PT95106B

PT95106B - Aparelho para produzir uma caracteristica de transferencia nao-linear para melhorar o contraste de uma imagem

Info

Publication number: PT95106B
Application number: PT95106A
Authority: PT
Inventors: William Adamson Lagoni
Original assignee: Thomson Consumer Electronics
Priority date: 1989-08-25
Filing date: 1990-08-24
Publication date: 1998-08-31
Also published as: ATE145771T1; FI97501B; PT95106A; FI904104A0; KR910004658A; SG55147A1; DE69029233D1; CA2023851A1; DK0414159T3; KR0163764B1; EP0414159A2; JPH0642728B2; EP0414159B1; TR28320A; JPH03174883A; GR3022657T3; CN1023181C; CA2023851C; EP0414159A3; ES2096567T3

Description

“Aparelho para produzir uma característica ds transferência não-linear para melhorar o contraste ds uma imagem”

THOMSON CONSUMER ELECTRONICS, INC,, prstsnde obter privilégio de invsnção em Portugal,

RESUMO presente invento refere-se a um aparelho para produzir uma característica de transferência não-linear para melhorar o contraste de uma imagem para um gerador de função de transferência não-linear, por exemplo, para iaplsmentar a dilatação de branco de um sinal ds luminâneia, Especificamente, o primeiro (196) e o segundo (198) amplificadores ds seguidor de emissor, têm as suas entradas acopladas em paralelo, s as suas saídas acopladas em série através da primeira resistência (210) de um divisor ds voltagem. Uma segunda resistência (216) do divisor de voltagem é acoplada a um ponto (218) do potencial de referência. Uma fonte de polarização é acoplada ao segundo amplificador, por exemplo, através da segunda resistência, do divisor de voltagem, de modo que a resposta dinâmica do segundo amplificador a um sinal de entrada, é limitada em relação ao primeiro amplificador, 2 sinal ds saída do primeiro amplificador é linear s um sinal de saída desenvolvido na saída do segundo amplificador é não-linear, Ds sinais ds saída linear e não-linear são combinados por uma rede de condução de corrente (188), em resposta a um sinal de controlo (Vc), representativo de uma característica de uma versão processada do sinal de luminâneia.

FIG. 1B

v_C

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-2.HEMIA DESCRITIVA presente invento refere-se a u® circuito de processamento não linear controlável e, mais particularmente, a um tal circuito para aumentar o contraste d© uma imagem video.

No pedido de patente US apresentado concorrsntemente com o n2, de série RCA 85479, intitulado A Dynamic Video System Including Automatic and Hhite-Streich Processing Sections (Arranjo Video Dinâmico Incluindo Secções de Processamento Automático e “Dilatação de Branco) são descritas ss vantagens da utilização de uma secção ds processamento ds dilatação de branco A dilatação de branco enfatiza ou eleva as amplitudes de luminâncía de gama média rslativamente às amplitudes de luminância altas coso uma função de sinal de controlo representando uma caracteristica de imagem, para aumentar o contraste de imagem reproduzida. fts vantagens do processamento de dilatação de branco são explicadas de modo breve no presente pedido, No entanto o presente pedido refsre-se principalmente a uma disposição vantajosa para proporcionar uma caracteristica de ganho não linear controlável„ ® qual pode ser utilizada para produzir dilatação de branco.

Pe acordo com um aspecto do invento, o aparelho de processamento não linear inclui primeiro e segundo amplifieadores dispostos para produzirem sinais de saída linear e não linear em resposta a um sinal de entrada e um comutador electrónico para combinar os sinais de saída de acordo com um sinal de controlo, Especificamente, ds acordo com um outro aspecto do invento, o primeiro e o segundo amplificadores compreendem seguidores de voltagem, tendo as suas entradas acopladas so paralelo e as suas saídas acopladas em conjunto por uma primeira resistência de um divisor de voltagem resistivo. Uma voltagem ds polarização é acoplada ao segundo amplificador, ds modo que o segundo amplificador será desligado, antes do primeiro amplificador. Antes do segundo -amplificador ser desligado os sinais de saída fornecidos pelos amplifieadores têm a mesma amplitude e a corrente não passa através da primeira resistência. Após o segundo amplificador ser

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-3desligado, a corrente passa através da primeira resistência, e pela acção de divisão de voltagem do divisor de voltagem, é desenvolvida uma versão atenuada do sinal de saída do primeiro amplificador, na saída do segundo amplificador, Em consequência é produzido um sinal de saída linear na saída do primeiro amplificador e é produzido um sinal de saída não linear na saída do segundo amplificador.

