JPH06222806A - デジタル変調方法とその装置 - Google Patents
デジタル変調方法とその装置Info
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- JPH06222806A JPH06222806A JP5072287A JP7228793A JPH06222806A JP H06222806 A JPH06222806 A JP H06222806A JP 5072287 A JP5072287 A JP 5072287A JP 7228793 A JP7228793 A JP 7228793A JP H06222806 A JPH06222806 A JP H06222806A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/10—Combined modulation, e.g. rate modulation and amplitude modulation
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B64—AIRCRAFT; AVIATION; COSMONAUTICS
- B64G—COSMONAUTICS; VEHICLES OR EQUIPMENT THEREFOR
- B64G1/00—Cosmonautic vehicles
- B64G1/22—Parts of, or equipment specially adapted for fitting in or to, cosmonautic vehicles
- B64G1/24—Guiding or controlling apparatus, e.g. for attitude control
- B64G1/244—Spacecraft control systems
-
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- B64G1/26—Guiding or controlling apparatus, e.g. for attitude control using jets
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 一連の個別時間間隔Δｔk の各々の期間内に
あるそれぞれ一定の入力信号ｅk を、一定振幅と可変パ
ルス幅とパスル周波数の正や負の一連のパルスを表す出
力信号ｉに変換するデジタル変調方法において、計算コ
ストを上げずに、計算サイクルを切換時間の間ですませ
る。 【構成】 入力信号ｅk と変調パラメータ（ h1, h2, K
M, TM ) を計算装置に導入する。計算コストと同時に精
度を向上させるため、各時間間隔Δｔk に対して直接パ
ルスのターンオン時点ｔseとターンオフ時点ｔsaおよび
それ等の符号が一気に計算する。変調器は実質上進行分
岐路中の三点ヒステリシス回路１２と、帰還分岐路中の
１次の線形遅延回路１３および加算回路１１を有する。
ヒステリシス回路はターンオンしきい値± h1およびタ
ーンオフしきい値± h2を有しε（ｔ）とその「予想」
の瞬間値に応じて出力信号ｉ＝０あるいはｉ＝±１を出
力する。
あるそれぞれ一定の入力信号ｅk を、一定振幅と可変パ
ルス幅とパスル周波数の正や負の一連のパルスを表す出
力信号ｉに変換するデジタル変調方法において、計算コ
ストを上げずに、計算サイクルを切換時間の間ですませ
る。 【構成】 入力信号ｅk と変調パラメータ（ h1, h2, K
M, TM ) を計算装置に導入する。計算コストと同時に精
度を向上させるため、各時間間隔Δｔk に対して直接パ
ルスのターンオン時点ｔseとターンオフ時点ｔsaおよび
それ等の符号が一気に計算する。変調器は実質上進行分
岐路中の三点ヒステリシス回路１２と、帰還分岐路中の
１次の線形遅延回路１３および加算回路１１を有する。
ヒステリシス回路はターンオンしきい値± h1およびタ
ーンオフしきい値± h2を有しε（ｔ）とその「予想」
の瞬間値に応じて出力信号ｉ＝０あるいはｉ＝±１を出
力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、入力信号と変調パラ
メータが計算装置に導入され、連続する個別時間間隔の
各々の期間内でそれぞれ一定となる入力信号を、一定振
幅および可変できるパルス幅とパルス周波数の正や負の
パルス列を表している出力信号に変換するためのデジタ
ル変調方法、およびこの変調方法に付属する変調器と、
この種の変調器を使用する制御装置に関する。
メータが計算装置に導入され、連続する個別時間間隔の
各々の期間内でそれぞれ一定となる入力信号を、一定振
幅および可変できるパルス幅とパルス周波数の正や負の
パルス列を表している出力信号に変換するためのデジタ
ル変調方法、およびこの変調方法に付属する変調器と、
この種の変調器を使用する制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】出力駆動装置はその単純で、低経費およ
び許容される構造様式のため、あるいは望ましくない漏
れ損失を排除するため機能状態，入・出しか保有してい
ない。例えば、流量制御弁、反応駆動装置、添加機構、
温度制御スイッチ、三点切換器、電磁弁等のような使用
すべき出力駆動装置の制御方法あるいは制御装置では、
時間平均で時間的に変化する所定の誘導信号となる出力
量を発生させるため、パルス駆動される。このパルスの
幅、パルス周波数および／または誘導量のパルス時間面
は所定の規則に従い、この規則に直接比例している。
び許容される構造様式のため、あるいは望ましくない漏
れ損失を排除するため機能状態，入・出しか保有してい
ない。例えば、流量制御弁、反応駆動装置、添加機構、
温度制御スイッチ、三点切換器、電磁弁等のような使用
すべき出力駆動装置の制御方法あるいは制御装置では、
時間平均で時間的に変化する所定の誘導信号となる出力
量を発生させるため、パルス駆動される。このパルスの
幅、パルス周波数および／または誘導量のパルス時間面
は所定の規則に従い、この規則に直接比例している。
【０００３】この種の誘導信号を等価なパルス列に変換
するには、一般に種々の変調器が使用される。例えば、
パルス幅変調器、パルス周波数変調器、パルス幅・パル
ス周波数変調器（ＰＷＰＦ）あるいは疑似速度変調器
（Pseudo-Rate-Modulator)が使用される。その場合、閉
じた制御回路中で使用するため、パルス列の形状および
対応する入力信号への比例性だけでなく、特に誘導信号
の時間変化に対するその位相角も非常に重要である。何
故なら、制御回路の安定性や動特性および制御過程の質
はこの位相角に依存するからである。周知のように、制
御すべき実際に行われている全ての物理系（制御区間）
は遅延特性を有するため、即ち、周波数応答グラフで出
力・入力の信号比が負の位相回転角を有するため、制御
区間が強い遅延特性を有し、上に述べた種類の調整駆動
装置を使用する場合、取り分け上記変調方法は駆動信号
を変換するためにあり、特に同時に正の位相角、即ち出
力パルスパターン中に含まれる基本振動で入力信号に対
して生じる位相の進みを変換するためにある。
するには、一般に種々の変調器が使用される。例えば、
