NO301918B1 - Fremgangsmåte for rask frekvensstyring av en koherent radiomottager samt apparat for utförelse av fremgangsmåten - Google Patents

Description

TEKNISK OMRÅDE

Den foreliggende oppfinnelse omfatter en fremgangsmåte for rask frekvensstyring av en koherent radiomottager som via en kanal som er utsatt for interferens, mottar signalsekvenser som innbefatter i det minste en synkroniseringssekvens og i det minste en datasekvens, nærmere bestemt en av den art som fremgår av den innledende del av det ved-føyde patentkrav 1.

Oppfinnelsen vedrører også et apparat for utførelse av fremgangsmåten, av den art som fremgår av den innledende del av vedlagte patentkrav 5.

BAKGRUNNS TEKNIKK

I forbindelse med mange radiotransmisjonssystemer, f.eks. tids-delte såkalte TDMA-systemer, er det av viktighet at sender og mottager er godt synkronisert. Det er av største betydning at den lokale frekvensgenerator i mottageren blir låst meget nøyaktig i forhold til senderfrekvensen, spesielt i tilfellet av koherente transmisjonssystemer. Et arrangement for et apparat for et slikt radiotransmisjons-system er omtalt i artikkelen:Radio Test Performance of a Narrowband System" av Sjernvall, Hedberg og Ekemark, publisert i IEEE Vehicular Tech. Tampa, Florida, USA, Juni 1987.

Prekvensfeilen i en mottager hvor mottagerfrekvensen er innstilt i det minste på en grov måte, blir estimert i en frekvensfeil-kalkuleringsinnretning, og en styreprosessor genererer et korreksjonssignal for hver ny oversendt signalsekvens i henhold til størrelsen av den korreksjon som blir oppnådd under den foregående signalsekvens og i henhold til den estimerte frekvensfeil. Korreksjonssignalet blir sendt til en styrbar lokalisolator, i henhold til nevnte artikkel en såkalt frekvenssyntetiserer, som er konstruert for å generere miksesignaler hvis frekvenser blir korrigert avhengig av styreprosessorsignalet. Dette signal er digitalt, og i praksis blir det omformet til analog form i en digital/analog-omformer før det blir sendt til lokaloscillatoren. Følgelig vil antallet av trinn som oscillatorutfrekvensen skal justeres i, være avhengig av antallet av binære biter som omformeren er istand til å omforme. Når der benyttes en forholdsvis liten og enkel omformer, vil enten det maksimale frekvenssving fra lokaloscillatoren være lite, eller frekvenstrinnene vil være forholdsvis store.

Det overførte signal kan utsettes for interferens i systemer av nevnte art. Denne interferens eller forstyrrelse kan f.eks. ta form av et tilføyet støysignal, eller ta form av en multippel-baneutbredelse på grunn av repetert refleksjon av signalet mot bygninger, fjell etc. Dette er ofte tilfellet i forbindelse med mobilradioutsendelser, slik dette er omtalt i en artikkel publisert i det norske tekniske tidsskrift Telektronikk nr. 1, 1987 av Torleiv Maseng og Odd Trandem: "Adaptive digital phase modulation". Artikkel-en omtaler en koherent mottager som har innlemmet i seg en utjevner i form av en adaptiv Viterbi-analysator. Det utsendte signal omfatter periodisk gjenkommende signalsekvenser som innbefatter en synkroniseringssekvens og en datasekvens, slik dette er omtalt tidligere. Signalene blir frekvensmikset og omformet i en analog/digital-omformer på den tidligere omtalte måte, og lagret i et lager. Nevnte Viterbi-analysator blir tilpasset de aktuelle senderkarak-teristikker for kanalen ved hjelp av synkroniseringssekvensen, idet disse karakteristikker blir bestemt primært ved hjelp av nevnte multippel-baneutbredelse.Datasekvensen blir analysert i nevnte Viterbi-analysator for det formål å ekstrahere innholdet av det opprinnelig utsendte signal.

I en artikkel i IEEE/IEICE Global Communications Conference, Tokyo, November 15-18, 1987 av Franz Edbauer: "Coded 8-DPSK Modulation with Differentially Coherent Detection - An Efficient Modulation Scheme for Fading Channels" er det omtalt radiomottager utstyrt med en Viterbi-analysator. Denne analysator bidrar til styring av frekvensen av et mottatt signal. I henhold til denne artikkel blir Viterbi-analysatoren innstilt permanent, og kan ikke innrettes eller tilpasses for å håndtere variasjoner f.eks. i kanalbetingelser.

En mer detaljert beskrivelse av Viterbi-algoritmen som benyttes i Viterbi-analysatoren, er gitt av Richard E. Blahut: "Theory and practice of error control codes", kapittel 12, Addison-Wesley 1983.

