NO20110666L - Radiosamband med tidsbesparende omsending ved a samle opp tegn/symboler - Google Patents

Abstract

Effektiv omsending av data ved hjelp av symbolakkumulering, hvor datapakker som mottas med feil sendes om igjen ved et lavere nivå for energien per siffer, men samtidig med en ny datapakke og i samme sekvens eller ramme som denne. Et mottakersted som kan være en fjerntliggende stasjon (6) i et kommunikasjonsnett mottar datatransmisjonen og omsendingen, demodulerer signalene og skiller de mottatte data i en ny og en omsendt pakke. Deretter utføres en akkumulering av energien av den omsendte pakke med den energi som allerede er akkumulert for de pakker som er mottatt med feil, hvoretter den akkumulerte pakke dekodes, alt på bestemmelsesstedet. Akkumuleringen av den ytterligere energi som tilveiebringes ved de etterfølgende omsendinger forbedrer sannsynligheten for korrekt dekoding. Over- føringskapasiteten kan da bedres siden pakker som mottas med feil sendes om igjen sammen med hovedsendingen av den nye datapakke. Kapasiteten bringes til et maksimum siden omsendingen av pakken som først ble mottatt med feil skjer ved lavere energinivå enn ved sendingen av den nye pakke.

Description

Denne oppfinnelse gjelder datakommunikasjon, nærmere bestemt en ny og bedret måte og et tilsvarende apparat for effektiv omsending av data ved hjelp av symboloppsamling/ akkumulering.

Den kjente teknikk gjelder bruken av CDMA som modulasjonsart (kodefordelt multippelaksess), og denne teknikk er en av flere for å lette samband hvor større antall systembrukere foreligger. Andre tilsvarende multippelaksess-systemer er kjent under benevnelsen TDMA (tidsdelt) og FDMA (frekvensdelt), men spektralspredt modulasjonsteknikk av typen CDMA har vist seg å ha betydelige fordeler over andre modulasjonsteknikker. Dette er blant annet vist i vårt eget patent US 4 901 307 med tittelen "Spfead Spectrum Multiple Access Communication System using Satellite or Terrestrial Repeaters". Bruken av CDMA teknikk i et annet multippelaksessystem er videre beskrevet i vårt US patent 5 103 459 med tittel "System and Method for Generating Signal Waveforms in a CDMA Cellular Telephone System". Videre kan CDMA systemet utformes for å svare til den etablerte standard TIA/EIA/IS-95A for kommunikasjon med mobile enheter i et sambandsnett, og dette vil heretter rett og slett og standarden IS-95A.

CDMA vil ved sin iboende egenskap for bredbåndssignalering gi en type frekvensdiversitet ved å spre signalenergien over en større båndbredde, slik at frekvensselektiv overføringssvekking (fading) bare vil påvirke en del av signalbånd-bredden. Rom- eller signalveidiversitet oppnås ved å sørge for at signalene overføres via forskjellige veier via samtidig arbeidende forbindelser (lenker) til en mobil bruker eller en fjerntliggende radiostasjon via to eller flere basestasjoner. Videre kan vei-diversitet oppnås ved å utnytte flerveisomgivelsene og spektralfordelt signalbe-handling ved å tillate at signalene ankommer med forskjellig forsinkelse, men mottas og behandles separat. Eksempler på forbedret demodulasjon ved hjelp av slik vei-diversitet er beskrevet i vårt US patent 5 101 501 med tittel "Method and System for Providing a Soft Handoff in Communications in a CDMA Cellular Telephone System", og US patent 5 109 390 med tittel "Diversity Receiver in a CDMA Cellular Telephone System".

Returforbindelse eller -lenken gjelder tilbakesending fra en fjerntliggende stasjon til en basestasjon. Hver fjerntliggende stasjon tjener som et grensesnitt mot andre tilsvarende fjerntliggende stasjon i et kommunikasjonsnett, og derfor vil kapasiteten via returforbindelser være begrenset til den totale interferens en bestemt slik stasjon kan tolerere fra andre tilsvarende fjerntliggende stasjoner. CDMA systemet bedrer returveiskapasiteten ved å sende kortere signaler (med færre sifre), slik at det brukes mindre sendereffekt og interferensen reduseres, når en bruker eller abonnent ikke bruker forbindelsen ved tale.

Foroverkanalen gjelder sendingene fra en basestasjon til en fjerntliggende stasjon (som kan være en mobiltelefon). Via foroversendingene styres sendereffekten i basestasjonen av forskjellige grunner, ved at en for stor effekt kan gi tilsvarende stor interferens med andre basestasjoner. Hvis derimot sendereffekten er for liten kan en radiostasjon ute i nettet motta signalene feilaktig, og fading i jord-kanalen og andre kjente faktorer kan påvirke kvaliteten av foroversignalene slik de mottas av den fjerntliggende stasjon i nettet. Følgelig søker basestasjonen å regulere inn sendereffekten for samtlige signaler til de fjerntliggende stasjoner, for å opprettholde det ønskede signalnivå eller den ønskede ytelse i hver og en av disse stasjoner i nettet.

Forover- og returveien for overføringen av informasjon vil kunne håndtere slik overføring med forskjellige overføringshastigheter (data- eller bitrater). En måte å sende data på i datapakker med fast størrelse og hvor en datakilde frem-bringer data ved variabel takt er beskrevet i vårt US patent 5 504 773 med tittel "Method and Apparatus for the Formatting of Data for Transmission". De aktuelle data deles da opp i såkalte datapakker (ofte bare benevnt pakker), og hver pakke blir kodet på passende måte. De kodede pakker har en bestemt varighet, f.eks. kan de være 20 ms lange i henhold til standarden IS-95A, ved overføringshastigheten 19,2 ks/s symboltakt, og hvor hver kodet pakke inneholder 384 symboler. Takten 1/2 eller 1/4 brukes i en omhylningskoder for kodingen av disse data, i avhengighet av anvendelsen. Bruker man en takt 1/2-koder vil overføringshastigheten være omtrent 9,6 kb/s, og man har da 172 sifre, 12 sifre for syklisk redundanskontroll (CRC) og 8 sifre for den såkalte kodehale per datapakke, idet de første 172 sifre gjelder nytteoverføringen.

Ved lavere takt så som 4,8, 2,4 eller 1,2 kb/s gjentas kodesymbolene i den kodede pakke Ns antall ganger for å opprettholde den konstante overførings-hastighet på 19,2 ks/s. Symbolgjentakelse utføres for å gi tidsdiversitet som bedrer kodeytelsen i en forstyrret kanal, og for å redusere sendereffekt og øke systemkapasiteten skaleres sendereffektnivået for hvert symbol i samsvar med repetisjons-takten Ns.

Fra den kjente teknikk skal det vises til DE 4241618 vedrørende sikker overføring av digitaldata over en kanal med støy.

Det skal også vises til WO 9737459 som beskriver fremgangsmåte og apparat for datagjenoppretting i ARQ-systemer.

Videre skal det vises til WO 9849785 som beskriver fremgangsmåte og apparat for styring av overføringseffekt i et kommunikasjonssystem.

Endelig skal det vises til US 5506865 vedrørende pilotbærer skalarproduktkrets.

