DE69728470T2

DE69728470T2 - Empfängersynchronisierungsverfahren mit Takt- und Frequenzkorrektur

Info

Publication number: DE69728470T2
Application number: DE69728470T
Authority: DE
Inventors: Jari Junell
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1996-05-21
Filing date: 1997-05-20
Publication date: 2005-03-24
Anticipated expiration: 2017-05-21
Also published as: FI962138A; DE69728470D1; FI102338B1; FI962138A0; EP0809376B1; EP0809376A2; US6181755B1; EP0809376A9; FI102338B; EP0809376A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Synchronisieren eines Empfängers mit einem Signal, wobei das Signal eine Frequenz besitzt, die im Voraus nicht genau bekannt ist.
In Funkkommunikationssystemen, die mehrere Datenübertragungsfrequenzen und variable Verwendungsarten in Bezug auf das Gebiet und/oder die Zeit besitzen, muss der Empfänger vor dem eigentlichen Beginn des Empfangs das gewünschte Signal finden und seine Funktionsweise synchronisieren, um den Inhalt des Signals zu interpretieren. Finden des Signals bedeutet, dass der Empfänger auf die Frequenz, auf der sich das Signal befindet, genau abgestimmt wird. Bei dem Synchronisationsvorgang muss der Empfänger ermitteln, wo jedes einzelne Symbol beginnt, das zum Signal gehört, und wie sich Frequenz und Phase während des Empfangs ändern.
Die vorliegende Anmeldung widmet dem I-CO-Satellitentelephonsystem für globale Kommunikation besondere Aufmerksamkeit, das auf zehn Kommunikationssatelliten mit einer so genannten Umlaufbahn in mittlerer Höhe (etwa 10000 km) basiert. Die Satelliten umkreisen die Erde in regelmäßigen Intervallen auf zwei zueinander senkrechten Umlaufbahnen mit einer Neigung von 45°. Jeder Satellit enthält eine Antennenanordnung mit einem Leistungsmuster von 121 schmalen Strahlungskeulen, die gemeinsam das Versorgungsgebiet des Satelliten auf der Erde abdecken. Das Versorgungsgebiet ist der gesamte Bereich, von dem aus der Satellit mit mehr als 10 Grad über dem Horizont sichtbar ist. Der Betriebsbereich des Systems liegt bei etwa 2 GHz und es verwendet TDMA, Zeitbereich-Mehrfachzugriff.
Das System definiert als ein Konzept so genannte CCS-Träger (Common Channel Signalling, Zeichengabe mit gemeinsamem Zeichenkanal), was bedeutet, dass eine gegebene Trägerfrequenz für die Signalanforderung, die Synchronisation und die Verteilung allgemeiner Kommunikationsinformationen reserviert ist. Global sind 120 Frequenzen als CCS-Träger reserviert und diese Frequenzen sind ferner in regionale und lokale Frequenzen gruppiert. Wenn sich ein bestimmter Satellit in seiner Umlaufbahn bewegt, bewegt sich sein Versorgungsgebiet über die Erdoberfläche. Der Satellit ändert die gesendeten CCS-Frequenzen zwischen den einzelnen Strahlungskeulen, so dass in einem gegebenen geographischen Bereich immer die gleichen Frequenzen empfangen werden. Ein Empfänger, der auf der Erde oder nahe der Erdoberfläche angeordnet ist, speichert die acht ortsgebundenen lokalen CCS-Frequenzen in einem nicht flüchtigen Speicher; demzufolge sucht er dann, wenn er aus- und wieder eingeschaltet wird, ein Signal unter diesen acht Frequenzen. Wenn kein Signal gefunden wird, prüft der Empfänger als Nächstes die 40 regionalen Frequenzen, und wenn immer noch kein Signal vorhanden ist, prüft er schließlich die 120 globalen Frequenzen.
Gemäß 1 enthält eine Übertragung bei jeder CCS-Frequenz mehrere Mehrfachrahmen 1, die in 25 Schlitze 2 aufgeteilt sind. Jeder Schlitz enthält 120 Symbole 3. Gemäß den gegenwärtigen Definitionen beträgt die Symbolrate in dem System 18000 Symbole pro Sekunde, sie kann jedoch zukünftig auf 36000 Symbole pro Sekunde erhöht werden. Der erste Schlitz in dem Rahmen enthält einen BCCH-Burst 4 (Broadcast Control Channel, Sendesteuerkanal), der BPSK-moduliert (Binary Phase Shift Keying, binäre Phasenumtastung) ist und unter anderem Kommunikationsdaten und eine Referenzsequenz 5 mit einer Länge von 32 Symbolen enthält, die für die Synchronisation wichtig ist. Die Stellung und Form der Referenzsequenz in dem BCCH-Burst ist im Wesentlichen feststehend und bekannt. Zwei aufeinander folgende Schlitze enthalten einen FCH-Burst 6 (Frequency Channel, Frequenzkanal), der auf einem etwas geringerem Pegel gesendet wird als der BCCH-Burst, und enthält eine reine Sinuswelle bei der Frequenz des CCS-Kanals, wobei der Zweck des FCH-Bursts 6 darin besteht, die Synchronisation des Empfängers zu unterstützen. Weitere Schlitze im CCS-Träger sind leer.
Für einen erfolgreichen Empfang muss der Empfänger, nachdem er eingeschaltet wurde, zuerst das gewünschte Signal finden. Ein allgemeines Kriterium für das zu findende Signal besteht darin, dass der Taktungsfehler beim Empfang höchsten ± _ Symbol beträgt und der Frequenzfehler nicht größer ist als einige Prozent der Symbolrate. Je näher diese beiden Fehlerfaktoren bei null liegen, desto kleiner ist die Wahrscheinlichkeit, dass beim Empfang Bitfehler auftreten und desto weniger ist der Empfang auf die Verschlechterung des S/N-Verhältnisses empfindlich. Ein vorteilhaftes Verfahren zum Erfüllen dieser Kriterien wird in der finnischen Patentanmeldung "Signal acquisition in a satellite telephone system" eingeführt, die gleichzeitig mit der vorliegenden Anmeldung und vom gleichen Anmelder eingereicht wurde.
Nachdem das Signal gefunden wurde, besteht das Problem jedoch darin, wie die Taktgebungs- und Frequenzfehler von den oben beschriebenen groben Werten weiter verringert werden und wie die Synchronisation in einem System aufrecht erhalten wird, bei dem die Übertragungs- oder Verbindungsstationen (Satelliten) und die Empfänger (Mobilterminals) sich bei veränderlichen Geschwindigkeiten zueinander bewegen, wodurch eine Doppler-Verschiebung in der Empfangsfrequenz und ein Phasenfehler bewirkt werden. Gemäß gegenwärtigen Nutzungserfahrungen ist ein sich bewegendes Terminal eines Datenübertragungssystems, wie etwa ein Mobiltelephon, die meiste Zeit im Leerlaufmodus, in dem die Leistungsversorgung eingeschaltet ist, der Benutzer jedoch keine aktive Kommunikation ausführt. Ein geringer elektrischer Verbrauch ist bei Mobilterminals ein wichtiger Faktor und deswegen sollte der Empfänger während des Leerlaufmodus so selten wie möglich eingeschaltet werden, wobei diese Bedingung jedoch dem Ziel entgegensteht, die Synchronisation genau aufrechtzuerhalten. Weitere Faktoren, die die eingeschalteten Perioden des Empfängers beeinflussen, sind verschiedene Standards und Definitionen, die einzelne Datenübertragungssysteme betreffen und sich mit dem Empfang eines Anrufs oder einer Systemnachricht durch den Empfänger ohne unzulässige Verzögerung beschäftigen. Es ist darüber hinaus für die Verringerung der Komplexität des Empfängers und für die Senkung der Herstellungskosten vorteilhaft, wenn die Synchronisation keine sehr große Rechenkapazität der Empfängervorrichtung benötigt.
