NO743796L - - Google Patents

Description

Fremgangsmåte til og anordning for synkronisering av et svingesystem som drives av en mekanisk lenergilag-ringsinnretning, særlig et ur.

Oppfinnelsen angår en fremgangsmåte til og en anordning for synkronisering av et svingesystem som drives av en mekanisk energilagringsinnretning, særlig et ur med gangregulator, som sette i svingninger og holdes vedlike ved hjelp av et pulsformet drivmoment, og som synkroniseres eved elektromekanisk påvirkning ved deling av taktpulser som utledes fra en kvartsoscillasjon.

Ved kjente mekanisk drevne ur skjer den mekaniske energi-lagring ved vekter eller opptrekksfjærer, mens frekvensbestemmende mekaniske bestanddeler i et svingesystem sørger for gangreguleringen.

Slike rent mekaniske ur er forholdsvis enkle, billige og robuste.

Ved tekniske fremskritt er det utviklet rent elek-troniske kvartsur hvor man ved den oppdelte kvartssvingning direkte utleder taktpulser. for tidsanvisningen. Videre er det kjent transistoriserte ur med uro, hvor en direkte synkronisering av en transistordrevet rotasjonspendel oppnås ved hjelp av kvartstakt-pulser. Begge disse former for driften av uret har stor nøyaktighet men er meget kompliserte og kostbare. Dessuten trenger de større elektriske energilagringsinnretninger for drift av uret. Sluttelig er det kjent ur som drives mekanisk ved et blandingssystem hvor pulser fra en oppdelt referansefrekvens tilføres en elektromekanisk omformer som virker på en mekanisk synkroniseringsinnretning. En slik direkte synkronisering med direkte påvirkning av uret ved hjelp av pulser har den ulempe at det oppnåelige synkroniseringsområdet i mange tilfeller er for lite.

Til grunn for oppfinnelsen ligger den oppgave å tilveie-bringe en fremgangsmåte og en anordning av den nevnte art hvor synkroniseringsområdet for et kvartssynkronisert ur økes i vesentlig grad på. forholdsvis enkel og meget virkningsfull måte ved meget stor gangnøyaktighet.

Dette oppnås ifølge oppfinnelsen ved at den synkroniserende påvirkning skjer over en elektromekanisk kopling eller elektromotorisk ved indirekte synkronisering ved at en fase- og frekvenssammenligning mellom taktpulsene og et vekselspenningssignal som er utledet, fra svingesystemets bevegelser, f.eks. uroen i uret, med hensyn til fase og, frekvens, og et ved sammenligningen utledet reguleringssignal anvendes for frembringelse av et dreiemoment som virker regulerende på svingesystemer via den elektromagnetiske kopling.

Denne berøringsfrie, indirekte synkronisering med elektronisk fasesammenligning ifølge oppfinnelsen fører til en robust,

hovedsakelig mekanisk urdrift med forholdsvis enkel oppbygning med meget god gangnøyaktighet og stort synkroniseringsområde. Den

regulering som oppnås ved hjelp av reguleringssignalet kan ved nøyaktig synkronisering bringes midt i reguleringskarakteristikken, slik at frekvensendringer i begge retninger utlignes optimalt. Dette symmetriske synkroniseringsområdet er enda større, slik at ved

seriefremstilling behøver det ikke stilles så store krav til gangnøyaktighet og dermed innstillingsnøyaktighet såvel som frekvensstabilitet for det fritt•svingede mekaniske svingesystem som ved direkte synkronisering.

Por oppnåelse av optimal frekvenspåvirning skjer synkroniseringen fortrinnsvis med en asimutforskyvningsvinkel for det pulsformede reguleringsmoment i forhold til svingesystemets nullgjennomgang, idet den optiske forskyvningsvinkel for oppnåelse av størst mulig, frekvenspåvirkning er:

hvor $ er svingesystemets amplitude. Dette, fremgår av følgende betraktning: Ved indirekte synkronisering blir som følge av belast-ningen resp. påvirkningen av svingesystemet, blir det på dette ut-øvet et regulerende eller synkroniserende, pulsformet dreiemoment MR med en grunnsvingningskomponent:

som er avhengig av asimut forskyvningsvinkel ip og av amplituden av svingesystemet. Her påvirker Fourier-koeffisientene cosinus-svigningen a1Rbare amplituden og sinussvingningen b^Rpåvrier bare frekvensen av svingesystemet. Por sammenhengen mellom den tidsmessige faseforskyvning aR av reguleringsmomentet MR gjelder:

Reguleringsmomentet MR er i første tilnærmelse proporsjonal med vinkelhastigheten, dvs. den første tidsavledning av momentan-. vinkelen for syingesystemet i et punkt som er forskjøvet med forskyvnings vinkelen. Når reguleringsmomentet MR i koplingsområdet er konstant og utenfor dette området lik 0, kan Fourierkoeffisienten<b>1Rfor sinussvingningen bestemmes som følger:

3) b1R= k.sin (2aR) mit k = . MR (aR=0). sin(ir x R/T)

ir

Her betyr trvirknings- og koplingsvarigheten for reguleringsmomentet MR med hensyn på svingesystemet. Fra dette uttrykk kan den optimale faseforskyvningsvinkel aR ved hvilken b1Rer maksimal, beregnes. Det viser seg i; forbindelse med uttrykket (2)at:

Denne optimale asimutforskyvningsvinkel gir den størst mulige . frekvenspåvirkning og dermed det største synkroniseringsområdet. Fortrinnsvis må det sørges for at sinusandelen t>1R for grunnsvingningskomponenten c1Ri reguleringsmomentet MR velges som følger:

hvor D er direksjonsmomentet, $ er amplituden og kvotienten er den relative, frekvensendring av det svingende system som følge av synkroniseringspåvirkningen. Ved et slikt valg av Fourier-koeffisienten t>1Rblir det med f fritt svingende system som sakker eller løper, for fort i. forhold til synkroniseringstilfellet, nøyaktig synkronisert ved dreiemomentet resp. reguleringsmomentet MR slik det

. fremgår av følgende betraktnigg:

Den ved indirekte synkronisering, fremtvungende frekvensendring har ved små verdier: - slik at frekvensendringen er lineær proporsjonal med Fourier-koeffisienten b-1R. For opprettholdelse av synkroniseringen ved en bestemt, frekvens, dvs. når det fritt svingende system vil sakke eller løpe for. fort i forhold til kvartstakten, må b^Rog dermed dreiemomentet reguleringsmomentet MR for den indirekte' synkronisering oppfylle følgende betingelse:

Derfor må altså Fourier-koeffisienten b^Ri samsvar med uttrykket for relativ frekvensendring og for tilbakevirkende moment D . $

for systemet være lineært proporsjonalt.

En anordning for utførelse av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen, omfattende en kvartsoscillator som er etterfulgt av en frekvensdeler for å avgi kvartsnøyaktige taktpulser og en av disse påvirket synkroniseringskrets resp. omformer, er ifølge oppfinneftsenkarakterisert vedet med kvartstaktoscillatoren og omformeren forbundet fasesammenligningstrinn ved hjelp av hvilket den elektromagnetiske omformer som er koplet med svingesystemet i samsvar med det relative faseforhold mellom taktpulsene og de i omformeren

induserte bevegelsespulser påvirkes synkroniserende.

Ved en forholdsvis enkel forholdsregel oppnås på denne måte en virkningsfull, gangnøyaktig.synkronisering i stort synkroniseringsområde. Her skjer enten en synkroniserende,.fase-avhengig, mer eller mindre sterk belastning i minst en av systemets halvsvinginger,.eller det anvendes en to-punktsynkonisering med fasesammenligning, hvor svingesystemet ved hjelp av andre organer, fortrinnsvis elektromagnetisk, aksellereres eller bremses. Fasesammenligningen skjer, fortrinnsvis ved hjelp av OG-portkretser.

Videre kan det- for spennings forskyvning istedetfor et batteri anvendes en med svingesystemet koplet dynamo hvis dynamospole også kan være kombinert med omformerspolen og eventuelt med en forskyvningsvinkel være forskjøvet i forhold til nullgjennomgangen. Denne forskyvningsvinkel må for optimalt resultat, velges innenfor grensene: 7) 0,26$ < ip opt < 0,71$

I'dette området er såvel de dempende som også de frekvensforstillende komponenter av grunnsvingningsandelen av reguleringsmomentet tilstrekkelig stort og minst lik halve maksimalverdien av de tilsvarende komponent ei?.

