KR100697578B1 - 심볼 누산을 이용하여 시간 효율적인 재송신을 하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

심볼 누산을 이용하여 시간 효율적인 재송신을 하기 위한 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

에러로 수신된 패킷을 새로운 패킷과 동일 프레임내에서 동시에 더 낮은 비트 당 에너지로 재송신하는 심볼 누산을 이용하는 데이터의 효율적인 재송신. 수신지 장치는 데이터 송신 및 재송신을 수신하여, 신호를 복조하고, 수신된 데이터를 새로운 패킷 및 재송신된 패킷으로 분리한다. 그 후, 수신지 장치는 재송신된 패킷의 에너지를 에러로 수신된 패킷에 대해 이미 누산된 에너지와 누산하고, 누산된 패킷을 디코딩한다. 후속하는 재송신에 의해 제공된 추가 에너지의 누산은 정확한 디코딩의 가능성을 향상시킨다. 에러로 수신된 패킷이 새로운 데이터 패킷의 송신과 동시에 재송신되기 때문에 처리율을 향상시킬 수 있다. 에러로 수신된 패킷의 재송신은 새로운 패킷의 재송신보다 더욱 낮은 에너지로 수행되기 때문에 용량이 최대화된다.
데이터 패킷, 심볼 누산, 디코딩

Description

심볼 누산을 이용하여 시간 효율적인 재송신을 하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR TIME EFFICIENT RETRANSMISSION USING SYMBOL ACCUMULATION}
본 발명은 데이터 통신에 관한 것이다. 더욱 자세하게는, 본 발명은 심볼 누산을 이용하여 데이터의 효율적인 송신을 위한 새롭고 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다.
코드 분할 다중 접속(CDMA) 변조 기술들의 이용은 많은 시스템 이용자들이 존재하는 통신을 용이하게 하기 위한 여러개의 기술들 중의 하나이다. 시간 분할 다중 접속(TDMA) 및 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 등의, 다른 다중 접속 통신 시스템 기술들은 당해 분야에서 공지되어 있다. 그러나, CDMA 의 스펙트럼 확산 변조 기술은 다중 접속 통신 시스템을 위한 다른 변조 기술들보다 상당한 이점들을 가지고 있다. 다중 접속 통신 시스템에서 CDMA 기술을 이용하는 것은, 본 발명의 양수인에게 양도되며 여기에 참조한 발명의 명칭이 "위성 또는 지상 중계기를 이용한 스펙트럼 확산 다중 접속 통신 시스템" 인 미국 특허 번호 제 4,901,307 호 공보에 개시되어 있다. 또한, 다중 접속 통신 시스템에서 CDMA 기술을 이용하는 것은, 본 발명의 양수인에게 양도되며, 여기서 참조한 발명의 명칭이 "CDMA 셀룰러 전화 시스템에서 신호 파형을 생성하기 위한 시스템 및 방법" 인 미국 특허 번호 제 5,103,459 호 공보에 개시되어 있다. 또한, 이하 IS-95A 규격으로 지칭되는 "이중 모드 광대역 스펙트럼 확산 셀룰러 시스템용 TIA/EIA/IS-95A 이동 지국과 기지국간 호환 규격" 에 적합하도록 CDMA 시스템을 설계할 수 있다.
광대역인 고유의 특성때문에, CDMA 는 광대역폭 상에 신호 에너지를 확산하여 주파수 다이버서티(diversity) 형식을 제공하게 된다. 따라서, 주파수 선택성 페이딩은 이 CDMA 신호 대역폭중에서 단지 작은 부분에만 영향을 미치게 된다. 공간 또는 경로 다이버시티는 2개 이상의 기지국들을 통해 이동하고 있는 이용자 또는 원격국에 동시 링크를 통해 다중 신호를 제공함으로써 얻어진다. 또한, 경로 다이버시티는, 다른 전파 지연과 함께 도착한 신호들이 개별적으로 수신되고 처리되도록 하여 확산 스펙트럼 프로세싱을 통해 다중 경로 환경을 이용함으로써, 얻어지게 된다. 경로 다이버시티를 이용한 개선된 복조의 예들은, 본 발명의 양수인에게 양도되며 여기서 참조한 발명의 명칭이 "CDMA 셀룰러 전화 시스템의 통신에서 소프트 핸드 오프(soft handoff)를 제공하는 방법 및 시스템" 인 미국 특허 번호 제 5,101,501 호 공보 및 발명의 명칭이 "셀룰러 전화 시스템의 다이버시티 수신기" 인 미국 특허 번호 제 5,109,390 호 공보에 설명되어 있다.
역방향 링크는 원격국으로부터 기지국으로의 송신을 지칭한다. 역방향 링크 상에서, 각각의 송신 원격국은 네트워크 상에서 다른 원격국에 대해 간섭으로서 작용한다. 따라서, 역방향 링크 용량은 원격국이 다른 원격국으로부터 경험하는 전체 간섭에 의해 제한된다. 이용자가 통화하지 않을 때, CDMA 시스템은 더욱 소수의 비트들을 송신하여 역방향 링크 용량을 증가시킴으로써, 더욱 적은 전력을 이용하게 되고 간섭을 줄이게 된다.
순방향 링크는 기지국으로부터 원격국으로의 송신을 지칭한다. 순방향 링크 상에서, 기지국의 송신 전력은 여러 가지 이유 때문에 제어된다. 기지국으로부터의 높은 송신 전력은 다른 기지국들과 과도한 간섭을 일으킬 수 있다. 이와는 반대로, 기지국의 송신 전력이 너무 낮은 경우, 원격국은 틀린 데이터 송신을 수신할 수 있다. 지상 채널 페이딩 및 다른 알려진 인자들은 원격국에 의해 수신된 순방향 링크 신호의 품질에 영향을 미치게 된다. 따라서, 기지국은 원격국에서 바람직한 동작 레벨을 유지하기 위해 기지국의 신호 송신 전력을 각 원격국에 조정하는 것을 시도한다.
순방향 링크 및 역방향 링크는 다양한 데이터 레이트로 데이터를 송신할 수 있다. 데이터 소스가 다양한 데이터 레이트로 데이터를 제공하는 고정 크기의 데이터 패킷에서 데이터를 송신하는 방법은, 본 발명의 양수인에게 양도되며 여기서 참조한 발명의 명칭이 "송신용 데이터를 포맷하는 방법 및 장치" 인 미국 특허 번호 제 5,504,773 호에 상세하게 설명되어 있다. 데이터는 데이터 패킷(또는, 패킷)으로 분할된 후, 각 데이터 패킷은 인코딩된 패킷으로 인코딩된다. 통상적으로, 인코딩된 패킷들은 소정의 존속 기간을 갖는다. 예를 들어, 순방향 링크용 IS-95A 규격에 따르면, 각 인코딩된 패킷은 20 msec 폭이며, 19.2 Ksps 심볼 레이트이고, 각 인코딩된 패킷은 384 개의 심볼들을 포함한다. 레이트 1/2 또는 레이트 3/4 의 컨벌루셔널 인코더는 애플리케이션에 따라 데이터를 인코딩하는 데에 이용된다. 레이트 1/2 의 인코더를 이용하는 경우, 데이터 레이트는 약 9.6 Kbps 이다. 9.6 Kbps 의 레이트에서, 데이터 패킷당 172 개의 데이터 비트들, 12 개의 순환 중복 검사(CRC) 비트들 및 8 코드 테일 비트들이 존재한다.
4.8 Kbps, 2.4 Kbps 또는 1.2 Kbps 등의 더 낮은 데이터 레이트에서, 인코딩된 패킷내의 코드 심볼들은 NS 회 반복되어, 19.2 Ksps 의 일정한 심볼 레이트를 유지하게 된다. 심볼 반복은 손상된 채널에서 디코딩 동작을 향상시키는 시간 다이버시티를 제공하도록 수행된다. 송신 전력을 최소화하고 시스템 용량을 증가시키기 위해, 각 심볼의 송신 전력 레벨은 반복 레이트 NS 에 따라 스케일링(scale)된다.
IS-95A 규격에 따르면, 각 데이터 패킷은 순환 중복 검사(CRC) 다항식으로 블록 인코딩된 후, 중첩적으로 인코딩된다. 이 인코딩된 패킷은 소스 장치로부터 수신지 장치까지 송신된다. 이 수신지 장치에서, 수신된 패킷은 복조되고 비터비 디코더로 중첩적으로 디코딩된다. 그 후, 디코딩된 데이터는 수신된 패킷이 정확하게 또는 잘못 디코딩되었는지의 여부를 결정하기 위하여, CRC 검사기에 의해 검사된다. 이 CRC 검사는 디코딩된 패킷내에 에러가 존재하는지의 여부만을 결정할 수 있다. 따라서, 에러로 수신된 데이터 패킷을 교정하기 위하여 다른 메커니즘이 요구되어진다.
