DE69007505T2 - Verfahren zur schnellen Einstellung der Frequenz eines kohärenten Radioempfängers und Gerät zur Durchführung des Verfahrens. - Google Patents

Description

TECHNISCHES ANWENDUNGSGEBIET
• Die vorliegende Erfindung umfaßt ein Verfahren zum schnellen Steuern der Frequenz eines kohärenten Funkempfängers, der über einen Kanal, der der Interferenz ausgesetzt ist, Signal folgen empfängt, die mindestens eine Synchronisierungsfolge und mindestens eine Datenfolge enthalten, wobei das Verfahren folgende Signalverarbeitungsschritte aufweist:
• - Umwandeln einer empfangenen Signalfolge in ein Basisbandsignal,
• - A/D-Umsetzen des Basisbandsignals auf Punkte in einer beabsichtigten Analyseebene;
• - Anpassen eines Viterbi-Algorithmus, der eine gewünschte Anzahl von Zuständen zur vorherrschenden Interferenz des Kanals aufweist, mit Hilfe von Anpassungssignalen, die aus der Synchronisierungsfolge gewonnen werden, wobei die Anzahl der Anpassungssignale der Anzahl der Zustände im Viterbi-Algoritbmus entspricht; und
• - Viterbi-Analyse der Folge der Punkte in der Signalanalyseeben, derart, daß im Analyseergebnis die Datenbitfolge bestimmt wird;
• sowie ein Gerät zur Durchführung des Verfahrens.
STAND DER TECHNIK
• Bei vielen Funkübertragungssystemen, beispielsweise bei sogenannten zeitgeteilten TDMA-Systemen, ist es wichtig, daß Sender und Empfänger genau synchronisiert sind. Es ist weiter sehr wichtig, daß der Ortsfrequenzgenerator des Empfängers sehr genau auf die Sendefrequenz eingerastet ist, insbesondere bei kohärenten Übertragungssystemen. Eine Auslegung des Gerätes für ein Funkübertragungssystem ist im Aufsatz "Radio Test Performance of a Narrowband System" von Sjernvall, Hedberg and Ekemark, veröffentlicht in IEEE Vehicular Tech. Tampa, Florida, USA, Juni 1987, beschrieben..
• Der Frequenzfehler bei einem Empfänger, bei dem die Empfängerfrequenz mindestens grob eingestellt worden ist, wird in einer Frequenzfehlerberechnungseinrichtung ermittelt, und ein Steuerprozessor erzeugt ein Korrektursignal für jede neu übertragene Signalfolge entsprechend der Größe der während der vorhergehenden Signalfolge ermittelten Korrektur sowie gemäß dem ermittelten Frequenzfehler. Das Korrektursignal wird an einen steuerbaren Ortsoszillator geliefert, gemäß dem genannten Aufsatz ein sogenannter Frequenzsynthesizer, der zur Erzeugung von Mischsignalen ausgebildete ist, deren Frequenzen in Abhängigkeit vom Steuerprozessorsignal korrigiert werden. Dieses Signal ist digital und wird in der Praxis in einem Digital/Analog-Umsetzer in die analoge Form umgewandelt, ehe es an den Ortsoszillator geliefert wird. Infolgedessen hängt die Anzahl der Stufen, in der die Oszillatorausgangsfrequenz justiert werden kann, von der Anzahl der binären Bits ab, die der Umsetzer umwandeln kann. Wenn ein relativ kleiner und einfacher Umsetzer benutzt wird, wird entweder der maximale Frequenzhub des Ortsoszillators klein, oder die Frequenzstufen werden relativ groß.
• Das Übertragene Signal kann in Systemen der genannten Art Interferenzen ausgesetzt sein. Diese Interferenz oder Störung kann beispielsweise die Form eines hinzugefügten Rauschsignals oder einer Mehrwegausbreitung aufgrund der wiederholten Reflexion des Signals an Gebäuden, Bergen etc. annehmen. Dies ist oft bei mobilen Funkübertragungen der Fall, wie es in dem in der norwegischen technischen Zeitschrift Telektronikk Nr. 1, 1987, Torleiv Maseng and Odd Trandem veröffentlichten Aufsatz "Adaptive digital phase modulation". beschrieben ist. Der Aufsatz beschreibt einen kohärenten Empfänger, der einen Entzerrer in Form eines adaptiven Viterbi-Analysators enthält. Das übertragene Signal enthält periodisch sich wiederholende Signalfolgen, die eine Synchronisierungsfolge und eine Datenfolge aufweisen, wie weiter oben erwähnt. Die Signale werden freguenzmäßig gemischt und in einem Analog/Digital-Umsetzer der oben beschriebenen Art umgewandelt und in einem Speicher abgelegt. Der Viterbi-Analysator ist mit Hilfe der Synchroniserungsfolge an die vorherrschende Übertragungscharakteristik des Kanals angepaßt, wobei diese Charakteristik in erster Linie durch die Mehrwegausbreitung bestimmt ist. Die Datenfolge wird im Viterbi-Analysator zum Zwecke der Entnahme des Inhaltes des ursprünglich übertragenen Signals analysiert.
• Ein Aufsatz in IEEE/IEICE Gobal Communications Conference, Tokyo, Nov. 15-18, 1987, von Franz Edbauer: "Coded 8-DPSK Modulation with Differentially coherent Detection - An Efficient Modulation Scheme for Fading Channels" beschreibt einen Funkempfänger, der mit einem Viterbi-Analysator ausgerustet ist. Der Analysator wirkt bei der Steuerung der Frequenz eines empfangenen Signals mit. Gemäß diesem Aufsatz ist der Viterbi-Analysator fest eingestellt und kann nicht zur Behandlung von beispielsweise Änderungen der Kanalverfassung angepaßt werden.