Noen utførelseseksempler på oppfinnelsen skal nedenfor beskrives nærmere under henvisning til tegningene. Fig. 1 viser et blokkskjema for en anordning for ut-førelse av indirekte synkronisering ifølge oppfinnelsen under an-vendelse av et batteri. Fig. 2 viser et blokkskjema for anordningen på fig. 1 hvor synkroniseringsenergien imidlertid utledes fra svingesystemets bevegelsesenergi. Fig. 3 viser et blokkskjema for en anordning ifølge oppfinnelsen for indirekte synkronisering kombinert med dynamo-

og omformerspole.

Fig. 4a og 4b viser grafiske fremstillinger for utledning av et optimalt område. Fig. 5 viser et koplingsskjema for en synkroniseringskopling med en fasesammenligningsinnretning. Fig. 6 viser en synkroniseringskopling med en annen ut-førelse av, fasesammenligningsinnretningen. Fig. 7 viser.synkroniseringskoplingen på fig. 6 hvor forsyningsspenningen også utledes. Fig. 8 viser et koplingsskjema- for en 2-punkt synkroniseringskopling med elektronisk fasesammenligning. Fig. 9 viser synkroniseringskoplingen på fig. 8 med modifisert synkroniseringskopling.

Ved anordningen på fig. 1 for indirekte synkronisering av uroen 4 med en i hullgjennomgangen festet permanentmagnet 5, anvendes en kvartsoscillator fli og en etterfølgende fiécvensdeler 2 hvis kvartsnøyaktige taktpulser tilføres en fasesammenligningsinnretning 13. En omformerspole 14 i en elektromekanisk omformer 14,15 er forskjøvet

i forhold til nullgjennomgangen med en forskyvningsvinkel ^ og hører h;jemrae i en reguleringsdynamo 14,15,16. I denne ligger omformerspolen 14 parallelt med en seriekopling av en ladekondensator 16 og en diode 15 som likeretter. Forbindelsespunktet mellom ladekondensatoren

16 og dioden 15 er. forbundet med utgangen, fra fasesammenligningsinnretningen 13. Det i omformerspolen 14 som følge av bevegelsen frembrakte vekselspenningssignal tilføres videre en andre inngang i fasesammenligningsinnretningen 13 som på sin side utfører en fase-

og frekvenssammenligning av dette signal med taktpulsene.

For spenningsforskyvning av oscillatoren 1,. frekvens-deleren 2 og fasesammenligningsinnretningen 13 tjener batteri 9

som er shuntet med en kondensator 8, og på kjent måte er anordningen forbundet med en analog eller digital tildsindikator 7.

Den indirekte synkronisering med elektronisk, fasesammenligning kan. f.eks. skje ved at reguleringsdynamoen 14,15,16 be-

lastes mer eller mindre av utgangen fra fasesammenligningsinnretningen 13 i løpet av hver periode pulsformet og svarende til fasens middelverdi, for at svingesystemet skal bremses mer eller mindre sterkt og dermed synkroniseres kvartsnøyaktig. Derved opptrer en retardasjon resp. aksellerasjon når reguleringsdynamoen belaster uroen i området med økende resp. minkende vinkelhastighet.

Anordningen på fig. 2 tilsvarer i store trekk anordningen på fig. 1 idet det bare for drivspenningsfrembringelse istedetfor batteriet 9 er anordnet en dynamo 10,11,12. Denne har i eller overfor nullgjennomgangen en permanentmagnet 10 på uroen 4 og en -fast-

stående dynamospole 11 som via en likeretterdiode 12 er forbundet med

en ekstra ladekondensator 8.