REDEGJØRELSE FOR OPPFINNELSEN

Det er i den artikkel som er publisert i tidsskriftet Telektronikk, nevnt at under signalutsendelse vil det kunne finne sted et lite avvik i frekvensen, noe som blir manifi-sert i form av en suksessiv faseskift av mottagerbitene. Når denne faseskiftning er liten, er det ikke behov for noen kompensasjon. Når f aseskif tet når en gitt verdi, foreligger der imidlertid fare for at en beslutningsfeil kan finne sted i Viterbi-analysatoren når der utføres analyse av datasekvensen. Den foreliggende oppfinnelse er basert på det konsept å utnytte de tilstander som finner sted ved Viterbi-analysen, for å utføre en justering av fasen for det signal som skal benyttes for analysen i Viterbi-analysatoren. I denne forbindelse vil alle Viterbi-analysetilstander bli benyttet, og verdiene ekstrahert for hver tilstand blir sammenlignet med det signal som skal analyseres, for derved å oppnå den nevnte fasejustering. Oppfinnelsen omfatter de karakteriserende trekk som er definert i de vedføyde fremgangsmåtekrav 1-4, samt i det vedføyde anordningskrav 5.

KORT OMTALE AV TEGNINGSFIGURENE

En eksemplifisert utførelsesform for oppfinnelsen vil nå bli beskrevet under henvisning til de vedføyde tegnings-figurer 1 - 9. Figur 1 er et skjematisk blokkdiagram som anskueliggjør en kjent radiomottager. Figur 2 er et diagram som illustrerer signalsekvensene i et tidsdelt transmisjonssystem. Figur 3 illustrerer et komplekst nummerisk koordinatsystem med signalmodulasjon. Figur 4 er et diagram som illustrerer tidsforskjøvne bitsekvenser. Figur 5 er et skjematisk blokkdiagram over en kjent adaptiv Viteribi-utjevner. Figur 6 anskueliggjør et komplekst nummerisk koordinatsystem med signalpunkter. Figur 7 er et skjematisk blokkdiagram over Viterbi-utjevneren som har innlemmet i seg egenskapen for den oppfin-neriske frekvensstyring. Figur 8 anskueliggjør et nummerisk koordinatsystem med avstands- og vinkelavvik mellom signalpunkter. Figur 9 er et diagram som illustrerer et ytterligere signalsekvensformat.

BESKRIVELSE AV FORETRUKNE UTFØRELSESFORMER

Figur 1 illustrerer skjematisk en radiomottager som er innrettet til bruk sammen med et system som inkorporerer tidsdelt transmisjon av informasjon i digitalform. Et mottagersignal S blir mikset ned på kjent måte i et mottagertrinn 1 som innbefatter et lavfrekvens- og mellomfre-kvenstrinn. Mottagertrinnet 1 mottar et høyfrekvens- og et mellomfrekvenssignal fra en lokal oscillator 2, f.eks. en frekvenssyntetisator. Det blandede signal, basisbåndsignalet, blir omformet i en analog/digital-omformer og lagret i et lager i en buffer 3. Fra bufferen blir et signal sendt til en blokk 4 som innbefatter en utjevner og organer for beregning av frekvensfeil. Dette frekvensfeil-beregningsor-gan kan omfatte en beregningsenhet hvor frekvensfeilen beregnes på basis av de suksessivt endrede fase-posisjoner for det mottatte signal i relasjon til forventet eller antisipert fase-posisjoner for nevnte signal. Data som relaterer seg til frekvensfeilen, blir overtført til en styreprosessor 5, som beregner et styresignal for korriger-ing av lokaloscillatorfrekvensen. Dette styresignal er digitalt, og blir omformet i A/D-omformer 6, før det blir sendt til lokaloscillatporen 2. Det blandede signal som er generert i oscillatoren, blir endret i små inkrementer, på grunn av det forhold at D/A-omformeren 2 omformer bare et begrenset antall av biter. Dette resulterer i en overflødig frekvensfeil, som kan forårsake feil i det overførte signal. Slike frekvensfeil kan også finne sted i mottagere hvori frekvensen blir styrt mer nøyaktig.