본 발명은 심볼 누산을 이용하여 데이터의 효율적인 재송신을 하기 위한 새롭고 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명에서, 데이터 송신은 소스 장치로부터 수신지 장치로 규격적인 방법으로 발생한다. 이 수신지 장치는 데이터 송신을 수신하여, 신호를 복조하며, 데이터를 디코딩한다. 예시적인 실시예에서, 데이터는 한 프레임 시간 주기내에 송신되는 데이터 패킷으로 분할된다. 디코딩 프로세스의 부분으로서, 수신지 장치는 패킷이 에러로 수신되었는지의 여부를 결정하기 위하여 데이터 패킷의 CRC 검사를 수행한다. 예시적인 실시예에서, 이 패킷이 에러로 수신된 경우, 수신지 장치는 NACK 메시지를 소스 장치에 송신한다.
예시적인 실시예에서, 소스 장치는 새로운 데이터 패킷의 송신과 동시에 에러로 수신된 패킷을 재송신함으로써 NACK 메시지에 응답한다. 수신지 장치는 데이터 송신 및 재송신을 수신하여, 신호를 복조하고, 수신된 데이터를 새로운 패킷 및 재송신된 패킷으로 분리한다. 그 후, 수신지 장치는 수신된 재송신 패킷의 에너지를 수신지 장치에 의해 이미 누산된, 에러로 수신된 패킷에 대한 에너지와 누산한다. 그 후, 수신지 장치는 누산된 데이터 패킷을 디코딩하는 것을 시도한다. 후속하는 재송신에 의해 제공된 추가 에너지를 누산함으로써, 정확한 디코딩의 가능성이 향상된다. 다른 방법으로는, 수신지 장치는 2개의 패킷들을 합성하지 않고도 혼자 힘으로 재송신된 패킷을 디코딩할 수 있다. 위의 두 가지 경우에, 에러로 수신된 패킷은 새로운 데이터 패킷의 송신과 동시에 재송신되기 때문에, 처리율을 향상시킬 수 있다.
본 발명의 목적은 채널 손상이 존재하는 통신 시스템의 처리율을 유지하는 것이다. 예시적인 실시예에서, 에러로 수신된 데이터 패킷은 동일한 시간 주기내에 새로운 데이터 패킷과 동시에 소스 장치에 의해 재송신된다. 다른 방법으로는, 에러로 수신된 패킷은 새로운 패킷을 송신하는 데에 이용된 트래픽 채널과 관계 없는 추가 트래픽 채널 상에 재송신될 수 있다. 이 재송신된 패킷은 새로운 패킷의 송신을 지연시키거나 방해하지 않기 때문에, 에러로 수신된 패킷의 재송신 중에도 처리율을 유지하게 된다.
본 발명의 다른 목적은 에러로 수신된 패킷을 최소량의 에너지로 재송신함으로써 통신 채널의 용량을 최대화하여, 송신 및 재송신 에너지를 누산함으로써 패킷을 정확하게 디코딩하는 것이다. 에러로 수신된 패킷은 처음 송신된 새로운 패킷보다 더 작은 비트당 에너지로 재송신될 수 있다. 수신지 장치에서, 에러로 수신된 패킷의 각 심볼의 에너지는 재송신된 패킷의 각 심볼의 에너지와 함께 누산된다. 그 후, 이 누산된 심볼은 디코딩된다.
본 발명의 또 다른 목적은 송신된 패킷들 및 재송신된 패킷들의 최대 비율 합성을 수행함으로써 에러로 수신된 패킷의 디코딩 성능을 향상시키는 것이다. 파일럿 신호(pilot signal)를 이용하여 간섭성(coherent) 복조를 지원하는 통신 시스템의 경우, 수신지 장치는 수신된 심볼과 파일럿 신호간의 내적(dot product)을 수행한다. 이 내적은 수신된 신호의 신호 크기에 따라 각 심볼을 가중시킴으로써, 최대 비율 합성으로 되도록 한다. 송신 또는 재송신 도중에, 신호 경로에 할당된 각 내적 회로의 스칼라 값들은 간섭성으로 합성되어, 합성된 스칼라 값들을 얻게 된다. 또한, 다중 송신 및 재송신으로부터 합성된 스칼라 값들은 간섭성으로 합성된다. 내적 및 간섭성 합성은 후속하는 디코딩 단계의 성능을 향상시킨다. 파일럿 신호를 송신하지 않는 통신 시스템의 경우, 다중 송신 및 재송신으로부터의 심볼들은 누산(accumulation) 이전에 수신된 송신 또는 재송신의 수신된 신호 대 잡음 비율에 따라 스케일링된다.
본 발명의 특징, 목적 및 이점들을 동일 참조 부호가 동일하게 식별하는 도면들을 참조하여 아래에 설명된 상세한 설명으로부터 더욱 명확해질 것이다.
도 1 은 원격국과 통신하는 복수의 기지국들을 도시한 본 발명의 통신 시스템의 예시적인 도면이다.
도 2 는 예시적인 기지국 및 예시적인 원격국의 블록도이다.
도 3 은 순방향 트래픽 채널 송신 시스템의 블록도이다.
도 4 는 대체 변조기의 예시적인 블록도이다.
도 5 는 예시적인 컨벌루셔널 인코더의 블록도이다.
도 6 은 원격국내의 예시적인 복조기의 블록도이다.
도 7 은 예시적인 파일럿 상관기의 블록도이다.
도 8 은 원격국내의 예시적인 디코더의 블록도이다.
도 9 는 다중 코드 채널들 상에서 데이터 송신을 지원하는 예시적인 아키텍처의 블록도이다.
간단히 하기 위하여, 후술하는 설명들은 소스 장치가 기지국 (4) 또는 원격국 (6) 인지의 여부에 관계없이 소스 장치로부터 수신지 장치에 데이터 패킷들을 송신 및 재송신하는 것에 대해 상세히 설명한다. 본 발명은 순방향 링크 상의 기지국 (4) 에 의한 데이터 송신 및 역방향 링크 상의 원격국 (6) 에 의한 데이터 송신에도 똑같이 적용할 수 있다.
Ⅰ. 회로 설명
도면들을 참조하면, 도 1 은 다수의 원격국 (6; 간단히 하기 위하여, 단지 하나의 원격국 (6) 만이 도시됨) 과 통신하는 다수의 기지국 (4) 으로 구성되는 본 발명의 예시적인 통신 시스템을 나타낸다. 시스템 제어기 (2) 는 통신 시스템 내의 모든 기지국들 (4) 및 공중 교환 전화망 (PSTN; 8) 에 접속한다. 시스템 제어기 (2) 는 PSTN (8) 에 접속된 이용자들과 원격국 (6) 상의 이용자들 간의 통신을 조정한다. 기지국 (4) 으로부터 원격국 (6) 으로의 데이터 송신은 신호 경로 (10) 를 통해 순방향 링크 상에서 발생하고, 원격국 (6) 으로부터 기지국 (4) 으로의 송신은 신호 경로 (12) 를 통해 역방향 링크 상에서 발생한다. 이 신호 경로는, 신호 경로 (10a) 등의 직통 경로이거나 신호 경로 (14) 등의 반사 경로일 수 있다. 반사 경로 (14) 는 기지국 (4a) 으로부터 송신된 신호가 반사 소스 (16) 로부터 반사되어 직통 경로 이외의 다른 경로를 통해 원격국 (6) 에 도달하는 때에 생성된다. 도 1 에 블록으로서 설명하였지만, 반사 소스 (16) 는 원격국 (6) 이 동작하는 환경, 예를 들어, 빌딩 또는 다른 구조물들에 있는 인공물이다.
본 발명의 기지국 (4) 및 원격국 (6) 의 예시적인 블록도를 도 2 에 도시한다. 순방향 링크 상에서의 데이터 송신은 데이터를 데이터 패킷으로 인코더 (122) 에 제공하는 데이터 소스 (120) 에서 시작된다. 인코더 (122) 의 예시적인 블록도를 도 3 에 도시한다. 인코더 (122) 내부에서, CRC 인코더 (312) 블록은 예시적인 실시예에서 IS-95A 규격에 일치하는 CRC 다항식으로 데이터를 인코딩한다. CRC 인코더 (312) 는 CRC 비트들을 첨부하고, 한 세트의 코드 테일 비트들을 데이터 패킷에 삽입한다. 포맷된 데이터 패킷은 데이터를 중첩해서 인코딩하여 이 인코딩된 데이터 패킷을 심볼 중계기 (316) 에 제공하는 컨벌루셔널 인코더 (314) 에 제공된다. 심볼 중계기 (316) 는 데이터 패킷의 데이터 레이트에 관계 없이 심볼 중계기 (316) 의 출력에서 일정한 심볼 레이트를 제공하기 위하여 인코딩된 심볼을 NS 회 반복한다. 이 반복된 데이터는 심볼들을 재정렬하며 인터리브된 데이터를 변조기 (MOD; 124) 에 제공하는 블록 인터리버 (318) 에 제공된다. 예시적인 변조기 (124a) 의 블록도를 도 3 에 도시한다. 변조기 (124a) 내에서, 데이터가 송신되는 원격국 (6) 을 식별하는 롱 PN 코드로 곱셈기 (330) 에 의해 인터리브된 데이터를 확산한다. 롱 PN 확산 데이터는 원격국 (6) 에 할당된 트랙픽 채널에 대응하는 왈쉬 코드로 데이터를 커버하는 곱셈기 (332) 에 제공된다. 또한, 왈쉬 코드로 커버된 데이터는 곱셈기들 (334a 및 334b) 에 의해 숏 PNI 및 PNQ 코드들로 확산된다. 숏 PN 확산 데이터는, 신호를 필터하고 변조하며 증폭하는 송신기 (TMTR; 126; 도 2 참조) 에 제공된다. 이 변조된 신호는 듀플렉서 (128) 를 통해 경로를 잡고, 신호 경로 (10) 를 통해 순방향 링크 상에서 안테나 (130) 로부터 송신된다.