"Ved anordningen på fig. 3 er omf ormerspolen 14 i reguleringsdynamoen og dynamospolen 11 på fig. 2 kombinert til en spole 11. Denne spole er forskjøvet i forhold til nullgjennomgangen. for uroen 4 og i nullgjennomgangen for uroen 4 er anordnet bare en permanentmagnet 10. Hen-kombinerte dynamo- og omformerspole 11 ligger parallelt med to seriekoplinger som hver består av en

ladekondensator 8 resp. 30 og en diode 12 resp. 29. Diodene 29

og 12 har motsatt passeringsretning og forbindelsespunktet 32 mellom ladekondensatorene 8 og 30 er forbundet med utgangen fra den faseavhengige belastede fasesammenligningsinnretning 13 via en ledning 31. Den ende av spolen 11 som er, forbundet med dioden 12 er også. forbundet med fasesammenligningsinnretningen 13 for til-førsel av det bevegelsesbetingede vekselspenningssignal for ut-førelse av en fase- og frekvenssammenligning med taktpulsene.

På. fig. 3 tas driftslikespenningen fra begge lasekonden-satorene 8 og 30- som spenningsmessig er seriekoplet. Den gjennom fasesammenligningsinnretningen 13. fra reguleringsdynamoen ut-ledede belastningsstrøm flyter bare gjennom dioden 12, slik at likesom ved utførelsesformen på. fig. 1 og 2 skjer det en usymmetrisk dynamobelastning.

På fig. 4a og 4b er vist. forskjellige, funksjoner i av-hengighet av fas.eforskyvningen, hvorfra, for tilfellet på fig. 3 kan avleses den optimale, forskyvningsvinkel ifølge uttrykket (7). På fig. 4a er vist de med maksimalverdier normerte og dempende og frekvensforskyvende komponenter, som ikke må underskride en normert verdi på 0,5. Herav fremgår grenseverdier, for den optimale fase-forskyvnign, hvorav ved hjelp av uttrykket (2) de tilsvarende grenseverdier for optimal forskyvningsvinkel for utførelsesformen på fig. 3 fremgår.

Dette optimale området for forskyvningsvinkelen kan

på den annen side ifølge fig. 4b avleses på en kurve i samme måle-stokk som på fig. 4a som er avledet og normert for dét nevnte uttrykk. Herved oppnås grensene, for optimal forskyvningsvinkel ifølge uttrykket (7).

Pig. 5 viser en kopling for indirekte synkronisering av en gangregulator med uro. Det foreligger en svingningsamplitude på ca.l80° og aksellerasjonsspolen befinner seg diametralt i forhold til nullgj ennomgangen, dvs. ved <p =tt , slik at i hver halvsvingning for den med uroen mekanisk forbundne magnet induseres en spenningspuls i aksellerasjonsspolen.

En kvartstaktpulsUq blir via en motstand 33 tilført basisen på en derved ledende transistor 34. I serie- med transistoren 34 ligger en transistor 35 i form av en OG-portkrets. Aksellerasjonsspolen 36 forårsaker med en i denne indusert negativ puls via en motstand 37 at en transistor 38 blir ledende og over dennes kollektormotstand 39 som tilfører en positiv matespenning på

+ 1,5 volt frembringes en negativ spenningspuls som over en motstand 40 tilføres basisen i transistoren 35. Når i et bestemt tidsinter-vall samtidig denne spenningspuls og kvartstaktpulsen opptrer på transistorene 35 resp. 34, blir begge transistorer ledende og lader via en motstand 4l opp en ladekondensator 42. Når denne spenning når terskelverdien for en transistor 43 på ca. 0,6 volt, blir denne ledende via motstanden 44 og i den positive halvsvingning av den i aksellerasjonsspolen 36 induserte spenning blir spolen ele<g>isk mer eller mindre belastet og dermed blir gangen av uroen alt etter polingen av spSlen enten aksellerert eller retardert.

Gjennom en høyphfliig motstand 45 utlades ladekondensatoren 42 etterhvert når den fra fasesammenligningen i OG-portkretsene 34 og 35 avgitte midlere ladeenergi blir mindre. Med en bryter 46

i stillingen a kan det ved hjelp av en diode 47 og en seriekoplet motstand 4$ kan det simuleres en midlere belastning av aksellerasjonsspolen 36 i løpet av en positiv halvsvingning, slik at uret uten synkronisering kan justeres til en nominell frekvens.