Blokken 4 produserer et utgangssignal S1 som svarer til det mottatte signal S. Signalet S1 blir sendt til en blokk 7 som innbefatter en kanaldekoder og en taledekoder, samt organer for omforming av det dekodete signal S1 til et analogt talesignal. Talesignalet blir sendt til en høyt-taler 8. Radiomottagere av den art som kort er omtalt ovenfor, kan være innlemmet i et system som innbefatter tidsdelt signaltransmisjon. Systemet omfatter tidsdelings-kanaler som i antall utgjør N, slik dette fremgår av figur 2. Hver bruker er tillagt en gitt spalte n under hvilken en signalfrekvens blir overført. Hver signalsekvens innbefatter en synkroniseringssekvens SO og datasekvens DO som inneholder den infomasjon som skal føres videre. Signalene i signalsekvensene som er relevante i tilfellet av den foreliggende oppfinnelse, er koherente, og et eksempel på et slik koherent signal er illustrert på figur 3. Dette signal er representert ved vektoren VO i et komplekst nummerisk koordinatsystem med den reelle akse betegnet som I, og den komplekse akse betegnet som Q. En overført "1" svarer til fase-rotasjon gjennom en fjerdedel av en omdreining i en positiv henseende, mens en overført "0" svarer til en fase-rotasjon gjennom en fjerdedel av en omdreining i negativ henseende mellom punktene A, B, C og D. VektorenVO kan uttrykkes på vanlig måte, ved hjelp av sin reelle og imaginære del, eller ved hjelp av koordinater hva angår vektorens lengde, og vinkelen i forhold til positive I-akse.

Hver utsendt "1" og "0" tar opp et gitt tidsintervall i signalsekvensen, den såkalte bittid. Figur 4 illustrerer skjematisk et signalskjema hvor T betegner tid, og t0 betegner bittid. Som nevnt tidligere, kan det utsendte signal nå mottageren via en direkte bane mellom senderen og mottageren og via en eller flere ruter eller baner langs hvilke signalet blir reflektert fra fjell, bygninger, etc. De reflekterte signaler vandrer en lenger vei enn det direkte signal, noe som resulterer i tidsforskyvning t1 mellom direkte og reflekterte signaler. Tidsforskyvningen t1 kan strekke seg over flere bittider, og bevirke inter-symbol interferense hos det mottatte signal S. Jo kortere bittid, jo flere bittider vil bli rommet i tidsforskyvningen, og jo mer alvorlig vil den intersymbolske interferens være.

Slik det er nevnt tidligere, vil mottageren ifølge utførel-sesformen på figur 1 innbefatte en utjevner. Det innkommende blandede og digitaliserte signal blir behandlet i utjevneren for derved å kunne muliggjøre ekstrahering av innholdet i det opprinnelig transmitterte signal. I tilfellet av en mottager ifølge oppfinnelsen konstruert i henhold til figur 5, vil utjevneren på en i og for seg kjent måte omfatte en adaptiv Viterbi-analysator 10 som i henhold til oppfinnelsen blir brukt til å styre frekvensen av det signal som kommer inn i Viterbi-analysatoren. Bruken av en Viterbi-analysator som en adaptiv utjevner, er omtalt i den ovenfor omtalte artikkel som ble publisert i tidsskriftet Telektronikk, og vil summarisk bli omtalt i det følgende i forbindelse med figur 5. Viterbi-analysatoren er forbundet med bufferen 3 vist på figur 1. Bufferen er også forbundet med en korrelatorkrets 12 som på.sin side er forbundet med en filterkrets 13. Utgangen fra filterkretsen er forbundet med Viterbi-analysatoren. Viterbi-analysatoren er forsynt med et ønsket antall av tilstander M = 2m, hvor m = 2.3...

Viterbi-analysatoren er innrettet til de kanalbetingelser som er aktuelle under en signalsekvens. Som vist på figur 2, vil den mottatte signalsekvens innbefatte synkroniseringssekvensen SO, som blir mottatt av korrelatoren 12 fra bufferen 3. Den kjente synkroniseringssekvens blir lagret i korrelatoren, og korrelatoren sammenligner bit-mønsteret av den kjente synkroniseringssekvens med bølge-formen for den mottatte synkroniseringssekvens. Korrelatoren sender et signal F til filterkretsen 13, i hvilket der er bygget opp et filter for å svare til transmisjonsegen-skapene for kanalen under varigheten av den mottatte signalsekvens, såkalt kanalestimering. Viterbi-analysatoren 10 mottar datasekvensen DO fra bufferen 3, og ved hjelp av signalet G fra filterkretsen 13 skaffes der mulighet til å bestemme innholdet i datasekvensen DO ved utførelse av et stort antall av tradisjonelle Viterbi-beregninger. Dersom man f. eks. antar at et av signalpunkt ene i DO som blir mottatt av Viterbi-analysatoren 10, ligger i et punkt E1, fremgår dette av figur 6. Posisjonen for dette punkt beror blant annet på hvordan graden av nøyaktighet er med hensyn til synkronisering av sender og mottager. Etter en full analyse i Viterbi-analysatoren 10, blir det bestemt en endelig bitsekvens som overføres sammen med signalet S1 for omforming til et talesignal i henhold til figur 1.