Es ist bekannt, dass ein Dokument des Standes der Technik EP-A-0 604 811 ein Synchronisationsverfahren offenbart, bei dem der Empfänger eine Anzahl von Modellsequenzen speichert, die unterschiedlich getakteten Arten der Überabtastung eines empfangenen Signals mit bekannter Form entsprechen. Eine tatsächlich empfangene und überabgetastete Signalsequenz wird mit den Modellsequenzen verglichen und die Synchronisationsentscheidungen basieren auf dem Finden der am besten korrelierenden Modellsequenz.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren zum Synchronisieren eines Empfängers im Leerlaufmodus einzuführen, wobei das Verfahren lediglich eine verhältnismäßig geringe Rechenkapazität des Empfängers benötigt. Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, dass eine geringe Notwendigkeit besteht, den Empfänger eingeschaltet zu lassen, um die Synchronisation aufrechtzuerhalten.
Die Aufgaben der Erfindung werden erreicht durch die Verwendung einer bekannten Antwort des Empfängers auf verschiedene diskrete Synchronisationsfehler und durch Korrigieren der Synchronisation in Übereinstimmung damit, wie die Empfangssituation früher analysierten Fehlersituationen entspricht.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist durch die Merkmale gekennzeichnet, die in dem kennzeichnenden Teil des unabhängigen Patentanspruchs aufgeführt sind.
Das erfindungsgemäße Verfahren enthält mehrere Schritte, von denen einige für die praktische Realisierung der Erfindung wichtig sind, wohingegen andere durch alternative Prozeduren ersetzt werden können, die im Stand der Technik bekannt sind. In der folgenden Beschreibung werden jene Schritte besonders hervorgehoben, die für eine erfolgreiche Herstellung und Aufrechterhaltung der Synchronisation erforderlich sind, die jedoch in der praktischen Realisierung für die in der vorliegenden Anmeldung vorgeschlagene Erfindung nicht wesentlich sind.
Die verhältnismäßig kleine Rechenkapazität, die bei dem Verfahren der Erfindung benötigt wird, basiert größtenteils auf der Tatsache, dass die Antwort des Empfängers auf verschiedene diskrete Fehlersituationen im Voraus bekannt ist. Um Taktungsfehler zu korrigieren, wurde im Voraus berechnet, welche Art von Ergebnis sich aus der Dezimierung eines überabgetasteten Signals mit einer bekannten Form ergibt, wenn der Empfänger unterschiedliche Dezimierungspunkte für das Eliminieren der Überabtastung verwendet. Die echte Abtastwertsequenz, die aus der Dezimierung eines empfangenen echten Signals erhalten wird, wird mit Referenzsequenzen verglichen, deren Anzahl gleich der Anzahl der möglichen Dezimierungspunkte ist. Die Referenzsequenz, die am besten der echten Abtastwertsequenz entspricht, gibt an, wie stark der verwendete Dezimierungspunkt vom Optimum abweicht, wobei in diesem Fall die Dezimierung eines ununterbrochenen überabgetasteten Abtastwertstroms so korrigiert wird, dass sie an dem optimalen Punkt stattfindet.
Um den Referenzwert des Phasenfehlers in einem empfangenen Signal zu definieren, untersucht der Empfänger die Ergebnisse, die von den Empfängerzweigen I und Q erhalten wurden. Die bekannte Antwort des Empfängers auf verschiedene Phasenfehler besteht darin, dass die Konstellationspunkte, die die komplexen Abtastwerte des Abtastwertstroms beschreiben, in Bezug auf die Achsen der Phasenkoordinaten gedreht sind. Die Korrelation der Phasenfehler wird ausgeführt, indem die empfangenen Abtastwerte mit den konjugierten Werten der jeweiligen berechneten Phasenfehler multipliziert werden.
Die Synchronisation enthält außerdem die Erfassung und Korrektur des Frequenzfehlers. In dem erfindungsgemäßen Verfahren schätzt der Empfänger unter Verwendung der bekannten Symbolrate und der erfassten Phasenverschiebung pro Symbol den Frequenzfehler ab. Somit wird die Empfängerantwort in den komplexen Abtastwerten jedes Symbols als eine Drehung der Phase von einem Symbol zum anderen ausgedrückt und die Korrektur wird ausgeführt, indem der digitale Oszillator des Empfängers eingestellt wird, wobei der Oszillator die Mischfrequenzschwingung erzeugt, die bei der Grundbandmischung benötigt wird. Fehler, die in Abtastwerten enthalten sind, die bei einer fehlerhaften Frequenz empfangen werden, können durch eine Berechnung in einer ähnlichen Weise, die oben für den Fall von Phasenfehlern beschrieben wurde, korrigiert werden.
Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf eine bevorzugte Ausführungsform in der beigefügten Zeichnung genauer beschrieben, in der:
1 einen bekannten zeitlichen Ablauf einer Übertragung in dem CCS-Träger des I-CO Satellitentelephonsystems für globale Kommunikation darstellt;
2 ein schematischer Ablaufplan des erfindungsgemäßen Verfahrens ist;
3 ein Ablaufplan der Korrektur des Taktungsfehlers gemäß der Erfindung ist; und
4 ein Ablaufplan der Berechnungsprozedur der Vorhersageparameter ist, die in dem erfindungsgemäßen Verfahren verwendet wird.
1 wurde bereits oben bei der Beschreibung des Standes der Technik behandelt; in der folgenden Beschreibung der Erfindung und ihrer bevorzugten Ausführungsformen erfolgt hauptsächlich eine Bezugnahme auf die 2–4.
2 zeigt einen einfachen Blockschaltplan der Synchronisation des Empfängers. Die Blöcke 10, 11 und 12 zur Abwärtsumsetzung des Signals, Filterung und Dezimierung repräsentieren Technologie des Standes der Technik. Der Signalabschnitt, der zu einem Zeitpunkt empfangen wird, wird im Speicher 14 zur weiteren Verarbeitung gespeichert. Der Taktungsabschätzungsblock 15 untersucht die Abtastwertsequenzen, die im Speicher aufgezeichnet sind, und nimmt auf nachfolgend beschriebener Weise an der Auswahl der Dezimierungspunkte in den Blöcken 11 und 12 teil. Der Frequenzabschätzungsblock 16, der ebenfalls die im Speicher aufgezeichneten Abtastwertsequenzen untersucht, bewirkt im Block 17 die Bildung der Mischfrequenz, die bei der Abwärtsumsetzung verwendet wird. Eine Frequenzkorrektur wird jedoch lediglich dann ausgeführt, wenn eine ausreichende Menge statistischen Materials des empfangenen Signals erhalten wurde. Der Phasenabschätzungsblock 18 untersucht den Phasenwinkel der komplexen Abtastwerte und berechnet den Referenzwert und die erforderliche Korrektur für die Phase gemeinsam mit dem Phasenkorrekturblock 19. Der Phasenabschätzungsblock 18 ermittelt außerdem die durchschnittliche Phasenverschiebung pro Symbol, so dass diese Informationen und die bekannte Symbolrate beim Bilden der Frequenzfehlerdaten in dem Frequenzabschätzungsblock 16 verwendet werden können. Die Signalphasenkorrektur erfolgt, indem die Phasenkorrektur pro Abtastwert in der Multiplikationseinheit 20 mit den Abtastwerten der vom Speicher gelesenen Abtastwertsequenzen multipliziert wird. Der S/N-Block 21 schätzt den Störabstand in dem erhaltenen Ergebnis ab, wobei dieser Wert dann zu dem Taktungsabschätzungsblock 15 und zu dem Frequenzabschätzungsblock 16 geleitet wird. Der reelle Teil des phasenkorrigierten Ergebnisses wird im Block 22 erhalten, woraufhin das Signal zu weiteren bekannten Abschnitten des Empfängers zur weiteren Verarbeitung geleitet wird.
