NO169265B

NO169265B - Kretsanordning for modifisering av dynamikkomraade ved benyttelse av virkningserstatnings- og overlagringsteknikker.

Info

Publication number: NO169265B
Application number: NO862394A
Authority: NO
Inventors: Ray Milton Dolby
Original assignee: Ray Milton Dolby
Priority date: 1985-06-17
Filing date: 1986-06-16
Publication date: 1992-02-17
Also published as: FI80973C; DK169371B1; KR960001492B1; EP0206731B1; EP0206731A2; FI862544A; NO862394D0; US4736433A; ES556084A0; ES8801758A1; JP2753550B2; DK281686A; CA1278526C; CN1015223B; KR870000800A; AU590766B2; DK281686D0; AU5802586A; DE3689496T2; DE3689496D1

Description

Oppfinnelsen angår generelt kretsanordninger som endrer dynamikkområdet for signaler, nemlig kompressorer som komprimerer dynamikkområdet og ekspandere som ekspan-derer dynamikkområdet. Selv om oppfinnelsen er nyttig for behandling av forskjellige typer av signaler, iberegnet audiosignaler og video(fjernsyns)-signaler, vil oppfinnelsen hovedsakelig bli beskrevet i forbindelse med behandling av audio- eller lydsignaler. Prinsippene for oppfinnelsen kan anvendes på behandlingen av andre signaler ved å modi-fisere de viste utførelser ved anvendelse av kjente teknikker. For eksempel kan kompressorer og ekspandere for video-signaler virke øyeblikkelig og trenger ikke stavelses-styrekretser.

Kompressorer og ekspandere benyttes normalt sammen (kompandersystem) for å bevirke støyreduksjon. Signalet komprimeres før overføring eller registrering og ekspanderes etter mottaking eller avspilling fra overføringska-nalen. Kompressorer kan imidlertid også benyttes alene for å redusere dynamikkområdet, dvs. for å passe for kapasite-ten til en overføringskanal, uten etterfølgende ekspansjon når det komprimerte signal er egnet for sluttformålet. Dessuten benyttes kompressorer alene i visse produkter, særlig audioprodukter som er beregnet bare for å overføre eller registrere komprimerte kringkastingssignaler eller forinnspilte signaler. Ekspandere alene benyttes i visse produkter, særlig audioprodukter som er beregnet bare for å motta eller avspille allerede komprimerte kringkastingssignaler eller forinnspilte signaler. I visse produkter er en eneste anordning ofte utformet for drift i omkoplingsbar modus som kompressor for å registrere eller innspille signaler, og som ekspander for å avspille komprimerte kringkastingssignaler eller forinnspilte signaler.

Et lenge ettersøkt mål ved konstruksjon av kompressorer, ekspandere og støyreduksjonssystemer av kompanderingstype er en høy grad av tilpassbarhet for kompressoren og ekspanderen overfor tilførte signaler. Dette betyr at kompressoren, for eksempel, ideelt sett bør tilveiebringe konstant forsterkning over hele sitt drifts-sekvensspektrum unntatt ved frekvensen for en dominant signalkomponent hvor den ville tilveiebringe dynamikkvirkning i overensstemmelse med en forutbestemt kompresjonslov. Dette mål ble betegnet som "konform korreksjon" ("conformal equalization") i den britiske patentsøknad nr. 43136 som ble innlevert den 11. oktober 1965 av den foreliggende oppfinner. Det nevnte dokument (sammen med to andre britiske patentsøknader nr. 34394 og 02368 som ble innlevert av den foreliggende oppfinner den 11. august 1965 h.h.v. 18. januar 1966) og senere patenter som er avledet fra disse (deriblant US-PS 3846719 og US-PS 3903485), benyttet følgelig flere teknikker rettet på oppnåelse av det nevnte mål, herunder blant annet teknikker som nå er vanlig kjent som "båndsplitting" og "glidebånd".

Ifølge båndsplittingsmetoden oppdeles spektret i et antall frekvensbånd som hvert blir påvirket uavhengig. På denne måte påvirker en dominant eller dominerende signalkomponent dynamikkvirkningen (kompresjon eller ekspansjon) bare innenfor et parti av det totale spektrum, i motsetning til en bredbåndsmetode ved hvilken dynamikkvirkningen over hele spektret påvirkes av en dominerende signalkomponent. Båndsplittingssystemet tilveiebringer således en større grad av tilpassbarhet eller føyelighet enn et bredbåndsys-tem. Teoretisk kunne et i høy grad adaptivt eller føyelig (conformal) system tilveiebringes ved å oppdele det totale spektrum i et meget stort antall frekvensbånd. Kompleksi-teten av og omkostningene for et slikt arrangement gjør det imidlertid upraktisk. Følgelig gjøres et konstruksjonskom-promiss ved å velge et rimelig antall frekvensbånd som er i stand til å tilveiebringe tilfredsstillende ytelse. I et velkjent, kommersielt vellykket, båndsplittende lydstøy-reduksjonssystem av kompanderingstypen (alminnelig kjent som A-type-støyreduksjon) benyttes det fire bånd. ("An Audio Noise Reduction System", av Ray Dolby, J. Audio Eng. Soc., oktober 1967, Vol. 15, nr. 4, pp. 383-388). Sådanne systemer lider imidlertid av de samme problemer som et bredbånds-støyreduksjonssystem, selv om det er i mindre grad på grunn av at båndet er oppdelt og problemene har en tendens til å være avgrenset til de individuelle bånd. Disse problemer er velkjente ved konstruksjon av støyreduk-sjonssystemer og omfatter tap av støyreduksjonsvirkning og de beslektede problemer med støymodulasjon og signalmodulasjon ved frekvenser som ikke er maskert av den dominerende signalkomponent når en endring i forstrekning finner sted som reaksjon på en dominerende signalkomponent. Sådanne problemer er hovedsakelig et resultat av at et system ikke lykkes i å tilpasse seg fullstendig til det dominerende signal. Den grad i hvilken sådanne problemer er hørbare, avhenger også av hvor langt systemet avviker fra perfekt komplementaritet. Dersom for eksempel overføringskanalres-ponsen er uregelmessig eller uforutsigelig innenfor kompressorens og ekspanderens passbånd, vil signalmodula-sjonseffekter ikke bli kompensert i ekspanderen.

En dominant eller dominerende signalkomponent er en signalkomponent som har et tilstrekkelig vesentlig nivå til å påvirke dynamikkvirkningen innenfor det frekvensbånd som betraktes. Under komplekse signalforhold kan det finnes mer enn én dominant signalkomponent, eller en dominant signalkomponent og subdominante signalkomponenter. I et kompandersystem som er basert på komplementaritet av kompressoren og ekspanderen, må alle signalkomponenter komprimeres og ekspanderes i overensstemmelse med en definert kompresjons/ekspansjonslov for at signalspektret iberegnet den dominante signalkomponent (og andre signaler som påvirkes av dynamikkvirkning) kan gjenopprettes til sine riktige nivåer i ekspanderen. Dette krav utelukker anvendeligheten i kompandersysterner av forskjellige kjente adaptive og samløpende filterteknikker og såkalte "enkelt-endede" støyreduksjonssystemer (som opererer bare på et gjengitt signal), i hvilke filtervirkningen ikke er under-kastet forutbestemte kompresjons/ekspansjonslover, og hvis virkning kan være uforutsigelig ved nærvær av et stort antall signaler.

En annen metode som er nyttig ved arbeid mot målet med øket tilpassbarhet eller føyelighet, er glidebåndtek-nikken som benytter signalavhengig, variabel filtrering for å oppnå begrensning. Generelt forårsaker en dominant signalkomponent at grense- eller omslagsfrekvensen (eller frekvensene) til ett eller flere variable filtre (f.eks. høypass-, lavpass-, avsats- og hakkfiltre, etc.) forskyver seg slik at den dominante signalkomponent komprimeres eller ekspanderes.

Et glidebåndsystem som arbeider bare i et eneste høyfrekvensbånd, er beskrevet i US-PS Re 28426 og US-PS 4490691. Dette system, som dannet grunnlaget for det velkjente bruker-lydstøyreduksjonssystem av kompanderingstype som er kjent som B-type-støyreduksjon, inneholder i et dobbeltbanearrangement en sidebane som har et fast høypass-filter i serie med et variabelt filter.

Et "dobbeltbane"-arrangement er et arrangement i hvilket en kompresjons- eller ekspansjonskarakteristikk oppnås ved benyttelse av en hovedbane som i det vesentlige er uten dynamikkvirkning, og én eller flere sekundære baner eller sidebaner med dynamikkvirkning. Sidebanen eller sidebanene får sitt inngangssignal fra inngangen eller utgangen av hovedbanen, og deres utgangssignal eller utgangssignaler kombineres additivt eller subtraktivt med hovedbanen for å tilveiebringe kompresjon eller ekspansjon. Generelt tilveiebringer en sidebane en type av begrensning eller variabel dempning, og den måte på hvilken den er tilkoplet til hovedbanen, bestemmer om den hever (for å tilveiebringe kompresjon) eller senker (for å tilveiebringe ekspansjon)

hovedbanesignalkomponentene. Sådanne dobbeltbanearrangementer er nærmere beskrevet i US-patentskriftene 3846719, 3903485, 4490691 og Re 28426.

Et variabelt høyfrekvens-avsatsfilter i et enkelt-banearrangement (f.eks. dynamikkvirkningen oppnåes i en eneste signalbane) for et kompanderende lydstøyreduksjons-system er vist i US-PS 3911371. I utførelsene på fig. 1 og 2 i US-PS 3665345 er det vist et dobbeltbanearrangement i hvilket sidebanen omfatter et variabelt avsatsfilter som har en all-pass-karakteristikk i sin hviletilstand. En annen metode for tilveiebringelse av en variabel avsatsre-spons for kompandersystemer er angitt i US-PS 3934190.

En ulempe med disse glidebånds-arrangementer er at det variable filters grense- eller omslagsfrekvens ved nærvær av en dominant høyfrekvens-signalkomponent forskyver seg til en frekvens over denne signalkomponent, og dermed begrenser frekvensområdet ved lavere frekvenser hvor støy-reduks j onen tilveiebringes. Tapet av støyreduksjonen kan være mer merkbart hørbart enn i båndsplittingssystemer, og de beslektede sidevirkninger (støymodulasjon og signalmodulasjon) kan være mer alvorlige enn i fastbåndsårrange-menter på grunn av en multiplikasjonsvirkning som er iboende i glidebåndsystemer. Denne virkning skriver seg fra den måte på hvilken glidebåndsystemer tilveiebringer kompresjon. Dersom det for eksempel forekommer et dominant høyfrekvenssignal og 2 dB forsterkningsreduksjon kreves ved denne frekvens, må det variable filters grensefrekvens for-skyve seg i den grad som er nødvendig for å tilveiebringe denne grad av dempning langs filterhellingen. For lavere frekvenser, som er ytterligere fjernet fra den nye filter-grensefrekvens, kan imidlertid virkningen være f.eks. 5 eller 10 dB dynamikkvirkning, med et derav følgende tap av hele eller mesteparten av støyreduksjonsvirkningen sammen med eventuell hørbar signal- og støymodulasjon. I dette eksempel kan med andre ord en 2 dB endring i et dominant signal forårsake en 5 eller 10 dB stor endring i forsterkning ved frekvenser som ligger fjernt fra det dominante signal. Fig. 1 er en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som illustrerer denne virkning. (Gjennom hele denne beskrivelse er de karakteristikk-responskurver som er vist i de forskjellige figurer, kurvene for kompressorer, idet det er underforstått at den respektive ekspanderkarak-teristikk er komplementet til kompressorkarakteristikken.) Under forholdsvis sjeldne forhold, når meget høyfrekvente, dominante signalkomponenter (f.eks. cymbaler) styrer glide-båndfilteret, kan det forekomme hørbar modulasjon av ikke-dominante midtbånd-signalkomponenter som også er til stede dersom ekspanderen ikke følger kompressoren på riktig måte. Dette problem kalles "midtbånd-modulasjonsvirkning". Én metode ved løsning av problemet er angitt i US-PS 4490691.

I et fastbånds-arrangement vil den samme grad av forsterkningsreduksjon forekomme over hele frekvensbåndet (enten det dreier seg om bredbånd eller ett frekvensbånd i et båndsplittingssystem) som reaksjon på en dominant signalkomponent. Selv om signal- eller støymodulasjon kan forekomme, skjer det således ingen multiplikasjon av virkningen: En 2 dB endring i nivået av en dominant signalkomponent ville ikke forårsake mer enn 2 dB endring i forsterkning ved frekvenser som ligger fjernt fra den dominante signalkomponent. Sett fra synspunktet med støyreduksj onsvirkning er imidlertid dette en ulempe med et fastbånds-arrangement, idet fullstendig støy-reduks jonsvirkning ikke oppnås på noe sted i driftsfrekvens-båndet når begrensning opptrer som reaksjon på en dominant signalkomponent. Fig. 2 er en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som illustrerer denne virkning. Selv om det ikke blir multiplisert, forekommer også potensialet for støy- og signalmbdulasjon over hele det frekvensbånd i hvilket fastbåndvirkningen opptrer.