Slik det er omtalt ovenfor, kan de mottatte biter bli underkastet en suksessiv faseforskyvning, som ved uheldige omstendigheter kan være så store at de gjør det høyst sannsynlig umulig at bitene kan refereres til noen av punktene A, B, C eller D på figur 3. Dette problem blir løst i henhold til den foreliggende oppfinnelse ved utnyt-telse av tilstandene og overgangene i Viterbi-analysatoren 10 for styring av frekvensen for den mottatte signalsekvens. Denne frekvensstyring blir utført for hver tilstand, og svarer til en suksessiv forskyvning i fase-posis jonen for de mottatte signalpunkter. Det skal forstås at den ovenfor omtalte utførelsesform er signalpunktene blitt fremstilt i et komplekst nummerisk koordinatsystem med koordinater IQ. Dette er anskueliggjort på figur 5 ved dobbelte signalbaner, en for hver koordinat. Signalpunktene, f. eks. signalpunkt et E på figur 6, kan også bli representert ved radius R og en vinkel <p.

I henhold til en utførelsesform for oppfinnelsen, slik dette vil bli beskrevet i det følgende under henvisning til figurene 7 og 8, kan den ovenfor omtalte adaptive Viterbi-analysator bli benyttet for rask frekvensstyre-formål. Figur 7 illustrerer Viterbi-analysatoren 10 med korrela-sjonskretsen og filterkretsen 13. Viterbi-analysatoren er innrettet ved hjelp av synkroniseringssekvensen på den måte som er omtalt ovenfor under henvisning til figur 5. Slik det tidligere er nevnt, vilViterbi-analysatoren funksjon-ere med individuelle tilstander som utgjøres av M = 2m, m = 2,3 ..., med hensyn til antall, og i henhold til eksem-plet er m = 2, samtidig som det innkommende signal blir grenet ut med en gren 19 for hver tilstand. Det innkommende signalpunkt er betegnet ET, hvor indeksen T signifiserer at signalpunktet refererer seg til tidspunktet T. Signal-behandlingsprosedyren vil bli beskrevet ene og alene med hensyn til den første tilstand, og signalbaner for de gjenværende tilstander er indikert med brutte linjer på figur 7. Signalpunktet ET som også er vist på figur 8, påtrykkes en fåseskifter 20. I tilfellet av den første tilstand har faseskifteren 20 skiftet ET til et punkt ET y, idet indeksnummeret refererer seg til tilstandsnummeret. ET y blir skiftet gjennom en vinkel VTj1som er den korreksjon som er forhåndsbestemt for den første tilstand ved tidspunktet T. Signalpunktet ETj blir sendt til en sammenligningskrets 21 som også mottar en forhåndsbestemt signal-punktverdi Ui<K>fra filterkretsen 13. Indeksnummeret 1 for reféransen U^ K refererer seg til den første tilstand, mens bokstaven K refererer seg til den relevante transmisjon mellom tilstandene, og kan i tilfellet av den viste ut-førelsesform anta den ene av de to verdier K=0 og K=1 . SignalpunkteneUi° og U-|<1>er også anskueliggjort på figur 8, og har vinkelavvik i relasjon til ET y betegnet henholdsvis A<<p>T1° ogA<pT<y>^. Avstandene mellom signalpunktene ETf1og 1^° og Ui<1>er betegnet henholdsvis ASTj° og AST 11. Sammenligningskretsen 21 virker for å sammenligne posisjonene for signalpunktene ET y og henholdsvis Hy° og Ui<1>og beregner de angitte vinkelavvik A<pT .jK og avstandene AST yK.<S>ammenlig-ningskretsen 21 sender signalet A<pT iK til en styresløyfe-filterkrets 22 og signalet AST1<K>til den første tilstand i Viterbi-analysatoren 10. Viterbi-analysatoren velger den beste bane i banelageret for analysatoren, for derved å kunne bestemme hvilke av overgangene K=0 eller K=1 som utgjør den beste overgang i dette tilfelle. Den verdi som man på denne måte oppnår, betegnetK<1>, blir benyttet til å bestemme hvilke av de indre variable verdier av styre-sløyfefilterkretsene 22 som blir selektert for å overleve som den interne status for styrekretsen som har tilknytning til tilstand nr. 1 . Ved det foreliggende eksempel og i henhold til Viterbi-tilstandsovergangs-prinsippet, vil de styrekretsvariable for enten tilstand 1 eller M/2+1 ville bli de nye styrevariable for tilstand 1, ifølge hvilketK<1>=0 eller 1 . En tilsvarende beregning i Viterbi-"trellis" bestemmer hvorvidtViterbi-tilstandsinnholdet, innbefattende styresløyfefilterkretsens 22 innhold, relatert til tilstand 1 eller M/2+1 vil overleve for å bli det nye innhold for tilstand 2. På lignende måte vil Viterbi-tilstandsovergangs-prinsippet ved dette binære eksempel bestemme hvilke av innholdet i tilstand i eller tilstand (M/2+i) vil overleve for å bli det nye innhold for tilstand 2i-1 og 2i.