In dem ersten Schritt des erfindungsgemäßen Verfahrens korrigiert der Empfänger den Taktungsfehler, so dass er kleiner als höchstens ±0,5 Symbole ist, was als Anfangspunkt vorausgesetzt wird. Die Korrektur erfolgt anhand der Tatsache, dass das von einem A/D-Umsetzer kommende empfangene Signal, das zum Grundband gemischt und in einem A/D-Umsetzer in digitale Form umgesetzt wurde, mehrfach überabgetastet ist. Mit anderen Worten, der Ausgang des A/D-Umsetzers ist ein Abtastwertstrom, der beispielsweise das Achtfache an Abtastwerten von der bekannten Symbolrate des Systems enthält. Einer dieser acht Abtastwertpunkte entspricht der korrekten Symbolsynchronisation besser als der Rest, deswegen sollte die Dezimierung des Abtastwertstroms der acht möglichen Dezimierungspunkte erfolgen, wobei derjenige verbleibt, der das bestmögliche Ergebnis ergibt. Wenn die Taktung der Dezimierung misslingt, bewirken die benachbarten Symbole so genanntes Übersprechen, d. h. eine gegenseitige Störung in dem demodulierten Signal.
Da die Form der Referenzsequenz, die in den empfangenen BCCH-Bursts enthalten ist, bekannt ist, wird in dem erfindungsgemäßen Verfahren im Voraus berechnet, welche Art des dezimierten komplexen Abtastwertstroms erhalten wird, wenn die Dezimierung an acht möglichen Dezimierungspunkten separat ausgeführt wird. Diese so genannten Modellsequenzen zeigen die gegenseitigen Störungen, die durch die bekannten Symbole der Referenzsequenzen mit jedem Taktungsfehler bewirkt werden. Es ist empfehlenswert, die Größe der Modellsequenz so zu wählen, dass ein Bit oder mehrere Bits am Beginn und am Ende der Referenzsequenz ignoriert werden, da andernfalls Taktungsfehler gegenseitige Störungen auch von Symbolen, die der Referenzsequenz unmittelbar vorhergehen oder dieser unmittelbar folgen, bewirken würden und diese Symbole nicht bekannt sind. Es ist am vorteilhaftesten, wenn die Anzahl der ignorierten Bits gleich der in Symbolen ausgedrückten Länge der Verzögerung der Dezimierungsfilter ist. Die Modellsequenzen können nummeriert sein, z. B. von 0 bis 7, von 1 bis 8 oder von –3 bis 4. Diese Zahlen werden später als Ordnungszahl der Dezimierungspunkte bezeichnet. Darüber hinaus sind die Modellsequenzen zueinander normiert, so dass das Punktprodukt jeder Modellsequenz mit sich selbst größer ist als das Punktprodukt mit jeder anderen Modellsequenz.
3 ist ein programmartiger Blockschaltplan der Taktungsfehlerabschätzung in dem erfindungsgemäßen Verfahren. Die Behandlung unterscheidet sich in Abhängigkeit davon, ob die Taktungsfehlerabschätzung am Beginn der empfangenen Burstgruppe einfach bei dem Empfang einer Referenzsequenz (Blöcke in dem unteren Teil von 3) begonnen wird oder ob sie eine Fortsetzung einer Taktungsabschätzung ist, die bereits in der gleichen Burstgruppe begonnen wurde (Blöcke in dem oberen Teil von 3). Diese Entscheidung wird im Block 30 getroffen. Zunächst wird die am Beginn einer Burstgruppe begonnene Taktungsabschätzung beschrieben.
Bestimmte Parameter, die später genauer erläutert werden, werden in den Blöcken 31 und 32 initialisiert. Um den Dezimierungstaktungsfehler zu bestimmen, empfängt der Empfänger von einem gegebenen BCCH-Burst einen Abschnitt, der der Referenzsequenz entspricht. Am Beginn und am Ende des Abschnitts wird eine gegebene Anzahl von Bits ignoriert, wie oben erläutert wurde. Der Empfänger berechnet im Block 33 das Punktprodukt der restlichen Referenzsequenz separat mit jeder Modellsequenz und separat für die Signale sowohl des I-Zweiges als auch des Q-Zweiges. Die Ergebnisse von den I- und Q-Zweigen, die jeder gegebenen Modellsequenz entsprechen, werden quadriert und aufsummiert, so dass acht unterschiedliche Leistungswerte P_n erhalten werden, wovon jeder einer anderen Modellsequenz entspricht, d. h. einem anderen Taktungsfehler bei der Dezimierung (wobei n ein Index ist, der die Ordnungszahl des Dezimierungspunkts beschreibt). Der größte Leistungswert, der im Block 34 erfasst wird, bedeutet, dass die empfangene und dezimierte Referenzsequenz jener Modellsequenz am besten entspricht, mit der das berechnete Punktprodukt diesen Leistungswert ergab. Da die Dezimierungstaktungsfehler, die den unterschiedlichen Modellsequenzen entsprechen, bekannt sind, sagt das erhaltene Ergebnis aus, um wie viele Achtelteile des Symbolintervalls und in welche Richtung der Dezimierungspunkt verschoben werden muss. Dieses Ergebnis ist im Block 35 mit D markiert. Es ist selbstverständlich, dass dann, wenn die Überabtastung nach dem A/D-Umsetzer ein anderes Vielfaches der Symbolrate als acht ist, die in der obigen Beschreibung verwendete Zahl acht auf den jeweiligen echten Betrag der Überabtastung geändert wird.
Als anfängliche Situation bei der zum ersten Mal beginnenden Synchronisation kann die Signal-Gleichlaufherstellungsprozedur auch zwei mögliche korrekte Symbolsynchronisationspunkte liefern, wobei diese Möglichkeit in 3 nicht beschrieben ist. Das ist im Allgemeinen der Fall infolge der Tatsache, dass der Taktungsfehler bei der Dezimierung etwa ein halbes Symbol beträgt, wobei dann die grobe Symbolsynchronisation, die in dem Signalerfassungsprozess enthalten ist, nicht unterscheiden kann, auf welcher Seite der verwendeten Dezimierungsstelle der korrekte Dezimierungspunkt vorhanden ist. Nun ist es gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren am vorteilhaftesten, die oben beschriebene Multiplikation mit Modellsequenzen und den Vergleich der erhaltenen Leistungswerte separat an beiden alternativen Symbolsynchronisationspunkten auszuführen. Im Ergebnis erhält man sowohl die Kenntnis, welcher der beiden alternativen Symbolsynchronisationspunkte der richtige ist, als auch die gewünschte Korrektur der Dezimierungszeit.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist der nächste Schritt in dem erfindungsgemäßen Verfahren die Abschätzung des Frequenzfehlers, d. h. die Drehung der Konstellationspunkte. Dabei wird bei der Berechnung des Taktungsfehlers die gleiche empfangene Referenzsequenz wie oben verwendet. Mehrere alternative Verfahren können angewendet werden. Der Empfänger kann z. B. den Winkel berechnen, der zwischen den komplexen Abtastwerten der I- und Q-Zweige und der positiven reellen Achse der Phasenkoordinaten vorhanden ist. Ohne Phasenfehler und wenn das gesendete Material BPSK-moduliert ist und die Modifikation in der Empfängerverarbeitung entfernt ist, sollten die Werte, die durch den I-Zweig erzeugt werden, theoretisch auf der positiven reellen Achse liegen, d. h. der Phasenwinkel sollte null sein. Im I-Zweig sollte kein Signal vorhanden sein. Die Differenz aus dem berechneten Wert und dem theoretischen Wert ist die Phasenfehlerabschätzung. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, dass der Empfänger zuerst die Abtastwerte des I- und des Q-Zweiges der empfangenen Referenzsequenz separat mit den Abtastwerten jener Modellsequenz multipliziert, die der besten Dezimierungstaktung am besten entspricht, woraufhin der Empfänger die Ergebnisse von jedem Zweig separat aufsummiert, so dass man einen Wert des I-Zweigs und einen Wert des Q-Zweigs zum Berechnen des Phasenfehlers erhält. Vom Standpunkt der Erfindung ist das Verfahren, das in diesem Schritt zum Abschätzen des Phasenfehlers verwendet wird, als solches nicht wesentlich.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung schätzt der Empfänger anschließend den Frequenzfehler ab, der die Differenz zwischen der verwendeten Empfangsfrequenz und dem echten Grundband des Signals beschreibt. Ein vorteilhaftes Verfahren zum Abschätzen des Frequenzfehlers besteht darin zu beobachten, wie sich der Phasenfehler von einem Symbol zum anderen ändert. Das wird nachfolgend unter Bezugnahme auf 4 beschrieben, in der die Blöcke 60–62 die Initialisierung verschiedener Parameter und die Entscheidung beschreiben, ob eine ausreichende Menge von SCH-Bursts (n = M) empfangen wurden, um eine Frequenzkorrektur auszuführen. Der Empfänger multipliziert im Block 64 die komplexen Abtastwerte der Modellsequenz, die oben als die am besten geeignete Modellsequenz ausgewählt wurde, mit den komplexen Abtastwerten der empfangenen Referenzsequenz und definiert den Phasenwinkel jedes Ergebnisses innerhalb des Bereichs [–π, π] in Bezug auf die positive reelle Achse. Die Definition des Phasenwinkels erfolgt z. B. im Block 65 gemäß einer im Voraus berechneten arctan-Nachschlagtabelle. Um einen irreführenden Sprung in der Winkelgruppe von positiven zu negativen Werten zwischen dem zweiten und dritten Quadraten der Phasenkoordinaten zu vermeiden, untersucht der Empfänger in den Blöcken 66 und 67, wie viele der Winkel nach dem absoluten Wert größer als π/2 (d. h. 90°) sind und addiert bei Bedarf im Block 68 die Zahl 2π (d. h. 360°) zu den negativen Winkelwerten. Ein geeigneter maximaler Wert W für die Menge der Winkel, die dem absoluten Wert nach größer als π/2 waren, kann experimentell gefunden werden. In dieser Winkelgruppe wird anschließend eine gerade Linie angepasst, z. B. durch die Verwendung der Methode der Summierung der kleinsten Quadrate im Block 69. Der Winkelkoeffizient der angepassten geraden Linie gibt die durchschnittliche Phasenverschiebung F_n pro Symbol während einer Referenzsequenz an. Wenn die Symbolrate und die Phasenverschiebung bekannt sind, kann der Frequenzfehler in einer bekannten Weise berechnet werden.