På tross av de nevnte ulemper er det en fordel med et glidebåndsarrangement at den fullstendige støyreduksjons-virkning oppnås ved frekvenser over den dominante signalkomponent (eller under den dominante signalkomponent i tilfelle av et glidebåndsystem som virker nedover i frekvens). Et arrangement som oppnår fordelene med fastbånd- og glidebåndsystemer (f.eks. er fordelen med fastbånd at det ikke skjer noen multiplikasjon av modulasjonsvirkninger, og fordelen med glidebånd er at det er en minimal signal-eller støymodulasjon over den dominante signalfrekvens) uten ulempene med hvert av systemene (f.eks. er ulempen med fastbånd støy- og signalmodulasjon over hele dets opera-sjonsområde selv om den ikke multipliseres, og ulempen med glidebånd er midtbåndmodulasjonsvirkninger), ville således være ønskelig. Den foreliggende oppfinnelsen tilveiebringer denne kombinasjon.

Formålet med oppfinnelsen er å nærme seg idealet med konform korreksjon eller utjevning på mer nøyaktig måte ved å tilveiebringe støyreduksjonsarrangementer av kompressor-, ekspander- og kompandertypen i hvilke et antall kompresjons/ ekspansjons/utjevnings-karakteristikker er overlagret på eller lagt ovenpå hverandre på en slik måte at en eller flere av karakteristikkene eller egenskapene er skjult eller gjemt inntil de skjulte karakteristikker, etter hvert som dominante signalkomponenter fremkommer, avsløres og blir aktive.

For oppnåelse av ovennevnte formål er det tilveiebrakt en kretsanordning for modifisering av dynamikkområdet av et inngangssignal i et frekvensbånd, omfattende

et antall kretselementer, idet hvert kretselement har en spenningsoverføringskarakteristikk som er representert ved tj^s), t2(s), ...tn(s), hvor n er antallet av kretselementer, idet overføringskarakteristikken er frekvensavhengig, eller dynamikkområdemodifiserende, eller både frekvensavhengig og dynamikkområdemodi f iserende,

idet minst ett av kretselementene har i det minste en dynamikkområdemodifiserende overføringskarakteristikk,

idet kretselementene har overføringskarakteristikker som opererer i det minste delvis innenfor det samme frekvens-og nivåområde,

hvilken kretsanordning er kjennetegnet ved en anordning for sammenkopling av kretselementene og slik innrettet at når det tilføres et inngangssignal som er representert ved spenningen Viml(s), er utgangsspenningen Vut(s) representert ved

Ifølge oppfinnelsen blir således den statiske karakteristikk eller hvilekarakteristikken, som tilveiebringer en avgrensende paraply eller innhylling som skjuler en eller flere latente eller skjulte egenskaper eller karakteristikker, modifisert slik at den eller de latente karakteristikker kommer til syne som reaksjon på dominante signalkomponenter for å tilveiebringe en mer effektiv, adaptiv korreksjon eller utjevning enn hva som tilveiebringes ved hjelp av tidligere kjente kretsanordninger.

Denne avsløring eller avdekning av karakteristikker eller egenskaper kan beskrives som "virkningserstatning"

("action substitution") i den betydning at den virkning som

skriver seg fra én (eller muligens mer enn én) egenskap eller karakteristikk innsettes i stedet for en eller flere andre karakteristikkvirkninger som har mulighet for å operere i de samme frekvens- og nivåområder når nivået og spektralinnholdet av inngangssignalkomponentene endrer seg. Erstatningen eller utskiftningen er fortrinnsvis slik at, med hensyn til eventuelle ikke-dominante signalkomponenter, overføringen maksimeres i kompressoren og minimeres i ekspanderen. Oppfinnelsen tillater konstruktøren av kompressorer, ekspandere og kompanderende støyreduksjonssystemer større fleksibilitet ved oppbygning av responskarakteri-stikker uten å ty til upraktisk kretskompleksitet. Oppfinnelsen tilveiebringer kompressorer, ekspandere og støyred-uks jons-kompandersystemer som har forbedret evne til å skjelne mellom dominante og ikke-dominante signalkomponenter, og til å avgrense dynamikkvirkning til bare dominante signalkomponenter. Ved å tilveiebringe en støyreduksjons-koder (kompressor) som i det vesentlige opprettholder en konstant hevning bortsett fra der hvor det er en dominant signalkomponent, har støyreduksjonsdekoderen (ekspanderen) et meget stabilt støy-bunnivå, hvilket er vesentlig for et støyreduksjonssystem med høy kvalitet.

For på beste måte å realisere overlagring i overensstemmelse med oppfinnelsen krever et slikt arrangement at i hovedsaken fullstendig "virkningserstatning" oppnås. I et virkningserstatningsarrangement dukker egenskaper eller karakteristikker opp og kommer til syne dynamisk over hele eller en del av spektret avhengig av nivået og spektralinnholdet av dominante signalkomponenter. Virkningserstatning sørger for avsløring av skjulte eller latente egenskaper. I et overlagringsarrangement kommer ideelt sett en egenskap til syne bare dersom den kan tilveiebringe en optimal virkning i hele eller en del av spektret, og denne egenskap er da helt effektiv innenfor dette område. Når det for eksempel dreier seg om en kompressor, er den ideelle egenskap eller karakteristikk, for ikke-dominante signalkomponenter, den som tilveiebringer den høyeste signalutgang, eller, når det dreier seg om en ekspander, den laveste signalutgang. Hver egenskap er i hovedsaken fullstendig effektiv for ikke-dominante signalkomponenter bortsett fra i overgangsområdet for effektivitet av egenskapene. I overgangsområdet overskrider ikke den totale, kombinerte egenskap den maksimale virkning av hvilken som helst av egenskapene når den virker alene. Det maksimale, samlede utgangssignal er ikke større enn det maksimale utgangssignal for hvilken som helst enkeltstående egenskap eller karakteristikk. Egenskapene er skjult av hverandre, idet den eller de egenskaper som avdekkes, avhenger av hvilken som har den største virkning ved hvilken som helst spesiell frekvens under signalforholdene i vedkommende øyeblikk.

Virkningserstatning i overensstemmelse med den foreliggende oppfinnelse kan således skjelnes fra de kjente metoder, såsom i DE-PS 2 463 192, hvor to eller flere bånd i et båndsplittingsarrangement (slik som i US-PS 3 846 719) opererer i delvis overlappende frekvens- og nivåområder, men hvor disses karakteristikkvirkninger adderes til hverandre i områder med overlapping i stedet for å innsettes i stedet for hverandre på måten ifølge den foreliggende oppfinnelse.

Oppfinnelsen er ikke begrenset til arrangementer i hvilke fordelene med fastbånd- og glidebåndsystemer oppnås uten de ovenfor omtalte ulemper, men den er også anvendelig i alminnelighet på arrangementer eller anordninger hvor fordelene med forskjellige dynamiske og passive karakteristikker oppnås for å oppnå kompressor-, ekspander- og kompandersystemer med en høy grad av føyelighet eller tilpasning til dominante signaler uten overdreven kretskompleksitet.

For beskrivelsesformål antas at forsterkningene i et kompressorsystem er anordnet slik at signaler med ekstremt lavt nivå passerer gjennom innretningen uten dempning. Dette betyr at den maksimale, mulige virkning er den virkning som tilveiebringer en forsterkning på én. Systemets oppgave er på en eller annen måte å oppnå denne forsterkning over et så bredt område av frekvenser som mulig, ved nærvær av signaler med høyere nivå (dominante signaler).

I en kompressor med overlagret virkning noteres således utgangssignalet fra det første filter og kompres-sorelement. Utgangssignalet representerer den fullførte del av den totale, mulige virkning. Den ufullførte del av virkningen er inngangssignalet minus den fullførte del. Den ufullførte del blir derfor avledet og tilført til det neste element for å se hva den kan bidra med (det ville være uriktig å tilføre hele inngangssignalet til det andre element på grunn av at dette kunne resultere i dobbel virkning) . Utgangssignalet fra det andre element er bidraget fra dette spesielle element til den totale virkning. Denne virkning (forhåpentlig mer vellykket) forsterker den delvis utilstrekkelige virkning av det første element. I et ekstremt tilfelle, i hvilket utgangssignalet fra det første element kan være ubetydelig ved en spesiell frekvens, innsettes virkningen av det andre element på effektiv måte i stedet for virkningen av det første.

En eventuell gjenværende, mulig virkning er deretter inngangssignalet minus utgangssignalene fra de første to elementer. Dette differansesignal tilføres således til. det tredje element, osv. Dersom det er tilstrekkelig mange elementer av hvilke i det minste noen har tilstrekkelig diskriminering mot det eller de dominante signaler som er til stede, vil da den samlede av alle elementforsterkningene ved ikke-dominante frekvenser nærme seg den ønskede sum på én.

Ved den dominante frekvens kan forsterkningen for den samlede kompressor ikke tillates å være én, men må ad-lyde en spesiell kompresjonslov for å unngå kanaloverbe-lastning og å tillate gjenopprettelse av signalet ved ekspanderen.

Overlagringseffekter i overensstemmelse med oppfinnelsen oppnås ved hjelp av forskjellige kretsanordninger, idet de mest grunnleggende er de som følger direkte ut fra ovenstående presentasjon, dvs. særlig de anordninger i hvilke det effektive resultat er å mate inngangssignalene til et antall elementer på forskjellig måte og å summere elementenes utgangssignaler. Dersom for eksempel hvert element har en inngangsklemme, en klemme for et referansepotensial (f.eks., jord), og en utgangsklemme, er inngangssignalet til det første element altså inngangssignalet i forhold til referansepotensialet, inngangssignalet til det andre element er inngangssignalet i forhold til utgangssignalet fra det første element (f.eks. differansen mellom inngangssignalet og utgangssignalet fra det første element), inngangssignalet til det tredje element (dersom et tredje element finnes) er inngangssignalet i forhold til summen av utgangssignalene fra de første og andre elementer (f.eks. differansen mellom inngangssignalet og summen av utgangssignalene fra de første og andre elementer), og så videre dersom det finnes flere elementer. Utgangssignalene fra elementene summeres for å tilveiebringe det totale utgangssignal. Dette kan realiseres på en rekke i det vesentlige ekvivalente måter, deriblant en kretsstruktur som vist på fig. 3 hvor inngangssignalene og utgangssignalene bokstavelig talt tas slik som nettopp beskrevet.

Det finnes imidlertid en enklere måte, som vist på fig. 4, hvor tre-terminal-nettverkelementene er sammenkoplet med mindre kompleksitet og likevel oppnår de samme resultater som anordningen på fig. 3. Inngangssignalet tilføres til hvert elements inngangsterminal eller inngangsklemme. Det første elements inngangssignal er i forhold til et referansepotensial (f.eks. dets andre klemme er koplet til et referansepotensial), det andre elements inngangssignal er i forhold til utgangssignalet fra det første element (f.eks. dets andre klemme er koplet til det første elements utgangsklemme i stedet for til referansepotensialet), det tredje elements inngangssignal (dersom et tredje element finnes) er i forhold til utgangssignalet fra det andre element (f.eks. dets andre klemme er koplet til det andre elements utgangsklemme i stedet for til referansepotensialet) , og så videre dersom det finnes flere elementer. Det totale utgangssignal tas på utgangsklemmen fra det siste element. Dette sistnevnte arrangement, som kan benevnes som en "stabel" av elementer, er på grunn av sin enkelhet den foretrukne måte på hvilken oppfinnelsen praktiseres. Imidlertid kan andre kretsstrukturer tilveiebringe det samme eller liknende resultater, selv om det er med en større kompleksitet og større realiseringsomkost-ninger. For eksempel viser fig. 5 et annet arrangement som er nyttig for å demonstrere overgangen fra strukturen ifølge fig. 3 til strukturen ifølge fig. 4. Figurene 3, 4 og 5 er ekvivalente med hverandre: Fig. 5 er en overgang mellom fig. 3 og 4, idet den beholder de summerte utgangssignaler samtidig som den fjerner de andre klemmer på alle bortsett fra ett element fra referansepotensialet.

Selv om oppfinnelsen kan anvendes generelt på kombinasjoner av elementer som har forkjellige dynamiske og passive egenskaper eller karakteristikker, er en meget effektiv kombinasjon av karakteristikker i praksis og for forklaringsformål overlagring av en dynamisk fastbåndskarakteristikk og en dynamisk glidebåndskarakteristikk. Ved anvendelse av læren eller teknikken ifølge oppfinnelsen kan fordelene med begge karakteristikker oppnås samtidig som ulempene med disse unngås. Dersom således en glidebåndskarakteristikk og en fastbåndskarakteristikk overlagres i stort sett det samme frekvensområde (bredbånd eller et avgrenset bånd) og nivåområde, fremkommer hvilekarakteristikken for den overlagrede kombinasjon som den samme som hvilekarakteristikken for den ene eller den andre tatt alene, på grunn av at de to hvilekarakteristikker er de samme. Når en dominant signalkomponent fremkommer innenfor deres frekvensområde, reagerer hver egenskap eller karakteristikk, idet fastbåndskarakteristikken faller ensartet i nivå tvers over frekvensområdet på liknende måte som den ville gjøre dersom den virket for seg selv, og glidebåndskarakteristikken glir på liknende måte på den måte som den ville gjøre dersom den virket for seg selv.