I tilslutning til koplingen på. fig. 5 kan det anordnes enekekstra transistor ved hjelp av hvilken den negative halvsvingning av spenningen som induseres i aksellerasjonsspolen belastes når reguleringsspenningen på kondensatoren 42 synker under 0,6 volt og dermed sperrer transistorer for belastning av.den positive halvsvingning. En slik kopling kan aksellerere eller retar-dere urets gang og synkroniseringsområdet blir dobbelt så stort som på fig. 5. Da på fig. 5 den bare i den positive halvsvingning variabelt belastedsaksellerasjonsspole bare i den negative halvsvingning står til rådighet for frembringelse av fasesammenlignings-pulser,må det her anordnes en ekstra styrespole som f.eks. er an ordnet i nullgjennomgangen og virker som dynamospole som frem-bringer sammenligningspulsen.

På fig. 6 er vist en meget enkel kopling, for indirekte synkronisering. Her. forutsettes imidlertid at aksellerasjonsspolen 36 leverer en tilstrekkelig stor induksjonsspenning,. f.eks. minst 3 volt, fordi her skal terskelspenningen i to dioder i ringlikeretteren 58,59,60 og 6l overvinnes. Pasesammenligningen skjer ved OG-portkretsen som består av den av kvartstaktpulsen via motstanden 33 periodisk åpnede transistor 34 og ringlikeretteren. En av det relative faseforhold avhengig belastningsstrøm kan da bare flyte når samtidig transistoren 34 er ledende og en pulsspenning fra spolen 36 er større enn terskelspenningen for to dioder i ringlikeretteren pluss metningsspenningen for transistoren 34. For å holde terskelspenningen for hver diode lav anvendes, fortrinnsvis germaniumdioder. Alt etter polariteten av induksjonsspenningen vil uret bli aksellerert eller retardert, idet det sikres et symmetrisk virke-område, for synkroniseringen. Svingeamplituden kan stabiliseres ved hjelp av en transistor 62 hvis terskelspenning er innstillbar ved hjelp av en spenningsdeler 63,64,, fordi uavhengig av det innbyrdes faseforhold er en jevn belastning mulig ved de to polariteter av pulsspenningen.

Fig. 7 viser stort sett synkroniseringskoplingen på

fig. 6, men her anvendes ringlikeretteren via en skillediode 65

og en ladekondensator 66 til å utlede matespenningen, f.eks. på

1,5 volt for kvartselektronikken, slik at spolen 36 sammen med den svingende permanentmagnet likesom på fig. 3 samtidig virker som dynamo og batteriet kan sløyfes. For ikke utillatelig å belaste urmekanikken, er det nødvendig med en høy virkningsgrad for dynamoen.

Permanentmagneten må ha et meget høyt energiprodukt B.H. ITlclX og. f.eks. bestå av en samarium-kolbol-legering. På fig. 8 er vist en symmetrisk indirekte synkroniseringskopling som på

grunn av to atskilte OG-portkretser av hvilke bare en kan være inn-koplet av gangen, oppnås en overordentlig mangesidig anvendbar og særlig for den her beskrevne topunktsynkronisering med fasesammenligning egnet anordning. Her blir. frekvensen koplet om mellom to verdier av hvilke en må ligge over og den andre under kvartstaktfrekvensen. Ved fasesammenligning (indirekte synkronisering) blir automatisk tiden for hver av de to tilstander regulert i av-

hengighet av urets gangavvikelse på sådan måte at den midlere frekvens og dermed urets gang i synkronisert tilstand stemmer nøyaktig overens med kvartstaktfrekvensen.

Induksjonsspenningen i en méd midtuttak forsynt styrespole 67,68 blir i motfase tilført basisen i to transistorer 69

og 70, idet en diode 71 i samvirke med en motstand 72 tjener til felles forspenningsfrembringelse.