I forbindelse med en mer generell Viterbi-algoritme som muligens kan være uttenkt for ikke-binære sinaler eller omfatter mer enn to forhåndsbestemte tilstander som vil kjempe om å overleve som en påfølgende tilstand, vil verdien av styresløyfefilterkretsen 22 for denne forhåndsbestemte tilstand som overlever, bli styrekretsverdien for den påfølgende tilstand.

Styresløyfefilterkretsens verdien kan f.eks. omfatte et integral I-t#k me<^ fortidige vinkelavvik A<pT^som er konstruert til å filtrere ut raskt varierende fluktuasjoner på grunn av støy, såvel som A<pT -j for den overlevende overgang K<1>, og et estimat FT y for f rekvensf eilen, (tidsderivatet for fasen) som kan bli oppdatert under bruk av en oversikt over A<pTj1 verdien i henhold til kjent servostyreteori. På denne måte kan der fremskaffes et fasekorrigeringssignal V som svarer til signalet VT -), som suksessivt får sin fase forskjøvet med hensyn til innkommende signalpunkter for den første tilstand. Når ITfK, A<pT y oo FT ^ blir benyttet for å forutsi den neste faseverdi ved tidspunktet T+AT for til-standen 1, kan der f.eks. fremskaffes en såkalt PID-styre-enhet (proporsjonal integral derivat). Det skal forstås at parametrene for styrealgoritmen i styresløyfefilterkretsen 22 kan programmeres og til og med velges avhengig av de observerte mottatte signalkarakteristikker.

Slik det er omtalt ovenfor, blir det innkommende signalpunkt ET grenet opp for å fremskaffe en gren for hver tilstand. Hver gren blir faseskiftet i og for seg i faseskifteren 20 med et fasekorrelas.jonssignal som blir beregnet for hver tilstand i og for seg på den måte som er omtalt ovenfor med hensyn til den første tilstand. Avstandsforskjellene som ofte refereres som "metrics", blir også beregnet for hver tilstand for seg, i henhold til det ovenfor omtalte. Avstandsforskjellene blir behandlet i Viterbi-analysatoren 10 på en kjent måte, og analysen resulterer i en sekvens av biter som blir omformet, f.eks. til et talesignal på den måte som er beskrevet ovenfor med hensyn til figur 1.

Oppfinnelsen i henhold til den beskrevne eksemplifiserende utførelsesform kan anvendes i forbindelse med et signal-transmisjonssystem i alle tilfeller hvor en Viterbi-analysator kan benyttes. Eksempler på modulasjonsformer som kan benyttes er QAM-modulasjon, kvadraturamplitude-modulasjon og GMSK-modulasjon, Gaussisk minimum forskyvningsnøkling.

GMSK-modulasjonen har en form som er beskrevet mer detaljert i Conference Proceedings Digital Cellular Radio conference, oktober 12-14, 1988, Hagen, Westfalien, FRG, i en artikkel av Ulrich Langewellpott: "Modulation, Coding and Performance".

