PT575824E - Amplificador para um aparelho excitador de cinescopio com melhoria de contraste - Google Patents

Description

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DESCRICÃO “Amplificador para um aparelho excitador de cinescópio com melhoria de contraste”

Este invento refere-se a sistemas de televisão e, em particular, a aparelhos excitadores de cátodos de cinescópios com capacidades para melhoria do contraste das imagens exibidas.

Num sistema de televisão ideal a saída da luz, produzida por um cinescópio deverá ser relacionada linearmente com a luz; aplicada a um tubo de recolha de câmara. Em sistemas da prática, nem o tubo da câmara nem o écran são dispositivos lineares. Por outras palavras, a tensão de sinal, produzida pelo tubo da câmara não está linearmente relacionada com a luz, que é detectada, e a luz produzida pelo cinescópio não está linearmente relacionada com a tensão de excitação do cátodo aplicada ao mesmo. A relação entre a entrada de luz e a saída de sinal para o tubo da câmara, e as relações entre a entrada de sinal e a saída de luz do tubo de imagens, são ambas normalmente expressas pelo termo “gama” que, expresso de modo simples, é o expoente ou “potência”, ao qual uma função de entrada (X) é elevada, para produzir uma função de saída (Y). Se, por exemplo, uma função de entrada X é elevada à primeira potência (gama = 1) para produzir uma função de saída, então as duas funções são consideradas relacionadas linearmente. Se a saída varia como o quadrado da função de entrada, o valor do expoente (gama) é igual a “2”. Se a saída varia como a raiz quadrada da função de entrada, o “gama” ou expoente é igual a 0,5. Gama, por outras palavras, é simplesmente uma medida da curvatura da função de transferência. A Fig. 1 mostra o gama de várias versões de um sistema de transmissão de sinal de vídeo, representando a curva 1 a a característica de transferência do lado da transmissão, representando a curva 1 b a característica de transferência do tubo de imagens (cinescópio ou tubo de raios catódicos “CRT”), e representando a curva 1c a característica de transferência total.

Os sinais de vídeo transmitidos dos padrões de televisão NTSC, PAL e SECAM, têm um gama de cerca de 0,45 a 0,5 enquanto que o tubo de imagens (cinescópio) dos receptores de televisão a cores têm um gama de cerca de 2,8 a 3,1. Como resultado, a curva de transferência (luz dentro da câmara para saída de luz do tubo de imagens) não é linear e o gama total é, na prática, cerca de 1,35 em 83 990 ΕΡ 0 575 824/ΡΤ 2

vez de uma unidade gama (1,0). Isto implica que a característica de transferência exponencial do tubo de imagens não é completamente compensada, conduzindo à compressão de porções de imagem pretas do écran. Tal compressão origina que os detalhes da imagem perto do preto sejam perdidos, e que áreas coloridas escureçam. Ao mesmo tempo, os brancos são excessivamente amplificados relativamente às porções pretas, ao ponto de, frequentemente, atingirem a saturação e a desfocagem da imagem por excesso de brilho do tubo de imagens.

Uma característica de transferência total linear evita o problema da compressão dos pretos e pode ser obtida por uma correcção de gama adicional de cerca de 0,8 em cada um dos circuitos de processamento dos sinais vermelho, verde e azul (R, G e B) no receptor de televisão. No entanto, os tubos de imagens têm uma saída de luz de banda dinâmica relativamente pequena, que não pode ser alargada sem atingir a saturação do tubo de imagens, originando a desfocagem da imagem por excesso de brilho. Por conseguinte, a correcção de gama para aumentar a amplificação de áreas de imagem pretas pode causar uma compressão do sinal dos brancos elevados do sinal. Isto é ilustrado pela Fig. 2A mostrando um sinal de rampa com o gama corrigido. O pico do branco deve ser mantido ao mesmo nível da linha tracejada, como no caso não corrigido, para evitar a desfocagem da imagem por excesso de brilho no tubo de imagens. Como consequência, a porção superior do sinal de rampa tem um declive reduzido como é mostrado na Fig. 2B. Isto corrige o problema de compressão dos pretos enquanto que evita o problema da desfocagem da imagem por excesso de brilho (brancos excessivos).