Para uma compreensão detalhada do presente invento será feita referência aos desenhos anexos, nos quais:

as figuras IA e 1B mostram respectivamente uma caracteristica de ganho de dilatação de branco e um diagrama de blocos do aparelho tendo uma função de transferência de dilatação de branco:

as figuras 2A e 2B mostram respectivamente um esquema de uma disposição dos primeiro e segundo amplificadores para implementação de certos blocos do aparelho da figura 1B e funções de transferência associadas;

as figuras 3A e 3B mostram fontes de corrente também utilizadas na implementação do aparelho da figura 1B;

a figura 4 mostra um esquema de uma rede de condução de corrente para implementação de um outro bloco do aparelho da figura 1B;

a figura 5 mostra fontes de corrente alterna que podem ser utilizadas no lugar das mostradas das figuras 3A e 3B;

a figura 6 mostra um esquema da implementação completa do aparelho da figura 1B utilizando porções mostradas nas figuras 2A e 3A, 3B s 4; e a figura 7 mostra como o aparelho de dilatação de branco da figura ÍB pode ser utilizado num dispositivo ds televisão.

Nas figuras, as mesmas referências numéricas foram indicadas para os mesmos ou elementos similares.

Na descrição seguinte assume-se que as versões indo para positivo do sinal de luminância correspondem a porções indo para

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-4branco de uma imagem reproduzida.

Voltando agora à figura IA, é mostrada uma característica de ganho de dilatação de branco. A característica de ganho inclui uma família de funções de transferência não lineares tendo um ganho aumentado (rampa) para em vez de amplitude de luminãncia de gama média e nível baixo comparados com níveis de amplitude de luminãncia altos. □ grau de não linearidade aumenta como uma função inversa da grandeza de um sinal de controlo Vg, Para a grandeza mais elevada (Vq^) do sinal de controlo Vç a característica de ganho cai para uma função de transferência linear. Para grandezas mais baixas (por exemplo Vq2 ^{< v}Cl) ^as funções de transferência tornam-se mais não lineares.

Um modo efectivo de gerar a função de transferência da figura IA é mostrado na figura 1B. Uma voltagem de entrada numa entrada 182 é acoplado em paralelo à entrada de um amplificador linear 184 e à entrada de um amplificador não linear 186. Os sinais de saída dos amplificadores 184, 186 são acoplados a um comutador electrónico 188, o qual combina os sinais de saída linear e não linear de acordo com a voltagem de controlo Vç para desenvolver um sinal de saída final na saida 192. A característica de ganho entre a entrada 182 e a saída 192 é mostrada na figura IA.

A implementação dos amplificadores 184 e 186 do diagrama de blocos da figura ÍB estã mostrado esquematicamente na figura 2A. As funções de transferência para os amplificadores da figura 2A estão mostradas na figura 2B.

A voltagem da entrada 194 (correspondente à voltagem de entrada 182 da figura 18) está acoplada em paralelo às bases de transístores PNP 196 e 198. Os transístores 196, 198 são configurados como seguidores de emissor, com os respectivos colectores ligados à terra e as voltagens de saída desenvolvidas nos respectivos emissores. 0 emissor do transístor PNP 196 está ligado à fonte de alimentação de voltagem Vçç através da resistência 206 e desenvolve um sinal de saída através da resistência 206 na saída 208. 0 seguidor de emissor 198

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-5desenvolve uma voltagem de saída através da ligação série de uma resistência de carga 216 e uma alimentação de voltagem polarizada 218 na saída 214. 0 valor da voltagem de polarização fornecida pela alimentação 218 está regulado de modo que o transístor 198 é desligado num nível de ruptura desejado (Vg) do sinal de entrada. 0 transístor 196 continua a conduzir após o nível de ruptura. Em consequência o seguidor de emissor 198 tem uma gama dinâmica menor do que o seguidor de emissor 196. Uma resistência 210 é ligada entre as saídas 208 e 214.

