JP3362864B2 - 多値変調信号復調装置 - Google Patents
多値変調信号復調装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は移動通信等の劣悪な伝送
路を用いた場合の多値変調信号を復調する復調装置に関
する。
路を用いた場合の多値変調信号を復調する復調装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】近年、移動通信のディジタル化が急速に
進められている。さらに周波数の有効利用の観点から多
値変調方式の導入が検討されている。ところで多値変調
を用いる際に特に問題となるのがフェージングである。
即ち、フェージングによって受信信号の振幅が大きく変
動してしまうと一般に多値変調が困難になる。またレイ
リーフェージングにもとづくランダムＦＭ雑音の影響
で、位相が極めて高速に変動するために同期検波も極め
て困難である。
進められている。さらに周波数の有効利用の観点から多
値変調方式の導入が検討されている。ところで多値変調
を用いる際に特に問題となるのがフェージングである。
即ち、フェージングによって受信信号の振幅が大きく変
動してしまうと一般に多値変調が困難になる。またレイ
リーフェージングにもとづくランダムＦＭ雑音の影響
で、位相が極めて高速に変動するために同期検波も極め
て困難である。
【０００３】近年、これらの困難を解消する一案とし
て、郵政省通信総研、三瓶氏らによって、パイロット信
号を周期的に挿入し、このパイロット信号を用いて同期
検波する手法が提案されている。
て、郵政省通信総研、三瓶氏らによって、パイロット信
号を周期的に挿入し、このパイロット信号を用いて同期
検波する手法が提案されている。
【０００４】しかしながら、この手法は周期的にパイロ
ット信号を挿入ことにより次のような問題点が生じてし
まう。
ット信号を挿入ことにより次のような問題点が生じてし
まう。
【０００５】通信容量を大きくできない。
【０００６】低Ｓ／Ｎではうまく動作しない事があ
る。。
る。。
【０００７】ディジタル信号処理を用いるが、この時
必要なＡ／Ｄ変換器の精度とダイナミックレンジへの要
求が極めて厳しい。
必要なＡ／Ｄ変換器の精度とダイナミックレンジへの要
求が極めて厳しい。
【０００８】複素内挿補間を行なう際の信号処理量が
極めて大である等の短所を持ち合わせている。
極めて大である等の短所を持ち合わせている。
【０００９】一方、レイリーフェージング下では同期検
波に比べて遅延検波の方が対ランダムＦＭ雑率の面から
有利であることが知られている。従って近年ディジタル
コードレスＴＥＬやディジタル自動車電話で採用されて
いるπ／４シフトＤＱＰＳＫ等の復調に際しては遅延検
波が頻繁に用いられている。ところが遅延検波を１６値
ＱＡＭのような多値変調に用いると以下のような問題点
が生ずる。
波に比べて遅延検波の方が対ランダムＦＭ雑率の面から
有利であることが知られている。従って近年ディジタル
コードレスＴＥＬやディジタル自動車電話で採用されて
いるπ／４シフトＤＱＰＳＫ等の復調に際しては遅延検
波が頻繁に用いられている。ところが遅延検波を１６値
ＱＡＭのような多値変調に用いると以下のような問題点
が生ずる。
【００１０】即ち、例えば１６値ＱＡＭを遅延検波する
と遅延検波器出力は図１１のように４０値もの多値をと
ってしまい、このままでは容易に判定ができない。図１
１の１、２に示す点あるいは３、４に示す点はどこを境
に識別判定したらよいか、容易に決められないばかり
か、本来より広いはずの信号点距離が極めて短くみえて
しまい低い誤り率での復調ができなかった。
と遅延検波器出力は図１１のように４０値もの多値をと
ってしまい、このままでは容易に判定ができない。図１
１の１、２に示す点あるいは３、４に示す点はどこを境