パルス幅変調器、パルス周波数変調器、パルス幅・パル
ス周波数変調器（ＰＷＰＦ）あるいは疑似速度変調器
（Pseudo-Rate-Modulator)が使用される。その場合、閉
じた制御回路中で使用するため、パルス列の形状および
対応する入力信号への比例性だけでなく、特に誘導信号
の時間変化に対するその位相角も非常に重要である。何
故なら、制御回路の安定性や動特性および制御過程の質
はこの位相角に依存するからである。周知のように、制
御すべき実際に行われている全ての物理系（制御区間）
は遅延特性を有するため、即ち、周波数応答グラフで出
力・入力の信号比が負の位相回転角を有するため、制御
区間が強い遅延特性を有し、上に述べた種類の調整駆動
装置を使用する場合、取り分け上記変調方法は駆動信号
を変換するためにあり、特に同時に正の位相角、即ち出
力パルスパターン中に含まれる基本振動で入力信号に対
して生じる位相の進みを変換するためにある。
【０００４】そのような望ましい特性を、特に上に述べ
た疑似速度変調器が保有している。これ等の疑似速度変
調器は、入力信号の振幅・時間面だけでなく、その変更
速度（疑似速度）に比例する出力信号を発生する。他の
タイプの変調器を使用する場合、制御回路の同じ安定特
性を発生させるため、適当な正の位相角を得るのに進み
を発生させる付加的な制御回路網を使用する必要があ
る。しかし、このことはＳ／Ｎ比を悪化させ、余分な実
現経費を発生させる。
た疑似速度変調器が保有している。これ等の疑似速度変
調器は、入力信号の振幅・時間面だけでなく、その変更
速度（疑似速度）に比例する出力信号を発生する。他の
タイプの変調器を使用する場合、制御回路の同じ安定特
性を発生させるため、適当な正の位相角を得るのに進み
を発生させる付加的な制御回路網を使用する必要があ
る。しかし、このことはＳ／Ｎ比を悪化させ、余分な実
現経費を発生させる。
【０００５】最近では、デジタル制御器を使用すること
が益々増大しているので、デジタル変調器を使用するこ
とも望ましい。これには、進みを発生する疑似速度変調
器の望ましい特性が特に有利である。何故なら、サンプ
ルホールド回路の使用が避けられないこと、時として制
御回路網に替わるデジタル電算機中の不感時間、および
入出力の遅延等によって、付加的な位相のずれが生じ、
これが制御回路の安定性と動特性に不利に作用する。
が益々増大しているので、デジタル変調器を使用するこ
とも望ましい。これには、進みを発生する疑似速度変調
器の望ましい特性が特に有利である。何故なら、サンプ
ルホールド回路の使用が避けられないこと、時として制
御回路網に替わるデジタル電算機中の不感時間、および
入出力の遅延等によって、付加的な位相のずれが生じ、
これが制御回路の安定性と動特性に不利に作用する。
【０００６】アナログ疑似速度変調器の機能素子をデジ
タル回路網で模写することは、原理的に可能であるが、
アナログ変調器に相当する動特性を実現する時には、非
常に短時間の計算サイクルが必要になる。典型的な応用
例に対する機能特性を実際に比較すると、１〜 2.5 kHz
のサイクル速度が変調器のルーチン作業に必要である。
即ち、制御回路のアルゴリズムに対するよりも約 20 〜
50 倍高いサンプリング速度が必要である。このこと
は、プロセス電算機に相当な負担となり、計算経過で最
高の優先順位の望ましくない設定を与える。
タル回路網で模写することは、原理的に可能であるが、
アナログ変調器に相当する動特性を実現する時には、非
常に短時間の計算サイクルが必要になる。典型的な応用
例に対する機能特性を実際に比較すると、１〜 2.5 kHz
のサイクル速度が変調器のルーチン作業に必要である。
即ち、制御回路のアルゴリズムに対するよりも約 20 〜
50 倍高いサンプリング速度が必要である。このこと
は、プロセス電算機に相当な負担となり、計算経過で最
高の優先順位の望ましくない設定を与える。
【０００７】冒頭に述べた種類の方法は、米国特許第 4
599 697号明細書により知られている。そこでは、デジ
タルＰＷＰＦ変調を使用した衛星の姿勢制御方法が開示
されている。衛星は制御区間であり、制御量は衛星の３
軸周りの姿勢角度である。地球センサや太陽センサの測
定器およびジャイロスコープはこれ等の姿勢角度と角速
度の実測値を求める。制御器はこれ等の値に基づき所定
の目標値からの制御のずれを求め、デジタルサンプリン
グ値として誤差信号を発生する。これ等の誤差信号は一
連の時間間隔の個々の期間（サンプリング周期）中にそ
れぞれ一定に維持されが、全体として時間的に変化す
る。
599 697号明細書により知られている。そこでは、デジ
タルＰＷＰＦ変調を使用した衛星の姿勢制御方法が開示
されている。衛星は制御区間であり、制御量は衛星の３
軸周りの姿勢角度である。地球センサや太陽センサの測
定器およびジャイロスコープはこれ等の姿勢角度と角速
度の実測値を求める。制御器はこれ等の値に基づき所定
の目標値からの制御のずれを求め、デジタルサンプリン
グ値として誤差信号を発生する。これ等の誤差信号は一
連の時間間隔の個々の期間（サンプリング周期）中にそ
れぞれ一定に維持されが、全体として時間的に変化す
る。
【０００８】誤差信号を入力信号として使用するデジタ
ルＰＷＰＦ変調方法によって、一定の振幅、可変パルス
幅およびパルス周波数の正や負のパルス列で表される出
力信号が発生する。その場合、各サンプリング周期が一
定時間枠内で設定され、それによって生じる等間隔の時
点の全てに対して変調器出力信号を計算するシュミセー
ション法が問題になる。これ等の計算はそれぞれサンプ
リング周期の一部に相当し、計算されたパルス列は次に
サンプリング期間中に呼び出され、離散的な調節パルス
の供給される調節駆動部、例えば姿勢制御ノズルのよう
なユニットを制御するために使用され、制御区間、つま
り姿勢角度の制御量を所望の値に維持する。
ルＰＷＰＦ変調方法によって、一定の振幅、可変パルス
幅およびパルス周波数の正や負のパルス列で表される出
力信号が発生する。その場合、各サンプリング周期が一
定時間枠内で設定され、それによって生じる等間隔の時
点の全てに対して変調器出力信号を計算するシュミセー
ション法が問題になる。これ等の計算はそれぞれサンプ
リング周期の一部に相当し、計算されたパルス列は次に
サンプリング期間中に呼び出され、離散的な調節パルス
の供給される調節駆動部、例えば姿勢制御ノズルのよう
なユニットを制御するために使用され、制御区間、つま
り姿勢角度の制御量を所望の値に維持する。
【０００９】この公知のシュミレーション法には下記の
難点がある。即ち、各サプリング期間に対する所定の時
間枠が固定されているので、特性がデジタルで再現され
ているアナログ変調器の実際の切換時点が正確にあって
いない。更に、高い計算コストが必要になる。何故な
ら、多くの計算サイクルを切換時点の間で済ませる必要
があり、その結果がシュシレーションした出力信号が状
態を変えないだかであるからである。二つの難点は相互
に逆の影響を及ぼす。つまり、時間枠を狭くして切換時
点を求める制度を高める場合には、従って一つのサプリ
ング周期に対して計算サイクル数を高める場合には、同
時に計算コストが上昇し、その逆にも当てはまる。
難点がある。即ち、各サプリング期間に対する所定の時