• Eine detailliertere Beschreibung des im Viterbi-Analysator verwandten Viterbi-Algorithmus wird von Richard E. Blahut: "Theory and practice of error control codes, Kapitel 12, Addison-Wesley, l983, mitgeteilt.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
• In dem oben genannten Aufsatz, veröffentlicht in der Zeitschrift Telektronikk, wird erwähnt, daß bei der Signalübertragung ein geringfügiges Frequenzdriften auftreten kann, das sich in Form einer nachfolgende Phasenverschiebung der Empfängerbits bemerkbar macht. Wenn diese Phasenverschiebung klein ist, ist keine Kompensation erforderlich. Wenn jedoch die Phasenverschiebung einen gegebenen Wert erreicht, besteht die Gefahr, daß beim Analysieren der Datenfolge im Viterbi-Analysator ein Entscheidungsfehler gemacht wird. Die vorliegende Erfindung beruht auf der Idee der Benutzung der Zustände, die bei der Viterbi-Analyse vorkommen, um eine Justierung der Phase des für die Analyse im Viterbi-Analysator vorgesehenen Signals durchzuführen. In dieser Hinsicht werden alle Viterbi-Analyse-Zustände benutzt und die für jeden Zustand entnommenen Werte werden mit dem zu analysierenden Signal verglichen, um die vorerwähnte Phasenjustierung zu erzielen. Die charakterisierenden Merkmale der Erfindung sind in den beigefügten Ansprüchen abgefaßt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
• Nachfolgend wird eine als Beispiel dienende Ausführungsform der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefiigten Fig. 1 bis 9 beschrieben.
• Fig. 1 ist ein Blockdiagramm zur Veranschaulichung eines bekannten Funkempfängers;
• Fig. 2 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung der Signalfolge in einem zeitgeteilten Übertragungssystem;
• Fig. 3 veranschaulicht ein komplexes numerisches Koordinatensystem mit Signalmodulation;
• Fig. 4 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung von zeitverschobenen Bitfolgen;
• Fig. 5 ist ein Blockdiagramm eines bekannten adaptiven Viterbi-Entzerrers;
• Fig. 6 veranschaulicht ein komplexes numerisches Koordinatensystem mit Signalpunkten;
• Fig. 7 ist ein Blockschaltbild des Viterbi-Entzerrers, der die Frequenzsteuereinrichtung gemäß der Erfindung enthält;
• Fig. 8 veranschaulicht ein numerisches Koordinatensystem mit Abstands- und Winkelabweichungen zwischen den Signalpunkten; und
• Fig. 9 ist ein Diagramm zur Veranschaulichung eines weiteren Signalfolgeformats.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
• Fig. 1 veranschaulicht schematisch einen Funkempfänger, der zur Verwendung mit einem System vorgesehen ist, das die zeitgeteilte Übertragung von Informationen in Digitalform umfaßt. Ein Empfangssignal S wird in bekannter Weise in einer Empfängerstufe 1 heruntergemischt, die eine Niederfrequenz- und eine Zwischenfrequenzstufe aufweist. Die Empfängerstufte 1 empfängt von einem Ortoszillator 2, beispielsweise einem Frequenzsynthesizer, ein Hochf requenz und ein Zwischenfrequenzsignal. Das Mischsignal, also das Basisbandsignal, wird in einem Analog/Digital-Umsetzer umgewandelt und in einem Speicherbereich eines Puffers 3 gespeichert. Vom Puffer wird ein Signal an einen Block 4 geliefert, der einen Entzerrer und Einrichtungen zur Berechnung des Frequenzfehlers aufweist. Die Frequenzfehlerberechnungseinrichtung kann eine Recheneinheit enthalten, in der der Frequenzfehler auf der Basis der aufeinanderfolgenden geänderten Phasenpositionen des Empfangssignals im Vergleich zu den erwarteten oder vorweggenommenen Phasenpositionen des Signals berechnet wird. Daten, die sich auf den Frequenzfehler beziehen, werden an einen Steuerprozessor 5 geliefert, der ein Steuersignal zum Korrigieren der Ortsoszillatorfrequenz berechnet. Dieses Steuersignal ist digital und wird in einem D/A-Umsetzer 6 umgesetzt, ehe es an den Ortsoszillator 2 geliefert wird. Das im Oszillator erzeugte Mischsignal wird in kleine Inkremente umgewandelt, und zwar dank der Tatsache, daß der D/A-Umsetzer 6 der nur eine begrenzte Anzahl von Bits umsetzt. Frequenzfehler dieser Art können auch in Empfängern auftreten, deren Frequenz noch genauer gesteuert wird.
• Der Block 4 erzeugt ein Ausgangssignal S1, das dem Empfangssignal S entspricht. Das Signal S1 wird an einen Block 7 geliefert, der einen Kanaldekoder und einen Sprachdekoder sowie Mittel zum Umsetzen des dekodierten Signals S1 in ein analoges Sprachsignal aufweist. Das Sprachsignal wird an einen Lautsprecher 8 geliefert.