KvartstaktenUq tilføres for det første via en motstand 73 til basisen i en transistor 74 og for det andre via en motstand 75 til basisen i en transistor 76. Den første OG-portkrets som består av transistorene 69 og 74 styrer via en motstand 77 en transistor 78 mens den andre OG-portkrets som består av transistorene 70 og 76 via en motstand. 79 styrer en transistor 80. I serie med OG-portkretsene ligger motstander 8l og 82 som ved sperrede 0G-portkretser-tilveiebringer en pålitelig sperring av de tilhørende sluttransistorer 78 og 80 selv ved noe reststrøm.

Hvis uret går for langs ont fofskyves tidspunktet for kvarts - takten og induksjonsspenningen så lenge (innenfor en enkelt kvarts-taktperiode), inntil f.eks. den. første OG-portkrets som følge av en negativ puls. i spoledelen 67 blir ledende og gjør sluttransistoren 78 ledende. Dette aksellererer via en arbeidsspole 83 urets gang, f.eks. ved tilkopling av en ekstra fjær eller ved en permanentmagnet med egnet polaritet betinges nærmere eller ved en pulsartet aksellerasjon-av den svingende permanentmagnet. Ved et for hurtig-gående ur blir analogt via den åpnede andre OG-portkrets sluttransistoren 80 gjort ledende og denne forsinker via en arbeidsspole 84 urets gang.

Ved den valgte polaritet av styrepulsene i styrespolene 67*68 oppnås ved 2-punktdriften (aksellerasjon-retardasjon) den største koplingspause og dermed strømbesparelse. En ytterligere fordel ved denne 2-punktssynkronisering med fasesammenligning, består i stort synkrohiseringsområde og liten innvirkning på svingeamplituden. De. for omkopling gjennom arbeidsspolene 83,84 flytende strømpulser kan også anvendes for ommagnetisering av en f.eks. stillestående permanentmagnet som aksellererer eller retarderer den forbisvingende permanentmagnet alt etter polariteten i øyeblikket. Ommagnetiseringen må skje mens de to magneter har størst innbyrdes avstand.

Koplingen på fig. § har de samme fordeler som koplingen

på fig. 8, dvs. en entydig og hurtig automatisk erkjennelse av gangavvikelse og meget stort synkroniseringsområde.

I tillegg muliggjør her komplementære mottakt-slutt-transistorer 88 resp. 92 som styres av fasevendertrinn 85,86,87,

93 resp. 89,90,91,94 driften av en innstillingsmotor 95 (eller polariserte innstillingsmagneter) hvis omdreiningsretning entydig er avhengig av gangavvikelsen. Ved hjelp av ladekondensatorer 96

og 97 kan innkoplingsvarigheten av innstillingsmotoren 95 og dermed dens midlere dreiemoment forsinkes flere størrelsesordener. Med en slik synkroniseringsanordning kan særlig store urverk f.eks. tårn-

ur synkroniseres kvartsnøyaktig.

Den ved elektronisk, fasesammenligning utførte indirekte synkronisering av et ur som forøvrig arbeider rent mekanisk, ved hjelp av kvartsstyrte taktpulser muliggjør stor gangnøyaktig og et i forhold til direkte synkronisering vesentlig større synkroniseringsområde. Synkroniseringskoplingen kan enten drives med batteri eller av en med svingesystemets bevegelsesenergi matet dynamo. Videre kan omformerspolen i en reguleringsdynamo kombineres med en dynamospole, slik at behovet for spoler og permanentmagneter kan minskes.

Selv om oppfinnelsen er beskrevet for styring av ury er den naturlig-

vis også egnet for styring av mekaniske svingesystemer av enhver art. Den kan også styre omdreiningstallet for motorer eller lig-

nende roterende systemer ifølge oppfinnelsen.

Claims (28)

1. Fremgangsmåte til synkronisering av et svingesystem som drives av en mekanisk energilagringsinnretning, særlig et ur med gangregulator, som settes i svingninger og holdes vedlike ved hjelp av et pulsformet drivmoment, og som synkroniseres ved elektro-

mekanisk påvirkning ved deling av taktpulser som utledes, fra en kvartsoscillasjon, karakterisert ved at den synkroniserende påvirkning skjer over en elektromekanisk kopling eller elektromotorisk ved indirekte synkronisering ved at en fase-og frekvenssammenligning mellom taktpulsene og et vekselspenningssignal som er utledet fra svingesystemets bevegelse, f.eks. uroen i uret, med hensyn til fase og frekvens, og et ved sammenligningen utledet reguleringssignal anvendes for frembringelse av et dreiemoment (MR ) som virker regulerende på svingesystemet via den elektro-' magnetiske kopling.