Anhand der empfangenen Referenzsequenz kann der Empfänger außerdem im Block 63 den Störabstand berechnen. Die empfangene Referenzsequenz wird mit der Modellsequenz, die der besten Dezimierungstaktung entspricht, und mit dem konjugierten Wert des oben berechneten Phasenfehlers multipliziert. Die Quadrate der reellen Teile des erhaltenen Ergebnisses werden summiert und die Summe wird durch die Anzahl der Symbole in der Referenzsequenz dividiert; der resultierende Quotient ist die Signalleistungsabschätzung. Eine Varianz der imaginären Teile des Ergebnisses ist demzufolge eine Abschätzung der Rauschleistung, wobei in diesem Fall der Störabstand das Verhältnis aus Signalleistung und Rauschleistung ist. Dieser Wert kann verwendet werden, wenn der Grad der Mittelung definiert wird, die vor der Korrektur des Frequenzfehlers von den Frequenzabschätzungen erforderlich ist. Wenn der Störabstand schlechter ist als das Doppelte eines gegebenen Schwellenwerts, werden die oben abgeschätzten Frequenzparameter verworfen und der gesamte Synchronisationsvorgang wird im Block 73 eingefroren. In diesem Fall werden bestimmte Vorhersageparameter, die später erläutert werden, für eine Änderung bei der Taktung der Vorhersageparameter und bei der Doppler-Frequenz verwendet. Andernfalls entscheidet der Wert des Störabstands im Block 73, welcher Wert (y1 oder y2) als Schwellenwert M gewählt wird.
In diesem Schritt des erfindungsgemäßen Verfahrens hat der Empfänger eine Referenzsequenz empfangen, die in einem BCCH-Burst enthalten ist, d. h. ein SCH-Burst, und berechnete anhand dessen die Abschätzungen für die Werte des Taktungsfehlers, der Referenz des Phasenfehlers und des Frequenzfehlers. Anschließend empfängt e r eine Gleichlaufherstellungsgruppe, die aus vier aufeinander folgenden BCCH-Bursts gebildet wird, deren Umfang (vier BCCH-Bursts) erhalten wird, wobei in den Definitionen des I-CO Satellitentelephonsystems für globale Kommunikation ein wichtigster BCCH-Burst benannt ist, der in der Übertragung im Intervall von jeweils vier Bursts wiederholt wird. Dieser spezielle Burst enthält unter anderem Informationen der acht lokalen CCS-Frequenzen. Wenn das erfindungsgemäße Verfahren auf andere Systeme angewendet wird oder wenn die Wiederholungshäufigkeit wesentlicher Informationen in aufeinander folgenden BCCH-Bursts sich ändert, wird die Länge der Burstgruppe am vorteilhaftesten so geändert, dass eine Gruppe immer wenigstens einen Datenabschnitt enthält, der wesentliche Informationen aufweist.
Der Taktungsabschnitt von Operationen der Gleichlaufherstellungsgruppe wird wieder unter Bezugnahme auf 3 beschrieben. Am Beginn der Behandlung einer Gleichlaufherstellungsgruppe korrigiert der Empfänger die Zahl "deci", die die Dezimierungspunkttaktung so korrigiert, dass sie dem besten Dezimierungspunkt entspricht, der oben im Block 36 gefunden wurde. Bei dem Korrekturvorgang muss beachtet werden, dass dann, wenn z. B. die Ordnungszahlen 0–7 und die alte Dezimierungspunktnummer 6 verwendet werden und die Taktungsfehlerkorrektur +3 ist, das Ergebnis 9 in dem Bereich 0–7 beschrieben werden muss, ohne die Anzahl der Abtastwerte pro Symbol (die hier 8 beträgt) zu subtrahieren. Nun wird außerdem das Anfangssymbol, bei dem die Berechnung des empfangenen Signals beginnt, um ein Symbol auf einen späteren Zeitpunkt verschoben. Ein negatives Ergebnis verschiebt dementsprechend das Anfangssymbol, von dem aus die Berechnung des empfangenen Signals beginnt, um ein Symbol auf einen früheren Zeitpunkt. Die Beschreibung des Dezimierungspunkts für ein gegebenes Intervall sowie die Korrektur des Parameters StSy, der das Anfangssymbol beschreibt, werden unter Verwendung eines etwas anderen Indexierungsverfahrens in den Blöcken 37–40 von 3 beschrieben. Durch die erhaltene Ordnungszahl, die den Dezimierungspunkten entspricht, werden die Dezimierungspunkte korrigiert. Der empfangene Burst wird gefiltert und gemäß den abgeschätzten Dezimierungspunkten dezimiert und für eine Verarbeitung im Speicher gespeichert.
Die rechnerische Behandlung des ersten vollständigen BCCH-Bursts beginnt durch die Neuabschätzung des Taktungsfehlers. Da der Taktungsfehler bereits ziemlich genau korrigiert wurde, verwendet der Empfänger nun in den Blöcken 41 und 42 von 3 lediglich die optimale Modellsequenz und die jeweils nächste vorhergehende und folgende Modellsequenz (d. h. das Wertintervall des Index von –1 bis 1), wodurch der Umfang der erforderlichen Berechnungen verringert wird. Die Abtastwertsequenzen, die von den I- und Q-Zweigen erhalten wurden, werden wiederum mit den Abtastwerten jeder der drei Modellsequenzen multipliziert und die Produkte werden quadriert und summiert. Unter den erhaltenen Leistungswerten wird der größte ausgewählt und die Zahl, die diesem entspricht, ist der Abstand vom optimalen Punkt.
