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TECHNISCHES
GEBIET DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung betrifft allgemein die Nachrichtenübertragung mittels Spreizspektrumcode-Phasenmodulation,
und sie betrifft insbesondere ein Verfahren und eine Vorrichtung
zum Codieren und zum Decodieren eines mittels Spreizspektrumcode
positionsmoduliertem Signals, welches über ein dispersives Übertragungsmedium übertragen
wird, außerdem
ein davon Gebrauch machendes drahtloses lokales Netzwerk ("LAN").
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Computersysteme,
die als lokale Netzwerke konfiguriert sind, sind seit beinahe zwei
Dekaden üblich
und sind in einer großen
Vielfalt von geschäftlichen
und Lehranwendungen verbreitet. Die am weitesten verbreiteten LANs
enthalten eine Anzahl von Verarbeitungseinrichtungen und Servern,
die über eine
verdrahtete Verbindung zusammengeschaltet sind. Seit etwa 1990 allerdings
haben sich auf dem Markt drahtlose lokale Netzwerke (LANs) etabliert. Obschon
das hinter den drahtlosen LANs stehende Konzept bereits eine Dekade
früher
beschrieben wurde, war das Interesse an LAN-Netzwerken bis zu der
Freigabe des unlizensierten 2,4-GHz-Bands für industrielle, wissenschaftliche
und medizinische (ISM-) Anwendungen begrenzt. Drahtlose LAN-Produkte
machen meistens Gebrauch von entweder der Methode des Direktsequenz-Spreizspektrums (DSSS;
Direct Sequence Spread Spectrum) oder des Frequenzsprung-Spreizspektrums
(FHSS; Frequency Hopping Spread Spectrum), um zwischen Roaming-Mobilstationen
und Netzwerk-Zugriffspunkten zu kommunizieren.
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In
einer typischen drahtlosen Computer-Netzwerkumgebung besteht das "Rückgrat" des LAN aus einem zentralen Server,
der mit einer Reihe von Netzwerk-Zugangspunkten über eine verdrahtete Verbindung
kommuniziert. Jeder Zugangspunkt (AP; Access Point) enthält einen
Senderempfänger zur
Kommunikation mit mindestens einer Roaming-Mobilstation (MS). Die
Mo bilstation kann ein Verkaufsstellen-Terminal (z. B. eine elektronische Registrierkasse,
ein Strichcodelesegerät
oder eine andere Abtasteinrichtung oder ein Notepad, ein Desktop
oder ein Laptop) sein. Jede MS richtet eine Übertragungsverbindung mit einem
AP ein, indem sie das SIM-Band zur Auffindung eines verfügbaren AP
abtastet. Nachdem eine zuverlässige
Verbindung eingerichtet ist, interagiert die MS mit anderen Mobilstationen
und/oder dem Server. Dies ermöglicht
dem Benutzer der MS, sich frei im Büro, in der Fabrik, im Krankenhaus
oder einer anderen Einrichtung zu bewegen, in der das drahtlose
LAN installiert ist, ohne dass eine Beschränkung durch die Länge der
Drahtverbindung zu dem LAN gegeben ist.
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Möglicherweise
bewegt sich die Mobilstation aus dem Bereich seines derzeitigen
Zugangspunkts heraus. Wenn dies geschieht, findet ein "Weiterreichen" statt, welches die Übertragungsverbindung zwischen
der Mobilstation und dem laufenden Zugangspunkt aufhebt und eine
neue Übertragungsverbindung
zwischen der Mobilstation und einem neuen Zugangspunkt einrichtet.
Die Mobilstation leitet diesen Prozess dann ein, wenn sie feststellt,
dass die Qualität
der Verbindung mit dem laufenden Zugangspunkt sich unter einen spezifischen
Schwellenwert verschlechtert hat. Dann beginnt die Mobilstation
damit, nach einem anderen Zugangspunkt Ausschau zu halten, wahrscheinlich
in einem anderen Frequenzkanal.
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Wie
angemerkt, verwenden drahtlose LAN-Produkte häufig eine gewisse Art von Spreizspektrum-Methode,
so z. B. das Direktsequenz-Spreizspektrum (DSSS) oder das Frequenzsprung-Spreizspektrum
(FHSS), um zwischen Roaming-Mobilstationen und Netzwerkzugangspunkten zu
kommunizieren. Ein Unterscheidungsmerkmal des Spreizspektrumverfahrens
besteht darin, dass die modulierten Ausgangssignale eine viel größere Übertragungsbandbreite
belegen, als sie die Basisbandinformation erfordert. Die Spreizung
wird erreicht durch Codieren jedes Datenbits in der Basisbandinformation
mit Hilfe eines Codeworts oder Symbols, welches eine viel höhere Frequenz
besitzt, als es der Bitrate der Basisbandinformation entspricht.
Die sich dadurch ergebende "Spreizung" des Signals über eine
breitere Frequenzbandbreite führt zu
einer vergleichsweise geringeren Leistungspektraldichte, so dass
andere Kommu nikationssysteme mit geringerer Wahrscheinlichkeit unter
Störungen seitens
desjenigen Geräts
leiden, welches das Spreizspektrumsignal sendet. Außerdem erschwert es
ein Detektieren des Spreizsignals und macht es weniger anfällig für Störungen (d.
h. schwerer zu blockieren).
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Sowohl
das DSSS- als auch das FHSS-Verfahren machen von einem Pseudozufalls-(PN-)Codewort
Gebrauch, welches dem Sender und dem Empfänger bekannt ist, um die Daten
aufzuspreizen und es für
solche Empfänger,
die das Wort nicht kennen, schwieriger zu detektieren machen. Das
Codewort besteht aus einer Sequenz von "Chips" mit Werten von –1 oder +1 (polar) oder 0 und
1 (nicht-polar), die multipliziert werden (oder einer Exklusiv-
oder -Verknüpfung
unterzogen werden) mit den zu senden Informationsbits. Ein einer
logischen "0" entsprechendes Informationsbit
lässt sich
also codieren als nicht-invertierte Codewortsequenz, und ein dem
logischen Wert "1" entsprechendes Informationsbit
lässt sich
codieren als invertierte Codewortsequenz. Alternativ kann das Informationsbit "0" als eine erste vorbestimmte Codewortsequenz
codiert werden, das Informationsbit "1" lässt sich
als eine zweite vorbestimmte Codewortsequenz codieren. Es gibt zahlreiche
bekannte Codes, darunter M-Sequenzen, Gold-Codes und Kasami-Codes.