2. Fremgangsmåte ifølge kravl, karakterisert ved at synkroniseringen skjer med en asimutforskyvningsvinkel (\Jj). for det pulsformede reguleringsmoment (MR ) i forhold til svingesystemets nullgjennomgang, idet den optimale forskyvningsvinkel for oppnåelse av størst mulig frekvenspåvirkning er: i> , = 0,71 • $ hvor $ er svingesysteméts amplitude.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at sinusandelen (t>£R) av grunnsvingningskomponentene (C1R ) av reguleringsmomentet (MR ) velges:

hvor D er retningsmomentet, $ er amplituden og kvotienten er det svingende systems relative resonansfrekvensendring som. følge av synkroniseringspåvirkningen.

4. Anordning for utførelse av en. fremgangsmåte ifølge et eller, flere av de foregående krav, omfattende en kvartstakt-oscillator som er etterfulgt av en frekvensdeler. for å avgi kvarts-nøyaktige taktpulser og en av disse påvirket synkroniseringskrets resp. omformer, karakterisert vedet med kvartstaktoscillatoren (]^ 2) og omformeren (14,36,67,68). forbundet fasesammenligningstrinn (13) ved &jelp av hvilket den elektromagnetiske omformer som er koplet med svingesystemet (4) i samsvar med det relative, faseforhold mellom taktpulsen og de i omformeren induserte bevegelsespulser påvirkes synkroniserende.

5. Anordning ifølge krav 4,. karakterisert ved at omformeren har en med fasesammenligningstrinnet (13) forbundet omformerspole (14,36,67,68) og en på det mekaniske svingesystem (4) festet permanentmagnet (5).

6. Anordning ifølge krav 5, karakterisert ved at permanentmagneten (5) er anordnet på omkretsen av uroen (4) og i et mulig påvirkningsområde av omformerspolen (14) som er forsynt med en spolekjerne og i radial retning i forhold til uroens sentrum.

7. Anordning ifølge et eller flere av de foregående krav, karakterisert ved at kvartstaktpulsoscillatoren (1,2) og/eller fasesammenligningstrinnet (13) som forbinder oscillatoren med omformeren (14) er forbundet med en spenningskilde (9,10,11) som ved hjelp av en kondensator (8) er sperret for lav-frekvente taktpulser.

8. Anordning ifølge krav 7, karakterisert ved at spenningskilden er et batteri (9).

9. Anordning ifølge krav 7, karakterisert ved at spenningskilden er en dynamo (10,11) ved hjelp av hvilken driftsspenningen utledes fra det mekaniske svingesystems (4) bevegelsesenergi.

10. Anordning ifølge krav 9~ , karakterisert ved at dynamoen (10,11) har en permanentmagnet (10) som er be-vegelig med svingesystemet, f.eks. anordnet på omkretsen av uroen (4), og i hvis påvirkningsområde er anordnet en fast dynamospole (11) med spolekjerne og en tilordnet likeretter (12).

11. Anordning ifølge et eller flere av de foregående krav, - karakterisert ved at et regulalngssignal som leveres av. fasesammenligningstrinnet (13) anvendes for styring av et etter-følgende reguleringsdynamo (14,15,16) som danner en variabel belastning for svingesystemet, og som inneholder den elektromekaniske omformers (14,15) omformer spole (14).

12. Anordning ifølge' krav 11, karakterisert ved at omf ormerspolen (14) har en forskyvningsvinkel i forhold til svingesystemets nullgjennomgang resp. permanentmagnet (5), f.eks. for uroen (4), som for oppnåelse av størst mulig frekvenspåvirkning er: <*> opt. <=> °> 71 *

13. Anordning ifølge krav 11 eller 12, karakterisert ved at reguleringsdynamoen (14,15,16) utøver et reguleringsmoment (MR ) på svingesystemet (4) med en grunnsvingningskomponent (C^R ), hvis sinusandel velges:

14.A • Anordning ifølge et eller flere av de foregående krav, karakterisert ved at omformerspolen (14) for dannelse og videreledning av bevegelses- resp. vekselspenningssignalet som utledes, fra svingesystemet (4), er forbundet med en andre inngang i fasesammenligningstrinnet. (13).