• Funkempfänger der soeben in aller Kürze beschriebenen Art können in ein System einbezogen sein, das mit Zeitmultiplexsignalübertragung arbeitet. Das System besitzt eine Anzahl von N Zeitgetrenntlagekanälen, wie Fig. 2 zeigt. Jedem Benutzer wird ein gegebener Zeitschlitz n zugeteilt, in welchem eine Signalfolge Ubertragen wird. Jede Signalfolge weist eine Signalisierungsfolge S0 und eine Datenfolge D0 auf, die die weiterzuleitende Information enthält. Die Signale in den Signalfolgen, die im Falle der vorliegenden Erfindung relevant sind, sind kohärent, wobei ein Beispiel eines solchen kohärenten Signals in Fig. 3 dargestellt ist. Das Signal wird durch einen Vektor V in einem komplexen numerischen Koordinatensystem dargestellt, dessen Realachse mit E und dessen komplexe Achse mit Q bezeichnet ist. Eine übertragene "1" entspricht einer Phasendrehung um eine Viertelumdrehung in positiver Richtung, während eine Ubertragene "0" einer Phasendrehung um ein Viertel einer Umdrehung in negativer Richtung zwischen den Punkten A, B, C und D entspricht. Der Vektor V0 kann in üblicher Weise durch seinen Realteil und seinen Imaginärteil ausgedrückt werden, aber auch im Polarkoordinaten durch seine auf die positive E-Achse bezogene Länge und seinen Winkel.
• Jede übertragene "1" und "0" nimmt ein gegebenes Zeitintervall in der Signalfolge, die sogenannte Bitzeit, in Anspruch. Fig. 4 veranschaulicht schematisch ein Signaldiagramm, bei dem T die Zeit, und t0 die Bitzeit bedeutet. Wie früher erwähnt, kann das übertragene Signal den Empfänger über einen direkten Pfad zwischen dem Sender und dem Empfänger und über einen oder mehrere Laufwege oder Pfade erreichen, entlang derer das Signal gegen Berge, Gebaude, etc. reflektiert wird. Die reflektierten Signale legen einen längeren Pfad zurück als das direkte Signal, was zu einer Zeitverschiebung t1 zwischen den direkten und den reflektierten Signalen führt. Die Zeitverschiebung t1 kann sich auf mehrere Bitzeiten erstrecken und eine Intersymbolinterferenz des Empfangssignals S verursachen. Je kürzer die Bitzeit ist, umsomehr Bits sind in die Zeitverschiebung einbezogen, und umso schwerwiegender ist die Intersymbolinterferenz.
• Wie bisher erwähnt, enthält der Empfänger der Ausführungsform nach Fig. 1 einen Entzerrer. Das eintretende, gemischte und digitalisierte Signal wird im Entzerrer bearbeitet, um den Inhalt des ursprünglich übertragenen Signals entnehmen zu können. Bei einem gemäß Fig. 5 aufgebauten Empfänger gemäß der Erfindung umfaßt der Entzerrer in bekannter Weise einen adaptiven Viterbi-Analysator 10, der gemäß der Erfindung zur Steuerung des in den Viterbi-Analysator eintretenden Signals verwendet wird. Die Verwendung eines Viterbi-Analysators als adaptiver Entzerrer ist in dem oben genannten und in der Zeitschrift Teletronikk veröffentlichten Aufsatz beschrieben und wird nachfolgend in Verbindung mit Fig. 4 nur summarisch skizziert. Der Viterbi-Analysator ist an den in Fig. 1 dargestellten Puffer 3 angeschlossen. Der Puffer ist auch mit einer Korrelationsschaltung 12 verbunden, die ihrerseits an eine Filterschaltung 13 angeschlossen ist. Der Ausgang der Filterschaltung ist mit dem Viterbi-Analysator verbunden. Der Viterbi-Analysator ist mit einer gewünschten Anzahl von Zustanden M = 2m versehen, wobei m = 2, 3 ... ist.
• Der Viterbi-Analysator wird in folgender Weise an die Kanalzustände angepaßt, die während einer Signalfolge vorherrschen. Gemaß Fig. 2 enthält die empfangene Signalfolge die Synchronisierungsfolge SO, die vom Puffer 3 ausgegeben und vom Korrelator 12 empfangen wird. Die bekannte Synchronisierungsfolge wird im Korrelator gespeichert, und der Korrelator vergleicht das Bitmuster der bekannten Synchronisierungsfolge mit der Wellenform der empfangenen Synchronisierungsfolge. Der Korrelator liefert ein Signal F an die Filterschaltung 13, in der eine Filterung aufgebaut wird, um den Übertragungseigenschaften des Kanals während der Dauer der empf angenen Signalfolge zu entsprechen, Kanalschätzung genannt. Der Viterbi-Analysator 10 empfängt vom Puffer 3 die Datenfolge DO und ist mit der Unterstützung des von der Filterschaltung 13 gelieferten Signals G in der Lage, den Inhalt der Datenfolge DO zu bestimmen, indem er eine große Anzahl traditioneller Viterbi-Berechnungen durchführt. Es sei beispielsweise angenommen, daß einer der Signalpunkte in der vom Viterbi-Analysator 10 empfangenen Datenfolge DO in einem Punkte E1 liegt, wie Fig. 6 zeigt. Die Position dieses Punktes ist unter anderem vom Genauigkeitsgrad abhängig, mit dem Sender und Empfänger synchronisiert sind. Im Anschluß an die Vollanalyse im Viterbi-Analysator 10 wird eine endgültige Bitfolge bestimmt, die mit dem Signal S1 zur Umwandlung in ein Sprachsignal gemäß Fig. 1 übertragen wird.
• Wie weiter oben erwähnt, können die Bits einer nacheinander eintretenden Phasenverschiebung unterliegen, die unter ungünstigen Umständen so groß sein kann, daß es sehr unwahrscheinlich wird, daß die Bits auf irgendeinen der Punkte A, B, C oder D in Fig. 3 bezogen werden können. Dieses Problem wird gemaß der Erfindung durch Benutzung der Zustände und Übergänge im Viterbi-Analysator 10 zur Steuerung der Frequenz der empfangenen Signalfolge gelöst. Die Frequenzsteuerung wird für jeden Zustand durchgeführt und entspricht einer nacheinander eintretenden Verschiebung der Phasenposition der empfangenen Signalpunkte.
