SE437591B - Analog-digitalomvandlare - Google Patents

Description

7907192-4 10 15 20 25 30 35 H0 2 ingångsspänningens storlek. När ingångsspänningen är noll undergår utgångsspänningen ingen ändring utan förblir noll oavsett vilket utgàngsvärde som uppnåddes vid början av tidsperioden.

Standardoperationen vid dylika tidigare kända.omvandlare har innefattat integrering av den obekanta i samma polaritetsriktning som ingångssignalen, d.v.s. positiv-till-positiv, vilken signal därefter utbytes mot en referenssignal av motsatt polaritet som integreras till noll. Detta detekteras sedan medelst en jämförare mellan de integrerade signalerna, och vid stora analoga ingångssig- naler krävs långa tidsperioder för att genomföra integreringen till noll. De digitala räkneställningarna aokumuleras i ett register proportionellt mot den tidsfaktor som är förknippad med den okända integreringen.

Ehuru detta grundläggande arrangemang har fungerat bra och med stor noggrannhet, kräver det referensspänningsomkoppling och polari- tetsdetektering som blir förenade med svårigheter vid mycket små ingângssignaler, då man får osäkerhet vid omkopplingen. Dessutom har polariseringsströmmar som är förknippade med dessa förut kända anordningar adderats och subtraherats från lutningarna i var och en av de ändrade riktningarna. För att komma tillrätta med dessa nackdelar har det varit nödvändigt att utnyttja precisionsförstär- kare med ringa obalans. Trots att de ovan berörda förhållandena varit kända, har man hittills ej föreslagit något sätt att eliminera de med dessa behäftade nackdelarna. _ Uppfinningen hänför sig till analog/digita1-omvandlingsanord- ningar för att alstra en digital utgàngssignal som är korrelerad med en analog signal vilken avges från en av ett tillstånd beroende omvandlare eller givare. Närmare bestämt hänför sig uppfinningen till en analog/digital-omvandlare av den typ som arbetar med dubbla brantheter varvid den referensspänningsomkoppling och de polarise- ringsströmproblem som är förknippade med tidigare föreslagna omvand- lare av detta slag bortfaller, så att systemets totala noggrannhet och tinföriitiigner, förbättras." ning för att förbättra lineariseringen av utgångssignalen.

Ovannämnda ändamål med uppfinningen uppnås enligt denna genom att man alltid integrerar den obekanta analoga ingângssignalen i en riktning med motsatt polaritet i förhållande till en referenssignal så att den ena av de tidigare erforderliga referenssignalerna elimineras. Samtidigt får man möjlighet att både mäta och verifiera ingångssignalens polaritet utan att vara beroende av signalniván.

Uppfinningen avser även en anord- 10 15 20 25 30 35 NO 7907192-4 3 Genom att man använder integratorn i ett icke-inverterande arbets- sätt integrerar A/D-omvandlaren positivt alla analogsignalvärden under en maximal negativ ingångsspänning medan den ackumulerar digitala räkneställningar vilka är proportionella mot skillnaderna mellan dem. En digital presentationsanordning eller en annan lämplig digital anordning styres därefter av de från omvandlaren erhållna räkneställningssignalerna. Möjlighet finns att om så önskas linearisera räkneställningssignalerna för att korrigera varje eventuellt uppkommande avvikelse från ideal linearitet. Detta åstadkommas medelst en programmerad mikrodator som läser ett pro- grammerbart minne för enbart läsning (PROM) så att en klocksignal- givare för variabel frekvens drives via PROM-programmet. Klocksig- nalfrekvensen styres så att den alstrar en "första fas"-omvandlartid som motsvarar en jämn heltalsmultipel av energinätfrekvensen.

Ackumulatorns räkneställningar kommer då att variera direkt propor- tionellt mot klooksignalfrekvensen.