Enquanto o transístor 198 está a conduzir, as voltagens de saida em 298 e 214 são substancialmente idênticas e estão relacionadas linearmente com a voltagem de entrada. Adicionalmente não ocorre atenuação do sinal de saída em 208, uma vez que não passa corrente através da resistência 210. Contudo quando o transístor 198 desliga, a corrente passa através da resistência 210. Em e para além do ponto (Vg), o sinal de saída em 208 continua sem alteração, mas uma versão atenuada do sinal de saída em 208 é produzida em 214,devido à divisão de voltagem entre as resistências 210 e 216. 0 ponto de ruptura Vg é determinado pela alimentação de voltagem 218 e pela polarização de corrente continua DC existente na base do transístor 198. A relação das rampas de &2 & Αχ mostradas na figura 2B é determinada pela razão das resistências 210 e 216.

As figuras 3A e 38 mostram esquemas dos circuitos para conversão das voltagens de saída da figura 2A em correntes. Estas correntes são aplicadas ao comutador electrónico soft-switch 188 compreendendo uma rede de condução de corrente como será explicado adiante. Como mostrado na figura 3A, o sinal de voltagem linear desenvolvido na saída 208 é ligado a uma entrada 220, a qual é acoplada à base de um transístor 224. De uma maneira correspondente, o sinal de voltagem não linear desenvolvido na saida 214 é aplicado a uma entrada 226, a qual é acoplada à base de um transístor 230. Os transístores 224 e 230 têm os seus respectivos colectores acoplados ao circuito de condução de corrente explicado em ligação com a figura 4. Em resposta às voltagens aplicadas às bases dos transístores 224 e

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6230 são desenvolvidas as respectivas correntes de colector 236 e 238. Os emissores dos transístores 224 e 230 são ligados às respectivas resistências de emissor 244 e 246. fi resistência 244 está acoplada directamente à terra e a resistência 246 está acoplada à terra através da fonte de polarização 248. fi resistência 246 tem um valor mais baixo do que a resistência 244, para igualar a diferença de preto para branco das correntes dos sinais linear e não linear, fi polarização, fornecida pela voltagem de polarização 248, introduz um deslocamento utilizado para igualar os componentes de corrente continua DC das duas correntes de saída.

comutador electrónico 188 pode ser implementado como os amplificadores diferenciais de condução de corrente como mostrado na figura 4. Os transístores 224 e 230 operam da mesma maneira como explicado atrás em ligação com as figuras 3fi e 3B. Os transístores 250 e 252 formam uma configuração de amplificador diferencial para condução de corrente 236 que passa no colector do transístor 224, entre o terminal de saída de sinal 192, ao qual uma resistência de carga 253 está ligada para desenvolver uma voltagem de saída ou para alimentar energia Vqc ^{corao uma} função da voltagem de controlo Vq aplicada à base do transístor 250. 0 par de transístores diferencial 256, 258 conduz de modo similar a corrente 238 que passa no colector do transístor 230, como uma função da voltagem de controlo Vq aplicada à base do transístor 258. Em consequência a corrente que passa através da resistência de carga 253 é uma combinação controlável das correntes linear s não linear 236, 238.