Reduzindo a porção superior do sinal de rampa, para evitar a desfocagem da imagem por excesso de brilho, pode-se, no entanto, criar um outro problema. O espectador apercebe-se do sinal reduzido como uma falta de contraste nas áreas de imagem de cinzento para branco, que tem como resultado o aparecimento de imagens “deslavadas”. Num tal caso, o aumento do contraste das porções de baixo brilho da imagem pela correcção de gama é obtido à custa da deterioração do contraste do brilho alto.

Uma solução muito eficaz para o problema de fornecimento da correcção de gama, enquanto se evita a perda de contraste do brilho alto é descrita por Haferl et aL na patente US n°. 5 083 198 intitulada “NONLINEAR RGB VIDEO SIGNAL PROCESSING” que foi concedida em 21 de Janeiro de 1992.

83 990 ΕΡ 0 575 824/ΡΤ A Fig. 3 é aqui uma concretização exemplificava do receptor de televisão (indicado, em geral, por 300), incluindo os circuitos excitadores de cinescópio 308, 310 e 312, de acordo com uma concretização do sistema de Haferl et. al.. O receptor 300 inclui um terminal de entrada de antena 302, que fornece sinais de entrada de RF a uma unidade sintonizadora, amplificadora de IF e detectora 304, a qual produz um sinal de vídeo da banda base S1. Um processador de sinal de crominância/luminância 306, de concepção convencional, fornece funções, tais como o controlo de fase e de tonalidade, o controlo de brilho e de contraste, processo de conversão matricial, etc., e fornece sinais de saída com os componentes de vídeo de cor vermelha, azul e verde para exibição por um cinescópio 314. Os sinais R, G e B são aplicados aos respectivos cátodos 320, 322 e 324 do cinescópio 314, respectivamente, por meio do respectivo excitador de cinescópio e dos circuitos de melhoria de contraste 308, 310 e 312. Os pormenores do circuito 308 são mostrados no desenho. Os circuitos 310 e 312 são idênticos ao circuito 308 e assim são mostrados na forma de blocos para simplificação do desenho. O aparelho excitador 308 do sistema de Haferl et aL inclui um amplificador inversor, de alta tensão e de controlo de cátodo de cinescópio 330, que tem uma entrada 332, acoplada através de uma resistência de entrada R1 ao terminal de entrada 334 (ao qual é aplicado o sinal de vídeo vermelho) e que tem uma saída 336, acoplada ao cátodo de vermelho 320 do cinescópio 314 e acoplada também de novo à entrada do amplificador 332, através de uma resistência de realimentação R2. Estes elementos R1, R2 e o amplificador inversor 330, ligados como descrito, fornecem a amplificação linear do sinal de entrada de vídeo V1 na entrada 334, com um ganho igual à razão entre a resistência de realimentação R2 e o valor da resistência de entrada R1.

Os restantes elementos do circuito de excitador 308 fornecem o processamento não-linear do sinal de entrada V1. Especificamente, o sinal V1 é aplicado a um separador de sinal não-linear 340, que separa o sinal de entrada V1 numa porção de nível baixo V2, representativa das regiões de preto para cinzento da imagem e numa porção de nível alto V3, representativa das porções de cinzento para branco da imagem. A porção de nível baixo ou escura V2 é aplicada, através da resistência 342, à entrada de soma 332 do amplificador 330 e, assim, aumenta o brilho de imagem na região de preto para cinzento. Isto fornece a correcção de gama das cenas pretas e, assim, melhora o contraste da luz baixo das imagens exibidas. O sinal de nível mais alto V3 é acoplado em AC, através da resistência

83 990 ΕΡ 0 575 824/ΡΤ 346 e do condensador 344, ao amplificador 330 para melhorar o contraste da área grande e é também acoplado em AC, através do condensador 348, da resistência 350 e do filtro passa alto 352, ao amplificador 330 para melhorar o contraste de branco da área pequena. A desfocagem por excesso de brilho é evitada pelo acoplamento em AC e pela filtragem passa alto do sinal de imagem cinzento para branco, aplicado ao amplificador excitador do cátodo de alta tensão 330. Vantajosamente, este processamento de “nível duplo” melhora o pormenor para ambas as áreas de brilho e de sombra das imagens exibidas, o gama é mais proximamente corrigido e a desfocagem de pontos de imagem por excesso de brilho é evitada.