I henhold til standarden IS-95A blokkodes hver pakke med et CRC-polynom før omhylningskodingen. Den kodede pakke sendes fra kildeinnretningen (datakilden) og til bestemmelsesinnretningen (sluttbrukeren). På siste sted mottas pakken for demodulasjon og omhylningsdekoding ved hjelp av en Viterbi-dekoder. De dekodede data kontrolleres i en CRC-kontrollkrets for å finne om den mottatte pakke er dekodet korrekt eller feilaktig. Kontrollen CRC kan imidlertid bare fastlegge om det er en feil i den dekodede pakke, og ikke hva slags feil det dreier seg om, og derfor trengs en annen mekanisme for å muliggjøre korreksjon av de datapakker som er mottatt med feil.

Her er det oppfinnelsen kommer inn i bildet for å bedre både en fremgangsmåte og et apparat for effektiv omsending av data ved hjelp av symbolakkumulering. I og med oppfinnelsen vil datatransmisjon fra en kildeinnretning og til en bestemmelsesinnretning skje på nominell måte, ved at sistnevnte innretning mottar datatransmisjonen, demodulerer signalet og dekoder de overførte data. I eksempelet deles data opp i pakker som sendes innenfor en rammetidsperiode. Som en del av dekoderprosessen utfører destinasjonsinnretningen kontrollen CRC av datapakken for å fastlegge om den var mottatt feilaktig eller ikke, og dersom det var en feil ville i så fall innretningen sende en negativ kvittering (NACK) i form av en melding tilbake til kildeinnretningen.

Denne vil gi respons på meldingen ved å sende pakken som ble påstått feilaktig mottatt, om igjen sammen med sendingen av en ny datapakke. Innretningen mottar sendingen og omsendingen, demodulerer signalene og skiller de mottatte data i henholdsvis en ny pakke og en omsendt pakke. Deretter samles energien fra den mottatte omsendte pakke opp sammen med energien som allerede er akkumulert i bestemmelsesinnretningen for den pakke som ble mottatt feilaktig. Innretningen søker deretter å dekode den akkumulerte datapakke. Akkumuleringen av ytterligere energi ved påfølgende omsendinger bedrer sannsynligheten for korrekt dekoding. Alternativt kan bestemmelsesinnretningen dekode den omsendte pakke selv uten kombinasjon av de to pakker, og i begge tilfeller vil overføringshastigheten kunne økes siden den pakke som ble mottatt med feil ble sendt om igjen sammen med den nye datapakken.

Det er et mål med denne oppfinnelse å opprettholde en ønsket overføringshastighet i et kommunikasjonssystem hvor det foregår kanalforstyrrelser. I et typisk eksempel blir altså en pakke som mottas med feil sendt om igjen av kildeinnretningen, sammen med den nye pakke i samme tidsperiode. Alternativt kan den feilmottatte pakke sendes om igjen via en ytterligere trafikkanal som er uavhengig av den som ble brukt for sendingen av den nye pakke, og siden den omsendte pakke ikke forsinker eller forstyrrer sendingen av den nye pakke vil overføringshastigheten kunne opprettholdes under omsendingen av denne pakke som ble mottatt feilaktig.

Nok et mål med oppfinnelsen er å bringe kommunikasjonskanalens kapasitet til et maksimum ved å sende om igjen den pakke som ble feilmottatt, med minimal energi og slik at akkumuleringen av energien for hovedsendingen og omsendingen fører til korrekt dekoding av pakken. Den pakke som ble mottatt i feil kan sendes om igjen med mindre energi per siffer enn den nye pakke som sendes for første gang. I bestemmelsesstedet vil energien som er knyttet til hvert symbol i pakken som mottas feilaktig samles opp sammen med energien i hvert symbol i den omsendte pakke. Deretter dekodes de akkumulerte symboler.

Nok et mål med oppfinnelsen er å bedre ytelsen ved dekodingen av pakker som mottas feilaktig, ved å utføre denne maksimaltaktkombinasjon for den sendte og den omsendte pakke. For et kommunikasjonssystem som kan håndtere koherent demodulasjon ved hjelp av pilotsignåler kan bestemmelsesinnretningen utføre et skalar produkt mellom de mottatte symboler og pilotsignalet. Skalarmulti-plikasjonen danner en veining av hvert symbol i samsvar med signalstyrken av de mottatte signaler og fører til en slik maksimaltaktkombinasjon. Innenfor en normal sending eller en omsending kombineres de skalarverdier som dannes ved hver skalarmultiplikasjon, nemlig de verdier som er tildelt en bestemt signalvei, koherent for å oppnå kombinerte skalarverdier. Disse verdier fra multiple sendinger og omsendinger blir på denne måte koherent kombinert. Skalarproduktet og den koherente kombinasjon bedrer ytelsen av den etterfølgende dekoding. For et kommunikasjonssystem som ikke sender noe pilotsignal skaleres symbolene fra multippel-sending og -omsending i henhold til det signal/støyforhold som foreligger på mottakersiden når hoved- eller omsendingen mottas, før akkumuleringen.

De enkelte trekk ved, mål og fordeler med oppfinnelsen vil fremgå bedre av den detaljbeskrivelse som følger nedenfor, og beskrivelsen støtter seg til tegninger hvor samme henvisningstall gjelder tilsvarende symbol eller element, og hvor: Fig. 1 viser et eksempel på et kommunikasjonssystem ifølge oppfinnelsen, med flere basestasjoner i kommunikasjon med en fjerntliggende stasjon, fig. 2 viser et blokkskjema over en typisk basestasjon og en fjerntliggende stasjon i nettet, fig. 3 viser et blokkskjema over en typisk foroverkanal i systemet, fig. 4 viser et typisk skjema over en alternativ modulator, fig. 5 viser et blokkskjema over en typisk omhylningskoder, fig. 6 viser et blokkskjema over en typisk demodulator i en fjerntliggende stasjon i nettet, fig. 7 viser et blokkskjema over en typisk pilot-signalkorrelator, fig. 8 viser et blokkskjema over en typisk dekoder i den fjerntliggende stasjon i nettet, og fig. 9 viser et typisk blokkskjema over oppbyggingen som kan brukes for håndtering av datatransmisjon via flere parallelle kodekanaler.

I den detaljgjennomgåelse som følger kan sentreres om overføringen og tilbakesendingen av datapakker fra en kilde (innretning) og til et bestemmelsessted uten hensyn til om kilden er en basestasjon eller en fjerntliggende stasjon 6 (ofte bare benevnt stasjon). Oppfinnelsen gjelder likeledes for datatransmisjon fra en basestasjon via foroverkanalen og returtransmisjon fra den fjerntliggende stasjon.

I. Kretsbeskrivelse

Det vises til tegningene, og særlig viser fig. 1 et typisk kommunikasjonssystem ifølge oppfinnelsen, bestående av flere basestasjoner 4 i kommunikasjon med flere fjerntliggende stasjoner 6 (selv om bare en slik stasjon er vist for enkelhets skyld). En nettsentral 2 kopler samtlige basestasjoner 4 inn i systemet eller kommunikasjonsnettet og sammen med et offentlig svitsjet telefonnett (PSTN) 8. Sentralen 2 sørger for koordinering av forbindelsen mellom de enkelte brukere eller abonnenter som er koplet til telenettet 8 og brukere av stasjonene 6. Overføring av informasjon i form av digitalsignaler (datatransmisjon) fra basestasjonen 4 til stasjonen 6 skjer via en foroverlenke eller -forbindelse og via forskjellige signalveier 10, mens retursendingene fra stasjonene 6 til basestasjonen 4 skjer via returlenken eller -forbindelsen via signalveier 12. Disse veier kan være rette så som den viste 10a eller refleksjonsveier 14. Refleksjonsveier dannes når signalet fra en basestasjon 4a reflekteres mot en refleksjonsflate eller -kilde 16 og ankommer stasjonen 6 via en annen vei enn den rette. Selv om refleksjonskilden 16 på fig. 1 er illustrert som en blokk kan man generelt kalle en slik kilde en artefakt i omgivelsen hvor stasjonen 6 arbeider, blant annet kan kilden være en bygning eller andre konstruksjoner.