Ovenfor er der beskrevet et arrangement for styring av fasen for et signal som ankommer ved en Viterbi-analysator. Oppfinnelsen vedrører også en frekvensstyreteknikk som kan anvendes ved hjelp av det foran omtalte arrangement. En foretrukken fremgangsmåte innbefatter følgende kjente trinn: Den mottatte signalsekvens S blir mikset ned med en kjent frekvens til et basisbåndsignal. Dette signal omformes i en analog/digital-omformer for dannelse av signalpunkter (I, Q), som deretter blir lagret. Det mottatte signal blir utsatt for interferens under signaltransmisjonsprosedyren, f.eks. på grunn av multippelbanefremadskridelse, og data-hastigheten er forholdsvis høy, noe som innebærer at intersymbolinterferens kan finne sted. Følgelig vil det mottatte signal bli utjevnet, noe som i tilfelle av fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen blir effektuert ved hjelp av en kjent Viterbin-algoritme. Denne algoritme blir innrettet i forhold til aktuelle kanalbetingelser på en kjent måte, ved hjelp av synkroniseringssekvensen SO. Den overførte datasekvens DO blir analysert i Viterbi-analysatoren ved hjelp av et forholdsvis stort antall av beregningstrinn, for således å kunne trekke ut bitsekvensen fra datasekvensen. Fremgangsmåten ifølge oppfinnelsen omfatter de følgende ytterligere .trinn: Det innkommende signalpunkt ET blir grenet ut i like signalpunkter, hvis antall er lik antallet av tilstander i den selekterte Viterbi-algoritme. For den første tilstand blir fasen for signalpunktene skiftet gjennom vinkelen VT -), som er den fasekorreksjon som er beregnet for den første tilstand ved T. Faseforskyvningen blir endret på følgende måte. Det faseskiftede signalpunkt ET y blir sammenlignet med signalpunktene U^. Disse signalpunkter blir fremskaffet fra synkroniseringssekvensen SO for den foreliggende signalsekvens på en kjent måte, når Viterbi-lagoritmen tilpasses kanalen. Ved utførelse av sammenligningen blir vinkelavvikene A<pTjK og avstandene ASTj<K>i det komplekse nummeriske koordinatsystem IQ beregnet for hver av overgangene i Viterbi-algoritmen. Den beste overgang av de to overgangene K=0 eller K=1 blir bestemt i hvert tilfelle ved hjelp av Viterbi-analysen på en kjent måte, ved hjelp av avstandene ASTj<K.>En av de beregnede vinkelavvik A<pTj<K1>blir selektert sammen med de indre verdier av en av styre-sløyfefilterkretsene i henhold til den selekterte verdi av K. Den selekterte verdi av A<pTj<K1>blir benyttet til å oppdatere de selekterte styrekretseverdier i henhold til kjent styreteori, og de oppdaterte verdier blir styre-kretsverdiene for den nye etterfølgende tilstand. På denne måten fremskaffes der fasekorreksjonssignalet V som er den nye verdi VTf1for den første tilstand. Tilsvarende blir vinkelskiftsignalet beregnet for de gjenværende tilstander, gjennom hvilke de gjenværende avgrenede signalpunkter ET blir faseskitet før analyse i henhold til Viterbi-algoritmen. Fasekorrigeringen for følgende innkommende signalpunkter blir suksessivt beregnet på en lignende måte.

Et format for den overførte signalsekvens, innbefattende en synkroniseringssekvens SO og en etterfølgende datasekvens DO er omtalt under henvisning til figur 2. Figur 9 illustrerer et alternativt signalsekvensformat, hvor synkroniseringssekvensen SO er plassert i sentrum av signalsekvensen og på hver side omgitt av datasekvensene D1 og D2. En mottager i henhold til oppfinnelsen kan konstrueres slik at frekvensen for mottageren vil bli styrt på følgende måte, når der utføres demodulasjon av sistnevnte signalsekvens.

Slik det er omtalt ovenfor, er Viterbi-analysatoren innrettet ved hjelp av synkroniseringssekvensen SO. Demodulasjon av D1 begynner ved punktet D11 og blir avsluttet ved D12. Demodulasjon av D2 vil deretter fortsette, idet man starter ved et punkt D21 og avslutter ved et punkt D22, eller vice versa. Vinkler som svarer til A<pT iK for datasekvensen D1 blir i den forbindelse beregnet suksessivt, og vinklene blir filtrert og integrert på den foranstående beskrevne måte. Tilsvarende beregninger for datasekvensen D2 blir utført deretter, idet de endelige verdier av styresløyfe-filterkretsen 22 for den beste tilstand som overlever fra D1, kan benyttes til å avlede startverdier for styrekrets-ene for demodulasjon av D2. Det skal forstås at når de utsendte signalsekvenser har det format som anskueliggjort på figur 9, er det nødvendig å lagre det mottatte signal i et lager, fortrinnsvis etter en A/D-omforming. Man trenger ingen lagring i tilfellet av et. signalformat av den type

som er vist på figur 2.

I tilfellet av de ovenfor omtalte utførelsesformer har den overførte signalsekvens SO, DO blitt binærmodulert på en måte som er omtalt under henvisning til figur 3. Viterbi-analysatoren 10 som blir benyttet for demodulasjon av signalsekvensen, har to mulige overganger mellom de to tilstander, svarende til de to nivåer i den binære kode. Det er også mulig å anvende oppfinnelsen i de tilfeller da den overførte signalsekvens har en flerhet av modulasjonsnivåer, noe som ofte er tilfelle når signalet blir modulert i henhold til det tidligere omtalte QAM-modulasjonsprin-sipp. Viterbi-analysatoren som blir benyttet i dette tilfelle for demodulasjon og for å utføre frekvensstyringen i henhold til oppfinnelsen, har en flerhet av mulige overganger mellom tilstandene. Mer spesielt er antallet av overganger lik antallet av modulasjonsnivåer for den selekterte modulas jons form. Antallet av signalpunkter U-|K i det adapterte signal fra f ilterkretsen vil også øke. I forbindelse med det beskrevne eksempel referert til figurene 7 og 8, er signalpunktenes antall to, K=0 og K=1 . I tilfellet av en mer generell modulasjonsform er antallet av signalpunkter lik antallet av modulasjonsnivået, og antallet av vinkelavvik A<pT>1<K>og avstandene AST1<K>er også lik antallet av modulasjonsnivåer.