Em US-A-4 366 440 é descrito um compressor de contraste ajustável, o qual é útil para condições de luz particulares. Pela utilização de um compressor de contraste a banda de brilho é transferida para uma banda dinâmica mais pequena de vídeo, a qual pode ser reproduzida pelo sistema de televisão. O compressor de contraste tem um elevado ganho para os sinais numa porção particular da extensão do brilho e um ganho menor noutras bandas. O compressor de contraste não está relacionado com a função de transferência não-linear de uma câmara e/ou tubo de imagens.

Embora o sistema de Haferl et al. mencionado acima forneça desempenho excelente, é aqui reconhecido que pode ser obtido um melhoramento substancial adicional e tal, em particular, tendo em conta a simplificação dos circuitos requerida.

De acordo com um aspecto do invento, a simplificação do circuito é conseguida, pela combinação efectiva das funções de processamento não-linear com a amplificação de alta tensão do amplificador excitador de vídeo. Como resultado, o próprio amplificador excitador do cinescópio toma-se parte do circuito de melhoria de contraste não-linear e elimina a necessidade, como na arte anterior, de circuitos de melhoria e excitadores separados. Adicionalmente, a necessidade para separar o sinal de entrada de vídeo em bandas de sinal separadas é também eliminada. Uma vantagem adicional do presente invento é que nenhum dispositivo de amplificação activa (por exemplo, transístores) são necessários para o processamento não-linear. Por conseguinte, os custos são reduzidos e a fiabilidade é aumentada, pelo número reduzido de componentes. É aqui descrito um amplificador excitador de cinescópio, que tem uma rede 5 83 990 ΕΡ 0 575 824/ΡΤ de realimentação não-linear, a qual (1) aumenta a amplificação dos sinais de vídeo nas áreas da imagem de preto para cinzento (aperfeiçoando assim os pormenores da imagem de preto e aumentando a saturação dos sinais de cor de luminância baixa) e a qual (2) amplifica os pormenores de vídeo em áreas de imagem de brilho elevado, substancialmente, para o mesmo nível do sinal de brilho baixo (aumentando assim o contraste subjectivo sem a desfocagem de pontos de imagem por excesso de brilho e evitando a impressão de imagens “deslavadas”).

Um aparelho amplificador, de acordo com o invento, está indicado na reivindicação 1.

As características anteriores e adicionais do invento estão representadas nos desenhos anexos, em que os elementos semelhantes estão indicados por indicadores de referência semelhantes e nos quais: a Fig. 1 é um diagrama, que mostra as características de transferência exemplificativas e os valores de gama para um transmissor de televisão, um receptor de televisão e o sistema de televisão geral, incluindo o transmissor e o receptor; a Fig. 2A é um diagrama, que mostra uma representação gráfica de um sinal de rampa de vídeo, o qual sofreu a correcção de gama; a Fig. 2B representa uma modificação do sinal de rampa com correcção de gama da Fig. 2A, para evitar a desfocagem da imagem por excesso de brilho do tubo de imagens (cinescópio) devido à correcção de gama; a Fig. 3 é um diagrama de blocos simplificado de um receptor de televisão, que utiliza um aparelho excitador de cinescópio RGB não-linear conhecido (arte antecedente) com aumento de contraste; A Fig. 4 é um diagrama de blocos simplificado de um receptor de televisão, que inclui um aparelho excitador de cinescópio de aumento de contraste, que concretiza o invento; A Fig. 5 representa uma modificação do aparelho excitador de cinescópio da

Fig. 4;

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As Figs. 6Α, 6Β e 6C são diagramas de resposta de transferência, que representam as respostas de ganho e de frequência do aparelho excitador do cinescópio, que concretiza o invento; e A Fig. 7 é um diagrama de circuito pormenorizado com os valores exemplificativos dos elementos do circuito do aparelho excitador do cinescópio, que concretiza o invento.