Eine vorteilhafte Prozedur, die Informationen des Taktungsfehlers zwischen den unterschiedlichen Bursts überträgt, besteht in Folgendem: Ein Abstand von dem verwendeten Dezimierungspunkt, der einem Modellabstand entspricht, der eine maximale Leistung ergibt, wird im Block 43 in ein gleitendes Filter eingesetzt, wobei der älteste Abstandswert herausfällt, wenn ein neuer Wert eingegeben wird. Bei diesem Filter sind alle ursprünglichen Werte Nullen, d. h. sie entsprechen dem optimalen Moment. Als Filterlänge sind höchstens drei Werte ausreichend. Der Durchschnitt der Werte, der durch das Filter erhalten wird, wird auf die nächste ganze Zahl gerundet und diese ganze Zahl wird im Block 44 von allen Filterwerten subtrahiert. Diese ganze Zahl wird bei den folgenden Bursts verwendet, so dass zu dieser ganzen Zahl die Ordnungszahl addiert wird, die den gegenwärtigen Dezimierungspunkten entspricht, und die Dezimierungspunkte, die der erhaltenen Ordnungszahl entsprechen, werden in dem folgenden Vorgang verwendet. Die Korrektur wird anschließend an dem nächsten Burst ausgeführt. Das gleitende Fenster wird nach jeder Burstgruppe gelöscht. Die Lage des Dezimierungspunkts wird den gleichen Überprüfungen und notwendigen Korrekturen unterzogen, die oben in Bezug auf die Blöcke 37–40 erläutert wurden.
Die Phasenfehler-Referenzwertabschätzung und die Frequenzfehlerabschätzung werden in der oben beschriebenen Weise ausgeführt, mit der Ausnahme, dass von nun an die Referenzsequenz die gesamte grundlegende Referenzsequenz ist, d. h. der SCH-Burst. Der geschätzte Frequenzfehler wird wie der in der vorherigen Runde berechnete Frequenzfehler im Speicher gespeichert, die Frequenz ist jedoch noch nicht korrigiert, da das statistische Material bei der Berechnung des Frequenzfehlers noch zu beschränkt ist.
In dem geeigneten Phasenfehler-Korrekturschritt besteht das Ziel darin, einzelne Phasenkorrekturwerte für jeden dezimierten Datenabtastwert, der aus dem BCCH-Burst erhalten wird, zu berechnen. Jedes bekannte Verfahren kann für diesen Zweck verwendet werden. In der folgenden Beschreibung wird ein bekanntes Verfahren des Optimalwerttyps als Beispiel verwendet.
Die Phasenabschätzung beginnt mit der Entfernung der Modulation. Bei BPSK gibt es zwei Möglichkeiten. Das komplexe Symbol jedes BCCH-Bursts wird entweder mit sich selbst multipliziert oder der komplexe Abtastwert (in diesem Fall der absolute Wert der reellen und imaginären Teile) dient als eine Adresse in einer Nachschlagtabelle, aus der der mit zwei multiplizierte Winkelwert des Abtastwerts in einer Form "Kosinus des Winkels (reeller Teil) und Sinus des Winkels (imaginärer Teil)" erhalten wird. Die Nachschlagtabelle muss lediglich einen Quadranten der Phasenkoordinaten abdecken, da der endgültige Winkelwert aus den Vorzeichen der eingegebenen Werte geschlossen werden kann. Wenn das eingegebene Signal im zweiten Quadranten liegt, ist der korrekte Phasenwinkel 360 Grad minus der Phasenwinkel, der von der Nachschlagtabelle angegeben wird. Im dritten Quadrant ist der Phasenwinkel gleich dem aus der Tabelle erhaltenen Phasenwinkel. Im vierten Quadrant ist der Phasenwinkel gleich der Negation des aus der Tabelle erhaltenen Phasenwinkels. Anschließend werden die erhaltenen komplexen Werte gemittelt, indem N Werte auf beiden Seiten des zu mittelnden Abtastwerts berücksichtigt werden, wobei N eine in geeigneter Weise ausgewählte ganze Zahl ist. Nun beträgt die Länge des Mittelwertbildungsfensters 2*N + 1 Abtastwerte und die Mittelwertbildung wird separat für den reellen und den imaginären Teil ausgeführt. Die Abtastwerte, die bei der Mittelwertbildung verwendet werden sollen, sind die Daten- und Referenzsequenz-Abtastwerte des BCCH-Bursts. Für N erste und N letzte Abtastwerte wird keine gemittelte Abschätzung erhalten, sondern diese werden später behandelt. Die Bemittelten reellen und imaginären Teile sind Adressen in der Nachschlagtabelle, die die Hälfte des Winkels des Eingangsvektors ausgeben. Die nächste Prozedur besteht darin, die Phasensprünge zu entfernen, die durch die Halbierung des Winkels bewirkt werden. Bei dieser so genannten "Entpack-" Operation wird die Differenz der beiden aufeinander folgenden Phasenabschätzungen untersucht (die Differenz zwischen einem späteren Phasenwert und einem früheren Phasenwert). Wenn das Ergebnis kleiner ist als –145 Grad, werden zu dem letzteren Phasenwert 180 Grad addiert. Wenn das Ergebnis größer ist als 145 Grad, werden von dem letzteren Phasenwert 180 Grad subtrahiert. Alle geschätzten gemittelten Phasenwerte werden in ähnlicher Weise behandelt.
Der nächste Vorgangsschritt ist die Beseitigung von Mehrdeutigkeiten. In Abhängigkeit von der Lage des SCH im BCCH-Burst ist die Prozedur etwas verschieden. Die Lage des SCH, d. h. der Referenzsequenz in dem BCCH-Burst ist feststehend, das war jedoch noch nicht entschieden als die vorliegende Patentanmeldung eingereicht wurde. Es gibt zwei sensible Alternativen für diese Lage des SCH: entweder am Beginn des BCCH-Bursts oder in seiner Mitte. Wenn der SCH am Beginn angeordnet ist, wird eine Mehrdeutigkeit beseitigt, indem von dem Referenzwert, der früher auf der Grundlage des SCH berechnet wurde, der erste Phasenwert subtrahiert wird, der gemäß der oben beschriebenen Prozedur berechnet wurde. Das Ergebnis wird zu allen geschätzten Phasenwerten addiert. Bei dieser Lage des SCH besteht ein Nachteil darin, dass sich die Phase bei einem Frequenzfehler bereits zwischen dem Symbol, das der Referenzsequenz (dem mittleren Abschnitt der Referenzsequenz) entspricht, und dem Symbol, das der ersten geschätzten Phase entspricht, gedreht hat. Wenn der SCH in der Mitte des BCCH-Bursts angeordnet ist, wird der Phasenwert, der für das jeweilige Symbol abgeschätzt wurde, von der Referenzsequenz subtrahiert. Das erhaltene Ergebnis wird wiederum zu allen geschätzten Phasenwerten addiert.
Der nächste Schritt besteht darin, die Phasenverschiebung aus den erhaltenen Phasenwerten abzuschätzen. Dafür gibt es mehrere Wege, wobei eine Möglichkeit darin besteht, den Durchschnitt des letzten und des fünftletzten abgeschätzten Phasenwert und den Durchschnitt des ersten und des fünften Phasenwerts zu verwenden, diese voneinander zu subtrahieren und das Ergebnis durch den in Symbolen ausgedrückten durchschnittlichen Abstand dieser beiden zu dividieren. Das erhaltene Ergebnis wird symbolweise phasenverschoben. Wenn der SCH am Beginn angeordnet war, werden den Datenwerten, die keine vorhandene Phasenabschätzung besaßen, Phasenabschätzungen in der folgenden Weise gegeben. Die Abschätzungen am Beginn sind gleich der ersten Phasenabschätzung und die Phasenabschätzungen am Ende erhält man, indem der Wert der abgeschätzten Phasenverschiebung zu dem letzten abgeschätzten Phasenwert gemäß der folgenden Formel addiert wird: α(L + k) = α(L) + k*ϕ wobei L der Index des Symbols ist, das der letzten Phasenabschätzung entspricht, α ist die Phasenabschätzung des Symbols, das dem Index in den Klammern entspricht, k = 1, 2, 3,... und ϕ ist der berechnete Phasenverschiebungswert pro Symbol. Wenn der SCH in der Mitte des BCCH liegt, erhält man die Phasenabschätzungen der letzten Werte wie oben und die Phasenabschätzungen der anfänglichen Werte erhält man aus der obigen Formel, indem die Indexe verändert werden (L ist der erste abgeschätzte Phasenwert und k = –1, –2, –3,...). Nun hat jeder Datenpunkt eine einzelne Phasenabschätzung erhalten, die bei der Demodulation in einer Weise, die später beschrieben wird, verwendet werden kann.