Ett ändamål med uppfinningen är därför att åstadkomma nya modifieringar av en analog/digital-omvandlare av typen med dubbla I brantheter för att åstadkomma en digital utgångssignal vilken är korrelerad med en av en givare alstrad analog signal, Ett ytterligare ändamål med uppfinningen är att uppnå nyssnämn- da ändamål med modifieringar som effektivt eliminerar de problem vid referensspänningsomkoppling och polarisering vilka är karaktäris- tiska för tidigare kända analog/digital-omvandlare för liknande ändamål.

Uppfinningen skall i det följande närmare beskrivas i anslut- ning till på bifogade ritning med fig. 1 - H visade utföringsexem- pel. Fig. 1 är ett blockschema över en anordning i vilken uppfin- ningen är tillämpad. Fig. 2 är ett kopplingsschema över den i fig. 1 visade, med två brantheter arbetande analog/digital-omvandlaren.

Fig. 3 är ett tidsschema för den i fig. 2 visade, med två brantheter arbetande omvandlaren för signalnivån noll och signalnivå skild från noll, och fig. U är en tillvalsvariant av den i fig. 2 visade, med tvâ brantheter arbetande omvandlaren för erhållande av digital linearisering.

I fig. 1 visas en signalgivare 10 vilken är anordnad att kontinuerligt avge en analog signal VA vilken är koppelepad med det uppmätta värdet av ett tillstånd som mätas medelst signalgiva- ren. Givaren 10 kan 1 typiska fall vara en godtycklig mätsignal- givare från vilken en analog utgångssignal kan erhållas och kan med MH POÛR QÛÃLITY” 10 15 20 25 30 æ' H0 7907192-4 4 fördel exempelvis utgöras av en tryckgivare eller en temperatur- givare i enlighet med vad som beskrives i amerikanska patentskríf- terna 3 7ü2 233 eller B 109 1U7. Den analoga signalen VA från givaren jämte en referenssignal VR med känd reglerad spänning (1 enlighet med vad som kommer att framgå av det följande) tillföres båda till en analog/digital-omvandlare (A/D-omvandlare) 12 för att i enlighet med denna i sin tur avge en räkneställningssignal VD för en godtycklig av ett flertal applikationer, exempelvis för att driva en digital indikator lä.

Hänvisning göres nu till fig. 2. brantheter arbetande A/D-omvandlaren 12 innefattar en summeringsför- stärkare 16, en integrator 18, en jämförare och en “auto-nollW-för- stärkare 20, en samplings- och kvarhållningsförstärkare 22 samt en logik- och ackumulatormodul 24 som vid den beskrivna utföringsformen är av en i handeln förekommande typ som liknar den av National Semiconductor marknadsförda byggenheten MM5330, vars arbetssätt kommer att beskrivas i det följande. Den analoga signalen VA, som tillföres från givaren 10 i korrelation till dess uppmätta parame- ter, har negativ polaritet för anslutning direkt genom omkopplarenl SW-1 till summeringsförstärkaren 16 under det att referensspänningen Den modifierade, med två VR, som tillföras från en reglerad spänningskälla, har negativ polaritet för anslutning via omkopplaren SW-2 till jämföraren och den automatiskt nollställande förstärkaren 20. Utsignalen från förstärkaren 16 tillföres via omkopplaren SW-3 till integratorns 18 positiva anslutningsklämma under det att en spänning VMAX är och R2 för att till- Om exempel- häfledd UP VR genom spänningsdelarna R1 föras till integratorns 18 negativa anslutningsklämma. vis den maximala positiva spänningen vid VA = 1,9999 volt, kan VMAX godtyekiigt instäiias på a,2ooo voit een vid VA = noll skulle mätning baseras på 2,2000 volt. 'Logik- och ackumulatormodu- len 2H innehåller logiken för att bringa de nämnda omkopplarna att arbeta i avsedd ordningsföljd.