De to virkninger er imidlertid ikke lenger uavhengige: I noen grad virker hver i henhold til den andre. Når disse endringer inntreffer, blir de to egenskaper eller karakteristikker som fremkom som én karakteristikk i hviletilstanden (fig. 6A) nå avslørt: Den kombinerte karakteristikk fremkommer som karakteristikken til en glidebåndskarakteristikk over (eller under, avhengig av om glidebåndet virker oppover eller nedover i frekvens) frekvensen til det dominerende signal, og den fremkommer som en fastbåndskarakteristikk under (eller over) frekvensen til det dominante signal. Fig. 6B viser et eksempel hvor glidebåndet ligger over det dominante signal, og fig. 6C viser et eksempel hvor glidebåndet ligger under det dominante signal. Det åpenbares to driftssystemer eller driftsstyremåter som er delt ved frekvensen for det dominante signal. Det område som glidebåndskarakteristikken ville ha etterlatt "avdek-ket" , suppleres således av fastbåndskarakteristikken som i virkeligheten tilveiebringer et bunn-nivå eller basisnivå. Det skjer med andre ord en erstatning av virkning som reaksjon på den dominante signalkomponent. Resultatet er en oppnåelse av fordelene med både fastbånds- og glidebånds-arrangementene samtidig som disses ulemper unngåes. Maksimal støyreduksjonseffekt og minimale modulasjonseffekter oppnås over (eller under) det dominante signal hvor glidebåndskarakteristikken opererer, samtidig som man unngår tapet av støyreduksjon og midtbåndsmodulasjonseffekten under (eller over) det dominante signal ved hjelp av tilstedeværelsen av fastbåndskarakteristikken. Det skjer følgelig ingen multiplikasjonseffekt under (eller over) den dominante frekvens, slik det ville skje dersom glidebåndskarakteristikken arbeidet alene, samtidig som man oppnår fordelene med glidebåndskarakteristikken over (eller under) den dominante frekvens.

Et enda mer adaptivt eller tilpasningsbart arrangement kan oppnås ved å tilveiebringe et båndsplittingsarrangement i hvilket høyfrekvensbåndet og lavfrekvensbåndet hver omfatter overlagrede fastbånds/glidebåndskarakteristikker. I høyfrekvensbåndet virker glidebåndet oppover i frekvens, mens glidebåndet i lavfrekvensbåndet virker nedover i frekvens. I hviletilstanden overlapper karakteristikkene hverandre slik at det tilveiebringes en flat totalkarakteristikk. Ved å velge svake filterhellinger (f.eks. 6 dB/oktav) og en felles hvile-hjørnefrekvens i midten av frekvensbåndet (f.eks. 800 Hz for et audio-system), er en utmerket sporing av et dominant signal mulig ved hjelp av både høyfrekvens- og lavfrekvensbåndene over en vesentlig del av det bånd som er under behandling. Hvileresponsen i et slikt arrangement, i hvilket høyfrek-vens- og lavfrekvensbåndene har den samme lave nivåfor-

sterkning, er flat som vist på fig. 7A.

Fig. 7B viser sporingen av et eneste dominant høynivå-signal ved forskjellige frekvenser for et fler-trinns kompressorarrangement, slik som beskrevet nærmere nedenfor i forbindelse med beskrivelsen av fig. 22, 23 og 24 (i hvert tilfelle uten de respektive spektralskjevstil-lings- og antimetningsnettverk). På grunn av at kompressor-arrangementene på fig. 22, 23 og 24 benytter to lavfrekvenstrinn med en lavnivåforsterkning på 16 dB og tre høy-frekvenstrinn med en lavnivåforsterkning på 24 dB, er hvileresponsen, som vist på fig. 7B, 16 dB ved lave frekvenser, og stiger til 24 dB ved høye frekvenser. I eksempelet på fig. 7B blir for hver tone (dominant signal) med høyt nivå (0 dB i forhold til et referansenivå som er valgt å ligge ca. 20 dB under maksimumsnivået i systemet) blir ved forskjellige frekvenser (100 Hz, 200 Hz, 400 HZ, 800 Hz, 1,6 kHz, 3 kHz og 6 kHz) en lavnivåtone (-60 dB til -70 dB) sveipet gjennom spektret for å vise den totale respons ved nærvær at det dominante signal. En glidebåndsrespons fremkommer over og under det dominante signal. Tilstedeværelsen av to dominante signaler resulterer i en fastbåndsrespons mellom de dominante signaler og en glidebåndsrespons ved frekvenser over og under disses frekvenser hvor maksimal støyreduksjon er mest kritisk (fig. 7C; på fig. 7C, liksom på fig. 7A, har høyfrekvens- og lavfrekvensbåndene den sammme lavnivåforsterkning).

Den gode sporingsoppførsel som er vist på fig. 7B og 7C, er gjort mulig ved benyttelse av både faste og glidende båndkarakteristikker i hvert av de to bånd i det båndsplittende arrangement. På f.eks. fig. 7C ville det åpen-bart være en alvorlig mangel ved ikke-dominante signaler (dårlig støyreduksjonseffekt) i området mellom de to viktigste, dominante signaler dersom de to faste bånd ikke ble benyttet. Om ønsket kunne et midtbånd (et passbånd fra f.eks. 400 Hz til 1,6 kHz) som delvis overlapper høyfrek-vens- og lavfrekvensbåndene, eventuelt også innlemmes for å forbedre støyreduksjonen i midtfrekvensområdet når både ekstremt lavfrekvente og ekstremt høyfrekvente, dominante signaler er til stede samtidig. Utgangssignalet fra midt-båndselementet kunne tilføres til bunnen av både høyfrek-vens- og lavfrekvensstabler. Dette sistnevnte raffinement synes ikke å være nødvendig i praktiske audio-støyreduk-sjonskretser.

Man må merke seg at virkningserstatning gjør god signalsporing mulig. Betrakt anvendelse av konvensjonelle, variable høypass- og lavpassfiltre med kraftig helling (12 dB/oktav eller mer). For det første ville filterutgangssig-nalene ikke kombinere seg til en flat karakteristikk i hviletilstanden. Ved benyttelse av en liknende dempnings-form for både de lave og de høye frekvenser er dette mulig bare med énpolede filtre (fig. 7A). For det andre, så snart det ene eller begge filtre glir, ville en mangel-fullhet ved ikke-dominante signaler fremkomme (dårlig støy-reduks jon) .

Ved den foreliggende oppfinnelse er de filtre som definerer trinngrensene, énpolede filtre for optimal lav-nivårespons. Ved tilstedeværelse av signaler benyttes ytterligere énpolede glidebånds-avsatsfiltre, slik at et kvasi-topolet resultat oppnås uten den altfor store faseforskyvning (fasevending) som er iboende i topolede filtre. Innblandingen av det faste bånd, via virkningserstatning, skreddersyr eller tilpasser responsen ytterligere. Anvendelsen av flere trinn med forskjøvne nivåer tilveiebringer da en ytterligere kvasi-multipol-effekt for å sette sammen eller blande de resulterende responser, dvs. den effektive nettverks-steilhet (nettwork steepness) eller systemets evne til å diskriminere mellom dominante og ikke-dominante signalkomponenter.

Når det gjelder dynamiske gjenvinningskarakteri-stikker for den totale kompressor eller ekspander, kan virkningserstatning ytterligere bidra til forbedret ytelse. Et fastbånd vil ha en gjenvinnings- eller restitusjonstid som er i hovedsaken uavhengig av frekvensen, i det minste i passbåndet. En glidebåndskrets har en hurtig restitusjonstid for ikke-dominante signaler i spektrets passbåndende, og en langsom restitusjonstid for ikke-dominante signaler i spektrets. stoppbåndende. Valget av styrekrets-restitu-sjonstider er derfor et spørsmål om kompromiss mellom denne restitusjonstids situasjon og graden av stabil tilstand og mudulasjonsforvrengning som oppnås. Kompromisset er imidlertid mye lettere ved anvendelse av virkningserstat-ningsteknikken. Fastbåndet tilveiebringer spesielt en bestemt og hurtig restitusjonstid for det totale system, slik at glidebåndet kan benytte lengre tidskonstanter enn hva som ellers ville være ønskelig. Dette resulterer både i lav modulasjonsforvrengning og en hurtig restitusjonstid.

Oppfinnelsen skal beskrives nærmere i det følgende i forbindelse med utførelseseksempler under henvisning til tegningene, der fig. 1 viser en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som illustrerer glidebånds-multipli-kasjonseffekten ifølge den kjente teknikk, fig. 2 viser en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som illustrerer fastbånd-begrensningseffekten ifølge den kjente teknikk, fig. 3 viser et blokkskjema som generelt illustrerer en kretsstruktur som er effektiv ved praktisering av oppfinnelsen, fig. 4 viser et blokkskjema som generelt illustrerer en kretsstruktur som er ekvivalent med struKtu-ren ifølge fig. 3 og som foretrekkes for praktisering av oppfinnelsen, fig. 5 viser et blokkskjema av en ytterligere kretsstruktur som også er nyttig for å demonstrere overgangen fra strukturen ifølge fig. 3 til strukturen ifølge fig. 4, fig. 6A viser en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som viser hvileresponsen for fastbånds-og glidebåndselementer som er overlagret i overensstemmelse med oppfinnelsen, fig. 6B viser en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som viser responsen noe over tersklene til fastbånds- og glidebåndselementer som er overlagret i overensstemmelse med oppfinnelsen, idet glidebåndet virker oppover i frekvens, fig. 6C viser en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som viser responsen noe over tersklene til fastbånds- og glidebåndselementer som er overlagret i overensstemmelse med oppfinnelsen, idet glidebåndet virker nedover i frekvens, fig. 7A viser en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som viser hvileresponsen til høyfrekvens- og lavfrekvenskretser som hver har fastbånds- og glidebåndselementer overlagret i overensstemmelse med oppfinnelsen, idet kretsene har en felles hjørnefrekvens på 800 Hz, fig. 7B viser en idealisert korapressorkarakteristikk-responskurve som viser sporingsresponsen til de samme høyfrekvens- og lavfrekvenskretser som det er referert til i forbindelse med fig. 7A, ved nærvær av et dominant signal ved forskjellige frekvenser, og fig. 7C viser en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som viser responsen til de samme høyfrekvens- og lavfrekvenskretser som det er referert til i forbindelse med fig. 7A, ved nærvær av to dominante signaler; fig. 8 viser et skjematisk koplings-skjerna som er nyttig for forklaring av den grunnleggende virkemåte av den foretrukne utførelse av oppfinnelsen, fig.

9 er et blokkskjema som viser et ekvivalent arrangement for praktisering av oppfinnelsen, fig. 10 er et blokkskjema som viser et modifisert arrangement for praktisering av oppfinnelsen, fig. 11 er et delvis skjematisk blokkskjema som demonstrerer den måte på hvilken flere karakteristikkvirkninger kan sammenkoples i overensstemmelse med oppfinnelsen, fig. 12A viser en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som er nyttig for forståelse av virkemåten av arrangementet på fig. 11, fig. 12B viser en ytterligere, idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som er nyttig for forståelse av virkemåten av arrangementet på fig. 11, fig. 13 er et delvis skjematisk blokkskjema som viser en utførelse av oppfinnelsen hvor et fastbåndselement og et glidebåndselement er stablet sammen, idet hvert har separate styrekretser, med en valgfri krysskopling fra styrekretsen for ett element til et annet element, fig. 14 viser en modifikasjon av utførelsen på fig. 13 hvor et filter er innlemmet i den kopling som er anordnet fra styrekretsen for ett element til et annet element, fig. 15 viser en modifikasjon av utførelsen på fig. 13 hvor en felles styrekrets er anordnet for de to elementer, fig. 16A viser en modifikasjon av utførelsen på fig. 14 hvor fastbåndselementet er parkert på et annet nivå enn dets normale hvilenivå, og fig. 16B viser en ytterligere modifikasjon av utførelsen på fig. 14 hvor fastbåndselementet er parkert på et annet nivå enn dets normale hvilenivå, og hvor en type krysskopling er anordnet slik at

glidebåndselementets hjørnefrekvens er parkert på en annen frekvens enn dets normale hvilefrekvens, og hvor figuren også viser en annen side ved oppfinnelsen, nemlig en shunt for et roterende induksjonsspoleelement; fig. 17A viser en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som viser hvileresponsen for en krets av den type som er vist i arrangementene på fig. 13-16, fig. 17B viser en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som viser responsen noe over tersklene for elementene i en krets av den type som er vist i arrangementene på fig. 13-16, fig. 17C viser en idealisert kompressorkarakteristikk-responskurve som viser responsen på et enda høyere nivå over tersklene for elementene i en krets av den type som er vist i arrangementene på fig. 13-16, fig. 18 viser et delvis skjematisk blokkskjema av en utførelse av et fastbånds/glidebånds-høyfrekvenstrinn ifølge oppfinnelsen, fig. 19 viser et delvis skjematisk blokkskjema av en utførelse av et fastbånds/glidebånds-lavfrekvenstrinn ifølge oppfinnelsen, fig. 20 er et blokkskjema som viser et dobbeltbanearrangement av Type I som benytter høyfrekvens- og lavfrekvenstrinn av den type som er angitt i forbindelse med fig. 18 og 19, fig. 21 er et blokkskjema som viser et dobbeltbanearrangement av Type II som benytter høyfrekvens- og lavfrekvenstrinn av den type som er angitt i forbindelse med fig. 18 og 19, fig. 22 viser et blokkskjema av et kompandersystem med serie-forskjøvne trinn som benytter høyfrekvens- og lavfrekvenskretser av den type som er angitt i forbindelse med fig. 18 og 19, fig. 23 viser et delvis skjematisk blokkskjema av en omkoplingsbar kompressor/ekspander som benytter høyfrekvens- og lavfrekvenskretser av den type som er angitt i forbindelse med fig. 18 og 19, og som viser anvendelse av en sekundær hovedbane for å forenkle omkopling, fig. 24 viser et delvis skjematisk blokkskjema av en omkoplingsbar kompressor/ekspander som benytter høyfre-kvens- og lavfrekvenskretser av den type som er angitt i forbindelse med fig. 18 og 19, og som viser anvendelse av en inverterende forsterker i parallell med kompressordelen av arrangementet på fig. 22 for å forenkle omkopling, fig. 25 viser et blokkskjema av et tidligere kjent omkoplingsarrangement som er nyttig for forklaring av virkemåten for anordningen på fig. 24, og fig. 26 viser en karakteristisk kompresjonsresponskurve som angår arrangementene på fig. 22, 23 og 24. For bedre å forstå virkemåten av den grunnleggende struktur av den foretrukne utførelsen av oppfinnelsen, er det nyttig først å forenkle arrangementet slik at det forekommer bare to elementer som hvert er et bredbåndet (frekvensuavhengig), resistivt dempeledd som vist på fig. 8. Den maksimalt mulige virkning av hvert element er å tilveiebringe en forsterkning på én. R^ og R2 utgjør det første dempeledd (idet R2 er variabel), et tre-klemme-nettverk som mottar Vj_nn på sin inngang, som har sin andre klemme koplet til jord, og som har sin utgang tilkoplet til det andre dempeledds andre klemme via en buffer B med en forsterkning på én. Det andre dempeledd, et annet tre-klemme-nettverk som på sin inngang mottar Vj_nn og tilveiebringer det totale kombinasjonsutgangssignal på sin utgang, utgjøres av R 3 og R4, idet den sistnevnte er variabel.