Uma fonte de voltagem 259 acoplada âs bases dos transístores 252, 256 estabelece a gama na qual a condução de corrente é continuamente controlável. Como é sabido, a gama da voltagem de entrada diferencial para a qual a corrente de saída de um amplificador diferencial responderá à voltagem de entrada é cerca de +150 milivolt. fi voltagem fornecida pela fonte de voltagem 259 corresponde a aproximadamente a metade da gama de controlo. Para grandezas de voltagem de controlo Vç abaixo da voltagem fornecida pela fonte 259, o transístor 256 conduz mais do que o transístor

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-7258 e o transístor 252 conduz mais do que o transístor 250. Em consequência, a voltagem de saída desenvolvida através da resistência de carga 253 tem uma contribuição maior a partir da corrente não linear (fornecida pelo transístor 230) do que da corrente linear (fornecida pelo transístor 224). Para grandezas de voltagem de controlo Vq acima da voltagem fornecida pela fonte 259, o transístor 250 conduz mais do que o transístor 252 e o transístor 258 mais do que o transístor 256. Em consequência, a voltagem de saída desenvolvida através da resistência de carga tem uma maior contribuição a partir da corrente linear fornecida pelo transístor 224 do que da corrente não linear fornecida pelo transístor 230. Consequentemente a característica de ganho entre a entrada 182 e a saída 192 é como se mostra na figura IA.

circuito da figura 4 produz uma inversão de sinal entre a entrada 182 e a saída 192. Em algumas aplicações esta inversão de sinal é indesejável. Uma disposição alternativa para as fontes de corrente mostradas nas figuras 3A, 38 e 4, as quais não resultam numa inversão de sinal, está mostrada na figura 5. Nesta disposição, as voltagens de entrada aplicadas às entradas 220 e 226 são acopladas aos respectivos emissores dos transístores 224 e 230 em vez de às respectivas bases. As entradas 220 e 226 estão acopladas aos respectivos emissores dos transístores 224, 230, através das respectivas resistências 261 e 263. Também no circuito da figura 5, a fonte de voltagem de polarização 248 está acoplada às bases dos transístores 224 e 230. A resistência 261 tem um valor mais alto do que a resistência 263 para compensar a diferença de preto para branco entre as duas voltagens de entrada desenvolvidas em 220 e 226, e a resistência 246 é feita mais pequena do que a resistência 244 para compensar a diferença entre os componentes de corrente contínua DC das duas voltagens de entrada,

A figura 6 mostra a implementação completa do diagrama de blocos da figura 1B. A figura 6 mostra as porções de circuito explicadas atrás em ligação com as figuras 2A, 3A, 38 e 4 acopladas em conjunto. No entanto, foram feitas certas modificações práticas.

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8Na fonte de voltagem de polarização 218 observada por último, associada com o seguidor de emissor 198, como se mostra na figura 2ft, é fornecida (como uma fonte de voltagem de Thevin) pela divisão de voltagem da voltagem de alimentação Vqq entre uma resistência 261 e uma resistência 216’. fi resistência 216 mostrada na figura 2A corresponde ao equivalente de Thevin das resistências 216’ e 261. De maneira semelhante a voltagem de polarização 248 associada à fonte de corrente para voltagem de entrada não linear, como mostrado nas figuras 3B e 4, é fornecida pela divisão de voltagem da voltagem de alimentação Vgc entre uma resistência 263 e uma resistência 246’. Um divisor de voltagem incluindo as resistências 264 e 266 corresponde à fonte de voltagem 259 acoplada às bases dos transístores 252 e 256 como se mostra na figura 4. Talvez de significado maior é a adiçao de diodo 270 acoplado entre a entrada de controlo Vq 190 e a junção das resistências 264 e 266 com um sentido para evitar que a voltagem de controlo Vq exceda uma queda de voltagem de diodo acima da voltagem desenvolvida na junção das resistências 264 e 266. Isto evita a distorção no sinal de saída Y_e em grandezas altas da voltagem de controlo VcA maneira pela qual os circuitos de processamento de sinal de caracteristica de ganho não linear controlável descritos com referência Ãs figuras 1-6 podem ser empregues num dispositivo de televisão para execução de processamento de dilatação de branco é mostrado na figura 7, Com referência à figura 7, os circuitos de características de ganho não linear é incorporado dentro duma unidade de processamento de dilatação de branco 136. ft voltagem de controlo para a unidade de processamento de dilatação ds branco 136 (indicada como o sinal de controlo V^c) ^em ligação com a figura 7 é produzido por um gerador de sinal de controlo 140 como será explicado adiante.