다른 방법인 변조기 (124b) 의 블록도를 도 4 에 도시한다. 이 실시예에서, 데이터 소스 (120) 는 상술한 바와 같이 데이터를 인코딩하는 2개의 인코더 (122) 에 데이터 패킷을 제공한다. 인터리브된 데이터와 파일럿 및 제어 데이터는 변조기 (124b) 에 제공된다. 변조기 (124b) 내에서, 제 1 인코더 (122) 로부터 인터리브된 데이터는 왈쉬 변조기 (420a) 에 제공되고, 제 2 인코더 (122) 로부터 인터리브된 데이터는 왈쉬 변조기 (420b) 에 제공된다. 각 왈쉬 변조기 (420) 내에서, 데이터는 왈쉬 변조기 (420) 에 할당된 왈쉬 코드로 데이터를 커버하는 곱셈기 (422) 에 제공된다. 이 커버된 데이터는 원하는 진폭을 얻기 위하여 배율로 데이터를 스케일링하는 이득 엘리먼트 (424) 에 제공된다. 왈쉬 변조기 (420a 및 420b) 로부터 스케일링된 데이터는 2개의 신호들을 덧셈하여 이 결과 신호를 복합 곱셈기 (430) 에 제공하는 덧셈기 (426) 에 제공된다. 파일럿 및 제어 데이터는 2개의 데이터를 시간 곱셈하고 이 출력을 이득 엘리먼트 (414) 에 제공하는 멀티플렉서 (MUX; 412) 에 제공된다. 이득 엘리먼트 (414) 는 원하는 진폭을 얻기 위하여 데이터를 스케일링하고, 이 스케일링된 데이터를 복합 곱셈기 (430) 에 제공한다.
복합 곱셈기 (430) 내에서, 이득 엘리먼트 (414) 로부터의 데이터는 곱셈기들 (432a 및 432d) 에 제공되며, 덧셈기 (426) 로부터의 데이터는 곱셈기 (432b 및 432c) 에 제공된다. 곱셈기들 (432a 및 432b) 은 곱셈기 (440a) 로부터 확산 시퀀스로 데이터를 확산하고, 곱셈기들 (432c 및 432d) 은 곱셈기 (440b) 로부터 확산 시퀀스로 데이터를 확산한다. 곱셈기 (432a 및 432c) 의 출력은 곱셈기 (432a) 의 출력으로부터 곱셈기 (432c) 의 출력을 뺄셈하는 합산기 (434a) 에 제공되어, I 채널 데이터를 제공한다. 곱셈기 (432b 및 432d) 의 출력은 2개의 신호들을 덧셈하는 합산기 (434b) 에 제공되어, Q 채널 데이터를 제공한다. 곱셈기들 (440a 및 440b) 로부터의 확산 시퀀스는 PNI 및 PNQ 코드를 롱 PN 코드와 각각 곱셈함으로써 얻어진다.
도 4 에 도시된 바와 같이, 변조기 (124b) 는 기본 채널과 추가 채널로 라벨 붙여진 2개의 트래픽 채널들의 송신을 지원하지만, 변조기 (124b) 는 추가 트래픽 채널을 용이하게 송신하도록 변형될 수 있다. 상술한 설명에서, 하나의 인코더 (122) 는 각각의 트래픽 채널을 위해 이용된다. 다른 방법으로는, 각 트래픽 채널에 대해서 하나의 데이터 스트림, 즉, 인코더 (122) 의 출력이 다중 데이터 스트림으로 디멀티플렉싱되어, 모든 트래픽 채널들에 하나의 인코더 (122) 를 이용할 수 있다. 상술한 인코더 및 변조기의 다양한 변형예들을 본 발명의 범위내에서 고려할 수 있다. 기지국 제어기 (140) 은 기지국 (4) 의 기능을 관리한다. 원격국 (6; 도 2 참조) 에서, 순방향 링크는 안테나 (202) 에 의해 수신되어, 듀플렉서 (204) 를 통해 경로를 잡고, 수신기 (206; RCVR) 에 제공된다. 수신기 (206) 는 디지탈화된 I 및 Q 기저대역 신호들을 얻기 위하여 신호를 필터하고, 증폭하며, 복조하고, 양자화한다. 이 기저대역 신호들은 복조기 (208; DEMOD) 에 제공된다. 복조기 (208) 는 숏 PNI 및 PNQ 코드로 기저대역 신호들을 역확산하고, 이 역확산된 데이터를 기지국 (4) 에서 이용되는 왈쉬 코드와 동일한 왈쉬 코드로 디커버하며, 이 왈쉬 코드로 디커버된 데이터를 롱 PN 코드로 역확산하여, 이 복조된 데이터를 디코더 (210) 에 제공한다.
도 8 에 도시된 디코더 (210) 내에서, 블록 디-인터리버 (812) 는 복조된 데이터내에서 심볼들을 재정열하고, 이 디-인터리브된 데이터를 비터비 디코더 (814) 에 제공한다. 비터비 디코더 (814) 는 디-인터리브된 데이터를 중첩해서 디코딩하고, 이 디코딩된 데이터를 CRC 검사 엘리먼트 (816) 에 제공한다. CRC 검사 엘리먼트 (816) 는 CRC 검사를 수행하고, 이 검사된 데이터를 데이터 싱크 (212) 에 조건부로 제공한다.
역방향 링크 상에서 원격국 (6) 으로부터 기지국 (4) 으로의 데이터 송신은 여러 실시예들 중의 하나의 실시예에서 발생할 수 있다. 제 1 실시예에서, 역방향 링크 송신은 순방향 링크에 이용되는 구조와 유사한 다중 직교 코드 채널 상에서 발생할 수 있다. 역방향 링크 상에서 다중 코드 채널들을 지원하는 원격 송신 시스템의 예시적인 실시예는, 본 발명의 양수인에게 양도되며, 여기서 참조하고 1999 년 5월 28일 출원된 발명의 명칭이 "높은 데이터 레이트 CDMA 무선 통신 시스템" 인 미국 특허 출원 번호 제 08/654,443 호에 상세히 설명되어 있다. 이 구조의 간단한 블록도를 도 9 에 도시한다. 데이터 소스 (230) 는 DEMUX (912) 를 통해 채널 인코더 (910) 에 데이터 패킷으로 데이터를 제공한다. 그 후, 각 채널 인코더 (910) 내에서, CRC 인코더 (914) 블록은 CRC 비트들 및 코드 테일 비트들의 세트를 데이터에 부착한다. 포맷된 데이터 패킷은, 데이터를 중첩해서 인코딩하고 이 인코딩된 데이터 패킷을 심볼 중계기 (918) 에 제공하는 컨벌루셔널 인코더 (916) 에 제공된다. 심볼 중계기 (918) 는 데이터 레이트에 관계 없이 심볼 중계기 (918) 의 출력에서 일정한 심볼 레이트를 제공하기 위하여 인코딩된 데이터 패킷으로 심볼들을 NS 회 반복한다. 이 반복된 데이터는 반복된 데이터내에 심볼들을 재정렬하며 이 인터리브된 데이터를 변조기 (234; MOD) 에 제공하는 블록 인터리버 (920) 에 제공된다.