I fig. 3 visas den fullständiga A/D-omvandlingscykeln för Eïvfifsïßflalefi VA, där VA = O volt är den heldragna brantheten °°h VA / 0 volt för ett uppmätt värde som ej är lika med noll är en streckad lutning. Från vänster till höger (fig. 3) består cykeln av tre faser, nämligen "auto-noll"-fasen III, integratorreferens- fasen I under en förutbestämd fast tidsperiod Tr ggn den 1ngegpe_ rade okända fasen II under en variabel tidsperiod TX, under fasen III fungerar jämföraren och "auto-noll"-förstärkaren 20 som en hög 10 15 20 25 30 35 H0 7907192-4 5 förstärkning uppvisande nollsökande förstärkare vilken när omkopp- laren SW-U är sluten driver samplings- och kvarhållningsförstärkaren 22, kondensatorn C-1 och den inverterande summeringsförstärkaren 16 via omkopplaren SW-3 för att återställa spänningen över integre- Omkopplarna SW-1, SW-2 och På grund av för- ringskondensatorn C-2 till noll volt.

SW-5 är under denna fas samtliga i jordat läge. stärkarens 22 egenskaper är samtliga förstärkare-spänningsobalanser lagrade i kondensatorn C-1 där de finns kvar under hela integra- tionscykeln, vilket medför att även stora obalansspänningar elimi- neras.

Under fasen I öppnas omkopplarna Sw-4 och SW5 som svar på en mottagen nätsynkroniseringssignal. Referensspänningen VR gill- föres via omkopplaren SW-2 till förstärkaren 20 för samtidig alst- Pïflß fiV VMAX via spänningsdelaren R1 och R2. VMAX väljes på grundval av räkneställníngen för fullt "skalutslag". Samtidigt flflßlfltß VA till integratorns 18 ingång via summeringsförstärkaren 16 och omkopplaren SW-3. Integratorns 18 utgång närmar sig därefter VA för att påbörja integrering som skall pågå under en referens- D@Pí0d Tr, under vilken tidsperiod integrering sker för ett signalvärde som är baserat pà skillnaden (VMAX _ VA), Tiden Tr är företrädesvis vald så att den är en jämn heltalsmultipel av den lokala energinätfrekvensen, detta för att öka omvandlarens störningsdämpning vid "normal mod" (NMR).

Efter slutet av fasen I påbörjas fasen Il, under vilken refe- Penflßpäfiflíflßen VR tillföres till integratorn 18 under den obekanta ïïdSPePí°defl TX till dess att jämförarens 20 tröskelvärde passeras i jämförelsen mellan signalnivån för VR och íngegpatgpns utgångs- nivå. Vid denna tidpunkt, samtidigt med jämförarens utgángssignal, överföras de under integreringsperioden TX ackumulerade digitala räkneställningarna från räknaren till kvarhâllningsorganen, vilkas PfiPäll@llUfi8ån8SSí8nfl1 VD tillföres till presentationsenheten 1U eller överföres till annan plats allt efter önskan. Detta inses lätt med hjälp av följande exempel, där Tr = Co/Cf; dä? Co = räkneställnings-spill, Cf = klocksignalfrekvensen (Hz), under antagande att tredje harmoniska tonen av 60 Hz = sek. och 0,050 18000 så erhålles 36000 Hz; Ci Il *b Il 10 15 20 25 30 35 H0 1907192-4 6 Nä? VA är lika med noll och VMAX mätes, kommer en fullstän- dig omvandling att utföras på grundval av: Te = Tr, + 'rx (rig. 3); Te = 18000/360000 + 22000/360000 = 0,111111 sek, 'varvid + 0000 indikeras.

För varje positivt värde på VA understigande VMAX kommer kodomvandlaren att 9-komplementera räknaren för att visa det upp- mätta värdet. På detta sätt ger indikatorn en linjär omvandling för VA mindre än VMAX.

För utförande av digital linearisering som kan användas i samband med A/D-omvandlaren 12 eller godtyckligt med två brantheter.

H, som visar ett kopp- ett programmerbart, arbetande standardsystem hänvisas till fig. lingsschema innefattande en mikrodator 26, enbart för läsning anordnat minne (PROM) 28 för mottagning av .programmerad information för att driva klooksignalgivaren 30 med en Sådan fPekVeflS att Tr är en jämn heltalsmultipel av energinät- frekvensen.