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Zahlreiche
drahtlose Netzwerke entsprechen der Norm IEEE 802.11, die von dem
bekannten Barker-Code Gebrauch macht, um die Daten zu codieren und
zu spreizen. Das Barker-Codewort besteht aus elf Chips mit der Ablauffolge "00011101101" oder "+++–––+––+–". Eine vollständige Barker-Codewortsequenz
oder ein Symbol wird in der Zeitspanne gesendet, die von einem einzigen
binären
Informationsbit belegt wird. Wenn also das Symbol (oder die Barker-Folge)
eine Rate von 1 MHz besitzt, beträgt die entsprechende Chiprate
für die
elf Chips in der Folge 11 MHz. Durch Verwendung des eine Chiprate
von 11 MHz aufweisenden Signals zum Modulieren der Trägerwelle
ist das von dem übertragenen
Signal belegte Spektrum elfmal größer. Folglich umfasst das im Empfänger wiedergewonnene
Signal der Demodulation und Korrelation eine Folge von invertierten
Barker-Folgen, die z. B. Informationsbits entsprechend der logischen "1" repräsentieren, und nicht-invertierte Barker-Folgen,
die z. B. Informationsbits mit dem logischen Wert "0" repräsentieren.
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Ein
ausschlaggebender Leistungsparameter jedes Kommunikationssystems,
insbesondere von Computernetzwerken und zellularen Telefonsystemen
und dergleichen, ist die Transferrate der Daten zwischen Geräten innerhalb
des Kommunikationssystems. Funk-LANs sind keine Ausnahme. Deshalb ist
es wichtig, die Rate zu maximieren, mit der Daten zwischen Zugangspunkten
und Mobilstationen in einem drahtlosen LAN ausgetauscht werden können, um
so die LAN-Leistung zu maximieren.
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Es
besteht also Bedarf im Stand der Technik an Systemen und Verfahren,
die die Rate steigern, mit der Daten innerhalb eines Kommunikationssystems
unter Einsatz von Spreizspektrum-Methoden transferiert werden können, um
Daten zwischen einem Empfänger
und einem Sender zu übermitteln. Weiterhin
gibt es immer noch Bedarf an Systemen und Verfahren, die die Rate
steigern, mit der Daten in einem drahtlosen LAN unter Einsatz von
Spreizspektrum-Methoden transferiert werden können, um Daten zwischen einem
Netzwerk-Zugangspunkt und einer Mobilstation innerhalb des Netzwerks
zu übermitteln.
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OFFENBARUNG
DER ERFINDUNG
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Um
die oben diskutierten Unzulänglichkeiten im
Stand der Technik anzugehen, schafft die vorliegende Erfindung ein
System und ein Verfahren zum Generieren einer spreizspektrumcode-phasenmodulierten
Wellenform und ein drahtloses lokales Netzwerk (Funk-LAN), welches
das System oder das Verfahren beinhaltet. Das System enthält: (1)
einen Spreizspektrumcodierer, der Abschnitte eines Informationssignals
empfängt
und codiert mit einem Mehrfachchip-Code einer vorbestimmten Länge, um daraus
einen Strom von Sequenzen zu erzeugen, von denen jede Sequenz die
vorbestimmte Länge
besitzt, und (2) einen Sender, der periodisch jede der Sequenzen
in einem Zeitintervall sendet, welches kleiner ist als die vorbestimmte
Länge,
um dadurch eine Datenübertragungsrate
des Informationssignals zu erhöhen.
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Die
vorliegende Erfindung schafft damit das breite Konzept, zu ermöglichen,
das Zeitinterval verschieden zu machen von der Sequenzlänge. Die
vorliegende Erfindung erkennt zum ersten Mal, dass das Zeitintervall
nicht der Sequenzlänge
gleichen muss. Diese unterstellte Abhängigkeit wurde im Stand der Technik
stets als gegeben angesehen. Durch Loslösen des Zeitintervalls von
dieser Beschränkung
lässt sich
die Datenrate vorzugsweise erhöhen,
ohne die Bandbreite der resultierenden codepositionsmodulierten
Wellenform im Spreizspektrum zu erhöhen.
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Alternativ
kann das Zeitintervall die vorbestimmte Länge übersteigen. Dies kann dann
von Vorteil sein, wenn man von anderen Datencodiermethoden Gebrauch
macht. Bei einer Ausführungsform
der Erfindung ist das Informationssignal digital, wobei die Abschnitte
den einzelnen Bits des Informationssignals entsprechen. Alternativ
können
die Abschnitte Abtastwerte eines analogen Informationssignals sein.
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Bei
einer Ausführungsform
der Erfindung ist der Mehrfachchip-Code ein Barker-Code. Der Fachmann
ist mit Barker-Codes vertraut. Andere vorteilhafte Codes zum Codieren
der Abschnitte werden in größerer Einzelheit
unten näher
erläutert.
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Bei
einer Ausführungform
der Erfindung beträgt
die vorbestimmte Länge
weniger als 20 Chips. Bei der dargestellten und beschriebenen Ausführungsform
umfasst die vorbestimmte Länge
11 Chips. Der Fachmann versteht aber, dass die Erfindung nicht auf
eine spezielle vorbestimmte Länge
beschränkt
ist.