Et typisk blokkskjema for en basestasjon 4 og en fjerntliggende, mobil radiostasjon 6 for bruk i oppfinnelsens system er vist på fig. 2. Sendinger i foroverlenken eller -kanalen har sitt utspring i den viste datakilde 120 som sørger for at de data som skal overføres samles i datapakker. Formidlingen skjer via koding i en koder 122. En typisk slik koder er vist på fig. 3. Denne koder 122 er bygget opp med en CRC-kodekrets for syklisk redundanskontroll og blokkoding av de genererte data ved hjelp av et CRC-polynom som i eksempelet er i henhold til standarden IS-95A. Kodekretsen 312 legger inn de aktuelle CRC-sifre og setter dessuten inn et sett kodehalesifre til datapakken. Den formatering pakken da får gjelder for videre-føringen til den etterfølgende omhylningskodekrets 314 som sørger for omhylningskoding og viderefører resultatet for pakken til den etterfølgende symbolrepetisjonskrets 316 hvor de kodede symboler repeteres antallet Ns ganger for å komme frem til en konstant symboloverføringshastighet eller -takt slik det allerede er beskrevet innledningsvis, på utgangen, uavhengig av hvilken overføringshastighet datapakken har i utgangspunktet. Resultatet med eventuell repetisjon av data eller symboler går til den etterfølgende blokkinnfeller 318 som omordner symbolene og viderefører data i et annet format til modulatoren 124. Et blokkskjema for en typisk slik modulator 124a er vist på fig. 3. De innkommende data fra datakilden 120 og kodet, formatert og omordnet i koderen 122, slik det er beskrevet ovenfor føres til dataspredning i en første multiplikator 330 hvor den lange kvasistøykode (PN-kode) som identifiserer den aktuelle fjerntliggende mobile stasjon 6 som data skal sendes til, blir multiplisert inn. De data som altså blir spredt i henhold til PN-koden går til den etterfølgende andre multiplikator 332 hvor resultatet blir dekket med en Walsh-kode, idet denne kode tilsvarer den trafikkanal som er tildelt den aktuelle stasjon 6. De på denne måte Walsh-dekkede data spres videre ved hjelp av de korte PNI- og PNQ-koder for henholdsvis ikke fasedreid og kvadraturfasedreid signalkomponent i hver sin etterfølgende I/Q-multiplikatorer 334a og 334b. De kortkodespredte data går til et sluttrinn 126 (se fig. 2) for filtrering, modulasjon og forsterkning av signalene. Resultatet går via den viste dupleksenhet 128 og ut til antennen 138 for sending i foroverkanalen, idet denne tilsvarer signalveien 10.

Et blokkskjema over en alternativ modulator 124b er vist på fig. 4 som før genererer datakilden 120 datapakker, men nå til to kodekretser 122 for koding av de innkommende data, som beskrevet ovenfor. Etter innfelling føres de omordnede data sammen med pilot- og styredata til modulatoren 124b. I denne blir data med omordning etter innfellingen ført fra den første koder 122 til en Walsh-modulator 420a som ligger i det man kan kalle hovedkanalen. I det man kan kalle hjelpekanalen føres tilsvarende data fra en andre koder 122 til en tilsvarende Walsh-modulator 420b. Begge Walsh-modulatorer 420 har først en multiplikator 422 (a og b) for dekking med en Walsh-kode som er tilordnet modulatoren, og et etterfølgende skaleringstrinn 424 for skalering med en skaleringsfaktor for å gi signalene den ønskede amplitude. Utgangen fra begge modulatorer 420 går til et summeringsledd 426 for addering og deretter til et multiplikatorkompleks 430. De innkommende pilot- og styredata føres derimot hver for seg til en multipleksenhet 412 for tidsmultipleks behandling og et etterfølgende forsterkertrinn 414 for å gi resultatet ønsket amplitude og overføre skalerte data til komplekset 430.

Dette multiplikatorkompleks 430 har som vist fire multiplikatorer 432a-d for spredning av data fra henholdsvis forsterkertrinnet 414 og summeringsleddet 426, ved innmultiplikasjon med resultatet fra en multiplikator 440a, b for hver av PN-kodene. Utgangen fra multiplikatorene 432 går til to summeringsledd 434a, b for data i henholdsvis I- og Q-kanalen.

Selv om modulatoren 124b som vist på fig. 4 kan håndtere transmisjon i to trafikkanaler, nemlig hoved- og hjelpekanalen, kan den også modifiseres for å lette overføring av ytterligere trafikkanaler. I beskrivelsen ovenfor brukes en enkelt koder 122 for hver trafikkanal, men en og samme koder kan naturligvis brukes for samtlige trafikkanaler, med utgangen demultipleksbehandlet til flere datakanaler, en kanal for hver trafikkanal. Forskjellige modifikasjoner av koderen og modulatoren som beskrevet ovenfor kan naturligvis tenkes og vil være innenfor oppfinnelsens ramme. I den fjerntliggende stasjon 6 (se fig. 2) mottas foroversignalene i antennen 202, rutes gjennom dupleksenheten 204 og går til en mottakerkrets 206. Der utføres filtrering, forsterkning, demodulasjon og kvanti sering av signalene for å komme frem til I/Q-basisbånd signaler. Disse går til den viste demodulator 208 for samling av signalene ved hjelp av de korte PN-koder (I og Q), en avdekking finner sted med den samme Walsh-kode som ble brukt i basestasjonen 4, deretter samles de avdekkede data ved hjelp av den lange PN-kode, og resultatet går som demodulerte data til dekoderen 210.

I denne (vist på fig. 8) sitter det en ordnet 812 med motsatt funksjon av innfeileren 318, for ordning av symbolene i de demodulerte data før videreføring til den viste Viterbi dekoder 814. Der utføres en omhylningsdekoding før overføringen til et CRC element 816 hvor kontrollen CRC utføres med hensyn til syklisk redundans, hvoretter resultatet går til det man kan kalle en datamottaker 212 ("data sink").

Overføringen av data fra stasjonen 6 til basestasjonen 4 i returkanalen kan utføres på forskjellig måte. På en første måte kan man bruke ortogonale kodekanaler tilsvarende den oppbygging som gjelder for foroverkanalen. Et typisk kommunikasjonssystem som kan håndtere multippelkodekanaler i returforbindelsen er allerede beskrevet i vår US patentsøknad 08/654 443 med tittel "High Data Rate CDMA Wireless Communications System". Et forenklet blokkskjema av oppbyggingen er vist på fig. 9. Fra datakilden 230 går de aktuelle data i datapakker via demultipleksenheten 912 til kanalkodere 910. I disse utføres blokkoding i en CRC-koder 914, CRC-sifre tillegges sammen med et sett kodehalesifre, og datapakkene med det nye format går deretter til en omhyllingskoder 916 for omhylningskoding og videreføring til en symbolrepetisjonskrets 918. Der gjentas eventuelt symbolene Ns ganger for å komme frem til konstant overføringshastighet slik det allerede er beskrevet tidligere, uavhengig av overføringshastigheten for de data som kommer inn. En blokkinnfeller 920 omordner symbolene og fører et nytt dataformat videre til modulatoren 234.