Fasen II avkännes av mikrodatorn på omvandlarledningen Co och på grundval av information som mottages från PROM 28 ändras klock-, signalgivarens 30 frekvens med olika hastighet per tidsenhet i enlighet med det program som är inlagt i PROM 28. Sålunda kommer klocksignalfrekvenser som är olika mellan faserna II och I ej att inverka på omvandlingstiden som istället är konstant för en viss íflßåflßßflpäflniflß VA. Integratorn 18 fungerar på samma sätt som ovan beskrivits under det att de räkneställningar som ackumulerats under Üíåspßfíflden TX kommer att variera mera i direkt proportion till klocksignalgivarens 30 frekvens. Om VA ekulle utgöra ett icke-linjärt svar på en under mätning varande linjär storhet, korrigeras sålunda de slutligen ackumulerade räkneställningarna så att man får en linjär digital representation av mätvärdet.

Om exempelvis en annan klocksignalfrekvens används under fasen II än under fasen I kommer omvandlingstiden icke desto mindre att för en given ingångsspänning VA, eftersom íntegpa- torn 18 undergâr samma ändring. De under TX ackumulerade päkne- ställningarna kommer att vara mer eller mindre beroende av klocksig- nalgivarens 30 frekvens, så att de ackumulerade räkneställningarna förbli densamma unde* IODPGÜ av Üídfymdefl TX kan varieras i direkt proportion till Värdet På VA. Med användning av det föregående exemplet och med variation av klocksignalfrekvensen ett antal (n) gånger, erhålles om 10 15 20 25 30 35 40 7907192~4 7 Tn = TX/5 = o,o122222 och Nt=Tn(F2)+Tn(F3)+Tn(Fu)+Tn(F5)+Tn(F6) där F1 = kloeksignalfrekv. under Tr = 360 kHz = n II Tx = 350 II F3 ___ n n n _., 349 n Fn = n n u ___ 3070 n FB = u n n = 360 n Fö = u || n = 1450 'I I Nt = 21997 och om den med dubbla brantheter arbetande omvand- laren därvid når överkorsningspunkten efter TX = 0,0366666 sekund, har tre korrektioner gjorts, och indikatorn kommer att visa räkneställningen 22000 - Tn(F1+r2+F3> = 9902.

I samma exempel med en konstant klocksignalfrekvens TX = 0.o611111 in = o,o122222 erhålles Nt 21999 och den linjära indikatorn visar räkneställningen 22000 - 13200 = 8800.

En jämförelse mellan de ovanstående exemplen visar att det totala antalet var väsentligen detsamma men att den icke-linjära ackumuleringen resulterade i en med 1102 ökad räkneställning för ett givet värde på VA = T Genom den ovanstående redogörelsen uppenbaras en ny variant av en med dubbla brantheter arbetande analog/digital-omvandlare, vilken variant kan ge en linjär digital representation av en icke-linjär analog signal som representerar den uppmätta utsignalen från en för ett tillstànd känslig givare. Med användning av relativt billiga, icke-kritiska komponenter kan man undvika de precisionskomponenter som krävs för att eliminera de problem varmed de tidigare kända, med dubbla brantheter arbetande A/D-omvandlare varit behäftade. När man använder linearisering i enlighet härmed erhåller man större flexi- bilitet i jämförelse med de analoga summeringsmetoder som tidigare tillämpats. Härtill kommer att lineariseringen uppnår en precision vid den digitala korrektionen vilken har en hög grad av reproducer- barhet och i sig själv är temperaturstabil, så att man kan special- anpassa instrumentegenskaperna allt efter förhållandena. Ehuru líneariseringen har beskrivits i kombination med den modifierade, med dubbla brantheter arbetande omvandlaren, är detta ej avsett att utgöra någon begränsning, eftersom lineariseringen ifråga utan svårighet kan tillämpas även vid ej modifierade, med dubbla brant- heter arbetande A/D-omvandlare av tidigare kända typer. 'lf- Äil --~' '““' v 7907192-“4 8 Det bör observeras att den ovan beskrivna anordningen kan modifieras på många olika sätt utan att uppfinningstanken eller ramen för uppfinningen frångås. Beskrivningen får därför på intet sätt uppfattas som begränsande för uppfinningen.