En fremgangsmåte og et arrangement hvor signalpunktet ET ble grenet opp med en gren 19 for hver tilstand er omtalt tidligere under henvisning til figur 7. Alle grensignalpunkter blir behandlet simultant i innbyrdes parallelle grener, og hver gren innbefatter en faseskifter 20, sammenligningskretsen 21 og styresløyfefilterkretsen 22. Imidlertid er det i henhold til den foreliggende oppfinnelse mulig å behandle grensignalpunktene ET for de individuelle tilstander sekvensielt ved tidspunktet T, istedet for å benytte den tidligere omtalte parallelle signalbehandlings-prosedyre. I dette alternative tilfelle blir signalpunktene ET lagret i et lager, og de nevnte grensignalpunkter blir matet ut sekvensielt. Grensignalpunktet for hver tilstand blir behandlet på den måte som er beskrevet med referanse til figur 7 for den første tilstand. Fasekorreksjonssignalene V for de individuelle tilstander blir lagret i lagre, og blir utnyttet på den beskrevne måte for suksessiv forskyvning av de senere innkommende signalpunkter.

Det skal gjøres oppmerksom på at oppfinnelsen like godt kan implementeres ved å utnytte eller anvende det fasekorriger-te signal V for hver tilstand med hensyn til adapterings-signalene U±<K>som et alternativ til å anvende de innkommende signalpunkter ETi.

Claims (5)

1 . Fremgangsmåte for rask frekvensstyring av en koherent radiomottager som via en kanal, som er utsatt for interferens, mottar signalsekvenser som innbefatter i det minste en synkroniseringssekvens og i det minste en datasekvens, idet fremgangsmåten omfatter følgende signalbehandlingstrinn: - å konvertere en mottatt signalsekvens til et basisbåndsignal, A/D konvertering av basisbåndsignalet i analyse-orienterte signalpunkter i et analyseplan,

å adaptere en Viterbi-algoritme med et ønsket antall av tilstander til den foreliggende interferens i kanalen ved hjelp av adapteringssignaler fremskaffet fra synkroniseringssekvensen, idet antallet av nevnte adapteringssignaler er lik antallet av tilstander i Viterbi-algoritmen, og - å Viterbi-analysere sekvensen av de analyse-orienterte signalpunkter gjennom et relativt stort antall beregningsetapper for således endelig å bestemme databitsekvensen,karakterisert vedat fremgangsmåten omfatter de følgende ytterligere signalbehandlingstrinn: - å splitte ved tidspunktet (T) et av de analyseorienterte signalpunkter (ET) til grensignalpunkter (ET), hvis antall er lik antallet av tilstander hos Viterbi-algoritmen,

å faseforskyve grensignalpunktet (ET) for de respektive tilstander med en vinkel (VT -|) som har tilknytning til den respektive tilstand, for således å fremskaffe et korrigert signalpunkt (ET? 1),

å sammenligne det korrigerte signalpunkt (ETf1) for de respektive tilstander med adapteringssignalet (U^) for den tilhørende tilstand som har signalpunkter (U-|°,U^<1>) hvis antall er lik antallet av mulige tilstandsoverganger hos Viterbi-algoritmen, - å beregne for hver tilstand vinkelavvik Aq>T mellom det korrigerte signalpunkt (ET y) og signalpunktene (U^), U-|<1>) for adapteringssignalet, - å beregne i henhold tilViterbi-algoritmen hver tilstand relatert til avstandene (ST,iKK

å selektere for hver tilstand en av overgangene (K<1>) på basis av disse beregninger,

å beregne separat for hver tilstand et vinkelavvik (A<pTj<K1>) for den selekterte overgang (K<1>) mellom signal-punket (ETog adapteringssignalet (U-|K),

å underkaste vinkelavviket Aq>Tf-|<K1>) for en styresløyfe-filteralgoritme (22) for å beregne et fasekorreksjonssignal (V) for hver tilstand, og - å bruke de således beregnede fasekorreksjonssignaler (V) separat for hver tilstand for å faseskifte enten det neste innkommende grensignalpunkt (ET) i datasekvensen (DO) eller adapteringssignalet (U.|K).

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1,karakterisert vedat for hver tilstand av Viterbi-algoritmen blir det reinitialisert interne tilstander av en styresløyfefilteralgoritme (22), idet det benyttes foregående interne tilstander av styresløyfefil-teralgoritmen (22) indikert ved selektert overgang (K<1>), samtidig som styresløyfefilteralgoritmen innbefatter lavpassfiltrering, integrering eller differensiering for å fremskaffe en ønsket signalfasefølgende oppførsel.