に識別判定したらよいか、容易に決められないばかり
か、本来より広いはずの信号点距離が極めて短くみえて
しまい低い誤り率での復調ができなかった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述した問題
を解決すべく創案されたものであり、フェージングに強
く低誤り率を実現可能な多値変調復調が可能な復調方式
を提供する事を目的としている。
を解決すべく創案されたものであり、フェージングに強
く低誤り率を実現可能な多値変調復調が可能な復調方式
を提供する事を目的としている。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
ため、第１の発明は、多値直交振幅変調された信号を遅
延検波する遅延検波手段と、この遅延検波手段によって
遅延検波された多値信号を複数の群に分割する分割手段
と、この分割手段によって分割された群内の信号ごとに
信号の復調を行う復調手段とを具備した多値変調信号復
調装置であり、第２の発明は、多値直交振幅変調された
信号を復調する多値変調信号復調装置において、時刻ｌ
Ｔに入力した信号と、時刻ｌＴ−ｋＴ（Ｔはボーレート
の逆数、ｋ、ｌは整数）に入力した信号とのいづれかと
他方の共役複素数と乗積検波する複素乗算手段と、前記
複素乗算手段を入力と複数ｍの判定条件各々のもとで少
なくとも複数ｍの信号点に対するメトリックを算出する
メトリック算出手段と、時刻ｌＴ−ｋＴの複数ｍの状態
から時刻ｌＴの複数ｍの状態への遷移とによって構成さ
れるトレリス上での最尤パスを前記メトリック算出手段
からの出力を用いて算出する最尤パス算出手段と、前記
最尤パス算出手段によって得られた最尤パスで定められ
る状態に対応する判定条件に従って判定された値を復調
する復調手段とを具備したことを特徴とする多値変調信
号復調装置であり、第３の発明は、第２の発明におい
て、前記各状態に対応したゲイン調整機能を備え、パス
メモリの更新が行なわれた時には、その状態に至るパス
に備わったゲイン調整機能を引き継ぎ、その状態に対応
する値と入力信号の大きさに対応して各状態のゲイン調
整機能の内部状態を更新する多値変調信号復調装置であ
り、第４の発明は、第２の発明において、前記メトリッ
ク算出は前記各判定条件で与えられる理想的な値からの
ずれを理想状態での信号点間距離で規格化したものであ
る多値変調信号復調装置である。
ため、第１の発明は、多値直交振幅変調された信号を遅
延検波する遅延検波手段と、この遅延検波手段によって
遅延検波された多値信号を複数の群に分割する分割手段
と、この分割手段によって分割された群内の信号ごとに
信号の復調を行う復調手段とを具備した多値変調信号復
調装置であり、第２の発明は、多値直交振幅変調された
信号を復調する多値変調信号復調装置において、時刻ｌ
Ｔに入力した信号と、時刻ｌＴ−ｋＴ（Ｔはボーレート
の逆数、ｋ、ｌは整数）に入力した信号とのいづれかと
他方の共役複素数と乗積検波する複素乗算手段と、前記
複素乗算手段を入力と複数ｍの判定条件各々のもとで少
なくとも複数ｍの信号点に対するメトリックを算出する
メトリック算出手段と、時刻ｌＴ−ｋＴの複数ｍの状態
から時刻ｌＴの複数ｍの状態への遷移とによって構成さ
れるトレリス上での最尤パスを前記メトリック算出手段
からの出力を用いて算出する最尤パス算出手段と、前記
最尤パス算出手段によって得られた最尤パスで定められ
る状態に対応する判定条件に従って判定された値を復調
する復調手段とを具備したことを特徴とする多値変調信
号復調装置であり、第３の発明は、第２の発明におい
て、前記各状態に対応したゲイン調整機能を備え、パス
メモリの更新が行なわれた時には、その状態に至るパス
に備わったゲイン調整機能を引き継ぎ、その状態に対応
する値と入力信号の大きさに対応して各状態のゲイン調