Especificamente em relação à figura 7, um sinal video composto fornecido numa entrada 142 é separado em dois componentes: um sinal de luminãncia fornecido numa saída 144 e um sinal de crominância fornecido numa saída 146.

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-90 sinal de crominãncia é processado de uma maneira conhecida no processador 148 para produzir sinais de diferença vermelho, verde e azul r-Y, b-Y e g-Y. Os sinais de diferença de cor são acoplados a uma matriz 152. A unidade de processamento de crominãncia 148 e a matriz 152 podem ser incluídas num circuito integrado (IC) 154.

sinal de luminância é acoplado à unidade de processamento de dilatação de branco 136, a qual recebe também o sinal de controlo V_c gerado pelo gerador 140. 0 sinal de saída da unidade de processamento de dilatação de branco 136 é acoplado a um circuito de pico 156 para melhorar a figura da imagem. 0 sinal de saída do circuito de pico 156 é acoplado ao circuito integrado 154.

Para o processamento de sinal de luminância, o circuito integrado 154 inclui uma unidade de controlo de contraste 158 e uma unidade de controlo de brilho 160. Os elementos de ajustamento utilizador para contraste e brilho estão simbolicamente representados por potenciómetros 159 e 161, respectivamente, apesar de nos dispositivos de televisão modernos, eles incluem normalmente conversores de digital para analógico controlados por microprocessador. 0 sinal de luminância processado é acoplado à matriz 152, onde o mesmo é combinado com os sinais de diferença de cor para produzir sinais de cor de baixo nivel de vermelho (r), verde (g) e azul (b). Os impulsos de apagamento de retorno horizontal e vertical HB e VB, respectivamente gerados numa secção de processamento de selecção (não mostrada) são inseridos, pela matriz 152 nos sinais de cor r, g, b para evitar o visionamento das linhas de retorno horizontal e vertical.

Os sinais de cor de baixo nível r, g, b são amplificados por amplificadores de excitação 164r, 164b e 164g, para produzirem sinais de excitação R, G, B, adequados para accionarem os respectivos cátodos de um cinescópio 166.

Para evitar a desfocagem pontual, bem como a saturação de um accionador de visionamento e do fósforo, devida ao excessivo pico de sinal indo para branco, correspondendo, por exemplo, a

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RCA 85,477 caracteres, um detector de pico 168 detecta os picos indo para branco de um sinal representativo de luminância, gerado dentro do gerador de sinal de controlo 140, como será explicado adiante, e, em resposta gera um sinal de controlo para a unidade de controlo de contraste 158. Sempre que os picos indo para branco excedem um limiar correspondendo a fluorescência pontual são detectados, o contraste é reduzido automaticamente.

Infortunadamente o aparelho de controlo de contraste automático afecta todas as amplitudes uniformemente uma vez que a unidade de controlo de contraste 158 tem uma função de transferência de ganho linear. Em consequência, as amplitudes de gama média bem como as altas tendem a ser reduzidas, resultando numa redução do brilho subjectivo da imagem. A unidade de processamento de dilatação de branco 136 actua em sentido contrário desta acção da seguinte maneira.

sinal de controlo (voltagem), Vqa, para a unidade de processamento de dilatação de branco 136 é derivada em resposta ao valor médio do sinal representativo de luminância a ser explicado adiante. Quando o brilho de imagem médio é baixo, o sinal de controlo provoca que o grau de não linearidade da unidade de processamento de dilatação de branco 136 seja aumentado (ver figura IA para Vq2)- Em consequência as amplitudes de gama média do sinal de luminância aumentam em relação aos níveis de amplitude alta. Uma vez que os picos indo para branco correspondendo a pequenas áreas de imagem não afectam significativamente o nível médio, uma redução de contraste automática, em resposta aos picos excessivos indo para branco tendendo a reduzir adicionalmente as amplitudes de gama média, será compensada pelo aumento de ganho de dilatação de branco aplicado às amplitudes de gama média. Deste modo, a fluorescência pontual, bem como a saturação do accionador de visionamento e do fósforo são minimizadas ao mesmo tempo que se proporcionam imagens subjectivamente nítidas e brilhantes.