間枠が固定されているので、特性がデジタルで再現され
ているアナログ変調器の実際の切換時点が正確にあって
いない。更に、高い計算コストが必要になる。何故な
ら、多くの計算サイクルを切換時点の間で済ませる必要
があり、その結果がシュシレーションした出力信号が状
態を変えないだかであるからである。二つの難点は相互
に逆の影響を及ぼす。つまり、時間枠を狭くして切換時
点を求める制度を高める場合には、従って一つのサプリ
ング周期に対して計算サイクル数を高める場合には、同
時に計算コストが上昇し、その逆にも当てはまる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】この発明の課題は、ス
イッチング時点を求める精度を高めても、計算コストを
低減できる冒頭に述べた種類の方法を提供することにあ
る。
イッチング時点を求める精度を高めても、計算コストを
低減できる冒頭に述べた種類の方法を提供することにあ
る。
【００１１】更に、この発明の課題は上記方法を実施す
るデジタル変調器とこのようなデジタル変調器を使用し
た制御装置も提供することにある。
るデジタル変調器とこのようなデジタル変調器を使用し
た制御装置も提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の課題は、この発明
により、入力信号と変調パラメータが計算装置に導入さ
れ、連続する個別時間間隔の各々の期間内でその都度一
定である入力信号を、一定振幅および可変できるパルス
幅とパルス周波数の正や負のパルス列を表している出力
信号に変換するためのデジタル変調方法にあって、前記
計算装置によって、各時間間隔Δtk の間にパルスのタ
ーンオン時点 tseとターンオフ時点 tsaおよびそれ等の
符号が直接一度に計算されることによって解決されてい
る。
により、入力信号と変調パラメータが計算装置に導入さ
れ、連続する個別時間間隔の各々の期間内でその都度一
定である入力信号を、一定振幅および可変できるパルス
幅とパルス周波数の正や負のパルス列を表している出力
信号に変換するためのデジタル変調方法にあって、前記
計算装置によって、各時間間隔Δtk の間にパルスのタ
ーンオン時点 tseとターンオフ時点 tsaおよびそれ等の
符号が直接一度に計算されることによって解決されてい
る。
【００１３】更に、上記の課題は、この発明により、入
力信号と変調器パラメータが入力する計算装置を備え、
連続する個別時間間隔の各々の期間内でその都度一定と
なる入力信号を、一定振幅で可変できるパルス幅と周波
数の正や負のパルス列を表している出力信号に変換する
デジタル変調器にあって、前記計算装置がパルスのター
ンオン時点 tseとターンオフ時点 tsaおよびそれ等の符
号を各時間間隔Δｔkに対して直接一度に計算するため
に設計されていることによって解決されている。
力信号と変調器パラメータが入力する計算装置を備え、
連続する個別時間間隔の各々の期間内でその都度一定と
なる入力信号を、一定振幅で可変できるパルス幅と周波
数の正や負のパルス列を表している出力信号に変換する
デジタル変調器にあって、前記計算装置がパルスのター
ンオン時点 tseとターンオフ時点 tsaおよびそれ等の符
号を各時間間隔Δｔkに対して直接一度に計算するため
に設計されていることによって解決されている。
【００１４】更に、上記の課題は、この発明により、計
算回路、記憶器および比較器を保有するか、あるいはそ
れ等の機能を実現する、変調パラメータと入力信号を受
け入れる計算装置を備えて、一定振幅および可変パルス
幅とパルス周波数の一連のパルスを表し、制御区間の制
御のずれにより形成される誤差信号から導ける、時間的
に全体で変わるが、連続する個別時間間隔の各々の期間
内でその都度一定となる入力信号に応じて、制御区間に
作用し、離散的に動作する調節制御ユニットを駆動する
ために使用される出力信号をを準備するデジタル変調器
にあって、計算装置がパルスのターンオン時点 tseとタ
ーンオフ時点 tsaおよびそれ等の符号を各時間間隔Δｔ
k に対して直接一度に計算するために設計されているこ
とによって解決されている。
算回路、記憶器および比較器を保有するか、あるいはそ
れ等の機能を実現する、変調パラメータと入力信号を受
け入れる計算装置を備えて、一定振幅および可変パルス
幅とパルス周波数の一連のパルスを表し、制御区間の制
御のずれにより形成される誤差信号から導ける、時間的
に全体で変わるが、連続する個別時間間隔の各々の期間
内でその都度一定となる入力信号に応じて、制御区間に
作用し、離散的に動作する調節制御ユニットを駆動する
ために使用される出力信号をを準備するデジタル変調器
にあって、計算装置がパルスのターンオン時点 tseとタ
ーンオフ時点 tsaおよびそれ等の符号を各時間間隔Δｔ
k に対して直接一度に計算するために設計されているこ
とによって解決されている。
【００１５】更に、上記の課題は、この発明により、一
つまたはそれ以上の制御量の実測値を求める一つまたは
それ以上の測定ユニットと、制御のずれを求め、連続す
る個別時間間隔の各々の期間内でその都度一定となる誤
差信号を発生する制御器と、誤差信号を入力信号として
受入れ、一定振幅と可変パルス幅とパルス周波数の正や
負の一連のパルスを表す出力信号を準備するデジタル変
調器と、これ等の出力信号によって駆動され、制御量に
影響を与えるため制御区間に作用し、離散的な調節駆動
パルスを出力する調節駆動装置とを備えた制御装置にあ
って、デジタル変調器（４）が各時間間隔Δｔk に対し
てターンオン時点ｔseとターンオフ時点ｔsaを直接一度
に計算するために設計されていることによって解決され
ている。
つまたはそれ以上の制御量の実測値を求める一つまたは
それ以上の測定ユニットと、制御のずれを求め、連続す
る個別時間間隔の各々の期間内でその都度一定となる誤
差信号を発生する制御器と、誤差信号を入力信号として
受入れ、一定振幅と可変パルス幅とパルス周波数の正や
負の一連のパルスを表す出力信号を準備するデジタル変
調器と、これ等の出力信号によって駆動され、制御量に
影響を与えるため制御区間に作用し、離散的な調節駆動
パルスを出力する調節駆動装置とを備えた制御装置にあ
って、デジタル変調器（４）が各時間間隔Δｔk に対し
てターンオン時点ｔseとターンオフ時点ｔsaを直接一度
に計算するために設計されていることによって解決され
ている。
【００１６】この発明による他の有利な構成は、特許請
求の範囲に記載された対応する従属請求項に開示されて
いる。
求の範囲に記載された対応する従属請求項に開示されて
いる。
【００１７】
【作用】この発明によれば、各時間間隔（サンプリグ周
期）に対して直接パルスのターンオン・オフ切換時点お
よびその符号を一度に、つまり一気に計算できる。従っ
て、アナログ的に構成された変調器の特性を模写する原
理は無くなる。各新しい時間間隔の初めにその都度新た
に行われる計算（演算サイクル）は、時間間隔の期間に
比べて非常に短い時間間隔内で非常に高精度で行われ
る。従って、初めと同じように、以後の時間間隔に対し
て当てはまる全てのパルス列が利用できる。その場合、
切換時点の間の状態を計算する不要な計算コストがなく
て、むしろパルスのターンオンとターンオフを決める時
点のみと、ターンオンすべきパルスに対してその都度必