변조기 (234) 내에서, 각 채널 인코더 (910) 로부터 인터리브된 데이터는 왈쉬 변조기 (930) 에 제공된다. 왈쉬 변조기 (930) 내에서, 이 인터리브된 데이터는, 데이터가 송신되는 원격국에 의해 송신된 코드 채널들의 세트의 코드 채널을 식별하는 왈쉬 코드로 곱셈기 (932) 에 의해 커버된다. 이 왈쉬 커버된 데이터는 코드 채널에 대해 설정된 원하는 이득으로 데이터를 증폭하는 이득조정기 (934) 에 제공된다. 왈쉬 변조기 (930) 로부터의 출력은 롱 PN 코드 및 숏 PN 코드로 왈쉬 커버된 데이터를 확산하는(spread) 복합 PN 스프레더 (940) 에 제공된다. 변조된 데이터는 신호를 필터하고, 변조하여, 증폭하는 송신기 (236; 도 2 를 참조) 에 제공된다. 변조된 신호는, 듀플렉서 (204) 를 통해 경로를 잡고, 신호 경로 (12) 를 통해 역방향 링크 상에 안테나 (202) 로부터 송신된다. 역방향 아키텍처에 대한 더욱 상세한 설명을 상술한 미국 특허 출원 제 08/654,443 호로부터 얻을 수 있다.
제 2 실시예의 경우, 역방향 링크는 IS-95A 규격에 따라 정의된다. 본질적으로, 원격국 (6) 에 의한 역방향 링크 송신은 공통 롱 PN 시퀀스 발생기의 임시 오프셋에 따라 정의된다. 2개의 다른 오프셋에서 결과 변조 시퀀스는 상관되지 않는다. 각 원격국 (6) 의 오프셋은 원격국 (6) 의 고유 수치 식별에 따라 결정되어, IS-95A 원격국 (6) 의 예시적인 실시예에서 전자 일련 번호(ESN)로 된다. 따라서, 각 원격국 (6) 은 그것의 고유 전자 일련 번호에 따라 결정된 하나의 비상관 (uncorrelated) 역방향 링크 채널 상에 송신한다.
제 2 실시예의 역방향 링크 구조는 상술한 미국 특허 번호 제 4,901,307 호에 충분히 설명되어 있다. 요약하면, 데이터 패킷들은 데이터 소스 (230) 에 의해 CRC 블록 코드 및 컨벌루셔널 코드로 데이터 패킷들을 인코딩하는 인코더 (232) 에 공급된다. 이 인코딩된 데이터는 데이터 레이트에 관계 없이 일정한 심볼 레이트를 유지하도록 반복된다. 인코딩된 데이터의 6개의 심볼들은 64-비트 왈쉬 심볼로 맵핑된다. 이 맵핑된 신호는 롱 PN 코드 및 숏 PN 코드에 의해 확산(spread)된다. 변조된 데이터는 제 1 실시예에 설명된 것과 동일한 기능을 수행하는 송신기 (236) 에 제공된다.
원격국 (6) 의 상기 동작은 제어 프로세서 (220) 에 의해 제어된다.
역방향 링크 신호 (12) 는 안테나 (130) 에 의해 기지국 (4) 에서 수신되며, 듀플렉서 (128) 을 통하여 라우팅되고, 수신기 (RCVR; 150) 로 제공된다. 수신기 (150) 은 신호를 필터링하고, 증폭하고, 복조하고, 양자화하여 디지털호된 I 및 Q 기저대역 신호를 획득한다. 기지국 신호는 복조기 (DEMOD; 152) 에 제공된다.
복조기 (152) 는 역방향 링크에서 사용되는 변조 방식에 따라서 기지국 신호를 복조한다. 그 후, 복조기 (152) 는 복조된 데이터를 디코더 (154) 로 제공한다. 디코더 (154) 는 디코더 (210) 의 기능과 본질적으로 기능한 기능을 제공하도록 구성된다. 디코더 (154) 는 디코딩된 데이터를 데이터 싱크 (156) 으로 제공한다.
Ⅱ. 데이터 심볼들의 복조
수신된 신호를 복조하기 위한 회로를 설명하는 예시적인 블록도를 도 6 에 도시한다. 디지탈화된 I 및 Q 기저대역 신호들은 수신기 (150 또는 206) 로부터 상관기 (610) 의 뱅크에 제공된다. 각 상관기 (610) 는 동일한 소스 장치로부터 다른 신호 경로 또는 다른 신호 경로로부터 다른 송신으로 할당될 수 있다. 각 할당된 상관기 (610) 내에서, 기저대역 신호들은 곱셈기 (620) 에 의해 숏 PNI 및 PNQ 코드로 역확산된다. 각 상관기 (610) 내의 숏 PNI 및 PNQ 코드들은 그 상관기 (610) 에 의해 복조된 신호에 의해 경험된 전파 지연에 따라 고유의 오프셋을 가질 수 있다. 숏 PN 역확산된 데이터는 상관기 (610) 에 의해 수신된 트래픽 채널에 할당된 왈쉬 코드로 곱셈기 (622) 에 의해 디커버된다. 이 디커버된 데이터는 왈쉬 심볼 주기동안 디커버된 데이터의 에너지를 누산하는 필터 (624) 에 제공된다.
또한, 곱셈기 (620) 로부터 숏 PN 역확산된 데이터는 파일럿 신호를 포함한다. 예시적인 실시예의 경우, 소스 장치에서, 파일럿 신호는 왈쉬 코드 "0" 에 대응하는 모든 제로 시퀀스로 커버된다. 다른 실시예의 경우, 파일럿 신호는 본 발명의 양수인에게 양도되며 여기서 참조한 발명의 명칭이 "직교하는 스폿 빔, 섹터 및 피코셀을 제공하는 방법 및 장치" 인 미국 특허 출원 번호 제 08/925,521 호에 개시되어 있다. 숏 PN 역확산된 데이터는, 역확산된 데이터의 파일럿 디커버링, 심볼 누산 및 로우 패스 필터링을 수행하여 다른 소스 장치에 의해 송신된 다른 직교 채널들(예를 들어, 트래픽 채널, 페이징 채널, 액세스 채널 및 전력 제어 채널)로부터 신호들을 제거하는 파일럿 상관기 (626) 에 제공된다. 왈쉬 코드 "0" 로 파일럿을 커버하는 경우, 이 파일럿 신호를 얻기 위하여 왈쉬 디커버링을 할 필요가 없다.
예시적인 파일럿 상관기 (626) 의 블록도를 도 7 에 도시한다. 곱셈기 (620) 로부터 역확산된 데이터는 파일럿 왈쉬 시퀀스로 역확산된 데이터를 디커버하는 곱셈기 (712) 에 제공된다. 예시적인 실시예에서, 이 파일럿 왈쉬 시퀀스는 왈쉬 코드 "0" 에 해당한다. 그러나, 다른 직교 시퀀스들을 이용할 수 있으며, 본 발명의 범위내에 존재한다. 디커버된 데이터는 심볼 누산기 (714) 에 제공된다. 예시적인 실시예에서, 심볼 누산기 (714) 는, IS-95 왈쉬 시퀀스의 경우, 지속 기간동안에 64개의 칩들이 존재하는 파일럿 왈쉬 시퀀스의 길이로 디커버된 심볼들을 누산한다. 이 누산된 데이터는 데이터를 필터링하여 노이즈를 제거하는 로우 패스 필터 (716) 에 제공된다. 로우 패스 필터 (716) 의 출력은 파일럿 신호를 구성한다.
필터링된 파일럿 신호와 필터링된 데이터 심볼들에 대응하는 2개의 복합 신호들(또는 벡터들)은, 2개의 벡터들의 내적을 당해 기술에서 잘 공지된 방법으로 계산하는 내적 회로 (630) 에 제공된다. 예시적인 실시예에서, 내적 회로 (630) 는, 본 발명의 양수인에게 양도되며 여기서 참조한 발명의 명칭이 "파일럿 캐리어 내적 회로" 인 미국 특허 번호 제 5,506,865 호에 개시되어 있다. 내적회로 (630) 는 필터링된 파일럿 신호에 대응하는 벡터 상에 필터링된 데이터 심볼에 대응하는 벡터를 투영하고, 벡터들의 진폭을 곱셈하여, 합성기 (640) 에 부호가 붙은 스칼라 값을 제공한다.
각 상관기 (610; correlator) 의 파일럿 신호는 그 상관기 (610) 에 의해 수신된 신호 경로의 신호 강도를 반영한다. 내적 회로 (630) 는 필터링된 데이터 심볼에 대응하는 벡터의 진폭, 필터링된 파일럿 신호에 대응하는 벡터의 진폭 및 이 벡터들간의 사잇각의 코사인값을 곱셈한다. 따라서, 내적 회로 (630) 로부터의 출력은 수신된 데이터 심볼의 에너지에 해당한다. 벡터들간의 사잇각(예를 들어, 파일럿 각도에서 트래픽 각도를 뺀 각도)의 코사인은 파일럿 및 트래픽 벡터 둘 다에서 잡음에 따라 출력을 가중시킨다.