整機能の内部状態を更新する多値変調信号復調装置であ
り、第４の発明は、第２の発明において、前記メトリッ
ク算出は前記各判定条件で与えられる理想的な値からの
ずれを理想状態での信号点間距離で規格化したものであ
る多値変調信号復調装置である。
【００１３】
【作用】本発明の多値変調信号復調装置では、多値変調
された信号を遅延検波し、この遅延検波された多値信号
を複数の群に分割して、分割された群内の信号ごとに信
号の復調が行われる。したがって誤り率の低い復調が可
能になる。
された信号を遅延検波し、この遅延検波された多値信号
を複数の群に分割して、分割された群内の信号ごとに信
号の復調が行われる。したがって誤り率の低い復調が可
能になる。
【００１４】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。
る。
【００１５】図１は本発明の一実施例の復調装置の構成
を示す図である。
を示す図である。
【００１６】同図に示すように、入力信号は遅延検波器
１０１において遅延検波され、その後ＢＭ（ブランチメ
トリック）算出回路１０２に入力される。ＢＭを算出
後、そのデータをＶＡ（ヴィタビアルゴリズム）演算器
１０３に入力しヴィタビアルゴリズムにより、最適判定
条件が見出される。この最適判定条件を用いて遅延検波
出力をＶＡ演算、ＢＭ算出にかかる時間と同一の時間だ
け遅延器１０４で遅延させる。遅延させた信号とＶＡ演
算器１０３によってＶＡ演算された信号とによって受信
信号を判定器１０５で判定し、この結果を復調データと
して出力する。
１０１において遅延検波され、その後ＢＭ（ブランチメ
トリック）算出回路１０２に入力される。ＢＭを算出
後、そのデータをＶＡ（ヴィタビアルゴリズム）演算器
１０３に入力しヴィタビアルゴリズムにより、最適判定
条件が見出される。この最適判定条件を用いて遅延検波
出力をＶＡ演算、ＢＭ算出にかかる時間と同一の時間だ
け遅延器１０４で遅延させる。遅延させた信号とＶＡ演
算器１０３によってＶＡ演算された信号とによって受信
信号を判定器１０５で判定し、この結果を復調データと
して出力する。
【００１７】これらの処理は全てディジタル信号処理的
に行なっても良く、その場合は受信信号をＩＦ又はベー
スバンドへ周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換して行なう。
ベースバンドへの周波数変換は直交復調にて行ない、
Ｉ、Ｑ、２信号をＡ／Ｄ変換する。これらの処理はＤＳ
Ｐ(digital signal processor)で行なっても良い。
に行なっても良く、その場合は受信信号をＩＦ又はベー
スバンドへ周波数変換した後、Ａ／Ｄ変換して行なう。
ベースバンドへの周波数変換は直交復調にて行ない、
Ｉ、Ｑ、２信号をＡ／Ｄ変換する。これらの処理はＤＳ
Ｐ(digital signal processor)で行なっても良い。
【００１８】図２は本発明の他の実施例の構成を示す図
である。この実施例では遅延検波器２０１の出力に基づ
いてＢＭ算出器２０２でＢＭ算出と共に判定値をも求
め、ＶＡ演算器２０３によってどの判定条件に従った判
定値が最も尤度高い復調データであるかが判定されたな
らば、それによって、複数のＢＭ出力のいづれを復調デ
ータとして出力するかを選択し、出力するものである。
である。この実施例では遅延検波器２０１の出力に基づ
いてＢＭ算出器２０２でＢＭ算出と共に判定値をも求
め、ＶＡ演算器２０３によってどの判定条件に従った判
定値が最も尤度高い復調データであるかが判定されたな
らば、それによって、複数のＢＭ出力のいづれを復調デ
ータとして出力するかを選択し、出力するものである。
【００１９】図３は本発明のさらに他の一実施例の構成
を示す図である。同図では３つの状態と状態間遷移の一