要な符号が求まる。これ等に相当する計算は、計算ユニ
ット、記憶器および比較器を含む計算装置で実行され
る。デジタル誤差信号を表す入力信号の外に、計算装置
には変調器パラメータが導入される。これ等のパラメー
タは再現させるべきアナログ変調器のタイプを表す。当
然、計算装置内で処理される指令は再現させるべき変調
器のタイプに応じて決定される。
期）に対して直接パルスのターンオン・オフ切換時点お
よびその符号を一度に、つまり一気に計算できる。従っ
て、アナログ的に構成された変調器の特性を模写する原
理は無くなる。各新しい時間間隔の初めにその都度新た
に行われる計算（演算サイクル）は、時間間隔の期間に
比べて非常に短い時間間隔内で非常に高精度で行われ
る。従って、初めと同じように、以後の時間間隔に対し
て当てはまる全てのパルス列が利用できる。その場合、
切換時点の間の状態を計算する不要な計算コストがなく
て、むしろパルスのターンオンとターンオフを決める時
点のみと、ターンオンすべきパルスに対してその都度必
要な符号が求まる。これ等に相当する計算は、計算ユニ
ット、記憶器および比較器を含む計算装置で実行され
る。デジタル誤差信号を表す入力信号の外に、計算装置
には変調器パラメータが導入される。これ等のパラメー
タは再現させるべきアナログ変調器のタイプを表す。当
然、計算装置内で処理される指令は再現させるべき変調
器のタイプに応じて決定される。
【００１８】この発明による方法の利点は、取り分け、
切換時点の計算が非常に正確になり、周知のシュミレー
ション法に比べて必要な全ての計算コストが非常に低減
する点にある。計算装置の出力信号は一時間間隔に付属
する全てのパルス列が存在するまで記憶される。この記
憶器の読取は使用すべきクロック周波数に関して任意の
精度で行える。
切換時点の計算が非常に正確になり、周知のシュミレー
ション法に比べて必要な全ての計算コストが非常に低減
する点にある。計算装置の出力信号は一時間間隔に付属
する全てのパルス列が存在するまで記憶される。この記
憶器の読取は使用すべきクロック周波数に関して任意の
精度で行える。
【００１９】方法に関する従属請求項に提示された詳細
は、この発明による方法を用いて疑似速度変調器がその
機能で再現される場合に関している。既に説明したよう
に、この種の変調器はこの発明による方法の実施態様と
同じように、位相の進みを発生する特性を有する。この
実施態様でも、もちろん、一演算周期内で変調器をアナ
ログで構成した場合に相当するサンプリング間隔がター
ンオンとターンオフ時点を有するような多くの計算サイ
クルを必要とする利点が生じる。ＰＷＰＦタイプあるい
は他のタイプの変調器をデジタル的に再現する場合、タ
ーンオンとターンオフ時点およびその符号はアナログ的
に計算できる。つまり、各変調器のタイプを表す数学公
式に基礎を置いて計算できる。もっとも、疑似速度タイ
プからずれている変調器の構成を用いて、所望の位相の
進みを同じように求めることはできない。
は、この発明による方法を用いて疑似速度変調器がその
機能で再現される場合に関している。既に説明したよう
に、この種の変調器はこの発明による方法の実施態様と
同じように、位相の進みを発生する特性を有する。この
実施態様でも、もちろん、一演算周期内で変調器をアナ
ログで構成した場合に相当するサンプリング間隔がター
ンオンとターンオフ時点を有するような多くの計算サイ
クルを必要とする利点が生じる。ＰＷＰＦタイプあるい
は他のタイプの変調器をデジタル的に再現する場合、タ
ーンオンとターンオフ時点およびその符号はアナログ的
に計算できる。つまり、各変調器のタイプを表す数学公
式に基礎を置いて計算できる。もっとも、疑似速度タイ
プからずれている変調器の構成を用いて、所望の位相の
進みを同じように求めることはできない。
【００２０】
【実施例】以下では、好適実施例を示す図面に基づきこ
の発明をより詳しく説明する。図１は衛星の姿勢制御に
使用される制御装置を示す。この衛星自体が制御区間１
を表す。衛星は宇宙空間でその方位に関して安定化さ
れ、衛星に固定された座標軸の周りの回転角を所定の目
標値に維持できる。これに加えて、更に測定ユニット２
がある。このユニットは前記軸の周りの姿勢角度と、場
合によっては、その角速度を測定する。これ等の測定値
は制御器３中で評価される。ここでは、目標値からの制
御のずれが求まり、個々の場合に合った制御則に応じ
て、誤差信号が生じる。これ等の信号は連続的に変化す
るが、デジタル制御の場合では、離散的なサプリング値
として出力される。これ等のサプリング値は一連の時間
間隔（サンプリング周期）の各期間中でその都度一定で
あるが、長時間にわたると時間的に変化している。
の発明をより詳しく説明する。図１は衛星の姿勢制御に
使用される制御装置を示す。この衛星自体が制御区間１
を表す。衛星は宇宙空間でその方位に関して安定化さ
れ、衛星に固定された座標軸の周りの回転角を所定の目
標値に維持できる。これに加えて、更に測定ユニット２
がある。このユニットは前記軸の周りの姿勢角度と、場
合によっては、その角速度を測定する。これ等の測定値
は制御器３中で評価される。ここでは、目標値からの制
御のずれが求まり、個々の場合に合った制御則に応じ
て、誤差信号が生じる。これ等の信号は連続的に変化す
るが、デジタル制御の場合では、離散的なサプリング値
として出力される。これ等のサプリング値は一連の時間
間隔（サンプリング周期）の各期間中でその都度一定で
あるが、長時間にわたると時間的に変化している。
【００２１】誤差信号は入力信号として変調器４に導入
される。この変調器は、一定振幅で可変パルス幅とパル
ス周波数の正や負の一連の離散パルスを表す出力信号を
準備する役目を有する。これ等の出力信号は、場合によ
っては、後続する記憶器５に中間記憶して、駆動調節装
置６を制御するために使用される。この駆動調節装置
は、離散的な調節パルスを、制御区間１、具体的には衛
星が連行する例えば姿勢制御ノズルあるいは反応ホィー
ルに出力する。こうして、制御量、つまり上に述べた姿
勢角度が所望の目標値に維持される。
される。この変調器は、一定振幅で可変パルス幅とパル
ス周波数の正や負の一連の離散パルスを表す出力信号を
準備する役目を有する。これ等の出力信号は、場合によ
っては、後続する記憶器５に中間記憶して、駆動調節装
置６を制御するために使用される。この駆動調節装置
は、離散的な調節パルスを、制御区間１、具体的には衛
星が連行する例えば姿勢制御ノズルあるいは反応ホィー
ルに出力する。こうして、制御量、つまり上に述べた姿
勢角度が所望の目標値に維持される。
【００２２】図２は疑似速度変調器の機能ブロック回路
図を示す。この変調器は実質上進行分岐路中の三点ヒス
テリシス回路１２と、帰還分岐路中の１次の線形遅延回
路１３および加算回路１１で構成されている。この加算
回路では、帰還信号 r(t) が入力信号 e(t) で引き算さ
れる。その時発生する差信号ε(t) はヒステリシス回路
１２の入力端に達する。このヒステリシス回路はターン
オンしきい値± h1 およびターンオフしきい値± h2 を
有し、ε(t) とその「予想」の瞬間値に応じて出力信号
ｉ＝０あるいはｉ＝±１を出力する。出力信号ｉは増幅
率 KM と時定数TM を有する遅延回路１３を介して帰還