Die Demodulation des ersten BCCH-Bursts endet mit der Multiplikation der komplexen Datenabtastwerte des empfangenen Bursts mit den jeweiligen berechneten konjugierten Werten der abgeschätzten Phasenverschiebungen, wobei anschließend der Realteil des Ergebnisses verwendet wird. In der Praxis wird der Realteil eines komplexen Abtastwerts mit dem Realteil eines normalisierten Phasenvektors (oder mit dem Kosinus des Phasenwinkels) multipliziert und die Ergebnisse werden summiert. In Abhängigkeit davon, ob eine Möglichkeit für eine genauere weitere Analyse des Ergebnisses in dem Empfänger reserviert werden soll oder nicht, wird von dem demodulierten BPSK-Signal lediglich ein Vorzeichen oder eine reelle Zahl übertragen. Alle vier Bursts der BCCH-Gleichlaufherstellungsgruppe werden den gleichen Operationen unterzogen, woraufhin die erste BCCH-Gleichlaufherstellungsgruppe demoduliert ist.
Auf der Grundlage des Durchschnitts des Störabstands in der Gleichlaufherstellungsgruppe wird entschieden, ob die abgeschätzten Frequenzfehlerwerte ausreichend sind oder ob es trotzdem notwendig ist, lediglich SCH-Bursts zu empfangen, an denen die Frequenzabschätzung ausgeführt wird. Aus dem BCCH-Burst wurde der Frequenzfehler auf zwei unterschiedliche Arten abgeschätzt: aus dem SCH-Abschnitt (in der Einheit Phasenverschiebung pro Symbol) und aus der Phasenabschätzung (gleiche Einheit). Da dies unabhängige Arten der Abschätzung des Frequenzfehlers sind, ist die Frequenzfehlerabschätzung eines BCCH-Bursts der Durchschnitt dieser beiden. Die Frequenzfehlerabschätzung einer Gruppe, die von nun an für die Frequenzabschätzungen der einzelnen BCCH-Bursts verwendet wird, ist die durchschnittliche FTG und die Frequenzabschätzungen werden lediglich aus den SCH-Abschnitten abgeschätzt; wobei die Berechnung der FTG (Frequenz-Gleichlaufherstellungsgruppe) in 4 als separater Block repräsentiert ist.
Zwischen den BCCH-Gruppen, die demoduliert werden sollen, muss der Empfänger Synchronisationsparameter aufrechterhalten und bei Bedarf modifizieren, damit er in der Lage ist, die Taktungsverschiebung, die durch die Taktdifferenz zwischen Empfänger und Sender bewirkt wird, sowie die Frequenzverschiebung, die durch die Änderung der Doppler-Frequenz bewirkt wird, zu steuern. Diese Synchronisationsparameter werden in regelmäßigen Intervallen (z. B. nach jeweils 10 Sekunden) in einer Gruppe von SCH-Bursts abgeschätzt. 4, auf die vorher Bezug genommen wurde, ist insbesondere mit der Behandlung der SCH-Gleichlaufherstellungsgruppe verbunden. In jeder SCH-Sequenz werden der Taktungs- und Frequenzfehler sowie der Störabstand abgeschätzt. Auf der Grundlage früherer Ergebnisse wird außerdem die Taktungs- und Frequenzverschiebung zu dem PCH-, BCCH- oder SCH-Burst, der als Nächster demoduliert werden soll, vorhergesagt.
In der ersten Referenzsequenz der SCH-Gruppe wird die Taktung mit allen acht Modellsequenzen in der oben erläuterten Weise abgeschätzt. Die Abweichung von der optimalen Taktung wird gemäß der oben beschriebenen Prozedur korrigiert und bei den folgenden Sequenzen der gleichen Gruppe werden lediglich die optimale Modellsequenz und die an beiden Seiten davon angeordneten Modellsequenzen angewendet, wie oben erläutert wurde. Die anfängliche Abweichung von der optimalen Taktung wird im Speicher aufgezeichnet und wird in der gleichen Weise wie andere Werte in dem Taktungsfenster skaliert (siehe obige Beschreibung). Somit wird am Ende jeder Gruppe eine jeweilige Taktungsverschiebung im Vergleich zu der vorherigen Gruppe erhalten. Durch Mittelwertbildung dieser Verschiebungen, z. B. für die Dauer von vier Gruppen mit einem Taktungsfenster wird die Taktungsverschiebung pro Zeiteinheit abgeschätzt. Der erhaltene Wert kann dann zum Vorhersagen der Taktungsverschiebung für die nächste PCH-, SCH- oder BCCH-Gruppe verwendet werden. Die Vorhersage ist in den Blöcken 50–52 von 3 veranschaulicht. Es ist demzufolge im Fall des PCH überhaupt nicht erforderlich, die Taktung abzuschätzen, sondern die Verschiebung des Dezimierungspunkts kann vorhergesagt und korrigiert werden. In den SCH- und BCCH-Gruppen, bei denen die Taktung abgeschätzt wird, kann diese Verschiebung vorhergesagt, korrigiert und als Anfangswert der Verschiebungsabschätzung verwendet werden; schließlich kann ihre Genauigkeit überprüft werden und sie kann in dem oben beschriebenen gleitenden Fenster korrigiert werden.
Bei der Frequenzabschätzung können zwei verschiedene Strategien angewendet werden. Das hängt von der Größe einer einzelnen SCH-Gruppe und davon ab, wie viele solcher Gruppen bei der Abschätzung der Änderung der Doppler-Rate verwendet werden. Die Wahl der Strategie basiert auf der Tatsache, dass die Terminalvorrichtung weiß, ob sie ihre Leistung von einer externen Quelle oder von ihrer eigenen Batterie bezieht. Es wird angenommen, dass sich die Terminalgeschwindigkeit langsam ändert, wenn die Arbeitsleistung von der Batterie stammt (der Benutzer geht zu Fuß). Die Länge dieser Gruppe bei der Frequenzfehlerabschätzung kann klein sein, aber die Anzahl der Gruppen bei der Abschätzung der Änderung der Doppler-Rate kann groß sein. In einem anderen Fall kann sich der Benutzer in seinem Fahrzeug befinden (die Terminalvorrichtung bezieht ihre Arbeitsleistung von einer externen Quelle), wobei sich in diesem Fall die Fahrzeuggeschwindigkeit innerhalb einer kurzen Zeitperiode radikal ändern kann. Nun ist die Länge der Gruppe bei der Frequenzfehlerabschätzung groß, aber die Anzahl der Gruppen bei der Abschätzung der Änderung der Doppler-Rate ist klein, so dass der Empfänger besser in der Lage ist, Änderungen bei der Rate der Doppler-Frequenz zu beobachten. Die Frequenzfehlerabschätzung einer Gruppe wurde oben beschrieben sowohl bei einem reinen SCH als auch dann, wenn der gesamte BCCH demoduliert ist. Anschließend wird der Abschätzungsalgorithmus für die Änderung der Doppler-Rate erläutert.