I denne går data som har gjennomgått innfelling fra hver kanalkoder 910 til en Walsh-modulator 930 hvor multiplikatoren 932 sørger for dekning med Walsh-koden for identifikasjon av kodekanalen for det sett slike kanaler som blir overført fra stasjonen 6 som de aktuelle data skal sendes til. De Walsh-dekkede data går til en forsterkningsregulator 934 hvor de innkommende data forsterkes med ønsket forsterkningssetting for kodekanalen. Utgangen fra Walsh-modulatorene 930 går til en kompleks PN-spreder 914 for spredning av de Walsh-dekkede data, med den lange og de korte PN koder. De modulerte data går til sluttrinnet 236 (se fig. 2) for filtrering, modulasjon og forsterkning av signalene. Demodulerte signal rutes via dupleksenheten 204 og sendes ut fra antennen 202 i returkanalen via signalveien 12. En mer detaljert beskrivelse av returkanalens oppbygging kan finnes i patent-søknaden nevnt ovenfor.

I den andre utførelse fastlegges returforbindelsen i samsvar med standarden IS-95A. I alt vesentlig skjer sendingen i denne kanal fra stasjonen 6 og i samsvar med den tidsforskyvning som gis av en felles sekvensgenerator for lange PN sekvenser. Ved to tidsforskyvninger som avviker fra hverandre blir de resulterende modulasjonssekvenser nemlig uten korrelasjon. Hver enkelt stasjons tidsforskyvning (offset) bestemmes i samsvar med en unik nummerisk identifikasjon for stasjonen, og i et typisk eksempel og i henhold til standarden IS-95A kan dette være det såkalte elektroniske serienummer (ESN). Følgelig vil hver stasjon 6 sende i en ukorrelert returlenkekanal som er bestemt i samsvar med stasjonens unike serienummer ESN.

Returforbindelsen i den andre utførelse er allerede beskrevet i det allerede nevnte US patent 4 901 307. Oppsummert går datapakkene fra datakilden 230 til koderen 232 for koding av dem ved hjelp av en CRC blokkode og en omhylningskode. De kodede data gjentas eventuelt for å opprettholde en konstant overføringshastighet som tidligere nevnt. Seks symboler med kodede data blir omvandlet (mappet) inn i et 64 b Walsh-symbol, og resultatet spres ved hjelp av den lange og den korte PN kode. De modulerte og spredte data går til sluttrinnet 236 for samme funksjoner som beskrevet for den første utførelse.

II. Demodulasjon av datasymboler

Et eksempel på et blokkskjema som illustrerer kretsen for demodulasjon av de mottatte signaler er vist på fig. 6. De digitaliserte I/Q-basis-båndsignaler fra mottakerkretsene 150 eller 206 går til en korrelasjonsbank 610 med flere korrelatorer, på tegningen vist som "2 M". Hver av korrelatorene i banken tilordnes en bestemt signalvei fra samme datakilde eller en annen. Innen hver korrelator 610 samles basisbåndsignalene med PN kodene i multiplikatorer 620, og disse korte koder for I- og Q-komponenten kan ha en unik offset som tilsvarer den utbredelsesforsinkelse signalet får før demodulasjonen. De data som er samlet ved hjelp av den korte PN kode avdekkes i multiplikatorene 622 ved hjelp av den Walsh-kode som er tildelt trafikkanalen som mottas i øyeblikket av korrelatoren 610, og resultatet går til etterfølgende filtre 624 for akkumulering av energien av de avdekkede data over Walsh-symbolperioden.

De data som er samlet ved hjelp av den korte PN kode fra multiplikatorene 620 inneholder også pilotsignalet. I eksempelt dekkes dette i datakilden med en sekvens med bare sifrene null og tilsvarende Walsh-koden null. I alternativet brukes en ortogonal pilotsekvens til dekking, som beskrevet i vår US patentsøknad 08/925 521 med tittel "Method and Apparatur for Providing Ortogonal Spot Beams, Sectors, and Picocells". De data som er samlet ved hjelp av den korte PN kode går til en pilotkorrelator 626 for utførelse av pilotavdekking, symbolakkumulering og lavpassfiltrering for å fjerne signalene fra andre ortogonale kanaler (f.eks. trafikkanaler, anropskanaler, aksesskanaler og effektreguleringskanalen) i signalveien fra kilden. Dersom pilotsignalet dekkes med Walsh-koden null vil det ikke være nødvendig med noen Walsh-avdekking for å få frem signalet igjen.

Et blokkskjema over en typisk pilotkorrelator 626 er vist på fig. 7. De samlede data fra multiplikatoren 620 går til en multiplikator 712 for avdekking ved hjelp av pilot Walsh-sekvensen. I den typiske utførelse tilsvarer denne sekvens Walsh-koden null, men naturligvis kan andre sekvenser, blant annet ortogonale brukes og vil være innenfor oppfinnelsens ramme. De avdekkede data går til den viste symbolakkumulator 714 for akkumulering over lengden av pilot Walsh-sekvensen som for standardversjonen er 64 chip lang, idet benevnelsen "chip" tilsvarer en standardsekvens i henhold til IS-95. De akkumulerte data går til et lavpassfilter 716 for fjerning av støy, og utgangen vil inneholde pilotsignalet.

De to komplekse signaler (eller vektorer) som tilsvarerer det filtrerte pilotsignal henholdsvis de filtrerte datasymboler går til en skalarproduktkrets 630 for skalar multiplikasjon av de to vektorer på teknisk kjent måte. En slik krets kan f.eks. studeres nærmere i vårt US patent 5 506 865 med tittel "Pilot Carrier Dot Product Circuit". Kretsen 630 kan sies å utføre en projeksjon av den vektor som tilsvarer det filtrerte datasymbol, på den vektor som tilsvarer det filtrerte pilotsignal, deretter utføres en multiplikasjon av vektorenes amplitude (lengde), og den skalære verdi som en tallverdibestemt størrelse går videre til den viste kombinasjonskrets 640.

Pilotsignalet fra hver av korrelatorene 610 reflekterer signalstyrken av de signaler som er mottatt via signalveien, i korrelatoren. Kretsen 630 sørger for multiplikasjon av vektoramplituden tilsvarende de filtrerte datasymboler, vektoramplituden som tilsvarer det filtrerte pilotsignal og kosinus til vinkelen mellom vektorene. Følgelig vil utgangen fra kretsen 630 tilsvare energien av det mottatte datasymbol. Kosinus til vinkelen mellom vektorene (vinkelen av piloten minus vinkelen av trafikkvektoren) gir en veining av utgangen i samsvar med støyen i både pilot- og trafikkvektoren.

Kombinasjonskretsen 640 mottar de skalære verdier fra hver av korrelatorene 610 som er tildelt en signalvei og kombinerer disse skalaverdier. I eksempelet sørger kombinasjonskretsen 640 for koherent kombinasjon av skalarverdiene for hvert mottatt symbol, og et eksempel på hvordan en slik kombinasjonskrets arbeider er vist i vårt patent US 5 109 390 med tittel "Diversity Receiver in a CDMA Cellular Telephone System". Den koherente kombinasjon tar hensyn til fortegnet av den skalare utgang fra hver av korrelatorene 610 og fører til det man her har kalt en maksimaltaktkombinasjon for mottatte symboler fra forskjellige signalveier. Den kombinerte skalarverdi fra kretsen 640 kan angis som en mykbeslutningsverdi med størrelse m (dimensjon b, bit), for den etterfølgende demodulasjon og dekoding. Resultatet i form av mykbeslutningsverdier går til den etterfølgende multiplikator 640 for samling ved hjelp av den lange PN kode, slik at de demodulerte data frembringes. Disse data dekodes på den måte som er gjennomgått ovenfor.