され、帰還信号 r(t) として加算回路１１に達する。デ
ジタル変調器の場合には、入力端に各サンプリング期間
Δtk の間に一定の入力信号 ek が入力する。
図を示す。この変調器は実質上進行分岐路中の三点ヒス
テリシス回路１２と、帰還分岐路中の１次の線形遅延回
路１３および加算回路１１で構成されている。この加算
回路では、帰還信号 r(t) が入力信号 e(t) で引き算さ
れる。その時発生する差信号ε(t) はヒステリシス回路
１２の入力端に達する。このヒステリシス回路はターン
オンしきい値± h1 およびターンオフしきい値± h2 を
有し、ε(t) とその「予想」の瞬間値に応じて出力信号
ｉ＝０あるいはｉ＝±１を出力する。出力信号ｉは増幅
率 KM と時定数TM を有する遅延回路１３を介して帰還
され、帰還信号 r(t) として加算回路１１に達する。デ
ジタル変調器の場合には、入力端に各サンプリング期間
Δtk の間に一定の入力信号 ek が入力する。
【００２３】図２に示す変調器は疑似速度タイプであ
る。何故なら、遅延回路１３が帰還分岐路にあるからで
ある。説明したように、このような疑似速度変調器は
（パラメータ KM と TM に依存する周波数領域内で）入
力信号に対して位相の進みを与える。つまり、この場合
には特に望ましい効果を与える。
る。何故なら、遅延回路１３が帰還分岐路にあるからで
ある。説明したように、このような疑似速度変調器は
（パラメータ KM と TM に依存する周波数領域内で）入
力信号に対して位相の進みを与える。つまり、この場合
には特に望ましい効果を与える。
【００２４】図３は、疑似速度変調器をデジタル式に再
現するこの発明による変調方法の機能ブロック回路図を
示す。特別なハードウェヤによる実施例では、この方法
を実行するため、データ記憶器２１〜２３，比較器２５
〜２７および計算回路２８〜３３が使用されている。こ
れ等の回路は計算装置（変調器４）の主要構成要素を形
成する。更に、デジタル的に実行するのに必要な構成要
素、例えば計算回路中のクロック発生器、計算レジスタ
および記憶素子は特に図示していない。
現するこの発明による変調方法の機能ブロック回路図を
示す。特別なハードウェヤによる実施例では、この方法
を実行するため、データ記憶器２１〜２３，比較器２５
〜２７および計算回路２８〜３３が使用されている。こ
れ等の回路は計算装置（変調器４）の主要構成要素を形
成する。更に、デジタル的に実行するのに必要な構成要
素、例えば計算回路中のクロック発生器、計算レジスタ
および記憶素子は特に図示していない。
【００２５】各時間間隔Δｔk（サンプリング周期) の
初めには、変調器４の入力端に、この時間間隔の期間中
一定の入力信号 ek が入力する（k は k番目の時間間隔
の通し番号である）。この入力信号は一連の計算サイク
ルから成る演算サイクルを開始させる。計算サイクルの
各々は時間間隔Δtkで必要なターンオンおよびターンオ
フ時点 tseと tsaの列内で切換時点を決定するために使
用される。同じパラメータ（± h1,± h2, KM, TM ）を
使用したアナログ変調器で、同じ入力信号 e k が入力す
る場合のターンオンおよびターンオフ時点のように多数
の計算サイクルが実行される。一般に、最後に計算した
切換時点が次の時間間隔Δｔk+1 内に来て、もはや連続
する列に属していないことを確認する補助計算サイクル
も必要である。
初めには、変調器４の入力端に、この時間間隔の期間中
一定の入力信号 ek が入力する（k は k番目の時間間隔
の通し番号である）。この入力信号は一連の計算サイク
ルから成る演算サイクルを開始させる。計算サイクルの
各々は時間間隔Δtkで必要なターンオンおよびターンオ
フ時点 tseと tsaの列内で切換時点を決定するために使
用される。同じパラメータ（± h1,± h2, KM, TM ）を
使用したアナログ変調器で、同じ入力信号 e k が入力す
る場合のターンオンおよびターンオフ時点のように多数
の計算サイクルが実行される。一般に、最後に計算した
切換時点が次の時間間隔Δｔk+1 内に来て、もはや連続
する列に属していないことを確認する補助計算サイクル
も必要である。
【００２６】詳しくは、以下の方法過程が行われる。各
時間間隔Δｔkの初めでは、第一データ記憶器２１に初
期値あるいは先行する演算サイクルΔｔk-1 からの最終
値として以下の量がある。 rs-1 ＝ rk 変調器の帰還信号 is-1 ＝ ik スイッチング状態 AUS (i ＝ 0) ある
いは EIN (i ＝±1) に対応する変調器の既存の出力信
号 Δｔsum ＝ 0 連続する演算サイクルにある全てのタ
ーンオンおよびターンオフ時間間隔Δｔs にわたる和を
表す補助量（初期値は 0である) 第一比較器２５では、 is-1 ＝ 0であるか is-1 ≠ 0,
つまり is-1 ＝± 1であるかを確認する。最初の場合に
は、第一計算回路２８で第一ターンオン時価点tseが、
時間間隔Δｔkの初めに対して計算される。これは次の
規定に従って行われる。 hs1: ＝ h1 sign(ek)
時間間隔Δｔkの初めでは、第一データ記憶器２１に初
期値あるいは先行する演算サイクルΔｔk-1 からの最終
値として以下の量がある。 rs-1 ＝ rk 変調器の帰還信号 is-1 ＝ ik スイッチング状態 AUS (i ＝ 0) ある
いは EIN (i ＝±1) に対応する変調器の既存の出力信
号 Δｔsum ＝ 0 連続する演算サイクルにある全てのタ
ーンオンおよびターンオフ時間間隔Δｔs にわたる和を
表す補助量（初期値は 0である) 第一比較器２５では、 is-1 ＝ 0であるか is-1 ≠ 0,
つまり is-1 ＝± 1であるかを確認する。最初の場合に
は、第一計算回路２８で第一ターンオン時価点tseが、
時間間隔Δｔkの初めに対して計算される。これは次の
規定に従って行われる。 hs1: ＝ h1 sign(ek)
【００２７】
【外９】 Δｔs1＝− TM ln(as1) (1) tse ＝Δｔsum ＋Δｔs1 ここで、 hs1と as1は補助量、Δｔslはターンオン時点
tseまでの時間間隔、h1 と TM は既に述べた変調器パ
ラメータおよび ln は自然対数を意味する。
tseまでの時間間隔、h1 と TM は既に述べた変調器パ
ラメータおよび ln は自然対数を意味する。
【００２８】次の第二比較器２６では、ターンオン時点
tseが連続する時間間隔Δｔk内にあるか否かが確認さ
れる。(Yes) の場合には、ターンオン時点 tseでの変調
器の出力信号 is および帰還信号 rs の値が第三計算回
路３２中で、規則 is ＝ sign(ek) (2) rs ＝ ek − hs1 に従って計算される。
tseが連続する時間間隔Δｔk内にあるか否かが確認さ
れる。(Yes) の場合には、ターンオン時点 tseでの変調
器の出力信号 is および帰還信号 rs の値が第三計算回
路３２中で、規則 is ＝ sign(ek) (2) rs ＝ ek − hs1 に従って計算される。
【００２９】連続する演算サイクル中の第一計算サイク
ルの最終値として与えられる tse,is と rs の値は第二
記憶器２２に収納される。従って、第一ターンオン時点
tseは、付属する符号［sign(ek) ］も含めて求まり、
