förstärkare med motstånd i ingångskretsarna.

Utsignalen från integratorn 32 behandlas också genom konstantförstärknings- 25 element #2 och 44 och matas till ingângarna på. summeringselementen 36 och 30. lntegratorns 34 utsignal matas också till summeringselementet 30 via ett kon- stantförstärkningselement 40. Konstantförstärkningselementen 38, #0, 42 och 41: kan omfatta potentiometrar när förstärkningar mindre än ett behövs, eller förstärkare när förstärkningar större än ett behövs. Beträffande konstantför- 30 stärkningselementen 40 och ßll kan användning av inverterande förstärkare vara föredragna för att enkelt ge inverterade signaler till ingângarna pâ summerings- 10 ...ewva-ë. _ 446 664 16 elementet 30. Det är också uppenbart för fackmannen, att vissa funktioner kan kombineras. Sålunda kan summeringselementet 36 och konstantförstärkningsele- menten 38 och #2 åstadkommas med hjälp av en enda operationsförstärkare och tvâ ingångsmotstând, och summeringselementet 30 kan kombineras med integra- torn 32.

I sådana fall då fassignalen \|: inte är tillgänglig vid ögonblicket för diternollskärning kan man använda signalen för nollskärning av det ovan beskrivna fríngemönstret. I stället för att starta en klocka kan nollskärningen för ditersignalen användas för att trigga en íntegrator och nollskärningen för fringesignalen användas för att stoppa integreringen. Den analoga signal, som genereras på integratorutgângen när integreringen avbryts, är proportionell mot fasförskiutningen d: och skulle matas till ingången på den linjära analoga kretsen 26 i Fig. 4.

Claims (15)

10 l5 20 25 30 446 664 17 PATENTKRAV l. Anordning vid íjäderupphängda ringlasergyron för att åstadkomma en gyroutläsning proportionell mot vinkelinsignal, k ä n n e t e c k n a d av en momentgivare (3) för ditering av gyrot och en åter- kopplingsenhet (4) för reglering av momentgivaren genom att alstra en reglersignal (B), som är en funktion av den optiska fasvinkeln (lll), ditervinkeln ( 9) och ditervinkelhastigheten (w) hos gyrot.

2. Apparat enligt patentkravet 1, k ä n n e t e c k n a d av att reglersígnalen (B) innefattar en komponent (V), som är proportionell mot ditervinkelhastigheten (w ) för att undanröja systemförluster beroende på dämpning, och en periodvis konstant komponent (U), som är en funktion av fasvinkeln för den optiska utläsningen för justering av fasen för den effektiva dítervinkelhastigheten relativt den optiska fasvinkeln.

3. Apparat enligt patentkravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att den periodvis konstanta komponenten (U) genereras en gång för ett helt antal perioder och hålls konstant under en tidrymd lika med den för antalet hela perioder. .r

4. Apparat enligt patentkravet 2, k ä n n e te c k n a d av att den periodvis konstanta komponenten (U) genereras en gång varje period och hålls konstant under perioden.

5. Apparat enligt patentkravet 4, k ä n n e t e c k _n a d av att den periodvis konstanta reglersignalkomponenten (U) genereras i enlighet med formeln A . 2 Å .m ^ f fl,fl,a U =ë-K-l"l11n~fiaIn+ “( L ,. )É2nk] f2(aL' an' aIn) där U är värdet på den periodvis konstanta komponenten hos momen- tet genom den nzte diterperioden är trögheten hos det avkännande elementblocket är resonsansírekvensen för upphängningen är gyroskalfaktorn är drivsystem(momentgivaàskalfaktorn G°7CD=OU :J är ett estimat av den optiska fasvinkeln är ett estimat av ingångshastigheten _ m) llfl 10 15 20 25 30 446 664 18 f 1 är en empiriskt bestämd funktion av aL, an, a, fz är en empiriskt bestämd funktion av aL, an, a, aL är den normaliserade lâsningshastigheten an är den normaliserade diteramplituden k är ett heltal valt för att hålla värdet inom parenteserna mellan - n och Ir .