합성기 (640) 는 신호 경로에 할당된 각 상관기 (610) 로부터의 스칼라 값들을 수신하여 이 스칼라 값들을 합성한다. 예시적인 실시예에서, 합성기 (640) 는 각각의 수신된 신호에 대한 스칼라 값들을 합성한다. 합성기 (640) 의 예시적인 실시예는, 본 발명의 양수인에게 양도되며 여기서 참조한 발명의 명칭이 "CDMA 셀룰러 전화 시스템의 다이버시티 수신기" 인 미국 특허 번호 제 5,109,390 호에 개시되어 있다. 간섭성 합성은 각 상관기 (610) 의 스칼라 출력의 부호를 고려하므로, 다른 신호 경로로부터 수신된 신호들을 최대 비율로 합성하게 된다. 합성기 (640) 로부터 합성된 스칼라 값은 후속하는 복조 및 디코딩를 위한 m-비트 소프트 결정(soft decision)으로서 나타난다. 이 소프트 결정 값들은 롱 PN 코드와 소프트 결정 값들을 역확산하는 곱셈기 (642) 에 제공되어, 복조된 데이터를 생성하게 된다. 이 복조된 데이터는 상술한 방법으로 디코딩된다.
파일럿 신호가 소스 장치에 의해 송신되지 않는 통신 시스템의 경우, 내적을 수행하지 않는다. 합성기 (640) 는 필터 (624) 로부터 수신된 신호의 측정된 진폭(즉, 에너지)을 합성한다.
Ⅲ. 확인 절차
CRC 체크를 수행하는 경우, 수신지 장치는 데이터 패킷이 비터비 디코더에 의해 교정될 수 있는 상태로 수신되었는지의 여부를 결정할 수 있다. 본 발명의 경우, 에러로 수신된 패킷들의 재송신을 제어하는 데에 많은 프로토콜들 중에서 하나의 프로토콜을 이용할 수 있다. 다음의 실시예들은 이용할 수 있는 방법들 중의 일부를 나타낸다. 다른 방법들은 본 발명의 확장이며, 본 발명이 범위 내에 존재한다.
제 1 실시예의 경우, 수신지 장치는 수신된 모든 패킷을 확인하여, 패킷이 맞게 수신된 경우 소스 장치에 ACK 메시지를 송신하거나, 패킷이 에러로 수신된 경우 NACK 메시지를 송신한다. 각각의 수신된 패킷에 대하여, 수신지 장치는 ACK 및 NACK 메시지를 모니터하여, 에러로 수신된 패킷들을 재송신한다. 이 실시예의 경우, 수신지 장치는, 패킷에 대한 ACK 또는 NACK 메시지가 소정의 시간 기간내에 수신되지 않는 경우 그 패킷을 재송신할 수 있다. 또한, 수신지 장치는, 소정 횟수의 재송신후에 ACK 또는 NACK 메시지가 수신되지 않는 경우 패킷의 재송신을 중지할 수 있다.
제 2 실시예의 경우, 수신지 장치는 제 1 실시예와 같이 ACK 또는 NACK 메시지로 수신된 모든 패킷을 확인한다. 이 메시지들은 정렬된 방법으로 수신지 장치에 의해서 소스 장치로 송신된다. 따라서, 소스 장치가 패킷에 대한 메시지가 수신되지 않은 것을 인식하는 경우, 소스 장치는 그 패킷을 재송신한다. 예를 들어, 소스 장치가 패킷 (i+1) 에 대한 메시지를 수신했지만 패킷 (i) 에 대한 메시지를 수신하지 않은 경우, 소스 장치는 패킷 (i) 또는 패킷 (i) 에 대한 메시지가 적절히 수신되지 않은 것을 인식하게 된다. 따라서, 소스 장치는 패킷 (i) 을 재송신하게 된다. 제 2 실시예는 재송신 프로세스를 가속시키는 데에 이용될 수 있는 제 1 실시예의 확장이다.
제 3 실시예의 경우, 수신지 장치는 단지 에러로 수신된 메시지만을 NACK 메시지로 확인한다. NACK 메시지가 수신된 경우, 소스 장치는 패킷을 송신만 한다. (예를 들어, 소정의 시간 기간후에 재송신이 정확하게 수신되지 않은 경우)수신지 장치는 NACK 메시지를 재송신할 수 있다.
Ⅳ. 데이터 재송신
예시적인 실시예에서, 패킷이 에러로 수신된 경우, 수신지 장치는 NACK 메시지를 소스 장치에 거꾸로 송신한다. 에러로 수신된 패킷은 현재 프레임내의 새로운 패킷과 동시에 또는 후속하는 프레임에서 재송신될 수 있다. 바람직하게는, 프로세싱 지연을 최소화하기 위해 현재 프레임에서 에러로 수신된 패킷을 재송신하게 된다. 예시적인 실시예에서, 재송신된 패킷은 이전에 송신된 동일한 코드 심볼들을 포함한다. 다른 실시예의 경우, 재송신된 패킷은 새로운 코드 심볼들을 포함한다.
본 발명의 예시적인 컨벌루셔널 인코더 (314) 의 블록도를 도 5 에 도시한다. 예시적인 실시예의 경우, 다른 구속장들을 이용할 수 있지만, 컨벌루셔널 인코더 (314) 는 구속장 K=9 인코더이다. 입력 비트들은 (K-1) 지연 엘리먼트 (512) 에 제공된다. 선택된 지연 엘리먼트 (512) 로부터의 출력은 입력들을 모듈로 2 덧셈을 수행하는 덧셈기 세트 (514) 에 제공되어, 생성기 출력을 제공하게 된다. 각 덧셈기 (514) 에 대하여, 고성능을 위해 신중히 선택된 다항식에 기초하여 지연 엘리먼트 (512) 를 선택한다.
재송신된 패킷이 이전에 송신된 동일한 코드 심볼들을 포함하는 예시적인 실시예의 경우, 컨벌루셔널 인코더 (314) 는 필요한 코드 레이트에 대해 설계된다. 예를 들어, 레이트 1/2 컨벌루셔널 인코더 (314) 의 경우, 단지 2개의 생성기들(예를 들어, 덧셈기 (514a) 및 덧셈기 (514b) 로부터 각각 g0 및 g1)이 필요하며, 나머지 생성기들은 생략될 수 있다. 수신기에서, 재송신된 패킷들을 위한 코드 심볼들은 이전 송신의 해당 코드 심볼들과 합성되거나, 이전에 송신된 그 심볼들을 대체할 수 있다. 심볼 누산으로 증가된 에너지로 인해, 수신기에서의 디코딩 성능이 향상된다.
재송신된 패킷이 이전에 송신되지 않은 새로운 코드 심볼들을 포함하는 다른 실시예의 경우, 컨벌루셔널 인코더 (314) 는 다양한 코드 레이트로 코드 심볼들을 생성하도록 설계된다. 도 5 를 참조하면, 예시적인 레이트 1/2 컨벌루셔널 인코더 (314) 의 경우, 각각의 입력 비트는 2개의 출력 코드 심볼들(예를 들어, 생성기 g0 및 g1)로 된다. 원시 송신은 원시 코드 레이트에 대한 코드 심볼들(예를 들어, 레이트 1/2 에 대한 생성기 g0 및 g1 로부터의 코드 심볼들)을 포함한다. 이 패킷이 에러로 수신되는 경우, 재송신된 패킷은 이전에 송신되지 않은 다른 생성기들(예를 들어, 생성기 g2 및/또는 g3)로부터의 코드 심볼들을 포함한다. 수신기에서, 재송신된 패킷들을 위한 코드 심볼들은 이전 송신으로부터의 해당 코드 심볼들과 인터리브(합성되지 않음)된다. 그 후, 비터비 디코더는 누산된 패킷에 대응하는 코드 레이트를 이용하여 (송신된 패킷 및 재송신된 패킷들로부터 코드 심볼들을 포함하는)누산된 패킷을 디코딩한다. 일 예로서, 원시 송신은 레이트 1/2 를 이용하고, 비터비 디코더는 레이트 1/2 를 이용하여 처음에 디코딩하는 것을 가정하자. 또한, 패킷이 에러로 수신되었다고 가정하자. 재송신된 패킷은 생성기 (g2) 로부터의 코드 심볼들을 포함할 수 있다. 이러한 경우, 비터비 디코더는 레이트 1/3 를 이용하여 생성기들 (g0, g1 및 g2) 로부터 수신된 코드 심볼들을 디코딩하게 된다. 유사하게, 누산된 패킷이 잘못 디코딩되는 경우, 생성기 (g3) 로부터 코드 심볼들을 포함하는 추가로 재송신된 패킷이 송신될 수 있고, 비터비 디코더는 레이트 1/4 를 이용하여 생성기들 (g0, g1, g2 및 g3) 로부터 코드 심볼들을 포함하는 누산된 패킷을 디코딩 하게 된다.