何時対応するパルスが再びターンオンされるかを計算す
る必要がある。これが次に行われる。
ルの最終値として与えられる tse,is と rs の値は第二
記憶器２２に収納される。従って、第一ターンオン時点
tseは、付属する符号［sign(ek) ］も含めて求まり、
何時対応するパルスが再びターンオンされるかを計算す
る必要がある。これが次に行われる。
【００３０】状態量 is と rs は中間記憶器２３に引き
渡される。この記憶器は以下の計算サイクルのため初期
値記憶器として働く。この計算サイクルの中で使用すべ
き量rs-1, hs-1 およびΔｔsum に対して、中間記憶器
２３で上記の値 is と rs が取り上げられる。つまり、 rs-1 ＝ rs is-1 ＝ is (3) Δｔsum ＝ tse, tsa 新しい計算サイクルの開始時点では、第一比較器２５の
中で変調器の出力信号is-1 がターンオン・オフ状態に
一致するかどうか（ is-1 ≠ 0＝±1 あるいはis-1 ＝
0) を確認する。最後にターンオン時点が計算されるの
で、 is-1 ≠ 0となる。その結果、比較器２５の NO 判
定が第二計算回路２９で次のターンオフ時点ｔsaを計算
するために、規則 hs2: ＝ h2 is-1
渡される。この記憶器は以下の計算サイクルのため初期
値記憶器として働く。この計算サイクルの中で使用すべ
き量rs-1, hs-1 およびΔｔsum に対して、中間記憶器
２３で上記の値 is と rs が取り上げられる。つまり、 rs-1 ＝ rs is-1 ＝ is (3) Δｔsum ＝ tse, tsa 新しい計算サイクルの開始時点では、第一比較器２５の
中で変調器の出力信号is-1 がターンオン・オフ状態に
一致するかどうか（ is-1 ≠ 0＝±1 あるいはis-1 ＝
0) を確認する。最後にターンオン時点が計算されるの
で、 is-1 ≠ 0となる。その結果、比較器２５の NO 判
定が第二計算回路２９で次のターンオフ時点ｔsaを計算
するために、規則 hs2: ＝ h2 is-1
【００３１】
【外１０】 Δｔs2＝− TM ln(as2) (3) tsa ＝Δｔsum ＋Δｔs2 に従い、補助量 hs2と as2および上に既に説明した変調
器パラメータ h2, KM とTM,ターンオン時間間隔Δ
ｔs2、および連続する演算サイクル内の全体のターンオ
ンおよびターンオフ時間間隔の今まで値Δｔsum ＝ tse
になっていた和を用いて行われる。
器パラメータ h2, KM とTM,ターンオン時間間隔Δ
ｔs2、および連続する演算サイクル内の全体のターンオ
ンおよびターンオフ時間間隔の今まで値Δｔsum ＝ tse
になっていた和を用いて行われる。
【００３２】第三比較器２７では、再びこのように計算
されたターンオフ時点 tsaが未だ連続する時間間隔Δｔ
k 内にあるか否かが確認される。(YES) の場合、第四計
算回路３３中でターンオフ時点 tsaに相当する変調器の
出力信号 is と帰還信号 rsが規則、 is ＝ 0 (5) rs ＝ ek − hs2 に従って計算される。これ等の量とターンオフ時点 tsa
の値は引き続いて第二データ記憶器２２に引き渡され、
両方の状態量 is と rs が再び中間記憶器２３に導入さ
れる。その結果、今度は次のターンオン時点を決定する
第三計算サイクルが第一比較器２５の YES判定に従って
始まる。
されたターンオフ時点 tsaが未だ連続する時間間隔Δｔ
k 内にあるか否かが確認される。(YES) の場合、第四計
算回路３３中でターンオフ時点 tsaに相当する変調器の
出力信号 is と帰還信号 rsが規則、 is ＝ 0 (5) rs ＝ ek − hs2 に従って計算される。これ等の量とターンオフ時点 tsa
の値は引き続いて第二データ記憶器２２に引き渡され、
両方の状態量 is と rs が再び中間記憶器２３に導入さ
れる。その結果、今度は次のターンオン時点を決定する
第三計算サイクルが第一比較器２５の YES判定に従って
始まる。
【００３３】連続する時間間隔Δｔk に対して第二比較
器２６および第三比較器２７中で他の YES判定が行われ
る場合に生じる次のターンオンおよびターンオフ時点は
上の説明のように計算される。その場合、Δｔsum の値
は他の計算サイクル毎にその都度Δts1あるいはΔｔs2
ほど増加する。こうして、第二データ記憶器２２には、
結局連続する切換時点が存在する。これ等の時点は連続
する指数で表せる。つまり、 tse1, tsa1, tse2, tsa2,
tse3, tsa3 等である。
器２６および第三比較器２７中で他の YES判定が行われ
る場合に生じる次のターンオンおよびターンオフ時点は
上の説明のように計算される。その場合、Δｔsum の値
は他の計算サイクル毎にその都度Δts1あるいはΔｔs2
ほど増加する。こうして、第二データ記憶器２２には、
結局連続する切換時点が存在する。これ等の時点は連続
する指数で表せる。つまり、 tse1, tsa1, tse2, tsa2,
tse3, tsa3 等である。
【００３４】連続する演算サイクル内で、丁度計算した
スイッチング時間 tseや tsaがその時間間隔Δｔk 内に
ない場合が生じる何時かは、Δｔsum が常時増加するこ
とに由来する。この時、二つの比較器の一方２６か２７
の中で NO の決定となる。第五および第六計算回路３
０，３１では、連続する時間間隔Δｔk の終わりに相当
する状態量 is と rs を未だ計算する必要がある。つま
り、最後に計算した時間間隔Δｔk に入らない切換時点
がターンオン時点 tseである ( tse＞Δtk ) である場
合の規則、 is ＝ is-1
スイッチング時間 tseや tsaがその時間間隔Δｔk 内に
ない場合が生じる何時かは、Δｔsum が常時増加するこ
とに由来する。この時、二つの比較器の一方２６か２７
の中で NO の決定となる。第五および第六計算回路３
０，３１では、連続する時間間隔Δｔk の終わりに相当
する状態量 is と rs を未だ計算する必要がある。つま
り、最後に計算した時間間隔Δｔk に入らない切換時点
がターンオン時点 tseである ( tse＞Δtk ) である場
合の規則、 is ＝ is-1
【００３５】
【外１１】 rs ＝ Φ rs-1 および最後に計算した切換時点がターンオフ時点 tsaで
ある ( tsa＞Δtk ) である他の場合の規則、 is ＝ is-1
ある ( tsa＞Δtk ) である他の場合の規則、 is ＝ is-1
【００３６】
【外１２】 rs ＝ Φ rs-1 ＋ KM is-1 (1−Φ） による遷移関数Φを使用して計算する必要がある。連続
する時間間隔Δｔk の中では、予め計算されたスイチン
グ時点に導入されたスイッチング状態が維持される。
する時間間隔Δｔk の中では、予め計算されたスイチン
グ時点に導入されたスイッチング状態が維持される。
【００３７】継続する演算サイクルの終わり、従って時
間間隔Δｔk の終わりに相当する等式 (6)と (7)の状態
量 is と rs は第二データ記憶器２２で読み取られる。
そして、次の時間間隔Δｔk+1 の初めに新しい初期値と
して第一データ記憶器２１の量 ik と rk のところに代
入される。
間間隔Δｔk の終わりに相当する等式 (6)と (7)の状態