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Bei
einer Ausführungsform
der Erfindung wird der Strom von Sequenzen verarbeitet, um darin Hauptkeulen
zu erzeugen, wobei das Zeitintervall um ein Chip größer ist
als ein zulässiger
Bereich von Chip-Versetzungen, angewendet auf die Hauptkeulen. Bei
der zu veranschaulichenden und zu beschreibenden Ausführungsform
sind die Hauptkeulen des Stroms von Sequenzen bis hin zu 8 Chips
versetzt. Die vorliegende Erfindung ermöglicht in der oben angesprochenen
Ausführungsform,
dass ein Schutzintervall zwischen Symbolen verbleibt, um die Einflüsse von
Nachbarzeichenstörung
zu minimieren.
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Bei
einer Ausführungsform
der Erfindung beträgt
das Zeitintervall neun Chips. Natürlich kann das Zeitintervall
jede beliebige Länge
haben, die sich von der vorbestimmten Länge des Mehrfachchip-Codes unterscheidet.
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Oben
wurden ziemlich allgemein bevorzugte und alternative Merkmale der
Erfindung dargelegt, so dass der Fachmann die anschließende detaillierte Beschreibung
besser verstehen kann. Zusätzliche Merkmale
der Erfindung werden im Folgenden beschrieben, und es handelt sich
dabei um den Gegenstand der Patentansprüche. Der Fachmann sollte aber
sehen, dass die offenbarte Konzeption und spezielle Ausführungsform
als Grundlage benutzen kann, um weitere Strukturen zum Durchführen der
erfindungsgemäßen Besonderheiten
zu entwerfen oder zu modifizieren.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Für ein besseres
Verständnis
der Erfindung soll im Folgenden auf die Beschreibung in Verbindung
mit den begleitenden Zeichnungen Bezug genommen werden. Es zeigen:
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1 ein
topologisches Diagramm eines drahtlosen Computernetzwerks;
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2 einen
Sender und einen Empfänger gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung;
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3 ein
Impulsdiagramm, welches einen beispielhaften Korrelator-Ausgang
für eine
elf Chips umfassende Barker-Codesequenz darstellt;
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4 ein
Impulsdiagramm, welches einen beispielhaften Korrelator-Ausgang
für eine
elf Chips umfassende, codepositionsmodulierte Barker-Codesequenz
zeigt;
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5 ein
Impulsdiagramm eines beispielhaften Korrelator-Ausgangssignals für eine elf
Chips umfassende Barker-Codesequenz, wobei die Symbolrate gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung gesteigert ist; und
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6 ein
Impulsdiagramm eines beispielhaften Korrelator-Ausgangssignals für eine codepositionsmodulierte,
elf Chips umfassende Barker-Codesequenz, wobei die Symbolrate gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung gesteigert ist.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG
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Zunächst auf 1 bezugnehmend,
ist dort die Topologie eines drahtlosen Computernetzwerks 10 dargestellt.
Ein Server 20 des drahtlosen oder Funknetzwerks 10 kommuniziert
bidirektional mit Zugangspunkten 40–42 über einen
Bus 30, bei dem es sich typischerweise um eine fest verdrahtete
Verbindung handelt. Bei anderen Ausführungsformen kann der Server 20 mit
einem oder mehreren Zugangspunkten 40–42 über eine
Funkverbindung kommunizieren. Die APs 40–42 kommunizieren
außerdem
mit einer oder mehreren Mobilstationen (MS 50–53) über eine
Funkverbindung. Jeder Zugangspunkt kann Daten zu Mobilstationen,
die sich innerhalb des spezifizierten Ausstrahlungsbereichs des
Zugangspunkts befinden, senden und von ihnen Daten empfangen. Beispielsweise
besitzen der AP 40 und der AP 41 Ausstrahlungsbereiche 60 bzw. 61.
Der AP 40 kann mit der MS 50 und der MS 51 kommunizieren,
der AP 41 kann mit der MS 52 und der MS 53 kommunizieren.
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Obschon
die beispielhaften Ausstrahlungs-Abdeckungsbereiche des AP 40 und
des AP 41 Kreisform haben, ist es möglich, den Ausstrahlungsbereich
eines Zugangspunkts in anderen Formen zu unterstellen, einschließlich einer
Sechseckform. Die Form und die Größe des Abdeckungsbereichs eines
Zugangspunkts wird häufig
durch Hindernisse bestimmt, die das Senden von Signalen zwischen
dem Zugangspunkt und einer Mobilstation verhindern.
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Im
Anschluss an die Freigabe der ISM-Bänder wurden drahtlose Computernetzwerke
in einer großen
Systemvielfalt implementiert. Beispielsweise kann das Netzwerk 10 ein
drahtloses oder Funk-LAN in einem Bürogebäude sein. Mobilstationen 50–53 sind
typischerweise Desktop- und/oder Notebook-Computer, die mit einem Dokumentenserver kommunizieren,
beispielsweise dem Server 20, oder die die Lohnbuchhaltung
oder Tabellenkalkulations-Anwendungen
in Verbindung mit einem Server abwickeln. Alternativ kann das Netzwerk
ein drahtloses LAN sein, welches zum Betreiben der Operationen einer
Warenhauseinrichtung oder einer Fertigungsanlage verwendet werden.
Angestellte, die im Warenhaus oder im Fabrikgebäude umhergehen, oder die sich
gar außerhalb
der Anlage bewegen, können
mit einem zentralen Server unter Verwendung einer Vielfalt von Mobilstationen
kommunizieren. Beispielsweise können
Angestellte Strichcode-Scanner dazu benutzen, Daten über die
APs 40–42 an
den Server 20 zu senden und Daten von dem Server zu empfangen.
Noch andere Angestellte können
sich durch eine Anlage bewegen und Notepad-Geräte dazu benutzen, ein im Server 20 befindliches
Verzeichnis zu aktualisieren. Bei noch weiteren Ausführungsformen
kann das Netzwerk 10 ein drahtloses LAN in einem großen Kaufhaus
sein, wobei Mobilstationen 50– 54 elektronische
Registrierkassen und/oder Strichcode-Lesegeräte sein können.