또한, 구멍(punctured) 코드를 이용하여 다른 코드 레이트를 생성할 수 있고, 본 발명의 범위내에 존재한다. 구멍 코드들은, 1979년 IEEE 정보 이론에 관한 논문, IT-25, 97-100 페이지의 "레이트 (n-1)/n 의 구멍 컨벌루셔널 코드들 및 단순화된 최대 가능성 디코딩" 에서 J. 케인, G. 클라크 및 J. 가이스트에 의해 철저하게 연구되었다. 일 예로서, 원시 송신은 레이트 1/2 에 대한 생성기들 (g0 및 g1) 로부터의 코드 심볼들을 포함할 수 있고, 재송신은 레이트 3/4 로 구멍난(punctured) 생성기들 (g2 및 g3) 로부터의 코드 심볼들을 포함할 수 있다. 원시 송신 및 재송신으로부터 누산된 패킷은 구멍난 레이트 3/10 을 갖는 생성기들 (g0, g1, g2 및 g3) 로부터의 코드 심볼들을 포함하게 된다. 구멍을 내는 작업(puncturing)은 재송신되는 코드 심볼들의 갯수를 감소시킬뿐만 아니라, 컨벌루셔널 코드의 에러 교정 능력을 저하시키게 된다.
추가로 재송신되는 심볼들을 수용하도록 심볼 레이트를 증가시킬 수 없는 통신 시스템의 경우, 소스 장치는 컨벌루셔널 인코더의 코드 레이트를 변화시켜 새로운 패킷에 요구되는 코드 심볼들의 갯수를 감소시킬 수 있다. 그 후, 재송신된 패킷을 위해 코드 심볼에 저장된 것을 이용할 수 있다. 예를 들어, 192 비트들을 포함하는 데이터 패킷은 레이트 1/2 코드를 이용하여 384 개의 코드 심볼들을 생성하도록 공칭 인코딩될 수 있다. 새로운 패킷의 송신과 동시에 패킷을 재송신하기 위하여, 레이트 3/4 코드로 새로운 패킷을 인코딩함으로써, 256 개의 코드 심볼들을 생성하게 된다. 남은 128 개의 코드 심볼들은 재송신된 패킷을 구성할 수 있다.
새로운 패킷의 코드 레이트가 조정되는 이 계획을 이용하여, 공칭(nominal) 방법으로 심볼 반복을 수행할 수 있다. 코드 레이트가 감소되기 때문에, 동일한 성능 레벨을 유지하기 위하여 더욱 높은 오퍼레이팅 ES/IO 가 요구된다. 송신 전력 레벨은, 각 심볼의 ES 값을 증가시켜 요구되는 성능 레벨을 유지하도록 조정될 수 있다. 특히, 이 계획은, 새로운 패킷의 데이터 레이트가 최대 레이트인 경우, 추가 지연을 피하는 데에 유용하다.
많은 실시예들 중의 한 실시예에서, 소스 장치는 에러로 수신된 데이터를 재송신할 수 있다. 제 1 실시예의 경우, 새로운 패킷에 대한 반복된 심볼들을 재송신된 패킷에 대한 코드 심볼들로 대체함으로써 재송신을 달성하게 된다. 예를 들어, 프레임내에 384 개의 심볼들이 존재하고 288 개의 심볼들이 반복되는 경우, 재송신된 패킷에 대한 코드 심볼들을 위해 이들 288 개의 심볼들을 이용할 수 있다. 적어도 96 개의 심볼들이 새로운 패킷에 대한 코드 심볼들을 위해 저장된다. 재송신된 패킷이 수신지 장치에 의한 인코딩을 향상시킴으로써 에러가 없는 데이터 패킷으로 되는 경우, 이 재송신은 채널내에 에러가 존재할지라도 처리율을 저하시키지 않는다.
패킷이 에러로 수신될 가능성은, 시간에 따른 수신된 신호와 신호 품질의 변동 비율인, 비트 당 에너지(energy-per-bit) 대 잡음-플러스-간섭(noise-plus-interference) 비율로 측정되는 품질에 따라 결정된다. 비트 당 에너지 (ES) 는 심볼 주기동안에 수신된 에너지량에 의해 결정된다. 재송신된 패킷에 대한 코드 심볼들을 위해 반복된 심볼들을 이용하는 경우, 새로운 심볼들 및 재송신된 심볼들에 대한 심볼 주기들은 대응하여 감소하게 된다. 소스 장치에 의해 동일한 레벨로 송신 전력을 유지하는 경우, 각각의 새로운 심볼 및 재송신된 심볼에 대해 ES 는 더욱 낮아짐으로써, 더욱 높은 에러율로 될 수 있다. 더욱 짧아진 심볼 주기동안에 동일한 ES 를 유지하기 위하여, 심볼들의 송신 전력 레벨은 증가된다. 사실상, 심볼들을 반복하지 않아 발생하는 시간 다이버시티의 손실을 보상하기 위한 공칭(nominal)보다 ES 가 더욱 높아지도록, 송신 전력 레벨을 증가시킬 수 있다.
송신 전력 레벨은 새로운 심볼들 및 재송신된 심볼들에 대해 동일한 양으로 또는 다른 양으로 증가될 수 있다. 이러한 선택은 시스템 고려에 의해 결정된다. 송신 전력 레벨이 재송신된 심볼들에 대해 충분히 증가되는 경우, 수신지 장치는 에러로 수신된 원시 패킷에 관계 없이 재송신된 패킷을 디코딩할 수 있다. 그러나, 더욱 높은 송신 전력은 시스템 리소스를 소비하고, 시스템 용량을 감소시킬 수 있다. 바람직한 실시예의 경우, 재송신된 심볼들의 ES 가 새로운 심볼들의 ES 보다 낮아지도록 송신 전력 레벨을 조정한다. 또한, 재송신된 심볼들의 송신 전력을 최소 레벨로 또는 약간 상향하여 설정할 수 있어, 그 심볼들에 대해 수신지 장치에 의해 이미 누산된 에너지와 합성되는 경우 재송신된 심볼들의 에너지가 요구되는 성능 레벨로 되도록 할 수 있다.
재송신된 심볼들에 대한 최소 송신 전력은 다음과 같이 계산된다. 첫번째로, 통신 시스템은 요구되는 성능 레벨에 대하여 요구되어 지는 ES/IO 을 결정한다. 요구되는 ES/IO 는 전력 제어 루프에 의해 유지되는 ES/IO 설정 포인트와 거의 동일하다. 이 전력 제어 루프는 수신된 신호의 품질을 ES/IO 설정 포인트에 유지하기 위해 송신 전력을 조절한다. 두 번째로, 수신지 장치는 수신된 신호의 신호 대 잡음-플러스-간섭비인
Figure 112003042148297-pct00001
를 측정할 수 있다.
Figure 112003042148297-pct00002
로부터, 수신된 패킷의 ES/IO 를 계산할 수 있다. 스펙트럼 확산 통신 시스템에서 ES/IO 를 측정하는 예시적인 실시예는, 본 발명의 양수인에게 양도되며 여기서 참조한 발명의 명칭이 "스펙트럼 확산 통신 시스템에서 링크 품질을 측정하기 위한 방법 및 장치" 인 미국 특허 출원 번호 제 08/722,763 호에 상세히 개시되어 있다. 그 후, 수신지 장치는, 수신된 신호의 측정 ES/IO 를 요구되는 ES/IO 로 증가시키는 데에 요구되어 지는 (동일한 IO 로 가정하면)후속하는 재송신으로부터 추가 비트 당 에너지 ES 를 계산할 수 있다. 정보(예를 들어, 추가 ES)는 재송신된 심볼들의 송신 이득을 조절하는 소스 장치에 송신되어, 수신지 장치에 의해 요구되어 지는 추가 ES 를 얻을 수 있다. 각각의 재송신에 대하여, 수신지 장치는 누산된 심볼들에 대해 수신된 ES/IO 를 갱신할 수 있다. 그 후, 수신지 장치는, 디코딩이 여전히 패킷 에러로 되는 경우에도 요구되는 추가 ES 를 재계산할 수 있다.
본 발명에서는, 패킷의 데이터 레이트가 최대 레이트 보다 작은 경우에만 심볼 반복을 수행하게 된다. 새로운 패킷에 대한 데이터 레이트가 최대 레이트인 경우, 에러로 수신된 패킷을 재송신하는 데에 이용될 수 있는 반복된 심볼들이 존재하지 않는다. 따라서, 본 발명은 더욱 높은 계층에서 다른 재송신 프로토콜과 관련하여 구현될 수 있다. 그러한 방식의 하나는 IS-657 규격에 의해 정의되는 라디오 링크 프로토콜(RLP)이다. 이 RLP 계층은 새로운 데이터 패킷의 송신을 지연함으로써 에러로 수신된 패킷을 재송신할 수 있도록 한다.