部を示してある。さらに、ＡＣＳ演算を行なうと共に各
パス毎にＡＧＣ機能を設ける方式を示してある。即ち、
各状態には各状態に対応したゲインが格納されており、
ＢＭの算出時にはそのゲインで補正されたデータをもと
にＢＭ算出を行なう。またＢＭ算出と共に、その判定基
準を用いてそれにふさわしい値となるためのゲインの誤
差を求め、それと現在の同状態のゲインから、新たなゲ
インを求める。これは合成回路において積分操作等によ
りなされる。
を示す図である。同図では３つの状態と状態間遷移の一
部を示してある。さらに、ＡＣＳ演算を行なうと共に各
パス毎にＡＧＣ機能を設ける方式を示してある。即ち、
各状態には各状態に対応したゲインが格納されており、
ＢＭの算出時にはそのゲインで補正されたデータをもと
にＢＭ算出を行なう。またＢＭ算出と共に、その判定基
準を用いてそれにふさわしい値となるためのゲインの誤
差を求め、それと現在の同状態のゲインから、新たなゲ
インを求める。これは合成回路において積分操作等によ
りなされる。
【００２０】次に動作について説明する。
【００２１】以下、説明を簡略にするために１６値ＱＡ
Ｍを例として説明する。
Ｍを例として説明する。
【００２２】図１１に示した遅延検波出力は図４に示す
ような４つの群の重ね合わせとして示す事が可能であ
る。即ち、同図において、Ｌ、Ｓ、Ｄ、Ｇ群としたもの
がそれである。この４群を各々別々に記したのが図５、
図６、図７、図８である。
ような４つの群の重ね合わせとして示す事が可能であ
る。即ち、同図において、Ｌ、Ｓ、Ｄ、Ｇ群としたもの
がそれである。この４群を各々別々に記したのが図５、
図６、図７、図８である。
【００２３】図９は遅延検波する前の理想的な１６値Ｑ
ＡＭ変調波を示している。同図を用いながら図１１に示
すような遅延検波の出力がどの様にして４群分割される
のかを説明する。
ＡＭ変調波を示している。同図を用いながら図１１に示
すような遅延検波の出力がどの様にして４群分割される
のかを説明する。
【００２４】図９に示す理想的１６値ＱＡＭ波の信号点
を同図に示すように、ｓ、ｌ、ｇ、ｄの４つの群に分け
る。今、ｐ−１シンボル目にこのうちのｌ群の値をとっ
たと仮定するとｐ−１シンボル目の入力信号の共役複素
数とｐシンボル目の入力信号の積である遅延検波出力は
Ｌ群に示されるもののうち、いづれかをとるようにな
る。同様にｐ−１シンボル目の受信信号がｓ、ｇ、また
は、ｄ群に属していたと仮定すると遅延検波出力は各々
Ｓ、Ｇ及びＤ群の値をとるようになる。即ち、図９に示
した（小文字の）ｌ、ｓ、ｇ、ｄのどの群の信号をもと
に遅延検波を施したかによって遅延検波後の信号はＬ、
Ｓ、Ｇ、Ｄの各群の値をとる。
を同図に示すように、ｓ、ｌ、ｇ、ｄの４つの群に分け
る。今、ｐ−１シンボル目にこのうちのｌ群の値をとっ
たと仮定するとｐ−１シンボル目の入力信号の共役複素
数とｐシンボル目の入力信号の積である遅延検波出力は
Ｌ群に示されるもののうち、いづれかをとるようにな
る。同様にｐ−１シンボル目の受信信号がｓ、ｇ、また
は、ｄ群に属していたと仮定すると遅延検波出力は各々
Ｓ、Ｇ及びＤ群の値をとるようになる。即ち、図９に示
した（小文字の）ｌ、ｓ、ｇ、ｄのどの群の信号をもと
に遅延検波を施したかによって遅延検波後の信号はＬ、
Ｓ、Ｇ、Ｄの各群の値をとる。
【００２５】ここで図５に例示したＬ群に注目してみ
る。ｐ−１シンボル目にｌ群の入力信号があった場合、
遅延検波出力はＬ群となるが、この時、Ｌ群の中でも、
１、２、３、４に示したような点をとると次の遅延検波
出力はＳ群をとるようになる。即ち、ｐ−１シンボル目
にｌ群だと、ｐシンボル目にｓ群をとるとき遅延検波出
力は図５のＬ群中の１〜４の点をとる。
る。ｐ−１シンボル目にｌ群の入力信号があった場合、
遅延検波出力はＬ群となるが、この時、Ｌ群の中でも、
１、２、３、４に示したような点をとると次の遅延検波