• Es sei darauf hingewiesen, daß bei der beschriebenen Ausführungsform die Signalpunkte in einem komplexem numerischen Koordinatensystem mit den Koordinaten I, Q wiedergegeben worden sind. Dies wurde in Fig. 5 durch zwei Signalpfade veranschaulicht, und zwar einer für jede Koordinate. Die Signalpunkte können, beispielsweise im Falle des Signalpunktes E in Fig. 6, durch den Radius R und den Winkel O angegeben werden.
• Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, die nachfolgend unter Bezugnahme auf die Fig. 7 und 8 beschrieben wird, kann der oben beschriebene adaptive Viterbi-Analysator für Zwecke der schnellen Frequenzsteuerung benutzt werden. Fig. 7 stellt den Viterbi-Analysator 10 zusammen mit der Korrelationsschaltung 12 und der Filterschaltung 13 dar. Der Viterbi-Analysator wird mit Hilfe der Synchronisierungssequenz in der oben unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschriebenen Weise adaptiert. Wie zuvor erwähnt, arbeitet der Viterbi-Analysator mit individuellen Zuständen, wovon es M = 2m gibt, wobei m=2,3, ... ist, wobei, im Falle des Beispiels, m=2 ist, und das einlaufende Signal wird mit einer Verzweigung 19 für jeden Zustand verzweigt. Der einlaufende Signalpunkt ist mit ET bezeichnet, wobei der Index T bedeutet, daß sich der Signalpunkt auf den Zeitpunkt T bezieht. Die Signalverarbeitungsprozedur wird nur in bezug auf den ersten Zustand beschrieben, während die Signalpfade der restlichen Zustände in Fig. 7 durch gestrichelte Linien wiedergegeben sind. Der Signalpunkt ET, der auch in Fig. 8 dargestellt ist, wird an einen Phasenschieber 20 gelegt. Im Falle des ersten Zustandes hat der Phasenschieber 20 den Punkt ET zum Punkte ET,1 verschoben, wobei die Indexziffer auf die Zustandszahl verweist. ET,1 ist um einen Winkel VT,1 verschoben, wobei es sich um die zur Zeit T vorausgesagte Korrektur für den ersten Zustand handelt. Der Signalpunkt ET,1 wird an eine Vergleichsschaltung 21 geliefert, die von der Filterschaltung 13 auch einen vorausgesagten Signalpunktwert U&sub1;K empfängt. Die Indexziffer 1 des Bezugszeichens U&sub1;K bezieht sich auf den ersten Zustand, während sich der Buchstabe K auf den zuständigen Übergang zwischen den Zuständen bezieht und im Falle der dargestellten Ausführungsform entweder einen oder zwei Werte K = 0 und K = 1 annehmen kann. Die in Fig. 8 dargestellten Signalpunkte U&sub1;&sup0; und U&sub1; weisen in bezug auf ET,1 entsprechende Winkelabweichungen auf, die mit ΔφT,1 und ΔφT,1 bezeichnet sind. Die Abstände zwischen den Signalpunkten ET,1 sowie U&sub1;&sup0; und U&sub1; sind jeweils mit ΔST,1 und ΔST,1 bezeichnet. Die Vergleichsschaltung 21 dient zum Vergleichen der Positionen der Signalpunkte ET,1 und U&sub1;&sup0; bzw. U&sub1; , und sie berechnet die genannten Winkelabweichungen ΔφT,1K sowie die Abstände ΔST,1K. Die Vergleichsschaltung 21 liefert das Signal ΔφT,1K an eine Regelschleifenfilterschaltung 22, und das Signal ΔSK,1K an den ersten Zustand im Viterbi-Analysator 10. Der Viterbi-Analysator wählt im Pfadspeicher den besten Pfad und bestimmt dadurch, welcher der Übergänge K=0 oder K=1 in diesem Moment der beste Übergang ist. Der so gewonnene, mit K¹ bezeichnete Wert wird zur Bestimmung darüber benutzt, welche der inneren Variablenwerte der Regelschleifenfilterschaltung 22 gewählt werden, um als der innere Zustand der mit dem Nachfolgerzustand Nr. 1 verbundenen Steuerschaltung zu überleben. In dem gewählten Beispiel und entsprechend dem Viterbi-Zustandsübergangsprinzip würden die Steuerschaltungsvariablen beider Zustände 1 oder M/2+1 die neuen Steuervariablen für den Zustand 1 werden, und zwar als K¹=0 oder 1. Eine analoge Berechnung im Viterbi-Gitter entscheidet darüber, ob der Viterbi-Zustandsinhalt einschließlich des Inhaltes der Regelschleifenfilterschaltung 22, des Zustandes 1, oder M/2+1 überlebt, um der neue Inhalt des Zustands 2 zu werden. In gleicher Weise entscheidet das Viterbi-Zustandsübergangsprinzip bei diesem binären Beispiel, welcher der Inhalte des Zustandes i oder des Zustandes (M/2+i) überlebt, um der neue Inhalt der Zustände 2i-1 und 2i zu werden.
• Im Rahmen eines mehr allgemeinen Viterbi-Algorithmus, der vielleicht für nichtbinäre Signale oder für Signale mit mehr als zwei Vorgängerzuständen in Betracht kommt, die miteinander wetteifern, um als Nachfolgerzustand zu überleben, werden die Werte der Regelschleifenfilterschaltung 22 desjenigen Vorgängerzustandes, der überlebt, zu Steuerschaltungswerten des Nachfolgerzustandes.
• Die Werte der Regelschleifenfilterschaltung können beispielsweise aus einem Integral IT,K früherer Winkelabweichungen ΔφT,1, die zum Ausfiltern von rasch veränderlichen, durch Rauschen verursachten Fluktuationen, wie auch der Abweichung ΔφT,1 des überlebenden Übergangs K¹ konzipiert sind, und einer Schätzung FT,1 des Frequenzfehlers (Zeitableitung der Phase) bestehen, die unter Benutzung des überlebenden