제 2 실시예의 경우, 에러로 수신된 패킷은 수신지 장치에 송신하는 데에 이용할 수 있는 추가 코드 채널 상에 재송신된다. 이 실시예의 하나의 중요한 잇점은 에러로 수신된 패킷의 재송신이 새로운 패킷의 송신과는 관계가 없다는 것이다. 따라서, 반복의 횟수, 전력 레벨 및 코드 레이트는 재송신을 수용하도록 변화될 필요가 없다. 또한, 제 2 실시예에서는, 새로운 패킷이 최대 레이트 프레임(예를 들어, 프레임내에 코드 심볼들이 반복되지 않는 경우)인 경우, 소스 장치가 재송신하도록 한다. 제 2 실시예의 다른 잇점은, 정규 트래픽 채널로부터 직교 채널 상에 추가 코드 채널을 설치하는 것이 용이하게 되어 시스템 성능을 저하시킬수 있는 피크를 평균 진폭으로 감소시키는 것이다. 파일럿 채널, 정규 트래픽 채널, 전력 제어 채널 및 추가 코드 채널은 QPSK 또는 OQPSK 변조에서 I 및 Q 채널들을 평형화시키도록 구성될 수 있다.
상술한 데이터 재송신의 다양한 모드들은 전체 패킷 또는 부분 패킷의 재송신에 이용될 수 있다. 어떤 통신 시스템의 경우, 패킷의 지속 기간 동안에 송신의 품질을 모니터하는 것이 가능하다. 예시적인 실시예에서, 링크 품질은, 상술한 미국 특허 출원 일련 번호 제 08/722,763 호에 설명된 방법으로 ES/IO 를 측정함으로써 모니터될 수 있다. 이러한 경우, 송신 링크가 열악한(예를 들어, 소정의 문턱값 이하인) 시간 주기에 해당하는 패킷의 부분만을 재송신하는 것이 더욱 경제적이다. 링크 품질이 열악한 시간 기간의 인디케이션(indication)은, 주목하는 시간 기간에 해당하는 패킷의 그 부분만을 그 후 재송신하는 소스에 송신될 수 있다. 상술한 바와 같이, 에러로 수신된 패킷들의 재송신은 순방향 링크 및 역방향 링크상에서 데이터를 재송신하는 데에 이용할 수 있다. 상술한 설명으로부터, 이 명세서에서 이용된 심볼 누산은 전체 패킷 또는 부분 패킷의 하나 이상의 재송신 에너지와 데이터 패킷의 송신 에너지를 누산하는 것을 지칭한다. 또한, 심볼 누산은 (동일한 코드 레이트를 이용하여 코드 심볼들의 덧셈 및/또는 대체를 통한)식별 코드 심볼의 누산 및 (더 낮은 코드 레이트를 이용하여 인터리빙을 통한)다른 코드 심볼들의 누산을 지칭한다.
Ⅴ. 재송신된 패킷들의 프로세싱
데이터 송신을 위해 에러 교정 코딩을 이용하는 경우, 패킷을 정확하게 디코딩하기 위해 에러로 수신된 패킷을 완전히 재송신하는 것은 요구되지 않는다. 본 발명의 경우, 수신지 장치는 수신된 패킷을 디코딩하고, 패킷이 에러로 수신되었는지의 여부를 결정하기 위해 CRC 검사를 수행한다. 패킷이 에러로 수신된 경우, 에러로 수신된 패킷을 포함하는 심볼들은 후속하는 디코딩을 위해 저장된다. 예시적인 실시예에서, 이 저장은, 램 메모리 장치, 래치 또는 다른 종류의 메모리 장치 등의 당해 기술에서 공지된 여러 메모리 장치들 중의 하나 또는 저장 소자를 이용하여 구현될 수 있다.
소스 장치는 상술한 방법들 중의 한 방법으로 에러로 수신된 패킷을 재송신한다. 수신지 장치는 재송신된 패킷을 수신하고, 에러로 수신된 패킷에 대해 이미 누산된 에너지와 재송신된 패킷의 에너지를 누산하여, 이 누산된 패킷을 디코딩한다. 재송신된 패킷의 추가 에너지는 누산된 패킷들이 정확하게 디코딩될 수 있는 가능성을 증가시킨다. 많은 양의 에너지가 원시 송신 및 재송신으로부터 누산되기 때문에, 일반적으로, 누산된 패킷의 에러 가능성은 수신된 원시 패킷보다 현저하게 작다.
예시적인 실시예에서, 에너지 누산은 심볼마다(symbol by symbol basis) 수행된다. 각 심볼에 대하여, 재송신된 심볼의 (합성기 (640) 로부터)합성된 스칼라 값은 이 데이터 심볼에 대해 누산한 스칼라 값과 함께 간섭성으로 합성된다. 이 누산은, 산술 논리 유닛(ALU), 마이크로 프로세서, 디지탈 신호 프로세서(DSP) 또는 여기서 개시된 기능들을 수행하도록 프로그램되거나 설계된 다른 장치들로 수행될 수 있다. 다시, 간섭성 합성은 스칼라 값의 부호를 고려하게 된다. 간섭성 합성은 송신 및 재송신으로부터 수신된 신호들의 최대 비율 합성을 수행한다. 이와 관련하여, 이 재송신은 레이크(rake) 수신기의 추가 핑거들(또는 상관기 (610))로부터의 출력들로서 간주될 수 있다. 또한, 이 재송신은 데이터 송신을 위한 시간 다이버시티를 제공한다.
예시적인 실시예에서, 후속하는 복조 및 디코딩 이전에 누산된 스칼라 값을 조작할 수 있다. 각 심볼의 누산된 스칼라 값은 m-비트 부호화 정수로서 전형적으로 나타나는 소프트 결정 값이다. 이 소프트 결정 값들은, 디코딩하기 위해 비터비 디코더 (814) 에 최종적으로 제공된다. 비터비 디코더 (814) 의 성능은 비트들의 갯수 및 소프트 결정 값들의 범위에 의해 영향을 받는다. 특히, 각 코드 브랜치의 경우, 브랜치 메트릭 계산(branch metric calculation)은 그 코드 브랜치를 위한 소프트 결정 값들을 예상된 값과 비교하여, 브랜치 메트릭을 얻게 된다. 그 후, 이 브랜치 메트릭은 디코딩된 비트들로 되는 최대 가능성 경로를 정의하는 데에 이용된다.
재송신으로부터 각 심볼에 대해 에너지가 누산됨에 따라, 소프트 결정 값들은 값이 증가하는 경향을 가진다. 따라서, 비터비 디코딩를 하기 전에, 소프트 결정 값들을 이득 인자 (AV) 로 재스케일링하는 것이 필요하다. 소프트 결정 값들이 다중 송신 및 재송신으로부터 에너지를 누산하여 얻어지기 때문에, AV = 1.0 으로 유지하는 것이 바람직하다. 소프트 결정 값이 증가함에 따라, 그 심볼의 정확성에 대한 확신도 증가하게 된다. 범위에 맞도록 소프트 결정 값을 더 작은 값으로 재스케일링하는 것은 양자화 에러 및 다른 에러들을 일으킬 수 있다. 그러나, 다른 시스템 인자들(예를 들어, 수신된 신호의 Eb/IO)은 소프트 결정 값들이 성능 향상을 위하여 재스케일링되는 것을 지시한다. 예시적인 실시예에서, 산술 논리 유닛(ALU), 마이크로 프로세서, 디지탈 신호 프로세서(DSP) 또는 여기서 개시된 기능을 갖도록 프로그램 되거나 설계된 다른 장치들로 스케일링을 수행할 수 있다.
비터비 디코더 (814) 내의 브랜치 메트릭 계산은 소정 갯수의 비트들로 전형적으로 설계되기 때문에, 소프트 결정 값들을 잘라내는 것이 필요하게 된다. 정확도를 유지하기 위하여, 누산된 스칼라 값들은 잘라지지 않은 값들로서 저장될 수 있고, 이 잘라냄은 비터비 디코딩 단계이전에 수행될 수 있다.
파일럿 신호가 데이터 송신과 동시에 송신되지 않는 시스템 아키텍처의 경우, 송신 및 재송신으로부터 데이터 심볼들을 합성하는 것은 다른 실시예에 의해 달성된다. 그러한 아키텍처의 일 예는 IS-95A 규격을 따르는 역방향 링크 임플리멘테이션이다. 수신된 신호의 신호 대 잡음 비(S/N) 에 따라 스칼라 값들을 누산하는 것이 바람직하다. 수신지 장치에서, 롱 PN 코드 및 숏 PN 코드들로 디스프레딩한 후, 바람직한 신호(예를 들어, 재송신된 패킷)의 에너지 S 를 계산할 수 있다. 수신된 신호의 총 에너지를 계산할 수 있고,
Figure 112003042148297-pct00003
로서 나타낼 수 있다. 이 수신된 신호는 간섭(interference)으로 현저하게 구성되기 때문에(예를 들어, N ＞＞ S), N 은
Figure 112003042148297-pct00004
와 거의 등가이다. 따라서, 수신지 장치는 다음 식에 따라 송신 및 재송신으로부터 스칼라 값들을 누산하게 된다:
Figure 112006014773833-pct00005
여기서,
Figure 112006014773833-pct00006
는 i 번째 심볼에 대해 누산된 스칼라 값이고,
Figure 112006014773833-pct00007
는 j 번째 송신의 i 번째 신호에 대해 바람직한 신호의 벡터이며,
Figure 112006014773833-pct00008
는 j 번째 송신의 i 번째 심볼에 대해 필터 (624) 로부터의 스칼라 값이고,
Figure 112006014773833-pct00009
는 j 번째 송신에 대한 수신된 신호의 전체 에너지이다.