Como uma visão geral, no sistema da arte anterior analisado, explicado anteriormente, o processamento de vídeo não-linear era aplicado aos sinais de vídeo de nível baixo antes da amplificação dos mesmos para sinais de excitação do cátodo de alta tensão e o processamento era aplicado de uma maneira de alimentação directa. Pelo contrário, no exemplo do invento, mostrado na Fig. 4, o processamento não-linear é integrado no amplificador de saída de vídeo de alta tensão e esta integração é conseguida pela utilização da realimentação em vez de das técnicas de alimentação directa. Como será visto, o sistema emprega uma impedância complexa e dependente da tensão para compensação de gama e de detalhe em vez da técnica de separação de bandas e de filtragem passa alto da arte anterior. O receptor 400 da Fig. 4 inclui um terminal de entrada de antena 402, que fornece um sinal de entrada de RF a um sintonizador, a uma unidade de amplificador de IF e de detector de vídeo 404, a qual produz um sinal de saída de vídeo da banda base S1. Um processador de sinal de crominância/luminância 406, de concepção convencional, fornece diversas funções, tais como de controlo de fase e de tonalidade, de controlo de brilho e de contraste, de conversão matricial, etc., e fornece os sinais de saída com os componentes de vídeo de cor vermelha (R), azul (B) e verde (G) para exibição por um cinescópio 414. Os sinais R, G e B são aplicados aos respectivos cátodos 420, 422 e 424 do cinescópio 414, por meio controlo dos respectivos circuitos de aumento de contraste e de cinescópio 408, 410 e 412. Os pormenores de circuito do circuito de excitação de cinescópio 408 são mostrados delineados a tracejado. Os circuitos 410 e 412 podem ser idênticos ao circuito 408 e são, assim, mostrados na forma de blocos para simplificação do desenho. O circuito de excitação de cinescópio, que concretiza o invento, inclui um amplificador de inversão de alta tensão 430. Por “alta tensão” quer-se significar que o amplificador é de um tipo que pode produzir tensões de saída de uma ou duas 83 990 ΕΡ 0 575 824/ΡΤ 7

centenas de volt ou algo parecido (por exemplo, uma variação usual para os amplificadores excitadores de cátodo do cinescópio é cerca de 80 a 150 volt ou algo parecido). A entrada 431 do amplificador 430 está acoplada através de uma resistência de entrada R1 ao terminal de entrada do circuito 409 ao qual é aplicado o sinal de vídeo vermelho (R). A saída 433 do amplificador 430 está acoplada, através do terminal de saída 413, ao cátodo vermelho 420 do cinescópio 414 e está acoplada também, através da resistência de realimentação R2, à entrada 431 do amplificador 430. A razão entre as resistências de realimentação e de entrada determinam o ganho nominal de circuito fechado G1 do amplificador 430. O restante dos circuitos do excitador de cinescópio 408 compreende uma rede de realimentação não-linear, a qual aplica a correcção de gama às porções cinzentas a pretas das imagens exibidas e aumenta o pormenor de alta frequência nas porções de cinzento para branco das imagens. A rede não-linear compreende um nó de circuito 460, que está acoplado aos terminais de entrada (431) e de saída (433) do amplificador 430, através das respectivas resistências R3 e R4 e o qual está acoplado a um ponto de potencial de referência (a massa neste exemplo), por meio de uma ligação em paralelo de um condensador C1 e de uma impedância dependente de tensão 440, o que, como aqui mostrado, compreende um díodo zéner D1, ligado no seu cátodo ao nó 460 e no seu ânodo ao ponto de potencial de referência (massa).

Em operação, o ganho de tensão G (isto é, entrada V/saída V) para o circuito geral é igual ao ganho de circuito aberto A do amplificador 430, dividido pela função 1+AB, em que B é a fracção de realimentação. Quando, como é normalmente o caso, o ganho de circuito aberto A é muito grande em comparação com a unidade (por exemplo, A » 1), o ganho de circuito fechado geral G é substancialmente igual ao inverso da fracção de realimentação, isto é, G = 1/B. Aqui há dois circuitos de realimentação. O circuito, que inclui a resistência R2, é um circuito linear e é independente da amplitude e da frequência da tensão de saída do amplificador. O circuito, que inclui as resistências R3 e R4, é um circuito não-linear. Neste circuito a fracção ou corrente de realimentação variam ambas como uma função da amplitude do sinal de saída e como a frequência do sinal de saída. Especificamente, a fracção de realimentação para este circuito diminui quando o sinal de saída vai de branco para preto e a fracção de realimentação também decresce com a frequência como uma função da amplitude do sinal de saída. A primeira das não-linearidades descritas acima fornece a correcção de