Det antas først at R2 og R4 er meget store. Hverken det ene eller det andre nettverk tilveiebringer da noen dempning (betraktet fra sine felles innganger til R1 og R3), og spenningen Vj_nn er til stede i knutepunktene n^ og n2 (forbindelsespunktene mellom R1/R2 h.h.v. R3/R4). Av dette følger at <V>ut må være lik Vj_nn på grunn av at potensialet over R4 er null og ingen strøm flyter i R4. Det er kjent at det i et passivt tre-klemme-nettverk, dersom det ikke finnes noen indre forbindelse til jord, er spennings-overføringsfunksjonen for den ene inngang til utgangen lik komplementet for den andre inngang til utgangen (dersom f.eks. overføringsfunksjonen med hensyn til den ene inngang er "t", er overføringsfunksjonen med hensyn til den andre utgang lik "l-t", dens komplement). Overføringsfunksjonen for det øvre nettverk er således 1 med hensyn til det signal som tilføres til R3, og dets komplementære overføringsfunks jon med hensyn til det signal som tilføres til R4, er null. Summen av spenningene som skriver seg fra de to overf øringsfunks joner, er derfor Vj_nn.

Det antas deretter at R2 er meget stor, men at R4 er meget liten. Det nedre element har således ingen dempning, og det øvre element har maksimal dempning (betraktet fra deres felles innganger til R^ og R3). Spenningen Vj_nn er således til stede i knutepunktet n^_ og må også være til stede i knutepunktet n2 på grunn av at R4 er meget liten. Det er ikke noe bidrag fra inngangen via R3 da det øvre nettverks dempning er maksimal. Utgangssignalet er således vinn* EHer/ betraktet fra synspunktet med overføringsfunk-sjoner, er det øvre nettverks overføringsfunksjon lik null med hensyn til det signal som tilføres til R3, og dets komplementære overføringsfunksjon med hensyn til det signal som tilføres til R4, er én. Summen av spenningene som skriver seg fra de to overføringsfunksjoner, er derfor ^inn • ;Det er nyttig å vise at for dette generelle tilfellet er den omvendte anbringelse av elementene uten betydning for resultatet. Anta således at R4 er meget stor, men at R2 er meget liten. Det øvre element har således ingen dempning, og det nedre element har maksimal dempning (betraktet fra deres felles innganger til R]_ og R3). Spenningen i knutepunktet n2 er derfor Vinn og må også være utgangsspenningen Vut på grunn av at R4 er stor og ingen strøm flyter gjennom denne. Dersom man betrakter overføringsf unks joner , er overføringsfunksjonen for det øvre nettverk lik én med hensyn til det signal som tilføres til R3, og dets komplementære overføringsfunksjon med hensyn til det signal som tilføres til R4, er null. Summen av spenningene som skriver seg fra de to overføringsfunksjon-er, er derfor Vj_nn. ;Dersom således begge elementer ikke har noen dempning (betraktet fra inngangene mot R^_ og R3) , er utgangssignalet lik Vinn. Ut fra ovenstående kan det innses at utgangssignalet også er Vinn dersom det ene eller det andre av elementene ikke har noen dempning (betraktet fra inngangen mot og R3) uten hensyn til dempningen, om en sådan finnes, av det andre element. ;Denne analyse gjelder på stasjonær basis for de mer komplekse tilfeller som er beskrevet i det etterfølgende, hvor dempning tilveiebringes ved benyttelse av felteffekt-transistorer (FET) som de variable motstandselementer, og dempningen er effektiv bare i en del av inngangssignalets frekvensbånd. ;Flere generelle observasjoner kan gjøres med hensyn til virkemåten av den foreliggende oppfinnelse. Disse observasjoner antas å være gyldige, ikke bare for de enkle kretsarrangementer som er omtalt foran, men også under de fleste signalforhold i mer komplekse kretsarrangementer som overveies i forbindelse med oppfinnelsen. For det første, den høyeste overføring for et vilkårlig element er utgangssignalet. For det andre frembringer ikke elementenes karakteristikker en utgangskarakteristikk som er større i stør-relse enn den største størrelse av hvilket som helst element (for eksempel kan ikke karakteristikkene tilveiebringe for mye effekt eller virkning), og for det tredje er karakteristikken til et element skjult av karakteristikken til et annet, avhengig av hvilken som er størst i størrelse. Selv om det er mulig å oppnå sådanne resultater ved benyttelse av andre kretsarrangementer, foretrekkes krets-arrangementene ifølge oppfinnelsen på grunn av at de er enkle å realisere og de tilveiebringer de ønskede resultater. ;I praksis er den første observasjon spesielt nyttig i det tilfelle hvor alle bortsett fra ett element slås ut som reaksjon på signaltilstander, slik at bare ett element etterlates for å sørge for kompresjon eller ekspansjon. I denne situasjon tilveiebringer det gjenværende element sin fulle effekt (som kan være mindre enn dets maksimalt mulige effekt, avhengig av hvordan det påvirkes av det dominante signal). Et eksempel på dette ville være et arrangement av et glidebåndselement og et fastbåndselement som arbeider i det samme frekvensområde (med responser som f.eks. på fig. 6B eller 6C). Et dominant signal kan eventuelt forårsake at glidebåndselementet glir oppover (eller nedover) slik at dets effekt slås totalt ut ved eller nær frekvensen for det dominante signal. Fastbåndselementet ville imidlertid for-bli fullstendig effektivt (selv om effekten kanskje er mindre enn dets maksimale effekt som et resultat av tilstedeværelsen av det dominante signal). Dette er tilfelle ved frekvenser som ligger godt under det dominante signal på fig. 6B og godt over det dominante signal på fig. 6C. Man vil imidlertid legge merke til at det i overgangsområdet (ved frekvensen for det dominante signal på fig. 6B og 6C), hvor totalresponsen skifter fra fastbånds- til glidebåndsresponsen, er en svak forsterkning i responsen, slik at totalresponsen er noe større enn responsen av hvert element. Denne forsterkningssffekt inntreffer vanligvis der hvor driftsstyremåten for karakteristikker som arbeider på mindre enn sin maksimale effekt, krysser hverandre. Effekten eller virkningen gjenspeiles i tilstedeværelsen av pro-duktleddet i nedenstående Likning 1. ;Den andre observasjon er fundamental for "avgrens-nings-paraply"-effekten ifølge oppfinnelsen. Dvs. den maksimalt mulige effekt av kombinasjonen av karakteristikker er ikke større enn den største effekt eller virkning av hver karakteristikk. Når imidlertid karakteristikker opererer på mindre enn sin maksimale effekt, opptrer imidlertid den ovenfor angitte forsterkning av responser i over-gangsområder . ;Den tredje observasjon er også grunnleggende for oppfinnelsen, idet den tillater erstatning av karakterist-iske virkninger som reaksjon på endringer i signaltilstander. ;Oppfinnelsen tilveiebringer således en krets for modifikasjon av dynamikkområdet for inngangssignalkomponenter i et frekvensbånd, i hvilken krets det er sammenkoplet et antall kretselementer som hvert har sin egen passive eller dynamiske karakteristikkvirkning, idet minst ett har en dynamisk karakteristikkvirkning, idet karakteristikk-virkningene opererer i det minste delvis innenfor i hovedsaken det samme frekvens- og nivåområde, idet kretselementene er sammenkoplet slik at for ett eller annet nivå- og spektralinnhold av inngangssignalkomponentene trer karakte-ristikkvirkningen av ett kretselement i stedet for karakteri-stikkvirkningen av et annet kretselement i minst en del av frekvensbåndet. Sammenkoplingen av kretselementene sørger for karakteristikk-virkningserstatning ved hjelp av overlagring av karakteristikker, hvor en total kretskar-akteristikkvirkning avledes ut fra de individuelle karakteristikkvirkninger av antallet av kretselementer, slik at for hvilken som helst kombinasjon av nivå- og spektralinnhold av inngangssignalkomponentene definener en individuell karakteristikkvirkning det totale frekvensbånd, eller hver av individuelle karakteristikkvirkninger definerer deler av det totale frekvensbånd, idet den eller de individuelle karakteristikkvirkninger som definerer hele eller en del av det totale frekvensbånd, undertrykker effekten av hvilken som helst annen eller hvilke som helst andre karakteristikkvirkninger som har mindre effekt innenfor det samme frekvensområde. Den totale karakteristikkvirkning av hvilken som helst kombinasjon av nivå- og spektralinnhold av inngangssignalkomponenter har i hovedsaken ingen større effekt ved noen frekvens enn hvilken som helst individuell karakteristikk som kan operere på denne frekvens. ;Det kan vises at den totale spenningsoverførings-funksjonen for kombinasjonen av to elementer som er sammenkoplet slik som beskrevet, er på formen ;<V>ut<=V>inn [t1(s)+t2(s)-t1(s)t2(s)] (Likn. 1), ;hvor Vj_nn er den påtrykte spenning, Vut er utgangsspenningen, ti (s) og t2 (s) er overføringsfunksjonene for hvert element. ;Denne likning bekrefter virkemåten slik den er beskrevet foran, nemlig at det totale utgangssignal er summen av overføringsfunksjonene, men med fratrekk av produktet av disse. I den grad som overføringsfunksjonene kan overlappe hverandre, subtraheres med andre ord en faktor fra summen av overføringsfunksjonene. Tilstedeværelsen av dette tredje ledd er vesentlig for virkningserstatnings- og overlagringseffektene av oppfinnelsen. ;Uttrykt ved fastbånds/glidebånds-eksempelet opprettholder fastbånds- og glidebåndsresponsene sine respektive karakteristikker der hvor de ikke overlapper hverandre. Innenfor overlappingsområdet (f.eks. deres effektivi-tets-overgangsområde) påvirker de hverandre slik at det totale resultat i overlappingsområdet i hovedsaken ikke er noe større enn ett av elementene når det virker alene. ;De samme grunnprinsipper gjelder for større antall av elementer som er sammenkoplet i hovedsaken på samme måte som beskrevet, slik som angitt i forbindelse med fig. 3-5 og 8 - 11, selv om overføringsfunksjonslikningene blir mer komplekse. Større kombinasjoner av elementer kan analyseres ved hjelp av en iterativ prosess, ved ekstrapolering ut fra ovennevnte to-element-analyse: For f.eks. en kombinasjon av tre elementer betraktes først de første to elementer, idet disses utgangssignal anvendes som om det var utgangssignalet fra et eneste element i en to-element-kombinasjon. Det kan vises at den totale overføringsfunksjonen for kombinasjonen av tre elementer som er sammenkoplet på den beskrevne måte, er på formen ;<v>ut<=> Vinn[t1(s)+t2(s)+t3(s) ;-t1(s)t2(s)-t1(s)t3(s)-t2(s)t3(s) ;<+>t1(s)t2(s)t3(s)] (Likn. 2) ;hvor Vj_nn er den påtrykte spenning, Vut er utgangsspenningen, og t1(s), t2(s) og t3(s) er overføringsfunksjonene for hvert element. Det samme generelle mønster er til stede sera med to elementer, med unntakelse av tilstedeværelsen av et ytterligere ledd som er et produkt av de tre overførings-funksjoner. ;Som en praktisk sak kan kretsene inneholde både forsterkninger og dempninger. Enhetsforsterkningsbufferen mellom elementer er symbolsk og kan utelates dersom impedansene er passende, forutsatt at belastningseffekter unngås. I det enkleste tilfelle i arrangementet på fig. 8 kan bufferen B være utelatt og en direkte forbindelse dannet mellom knutepunktet n^_ og den variable motstand R4 dersom impedansene er passende. Selv om den resulterende krets kan ha vekselvirkninger mellom elementene som muligens ikke opptrer når en buffer benyttes, kan kretsoppførs-elen være akseptabel for visse anvendelser. ;Ovenstående Likning 1 som beskriver kretsen på fig. 8, antyder et ekvivalent arrangement som er vist i blokk-skjemaform på fig. 9. Inngangssignalet tilføres til tre baner hvis utgangssignaler summeres. Den første bane inneholder overf øringsf unks jonen t-|_(s) i blokk 2, den andre bane inneholder overføringsfunksjonen t2(s) i blokk 4, og den tredje bane inneholder seriekombinasjonen av overfør-ingsfunksjonene t^fs) og t2(s) som er vist i blokkene 6 hhv. 8. Produktet av overføringsfunksjonene i den tredje bane inverteres ved hjelp aven inverter 10, slik at produktet subtraheres ved summasjon i blokken 12. Selv om en sådan konfigurasjon ville være upraktisk på grunn av sin ytterligere kompleksitet, illustrerer den ikke desto mindre at de samme resultater kan oppnås ved benyttelse av alternative kretsarrangementer. Likning 2 antyder en liknende, modifisert konfigurasjon for tre elementer. Teknikken ifølge oppfinnelsen kan eventuelt også praktiseres ved hjelp av en spesial- eller universal-sifferregnemaskin som styres ved hjelp av vanlig programvare som implementerer .en algoritme som praktiserer virkningserstatnings- bg overlagringsprin-sippene ifølge oppfinnelsen.. Fig. 3 illustrerer det ekvivalente arrangement som er beskrevet i sammendraget av oppfinnelsen. Figuren viser fire tre-klemme-elementer 14, 16, 18 og 20 som har respektive overf øringsf unks joner t^s), t2(s), t3(s) og t^s). Hvert element har sin andre ende koplet til jord og har sin tredje klemme eller utgangsklemmen koplet til en summasjonsanordning 22. Inngangssignalet Vinn tilføres til elementets 14 første klemme i forhold til jord og til en første summasjonsanordning 24. Inngangssignalet til elementet 16 er utgangssignalet fra elementet 14 subtrahert fra inngangssignalet V^nn ved hjelp av summasjonsanordningen 24. Inngangssignalet til elementet 18 er utgangssignalet fra elementet 16 subtrahert fra inngangssignalet til elementet 16 ved hjelp av en summasjonsanordning 26. Inngangssignalet til elementet 20 er utgangssignalet fra elementet 18 subtrahert fra inngangssignalet til elementet 18 ved hjelp av en summasjonsanordning 28. Fig. 4, som det også er henvist til i sammendraget av oppfinnelsen, illustrerer mer generelt den foretrukne utførelse som er omtalt i forbindelse med fig. 8. I arrangementet på fig. 4 er det vist fire tre-klemme-elementer 30, 32, 34 og 36 som har respektive overføringsfunksjoner t3_(s), t2(s), t3(s) og t4<s). Inngangssignalet V^nn til-føres til elementenes 30, 32, 34 og 36 første klemme i forhold til referansepotensialet (vist som jord). Bare elementets 30 andre klemme er koplet til et referansepotensial. Inngangssignalet til elementets 32 andre klemme er utgangssignalet fra elementet 30 (fra dettes tredje klemme). Inngangssignalet til elementets 34 andre klemme er utgangssignalet fra elementet 32 (fra dettes tredje klemme). Inngangssignalet til elementets 36 andre klemme er utgangssignalet fra elementet 34 (fra dettes tredje klemme). Det totale utgangssignal tas mellom elementets 36 tredje klemme og referansepotensialet. Dette generelle arrangement kan beskrives som "stabling" av elementer og antas å være den enkleste og mest effektive måte for realisering av oppfinnelsen. ;Fig. 5, overgangen mellom arrangementene på fig. 3 og 4, illustrerer en annen mulig, ekvivalent kretsstruktur. På fig. 3,4 og 5 er fire elementer benyttet utelukkende for illustrasjonsformål. Overlagringseffekter i overensstemmelse med teknikken ifølge oppfinnelsen kan oppnås ved benyttelse av to eller flere elementer, idet minst ett er dynamisk, slik som forklart ytterligere i det etterfølg-ende. I arrangementet på fig. 5 er det vist fire tre-klemme-elementer 38, 40, 42 og 44 som har respektive over f øringsf unks joner t^s), t2(s), t3(s) og t^s). Inngangssignalet Vj_nn tilføres til elementenes 38, 40, 42 og 44 første klemme i forhold til referansepotensialet (vist som jord). Bare elementets 38 andre klemme er koplet til referansepotensialet. Inngangssignalet til elementets 40 andre klemme er utgangssignalet fra elementet 38 (fra dettes tredje klemme). Inngangssignalet til elementets 42 andre klemme er summen (fra en summasjonsanordning 46) av elementets 38 utgangssignal og elementets 38 utgangssignal subtrahert fra elementets 40 utgangssignal (avledet i en summasjonsanordning 48). Inngangssignalet til elementets 44 andre klemme er summen (fra en summasjonsanordning 50) av summasjonsanordningens 46 utgangssignal og summasjonsanordningens 46 utgangssignal subtrahert fra elementets 42 utgangssignal (avledet i en summasjonsanordning 52). Det totale utgangssignal tas fra en summasjonsanordning 54 som kombinerer utgangssignalene fra elementet 38, summasjonsanordningen 48, summasjonsanordningen 52 og en summasjonsanordning 56 som subtraherer summasjonsanordningens 50 utgangssignal fra elementets 44 utgangssignal. ;Stablingsarrangementet på fig. 4 kan modifiseres Ytterligere ved innføring av avgrening, slik som vist på fig. 10. Sådanne arrangementer kan være nyttige ved frem-bringelse av mer komplekse overlagringseffekter enn hva som er mulig med en direkte eller ren sammenkopling, slik som på fig. 4. I modifikasjonen ifølge fig. 10 har det andre "nivå" i stabelen to elementer i stedet for ett. Inngangssignalet Vinn tilføres således til den første terminal i blokker 58, 60, 62 og 66 som har respektive overføringsfunks joner t-]_(s), t2(s), t3(s) og t4. Den andre terminal i blokkens 58 tre-klemme-nettverk er koplet til et referansepotensial (f.eks. jord), og dens tredje klemme mater blokkenes 60 og 62 andre klemmer. Utgangssignalene fra blokkenes 60 og 62 tredje klemmer adderes i en summasjonsanordning 64 og tilføres til blokkens 66 andre klemme. Det totale utgangssignal tas fra blokkens 66 tredje klemme. Andre avgreningsarrangementer er også mulige. Arrangementet på fig. 10 er bare ett eksempel på den måte på hvilken elementer kan utformes i overensstemmelse med oppfinnelsen. ;Selv om det ikke er vist på fig. 3, 4, 5 og 10, kan sammenkoplingene mellom elementer være med eller uten buffere, men er fortrinnsvis bufferforsynt, slik som omtalt foran. Selv om de generelle arrangementer som er vist så langt, benytter tre-klemme-nettverk, er dessuten ekvivalente kretsarrangementer mulige basert på disse teknikker, i hvilke noen eller alle elementer er tre- eller fire-klemme-nettverk av hvilke hvert "flyter" eller er koplet til et referansepotensial. For eksempel kunne transforma-torer og forskjellige isolasjonsteknikker benyttes til å oppnå det grunnleggende arrangement med "differensiell mating og summert utgang" som er iboende i fig. 3 - 5 og 8 - 10. ;Med hensyn til hvilken som helst kombinasjon av elementer i overensstemmelse med teknikken ifølge oppfinnelsen, må minst ett element, for å tilveiebringe en total kompressor- eller ekspandervirkning, ha en overføringsfunk-sjon som er en kompressor- eller ekspanderfunksjon. Alle elementer som er aktive (f.eks. har karakteristikker som varierer dynamisk som reaksjon på signaltilstander), må generelt virke i den samme retning (f.eks. tilveiebringe kompressor- eller ekspandervirkning). Ett eller flere elementer kan ha en passiv karakteristikk (f.eks. karakteristikken varierer ikke dynamisk som reaksjon på signaltilstander). Det kan være nyttig å ha mer enn ett passivt element forutsatt at det aktive element har en dynamisk karakteristikk, slik at forskjellige sider ved de passive karakteristikker avsløres etter hvert som det dynamiske element varierer. ;Selv om arrangementer av elementer i overensstemmelse med oppfinnelsen kan fungere som selvstendige kompressorer og ekspandere, foretrekkes det å benytte disse i en eller flere sidebaner av dobbeltbane-kompressor- og dobbeltbane-ekspanderarrangementer av den type som er generelt beskrevet i US patentskriftene 3846719, 3903485, 4490691 og RE 28426. ;Aktive elementer har hvert