I et kommunikasjonssystem hvor pilotsignalet ikke sendes ut fra kilden utføres heller ikke noen skalar multiplikasjon. Da kombinerer kretsen 640 bare den målte amplitude (eller energi) av det mottatte signal fra filtrene 624.

III. Bekreftelsesprosdyrer

Ved hjelp av kontrollen CRC kan bestemmelsesstedet gis mulighet til å fastlegge om datapakken ble mottatt i en tilstand som gjorde det mulig å korrigere innholdet ved hjelp av Viterbi-dekoderen. I og med oppfinnelsen vil flere protokoll-typer kunne brukes for å kontrollere omsendingen av pakker som hadde feil ved mottakingen. De følgende utførelser setter opp noen av de måter som kan brukes, men andre måter kan også tenkes.

I en første utførelse eller måte vil bestemmelsesstedet kunne bekrefte hver mottatt pakke og sende en bekreftelse i form av en melding ACK tilbake til datakilden dersom pakken ble mottatt korrekt, eventuelt en melding NACK for å indikere at det forelå feil. For hver sendt pakke vil kilden overvåke meldingene i retur om de er ACK eller NACK og eventuelt sende om de pakker som ikke ble mottatt riktig. I denne utførelse kan kilden altså sende om igjen en pakke dersom det ikke kom inn noen kvittering innenfor en gitt tidsperiode, eller avslutte omsendingen dersom det ikke ble mottatt noen melding ACK eller NACK etter et gitt antall forsøk på omsendinger.

I den andre utførelse eller måte gis en bekreftning fra bestemmelsesstedet på hver mottatt pakke, med meldingen ACK eller NACK som i den første. Meldingene sendes i ordnet rekkefølge til kilden. Dersom man i kilden finner at det ikke er mottatt noen melding for en bestemt pakke sendes denne pakke om igjen. Mottas f.eks. en melding for pakken i+1, men ingen melding for den foregående pakke i vil kilden fastslå at enten pakke i eller meldingen for denne pakke ikke ble mottatt riktig. En omsending av pakke i foregår derfor. Denne andre utførelse er en utvidelse av den første og kan brukes for å forsere omsendings-prosessen.

I en tredje utførelse bekreftes bare på bestemmelsesstedet de pakker som mottas med feil, med meldinger NACK. Kilden sender bare om igjen en pakke dersom en slik melding mottas. Bestemmelsesstedet kan sende om igjen denne NACK-melding (dersom f.eks. en omsending ikke er mottatt korrekt etter en gitt tidsperiode).

IV. Dataomsending

I det eksempel som er typisk og hvis en pakke ble feilaktig mottatt, dvs. at dens innhold ble feilaktig registrert eller at pakken ikke kom inn i det hele tatt, sender bestemmelsesstedet meldingen NACK tilbake til kilden. Feilpakken kan sendes om igjen samtidig med en ny pakke i den aktuelle ramme eller i en etterfølgende. Fortrinnsvis sendes pakken som ble feilaktig mottatt i den aktuelle ramme for å redusere prosessforsinkelser. I eksempelet omfatter den omsendte pakke de samme kodesymboler som i den først sendte, men i alternativet omfatter den omsendte pakke nye kodesymboler.

Et blokkskjema for en typisk omhylningskoder 314 for oppfinnelsen er vist på fig. 5. Koderen er i dette tilfelle en koder av typen K=9 og begrenset lengde, selv om andre kodelengder også kan være aktuelle. De innkommende digitalsifre går til antallet (K-l) forsinkelseselementer 512, og utgangen fra bestemte av disse går til et sett summeringsledd 514 som utfører modulo 2-addisjon for inngangene for å komme frem til generatorutgangen. For hvert summeringsledd 514 velges forsinkel-seselementene 512 ut fra et polynom som må velges riktig for å få god ytelse.

I eksempelet hvor den omsendte pakke har de samme symboler som tidligere er koderen 314 utformet for tilstrekkelig overføringshastighet og kodetakt. For en koder for takten 1/2 trengs bare to generatorer (dvs. gO og gl fra summeringsleddene 514a og b), og de øvrige generatorer kan utelates. På mottakersiden kan kodesymbolene for de omsendte pakker kombineres med de korresponderende kodesymboler fra tidligere sendinger eller erstatte disse. Den økede energi fra symbolakkumuleringen fører til bedret dekodeytelse i mottakeren.

I den alternative utførelse hvor den omsendte pakke inneholder nye kodesymboler som ikke behøver å være sendt tidligere er koderen 314 konstruert for å frembringe kodesymboler ved forskjellig takt. Det vises til fig. 5 og den typiske halvtakts omhylningskoder 314, hvor hvert innkommende siffer fører til to utgående kodesymboler (dvs. fra generatorene gO og gl). Den opprinnelige sending kan inneholde kodesymboler for den opprinnelige kodetakt (dvs. kodesymboler fra generatoren gO og gl for takten 1/2). Dersom denne pakke mottas feilaktig kan den omsendte pakke inneholde kodesymboler fra andre generatorer, nemlig symboler som ikke er sendt tidligere (f.eks. fra generatorene g2 og/eller g3). På mottakersiden innfelles (men kombineres ikke), slik at kodesymbolene for de omsendte pakker blir ordnet sammen med de tilsvarende kodesymboler fra tidligere sendinger. Deretter dekoder Viterbi-dekoderen den akkumulerte pakke (med kodesymbolene fra både den sendte og den omsendte pakke) ved hjelp av en kodetakt som tilsvarer den akkumulerte pakke. Anta som et eksempel at den opprinnelige sending brukte takten 1/2 og at Viterbi-dekoderen opprinnelig dekodet ved samme takt. Anta videre at pakken ble mottatt feilaktig. Den omsendte pakke kan i så fall omfatte kodesymbolene fra generatoren g2, og i dette tilfellet vil Viterbi-dekoderen dekode de mottatte kodesymboler fra generatoren gO, gl og g2 ved hjelp av takten 1/3. Hvis tilsvarende den akkumulerte pakke dekodes feilaktig vil en ytterligere omsendt pakke omfatte kodesymbolene fra generatoren g3 og kan sendes etterpå, og Viterbi-dekoderen ville i så fall dekode den akkumulerte pakke med andre kodesymboler fra generatorene gO, gl, g2 og g3 ved hjelp av takten 1/4. Den lavere kodetakt gir bedret feilkorreksjon i forhold til sendinger i den opprinnelige takt 1/2.

Andre kodetakter kan også genereres ved å bruke punkterte koder og vil være innenfor oppfinnelsens ramme. Punkterte koder er omhyggelig behandlet i J. Cain, G. Clark og J. Geist i: "Punctured Convolutional Codes of Rate (n-l)/n and Simplified Maximum Likelihood Decoding", IEEE Transaction on Information Theory, IT-25, s. 97-100, Jan. 1979. Som et eksempel kan den opprinnelige sending inneholde kodesymbolene fra generatorene gO og gl for takten 1/2 og omsendingen kan inneholde kodesymbolene fra generatorene g2 og g3, punktert til takten 3/4. Den akkumulerte pakke fra begge sendinger ville i så fall inneholde kodesymboler fra samtlige generatorer g0-g3 og med punkteringstakten 3/10. Punkteringen reduserer derved antallet kodesymboler som skal omsendes, men reduserer også feilkorrek-sjonsmulighetene i omhylningskoden.