Bei der Abschätzung der Änderung der Doppler-Rate wird eine ähnliche direkte Anpassung unter Verwendung der Methode der Summierung der kleinsten Quadrate wie bei der Frequenzfehlerabschätzung von dem SCH verwendet. Nach der Signalerfassung und Übergabe sind die Gruppen für die Frequenzfehlerabschätzung etwas länger, da die Frequenzfehlerabschätzung, die von der Gruppe erhalten wird, direkt für die Frequenzkorrektur verwendet wird. Der Frequenzfehler der nächsten Gruppe ist der restliche Frequenzfehler der vorherigen Gruppe plus die Doppler-Verschiebung zwischen den jeweiligen Gruppen. Wenn die Frequenz an einem Kanaloszillator korrigiert wird, wird der Korrekturwert immer von den Frequenzfehlerabschätzungen subtrahiert, die in dem gleitenden Fenster vorhanden sind. Dieser Frequenzkorrekturwert wird außerdem von dem Kanaloszillator subtrahiert, der den gewünschten Kanal zum Grundband mischt. In der Praxis ist der Frequenzkorrekturwert die Phasenverschiebung während eines Symbols; somit wird die Phasenverschiebung, die von dem Kanaloszillator subtrahiert werden soll und während eines Symbols stattfindet, durch den Überabtastungswert dividiert. Wenn eine ausreichende Menge von Frequenzfehlerabschätzungen (der Schwellenwert A der Blöcke 74 und 77 in 4) im Speicher gespeichert ist, wird die Abschätzung der Änderung der Doppler-Rate begonnen. Die Frequenzänderung ist in den Blöcken 79 und 75 durch eine gerade Linie modelliert, in deren Gleichung y = a*x + b die Koeffizienten a und b Konstanten sind, die durch die Methode der Summe der kleinsten Quadrate bestimmt sind. Indem für x ein gewünschter relativer zeitlicher Moment eingesetzt wird, an dem die Frequenz vorhergesagt werden soll, erhält man den Korrekturwert y. Die Anzahl der Gruppen, die bei dem Abschätzungsprozess zu verwenden ist, soll z. B. Q sein und die relative Zeit zwischen den Gruppen soll eine Konstante 1 sein. Die neue Frequenzabschätzung sollte nach der relativen Periode 1 von der zuvor abgeschätzten Gruppe vorhergesagt werden. Das ergibt y (neue Abschätzung) = a*(Q + 1) + b. Wenn die Vorhersage verwendet wird, wird die neue Abschätzung zu dem Kanaloszillator geleitet und dieser Wert wird von den alten Frequenzfehlerabschätzungen, die im Speicher gespeichert sind, subtrahiert (mit Ausnahme der ältesten, die nicht mehr verwendet wird).
Der PCH oder der Funkrufkanal-Datenabschnitt ist wie der BCCH BPSK-moduliert. Seine Referenzsequenz hat jedoch eine Länge von lediglich 8 Symbolen. Somit berechnet der Empfänger weder den Taktungsfehler noch den Frequenzfehler vom PCH, sondern verwendet die oben beschriebenen Vorhersageverfahren für die Taktung und die Frequenz. Die Phase wird trotzdem im PCH abgeschätzt. Die Referenzsequenz für die Berechnung des Phasendifferenzwerts (wie oben) wird verwendet und die Phase jedes Symbols wird in der gleichen Weise wie oben abgeschätzt. Außerdem wird die Demodulation des Signals in ähnlicher Weise wie bei den BCCH-Daten ausgeführt.
Die oben beschriebene Demodulation einer BCCH-Gleichlaufherstellungsgruppe stand insbesondere mit der Verarbeitung des ersten BCCH-Bursts nach dem Finden des Signals in Verbindung. Wenn der Empfänger im Leerlaufmodus ist, empfängt und demoduliert er BCCH-Burstgruppen vorteilhaft einmal pro Minute. Wenn der Leerlaufmodus fortgesetzt wird, unterscheidet sich die Behandlung von BCCH-Gleichlaufherstellungsgruppen von der ersten Burstgruppe lediglich in einer Hinsicht: Es werden Vorhersagen verwendet, die in der oben beschriebenen Weise berechnet werden und die Taktungsverschiebung und die Änderung der Doppler-Rate zwischen den Gleichlaufherstellungsgrup pen betreffen. Darüber hinaus ist die Taktung der Dezimierung in der weiteren Verarbeitung bereits so genau bekannt, dass eine Mehrdeutigkeit, die oben als eine Alternative vorgeschlagen wurde, ob das anfängliche Symbol ein bestimmtes Symbol oder eines von zwei benachbarten Symbolen ist, nicht auftritt.
Wenn ein bedeutender Gegensatz zwischen der Abschätzung des Störabstands und dem Bitfehlerquotienten (Bereich) des demodulierten Signals besteht oder wenn die Synchronisationsparameter für eine Zeitspanne eingefroren wurden, muss der Empfänger ermitteln, ob das auf Grund der Tatsache erfolgte, dass die Synchronisation fehlgeschlagen ist (= Fehlersituation) oder ob das Signal verfehlt wurde. Das erfolgt, indem die BCCH-Leistung gemessen wird (die Taktung wurde niemals so stark verschoben, dass dies nicht zuverlässig erfolgen könnte) und die Rauschleistung des Rauschabschnitts, der dem FCH während der Dauer des Bursts folgt, gemessen wird. Man erhält somit (S + N)/N. Falls dieser Wert kleiner als z. B. 1,5 oder ein anderer gegebener Schwellenwert ist, wurde das Signal verfehlt und der Empfänger geht in die Betriebsart "außerhalb des Versorgungsgebiets", die an dieser Stelle nicht behandelt wird. Andernfalls ist die Empfängersynchronisation fehlgeschlagen und der Prozess der Wiederherstellung nach der Fehlersituation kann in der Demodulationsprozedur integriert sein. Das bedeutet hauptsächlich eine Situation, in der bei der Gleichlaufherstellung der Taktung die Symbole der Modellsequenz bei der Ausführung der Multiplikation nicht mit entsprechenden Symbolen in dem empfangenen Abtastwertstrom sondern mit früheren oder späteren Symbolen multipliziert werden. Eine weitere Alternative besteht darin, dass der Frequenzfehler vollkommen außer Kontrolle gerät. Die Rückkehr zur Synchronisation wird ausgeführt, indem eine einfachere Version der Erfassungsprozedur ausgeführt wird, d. h. es wird zuerst der Frequenzfehler aus zwei FCH-Bursts berechnet. Dieser Fehler muss sehr nahe bei einem Frequenzfehler null liegen, da sich die Frequenz nicht zu weit entfernt haben kann. Wenn der absolute Wert des Frequenzfehlers den Schwellenwert, der z. B. etwa 400 Hz betragen kann, übersteigt, geht der Empfänger in die Betriebsart "außerhalb des Vorsorgungsgebiets". Andernfalls wird der Frequenzfehler korrigiert, nachdem zunächst die Feinsynchronisation des Rahmens berücksichtigt wurde. Gleichzeitig mit dem Empfang der zwei FCH-Bursts speicherte der Empfänger außerdem zwei SCH-Bursts und z. B. 10 Abtastwerte, die diese umgeben. Die Feinsynchronisation des Rahmens wird unter Verwendung dieser Abtastwerte gemäß dem Verfahren ausgeführt, das in der finnischen Patentanmeldung "Signal acquisition in a satellite telephone system" vom gleichen Anmelder beschrieben ist, woraufhin der Empfänger die Signal-Gleichlaufherstellung gemäß dem in der vorliegenden Patentanmeldung beschriebenen Verfahren beginnt.
Die jeweilige Reihenfolge der oben als Teil des erfindungsgemäßen Verfahrens erläuterten Prozeduren sowie die praktische Realisierung der oben beispielhaft beschriebenen Verfahrensschritte schränken die Erfindung nicht ein, sondern die Erfindung kann auf viele Arten im Umfang der folgenden Ansprüche modifiziert werden.