fortrinnsvis sine variable tilstander styrt ved hjelp av sine egne styrekretser, selv om det for visse formål kan være akseptabelt å styre mer enn ett aktivt element med en eneste styrekrets. Der hvor individuelle styrekretser benyttes, selv om det er mulig for disse styrekretser å arbeide uavhengig bare som reaksjon på signalene i hvert element, kan den totale kretsoppførsel i praksis forbedres ved å tilføre ytterligere signaler til styrekretsene, slik som beskrevet ytterligere nedenfor. Det vil være klart at den enkle analyse basert på stasjonære dempningselementer muligens ikke gjelder fullt ut i praksis under dynamiske tilstander hvor elementene har styrekretser og hvor disse styrekretser kan ha sammenkoplinger til andre elementer og deler av det totale systemmiljø. ;Det vil også innsees at noen aktive elementer kan ha terskler ved hvilke dynamikkvirkning vil begynne som reaksjon på et dominant signal. Ved konstruksjon av en stabel av elementer kan utvelgelse av forskjellige terskelnivåer blant de aktive elementer være fordelaktig, for å påvirke den rekkefølge i hvilken karakteristikkene til de forskjellige elementer fremkommer som reaksjon på forskjellige dominantsignaltilstander. For å oppnå overlagringseffekter må imidlertid vanligvis de aktive eller dynamiske elementer være aktive i hovedsaken i det samme nivåområde. Dvs. området av inngangssignalnivået som forårsaker dynamikkvirkning, bør være i hovedsaken det samme, med forbe-hold om variasjoner på noen få desibel. ;Arrangementet på fig. 11 er nyttig for å illustrere den måte på hvilken flere elementer med forskjellige karakteristikker kan kombineres effektivt, og for å beskrive innstillingen av forskjellige terskler blant elementene i en stabel. Med henblikk på enkelhet og lettvint forståelse er bare de hovedkomponenter som er nødvendige for å illustrere konseptet, vist på denne figur (og i de etterfølgende figurer 13 - 16). Arrangementet kan danne støyreduksjons-sidebanen i en dobbeltbane-kompresssor eller -ekspander, eller det kan alternativt danne en frittstående kompressor. Dette arrangement er bare ett eksempel på den måte hvilken flere elementer med forskjellige karakteristikker kan kombineres. En annen effektiv kombinasjon av elementer er å sørge for elementer med oppovervirkende og nedovervirkende glidebåndskarakteristikker innenfor det samme frekvensbånd. ;På fig. 11 er vist en fem-element-stabel med et bredbånds-demperelement 68, et fastbånds-demperelement 70, et glidebånds-demperelement 72, et første punktfrekvens-demperelement 74 og et andre punktfrekvens-demperelement 76. Hvert element mottar inngangssignalet. Høypassfiltre ;78 og 80, som hvert har en hjørnefrekvens på 800 Hz, utgjør en del av overføringsfunksjonene for elementene 70 og 72. Båndpassfiltre 82 og 84, som er sentrert på 960 Hz (en lydstøyfrekvens som er relatert til hoderotasjon i kvadrup-leks-videobåndopptakere) og 15,75 kHz (en lydstøyfrekvens på den horisontale avsøkningsfrekvens i 525-linjers fjern-synssystemer) utgjør en del av overføringsfunksjonene for elementene 74 hhv. 76. Hvert element har sin egen uavhengige styrekrets 86, 88, 90, 92 og 94 som i det vesentlige er en likeretter- og glattingskrets omfattende en forsterker som kan ha frekvensaweid . forsterkning eller bredbåndsforsterkning, alt etter behovet. Hver styrekrets reagerer fortrinnsvis bare på utgangssignaler fra sitt respektive element, dvs. styresignalet avledes differensi-elt ved benyttelse av kombinasjonsanordninger 89, 91, 93 og 95 (legg merke til den subtraktive tilførsel fra bunnen av hvert element). Styrekretsene styrer de variable motstandselementer 96, 98, 100, 102 og 104 som i praksis kan være FET-transistorer, idet styrespenningen tilføres til disses styreelektrodeinngang. Fastbånds-demperelementene 68, 70, 74 og 76 har seriemotstander (henholdsvis 106, 108, 110 og 112) for å danne en variabel spenningsdeler i forbindelse med FET-transistorene. Glidebåndselementet 72 har en serie-kondensator 114 for å danne et variabelt høypassfilter i forbindelse med FET-transistoren. På samme måte som i det foretrukne stabelarrangement på fig. 4 drives elementet 68 i forhold til en referanse som er vist som jord, og hvert av de andre elementer drives via en buffer (enhetsforsterk-ningsbuffere 116, 118, 120 og 122) i forhold til utgangen fra det underliggende element. Legg merke til at hvert filter, dersom det inngår, også har sin referanseklemme koplet til utgangen fra elementet under dette. Hvert element har et terskelnivå, slik at når signalnivået stiger i elementet og oppnår dette nivå, begynner en endring i det variable element. Hvert element er antatt å tilveiebringe en maksimal dynamikkvirkning på 10 dB. Det totale utgangssignal fra arrangementet kommer fra utgangen av det øverste element via en enhetsforsterkningsbuffer 124. ;I hviletilstanden er den avgrensende innhylling (defining envelope) i arrangementet på fig. 11 en total bredbånds-dynamikkvirkning på 10 dB. Etter hvert som signalkomponenter fremkommer, dukker karakteristikkene til de forskjellige elementer opp som reaksjon på komponentenes frekvenser og nivåer. Den rekkefølge i hvilken karakteristikkene til elementer kommer til syne som reaksjon på disse signalkomponenter, vil avhenge av driftsfrekvensom-rådet for de respektive elementer og disses relative terskelnivåer. ;Først betraktes to eksempler. Dersom det fremkommer en tone på 200 Hz, som starter på et underterskelnivå og gradvis stiger i nivå, overvinnes til slutt bredbåndsele-mentet, men de andre forblir helt effektive. Den totale karakteristikk som er vist fig. 12A, er således karakteristikken til de 800 Hz fastbånd og glidebånd som er sammenfallende med og delvis skjuler de to punktfrekvens-karakteristikker, nemlig spissen av 960 Hz punktfrekvenskarakteristikken og glidebåndskarakteristikken, idet glidebåndets høypassfilter har beveget seg oppover som reaksjon på tonen på 2 kHz. Glidebåndskarakteristikken skjuler punktfrekvenskarakteristikken på 15,75 kHz. ;I arrangementet på fig. 11 har hvert element sin egen styrekrets som virker utelukkende som reaksjon på signaler innenfor det respektive element som et resultat av den differensielle avledning av styresignalene. Elementene kan hvert ha en totalt uavhengig styrekrets, med eller uten differensiell avledning, og forskjellige kryssforbindelser er mulige. De kryssforbindelser som er vist på fig. 13 og 14, er nyttige for å tillate forskjellige terskler å innstilles i elementene samtidig som det bibeholdes tilstrekkelig styrekretsforsterkning i glidebåndselementet ved frekvensyttergrenser. En annen type av kryssforbindelse, som er betegnet som "parkering", skal beskrives nedenfor i forbindelse med fig. 16A og 16B. ;Idet det henvises til fig. 13, er et fastbåndselement 126, et bredbånds-dempeledd, vist stablet med et glidebåndselement 128, en glidende avsats som virker oppover i frekvens og har en bredbåndet hvilekarakteristikk. Innsetting av et induktivt element i stedet for' kondensa-toren ville resultere i en glidende avsats som virker nedover i frekvens. Som et praktisk punkt ville eventuelt en roterende krets (gyrator circuit) bli benyttet til å simulere en induksjonsspole. Fastbåndselementet har en seriemotstand 130 og en shunt-FET 132 som er koplet til et referansepotensial og som danner et variabelt dempeledd etter hvert som motstanden i FET-transistorens kilde-sluk-bane styres som reaksjon på en styrespenning som tilføres til transistorens styreelektrode. Utgangssignalet fra fastbåndselementet tilføres via en bufferforsterker 134 til en likeretter- og glattingskrets 136. Glidebåndselementet 128 inneholder en parallellkondensator 138 og en motstand 140 som er shuntet av en FET 142 som er koplet til utgangen av fastbåndselementet på utgangen av bufferen 134. Utgangssignalet fra glidebåndselementet tilføres til en bufferforsterker 144, en valgfri kombinasjonsanordning 150 og en likeretter- og glattingskrets 146 som tilveiebringer en styrespenning til FET-transistoren 142. Utgangssignalet fra kombinasjonen av elementer tas fra bufferforsterkeren 144. ;Slik som bemerket i forbindelse med arrangementet på fig. 11, er det mulig å benytte utgangssignalet fra et element i en stabel til å motvirke (buck) utgangssignalet fra det neste element ved generering av styrespenningen for dette neste element. Dette er vist ikke bare på fig. 11, men også på fig. 13 hvor glidebåndselementets utgangssignal fra bufferen 134 subtraheres fra fastbåndelementets utgangssignal fra bufferen 144 i den kombinerende anordning 150. Det motvirkende eller motkoplende signal fra fastbåndselementet kan behandles slik at det er større eller mindre enn glidebåndselementets utgangssignal (ved forsterkning eller dempning), og retningen av det motkoplende signal kan inverteres, slik at etterhvert som fastbåndselementets fastbåndssignal øker, reduseres det motkoplende signal. Disse prinsipper gjelder generelt for suksessive, aktive elementer i hvilket som helst arrangement ifølge oppfinnelsen. ;Et ytterligere: alter nat i v er vist på fig. 14 hvor det motkoplende signal fra fastbåndselementet først tilpasses av et filter 152 som er beliggende i styrekretssløyfen for fastbåndselementet. Filteret vil typisk være et høypass-eller lavpassfilter som er beliggende i totalkretsens driftsbånd. Et ufiltrert motkoplingssignal, som er vist som en stiplet linje, kan samtidig tilføres på samme måte som i den alternative versjon på fig. 13 (f.eks. med valgfri kombinasjonsanordning 150). Det filtrerte motkoplingssignal kan behandles slik som nevnt i forbindelse med det ufilt-rerte motkoplingssignal på fig. 13. ;I en ytterligere styrekrets-koplingsvariasjon er det mulig å mate det likerettede signal i styrekretsen i et element inn i likespenningsdelen av styrekretsen i et annet element. For eksempel på fig. 13 vil summasjonsanordningen 150 i tilfelle være beliggende mellom utgangen av likeretter- og glattingskretsen 146 og FET-transistorens 142 styreelektrode, og motkoplingssignalet fra elementet 126 ville bli tatt fra utgangen av likeretter- og glattingskretsen 136. Dette alternativ er fordelaktig der hvor signalfaserelasjonene kanskje ikke er riktige for likespen-nings-kombinasjon/motkopling, slik som ved den foran omtalte metode. En ulempe er imidlertid at det ikke er mulig å anvende selektiv filtrering for den koplede komponent, slik som på fig. 14. ;Ved noen anvendelser kan det være mulig å eliminere en styrekrets og benytte en felles styrekrets for to elementer, slik det er vist på fig. 15, selv om benyttelsen av individuelle styrekretser for hvert element foretrekkes for å frembringe en mer konform effekt. (De samme henvisningstall er benyttet for felles komponenter på fig. 13 - 15.) På fig. 15 blir fastbånd-styrekretsens utgangssignal fra likeretter- og glattingskretsen 136 tilført via en buffer 148 for også å styre glidebånds-FET-transistoren 142. ;Fig. 16A viser en modifikasjon av fig. 14 hvor et Ytterligere trekk som er betegnet som "parkering", er innlemmet i kretsen. Begrepet parkering er basert på den observasjon at det ofte er fordelaktig å forinnstille eller "parkere" en responskarakteristikk på ett eller annet nivå og/eller en eller annen frekvens som er forskjellig fra dens hvilenivå og/eller hvilefrekvens når elementet er under sin terskel. Når det dreier seg om fastbåndselementet, er fastbåndsstyrekretsen parkert på et nivå like under sin terskel, slik at kretsen reagerer raskere som svar på endringer i inngangssignalet. En detektor 153 avføler fastbåndsstyresignalet, utvikler et passende signal og tilfører dette til en summasjonsanordning 155 hvor det adderes til, eller tar over fra, styresignalet for å tilveiebringe fastbånds-parkeringssignalet. Under drift innstilles parkeringssignalnivået fortrinnsvis like under fastbåndsterskelen. Over terskelen tar fastbåndsstyrekretsen over for utelukkelse av parkeringsdetektoren. Detektoren 153 er således nødvendig for å avføle fastbåndsstyresignalet og å tilveiebringe, bare når fastbåndselementet er under sin terskel, det riktige signalnivå for parkering av fastbåndsstyrekretsen på det ønskede nivå. En detektor som tilveiebringer disse funksjoner, kan realiseres på forskjellige måter: Et passende arrangement er å avføle fast-båndsstyrespenningen med en "perfekt-diode"-krets. Sådanne kretser er velkjente og benytter en operasjonsforsterker som er forspent slik at kretsen omkopler sin utgang fra positiv til negativ når det signal som avføles, stiger til forspenningen. Perfekt-diode-kretsens utgangssignal, passende innstilt i nivå slik som nødvendig, virker som en maksimumsvelgerkrets som tar over fra fastbåndsstyresignalet for å tilveiebringe det ønskede parkeringssignal. ;Fig. 16B viser generelt et annet arrangement av stablede fastbånds- og glidebåndselementer som anvender parkering. I dette tilfelle har glidebåndselementet 129 en induksjonsspole 139 (simulert ved hjelp av en rotasjons-krets (gyrator circuit) i praktiske utførelser), slik at glidebåndskretsen opererer nedover. I arrangementet på fig. 16B er parkering tilveiebrakt ikke bare i fastbåndskretsen, men også i glidebåndskretsen. Slik det anvendes på glidebåndskretsen, er begrepet parkering basert på den observasjon at så lenge fastbånds-paraplykarakteristikken er til ;stede, er det mulig å la glidebåndet gli på forhånd ("parkere" det) til det frekvensområde hvor virkningen sannsynligvis vil være når et signal tilføres. Dette forbedrer responstid og reduserer modulasjonsforvrengning. I sin hviletilstand vil det nedovervirkende glidebånd normalt være i sin bredbåndstilstand (ved fravær av en parkerings-krets), dvs. høyfrekvensgrensepunktet vil være uendelig, dvs. godt inn i lavfrekvens-stoppbåndet dersom kretsen ble benyttet i et arrangement slik som beskrevet nedenfor i forbindelse med fig. 19. Når et signal fremkommer, glir båndet nedover for å dempe det dominante signal, hvilket ved tale og musikk meget sannsynlig vil ligge i området ;100 Hz - 1 kHz. Det er derfor nyttig å parkere lavfrekvens-glidebåndet på en grensefrekvens på ca. 400 Hz, så vidt inn i lavfrekvens-passbåndet i arrangementet på fig. 19. Parkeringspåvirkningen fjernes så snart signalet stiger over fastbåndsterskeien, da dette markerer forestående ;reduksjon eller forsvinning av fastbåndsparaplyen. Detektoren 153 avføler fastbåndsstyresignalet i forhold til en referansespenning og utvikler parkeringssignalet som til-føres til glidebånds-FET-transistoren 142 via en kombinasjonsanordning/maksimumsvelger 151. Etter at signalet har steget over fastbåndsterskelen, dersom den tilførte frekvens ligger lavere enn 400 Hz, tar glidebåndsstyrekretsen over og skyver båndet videre nedover. Dersom frekvensen er over 400 Hz, tar glidebåndsstyrekretsen fremdeles over, men tillater grensefrekvensen å gli oppover. Detektoren 153 er nødvendig for å avføle fastbåndsstyresignalet og å tilveiebringe, bare når fastbåndselementet ligger under sin terskel, det riktige signalnivå for parkering av glidebåndskretsen på den ønskede frekvens. Den detektor som er beskrevet i forbindelse med arrangementet på fig. 16A, er også egnet for arrangementet på fig. 16B. ;Selv om glidebåndsparkeringsarrangementer også kan benyttes i forbindelse med høyfrekvens-glidebåndskretser, er fordelene mindre på grunn av at de sannsynligvis anvendte signalfrekvenser ligger i høyfrekvens-stoppbånd-frekvensområdet (idet det henvises til slike arrangementer som på fig. 19 og 20), hvilket allerede er "rette veien rundt" (the right way around), i motsetning til lavfrek-venssituasjonen. ;Fig. 16B viser et ytterligere særtrekk, som er beslektet med de foran beskrevne parkeringskretser, for reduksjon av støy som frembringes av den rotasjonssimulerte induksjonsspole 139. En shunt som er vist som en bryter 157, er koplet over induksjonsspolen 139. Bryteren styres av signalet fra detektoren 153. Under fastbånds- og glide-båndskretsenes terskler, som avføles av detektoren 153, er det ikke noe behov for at glidebåndskretsen 129 og induksjonsspolen 139 skal være aktive. Den rotasjonssimulerte induksjonsspole kortsluttes følgelig av shunten når kretsene er under sin terskel. I en praktisk krets kan shunten realiseres ved benyttelse av en FET-transistor, idet signalet fra detektoren 153 tilføres til FET-transistorens styreelektrode. Alternativt kunne shunten være beliggende tvers over hvilket som helst inngangspunkt til et passende utgangspunkt, idet de to punkter har samme signalnivåer. Anvendelsen av en shunt for å eliminere støy i et aktivt element kan eventuelt benyttes i hvilke som helst bilineære eller unilineære kompressor- eller ekspanderkret-ser på grunn av at det i slike kretser finnes et området av inngangssignalnivåer hvor kretsen ikke tilveiebringer noen dynamikkvirkning. En sådan shunt er ikke nødvendigvis beslektet med parkeringskretser. I arrangementet på fig. 16B er det fra detektoren 153 avledede parkeringssignal bare tilfeldigvis egnet for kontroll av shunten. ;Parkerings- og rotasjonsshunt-særtrekkene i ut-førelsene på fig. 16A og 16B trenger ikke å benyttes i forbindelse med arrangementet på fig. 14. For eksempel er anvendelsen av et filter 152 ikke vesentlig. Parkeringssær-trekket kunne benyttes på et generelt arrangement, såsom ;arrangementet på fig. 11. ;Krysskoplingsarrangementene på fig. 13 - 16B tilveiebringer således betydelig fleksibilitet for kretskon-struktøren ved bestemmelse av den måte på hvilken tersklene til de to elementer vil innvirke på hverandre. ;Der hvor de stablede elementer hvert har separate og uavhengige styrekretser med full differensiell styring, slik som i arrangementet på fig. 13, er i prinsipp rekkefølgen av elementene i stabelen uten betydning: De samme resultater ville bli oppnådd med elementene anordnet i en annen rekkefølge. Der hvor det ikke er noen krysskopling i styrekretsene, eller en krysskopling som tilveiebringer bare en delvis differensiell styring (slik som på fig. 14 når det eneste motkoplingssignal kommer fra filteret 152), kan imidlertid den rekkefølge i hvilken elementene er stablet, påvirke det totale resultat. ;For å forstå virkemåten av en to-element-stabel som er oppbygget av fastbånds- og glidebåndselementer (slik som på fig. 13 - 16), antas at et fast, enpolet høypassfilter med en hjørnefrekvens på f.eks. 800 Hz er anbrakt i serie med inngangene til de to elementer, og at den effektive terskel for fastbåndselementet er -62 dB og for glidebåndselementet er -66 dB. Hvert element antas å tilveiebringe en maksimal dempning på 10 dB. Dersom for eksempel et 12 kHz signal tilføres med et nivå på -66 dB, begynner glidebånds-karakteristikkens hjørnefrekvens å gli, men ingen ting hender med den totale karakteristikkinnhylling på grunn av at det faste bånd fremdeles er uvirksomt og understøtter innhyllingen. Den endrede glidebåndskarakteristikk er skjult. Denne situasjon (vist på fig. 17A), som har den samme innhylling som hviletilstanden, men som viser den endrede glidebåndskarakteristikk med stiplet linje, fortsetter inntil signalet oppnår fastbåndselementets terskel på -62 dB. Når signalet stiger over fastbåndsterskelen (med noen få dB), begynner fastbåndet å