I kommunikasjonssystemer hvor symboltakten ikke kan økes for å tilpasse seg ytterligere omsendte symboler vil kilden kunne endre kodetakten i omhylningskoderen for å redusere antallet kodesymboler som trengs for nye pakker for omsending. Besparelsen i kodesymboler kan deretter brukes for den omsendte pakke, f.eks. vil en datapakke som har lengden 192 b med nyttedata kodes nominelt ved takten 1/2 for å frembringe 384 kodesymboler. En omsending av en slik pakke sammen med sendingen av en ny pakke kan innebære at den nye pakke kan kodes med takten 3/4, hvilket fører til frembringelsen av 256 kodesymboler, og de øvrige 128 kan deretter omfatte den omsendte pakke.

Ved å bruke dette skjema slik at kodetakten for den nye pakke kan innreguleres er det mulig å betjene symbolrepetisjon på nominell måte. Siden kodetakten økes vil det sannsynligvis trenges en større faktor Es/Iofor å opprettholde samme ytelsesnivå. Sendingenes effektnivå kan innstilles slik at Es for hvert symbol økes for å opprettholde det påkrevde ytelsesnivå, og dette skjema vil være spesielt anvendelig for å unngå ytterligere forsinkelser når dataoverføringshastigheten for den nye pakke allerede er maksimal.

Kilden kan sende pakken om igjen når den først mottas feilaktig, og dette kan gjøres på flere måter. I en første utførelse kan omsendingen etableres ved å erstatte de gjentatte symboler for hver ny pakke med kodesymbolene for den omsendte pakke. Er det f.eks. 384 symboler i en ramme og 288 av disse gjentas vil disse symboler kunne brukes for kodesymbolene i den omsendte pakke. Minst 96 symboler er reservert for kodesymbolene i den nye pakke, og dersom den omsendte pakke bedrer dekodingen ved mottakeren på bestemmelsesstedet og fører til en feilfri datapakke vil omsendingen ikke degradere totaloverføringen selv ved tilstedeværelse av feil i kanalen.

Sannsynligheten for at en pakke mottas med feil vil være avhengig av kvaliteten, slik denne registreres ved forholdet Es/Io, idet dette forhold som kjent står for forholdet mellom energien per siffer og total støy pluss interferens. Forholdet gjelder det mottatte signal, og variasjon av signalkvaliteten over tiden vil være med i uttrykket. Energien per siffer, størrelsen Es vil være bestemt ut fra den energimengde som mottas over en symbolperiode. Dersom de gjentatte symboler brukes for kodesymbolene for den omsendte pakke vil symbolperiodene for de nye symboler og de omsendte symboler være kortet ned tilsvarende. Opprettholdes sendingen ved samme nivå fra kilden vil størrelsen Es være mindre for hvert nytt og omsendt symbol og kan føre til en større feilhyppighet. For å opprettholde samme verdi Es over en kortere symbolperiode økes sendereffektnivået for symbolene, og dette kan faktisk gjøres i så stor grad at Es blir større enn nominell verdi for å kompensere for tap ved tidsdiversitet, nemlig slik diversitet som skyldes at man ikke gjentar symboler.

Sendereffekten kan økes med samme beløp for både nye og omsendte symboler, eller med forskjellig beløp. Dette valg bestemmes ut fra systembetrakt-ninger. Økes sendereffekten tilstrekkelig for de omsendte symboler kan bestemmelsesstedet dekode den omsendte pakke uten hensyn til den opprinnelige som ble mottatt feilbeheftet. Dersom imidlertid større sendereffekt innebærer et unødig forbruk av systemressursene og kan føre til reduksjon av systemkapasiteten vil man i en foretrukket utførelse innregulere sendereffekten slik at størrelsen Es for de omsendte symboler blir mindre enn for de nye symboler. Videre kan sendereffekten for de omsendte symboler settes til en verdi noe over minste nivået slik at energien av symbolene, når denne kombineres med energien som allerede er akkumulert i bestemmelsesstedet for samme symboler, føre til det nødvendige ytelsesnivå.

Den minste sendereffekt for de omsendte symboler kan beregnes på følgende måte. Først fastlegger systemet for kommunikasjonen hvilket forhold Es/Iosom trengs for en gitt ytelse. Dette forhold blir tilnærmet lik det settpunkt som opprettholdes i effektreguleringssløyfen, og denne sløyfe sørger for innregulering av sendereffekten for å opprettholde kvaliteten av de mottatte signaler ved dette settpunkt for forholdet Es/Io- Dernest kan bestemmelsesstedet måle forholdet mellom signalverdien og kvadratsumroten av signalet pluss totalstøy slik det er gitt av uttrykket S/(S<2>+N<2>)<,/j>for det mottatte signal. Ut fra dette uttrykk kan Es/I0beregnes. Et eksempel på måling av dette forhold i et spektralfordelt kommunikasjonssystem er allerede beskrevet i detalj i vår US patentsøknad 08/722 763 med tittel "Method and Apparatus for Measuring Link Quality in a Spread Spectrum Communication System". Bestemmelsesstedets mottaker kan deretter sørge for beregning av den ytterligere størrelse Es ut fra den påfølgende omsending (idet man antar samme I0), nemlig den størrelse som trengs for å øke den målte forholdsverdi for de mottatte signaler til den ønskede verdi. Denne informasjon (dvs. den ytterligere verdi Es) kan overføres til kilden som deretter regulerer inn senderforsterkningen og effekten for de omsendte symboler for å komme frem til den riktige verdi Es som er nødvendig. For hver omsending kan bestemmelsesstedet oppdatere forholdet Es/Iofor de akkumulerte symboler. Samme sted utfører deretter en omberegning av den påkrevde ytterligere Es dersom dekodingen fremdeles fører til pakkefeil.

I og med oppfinnelsen utføres symbolrepetisjon bare dersom dataover-føringshastigheten for pakken er under den maksimale. Er den maksimal er det ingen gjentatte symboler som kan brukes for omsending dersom pakken mottas feilaktig, og oppfinnelsen kan da brukes sammen med andre omsendinger ved protokoller ved høyere nivå. Et slikt skjema er den radiolinkprotokoll RLP som er gitt av standarden IS-657, idet denne protokoll tilsvarer et RLP-lag for forsinkelse av sendingen av den nye datapakke slik at omsending av pakker som er mottatt feilaktig kan finne sted.

I den andre utførelse sendes feilmottatte pakker om igjen i en ytterligere kodekanal som står tilgjengelig for slik sending til bestemmelsesstedet. En hovedfordel med dette er at omsendingen av feilmottatte pakker vil være uavhengig av sendingen av nye pakker. Av denne grunn kan antallet repetisjoner, effektnivået og kodetakten være den samme og altså uendret, under omsendingen. Videre tillates da at kilden kan sende om igjen selv om den nye pakke er en fulltakts ramme (dvs. hvor ingen kodesymboler er gjentatt i rammen). En ytterligere fordel i denne utførelse er hvor lett det er å legge inn den ytterligere kodekanal i en kvadratur-overføring i forhold til den regulære trafikkanal, slik at man reduserer amplitudevariasjoner mellom toppbelastning og midlere belastning, idet dette ellers kan degradere systemytelsen. Pilotkanalen, den regulære trafikkanal, effektreguleringskanalen og en ytterligere kodekanal kan samorganiseres slik at det balanseres mellom I og Q ved modulasjon av typen QPSK eller OQPSK.