83 990 ΕΡ 0 575 824/ΡΤ 8 gama. Uma vez que a fracção de realimentação (isto é, a realimentação de corrente) decresce quando a tensão de saída aumenta (devido à acção do díodo zéner D1) o ganho do amplificador do circuito fechado geral aumenta uma vez que o ganho de circuito fechado é inversamente proporcional à quantidade da realimentação. Uma alteração preferida de ganho em função da amplitude é da ordem de cerca de 6 dB, para aumentar o contraste de cinzento para preto das áreas da imagem. A segunda das não-linearidades acima mencionadas é devida aos efeitos combinados (interacção) do condensador C1 e da comutação do díodo zéner D1. À medida que a tensão de saída se altera, a impedância em relação à massa altera-se, bem como a impedância do condensador C1. Os efeitos combinados aumentam o ganho geral (em cerca de 6 dB) para o pormenor de vídeo de alta frequência à medida que o sinal de saída se aproxima de branco.

Na Fig. 4 um único díodo zéner D1 é utilizado para fornecer o efeito de uma impedância dependente de tensão negativa. À medida que a tensão de saída aumenta acima, por exemplo, do nível de 50 IRE, o díodo toma-se condutor derivando, assim, em paralelo a realimentação negativa para a massa e alterando o ganho do circuito. O díodo D1 apresenta alguma impedância dinâmica e estática e assim a comutação não é abrupta, mas, como uma questão prática, fornece uma transição regular moderada entre os estados de ganho alto (+6 dB) e de ganho normal do sistema. Isto fornece, no entanto, apenas duas regiões de ganho discretas. Uma impedância dependente da tensão adequada pode ser utilizada em série com o circuito da realimentação não-linear para fornecer uma região de transição mais gradual. Os exemplos incluem um transístor de efeito de campo polarizado adequadamente ou um varístor.

Para resumir o funcionamento da disposição da Fig. 4, recorda-se que o ganho é determinado pela razão entre a impedância de realimentação e a resistência de entrada neste sistema de circuito fechado. Se o díodo D1 e o condensador C1 não estiverem presentes no circuito, o ganho de sinal G1 será dado pela resistência total da rede dividida pelo valor de R1. A resistência de realimentação iguala a soma das resistências R3 e R4, ligadas em paralelo com a resistência R2. Assim, o ganho, para esta condição assumida (D1 e C1 omitidos) é dado por: (1) G1 = [( R3+R4)//R2]/R1

83 990 ΕΡ 0 575 824/ΡΤ * 9 em que ο sinal II indica “em paralelo com”.

Se o díodo D1 ou o condensador C1 estão a conduzir, (como é o caso para os sinais na banda branca e para os sinais de pormenor de alta frequência) a corrente no circuito de realimentação R3 e R4 é derivada em paralelo para a massa e assim o ganho para esta condição toma-se: G2=R2/R1 (2) assim, para esta condição, G2 será sempre maior do que G1, uma vez que a combinação em paralelo de R2 com a soma das resistências R3 e R4 é sempre menor do que o valor de R2 sozinha. Os valores de R3 e R4 são seleccionados para fornecerem um aumento líquido no ganho de cerca de 6 dB para a correcção de gama e para o pormenor de vídeo de alta frequência.

Se a tensão de saída no terminal 413 é maior do que duas vezes a tensão zéner do díodo D1 (e R3 é quase igual a R4), então o sinal é amplificado por G2. De outro modo, a amplificação igualará G1. Os sinais de pormenor (frequências acima de Fc) são derivados em paralelo por C3 e, por conseguinte, os mesmos recebem um ganho máximo de G2. A frequência de canto Fc, acima da qual os sinais de pormenor são amplificados (assumindo R3=R4) é dada por:

Fc = 1/(pi*R3*C1) (3) A Fig. 5 representa uma modificação do amplificador da Fig. 4 para fornecer uma região de transição de ganho mais suave. Para fornecer uma alteração de ganho mais suave com alterações de amplitude de sinal, como mostrado na Fig. 6A, o sistema da Fig. 5 inclui díodos zéner adicionais (D2, D3) e resistências em paralelo (R5, R6, R7). Díodos zéner têm, na prática, uma resistência dinâmica de várias dezenas de centenas de Ohm e assim esta resistência acoplada, deste modo, ao número aumentado de díodos, tem como resultado uma curva de ganho relativamente. As resistências R5-7 em conjunto com R3 e R4 definem as regiões de ganhos G1-G4 da Fig. 6A. Os díodos de sinal pequenos D4 e D5 são úteis no reforço da intensidade da comutação dos díodos zéner. A Fig. 6B representa a resposta de frequência geral com ganho aumentado perto do nível de preto e ganho reduzido perto do nível de branco. A Fig. 6C representa a resposta de frequência geral, onde se observa que os sinais perto do nível de branco

83 990 ΕΡ 0 575 824/ΡΤ experimentam 6 dB de aumento a 5 Mhz, os perto do nível de cinzento (50 IRE) recebem cerca de 3 dB de aumento e os perto do nível de preto essencialmente não recebem qualquer amplificação adicional. A Fig. 7 mostra o circuito esquemático do aparelho excitador de vídeo da Fig. 5 e inclui valores de elementos exemplificativos. São também mostrados o diagrama de circuito (e valores de elementos) de um amplificador de vídeo, de inversão de alta tensão adequado 430, de um circuito automático de detecção de corrente de polarização adequado 700 e um circuito de pico de entrada C11/R11. Será apreciado, certamente, que podem ser utilizados, em alternativa, outros amplificadores adequados. O circuito de detecção AKB pode ser omitido num dado caso, bem como o circuito de pico de entrada. O amplificador 430 (delineado a tracejado) compreende um transístor NPN com ligação de emissor comum Q2, cujo emissor (o qual é a entrada de não inversão) está acoplado a uma tensão de referência de 4 volt. O colector de Q2 é acoplado à rede de carga activa convencional, que compreende o transístor Q13, as resistências R17, R18 e R19 e um par de pequenos díodos de sinal D11 e D12, ligados como mostrado. Esta forma de impedância de carga “activa” fornece um alto ganho ao amplificador e uma impedância de saída relativamente baixa no nó de saída de amplificador “A”. A excitação de base para o transístor amplificador Q2 é fornecida por um circuito seguidor de emissor, que compreende o transístor PNP Q11 e as resistências R13, R14 e R16, ligadas como mostrado. Isto fornece impedância de entrada reforçada ao terminal de entrada de inversão de amplificador 903. A saída 702 do amplificador 430 está acoplada através de uma rede de detecção de corrente de polarização automática do cinescópio (AKB) 700 (delineada a tracejado) e uma resistência de 410 Ohm a uma ligação 413, para ligação ao cátodo do cinescópio 314. A rede AKB 700 inclui um transístor PNP Q4 e os componentes associados D3, C12, R20, para detecção do fluxo de corrente de saída, para utilização pelo conjunto (não mostrado) de circuitos de controlo AKB (opcional). A impedância de entrada R1 para o sistema compreende uma rede, que inclui as resistências R1 e R11 em série com R11, que são derivadas em paralelo por um condensador de pico C11. Assim, ao calcular o ganho de circuito geral, a impedância da rede de realimentação deverá ser dividida pela impedância de entrada efectiva destes elementos, os quais fornecem um pequeno pico de extra alta frequência. Se, numa dada aplicação, isto não é desejado, o condensador C11 e a resistência R11 podem ser eliminados. 11 83 990 ΕΡ 0 575 824/ΡΤ A rede de realimentação 750 (delineada a tracejado) corresponde à da Fig. 5, excepto que são dados os valores de elementos exemplificativos. Para os valores específicos mostrados, o ganho máximo do circuito fechado é dado por R2/R1, que corresponde a cerca de 50:1 ou +34 dB. O ganho nominal de circuito fechado é determinado por [(R3+R4)//R2]/R1 igual a cerca de 25:1 ou cerca de 27 dB, os quais são 6 dB menos que o aumento máximo para a correcção de gama e para o pormenor da alta frequência. A operação do exemplo da Fig. 9 é substancialmente o mesmo como no exemplo da Fig. 5 e assim não será repetido aqui com pormenor. Deverá notar-se que, para este exemplo específico, a tensão de corte assumida para o tubo de imagens ligado ao terminal 413 é de cerca de 150 volt e o branco aparece por volta dos 80 volt. A resistência de R3+R4 é igual ao valor de R2 (33 KOhm), por isso o ganho máximo é aproximadamente o dobro do ganho mínimo. Aqui, R3 é seleccionada para igualar R4, mas esta igualdade não é essencial. Os díodos zéner foram escolhidos para dar uma curva de ganho suave na banda dos 150 volt aos 80 volt como mostrado nas Fig. 6A e Fig. 6B. O condensador C1 e R4 definem a frequência Fc para ser cerca de 1 megaHertz de modo que os sinais bem acima deste nível são amplificados com ganho do nível de preto (ver Fig. 6C).