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Wenn
sich Mobilstationen 50–53 in
der Umgebung des drahtlosen LAN bewegen, gelangen die Mobilstationen
in die Einzugsgebiete verschiedener Zugangspunkte und verlassen
diese. Wenn beispielsweise die MS 50 sich in der Richtung
des Wegs 70 bewegt, entfernt sich die MS 50 von
ihrem derzeitigen Zugangspunkt AP 40 in Richtung eines
neuen Zugangspunkts A 41. An einer gewissen Stelle im Verlauf
dieser Bewegung entlang dem Weg 70 stellt die MS 50 fest,
dass die Signalqualität
der Verbindung mit dem laufenden AP 40 sich unter (oder
zumindest nahe zu) einem nicht mehr akzeptierbaren Schwellenwert
verschlechtert hat. Wenn dies geschieht, beginnt die MS 50 mit
dem Nachfragen nach einem anderen AP, um eine "Übergabe" aufzubauen.
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Wie
oben angemerkt, werden bei drahtlosen LANs häufig Spreizspektrum-Methoden eingesetzt. Bei
einer Ausführungsform
der Erfindung beinhalten demzufolge die Zugangspunkte AP 40–42 und
die Mobilstationen MS 50–53 des Netzwerks 10 Sender und
Empfänger,
die mit Hilfe von Spreizspektrummethoden Daten transferieren. Um
die nachfolgende Beschreibung der verbesserten Spreizspektrum-Empfänger und
-Sender zu vereinfachen, wird davon ausgegangen, dass die Empfänger und
Sender nach der Norm IEEE 802-11 kommunizieren. Es versteht sich
aber, dass dies nur ein Beispiel ist. Insbesondere sollte gesehen
werden, dass die verbesserten Systeme und Verfahren, die im Folgenden
beschrieben werden und dazu dienen, die Datenübertragungsrate in einem Spreizspektrumsystem
zu steigern, leicht in drahtlosen Computernetzwerken eingesetzt
werden können,
die anderen Normen entsprechen, sogar in anderen Kommunikationssystemen
als Computernetzwerken, so z. B. in zellularen Telefonsystemen und
dergleichen.
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2 zeigt
einen Sender 200 und einen Empfänger 250 gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung. Der Sender 200 und der Empfänger 250 können in
Mobilstationen und Zugangspunkten des Netzwerks 10 eingebaut
sein. Bei der beispielhaften Ausführungsform sendet und empfängt der
Sender 200 bzw. der Empfänger 250 eine binäre logische "0" unter Verwendung einer nichtinvertierten,
elf Chips umfassenden Barker-Sequenz, und sendet und empfängt eine
binäre
logische "1" unter Verwendung
einer invertierten 11-Chip-Barkersequenz. Die Bitrate der Basisbandinformation
hat einen Nennwert von 1 MHz, so dass die gesendete Chiprate 11
MHz beträgt.
Wie allerdings im Folgenden erläutert
werden wird, verwendet die vorliegende Erfindung die Quadratur-Faserumtastung
(QPSK) eines In-Phase-Cosinusträgers
(I-Kanal-Signal) und eines Quadratur-Sinusträgers (Q-Kanal-Signal) um die
Informationsbit-Übertragungsrate
zusätzlich
zu steigern.
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Die
Erfindung macht außerdem
Gebrauch von der Codepositionsmodulation oder Codephasenmodulation,
um die Informationsbit-Übertragungsrate zusätzlich zu
steigern, wobei die Übertragung
des I-Kanal-Signals und des Q-Kanal-Signals über beispielsweise
einen Bereich von acht Zeitpositionen verzögert oder vorgerückt wird.
Die Werte der acht Zeitpositionen entsprechen den acht Binärwerten 000-111,
wodurch weitere drei Bits sowohl zu dem I- als auch zu den Q-Kanalsignal
hinzukommen.
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Schließlich erhöht die vorliegende
Erfindung die Übertragungsrate
der Informationsbits dadurch, dass die Symbolübertragungsrate gesteigert
wird, ohne die Chipsequenzrate oder die Länge der elf Chips umfassenden
Barkersequenzen zu ändern. Dies
wird erreicht durch "Überlappen" von zumindest Ab schnitten
aufeinander folgender 11-Chip-Barkersequenzen sowohl im I-Kanal
als auch im Q-Kanal, wie im Folgenden näher erläutert wird. Die zu sendenden
Daten werden von einem eine variable Rate aufweisenden Symbolgenerator 202 innerhalb
des Senders 200 gelesen. Gemäß der Norm IEEE 802.11 sendet
der Sender 200 ein 192 Bits (192-Symbol) umfassendes Präambelmuster,
von dem die ersten 128 Symbole zur Synchronisation des Empfängers 250 dienen.
Die Präambel
wird einschließlich
des 128 Symbole umfassenden Synchronisationsfelds mit einer Symbolrate
von 1 MHz in differenzieller binärer
Phasenumtastmodulation (DBPSK) übertragen,
bei der der I-Kanal und der Q-Kanal die gleiche Information enthalten.
Der Empfänger 250 detektiert die
Synchronisationssymbole und synchronisiert seine internen Takte
mit den Synchronisationssymbolen, um einen fixen Referenzzeitrahmen
einzurichten, mit dem er das Datenfeld interpretieren kann, welches
sich an die Präambel
anschließt.
Beim vorliegenden Beispiel besteht der fixe Referenzzeitrahmen aus
sukzessiven benachbarten Zeitrahmen von 1 Mikrosekunde, synchronisiert
mit den Zeitrahmen während
der Übertragung
der 11-Chip-Barkersequenzen.
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Das
Synchronisationsfeld und die Präambel werden
zu Beginn jeder Nachricht übertragen.