Claims

Verfahren zum Synchronisieren eines Empfängers mit einem Signal, dessen Frequenz und Symboltaktung dem Empfänger nicht genau bekannt sind, wobei in dem Verfahren eine bekannte Antwort des Empfängers auf bekannte Synchronisationsfehler verwendet wird, um die Demodulation des Signals zu verbessern, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: – Bilden einer gegebenen Anzahl von Modellsequenzen, die die Antwort des Empfängers auf die Dezimierung (11, 12) einer gegebenen überabgetasteten Referenzsequenz an verschiedenen Dezimierungspunkten beschreiben, so dass jede Modellsequenz einen gegebenen Abstand des Dezimierungspunkts von einem optimalen Dezimierungspunkt angibt, – Bilden einer ersten Abtastwertsequenz durch Empfangen und Überabtasten (10) einer der Referenzsequenz entsprechenden ersten Sequenz aus dem Signal, – Bilden einer zweiten Abtastwertsequenz durch Dezimieren (11, 12) der ersten Abtastwertsequenz an einem ersten Dezimierungspunkt, – Untersuchen der Korrelation (14, 15, 33, 34) der zweiten Abtastwertsequenz und der Modellsequenzen und – Korrigieren (15, 35, 36, 37, 38, 39, 40) des ersten Dezimierungspunkts um einen Betrag, der dem Abstand von dem optimalen Dezimierungspunkt entspricht, der von jener Modellsequenz angegeben wird, die am besten mit der zweiten Abtastwertsequenz korreliert.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass – der Schritt des Bildens einer gegebenen Anzahl von Modellsequenzen das Bilden einer gegebenen Anzahl von Modellsequenzen umfasst, die die Antwort des Empfängers auf die Dezimierung (11, 12) einer gegebenen überabgetasteten Referenzfolge, die am Beginn und am Ende an verschiedenen Dezimierungspunkten gekürzt ist, beschreiben, und – der Schritt des Bildens der ersten Abtastwertsequenz das Bilden einer ersten Abtastwertsequenz durch Empfangen und Überabtasten (10) einer ersten Sequenz aus dem Signal, die der Referenzsequenz, die am Beginn und am Ende abgeschnitten ist, entspricht, umfasst.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich – nach dem Empfang der ersten Sequenz aus dem Signal eine dritte Abtastwertsequenz durch Empfangen und Überabtasten einer zweiten Sequenz, die der Referenzsequenz entspricht, die am Beginn und am Ende abgeschnitten ist, gebildet wird, – eine vierte Abtastwertsequenz durch Dezimieren der dritten Abtastwertsequenz an dem oben korrigierten Dezimierungspunkt gebildet wird, – die Korrelation der vierten Abtastwertsequenz und nur eines Teils der Modellsequenzen untersucht wird (41, 42) und – der korrigierte Dezimierungspunkt ferner um einen Betrag korrigiert wird (45, 46, 47, 48, 49), der dem Abstand von dem optimalen Dezimierungspunkt entspricht, der durch jene Modellsequenz angegeben wird, die am besten mit der vierten Abtastwertsequenz korreliert.
Verfahren nach den Ansprüchen 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich – eine Anzahl von Phasenwinkeln durch Untersuchen der Phase der Abtastwerte, die in der zweiten oder in der vierten Abtastwertsequenz enthalten sind, gebildet wird (64, 65, 66, 67, 68), – die durchschnittliche Verschiebung des Phasenwinkels zwischen zwei aufeinander folgenden Abtastwerten definiert wird (69), wobei zwei aufeinander folgende Abtastwerte zwei aufeinander folgenden Symbolen des empfangenen Signals entsprechen, und – der Fehler der Frequenz definiert wird (16, 17), die in der Signalempfang-Grundbandmischung verwendet wird, indem die durchschnittliche Änderung des Phasenwinkels zwischen zwei aufeinander folgenden Abtastwerten mit der bekannten Symbolrate des empfangenen Signals multipliziert wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass – mehrere Abtastwertsequenzen durch Empfangen, Überabtasten (10) und Dezimieren (11, 12) solcher Abschnitte aus dem Signal, die der Referenzsequenz entsprechen, gebildet werden, – in jeder Abtastwertsequenz die durchschnittliche Änderung des Phasenwinkels zwischen zwei aufeinander folgenden Abtastwerten definiert wird (18), wobei zwei aufeinander folgende Abtastwerte zwei aufeinander folgenden Symbolen des empfangenen Signals entsprechen, – für jede Abtastwertsequenz der Fehler der in der Signalempfang-Grundbandmischung verwendeten Frequenz definiert wird (16), indem die durchschnittliche Änderung des Phasenwinkels zwischen zwei aufeinander folgenden Abtastwerten mit der bekannten Symbolrate des empfangenen Signals multipliziert wird, – ein Durchschnitt aller definierten Fehler der in der Grundbandmischung verwendeten Frequenz berechnet wird (16) und – die in der Signalempfang-Grundbandmischung verwendete Frequenz anhand des berechneten Fehlerdurchschnitts korrigiert wird (16, 17).
Verfahren nach einem der Ansprüche 2–5, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich – mehrere Abtastwertsequenzen durch Empfangen, Überabtasten (10) und Dezimieren (11, 12) solcher Abschnitte aus dem Signal, die im Wesentlichen einer gegebenen Datensequenz entsprechen, gebildet werden, wobei sich die Datensequenz wiederholt und die Referenzsequenz als eine Teilgruppe enthält, – anhand jeder Abtastwertsequenz eine durchschnittliche Änderung des Phasenwinkels zwischen zwei aufeinander folgenden Abtastwerten definiert wird (18), wobei zwei aufeinander folgende Abtastwerte zwei aufeinander folgenden Symbolen des empfangenen Signals entsprechen, – für jede Abtastwertsequenz der Fehler der in der Signalempfang-Grundbandmischung verwendeten Frequenz definiert wird (16), indem die durchschnittliche Änderung des Phasenwinkels zwischen zwei aufeinander folgenden Abtastwerten mit der bekannten Symbolrate des empfangenen Signals multipliziert wird, – ein Durchschnitt aller definierten Fehler der Frequenz, die in der Grundbandmischung verwendet wird, berechnet wird (16) und – die in der Signalempfang-Grundbandmischung verwendete Frequenz auf der Grundlage des berechneten Fehlerdurchschnitts korrigiert wird (16, 17).
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die erzeugten Abtastwertsequenzen eine Gruppe bilden und mehrere Gruppen wie diese in gegebenen Intervallen empfangen werden, so dass die Frequenz, die in der Signalempfang-Grundbandmischung verwendet wird, vor dem Empfang einer bestimmten Gruppe auf der Grundlage des Fehlerkorrekturtrends, der durch die Gruppen angegeben wird, die früher empfangen wurden, vorausschauend korrigiert wird (16, 17).
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich unter mehreren aufeinander folgenden Gruppen die Änderung der Doppler-Verschiebung des empfangenen Signals untersucht wird und die Frequenz, die in der Signalempfang-Grundbandmischung verwendet wird, vor dem Empfang einer gegebenen Gruppe auf der Grundlage des Fehlerkorrekturtrends der Doppler-Verschiebung, die durch die Gruppen angegeben wird, die früher empfangen wurden, vorausschauend korrigiert wird (16, 17).
Verfahren nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich untersucht wird, ob die als Empfänger verwendete Gruppe ihre Arbeitsleistung von ihrer eigenen Batterie oder von einer externen Quelle bezieht, so dass die Anzahl der Abtastwertsequenzen, die zu einer Gruppe gehören, anhand der Ergebnisse dieser Untersuchung definiert wird.
Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der Abtastwertsequenzen, die zu einer Gruppe gehören, dann, wenn die Untersuchung zeigt, dass die Empfängervorrichtung ihre Arbeitsleistung von ihrer eigenen Batterie bezieht, kleiner als in dem Fall definiert wird, in dem die Untersuchung zeigt, dass die Empfängervorrichtung ihre Arbeitsleistung von einer externen Quelle bezieht.
Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl von zusammengehörenden Gruppen dann, wenn die Untersuchung zeigt, dass die Empfängervorrichtung ihre Arbeitsleistung von ihrer eigenen Batterie bezieht, größer als in dem Fall definiert wird, in dem die Untersuchung zeigt, dass die Empfängervorrichtung ihre Arbeitsleistung von einer externen Quelle bezieht.