Foi mostrado e descrito, de acordo com o invento, que os amplificadores excitadores do cinescópio, que têm uma rede de realimentação não-linear, a qual (1) aumenta a amplificação dos sinais de vídeo nas áreas de imagem de preto para cinzento (melhorando, deste modo, os pormenores da imagem escura e aumentando a saturação de sinais de cor de luminância baixa) e a qual (2) amplifica os pormenores de vídeo nas áreas de imagem de brilho alto, substancialmente para o mesmo nível que o sinal de brilho baixo (melhorando deste modo o contraste subjectivo sem desfocagem de ponto de imagem por excesso de brilho e evitando a impressão de imagens “deslavadas”). Podem ser feitas várias alterações dentro do âmbito do invento incluindo, por exemplo, a utilização de dispositivos de corte de limiar ou impedâncias variáveis diferentes dos díodos zéner, que fornecem regiões de suavização de mais ou menos ganho, que utilizam configurações diferentes de amplificador de alta tensão e assim por diante.

Lisboa,

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DA CUMHA FERRIIBA

1ΕΘΟ M@g@A

Claims (2)

1. 83 990 ΕΡ 0 575 824/ΡΤ 1/2 REIVINDICAÇÕES 1 - Aparelho amplificador, compreendendo: um amplificador (430), que jnclui meios (R1, R2) para determinação do ganho linear do dito amplificador; tendo o dito amplificador um ponto de entrada (431), para recepção de um sinal de entrada de vídeo (R; G; B) a ser amplificado, tendo um ponto de saída (433), para fornecimento de um sinal de saída de vídeo amplificado, e tendo um circuito de realimentação negativa não-linear que determina, além disso, o dito ganho do dito amplificador (430), caracterizado por: para controlo de um cinescópio (414), o dito ponto de saída (433) do dito amplificador estar acoplado ao eléctrodo cátodo (420) do dito cinescópio (414); o dito circuito não-linear incluir um elemento de impedância, dependente da tensão (D1), e um elemento de impedância, dependente da frequência (C1), o dito elemento dependente da tensão (D1) e o dito elemento dependente da frequência (C1) estarem dispostos de modo que: em áreas de imagem de baixo brilho o dito elemento, dependente da tensão (D1), aumenta o dito ganho do dito amplificador (430), pela redução da quantidade de realimentação negativa substancialmente independente da frequência do dito sinal de entrada de vídeo, e para os componentes do sinal de vídeo de alta frequência, o dito elemento dependente da frequência (C1) aumenta o dito ganho do dito amplificador (430), pela redução da quantidade da dita realimentação negativa, substancialmente independente da amplitude do dito sinal de entrada de vídeo.
2. 2 - Aparelho amplificador, para controlo de um cinescópio, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por: o dito elemento de impedância dependente da tensão incluir, pelo menos, um díodo (D1) tendo um ânodo e um cátodo; estando o dito cátodo acoplado ao dito circuito de realimentação negativa e 83 990 ΕΡ 0 575 824/ΡΤ ι 2/2 estando ο dito ânodo acoplado a uma fonte de potencial de referência. Lisboa, "9. MM 2000 Por RCA THOMSON LICENSING CORPORATION -O AGENTE OFICIAL-

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