Das Feld DATA innerhalb jeder übertragenen
Nachricht wird relativ kurz gehalten (bis hin zu beispielsweise etwa
1500 Bytes), was eine Reihe von Gründen hat. Zahlreiche Funk-Protokolle,
darunter die Norm IEEE 802.11 DS, erfordern eine Rücksendung
des gesamten Rahmens (Präambel
plus DATA-Feld),
wenn ein Fehler festgestellt wird. Die Rückübertragung eines extrem langen
Rahmens würde
Bandbreite vergeuden. Darüber
hinaus ist es notwendig, die verfügbare Bandbreite mit anderen
Benutzern des Netzwerks zu teilen, jedoch verlangsamt ein extrem
langer Rahmen die Datentransferraten für andere Benutzer deutlich.
Schließlich ändern sich
im Verlauf der Zeit häufig
die Kanalzustände,
wobei allerdings in einigen Betriebsarten (so z. B. bei der Codephasenmodulation)
die Kanalzustände
während
der Übertragung
der Präambel
lediglich abgeschätzt
werden. Gibt es zwischen Präambeln
eine überlange
Zeitspanne, können
geänderte
Kanalbedingungen zu erhöhten
Fehlerraten führen.
Aus diesem Grund kann es notwendig sein, einen großen Informationsblock
auf mehrere Nachrichten aufzuteilen, um eine vollständige Übertragung
zu erhalten.
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Wenn
die Präambel
vollständig
ist und der Sender 200 und der Empfänger 250 synchronisiert sind,
sendet ein Symbolgenerator 202 mit variabler Rate variierende
Anzahlen von Datenbits während der Übertragung
des Felds DATA zu dem Codieren 204, abhängig von der Betriebsart. Der
Symbolgenerator 202 mit variabler Rate kann den Empfänger 200 veranlassen,
zwei (2) Informationsbits pro Symboldauer während der Übertragung des Felds DATA zu senden,
indem gleichzeitig ein erstes Informationsbit als Barkersequenz
im I-Kanal-Signal und ein zweites Informationsbit als Barkersequenz
im Q-Kanal unter Verwendung von DQPSK-Methoden zu übertragen. Der
Codegenerator 202 mit variabler Rate kann den Empfänger 200 veranlassen,
zusätzlich
drei (3) Informationsbits pro Symbol zu senden, indem die I-Kanal-Barkersequenz über eine
von acht Zeitpositionen innerhalb des fixen Referenzzeitrahmens
verzögert oder
vorgerückt
wird (d. h. Codephasenmodulation). Schließlich kann der Symbolgenerator 202 variabler Rate
den Empfänger 200 veranlassen,
weitere drei (3) Informationsbits pro Symbol zu senden, indem die Q-Kanal-Barkersequenz über eine
oder acht Zeitpositionen innerhalb des fixen Referenzzeitrahmens verzögert oder
vorgerückt
wird. Dies gibt insgesamt acht Bits, die sich pro 1 Mikrosekunde
dauerndem Zeitrahmen bei einer Datentransferrate von 8 MHz übertragen
lassen.
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Bei
einer Ausführungsform
der Erfindung sendet der Symbolgenerator 202 variabler
Rate acht Informationsbits an den Codierer 204. Ein erstes
Bit wird von dem in-Phase-Codegenerator 206 gelesen, der
eine nicht-invertierte Barkersequenz und eine invertierte Barkersequenz
generiert, abhängig
davon, ob das erste Bit eine binäre "1" oder eine binäre "0" ist.
Ein zweites Bit wird von dem Quadratur-Codegenerator 210 gelesen,
der eine nicht-invertierte oder eine invertierte Barkersequenz generiert,
abhängig davon,
ob das zweite Bit eine binäre "1" oder eine binäre "0" ist.
Die übrigen
sechs Bits werden von der Pulsphasen-Zeitsteuerschaltung 208 gelesen.
Drei von diesen Bits führen
zu einem Vorrücken
oder Verzögern
der I-Kanal-Barkersequenz um eine von acht Zeitpositionen innerhalb
des fixen Referenzzeitrahmens, der von dem Synchronisationsfeld
eingerichtet wird. Die übrigen
drei Bits führen
zu einem Vorrücken oder
einer Verzögerung
der Q-Kanalbarkersequenz.
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Die
zeitlich verschobene I-Kanal-Barkersignalsequenz wird an einen HF-Mischer 212 gegeben, und
die zeitlich verschobene Q-Kanal-Barkersequenz wird auf einen HF-Mischer 214 gegeben.
Der Trägergenerator 216 liefert
an den HF-Mischer 212 eine Cosinus-Trägersequenz, und liefert an
den HF-Mischer 214 über einen
90°-Schieber 218 eine Sinus-Trägersequenz.
Der HF-Mischer 212 gibt
die Cosinus-Trägerfrequenz
moduliert von dem zeitlich verschobenen I-Kanal-Barkersequenzsignal
aus. Der HF-Mischer 212 gibt die Sinus-Trägersequenz
moduliert mit dem zeitlich verschobenen Q-Kanal-Barkersequenzsignal aus. Die modulierten
Träger
werden im Addierer 220 kombiniert und dann HF-Stufen 222 verstärkt, bevor
sie über
eine Antenne 224 abgestrahlt werden.