• ΔφT,1-Wertes gemäß bekannter Servoregeltheorie aktualisiert werden Können. Auf diese Weise wird ein Phasenkorrektursignal V, entsprechend dem Signal VT,1, erhalten, das nacheinander die Phase einlaufender Signalpunkte für den ersten Zustand schiebt. Wenn IT,K, ΔφT,1 und FT,1 zur Zeit T+ΔT zur Voraussage des nächsten Phasenwertes für den Zustand 1 benutzt werden, kann beispielsweise ein sogenannter PID-Regler (Proportional Integral Differential) konstruiert werden. Es kann erwähnt werden, daß die Parameter des Steueralgoritbmus der Regelschleifenfilterschaltung 22 programmierbar sein können und sogar in Abhängigkeit von der Charakteristik des wahrgenommenen Empfangssignals gewählt werden können.
• Wie weiter oben erwähnt, wird der einlaufende Signalpunkt ET verzweigt, so daß für jeden Zustand ein Zweig geschaffen wird. Jeder Zweig wird an sich in einem Phasenschieber 20 mit einem Phasenkorrektursignal phasenverschoben, das für jeden Zustand an sich in der in bezug auf den ersten Zustand beschriebenen Weise berechnet wird. Die Abstandsunterschiede, die oft als "metrics" bezeichnet werden, werden entsprechend dem oben Gesagten ebenfalls für jeden Zustand an sich berechnet. Die Abstandsunterschiede werden in bekanter Weise im Viterbi-Analysator verarbeitet, wobei die Analyse eine Folge von Bits ergibt, die beispielsweise in ein Sprachsignal in der oben unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschriebenen Weise umgesetzt werden.
• Gemäß der beschriebenen, als Beispiel dienenden Ausführungsform kann die Erfindung immer dann bei einem Signalübertragungssystem angewandt werden, wenn ein Viterbi-Analysytor benutzt werden kann. Beispiele für Modulationsformen, die benutzt werden können, sind: QAM-Modulation, also Ouadratur-Amplituden-Modulation, oder GMSK-Modulation, oder Gauss'sche Minimum-Umtastung.
• Die GMSK-Modulationsatt wird in den Conference Proceedings Digital Cellular Radio Conference, 12.-14. Oktober 1988, Hagen, Westfalen, BRD, in einem Aufsatz von Ulrich Langewellpott: "Modulation, Coding and Performance", beschrieben.
• Bisher wurde eine Anordnung zur Steuerung der Phase des am Viterbi-Analysator ankommenden Signals beschrieben. Die Erfindung bezieht sich aber auch auf ein Frequenz-Regelverfahren, das mit Hilfe der oben beschriebenen Anordnung angewandt werden kann. Eine bevorzugte Methode weist die folgenden bekannten Schritte auf:
• Die empfangene Signalfolge S wird mit einer bekannten Frequenz auf ein Basissignal heruntergemischt. Das entstandene Signal wird in einem Analog/Digital-Umsetzer zur Bildung von Signalpunkten (I, Q) umgesetzt, die dann abgespeichert werden. Das Empfangssignal ist während der Signalübertragungsprozedur der Interferenz unterworfen, beispielsweise aufgrund von Mehrwegausbreitung, wobei die Datengeschwindigkeit relativ groß ist, so daß Intersymbolintererenz auftreten kann. Infolgedessen wird das Empfangssignal entzerrt, wobei das Verfahren gemäß der Erfindung mit Hilfe eines bekannten Viterbi-Algorithmus durchgeführt wird. Der Algorithmus wird in bekannter Weise an die vorherrschenden Kanalzustände angepaßt, und zwar mit Hilfe der Synchronisierungsfolge SO. Die übertragene Datenfolge DO wird im Viterbi-Analysator im Durchgang durch eine relativ große Anzahl von Rechenstufen analysiert, so daß schließlich die Bitfolge der Datenfolge gewonnen wird.
• Das erfindungsgemäße Verfahren weist folgende zusätzliche Stufen auf:
• Der einlaufende Signalpunkt ET wird in identische Signalpunkte verzweigt, deren Anzahl der Anzahl der Zustände im gewählten Viterbi-Algorithmus entspricht. Was den ersten Zustand anbetrifft, wird die Phase der Signalpunkte um den Winkel VT,1 verschoben, bei dem es sich um die für den ersten Zustand bei T geschätzte Phasenkorrektur handelt. Die Phasenverschiebung wird in der nachfolgend beschriebenen Weise geändert. Der phasenverschobene Signalpunkt ET,1 wird mit den Signalpunkten U&sub1;K verglichen. Diese Signalpunkte werden in bekannter Weise aus der Synchronisierungsfolge SO der Signal folge gewonnen, wenn der Viterbi-Algorithmus auf den Kanal angewandt wird. Bei der Durchführung des Vergleichs werden die Winkelabweichungen ΔφT,1K und die Abstände ΔST,1K im komplexen numerischen Koordinatensystem I, Q für jeden der Übergänge im Viterbi-Algorithmus berechnet. In jedem einzelnen Falle wird durch die Viterbi-Analyse mit Hilfe des Abstandes ΔST,1K in bekannter Weise der beste Übergang von zwei Übergängen K=0 oder K=1 bestimmt. Eine der berechneten Winkelabweichungen ΔφT,1K wird zusammen mit den inneren Werten einer der Regelschleifenfilterschaltungen 22 entsprechend dem gewählten Wert von K ausgewählt. Der gewählte Wert von ΔφT,1K wird zum Aktualisieren der gewählten Steuerschaltungswerte gemäß bekannter Regeltheorie benutzt, und die aktualisierten Werte werden die Steuerschaltungswerte des neuen Nachfolgerzustandes. Auf diese Weise wird das Phasenkorrektursignal V erhalten, das den neuen Wert von VT,1 für den ersten Zustand bildet. Entsprechend wird für die verbleibenden Zustände das Winkelverschiebungssignal berechnet, durch das die übrigen abgezweigten Signalpunkte ET vor der Analyse entsprechend dem Viterbi-Algorithmus phasenverschoben werden. In analoger Weise werden Phasenkorrekturen für nachfolgende einlaufende Signalpunkte nacheinander berechnet.