Figure 112006014773833-pct00010
는 필터 (624) 로부터의 스칼라 값
Figure 112006014773833-pct00011
으로 근사시킬 수 있다. 또한,
Figure 112006014773833-pct00012
은 각 데이터 송신 또는 재송신을 위하여 측정될 수 있다. 식 (1) 로부터, 패킷내의 각 심볼의 스칼라 값은 누산하기 전에 이득
Figure 112006014773833-pct00013
에 의해 스케일링된다.
본 발명에서, 수신된 신호의 총 에너지
Figure 112003042148297-pct00014
는 프레임 기준(frame-by-frame basis) 또는 심볼 기준으로 계산될 수 있다. 심볼 기준은 채널 상태에서의 빠른 변화를 고려하기 위해 수신지 장치가 각 심볼의 이득을 조절하도록 한다.
본 발명에서, 추가 재송신으로부터 에너지를 누산함으로써, 수신지 장치가 에러로 수신된 패킷을 정확하게 디코딩하도록 한다. 시스템 리소스를 최소로 이용하면서 패킷들을 정확하게 디코딩하는 능력때문에, 재송신은 공칭값(nominal) 보다 더욱 높은 프레임-에러-레이트(FER)로 통신 시스템이 동작하도록 함으로써, 데이터 송신의 신뢰성을 향상시키고 시스템의 용량을 증가시킬 수 있다. 또한, 후속하는 시간에서의 재송신은 시간 다이버시티를 제공하고 데이터 송신의 신뢰성을 향상시킨다. 그러나, 더욱 높은 FER 에서 동작하는 것은 더욱 많은 패킷들을 필요로 하고, 통신 시스템의 복잡성을 증가시킬 수 있다.
바람직한 실시예의 상술한 설명은 당해 기술에서 숙련된 어떤 사람도 본 발명을 실시하거나 이용할 수 있도록 제공된다. 이들 실시예들에 대한 다양한 변형들은 당해 기술에서 숙련된 사람들에게는 자명하며, 여기서 정의된 포괄적인 원리들은 본 발명을 이용하지 않아도 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기서 설명한 실시예들에 한정하려는 의도는 아니며, 여기서 개시된 원리들과 새로운 특징들은 본 발명의 가장 넓은 범위와 일치한다.

Claims (23)

  1. 데이터 패킷의 송신을 수신하여 수신된 패킷을 획득하는 제 1 수신 단계;
    상기 데이터 패킷의 하나 이상의 재송신을 수신하여 재송신된 패킷을 획득하는 제 2 수신 단계;
    누산된 패킷을 획득하도록 상기 수신된 패킷을 상기 재송신된 패킷과 누산하는 단계; 및
    상기 누산된 패킷을 디코딩하는 단계를 포함하고,
    상기 누산 단계는,
    상기 수신된 패킷의 코드 심볼을 제 1 이득 인자로 스케일링하는 단계;
    상기 재송신된 패킷 각각의 코드 심볼을 제 2 이득 인자들로 스케일링하는 단계; 및
    상기 수신된 패킷의 상기 코드 심볼들을 상기 재송신된 패킷의 상기 코드 심볼과 합성하여 상기 누산된 패킷을 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 수신 단계는,
    상기 데이터 패킷의 상기 송신의 하나 이상의 신호 경로를 복조하여 제 1 파일럿 신호와 제 1 필터링된 데이터 심볼들을 획득하는 단계;
    상기 하나 이상의 신호 경로 각각에 대하여 상기 제 1 필터링된 데이터 심볼들과 상기 제 1 파일럿 신호들간의 내적을 수행하여 제 1 스칼라 값들을 획득하는 단계; 및
    상기 하나 이상의 신호 경로의 상기 제 1 스칼라 값을 합성하여 제 1 합성된 스칼라 값을 획득하는 단계를 포함하되,
    상기 제 1 합성된 스칼라 값은 상기 수신된 패킷을 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 수신 단계는,
    상기 데이터 패킷의 상기 하나 이상의 재송신의 하나 이상의 신호 경로를 복조하여 제 2 파일럿 신호와 제 2 필터링된 데이터 심볼을 획득하는 단계;
    상기 하나 이상의 신호 경로 각각에 대하여 상기 제 2 필터링된 데이터 심볼과 상기 제 2 파일럿 신호간의 내적을 수행하여 제 2 스칼라 값을 획득하는 단계; 및
    상기 하나 이상의 신호 경로의 상기 제 2 스칼라 값을 합성하여 제 2 합성된 스칼라 값을 획득하는 단계를 포함하되,
    상기 제 2 합성된 스칼라 값은 상기 재송신된 패킷들을 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  4. 삭제
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 이득 인자는 상기 송신의 수신된 신호의 신호 대 잡음 측정값에 따라서 정의되고,
    상기 제 2 이득 인자들은 상기 하나 이상의 재송신의 수신된 신호의 신호 대 잡음 측정값에 따라 정의되는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 누산 단계는 상기 수신된 패킷의 선택된 심볼을 상기 재송신된 패킷의 심볼로 대체하여 상기 누산된 패킷을 획득하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 누산 단계는 상기 수신된 패킷의 심볼을 상기 재송신된 패킷의 심볼로 인터리빙하여 상기 누산된 패킷을 획득하는 단계를 포함하고,
    상기 디코딩 단계는 상기 누산된 패킷의 레이트에 따라서 수행되는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 데이터 패킷의 상기 하나 이상의 재송신은 제 2 데이터 패킷의 송신과 동시에 발생하는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 데이터 패킷의 상기 하나 이상의 재송신은 상기 제 2 데이터 패킷의 반복된 심볼을 상기 데이터 패킷의 코드 심볼로 대체함으로써 달성되는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 데이터 패킷의 상기 하나 이상의 재송신은 상기 제 2 데이터 패킷을 변경된 코드 레이트로 인코딩함으로써 달성되는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 데이터 패킷의 상기 하나 이상의 재송신은 추가 코드 채널을 통하여 상기 데이터 패킷을 송신함으로써 달성되는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 재송신의 각각은 상기 송신보다 낮은 비트 당 에너지로 수행되는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 재송신의 각각은 상기 데이터 패킷의 정확한 디코딩을 계속 허용하는 최소 비트 당 에너지로 수행되는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 최소 비트 당 에너지는 상기 송신의 수신된 신호의 측정된 ES/IO 와 요구된 ES/IO 에 따라 계산되는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 최소 비트 당 에너지는 상기 송신과 상기 하나 이상의 재송신의 수신된 신호의 요구된 ES/IO 와 누산된 ES/IO 에 따라 계산되는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  16. 제 1 항에 있어서,
    상기 재송신된 패킷 각각은 상기 수신된 패킷의 일부분을 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 재송신된 패킷의 각각은 상기 수신된 패킷의 지속 기간 동안 측정된 ES/IO 에 기초하고 있는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  18. 제 1 항에 있어서,
    상기 디코딩 단계는 구속장 9 및 코드 레이트 1/2 의 컨볼루션 인코더에 대하여 수행되는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 방법.
  19. 삭제
  20. 데이터 패킷의 송신을 수신하고 복조하여 수신된 패킷을 획득하고, 상기 데이터 패킷의 하나 이상의 재송신들을 수신하고 복조하여 재송신된 패킷들을 획득하는 복조 수단;
    누산된 패킷을 생성하도록 상기 재송신된 패킷을 상기 수신된 패킷과 누산하는 누산 수단;
    상기 수신된 패킷 및/또는 상기 누산된 패킷을 수신하여 저장하는 저장 수단;
    상기 누산된 패킷을 수신하여 디코딩하는 디코딩 수단; 및
    상기 데이터 패킷의 상기 하나 이상의 재송신을 제 2 데이터 패킷의 송신과 동시에 재송신하고 상기 데이터 패킷의 상기 하나 이상의 재송신의 송신 전력을 상기 데이터 패킷의 상기 송신의 송신 전력보다 낮게 조절하는 송신 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 장치.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 수신된 패킷과 상기 재송신된 패킷을 수신하고 스케일링하여 스케일링된 수신 패킷과 스케일링된 재송신 패킷들을 생성하는 스케일링 수단을 더 포함하되,
    상기 누산 수단은 상기 스케일링된 재송신 패킷을 수신하고 상기 스케일링된 수신 패킷과 누산하여 상기 누산된 패킷을 생성하는 것을 특징으로 하는 데이터 패킷 디코딩 장치.
  22. 삭제
  23. 삭제
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