svekkes og avslører toppen av glidebåndskarakteristikken som fortsetter å gli oppover etter hvert som signalnivået stiger. Denne situasjon er vist på fig. 17B. Etter hvert som signalnivået øker flere desibel over fastbåndsterskelen, fortsetter fastbåndet å svekkes og glidebåndet fortsetter å bevege seg oppover som vist på fig. 17C. ;Slik som omtalt i US-PS RE 28426, er det for å oppnå full dempning av glidebånds-FET-transistoren nød-vendig å ha en tilstrekkelig høy forsterkning i styre-signalsløyfen ved høye nivåer. Den løsning som er angitt i dette patent, er å sørge for høyfrekvensavveid forsterkning i sløyfen. En ulempe ved denne metode er imidlertid at sløyfeforsterkningen er altfor høy ved lavere nivåer (slik at båndet bringes til å gli lenger enn nødvendig), og det er også vanskelig å opprettholde en tilstrekkelig høy glidebåndsterskel. ;Ved å benytte de krysskoplingsteknikker som er beskrevet i forbindelse med fig. 13 og 14, er det mulig å oppnå den ønskede glidebåndsterskel med de ønskede sløyfe-forsterkninger i tilstander med høye og lave signalnivåer. Dersom arrangementet på fig. 13 med den valgfrie kombinasjonsanordning 150 benyttes (dvs. full motkoplingseffekt), ville det da under fastbåndsterskelen i det hele tatt ikke være noen styresignalfremdrift på glidebånds-FET-transistoren, og under tilstander med meget høyt nivå når fastbåndet er overvunnet (f.eks. full dempning), tilveiebringes ingen ytterligere motkopling, og full forsterkning tilveiebringes i glidebånd-styresignalsløyfen. ;I praksis tilveiebringer metoden med full motkopling (full bucking) mer motkoplingseffekt enn hva som er nødvendig, og forbedret ytelse oppnåes dersom motkoplingsvirkningen tillates å være mindre. For eksempel kan den effektive høyfrekvensforsterkning for glidebånd-styresig-nalsløyf en reduseres med ca. 5 dB så lenge det faste bånd ikke dempes, og deretter, når det faste bånd dempes, reduseres motkoplingsvirkningen inntil den når 0 dB når det faste bånd er helt dempet. Ved kritiske anvendelser, hvor en høy glidebåndsterskel ønskes, tillater arrangementet på fig. 14 anvendelse av både bredbåndet og frekvensselektiv motkoplingsvirkning. Når det dreier seg om et høyfrekvens-glidebåndselement, avledes det frekvensselektive motkoplingssignal ved benyttelse av et høypassfilter (filteret 152 på fig. 14), da motkoplingsvirkningen er mest ønskelig ved høyfrekvensyttergrensen hvor den utjevnede eller korri-gerte styreforsterker tilveiebringer den høyeste forsterkning. I en praktisk utførelse, som skal beskrives nærmere nedenfor, benyttes en grensefrekvens på 1,6 kHz. For et lavfrekvens-glidebåndselement er kravet å tilveiebringe høy sløyfeforsterkning ved lave frekvenser med høyt nivå. I dette tilfelle er filteret 152 i arrangementet på fig. 14 et lavpassfilter. I en praktisk utførelse som skal beskrives nærmere nedenfor, benyttes en grensefrekvens på 400 Hz. ;Slik som foran nevnt, er et meget nyttig arrangement å tilveiebringe en kompressor eller ekspander som utformes med karakter av båndsplittende høyfrekvens- og lavfrekvenstrinn, idet hvert trinn er oppbygget av glidebånds- og fastbåndselementer. De parallelle trinn kan arbeide som enkeltstående dynamikkområde-modifikasjonsan-ordninger eller som sidebaner i dobbeltbanearrangementer av Type I eller Type II, slik som beskrevet i US-patentskriftene 3846719, 3903485, RE 28426 og 4490691. Det benyttes fortrinnsvis énpolede filtre med den samme hjørnefrekvens i hvert, slik at den kombinerte hvilerespons for de to trinn er flat. En fordelaktig hjørnefrekvens for høyfrekvens- og lavfrekvenstrinnene er ca. 800 Hz for et lydsystem. Med filtrenes svake helling på 6 dB/oktav, dersom høyfrekvens-trinnet har en hjørnefrekvens på 800 Hz, tilveiebringer trinnet tilstrekkelig virkning så lavt som 100 eller 200 Hz. Dersom lavfrekvenstrinnet også har en hjørnefrekvens på 800 Hz, tilveiebringer det tilstrekkelig virkning så høyt som 3 kHz til 6 kHz. For signaler som ligger i området fra f.eks. 100 Hz til 6 kHz, hvilket er det bånd som har mesteparten av energien i typisk musikk, er således begge trinn effektive og tilveiebringer en signalsporingseffekt. Slik som forklart ytterligere nedenfor, er for eksempel for et eneste dominant signal i dette område totalresponsen lik responsen for to glidebånd, over og under det dominante signal. For mer enn ett dominant signal er den resulterende karakteristikk en fastbåndsrespons mellom de lengst oppe og lengst nede beliggende, dominante signaler, og glidebånds-responser over og under henholdsvis de lengst oppe og lengst nede beliggende, dominante signaler. ;På fig. 18 er vist en utførelse av et høyfrekvens-trinn. Et enpolet høypassfilter 154 med en grensefrekvens på 800 Hz er beliggende i trinnets inngang. I praksis inneholder filteret en operasjonsforsterker for å bufferkople filteret fra den etterfølgende krets. Det høypassfiltrerte inngangssignal tilføres til et fastbåndselement 156 og til et glidebåndselement 158. Fastbåndselementet inneholder en inngangsmotstand 160, en shunt-FET 162 som virker som en variabel motstand, og en styrekrets 164 som genererer et likespenningsstyresignal som tilføres til FET-transistorens 162 styreelektrode. FET-transistorens motstand faller etterhvert som likespenningsstyresignalnivået øker. Fastbåndsstyrekretsen 164 inneholder i sin sløyfe en bufferforsterker 166, et enpolet høypassfilter 168 med en grensefrekvens på ca. 400 Hz, en likeretter 172 (fortrinnsvis hel-bølge), og en glattingskrets 174 (som også benyttes til å innstille styresløyfens angreps- og utløsningstidskon-stanter). Glidebåndselementet 158 inneholder en inngangsmotstand 178 og en kondensator 180 som er koplet i parallell og er shuntet av en FET 182. Glidebåndselementet har en styrekrets 184 som inneholder en bufferforsterker 186, en summasjonsanordning 188, en høyfrekvenskorreksjonskrets 190, en likeretter 192 (fortrinnsvis helbølge), og en glattingskrets 194. Som inngangssignaler mottar summasjonskretsen også motkoplingssignaler som tas før og etter et høypassfilter 170 med en grensefrekvens på ca. 1,6 kHz. Motkoplingssignalene er passende bufferkoplet for å unngå uønsket vekselvirkning mellom styrekretsene. Inngangen til filteret 170 tas mellom filteret 168 og likeretteren 172. Utgangssignalet fra fastbåndselementet 156 tilføres til glidebåndselementet via en buffer 198. Det totale utgangssignal tas fra glidebåndselementets 158 bufferforsterker 186. ;Under drift arbeider de stablede fastbånds- og glidebåndselementer i hovedsaken på den måte som er beskrevet foran. Koplingen av motkoplingssignalkomponenter fra fastbåndselementet til glidebåndselementets styrekrets er av de grunner som er angitt i forbindelse med den foregående beskrivelse av fig. 14. En hjørnefrekvens på ca. 1,6 kHz ble valgt for filteret 170 på grunn av at differensiell styring av glidebåndet er nødvendig bare ved høye frekvenser. Filteret 168 benyttes for å redusere fastbåndkretsens følsomhet overfor meget lave frekvenskomponenter. ;På fig. 19 er vist en utførelse av et lavfrekvenstrinn. Inngangssignalet tilføres til et fastbåndselement 200 og til et glidebåndselement 202. Fastbåndselementet inneholder en inngangsmotstand 104, en shunt-FET 106 som drives som en variabel motstand, og en styrekrets 208 som genererer et likespenningsstyresignal som tilføres til FET-transistorens 206 styreelektrode. FET-motstanden faller når likespenningsstyresignalnivået øker. Styrekretsen 208 inneholder i sin sløyfe en bufferforsterker 210, et første enpolet lavpassfilter 212 med en hjørnefrekvens på ca. 800 Hz, et andre lavpassfilter 214 med en hjørnefrekvens på ca. 1,6 kHz, en likeretter 218 (fortrinnsvis helbølge), og en glattingskrets 220 (som også benyttes til å innstille styresløyfens angreps- og utløsningstidskonstanter). ;Glidebåndselementet 202 inneholder en parallellkop-ling av en inngangsmotstand 224 og en induksjonsspole 226 som er shuntet av en FET 228. I praksis simuleres induksjonsspolen 226 av en rotasjons- eller dreiekrets (gyrator circuit) som inneholder operasjonsforsterkere (sådanne kretser er velkjente og er ikke vist). Glidebåndselementet har en styrekrets 230 som inneholder en bufferforsterker 232, et enpolet lavpassfilter 234 med en hjørnefrekvens på ca, 800 Hz, en summasjonskrets 236, en lavfrekvenskorrek-sjonskrets 238, en likeretter 240 (fortrinnsvis helbølge), og en glattingskrets 242. Lavpassfilteret 234 er fortrinnsvis beliggende i den viste posisjon for å bidra til å undertrykke uønsket støy som genereres i lavfrekvenstrinnet. Alternativt kan filteret være beliggende i inngangen til arrangementet, slik det er gjort i høyfrekvenskretsen på fig. 18. Som inngangssignaler mottar summasjonskretsen 236 også motkoplingssignaler som tas foran og etter et lav-passf ilter 216 med en hjørnefrekvens på ca. 400 Hz. Motkoplingssignalene er passende bufferkoplet for å unngå uønsket vekselvirkning mellom styrekretsene. Inngangssignalet til filteret 218 tas mellom filteret 214 og likeretteren 218. Utgangssignalet fra fastbåndselementet 200 tilføres til glidebåndselementet via en buffer 248. Det totale utgangssignal tas fra glidebåndselementets 202 filter 234. ;Under drift arbeider de stablede fastbånds- og glidebåndselementer for lavfrekvens i hovedsaken på den måte som er beskrevet foran, bortsett fra at glidebåndselementet arbeider nedover i frekvens. Slik som foran bemerket, er en forskjell i lavfrekvenstrinnet at det båndbe-grensende filter er beliggende i trinnets utgang i stedet for i inngangen slik som i høyfrekvenstrinnet. Koplingen av motkoplingssignalkomponenter fra fastbåndselementet til glidebåndselementets styrekrets er av de grunner som er angitt i forbindelse med den foregående beskrivelsen av fig. 14. En hjørnefrekvens på ca. 400 Hz ble valgt for filteret 216 på grunn av at differensiell styring av glidebåndet er nødvendig bare ved lave frekvenser. Filtrene 212 og 214 benyttes for å redusere fastbåndskretsens følsomhet overfor meget høye frekvenskomponenter. ;Høyfrekvens- og lavfrekvenstrinn av den type som er angitt på fig. 18 og 19, kan benyttes som byggeblokker ved tilveiebringelse av kompressorer, ekspandere og støyreduk-sjonskompandere. For eksempel kan høyfrekvens- og lavfrekvenstrinn av den type som er beskrevet i forbindelse med fig. 18 og 19, benyttes som sidebaner i dobbeltbanearrangementer på den måte som er vist på fig. 20 og 21. ;På fig. 20 er vist et dobbeltbanearrangement av Type I (av den type som er generelt beskrevet i US-PS 3846719) som har en kompressor 248 i hvilket inngangssignalet tilføres til høyfrekvenstrinnet 250, til lavfrekvenstrinnet 252 og til hovedbanen 254. Utgangssignalene fra trinnene 250 og 252 summeres i en summasjonsanordning 256 og summeres deretter med hovedbanesignalkomponentene i en summasjonsanordning 258 for å tilveiebringe kompressorens utgangssignal for tilførsel til en overføringskanel. Sidebanesignalkomponentene hever således hovedbanesignalkomponentene og forårsaker kompressorvirkning. Overføringskana-lens utgangssignal tilføres til ekspanderen 260 som er utformet på komplementær måte i forhold til kompressoren 248, og som har en inngangssummasjonsanordning 262 som mottar overføringskanalens utgangssignal og subtraherer summen av høyfrekvenstrinnets 250 og lavfrekvenstrinnets 252 utgangssignaler som summeres i en summasjonsanordning 264. Sidebanesignalkomponentene motvirker eller motkopler således hovedbanesignalkomponentene og forårsaker ekspandervirkning. ;På fig. 21 er vist et dobbeltbanearrangement av Type II (av den type som er generelt beskrevet i US-PS 3903485) som har en kompressor 268 som har en inngangssummasjonsanordning 270 som mottar inngangssignalet og summen av høyfrekvenstrinnets 250 og lavfrekvenstrinnets 252 utgangssignaler som kombineres i en summasjonsanordning 272. Utgangssignalet fra summasjonsanordningen 270 tilføres til hovedbanen 274 som tilveiebringer kompressorutgangssig-nalet til overføringskanalen og inngangssignalet til kompressorens trinn 250 og 252. Sidebanesignalkomponentene hever således hovedbanesignalkomponentene og forårsaker kompressorvirkning. Overføringskanalens utgangssignal til-føres til ekspanderen 276 som er utformet på komplementær måte i forhold til kompressoren 268. Inngangssignalet til-føres til høyfrekvenstrinnet 250, til lavfrekvenstrinnet 252 og til hovedbanen 278. Utgangssignalene fra trinnene 250 og 252 summeres i en summasjonsanordning 280 og subtraheres deretter fra hovedbanesignalkomponentene i en summasjonsanordning 282 for å tilveiebringe ekspanderens utgangssignal. Sidebanesignalkomponentene motvirker eller motkopler således hovedbanesignalkomponentene og forårsaker ekspandervirkning. ;På fig. 20 og 21 er hovedbanen i hver kompressor og ekspander lineær med hensyn til dynamikkområde, og nivået av summen av sidebanens høyfrekvens- og lavfrekvenstrinn er mindre enn hovedbanenes maksimumsnivå. Overføringskanalen på disse figurer og på de etterfølgende fig. 22 og 23 kan inneholde hvilken som helst type av lagrings- eller overføringsmedium, og de kan også inneholde anordninger for omforming eller koding av de analoge signalkomponenter fra kompressoren til en forskjellig form (f.eks. digital), og for lagring eller overføring av de kodede signaler, og anordninger for gjentatt omforming eller dekoding av de kodede signaler tilbake til analoge signalkomponenter. ;I sådanne arrangementer som på fig. 20 og 21, hvor bare ett høyfrekvenstrinn og ett lavfrekvenstrinn benyttes i hver kompressor og ekspander, er det praktisk å tilveiebringe et maksimum på ca. 10-12 dB støyreduksjon uten å oppnå for store maksimale kompresjons- eller ekspansjonsforhold. Selv om arrangementene på fig. 20 og 21 vil være tilstrekkelige ved visse anvendelser, er det nyttig å benytte teknikken ifølge US-PS 4490691 til å oppnå en større grad av total støyreduksjon uten å plassere en utilbørlig byrde på noe trinn eller frembringe for store kompresjons-eller ekspansjonsforhold. ;På fig. 22 er vist ett mulig arrangement i hvilket det finnes tre dobbeltbanetrinn av Type I i serie i kompressoren og tre komplementære trinn i ekspanderen. Ter-skelnivåene i de bilineære seriekretser er forskjøvet, ved benyttelse av forskyvningsaspektene ifølge US-PS 4490691. Alternativt kunne en konfigurasjon av Type II benyttes. Utførelsen på fig. 22 benytter også spektralskjevstillings-og antimetningsaspektene ifølge US-PS 4490691, selv om disse aspekter ikke er vesentlige for et flertrinnsarrange-ment som benytter høyfrekvens- og lavfrekvenstrinn. ;Kompressordelen av systemet på fig. 22 har tre trinn, nemlig et høynivåtrinn 284 som har det høyeste terskelnivå, et midtnivåtrinn 286, og et lavnivåtrinn 288 som har det laveste terskelnivå. Slik som omtalt i US-PS 4490691, er dette den foretrukne rekkefølge av arrangementet av forskjøvne trinn, selv om den omvendte rekkefølge er mulig. Ekspanderdelen av systemet på fig. 22 har også tre trinn som er anordnet komplementært i forhold til kompressoren, nemlig lavnivåtrinnet 290, midtnivåtrinnet 292 og høynivåtrinnet 294. Hvert høynivå- og midtnivåtrinn har både et høyfrekvenstrinn 250 og et lavfrekvenstrinn 252. Lavnivåtrinnet har bare et høyfrekvenstrinn 250 og ikke noe lavfrekvenstrinn. Hvert høyfrekvenstrinn 250 og hvert lavfrekvenstrinn 252 er av den type som er beskrevet i forbindelse med fig. 18 og 19. I praktiske kretser kan det være visse forskjeller mellom eller innen høyfrekvens- og lavfrekvenstrinn, avhengig av om det er beliggende i høynivå-, midtnivå- eller lavnivåtrinnet. ;Dersom hvert kompressortrinn (284, 286, 288) og hvert ekspandertrinn (290, 292, 294) har for eksempel 8 dB kompresjon hhv. ekspansjon, vil det totale kompandersystem tilveiebringe 24 dB støyreduksjon i høyfrekvensbåndet (over 800 Hz dersom høyfrekvenstrinnene har en grensefrekvens på 800 Hz) og 16 dB støyreduksjon i lavfrekvensbåndet (under 800 Hz dersom lavfrekvenstrinnene har en grensefrekvens på 800 Hz). Et sådant arrangement er effektivt for eksempel i et høykvalitets lydstøyreduksjonssystem av den type som benyttes ved profesjonelle anvendelser. ;Kaskadekoplingen av forskjøvne trinn slik som i utførelsen i fig. 22, er effektiv ikke bare for å øke graden av kompresjon og ekspansjon, men også for å frembringe en kvasi-flerpoleffekt (med hensyn til høyfrekvens-trinnenes bånd) og en kvasi-topoleffekt (med hensyn til lavfrekvenstrinnenes bånd). Selv om således hver krets selv har bare et enpolet båndbestemmeIsesfilter, for å tillate bred frekvensoverlapping av kretsene og en flat, total frekvensrespons når båndene kombineres, er den totale virkning når to eller tre kretser kaskadekoples, å tilveiebringe en steilhetssammensetnings- eller trinnsamgangsef-fekt, dvs. i virkeligheten et to- eller trepolet filter. Den ytterligere skarphet til et to- eller trepolet filter er ønskelig ved at den tillater systemet å spore dominante signalkomponenter mer effektivt. Dette betyr at med steile filterhellinger blir frekvenser nær en dominant signalkomponent påvirket så lite som mulig av dynamikkvirkning. Kvasitopols- og kvasitrepols-filtervirkningen medfører dette resultat samtidig som fordelene med énpolede filtre i hver individuell krets bibeholdes, nemlig at utgangssignalene fra høyfrekvens- og lavfrekvenskretsene kombineres perfekt i både amplitude og fase. Det totale resultat er at filtervirkningen blir mer sammensatt etter hvert som signaler tilføres, som følge av flertrinns-steilhetssammen-setningsvirkningen tatt i kombinasjon med kvasitopols-filtervirkningen i støyreduksjonssidebanene i hver krets. Den sistnevnte virkning er et resiultat av anvendelsen av et enpolet, fast filter i serie med en variabel avsatskar-akteristikk i kretsenes glidebånddel som har en enpolskar-akteristikk i sin hviletilstand, men som tenderer i retning av en topolskarakteristikk ved tilstedeværelse av et dominant signal eller dominante signaler. Mellomkomsten av de faste bånd, via virkningserstatning, tilpasser eller skreddersyr responsen ytterligere. ;Inngangssignalet til systemets kompressordel til-føres til lavfrekvens- og høyfrekvens-spektralskjevstil-lingsnettverk som er vist som en blokk 296. I en praktisk utførelse er to nettverk anordnet i serie, nemlig et toseksjons-lavfrekvensnettverk som er oppbygget av en 50 Hz høypass-enpols-avsatsseksjon og en 20 Hz høypass-enpols-filterseksjon, og et 12 kHz Butterworth (maksimalt flatt) lavpassfilternettverk. Begge nettverk kan realiseres ved benyttelse av velkjente teknikker med aktive filtre med operasjonsforsterkere. Komplementære "deskjevstillings-nettverk" (de-skewing networks) er beliggende i en blokk 304 på ekspanderens utgang. ;Hovedbanen i hvert trinn 284, 286 og 288 i kompressordelen inneholder respektive lavfrekvens- og høyfrekvens-antimetningsnettverk 298, 300 og 302. Komplementære antimetningsnettverk 304, 306 og 308 er beliggende i hovedbanen i hvert respektivt trinn 290, 292 og 294 i ekspanderdelen. Slik som omtalt i US-PS 4490691, er det mulig å anbringe sådanne nettverk i hovedbanen i bare :ett trinn i kompressoren og i den komplementære beliggenhet i et* trinn i ekspanderdelen av en rekke kaskadekoplede, forskjøvne trinn.