出力はＳ群をとるようになる。即ち、ｐ−１シンボル目
にｌ群だと、ｐシンボル目にｓ群をとるとき遅延検波出
力は図５のＬ群中の１〜４の点をとる。
【００２６】図５の５〜８に示す点は、ｐ−１シンボル
目の受信信号がｌ群であり、ｐ番目の受信信号もまたｌ
群である場合である。また、９〜１２、１３〜１６の点
は各々、ｐシンボル目が各々ｄ、ｇ各群である場合であ
る。
目の受信信号がｌ群であり、ｐ番目の受信信号もまたｌ
群である場合である。また、９〜１２、１３〜１６の点
は各々、ｐシンボル目が各々ｄ、ｇ各群である場合であ
る。
【００２７】以上述べた事については図６、図７、図８
に示すＧ、Ｄ、Ｓ群についても同様である。これらをま
とめてみると、図１０に示すようなトレリス構造を示
す。従って、このトレリス構造をうまく用いて遅延検波
を用いた低誤り率復調を行なう事ができる。
に示すＧ、Ｄ、Ｓ群についても同様である。これらをま
とめてみると、図１０に示すようなトレリス構造を示
す。従って、このトレリス構造をうまく用いて遅延検波
を用いた低誤り率復調を行なう事ができる。
【００２８】この復調を図１０、図５、図６、図７、図
８を用いて説明する。図５、図６、図７、図８に示す点
ｒのような信号をｐシンボル目に受信したと仮定する場
合について説明する。図５はｐ−１シンボル目でｌ群を
受信したと仮定した場合の判定条件である。これに従う
とすれば受信信号は図５の２の点を受信した可能性が最
大である。次に１１の点を受信した可能性が大であり、
３番目以降、３、１５、６の点と続く。ここでｒの点と
２、１１、３、１５、６の点との間の距離から、各々
２、１１、３、１５、６の点を送信した確率が求められ
る。即ち、ｒの点と２、１１、１５、６の点との距離よ
りｐ−１シンボル目でｌ群の信号を送信したという仮定
のもとでのｐシンボル目で各々、ｓ、ｇ、ｄ、ｌ群の信
号を受信する確率（条件付確率）を示す。これは図１０
に示す１、２、４、３のブランチのブランチメトリック
を示すと考えられる。
８を用いて説明する。図５、図６、図７、図８に示す点
ｒのような信号をｐシンボル目に受信したと仮定する場
合について説明する。図５はｐ−１シンボル目でｌ群を
受信したと仮定した場合の判定条件である。これに従う
とすれば受信信号は図５の２の点を受信した可能性が最
大である。次に１１の点を受信した可能性が大であり、
３番目以降、３、１５、６の点と続く。ここでｒの点と
２、１１、３、１５、６の点との間の距離から、各々
２、１１、３、１５、６の点を送信した確率が求められ
る。即ち、ｒの点と２、１１、１５、６の点との距離よ
りｐ−１シンボル目でｌ群の信号を送信したという仮定
のもとでのｐシンボル目で各々、ｓ、ｇ、ｄ、ｌ群の信
号を受信する確率（条件付確率）を示す。これは図１０
に示す１、２、４、３のブランチのブランチメトリック
を示すと考えられる。
【００２９】図１０のＧ、Ｄ、Ｓ各群から発するブラン
チメトリックはまた、図６、図７、図８に示すような判
定条件より同様に求める事が可能である。
チメトリックはまた、図６、図７、図８に示すような判
定条件より同様に求める事が可能である。
【００３０】ここで、各判定条件のもとでのブランチメ
トリック算出において、ｒから最も短い距離にあるＳ群
の信号点までの値をＳへ至るブランチメトリックとし、
また、同様に、ｒから、各々最も近いところにある、
ｌ、ｄ、ｇ群の信号点までの距離から、同判定条件群よ
り、各ｌ、ｄ、ｇ群へ至るブランチメトリックを求めら
れる。
トリック算出において、ｒから最も短い距離にあるＳ群
の信号点までの値をＳへ至るブランチメトリックとし、
また、同様に、ｒから、各々最も近いところにある、
ｌ、ｄ、ｇ群の信号点までの距離から、同判定条件群よ
り、各ｌ、ｄ、ｇ群へ至るブランチメトリックを求めら
れる。