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Das
gesendete Signal wird von einer Antenne 252 des Empfängers 250 aufgenommen
und auf HF-Stufen 254 gegeben, die das empfangene Signal verstärken und
unerwünschte
Frequenzen ausfiltern, um die interessierenden Frequenzen zu isolieren
(d. h., die gewünschte
11-MHz-Bandbreite). Das gefilterte unverstärkte Signal wird auf einen
Demodulator 256 gegeben. Ein Empfangsoszillator 262 liefert
ein Cosinus-Referenzsignal an einen HF-Mischer 258, der
an seinem Ausgang die zeitlich verschobene I-Signal-Barkersequenz
erzeugt. Der Empfangsoszillator 262 liefert ein Sinus-Referenzsignal über einen
90° Schieber 264 an
den HF-Mischer 260, der in seinem Ausgang die zeitlich
verschobene Q-Kanal-Barkersequenz erzeugt. Als nächstes wird die zeitlich verschobene
I-Kanal-Barkersequenz zu einem in-Phasen-Korrelator 266 gegeben,
bei dem es sich um ein an die bekannte Barkersequenz angepasstes
Filter handelt. Wie im folgenden noch näher erläutert wird, erzeugt der in-Phasen-Korrelator 266 eine
Korrelationsfunktion an seinem Ausgang, die eine Spitzenamplitude
bei ihrer Mittelkeule hat, die viel größer (beispielsweise um das
11fache größer) ist
als ihre Seitenkeulen. In ähnlicher
Weise wird die zeitlich verschobene Q-Kanal-Barkersequenz zu dem
Quadraturphasenkorrelator 268 gegeben, bei dem es sich um
ein an die bekannte Barkersequenz angepasstes Filter handelt. Der
Quadraturphasenkorrelator 268 erzeugt ebenfalls eine Korrelationsfunktion
an seinem Ausgang, die eine Spitzenamplitude bei ihrer Mittelkeule
hat, die viel größer (das
elffache größer) ist
als ihre Sei tenkeulen. Das Vorzeichen der Mittelkeule der Korrelationsfunktion
(d. h., positive oder negative Amplitude) wird dadurch bestimmt,
ob von den Korrelatoren eine invertierte oder eine nicht-invertierte
Barkersequenz empfangen wurde.
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Als
ein Ergebnis von Mehrwegeeinflüssen verursacht
eine Verzögerungsstreuung
häufig,
dass die Hauptkeule und die Seitenkeulen der Barkersequenzen in
Nachbarsymbole des gleichen Kanals und sogar in Signale des Quadraturkanals
streuen. Deshalb enthält
in einer bevorzugten Ausführungsform
der Empfänger 250 einen
Komplexkanal-Konditionierer 270, der die I-Kanal- und Q-Kanal-Korrelationsfunktionen
konditioniert, um in bekannter Weise eine Kompensation für die Verzögerungsstreuung der
Kommunikationskanäle
zu erreichen. Beispielsweise handelt es sich um einen Komplexkanal-Konditionierer ähnlich dem,
der in der EP-A-0 715 421 beschrieben ist. Die konditionierten I-Kanal-
und Q-Kanal-Korrelationsfunktionen werden dann von einem Vorzeichen-
und Positionsdekodierer 274 analysiert, der das Vorzeichen
und die großen
Mittelkeulen der Korrelationsfunktionen dazu verwendet, zu bestimmen,
ob in jedem Kanal eine invertierte oder eine nicht-invertierte Barkersequenz
empfangen wurde, um dadurch zwei der gesendeten Bits abzuleiten.
Der Vorzeichen- und Positionsdekodierer 274 macht außerdem von
der Position jeder Korrelationsfunktion innerhalb des fixen Referenzzeitrahmens
Gebrauch, um die drei Verzögerungsbits
festzustellen, die dazu dienen, die Barkersequenz jedes Kanals zu
verzögern
oder vorzurücken,
um dadurch die übrigen sechs
gesendeten Bits zu gewinnen.
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Es
ist ersichtlich, dass die zeitliche Verschiebung der Barkersequenzen
dazu führt,
dass sich aufeinanderfolgende Barkersequenzen in jedem Kanal überlappen.
Ohne die Codephasenmodulation beginnt jede Barkersequenz, wenn die
vorhergehende Sequenz endet. Wenn allerdings eine erste Barkersequenz
verzögert
und die nachfolgende Barkersequenz unverändert bleibt oder vorrückt, kommt
es zu einer Überlappung
der Zeitspannen für
jede Barkersequenz, was zur gleichzeitigen Übertragung von zumindest Abschnitten
jeder Sequenz führt.
Es handelt sich hierbei um eine Form einer Störung, die dazu führt, dass
sich die Korrelationsfunktionen in den Nebenkeulen teilweise überlappen.
Allerdings sind die Amplituden der Nebenkeulen der Korrelationsfunktionen
viel kleiner als die Amplitude der Mittelkeule. Die EP-A-0 715 421
beschreibt ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Kompensieren dieser
Art von Störung.
Die acht Verzögerungspositionen
werden derart gewählt,
dass die Mittelkeulen in den Korrelationsfunktionen der aufeinander
folgenden Barkersequenzen einander nie überlappen können.
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Die
vorliegende Erfindung verbessert die oben beschriebene Codepositionsmodulations-
oder Codephasenmodulations-Methode, indem sie die Symbolrate steigert,
ohne die Chipzeit zu erhöhen. Um
dies zu erreichen, modifiziert der Symbolgenerator 202 variabler
Rate das Symbolintervall derart, dass ein neues Symbol (das ist
eine neue 11-Chip-Barkersequenz) in jedem Kanal im Durchschnitt
einmal alle neun Chips erzeugt wird. Dies führt zu einer Überlappung
von im Durchschnitt zwei Chips in jedem Kanal (sogar ohne Codephasenmodulation).
Die "durchschnittliche" Symbolrate und die "durchschnittliche" Überlappung werden beschrieben,
weil die Zeitverschiebung der Barkersequenzen (wenn eine Codephasenmodulation
stattfindet) kontinuierlich die Trennung zwischen den Anfängen aufeinander
folgender Barkersequenzen und auch das Ausmaß der Überlappung variiert.
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Nach
der Präambel
erhöht
der Symbolgenerator 202 variabler Rate die Symbolrate während der Übertragung
des Datenfeld. Wie im Folgenden gezeigt wird, können die Barkersequenzen einander
in jedem Kanal bis hin zu zwei Chippositionen überlappen, ohne dass die Mittelkeulen
in den Korrelationsfunktionen einander überlappen können. Dies verringert das Symbolintervall
auf Neun/Elf des vorhergehenden Symbolintervalls. Dies ist gleichwertig
mit einer Erhöhung
der Informationsbit-Übertragungsrate um
Elf/Neun. In dem oben beschriebenen Beispiel hat die Quadraturcodierung
und die Codephasenmodulation eine Übertragungsrate von 8 MHz für das Basisband-Informationsbit
bei Verwendung einer Symbolrate von 1 MHz erreicht. Die vorliegende
Erfindung steigert die Symbolrate unter gleichzeitiger Aufrechterhaltung
der Chiprate (11 MHz) und der Dauer jeder Barkersequenz (1 Mikrosekunde),
was zu einer Informationsbit-Übertragungsrate
von (11/9 × 8
MHz) = 9,77 MHz führt.