• Unter Bezugnahme auf Fig. 2 wurde ein Format für die übertragene Signalfolge beschrieben, die eine Synchronisierungsfolge SO und eine nachfolgende Datenfolge DO enthält. Fig. 9 veranschaulicht ein alternatives Signalfolgeformat, bei dem die Synchronisierungsfolge SO in der Mitte der Signal folge angeordnet ist und auf beiden Seiten von Datenfolgen D1 und D2 umgeben ist. Ein Empfänger gemäß der Erfindung kann in der Weise aufgebaut werden, daß die Frequenz des Empfängers in der nun zu beschreibenden Weise gesteuert wird, wenn die letztgenannte Signalfolge demoduliert wird.
• Wie bisher beschrieben, wird der Viterbi-Analysator durch die Synchronisierungsfolge SO adaptiert. Die Demodulation der Folge D1 beginnt am Punkte D11 und endet am Punkte D12. Dann geht es mit der Demodulation der Folge D2 weiter, beginnend am Punkte D21 und endend am Punkte D22, oder umgekehrt. Hiermit werden Winkel, die ΔφT,1K entsprechen, für die Datenfolge D1 nacheinander berechnet, und die berechneten Winkel werden in der weiter oben beschriebenen Weise gefiltert und integriert. Anschließend werden entsprechende Berechnungen für die Datenfolge D2 durchgeführt, wobei die besten Werte in der Regelschleifenfilterschaltung 22 des besten überlebenden Zustandes von D1 zum Ableiten der Anfangswerte für die Steuerschaltungen zur Demodulation von D2 benutzt werden können. Es soll bemerkt werden, daß es, wenn die übertragene Signalfolge das in Fig. 9 dargestellte Format besitzt, notwendig ist, das Empfangssignal in einem Speicher abzuspeichern, vorzugsweise im Anschluß an die A/D-Umsetzung. Es ist aber keine Speicherung erforderlich, wenn ein Signalformat wie das in Fig. 2 dargestellte, benutzt wird.
• Bei den oben beschriebenen Ausführungsformen wurden die übertragenen Signalfolgen SO, DO in der unter Bezugnahme auf Fig. 3 beschriebenen Weise binär moduliert. Der zur Demodulation der Signalfolge benutzte Viterbi-Analysator 10 weist entsprechend den beiden Pegeln des Binärcodes zwei mögliche übergänge zwischen den Zustanden auf. Es ist weiter möglich, die Erfindung auch in jenen Fällen anzuwenden, in denen die übertragene Signalfolge mehrere Modulationspegel aufweist, was oft der Fall ist, wenn das Signal entsprechend dem oben erwähnten QAM-Modulationsprinzip moduliert ist. Der in diesem Falle zur Demodulation und zur Ausfuhrung der erfindungsgemäßen Frequenzsteuerung benutzte Viterbi-Analysator weist mehrere mögliche Übergänge zwischen den Zuständen auf. Im einzelnen entspricht die Anzahl der Übergänge der Modulationspegel der gewählten Modulationsform. Die Anzahl der Signalpunkte U&sub1;K in dem von der Filterschaltung gelieferten Anpassungssignal nimmt ebenfalls zu. Bei dem unter Bezugnahme auf die Fig. 7 und 8 beschriebenen Beispiel beträgt die Anzahl der Signalpunkte 2, nämlich K=0 und K=1. Im Falle einer allgemeineren Modulationsform entspricht die Anzahl der Signalpunkte der Anzahl der Modulationspegel, wobei die Anzahl der Winkelabweichungen ΔφT,1K und der Abstände ΔST,1K ebenfalls der Anzahl der Modulationspegel entspricht.
• Unter Bezugnahme auf Fig. 7 wurde ein Verfahren und eine Anordnung beschrieben, bei der der Signalpunkt ET in einen Zweig 19 für jeden Zustand verzweigt wurde. Alle Zweigsignalpunkte werden gleichzeitig in den untereinander parallelen Zweigen verarbeitet, und jeder Zweig enthält den Phasenschieber 20, die Vergleichsschaltung 21 und die Regelschleifenfilterschaltung 22. Gemäß der Erfindung ist es jedoch auch möglich, die Zweigsignalpunkte ET für die einzelnen Zustände im Zeitpunkt T nacheinander zu verarbeiten, statt die genannte Parallelsignalverarbeitungsprozedur anzuwenden. In diesem Alternativfall wird der Signalpunkt ET in einem Speicher abgespeichert, und die Zweigsignalpunkte werden sequentiell ausgegeben. Der Zweigsignalpunkt für jeden Zustand wird in der unter Bezugnahme auf Fig. 7 für den ersten Zustand beschriebenen Weise verarbeitet. Die Phasenkorrektursignale V für die einzelnen Zustände werden in Speicher abgelegt und in der oben beschriebenen Weise für aufeinanderfolgendes Verschieben der anschließend einlaufenden Signalpunkte benutzt.
• Es soll erwahnt werden, daß die Erfindung ebensogut auch durch Anwenden des Phasenkorrektursignals V für jeden Zustand an die Anpassungssignale UiK ausgeführt werden kann, als Alternative zum Anlegen an die einlaufenden Signalpunkte ET,i.