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 eller 3,karakterisert vedå utnytte de endelige verdier av fasekorreksjonssignalene (V) og de interne tilstander av styresløyfefilteralgoritmen (22) ved slutten av behandlingen av en av signalsekvensene (SO,DO) for å bestemme passende initialtilstander av både fasekorreksjonssignaler (V) og kontrollsløyfefilteralgoritmen ved starten av behandlingen av neste signalsekvens.

4. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, 2 eller 3 hvor signalfrekvensen foreligger i tidssekvens, av en datasekvens, en synkroniseringssekvens og en ytterligere datase

kvens, idet minst den første datasekvens blir lagret før Viterbi-analysen,

karakterisert vedbruken av de endelige tilstander av fasekorreksjonssignalene (V) og styresløyfe-filteralgoritmen etter behandling av den første datasekvens for å bestemme passende initialtilstander av fasekorreksjonssignalene (V) og styresløyfefilteralgoritmen for startbehandling av den annen datasekvens.

5. Anordning for utførelse av fremgangsmåten ifølge krav 1, innbefattende en koherent radiomottager som via en kanal som er utsatt for interferens, mottar signalsekvenser som innbefatter i det minste en synkroniseringssekvens og i det minste en datasekvens omfattende: et mottagertrinn for signalmottagelse og omforming av en mottatt signalsekvens til et basisbåndsignal, en analog/digital-omformer som er forbundet med mottagertrinnet og som kan betjenes for å omforme basisbåndsignalet til analyseorienterte signalpunkter, en adaptiv Viterbi-analysator som er forbundet med analog/digital-omformeren og til adapteringskretser, korrelatorkrets (12) og filterkrets (13), samtidig som Viterbi-analysatoren har et ønsket antall av tilstander og er innrettet til den interferens som forekommer i kanalen ved hjelp av adapteringssignaler, idet antallet av disse er lik antallet av tilstander, og som blir avledet fra synkroniseringssekvensen ved hjelp av adapteringskretsene, samtidig som den tilpassede Viterbi-analysator behandler de analyseorienterte signalpunkter i datasekvensen i et forholdsvis stort antall av beregningsetapper, for derved endelig å bestemme bitsekvensen for datasekvensen, kara kterisert ved at anordningen ytterligere omfatter: - en signaldelende krets (19) som på et tidspunkt (T) blir virksom for å dele et av de analyseorienterte signalpunkter (ET) i grensignalpunkter, hvis antall er lik antallet av tilstander (M) hos Viterbi-analysatoren (10), faseforskyver (20) som er forbundet med signaldele-kretsen (19) og som er innrettet til å faseforskyve grensignalpunktet for den respektive tilstand gjennom en vinkelverdi (VTf1 ) som tilhører nevnte tilstand, for derved å danne et korrigert signalpunkt (ET -j), sammenligningskretser (21) som hver er forbundet med en respektiv faseforskyver (20) og med adapteringskretsene (13), idet sammenligningskretsene (21) er innrettet til å sammenligne det korrigerte signalpunkt ((ET -|) for hver tilstand med adapteringssignalet ((U-|<K>) for den tilstand som har signalpunktene (U^, U-|1) hvis antall korresponderer med mulige tilstandsoverganger (K=0, K=1 ) i Viterbi-analysatoren (10), samtidig som sammenligningskretsen (21) for en respektiv tilstand mellom det korrigerte signalpunkt (Et1) og signalpunktene (U-|°, U-|<1>) for adapteringssignal-beregnede avstander (AST -|K) og vinkelavvik (A<pTr1<K>) for overføring av avstandene (ASTj<K>) til den respektive tilstand i Viterbi-analysatoren (10), og - styrekretser (22) som hver er forbundet med en respektiv sammenligningskrets (21) og med en tilsvarende tilstand i Viterbi-analysatoren, samtidig som Viterbi-analysatoren (10) i henhold til sin algoritme for hver tilstand (M) utfører beregninger på avstanden (AST;1<K>) og på basis av disse kalkuleringer sender den selekterte overgang (K<1>) til den respektive styresløyfefilterkrets (22) som oppnår vinkelavvikene (A<pT^<K>) fra sin respektive sammenligningskrets (21) og behandler vinkelavviket (A<<p>Tj° eller A<pTj1) svarende til den selekterte overgang (K<1>), idet denne signalbehandling utgjøres av en styresløyfefilteralgoritme i henhold til kjent styreteori som kan innbefatte integra-sjon, differensiering eller andre former for filtrering, for derved separat å kunne beregne for hver tilstand et estimat av fasekorreksjonssignalet (V).