【００３１】以上のようにしてブランチメトリックが求
められれば、それをもとにＡＣＳ演算を施して、ビィタ
ビアルゴリズムによって、判定条件を定めることがで
き、それによって送信データの判定を低誤り率で且つ強
い耐フェージング特性を備えつつ行なう事ができる。
められれば、それをもとにＡＣＳ演算を施して、ビィタ
ビアルゴリズムによって、判定条件を定めることがで
き、それによって送信データの判定を低誤り率で且つ強
い耐フェージング特性を備えつつ行なう事ができる。
【００３２】以上の説明では１６ＱＡＭを対象とした
が、３２値、６４値等、他の変調方式へも適用可能であ
る。
が、３２値、６４値等、他の変調方式へも適用可能であ
る。
【００３３】さらに、上述したブランチメトリック算出
においては、各々の判定条件にもとづいてメトリックを
規格化して算出する事が良い。なぜならば、Ｌ群、Ｓ
群、Ｇ群、Ｄ群、各々、基準レベルの大きさが全く異な
っており、それらにふさわしく規格化することが必須で
ある。
においては、各々の判定条件にもとづいてメトリックを
規格化して算出する事が良い。なぜならば、Ｌ群、Ｓ
群、Ｇ群、Ｄ群、各々、基準レベルの大きさが全く異な
っており、それらにふさわしく規格化することが必須で
ある。
【００３４】さらに、対フェージング特性向上にはＡＧ
Ｃ(automatic gain control)が必須であるが、これをビ
ィタビアルゴリズムの各パス毎に設ける事が良い特性を
得るために有効である。これは各パス毎に入力信号に異
なったゲインをかけてから、ブランチメトリックを算出
するものである。これは各々の状態に各状態固有のゲイ
ンを備え、そのゲインをかけた後にブランチメトリック
算出を行なう事で実現できる。このゲインは、各状態
で、ブランチメトリック算出時に、入力レベルと各判定
条件で決まる理想レベルとの差を求め、それを積分して
決める。この積分は、生き残りパスに亘って行なうもの
であり、ＡＣＳ演算でパスの更新がなされる時はその選
択と共に積分値も選択更新する。
Ｃ(automatic gain control)が必須であるが、これをビ
ィタビアルゴリズムの各パス毎に設ける事が良い特性を
得るために有効である。これは各パス毎に入力信号に異
なったゲインをかけてから、ブランチメトリックを算出
するものである。これは各々の状態に各状態固有のゲイ
ンを備え、そのゲインをかけた後にブランチメトリック
算出を行なう事で実現できる。このゲインは、各状態
で、ブランチメトリック算出時に、入力レベルと各判定
条件で決まる理想レベルとの差を求め、それを積分して
決める。この積分は、生き残りパスに亘って行なうもの
であり、ＡＣＳ演算でパスの更新がなされる時はその選
択と共に積分値も選択更新する。
【００３５】
【発明の効果】本発明の多値変調信号復調装置では、多
値変調された信号を遅延検波し、この遅延検波された多
値信号を複数の群に分割して、分割された群内の信号ご
とに信号の復調が行われので、誤り率の低い復調が可能
になる。
値変調された信号を遅延検波し、この遅延検波された多
値信号を複数の群に分割して、分割された群内の信号ご
とに信号の復調が行われので、誤り率の低い復調が可能
になる。
【図１】本発明の一実施例の復調装置の構成を示す図で
ある。
ある。
【図２】本発明の他の実施例の構成を示す図である。
【図３】本発明のさらに他の一実施例の構成を示す図で
ある。
ある。
【図４】Ｌ、Ｓ、Ｄ、Ｇ群に分けた遅延検波出力を重ね
合わせた図である。
合わせた図である。
【図５】Ｌ群の信号点を示す図である。
【図６】Ｇ群の信号点を示す図である。
【図７】Ｄ群の信号点を示す図である。
【図８】Ｓ群の信号点を示す図である。
【図９】遅延検波する前の理想的な１６値ＱＡＭ変調波
を示す図である。
を示す図である。
【図１０】トレリス構造を示す図である。