量 is と rs は第二データ記憶器２２で読み取られる。
そして、次の時間間隔Δｔk+1 の初めに新しい初期値と
して第一データ記憶器２１の量 ik と rk のところに代
入される。
【００３８】個々の計算サイクル内で計算されるターン
オフおよびターンオン時点の間隔Δｔs1とΔｔs2および
最終的に求める遷移関数Φに対して、以下の近似式も使
用できる。即ち、
オフおよびターンオン時点の間隔Δｔs1とΔｔs2および
最終的に求める遷移関数Φに対して、以下の近似式も使
用できる。即ち、
【００３９】
【外１３】
【００４０】
【外１４】
【００４１】
【外１５】 この近似を使用すると、計算コストが非常に低減する。
ことに、遷移関数Φの場合には、超越的な指数関数の計
算を簡単な基本演算操作に還元できる。
ことに、遷移関数Φの場合には、超越的な指数関数の計
算を簡単な基本演算操作に還元できる。
【００４２】付属する実際の時間間隔Δtk の期間に比
べて非常に早く解ける演算サイクルの終わりでは、最終
記憶器５（図１）としての第二データ記憶器２２が、一
連のターンオンおよびターンオフ時点の形にした上記時
間間隔に相当する前記変調経過とこれに付属するパルス
の符号を含む。次いで、これ等の情報は各切換時点で一
定振幅の正または負のパルス（ｉ＝±１）および可変パ
ルス幅とパルス周期として表せる出力信号を出力する。
べて非常に早く解ける演算サイクルの終わりでは、最終
記憶器５（図１）としての第二データ記憶器２２が、一
連のターンオンおよびターンオフ時点の形にした上記時
間間隔に相当する前記変調経過とこれに付属するパルス
の符号を含む。次いで、これ等の情報は各切換時点で一
定振幅の正または負のパルス（ｉ＝±１）および可変パ
ルス幅とパルス周期として表せる出力信号を出力する。
【００４３】この発明によるデジタル変調方法を実現さ
せるためには、フリップフロップ、アンドゲート、オア
ゲート、記憶レジスタ、計数器等のような古典的なデジ
タル素子の外に、高集積デジタル技術も使用される。特
に、デジタル変調器を所謂ＡＳＩＣ、即ち Anwendungs-
Spezifischer Integrierter Schaltkreis （特別な用途
の集積回路）として形成できる。個々の計算回路に付属
する機能やアルゴリズムを適当なグループにまとめ、共
通のデータ記憶器から初期値や中間記憶された状態量を
供給しても効果的である。徹底的に発展させると、結局
この発明による変調方法を表す規則性、アルゴリズム、
記憶機能および判定機能をただ一つの計算回路で、ある
いは中央デジタル演算装置中のプログラムルーチンとし
て実現させることになる。
せるためには、フリップフロップ、アンドゲート、オア
ゲート、記憶レジスタ、計数器等のような古典的なデジ
タル素子の外に、高集積デジタル技術も使用される。特
に、デジタル変調器を所謂ＡＳＩＣ、即ち Anwendungs-
Spezifischer Integrierter Schaltkreis （特別な用途
の集積回路）として形成できる。個々の計算回路に付属
する機能やアルゴリズムを適当なグループにまとめ、共
通のデータ記憶器から初期値や中間記憶された状態量を
供給しても効果的である。徹底的に発展させると、結局
この発明による変調方法を表す規則性、アルゴリズム、
記憶機能および判定機能をただ一つの計算回路で、ある
いは中央デジタル演算装置中のプログラムルーチンとし
て実現させることになる。
【００４４】この発明の他の構成によれば、上記を実現
させる場合、応答しきい値やターンオフしきい値（ h1,
h2 ) 、変調増幅度 (KM) および遅延時定数 (TM) のよ
うな系による変調器パラメータが外部信号あるいは上位
の制御回路の内部運転状態に応じて調節できる点に注意
すべきである。これは、例えば、前記パラメータが、デ
ジタル変調装置を作動させた場合、あるいはこれに等価
な下位プログラムを固定値記憶器（ＲＯＭ）から呼び出
す場合に、書込・読取記憶器（ＲＡＭ）に引き渡され、
この記憶器に外部データ結合を介して適当な方法で新た
な値を導入でき、これ等の値が古い値に置き換わること
によって実現する。従って、ターンオン時点で外部デー
タ入力に誤りがある場合でも、使用可能なパラメータ値
が利用でき、付属する上位の制御回路あるいは処理の最
適特性を保証しないが、少なくとも一つの確実な機能を
守りことが保証される。
させる場合、応答しきい値やターンオフしきい値（ h1,
h2 ) 、変調増幅度 (KM) および遅延時定数 (TM) のよ
うな系による変調器パラメータが外部信号あるいは上位
の制御回路の内部運転状態に応じて調節できる点に注意
すべきである。これは、例えば、前記パラメータが、デ
ジタル変調装置を作動させた場合、あるいはこれに等価
な下位プログラムを固定値記憶器（ＲＯＭ）から呼び出
す場合に、書込・読取記憶器（ＲＡＭ）に引き渡され、
この記憶器に外部データ結合を介して適当な方法で新た
な値を導入でき、これ等の値が古い値に置き換わること
によって実現する。従って、ターンオン時点で外部デー
タ入力に誤りがある場合でも、使用可能なパラメータ値
が利用でき、付属する上位の制御回路あるいは処理の最
適特性を保証しないが、少なくとも一つの確実な機能を
守りことが保証される。
【００４５】上記の適合性によって、この発明によるデ
ジタル変調器を含む系の始動時や、動作条件および系の
パラメータが正規の値からずれた場合、最適な動作状態
になる。例えば、反応ノズルの効率や寿命は、上記変調
パラメータ（ h1, h2, KM, T M ）によって可変できる最
小パルス期間の値に依存する。適当な方法では、何度も
述べた進み効果もこれ等のパラメータを介して影響を受
ける。
ジタル変調器を含む系の始動時や、動作条件および系の
パラメータが正規の値からずれた場合、最適な動作状態
になる。例えば、反応ノズルの効率や寿命は、上記変調
パラメータ（ h1, h2, KM, T M ）によって可変できる最
小パルス期間の値に依存する。適当な方法では、何度も
述べた進み効果もこれ等のパラメータを介して影響を受
ける。
【００４６】最後に、スイッチング状態を所定の時間あ
るいはサンプリング間隔Δｔk の全期間にわたって設定
するため、全てのターンオンおよびターンオフ時点を求
めるのに何回の計算サイクルが最大必要であるのかに触
れておく。これは、検索を完全に終えた時に、計算され
たパルス列の読取過程と共に始まり、デジタル過程のシ
ーケンス制御が一定の時間枠内で行われるので重要であ
る。既に説明した記号を使用して、疑似速度変調器の最
短パルス列期間は、下記の関係式 Tmin ＝ 4 TM (h1 − h2)/KM (9) によって求まる。所定時間間隔Δｔk 内のスイッチング
状態の数は、値 2tA/Tmin 以下の最も近い整数を越えな
い。
るいはサンプリング間隔Δｔk の全期間にわたって設定
するため、全てのターンオンおよびターンオフ時点を求
めるのに何回の計算サイクルが最大必要であるのかに触
れておく。これは、検索を完全に終えた時に、計算され
たパルス列の読取過程と共に始まり、デジタル過程のシ
ーケンス制御が一定の時間枠内で行われるので重要であ
る。既に説明した記号を使用して、疑似速度変調器の最