Trinnene av Type I på fig. 22 inneholder også summasjonsanordninger 310, 312, 314 og 316 som kombinerer utgangssignalene fra høyfrekvens- og lavfrekvenskretsene i respektive av trinnene 284, 286, 292 og 294. I hovedbanene inneholder hvert av trinnene respektive summasjonsanordninger 318, 320, 322, 324, 326 og 328 som til hovedbanen tilkopler utgangssignalet fra sidebanen når det dreier seg om trinnene 288 og 290, eller utgangssignalene fra sidebanene når det dreier seg om de andre trinn.

Arrangementet på fig. 22 er bare ett eksempel på kompressor-, ekspander- eller kompandersystemer som kan konstrueres ved benyttelse av høyfrekvenskretsene og/eller lavfrekvenskretsene av den type som er beskrevet i forbindelse med fig. 18 og 19. Andre muligheter omfatter, men er ikke begrenset til, (1) en eneste høyfrekvenskrets i kompressoren og ekspanderen, (2) en høyfrekvenskrets og en lavfrekvenskrets hver i kompressoren og ekspanderen (slik som i eksemplene på fig. 20 og 21), og (3) to høyfrekvens-kretser og én lavfrekvenskrets hver i kompressoren og ekspanderen (f.eks. et slikt arrangement som på fig. 22, men med utelatelse av høynivåtrinnene 284 og 294). Alternativ (1) ville tilveiebringe en grad av kompatibilitet med de alminnelig benyttede bruker-støyreduksjonssystemer som lisensieres av Dolby Laboratories, og alternativ (3) ville tilveiebringe en grad av kompatibilitet med de alminnelig benyttede profesjonelle støyreduksjonssystemer av A-type som fremstilles av Dolby Laboratories. Andre utforminger er mulige avhengige av systemkonstruktørens mål. For eksempel kunne et fjerde trinn tilføyes til kompressor- og ekspan-derdelene i eksemplet på fig. 22, og/eller lavnivåtrinnet i' dette eksempel kunne i tillegg inneholde en lavfrekvenskrets .