Claims (5)

1. Verfahren zur schnellen Steuerung einer Frequenz eines kohärenten Funkempfängers, der über einen der Interferenz ausgesetzten Kanal Signalfolgen empfängt, die mindestens eine Synchronisierungsfolge und mindestens eine Datenfolge enthalten, wobei das Verfahren folgende Signalverarbeitungsschritte aufweist:

- Umwandeln einer empfangenen Signalfolge in ein Basisbandsignal,

- A/D-Umsetzung des Basisbandsignals in analyseorientierte Signalpunkte in einer Signalebene;

- Anpassen eines Viterbi-Algorithmus mit einer gewünschten Anzahl von Zuständen an die vorherrschenden Interferenzen eines Kanals mit Hilfe von Anpassungssignalen, die aus der Synchronisierungfolg gewonnen wurden, wobei die Anzahl der Anpassungssignale der Anzahl der Zustände im Viterbi-Algorithmus entspricht; und

- Viterbi-Analyse der analyseorientierten Signalpunkte in der Datenfolge durch eine relativ große Anzahl von Berechnungsstufen, derart, daß am Ende die Bitfolge der Datenfolge bestimmt wird;

dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren weiter folgende Signalverarbeitungsschritte aufweist:

- Aufspalten bei einem Zeitpunkt (T) einen der analyseorientierten Signalpunkte (ET) ind Zweigsignalpunkte (ET), deren Anzahl der Anzahl der Zustände des Viterbi-Algorithmus entspricht;

- Verschiebung der Phase des Zweigsignalpunktes (ET) entsprechender Zustände um einen Winkel (VT,1) der dem entsprechenden Zustand zugeordnet ist, derart, daß ein korrigierter Signalpunkt (ET,1) erhalten wird;

- Vergleichen des korrigierten Signalpunktes (ET,1) für jeweilige Zustände mit dem Anpassungssignal (U&sub1;K) für den betreffenden Zustand, der Signalpunkte (U&sub1;O, U&sub1; ) aufweist, wobei die Anzahl der Anzahl der möglichen Zustandsübergänge im Viterbi-Algorithmus entspricht;

- Berechnung für jeden Zustand der Winkelabweichungen (ΔφT,1K) zwischen dem korrigierten Signalpunkt (ET,1) und den Signalpunkten (U&sub1;O, U&sub1; ) des Anpassungssignals;

- Ausführen von Berechnungen gemäß dem Viterbi-Algorithmus für jeden Zustand auf den Abständen (ΔST,1K),

- Auswählen eines der Übergänge (K¹) auf der Basis dieser Berechnungen für jeden Zustand;

- getrennte Berechnung einer Winkelabweichung (ΔφT,1K ) des gewählten Übergangs (K&sub1; ) zwischen dem Signalpunkt (ET,1) und dem Anpassungssignal (U&sub1;K ) für jeden Zustand;

- Unterziehen der Winkelabweichung (ΔφT,1K ) einem Regelschleifenfilteralgorithmus (22), um ein Phasenkorrektursignal für jeden Zustand zu berechnen; und

- getrenntes Benutzen der so berechneten Phasenkorrektursignale (V) für jeden Zustand, um entweder den nächsten einlaufenden Zweigsignalpunkt (ET) in der Datenfolge (DO) oder das Anpassungssignal (U&sub1;K) in der Phase zu schieben.

2. Verfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch die Re-Initialisierung innerer Zustände eines Steuerschleifenfilteralgorithmus (22) für jeden Zustand des Viterbi-Algorithmus, unter Benutzung vorheriger, durch gewählten Übergang (K¹) angezeigter Zustände des Steuerschleifenfilteralgorithmus (22), wobei der Steuerschleifenfilteralgorithmus eine Tiefpaßfilterung, eine Integration oder Differentiation umfaßt, um einen gewünschten Signalphasengleichlauf herbeizuführen.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch die Verwendung der Endwerte des Phasenkorrektursignals (V) und der inneren Zustände des Steuerschleifenfilteralgorithmus (22) am Ende der Verarbeitung einer der Signalfolgen (SO, DO), um geeignete Anfangszustände sowohl der Phasenkorrektursignale (V), als auch des Steuerschleifenfilteralgorithmus für den Beginn der Verarbeitung der nächsten Signalfolge zu bestimmten.

4. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem die Signalfolge im zeitlichen Ablauf aus einer Datenfolge, einer Synchronisierungsfolge und einer weiteren Datenfolge besteht, und bei dem mindestens die erste Datenfolge vor der Viterbi-Analyse gespeichert wird, gekennzeichent durch die Benutzung der ersten Zustände des phasenkorrigierten Signals (V) und des Steuerschleifenfilteralgorithmus nach dem Verarbeiten der ersten Datenfolge, zur Bestimmung geeigneter Anfangszustände der phasenkorrigierten Signale (V) und des Steuerschleifenfilteralgorithmus, zum Beginnen der Verarbeitung der zweiten Datenfolge.

5. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 bei einem kohärenten Funkempfänger, der über einen der Interferenz ausgesetzten Kanal Signalfolgen empfängt, die mindestens eine Synchronisierungsfolge und mindestens eine Datenfolge aufweisen, wobei die Anordnung aufweist:

- eine Empfängerstufe für den Signalempfang und die Umwandlung einer empfangenen Signalfolge in ein Basisbandsignal;

- einen A/D-Umsetzer, der an die Empfängerstufe angeschlossen ist und zum Umsetzen des Basisbandsignals in analyseorientierte Signalpunkte dient;

- einen adaptiven Viterbi-Analysator, der an den A/D-Umsetzer angeschlossen ist und Anpassungsschaltungen umfaßt, wobei der Viterbi-Analysator eine gewünschte Anzahl von Zuständen aufweist und an die im Kanal vorherrschende Interferenz mit Hilfe von Anpassungssignalen angepaßt wird, deren Anzahl der Anzahl der Zustände entspricht, und die von der Synchronisierungsfolge durch Anpassungsschaltungen abgeleitet werden, wobei der Viterbi-Analysator die analyseorientierten Signalpunkte in der Datenfolge in einer relativ großen Anzahl von Berechnungsstufen verarbeitet und dadurch schließlich die Bitfolgen der Datenfolge bestimmt, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung weiter aufweist:

- eine Signalteilerschaltung (19), die bei einem Zeitpunkt (T) die Unterteilung eines der analyseorientierten Signalpunkte (ET) in Zweigsignalpunkte durchführt, deren Anzahl der Anzahl der Zustände (M) des Viterbi-Analysators (10) entspricht;

- Phasenschieber (20), die an die Signalteilerschaltung (19) angeschlossen sind und die Phasenverschiebung der Zweigsignalpunkte für den entsprechenden Zustand durch einen Winkelwert (VT,1) bewirken, der zu dem Zustand gehört, um damit einen korrigierten Signalpunkt (ET,1) zu bilden;

- Vergleichsschaltungen (21), von denen jede an einem entsprechenden Phasenschieber (20) und an die Anpassungsschaltungen (13) angeschlossen ist, wobei die Vergleichsschaltungen (21) zum Vergleichen des korrigierten Signalpunktes (ET,1) für jeden Zustand mit dem Anpassungssignal (U&sub1;K) für denjenigen Zustand wirksam werden, der Signalpunkte (U&sub1;O, U&sub1; ) besitzt, deren Anzahl jedem möglichen Zustandsübergang (K=0, K=1) im Viterbi-Analysator (10) entspricht, in welchem die Vergleichsschaltungen (21) für den jeweiligen Zustand zwischen dem korrigierten Signalpunkt (ET,1) und den Signalpunkten (U&sub1;O, U&sub1; ) des Anpassungssignals Abstände (ΔST,1K) und Winkelabweichungen (ΔφT,1K) berchnen, und die Abstände (ΔST,1K) an den entsprechenden Zustand im Viterbi-Analysator (10) liefern; und

- Steuerschaltungen (22), von denen jede an eine entsprechende Vergleichsschaltung (2l) und einen entsprechenden Zustand im Viterbi-Analysator angeschlossen ist, wobei der Viterbi-Analysator (10) entsprechend seinem Algorithmus für jeden Zustand (M) Berechnungen der Abstände (ΔST,1K) durchführt, und auf der Basis dieser Berechnungen den gewählten Übergang (K¹) an die entsprechende Schleifenfilterschaltung (22) liefert, die die Winkelabweichungen (ΔφT,1K) von ihrer entsprechenden Vergleichsschaltung (21) erhält und die Winkelabweichung (ΔφT,1&sup0; oder ΔφT,1 ) entsprechend dem gewählten Übergang (K¹) verarbeitet, wobei diese Signalverarbeitung einen Steuerschleifenalgorithmus entsprechend bekannter Regeltheorie bildet, der eine Integration, Differentiation oder eine andere Form der Filterung umfaßt, derart, daß für jeden Zustand getrennt ein Schätzwert des Phasenkorrektursignals (V) berechnet wird.