Como salientado anteriormente para o contraste automático e controlo de dilatação de branco é desejável detectar o pico e a

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-11média respectivamente, de um sinal representando o componente de luninância da imagem reproduzida, após as caracteristicas de imagem, tais como o contraste e o brilho, terem sido ajustados de modo que os respectivos sinais de controlo reflectem adequadamente o conteúdo da imagem reproduzida. 0 IC de processamento de luminância TA7730, disponível comercialmente, da Toshiba, fornece num terminal de saída um sinal representativo ds luminância derivado pela combinação dos sinais r, g, b de cor que foram submetidos a controlo ds contraste e de brilho. Infortunadamente um sinal representativo de luminância ou de crominância reflectindo o processamento de controlo de contraste e de brilho não é fornecido por outros IC, por exemplo tal como o TDA4580 disponível através da Valvo, como está indicado em relação ao IC 154 na figura 1.

gerador de sinal de controlo 140, com o qual o pedido de patente de Lagoni apresentado concorrentemente intitulado CONTROL SIGNAL GENERATOR FOR A TELEVISION SYSTEM (gerador de sinal de controlo para um dispositivo de televisão), está particularmente relacionado é dirigido para este problema. 0 gerador de sinal de controlo 140 combina os sinais de cor r, g, b produzidos nos respectivos terminais de saida do IC 154 para produzir um sinal, pelo menos, representando aproximadamente informação de luminância processada. No entanto, o sinal resultante de luminância somada contém impulsos correspondendo aos impulsos de apagamento de retorno de nível alto (por exemplo (ia gama de -100 a -160 IRE) contidos nos sinais r, g, b, os quais estão combinados apesar do sinal de luminância somado produzido pelo ic TA7730, em que os sinais r, g, b são combinados antes dos impulsos de apagamento de retorno serem somados. Os impulsos contidos no sinal de luminância somado prolongam-se significativamente abaixo do nível preto e afectaram em consequência substancialmente o valor médio (bem como o valor pico a pico). Consequentemente um sinal de controlo derivado pela detecçâo do valor médio do sinal somado, não representaria precisamente o brilho da imagem reproduzida. 0 gerador ds sinal de controlo 140 inclui também aspectos dirigidos para este problema.

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-12Especificamente, em relação ao gerador de sinal de controlo 140, os sinais de cor r, g, b produzidos nos respectivos terminais de saída do IC 154 são somados por meio de um combinador resistivo compreendendo as resistências 171, 173, 175. 0 sinal somado resultante produzido na junção comum da resistência 171, 173, 175 é acoplado à base de um amplificador seguidor de emissor 177. Um sinal de saída é desenvolvido através de uma resistência de carga 179 na saída emissora de baixa impedância do seguidor de emissor 177.

Uma resistência 181 acoplada entre a fonte de voltagem de alimentação (Vçç) ε o emissor do seguidor de emissor 177 eleva o limiar de condução do seguidor de emissor 177 de modo que, substancialmente, a totalidade do sinal somado indo para branco acima do nivel preto é fornecido na saída de emissor, mas os impulsos correspondendo aos impulsos de apagamento de retorno dos sinais de cor r, g, b são removidos. Assim devido à polarização aumentada aplicada ao emissor, o valor médio detectado e o sinal de controlo de dilatação de branco resultante são representações relativamente seguras do componente de luminãncia médio da imagem reproduzida.

Enquanto as resistências 171, 173 e 175 podem ser fornecidas de acordo com a equação de matriz de luminãncia conhecida para produzirem precisamente um sinal de luminãncia verificou-se que uma relação de 1:1:1 era adequada na prática para fornecer um componente representativo de luminãncia processado adequado para controlo de processamento de dilatação de branco.

valor médio do sinal de saída somada é desenvolvido por um detector de média 183, o qual pode simplesmente compreender um filtro passa baixo R-C. 0 valor dos picos de branco do sinal de saida somado é detectado pelo detector de pico 168. Um detector de pico adequado, o qual é capaz de responder a picos muito agudos está descrito no pedido de patente US n2. 380 697 intitulado Peak Detector With Feedback (detector de pico com realimentação) apresentado em 14 de Julho de 1989 no nome de G.A. Whitledge da mesma requerente que o presente pedido.