De forskjellige modi for dataomsending, beskrevet ovenfor, kan brukes for omsending av både hele pakker og deler av pakker. I enkelte kommunikasjonssystemer er det dessuten mulig å overvåke kvaliteten i en forbindelse, over varigheten av en pakke. I eksempelet kan kvaliteten løpende overvåkes ved å måle Es/I0på den måte som er beskrevet i US 08/722 763 nevnt ovenfor, og i et slikt tilfelle kan det være mer økonomisk å omsende bare den del av pakken som tilsvarer den tidsperiode når overføringskvaliteten var dårlig (dvs. under en gitt terskelverdi). En indikasjon på tidsforløpet når slik kvalitet er dårlig kan sendes over til kilden som deretter sender om igjen bare den del av pakken som tilsvarer denne tidsperiode. Omsendingen av pakkene som ble feilaktig mottatt, som beskrevet ovenfor, vil være anvendelig for dataomsending både i foroverkanalen og i returkanalen.

Ut fra det som er gjennomgått ovenfor vil symbolakkumulering som angitt her være akkumulering av energien i en sending av en datapakke, med energien i en eller flere omsendinger av en hel pakke eller en del av en slik. Symbolakkumulering gjelder også akkumulering av identiske kodesymboler (ved tilføyelse og/eller erstatning av kodesymboler og bruk av samme kodetakt) og akkumulering av forskjellige kodesymboler (ved innføring og bruk av lavere kodetakt).

V. Prosessering av de omsendte pakker

Dersom feilkorreksjonskoding brukes for datatransmisjonen trengs ikke omsending av de pakker som mottas feilaktig for korrekt å dekode disse. I og med oppfinnelsen vil bestemmelsesstedet dekode de mottatte pakker og utføre kontroller CRC for å fastlegge om pakken ble mottatt med feil eller ikke. Dersom dette er tilfelle lagres symbolene i den feilmottatte pakke for senere dekoding. I eksempelet kan lagringen skje i et lagringselement eller i en av flere typer lagringsmedia av kjent type, så som avlederlagre av typen RAM, forskjellige typer holdelagre eller annet.

Kilden sender om igjen den pakke som ble mottatt i feil på en av de måter som er beskrevet ovenfor. Bestemmelsesstedet mottar den omsendte pakke, akkumulerer energien av denne til den energi som allerede er akkumulert for pakken mottatt med feil, og dekoder den akkumulerte pakke. Tilleggsenergien for den omsendte pakke øker sannsynligheten for at denne kan dekodes på riktig måte, og feilsannsynligheten vil typisk være betydelig mindre enn i den opprinnelig mottatte pakke, siden store energimengder kan ha blitt akkumulert fra den opprinnelige transmisjon og under omsendingene.

I eksempelet vil energiakkumuleringen utføres på symbol-symbol-basis. For hvert symbol kombineres den kombinerte skalarverdi (fra kombinasjonskretsen 640) for det omsendte symbol på koherent måte med den skalarverdi som er akkumulert for dette datasymbol. Akkumuleringen kan utføres ved hjelp av en aritmetisk logikkenhet (ALU), en mikroprosessor, en digitalsignalprosessor (DSP) eller andre kretser som er programmert eller utformet for å kunne utføre de funksjoner som er angitt her. Den koherente kombinasjon tar igjen hensyn til fortegnet av skalarverdien, og den utfører den maksimaltaktkombinasjon som trengs for signalene som mottas fra foroversendingen og i retursendingen. I dette henseende kan retursendingene betraktes å være utganger fra tilleggsfingre (eller korrelator-kretser 610) til en såkalt rakemottaker. Retursendingene gir også tidsdiversitet for datatransmisj onen.

I eksempelet kan den akkumulerte skalarverdi manipuleres før den etterfølgende demodulasjon og dekoding. Den akkumulerte skalarverdi for hvert symbol vil være en mykbeslutningsverdi som typisk representeres som et heltall med fortegn og bestående av m sifre. Verdiene frembringes etter hånden til den viste Viterbi-dekoder 814 for dekoding, idet utførelsen i denne påvirkes av antallet sifre og omfanget for mykbeslutningsverdiene. Spesielt vil for hver kodegren de grenmetriske beregninger sammenligne mykbeslutningsverdiene for den aktuelle kodegren med en forventet verdi for å komme frem til en grenmetrisk størrelse. Denne størrelse brukes deretter for å fastlegge signalveien for maksimal sannsynlighet for godt resultat, hvilket fører til de dekodede sifre.

Etter hvert som energi samles opp for hvert symbol ut fra retursendingene vil mykbeslutningsverdiene få tendens til å øke. Av denne grunn kan det være nødvendig å omskale disse verdier med en forsterkningsfaktor Av før Viterbi-dekodingen. Siden verdiene er utledet ved en oppsamling av energi fra flere sendinger og retursendinger er det å foretrekke å holde denne størrelse AV=1,0. Siden mykbeslutningsverdien øker vil konfidensen når det gjelder riktighet av symbolet øke. Omskalering av mykbeslutningsverdien til en mindre verdi for å passe i et bestemt område vil kunne innføre kvantiseringsfeil og andre feil. Andre system-faktorer (f.eks. Eb/I0for de mottatte signaler kan imidlertid diktere at mykbeslutningsverdiene bør omskaleres for bedret ytelse). I eksempelet kan slik skalering utføres med en enhet av typen ALU eller en annen krets tilsvarende de som er ramset opp ovenfor.

Siden den grenmetriske beregningskrets inne i Viterbi-dekoderen 114 typisk er utformet med et gitt antall sifre vil det være nødvendig å begrense mykbeslutningsverdiene. For å oppnå nøyaktighet kan de akkumulerte skalarverdier lagres som ubegrensede verdier, mens begrensningen (klippingen) kan utføres før Viterbi-dekodetrinnet.

I en systemarkitektur hvor pilotsignalet ikke sendes sammen med overføringen av de aktuelle nyttedata vil kombinasjonen av datasymboler fra sendingen og retursendingen utføres på en annen måte. Et eksempel på dette er returforbindelsen i henhold til standarden IS-95A. Det er å foretrekke og samle opp skalarverdiene i samsvar med signal/støyforholdet (S/N) for de mottatte signaler, og ved bestemmelsesstedet vil energien S av det ønskede signal (dvs. den omsendte pakke) kunne beregnes etter samlingen med den lange og de korte PN-koder. Den totale energi i det mottatte signal kan beregnes og angis som kvadratroten av kvadratsummen av størrelsene S og N. Siden de mottatte signaler i alt vesentlig omfatter interferensen (når N » S) vil N tilnærmet være lik dette rotuttrykk (S ry +N fy ) i py. Følgelig vil bestemmelsesstedet akkumulere skalarverdiene fra hovedsendingen og omsendingene i henhold til ligningen:

hvor y, er den akkumulerte skalarverdi for det i-te symbol, sy er vektoren for det ønskede signal for de i-te symboler i den j-te sending, tallverdien av sy er skalarverdi en fra filteret 624 for samme symboler i samme sending, og parentes-uttrykket i nevneren anviser den totale energi av de mottatte signaler for denne sending. Størrelsen s,jkan tilnærmet settes lik den skalare verdi fra filteret 624, og rotuttrykket vil kunne måles for hver datatransmisjon eller omsending. Fra ligning (1) finnes at skaleringen for hvert symbol utføres med forsterkningen G=(S<2>+N<2>)j<1/2>før akkumuleringen.