Claims (8)

7907192-4 PATENTKRAV

1. Analog/digital-omvandlingsanordning med dubbel branthet för att avge en digital utgángssignal (VD) svarande mot en mottagen 303108 Síßnfil (VA), vilken anordning är k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar dgig ett med en enda cykel arbetande omvand- lingsorgan som är anordnat att omvandla den mottagna analoga signa- len till en digital utgángssignal i en enda upp-ned-integrerings- cykel, dels ett första ingångsorgan (16) för att ta emot en analog spännïngssïgnal (VA) som skall omvandlas, dels ett andra ingångs- organ (20) för att ta emot en referensspänningssignal (VR) gšiâ organ för att härleda en förutbestämd maximispänningssignal ur spänningssígnalen hos nämnda andra ingångssignalorgan för att etab- lera en fix-nivàspänning, dels en integrator (18) som är anordnad att i följd efter varandra integrera en första signal motsvarande skillnaden mellan den härledda maximispänningssignalen och den mottagna analoga signalen under en förutbestämd tidsperiod och att efter utlöpandet av nämnda förutbestämda tidsperiod integrera en andra signal motsvarande skillnaden mellan referensspänningssignalen och maximispänningssignalen, dels en jämförare (20) som är anordnad att ta emot nämnda integrerade signaler för att effektivt variera integrationstidsperioden för den andra signalen till dess att en förutbestämd tröskelnivâ är uppnádd mellan den integrerade andra utgängssignalen från integratorn och nämnda fix-niváspänning, om- kopplingsorgan för att utföra omkoppling i en àterkopplingsväg från jämförarens utgång till integratorn för automatisk áterställning av integratorn före varje íntegrationscykel, samt dels signalavgiv- ningsorgan (ZU) för att avge en digital utgångssignal (VD) vilken är härledd ur en aokumulativ digital räkneställning som är korrele- rad med nämnda variabla tidsperiods längd.

2. Anordning enligt kravet 1, k ä n n e t e o k n a d av att integratorn (18) är anordnad för ett icke-inverterande arbetssätt.

3. Anordning enligt kravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att jämföraren (20) är anordnad att effektivt variera den variabla tidsperioden i proportion till nivån för den analoga signal som är mottagen av nämnda första ingàngsorgan.

U. Anordning enligt kravet 3, k ä n n e t e c k n a d av att integratorn (18) är anordnad att integrera det första signalvärdet med en polaritet som är motsatt mot den mottagna referenssignalens polaritet.

5. Anordning enligt kravet H, k ä n n e t e c k n a d av att 7907192-4 w den förutbestämda tidsperioden för íntegratorn uppgår till en jämn heltalsmultipel av den energinätfrekvens vid vilken omvandlaren skall användas.

6. Anordning enligt kravet H, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar ett lineariseringsorgan (26, 28, 30, 24) som är anordnat att utföra korrektion med avseende på icke-línearitet i den digitala räkneställning ur vilken utgàngssignalen från signalavgiv- ningsorganet är härledd.

7. Anordning enligt kravet 6, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda lineariseringsorgan innefattar en klocksignalgivare (30) för variabel frekvens samt organ (28, 26) som är anordnade att under nämnda förutbestämda tidsperiod för integratorn (18) driva klocksig- nalgivaren (30) med en frekvens som är lika med en jämn heltalsmul- tipel av den energinätfrekvens vid vilken omvandlaren skall användas och att under nämnda variabla tidsperiod driva klocksignalgivaren med kontrollerade frekvensändringar per tidsennet i enlighet med avvikelsen från lineariteten för den analoga signal som är mottagen på nämnda första ingång.

8. Anordning enligt kravet 7, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda lineariseringsorgan innefattar ett programmerbart, enbart för läsning utfört minne (FROM 28) vilket är programmerat för att ändra klocksignalgivarfrekvensen i varierande takt per tidsenhet under nämnda variabla tidsperiod.