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-13Apesar ds ter sido representada e descrita, a que é actualmente considerada ser uma concretização preferida do presente invento, apreciar-se-ã que alterações e modificações podem ocorrer aos peritos na arte. Por exemplo, apesar dos amplificadores 184 e 186 mostrados na forma de blocos na figura IS serem implementados de modo representativo como seguidores de emissor como mostrado na figura 2A outros amplificadores seguidores e outras configurações de amplificador podem ser utilizadas. Pretende-se que as reivindicações seguintes cubram todas essas e outras modificações que caiam dentro do âmbito do presente invento.

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-142z%r

Claims

REIVINDICftÇQES

1 - fiparelho para produzir uma característica de transferência não-linear controlável, caracterizado por compreenderum primeiro amplificador (184), para amplificar linearmente um sinal de entrada com um primeiro ganho, para fornecer um sinal linear?

um segundo amplificador (186), para amplificar não-linearmente o dito sinal de entrada com um segundo ganho, numa primeira região de amplitude do dito sinal de entrada e com um terceiro ganho, diferente do dito segundo ganho, numa segunda região de amplitude do dito sinal de entrada para fornecer um sinal não-linear? e um combinador de sinal (188), acoplado aos ditos amplificadores, para combinar, oontrolavelmente, os sinais linear e não-linear, em resposta a um sinal de controlo (190), para fornecer um sinal de saída, tendo a dita característica de transferência não-linear controlável,
2 - fiparelho ds acordo com a reivindicação 1, caracterizado por:

o dito sinal de saída estar relacionado com o dito sinal de entrada, por uma característica de ganho, que inclui uma família de funções, entre uma função de ganho linear e uma função de ganho não-linear, sendo o grau de não-linearidade, determinado pelo dito sinal de controlo,
3 - fiparelho de acordo com a reivindicação 2, caracterizado por:

a dita função de-ganho não-linear ter um ganho maior, para níveis de amplitude do sinal de entrada abaixo de um nível predeterminado, do que para níveis de amplitude acima do dito nível predeterminado.
4 - fiparelho de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por:

os ditos primeiro e segundo amplificadores apresentarem

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RCA 85,477 gamas dinâmicas diferentes, tendo os ditos amplificadores as respectivas entradas acopladas em comum, para receberem o dito sinal de entrada e tendo as respectivas saídas acopladas, em conjunto, por uma rede (210, 216, 218), para produzirem os ditos sinais linear e não-linear, para aplicação ao dito combinador de sinal »
5 - Aparelho de acordo com a reivindicação 4, caracterizado por:

os ditos primeiro e segundo amplificadores terem, substancialmente, o mesmo ganho para, pelo menos, uma gama de níveis do dito sinal de entrada?

o dito segundo amplificador (198) ser polarizado para corte a um nível do dito sinal de entrada diferente do dito primeiro amplificador (196);

as ditas saídas dos ditos amplificadores serem acopladas, em conjunto, por um elemento (210) de um divisor de voltagem (210, 216); e pelo menos um dos ditos sinais linear e não-linear ser fornecido por uma derivação do dito divisor de voltagem.
6 - Aparelho de acordo com a reivindicação 5, caracterizado por:

os ditos primeiro e segundo amplificadores compreenderem os respectivos amplificadores seguidores de voltagem.
7 - Aparelho de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por:

o dito sinal linear e o dito sinal não-linear compreenderem as respectivas correntes de sinal; e o dito circuito combinador incluir uma rede de condução de corrente (188).

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-16Lisboa,

24 1290

Por THOMSON CONSUMER ELECTRONICS, INC.

FIG. 1B ^vc

TftoHson CoDSotfttt etecTçzoju^s, ijjc.

z/s

ÍT

FIG. 2A