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Aus
Gründen
der Vereinfachung der weiteren Beschreibung der Erfindung zeigen
die 3 bis 6 die Korrelator-Ausgangsfunktionen
für lediglich
einen der beiden Kanäle
eines Quadratursignals. Außerdem
repräsentieren
aus Gründen
der Vereinfachung die Barkersequenzen, welche die zackigen Wellenformen
in den 3–6 hervorrufen,
sämtlich
den gleichen Binärwert
(z. B. eine logische "0"), so dass die entsprechenden
Korrelatorfunktionen sämtlich
Mittelkeulen-Spitzenwerte gleichen Vorzeichens haben (das sind positive
Amplituden).
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Unter
jeder Korrelator-Ausgangsfunktion in den 3 bis 6 ist
eine Reihe von neun Zeitschlitzen oder elf Zeitschlitzen dargestellt,
abhängig von
der verwendeten Symbolrate. Diese Zeitschlitze entsprechen Chippositionen
innerhalb der empfangenen Symbole. Ebenfalls dargestellt unterhalb
der Korrelator-Ausgangsfunktionen in den 3 bis 6 sind
Barkersequenzen 1–3,
die den relativen Abstand innerhalb des Senders der Symbole zeigen, die
die Korrelator-Ausgangsfunktionen hervorrufen. Allerdings sollte
gesehen werden, dass zwischen den Barkersequenzen im Sender und
den resultierenden Korrelator-Ausgangsfunktionen keine absolute
zeitliche Relation beabsichtigt ist. Tatsächlich treten die Mittelkeulen-Zacken
in den Korrelator-Ausgangsfunktionen nicht eher auf, als bis das
Ende jeder Barkersequenz erreicht ist, Ergebnis der Signalverarbeitungsverzögerungen
in jedem Empfangssignalweg und bedingt durch den Umstand, dass die Gesamtchipsequenz
empfangen und in den in-Phase-Korrelator 266 oder den Quadraturkorrelator 268 eingegeben
werden muss, bevor die Mittelkeulen-Zacke erscheint. Barkersequenzen
1 bis 3 sind zu dem Zweck dargestellt, die Änderungen im relativen Abstand
zwischen aufeinander folgenden Korrelatorausgangs-Zackenwellenformen
darzustellen, Ergebnis von Änderungen
im relativen Abstand aufeinander folgender Barkersequenzen innerhalb
des Senders.
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Zusätzlich dienen
die kleinen Nebenkeulen in den Korrelator-Ausgangsfunktionen der 3 bis 6 lediglich
zur Bezugnahme. Größe, Form
und Beabstandung der Nebenkeulen sind nicht maßstabsgetreu. Die Nebenkeulen
sind lediglich zu dem Zweck dargestellt, zu vermitteln, dass der
Korrelator im Allgemeinen einen kleinen Ausgangswert in der Nähe von 0
liefert. Die Korrela tor-Ausgangsfunktionen in den 3 bis 6 sind "ideale" Wellenformen für ein perfekt
empfangenes Codewort. In einem tatsächlichen Empfänger, der
in einer realistischen Kanalumgebung arbeitet, tragen Mehrwege-Fading, Verzögerungsstreuung,
Rauschen, Nachbarsymbolstörungen
und dergleichen dazu bei, die Größen und Formen
sowohl der großen
Mittelkeulenzacken als auch der kleineren Nebenkeulen zu verzerren.
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3 zeigt
ein Impulsdiagramm 300, welches beispielhafte Korrelator-Ausgangssignale
für eine
elf Chips umfassende Barkercodesequenz zeigt. Am Ende des Synchronisationsfelds
ist der Empfänger 250 mit
dem Sender 200 synchronisiert und erzeugt fixe Referenzzeitfenster
(dargestellt als gestrichelte Linien), die mit t1,
t2, t3 und t4 bezeichnet sind. In 3 wird von
der Codephasenmodulation kein Gebrauch gemacht, so dass die Barkersequenzen
1–3 ohne Überlappung
aufeinanderfolgend gesendet werden. Die resultierenden Korrelatorfunktionen
haben daher Mittelkeulen 301–303, die übereinstimmen
mit der Chip-Position 6 innerhalb jedes fixen Referenzfensters.
Wie bereits angegeben, sind die Nebenkeulen 311–314 der
Korrelatorfunktionen viel kleiner als die Mittelkeulen 301–303.
Die dargestellte Korrelatorfunktion entspricht einer Informationsbit-Übertragungsrate
von 1 MHz (2 MHz, wenn der andere Quadraturkanal gleichzeitig benutzt
wird), wobei eine einzelne 11-Chip-Barkersequenz ein einziges binäres Informationsbit
repräsentiert
(z. B. eine logische "0") und alle 1 Mikrosekunde übertragen wird.
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4 zeigt
ein Impulsdiagramm 400, welches beispielhafte Korrelator-Ausgangssignale
für eine
codephasenmodulierte elf-Chip-Barkercodesequenz veranschaulicht.
Es sind drei zusätzliche
Bits (pro Quadraturkanal) codiert durch Verzögern oder Vorrücken der
gesendeten Barkersequenzen durch eine von acht möglichen Positionen. Bei dem
dargestellten Beispiel entsprechen die acht möglichen Positionen den Chippositionen
3–10 innerhalb
jedes fixen Referenzfensters.