15. Anordning ifølge et eller flere av de. foregående krav, karakterisert ved at fasesammenligningstrinnet har en av kvartstaktpulsene og de induserte bevegelsespulser styrt OG-portkrets (34,35; 34,58-61).

16. Anordning ifølge krav 15, karakterisert ved at OG-portkretsen (34,35) i ledende tilstand lader opp en ladekondensator (42) med høyohmig shunt (45), hvis spenning tilføres styreinngangen i et strømbegrensningsledd (43) som er forbundet med omformerspolen (36).

17. Anordning ifølge krav 16, karakterisert ved at omformerspolen (36) belastes i den positive eller negative halvsvingning, og at fasesammenlignings- resp. bevegelsespulsen frembringes i den negative eller positive halvsvingning.

18. Anordning ifølge krav 16, karakterisert ved at omformerspolen (36) belastes i den positive og negative halvsvingning, og at fasesammenlinings- resp. bevegelsespulsen frembringes ved hjelp av en ekstra styrespole.

19. Anordning ifølge et eller flere av defoforegående krav, karakterisert ved at OG-portkretsen består av to i serie koplede transistorer (34,35).

20. Anordning ifølge et eller flere av de. foregående krav, karakterisert ved at OG-portkretsen består av en tran-s-istor (34) og en i serie med omf ormerspolen (36) liggende ringlikeretter med germaniumdioder (58,59,60,61).

21. Anordning ifølge krav 20, karakterisert ved en parallelt med transistoren (34) og ringlikeretteren (58, 59,60,61) liggende transistor (62§ med innstillbar terskelverdi for innstilling av svingeamplituden.

22. Anordning .ifølge krav 20 eller 21, karakterisert ved en matespenningsutvinningsinnretning (66) som utgjøres av den samtidig som dynamo virkende ringlikeretter (58,59, 60,61).

23. Anordning ifølge et eller flere av de foregående krav, karakterisert ved en symmetrisk, indirekte topunkts-• synkroniseringsinnretning med elektronisk fasesammenligning hvor det skjer en omkopling mellom to frekvenspunkter som ligger over og under kvartstaktfrekvensen.

24. Anordning ifølge krav 23, karakterisert ved en omformer- resp. styrespole (67,68) med midtuttak, og to med hver sin spolehalvdel og med kvartstaktpulsoscillatoren forbundede, fasesammenlignende OG-portkretser (69,74,70,76) som fasesammenligningsavhengig påvirker hver sin av to arbeidsspoler (83,84) eller en innstillingsmotor som aksellererer resp. bremser urgangen.

25. Anordning ifølge krav 24, karakterisert ved at OG-portrketsene består av transistorer (69,74,-70,76) og at innstillingsmotoren (93) via en fasevender er forbundet med styrte mottakfesluttransistorer (88,92).

26. Anordning ifølge et eller flere av de foregående krav, karakterisert ved at omformerspolene (5,14,36) og dynamoen (10,11,36)' er kombinert for frembringelse av driftsspenningen, og at det for begge funksjoner anvendes en permanentmagnet (10).

27. Anordning ifølge krav 26, karakterisert ved at to seriekoplinger av hver en ladekondensator (8,30) ogg en diode (12,29) er parallelkoplet, at de to dioder har motsatt passeringsretning, idet driftslikespenningen utledes fordobling av de to ladekondensatorer og forbindelsespunktet (32) for ladekondensatorene er ført til fasesammenligningstrinnets (13) utgang, og at dynamo- og omf ormerspolen (11) med forskyvnings vinkelen (ifO er forskjøvet i forhold til svingesystemets (4) nullgjennomgang.

28. Anordning ifølge krav 27, karakterisert ved at asimutforskyvningsvinkelen (ijj) for optimalt tilfelle velges : 0,26 $ < ^o pt< <0 ,71 $