I og med oppfinnelsen vil den totale energi som tilsvarer rotuttrykket i ligning (1) kunne beregnes fra ramme til ramme eller fra symbol til symbol, idet den siste måte gjør det mulig for bestemmelsesstedet å regulere inn forsterkningen for hvert symbol for å kunne ta hensyn til raske endringer i kanalbetingelsene.

Ved bruk av oppfinnelsen vil oppsamlingen av energi fra ytterligere omsendinger gjøre det mulig for bestemmelsesstedet korrekt å dekode pakkene som mottas feilaktig. Omsendingene gjør at kommunikasjonssystemet kan arbeide ved en bedre feilhyppighet (FER) enn nominelt, siden muligheten for korrekt å kunne dekode pakkene med et minimum av uttak av systemressursene gjør det mulig å bedre påliteligheten av datatransmisjonen og eventuelt øke systemkapasiteten, samtidig med at omsendingene ved et etterfølgende tidspunkt gir tidsdiversitet og bedrer påliteligheten av kommunikasjonen på tilsvarende måte. Arbeider man imidlertid ved en høyere verdi FER trengs mer omsending av pakker, og dette kan øke kommunikasjonssystemets kompleksitet.

Beskrivelsen ovenfor av foretrukne utførelser og måter er tatt med for å kunne lage eller bruke oppfinnelsen, og forskjellige modifikasjoner vil høre med, så lenge disse ikke bringer konseptet ut over den ramme patentkravene fastlegger.

Claims (16)

1. Fremgangsmåte for datakommunikasjon, omfattende koding av databit for en datapakke ved en kodingsrate for å frembringe flere kodesymboler for hvert respektive databit for datapakken, punktering av kodesymbolene for datapakken i henhold til et første punkteringsmønster for å frembringe en første punkterte datapakke, overføring av den første punkterte pakke, mottak av en første negativ kvittering som indikerer ikke vellykket dekoding av datapakket etter overføringen av den punkterte datapakke, punktering av kodesymbolene for datapakken i henhold med et andre punkteringsmønster for å frembringe en andre punkterte datapakke, overføring på en separat kodekanal av den andre punkterte pakke som svar på mottaket av den første negative bekreftelse.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1, videre omfattende: valg av det første og andre punkteringsmønster for å frembringe de første og andre punkterte datapakker slik at den andre punkterte datapakke omfatter kodesymboler som ikke tidligere er overførte.

3. Fremgangsmåte ifølge krav 1, videre omfattende: valg av det første og andre punkteringsmønster for å frembringe de første og andre punkterte datapakker slik at de første og andre punkterte datapakke har i det miste ett kodesymbol til felles med hverandre.

4. Fremgangsmåte ifølge krav 1, videre omfattende: valg av det første og andre punkteringsmønster for å frembringe de første og andre punkterte datapakker slik at de første og andre punkterte datapakke har ingen kodesymbol til felles med hverandre.

5. Fremgangsmåte ifølge krav 1 - 4, videre omfattende: mottak av en andre negativ kvittering som indikerer ikke vellykket dekoding av datapakket etter overføringen av den andre punkterte datapakke, punktering av kodesymbolene for datapakken i henhold med et tredje punkteringsmønster for å frembringe en tredje punkterte datapakke, overføring av den tredje punkterte pakke som svar på mottaket av den andre negative bekreftelse.

6. Fremgangsmåte ifølge krav 5, videre omfattende: valg av de første, andre og tredje punkteringsmønstre for å frembringe de første, andre og tredje datapakker slik at de første, andre og tredje datapakker har forskjellige kodesymboler fra hverandre.

7. Fremgangsmåte ifølge krav 5, videre omfattende: valg av de første og tredje punkteringsmønstre for å frembringe de første og tredje datapakker slik at de første, andre og tredje datapakker har forskjellige kodesymboler fra hverandre.

8. Fremgangsmåte ifølge krav 5, videre omfattende: valg av de andre og tredje punkteringsmønstre for å frembringe de andre og tredje datapakker slik at de første, andre og tredje datapakker har forskjellige kodesymboler fra hverandre.

9. Apparat for datakommunikasjon, omfattende en koder (122) innrettet for koding av databit for en datapakke ved en kodingsrate for å frembringe flere kodesymboler for hvert respektive databit for datapakken, en styreenhet innrettet for punktering av kodesymbolene for datapakken i henhold til et første punkteringsmønster for å frembringe en første punkterte datapakke, en sender (126) innrettet for overføring av den første punkterte pakke, en mottaker (150) innrettet for mottak av en første negativ kvittering som indikerer ikke vellykket dekoding av datapakket etter at senderens (126) overføringen av den punkterte datapakke, idet styreenheten videre er innrettet for punktering av kodesymbolene for datapakken i henhold med et andre punkteringsmønster for å frembringe en andre punkterte datapakke, idet senderen (126) videre er innrettet for overføring på en separat kodekanal av den andre punkterte pakke som svar på mottakerens mottaket av den første negative bekreftelse.

10. Apparat ifølge krav 9, videre omfattende: en styreenhet (140) innrettet for valg av det første og andre punkteringsmønster for å frembringe de første og andre punkterte datapakker slik at den andre punkterte datapakke omfatter kodesymboler som ikke tidligere er overførte.

11. Apparat ifølge krav 9, videre omfattende: en styreenhet (140) innrettet for valg av det første og andre punkteringsmønster for å frembringe de første og andre punkterte datapakker slik at de første og andre punkterte datapakke har i det miste ett kodesymbol til felles med hverandre.

12. Apparat ifølge krav 9, videre omfattende: en styreenhet (140) innrettet for valg av det første og andre punkteringsmønster for å frembringe de første og andre punkterte datapakker slik at de første og andre punkterte datapakke har ingen kodesymbol til felles med hverandre.

13. Apparat ifølge krav 9-12, idet mottakeren (150) videre er innrettet for mottak av en andre negativ kvittering som indikerer ikke vellykket dekoding av datapakket etter senderens overføring av den andre punkterte datapakke, idet styreenheten videre er innrettet for punktering av kodesymbolene for datapakken i henhold med et tredje punkteringsmønster for å frembringe en tredje punkterte datapakke, idet senderen (126) videre er innrettet for overføring av den tredje punkterte pakke som svar på mottakerens mottaket av den andre negative bekreftelse.

14. Apparat ifølge krav 13, idet styreenheten (140) videre er innrettet for valg av de første, andre og tredje punkteringsmønstre for å frembringe de første, andre og tredje datapakker slik at de første, andre og tredje datapakker har forskjellige kodesymboler fra hverandre.

15. Apparat ifølge krav 13, idet styreenheten (140) videre er innrettet for valg av de første og tredje punkteringsmønstre for å frembringe de første og tredje datapakker slik at de første, andre og tredje datapakker har forskjellige kodesymboler fra hverandre.

16. Apparat ifølge krav 13, idet styreenheten (140) videre er innrettet for valg av de andre og tredje punkteringsmønstre for å frembringe de andre og tredje datapakker slik at de første, andre og tredje datapakker har forskjellige kodesymboler fra hverandre.