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Die
drei Verzögerungsbits,
die für
die Barkersequenz 1 verwendet werden, entsprechen der Chipposition
6, so dass die Korrelatorfunktion für die Barkersequenz 1 weder
vorgerückt
noch verzögert ist
gegenüber
ihrer normalen Po sition innerhalb des fixen Referenzfensters. Die
drei für
die Barkersequenz 2 verwendeten Verzögerungsbits entsprechen der
Chipposition 10, so dass die Korrelatorfunktion für die Barkersequenz
2 um vier Chippositionen gegenüber
ihrer Normalposition bei Chip 6 verzögert ist. Die drei Verzögerungsbits
für die
Barkersequenz 3 entsprechen der Chipposition 3, so dass die Korrelatorfunktion
für die
Barkersequenz 3 um drei Chippositionen gegenüber ihrer Normalposition bei
Chip 6 vorgerückt
ist. Bei dem dargestellten Beispiel liegen die Mittelkeulen 402 und 403,
die durch die Barkersequenz 2 und die Barkersequenz 3 verursacht
werden, so nahe wie möglich.
Dennoch verbleibt ein Minimum von drei Chippositionen zwischen den
Mittelkeulen 402 und 403. Wie das Impulsdiagramm 400 veranschaulicht,
lassen sich acht Binärwerte
zwischen 000 und 111 durch Verschieben der Position der Mittelkeule
jeder Barkersequenz zwischen den Chippositionen 3 und 10 codieren.
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5 zeigt
ein Impulsdiagramm 500, welches eine beispielhafte Korrelatorausgangsgröße für eine elf
Chips umfassende Barkercodesequenz veranschaulicht, wobei die Symbolrate
gemäß einer Ausführungsform
der Erfindung gesteigert ist. In 5 wird von
der Codephasenmodulation kein Gebrauch gemacht, so dass die Barkersequenzen
1–3 aufeinander
folgend gesendet werden. Im Gegensatz zu 3 jedoch
kommt es immer noch zu einer Überlappung
zwischen aufeinander folgenden Barkersequenzen deshalb, weil alle
neun Chipposition ein neues Symbol generiert wird, während die Barkersequenzen
elf Chips lang sind. Die resultierenden Korrelatorfunktionen haben
Mittelkeulen 501–503,
die mit der Chipposition 6 innerhalb jedes fixen Referenzzeitrahmens übereinstimmen.
Die Seitenkeulen der Korrelatorfunktion, die kleiner sind als die
Mittelkeulen 501–503, überlappen
einander in den ersten zwei und den letzten zwei Chippositionen jeder
Barkersequenz. Auch ohne Codephasenmodulation erhöht die gesteigerte
Symbolrate die Übertragung
der Bitinformationsrate um 11/9, so dass die effektive Datenrate
für einen
Kanal (11/9 × 1
MHz) = 1,22 MHz beträgt.
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6 veranschaulicht
ein Impulsdiagramm 600, das eine beispielhafte Korrelatorausgangsgröße für eine elf
Chips umfassende, codephasenmodulierte Barkercodesequenz veranschaulicht,
wobei die Symbolrate entsprechend einer Ausführungsform der Erfindung erhöht ist.
Es sind drei zusätzliche
Bits codiert durch Verzögern
oder Vorrücken
der gesendeten Barkersequenzen über
eine von acht möglichen Positionen.
Beim dargestellten Beispiel entsprechen die acht möglichen
Positionen den Chippositionen 2–9
in der Barkersequenz. Die drei Verzögerungsbits für die Barkersequenz
1 entsprechen der Chipposition 6, so dass die Korrelatorfunktion
für die
Barkersequenz 1 weder vorgerückt
noch verzögert
ist gegenüber
ihrer Normalposition innerhalb des fixen Referenzfensters. Die drei
für die
Barkersequenz 2 verwendeten Verzögerungsbits
entsprechen der Chipposition 9, so dass die Korrelatorfunktion für die Barkersequenz
2 um drei Chippositionen gegenüber ihrer
Normalposition bei Chip 6 verzögert
ist. Die drei für
die Barkersequenz 3 verwendeten Verzögerungsbits entsprechen der
Chipposition 2, so dass die Korrelatorfunktion für die Barkersequenz 3 um vier
Chippositionen gegenüber
ihrer Normalposition bei Chip 6 vorgerückt ist. Beim dargestellten
Beispiel liegen die Hauptkeulen 602 und 603 der
Barkersequenz 2 und der Barkersequenz 3 so nahe wie möglich nebeneinander.
In diesem Fall verbleibt eine Chipposition zwischen den Mittelkeulen 602 und 603.
Wie das Impulsdiagramm 600 zeigt, lassen sich acht Binärwerte zwischen
000 und 111 codieren, indem man die Position der Mittelkeule jeder
Barkersequenz zwischen den Chippositionen 2 bis 9 verschiebt.
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Der
Fachmann sieht, dass die verbesserten Sender und Empfänger gemäß obiger
Beschreibung nicht begrenzt sind auf Systeme entsprechend der Norm
IEEE 802.11, und auch nicht beschränkt sind auf Systeme, die von
11-Chip-Barkersequenzen
Gebrauch machen. Die vorliegende Erfindung lässt sich leicht anpassen zur
Verwendung bei anderen Spreizspektrum-Normen bei unterschiedlichen
Arten von Pseudozufalls-Rauschcodes, so z. B. Kasami-Codes, Gold-Codes
etc., die auch kürzer
oder länger
als elf Chips sein können.
Außerdem
sind die oben beschriebenen Verzögerungswerte, Übertragungsraten,
Pulszeitsteuerpositionen sowie Symboldauern lediglich beispielhafte
Werte, es können
auch leicht andere Werte verwendet werden. Beispielsweise ermöglichen
längere
Chipsequenzen mit mindestens sechzehn (16) Zeitpositionen innerhalb
des fixen Referenzzeitrahmens das Übertragen von vier Bits anstelle
von drei Bits in jedem Kanal durch zeitliche Verschiebung der gesendeten
Codewort-Sequenzen. Schließlich
ist die Erfindung nicht begrenzt auf draht lose LANs, sondern ist
anwendbar bei einer großen Vielfalt
von Kommunikationssystemen, darunter auch zellulare Telefone und
dergleichen.