6. Apparat enligt patentkravet 4 eller 5, k ä n n e t e c k n a d av att âterkopplingsenheten (4) innefattar organ (12) för omvandling av gyroutläsningsvinkeln till ett mot fasen proportionellt digitalt värde, organ inkluderande en mikroprocesser (10) for att beräkna den periodvis konstanta komponenten från det digitala värdet en gång varje diterperiod och för att omvandla den digitala utsignalen från mikroprocessorn till en analog regler- signal, och organ som svarar på ditervinkeln för att initiera beräkning genom mikroprocessorn en gång varje diterperiod.

7. Apparat enligt patentkravet lr, k ä n n e t e c k n a d av att gyroutläsningsvinkeln är i form av fringedetektor- signaler proportionella mot sinus och cosinus för fasen på vinkeln, och att *âterkopplingsenheten (4) innefattar organ inklucerande en mikroprocessor för beräkning av den periodvis konstanta komponenten från fringedetektorsignaler- na, för omvandling av den beräknade signalen till analog form, och för att hålla den beräknade signalen konstant, och organ som svarar på ditervinkeln för att initiera beräkning i mikroprocessorn en gång varje diterperiod.

8. Apparat enligt patentkravet lt, k ä n n e t e c k n a d av att återkopplingsenheten (4) innefattar organ för att sampla gyroutläsningen och för att ge en signal proportionell mot utläsnings- vinkeln en gång varje diterperiod, en linjär analog krets som svarar på utsignalen från gyrosamplingsorganen, organ för att generera den periodvis konstanta komponenten, och organ för att sampla utsignalen från den linjära analoga kretsen en gång varje diterperiod och hålla detta värde konstant.

9. Apparat enligt patentkravet 8, k ä' n n e t e c k n a d av att den analoga kretsen har transferfunktionen B iii-s) = -l S + G15 + G2 s+ß2 där al, 1:2, Bl och 62 är konstanter. l0 15 20 25 30 446 664 19

10. Sätt att ditera ett fjäderupphängt gyro för att undvika låsning, k ä n n e t e c k n a t av att man applicerar moment på fjäderupphängniiwgen i en mängd, som är kontinuerligt variabel i proportion till ditervinkelhastigheten för att upphäva systemförluster, och att man samtidigt applicerar ytterligare moment på upphängningen vid en nivå, som upprättas en gång för ett helt antal perioder, för att justera den effektiva ditervinkelhastighetsfasen med upprepade intervall.

ll. Sätt enligt patentkravet 10, k ä n n e t e c k n a t av att nivån upprättas en gång varje period.

12. Sätt enligt patentkravet 10 eller ll, kännetecknat utläsningsfasvinkel. av att den fixerade nivån är en funktion av gyrots

13. Sätt enligt patentkravet ll, k ä n n e t e c k n a t av att nivån för konstant moment beräknas ur ekvationen 2 ,. ^ _ JR ^ firat» a am) Un _ Ö-lš-l-wn-"aln + I n' ^ t znk] - fzet- an, ann där Un tet genom den n:te diterperioden är värdet pâ den periodvis konstanta komponenten hos momen- J är trögheten hos det avkännande elementblocket S2 är resonsansfrekvensen för upphängningen G är gyroskalfaktorn l< är drivsystem(momentgivafiskalfaktorn f n är ett estimat av den optiska fasvinkeln am är ett estimat av íngångshastigheten f l är en empiriskt bestämd funktion av aL, an, a! fz är en empiriskt bestämd funktion av aL, an, al aL är den normaliserade låsningshastigheten an är den normaliserade diteramplituden k är ett heltal valt för att hålla värdet inom parenteserna mellan - fioch Tf. 11+.

Sätt enligt patentkravet 12, k ä n n e t e c k n alt av det inbegriper beräkning av signalen för reglering av nivån av konstant moment i en mikroprocessor eller analog dator, vilken som en ingångssignal, tagen en gäng varje diterperiod, har en signal proportionell mot fasen för gyroutläsningsvinkeln. 446 664 zo

15. Sätt enligt patentkravet 14, k ä n n e t e c k n a t av att den analoga datorn har transferfunktionen 8 +ß H(s)=-s 2 S +GlS+fl2 där al, az, Bl och 82 är konstanter.