【図１１】１６値ＱＡＭを遅延検波した場合の遅延検波
器出力を示す図である。
器出力を示す図である。
１０１…遅延検波器
１０２…ＢＭ算出器
１０３…ＶＡ演算器
１０４…遅延器
１０５…判定器
Claims (4)
- 【請求項１】 多値直交振幅変調された信号を遅延検波
する遅延検波手段と、 この遅延検波手段によって遅延検波された多値信号を複
数の群に分割する分割手段と、 この分割手段によって分割された群内の信号ごとに信号
の復調を行う復調手段とを具備した多値変調信号復調装
置。 - 【請求項２】 多値直交振幅変調された信号を復調する
多値変調信号復調装置において、 時刻ｌＴに入力した信号と、時刻ｌＴ−ｋＴ（Ｔはボー
レートの逆数、ｋ、ｌは整数）に入力した信号とのいづ
れかと他方の共役複素数と乗積検波する複素乗算手段
と、 前記複素乗算手段を入力と複数ｍの判定条件各々のもと
で少なくとも複数ｍの信号点に対するメトリックを算出
するメトリック算出手段と、 時刻ｌＴ−ｋＴの複数ｍの状態から時刻ｌＴの複数ｍの
状態への遷移とによって構成されるトレリス上での最尤
パスを前記メトリック算出手段からの出力を用いて算出
する最尤パス算出手段と、 前記最尤パス算出手段によって得られた最尤パスで定め
られる状態に対応する判定条件に従って判定された値を
復調する復調手段とを具備したことを特徴とする多値変
調信号復調装置。 - 【請求項３】 前記各状態に対応したゲイン調整機能を
備え、パスメモリの更新が行なわれた時には、その状態
に至るパスに備わったゲイン調整機能を引き継ぎ、その
状態に対応する値と入力信号の大きさに対応して各状態
のゲイン調整機能の内部状態を更新する請求項２記載の
多値変調信号復調装置。 - 【請求項４】 前記メトリック算出は前記各判定条件で
与えられる理想的な値からのずれを理想状態での信号点
間距離で規格化したものである請求項２記載の多値変調
信号復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34658591A JP3362864B2 (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | 多値変調信号復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34658591A JP3362864B2 (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | 多値変調信号復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05183596A JPH05183596A (ja) | 1993-07-23 |
| JP3362864B2 true JP3362864B2 (ja) | 2003-01-07 |
Family
ID=18384419
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34658591A Expired - Fee Related JP3362864B2 (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | 多値変調信号復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3362864B2 (ja) |
-
1991
- 1991-12-27 JP JP34658591A patent/JP3362864B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05183596A (ja) | 1993-07-23 |
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