短パルス列期間は、下記の関係式 Tmin ＝ 4 TM (h1 − h2)/KM (9) によって求まる。所定時間間隔Δｔk 内のスイッチング
状態の数は、値 2tA/Tmin 以下の最も近い整数を越えな
い。
【００４７】このようにして求まるスイッチング状態を
決定する計算サイクルの数に、サンプリング間隔の終わ
りの時点で変調器の内部状態量を遷移させる計算過程も
付け加わる。
決定する計算サイクルの数に、サンプリング間隔の終わ
りの時点で変調器の内部状態量を遷移させる計算過程も
付け加わる。
【００４８】
【発明の効果】この発明によるデジタル変調方法および
変調方法を実施する装置で、切換時点の決定の精度を高
め、同時に計算コストを低減できる。
変調方法を実施する装置で、切換時点の決定の精度を高
め、同時に計算コストを低減できる。
【図１】デジタル変調器を備えた制御装置のブロック回
路図である。
路図である。
【図２】アナログ疑似速度変調器のブロック回路図であ
る。
る。
【図３】この発明による変調方法の技術思想による機能
と信号波形図である。
と信号波形図である。
１ 制御区間 ２ 測定ユニット ３ 制御装置 ４ 変調器 ５ 記憶器 ６ 駆動調節装置 １０ 入力端 １１ 加算回路 １２ ヒステリシス回路 １３ 遅延回路 ２１〜２３ データ記憶器 ２５〜２７ 比較器 ２８〜３３ 計算回路
Claims (11)
- 【請求項１】 入力信号と変調パラメータが計算装置に
導入され、連続する個別時間間隔の各々の期間内でその
都度一定である入力信号を、一定振幅および可変できる
パルス幅とパルス周波数の正や負のパルス列を表してい
る出力信号に変換するためのデジタル変調方法におい
て、前記計算装置によって、各時間間隔Δtk の間にパ
ルスのターンオン時点 tseとターンオフ時点 tsaおよび
それ等の符号が直接一度に計算されることを特徴とする
方法。 - 【請求項２】 疑似速度変調器を再現するため、ターン
オン時点 tseは各時間間隔Δｔk 内で下記の規則、 【外１】 に従って計算され、ここで、 ek はｋ番目の時間間隔の
間の入力信号、 h1 は変調器のヒステリシスのターンオ
ンしきい値の値、 TM は変調器の帰還分岐路の時定数、
rs-1 は先行するターンオフ時点 tsaの変調器の内部帰
還信号、およびΔｔsum は連続する時間間隔Δtk に対
して予め計算され、ターンオン時点とターンオフ時点の
間あるいはその逆の間にあるターンオン期間とターンオ
フ期間の和を意味することを特徴とする請求項１に記載
の方法。 - 【請求項３】 疑似速度変調器を再現するため、ターン
オフ時点 tsaは各時間間隔Δｔk 内で下記の規則、 【外２】 に従って計算され、ここで、 h2 は変調器のヒステリシ
スのターンオフしいき値の値であり、 is-1 は先行する
切換状態を意味することを特徴とする請求項１または２
に記載の方法。 - 【請求項４】 疑似速度変調器を再現するため、ターン
オン時点 tseは各時間間隔Δtk 内で下記の規則、 【外３】 に従って計算されることを特徴とする請求項１に記載の
方法。 - 【請求項５】 疑似速度変調器を再現するため、ターン
オフ時点 tsaは各時間間隔Δｔk 内で下記の規則、 【外４】 に従って計算されことを特徴とする請求項１または４に
記載の方法。 - 【請求項６】 各個別時間間隔Δｔk に対してターンオ
ン時点 tseとターンオフ時点 tsaの列の計算は、時間間
隔Δｔk 内で積算され、ターンオン時点 tseとターンオ
フ時点 tsaの間あるいはその逆の間にある全てのターン
オン時間間隔Δｔseと全てのターオフ時間間隔Δｔsaの
和が時間間隔の長さを越えると中断することを特徴とす
る請求項１〜５のいずれか１項に記載の方法。 - 【請求項７】 ターンオフ状態（ｉs ＝ 0) で終わる時
間間隔Δｔk の最終時点に属する帰還信号 rs は下記の
規則、 【外５】 あるいは 【外６】 に従って計算されることを特徴とする請求項６に記載の
方法。 - 【請求項８】 ターンオン状態（ｉs ＝±１) で終わる
時間間隔Δｔk の最終時点にに属する帰還信号 rs は下
記の規則、 【外７】 あるいは 【外８】 に従って計算されることを特徴とする請求項６に記載の
方法。 - 【請求項９】 入力信号と変調器パラメータが入力する
計算装置を備え、連続する個別時間間隔の各々の期間内
でその都度一定となる入力信号を、一定振幅で可変でき
るパルス幅と周波数の正や負のパルス列を表している出
力信号に変換するデジタル変調器において、前記計算装
置がパルスのターンオン時点 tseとターンオフ時点 tsa
およびそれ等の符号を各時間間隔Δｔk に対して直接一
度に計算するために設計されていることを特徴とする変
調器。 - 【請求項１０】 計算回路、記憶器および比較器を保有
するか、あるいはそれ等の機能を実現する、変調パラメ
ータと入力信号を受け入れる計算装置を備えて、一定振
幅および可変パルス幅とパルス周波数の一連のパルスを
表し、制御区間の制御のずれにより形成される誤差信号
から導ける、時間的に全体で変わるが、連続する個別時
間間隔の各々の期間内でその都度一定となる入力信号に
応じて、制御区間に作用し、離散的に動作する調節制御
ユニットを駆動するために使用される出力信号をを準備
するデジタル変調器において、計算装置がパルスのター
ンオン時点 tseとターンオフ時点 tsaおよびそれ等の符
号を各時間間隔Δｔk に対して直接一度に計算するため
に設計されていることを特徴とする変調器。 - 【請求項１１】 一つまたはそれ以上の制御量の実測値
を求める一つまたはそれ以上の測定ユニットと、制御の
ずれを求め、連続する個別時間間隔の各々の期間内でそ
の都度一定となる誤差信号を発生する制御器と、誤差信
号を入力信号として受入れ、一定振幅と可変パルス幅と
パルス周波数の正や負の一連のパルスを表す出力信号を
準備するデジタル変調器と、これ等の出力信号によって
駆動され、制御量に影響を与えるため制御区間に作用
し、離散的な調節駆動パルスを出力する調節駆動装置と
を備えた制御装置において、デジタル変調器（４）が各
時間間隔Δｔk に対してターンオン時点ｔseとターンオ
フ時点ｔsaを直接一度に計算するために設計されている
ことを特徴とする装置。
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|---|---|
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| JP2929567B2 JP2929567B2 (ja) | 1999-08-03 |
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Family Applications (1)
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-
1993
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- 1993-04-02 US US08/042,269 patent/US5473633A/en not_active Expired - Fee Related
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