I en praktisk utførelse av et system som i hovedsaken er i overensstemmelse med eksempelet på fig. 22, er det mulig å benytte bare ett sett av høynivå-, midtnivå- og lavnivåtrinn ved å benytte et spesielt eller unikt krets-og omkoplingsarrangement. Fig. 23 viser et blokkskjema av en sådan praktisk utførelse. Krets- og omkoplingsarrangementet er anvendelig på alle typer av kompandersystemer som har seriekoplede dobbeltbanetrinn i hvilke samtidig koding og dekoding ikke er nødvendig. En enpolet vender sørger for omkopling av systemet fra dets kompresjonsmodus til dets ekspansjonsmodus. For å tilveiebringe denne enkelhet i omkopling benytter arrangementet en supplerende hovedbane i hvert trinn bortsett fra det siste.

Idet det henvises til fig. 23, tilføres inngangssignalet til systemet via et båndpassfilter 330 som er beregnet på å fjerne underlyds- og overlydssignaler (filteret kan f.eks. bestå av et topolet høypassfilter med en grensefrekvens på ca. 10 Hz og et topolet lavpassfilter med en grensefrekvens på ca. 50 kHz). Det filtrerte inngangssignal passerer gjennom første og andre inverterende bufferforsterkere 332 og 334 (som er utformet som summerende operasjonsforsterkere med passende motstander 332a, 332b, 332c, 334a, 334b og 334c) til systemets utgang. Systemets hovedbane ligger mellom forsterkerne 332 og 334. I et punkt mellom bufferforsterkerne 332 og 334 avledes inngangssignalet til tre baner. De tre baner omfatter en første bane 336 som inneholder et lavfrekvens- og høyfrek-vens-spektralskjevstillingsnettverk 338 som mater tre trinn (340, 342, 344), idet de første to (340, 342) har supplerende hovedbaner (346, 348), en andre bane 350 som inneholder et lavfrekvens- og høyfrekvens-antimetningsnettverk 352 og genererer et antimetnings-motkoplingssignal, og en for-sterkningstrimmebane 354. Nettverket 338 har samme karakteristikk som beskrevet i forbindelse med nettverket 296 på fig. 22. Virkningen av nettverket 352 er å frembringe liknende karakteristikker som nettverkene 298, 300 og 302 på fig. 22, men inneholder videre en forsterkningsanordning slik det kan være nødvendig for å frembringe et motkoplingssignal med riktig nivå og polaritet. Signalkomponenter fra de tre baner kombineres i en summasjonsanordning 356 hvis utgangssignal tilføres til omkoplingsarrangementet 358. Nettverket 352 har altså en lavfrekvens- og en høy-frekvens-hevningskarakteristikk, slik at når signalet kombineres i en motkoplende betydning, oppnås den totale lavfrekvens- og høyfrekvens-antimetningskarakteristikk.

Det første trinn 340 er fortrinnsvis et høynivå-trinn som inneholder en høyfrekvenskrets 250 og en lavfrekvenskrets 252, slik som på fig. 22. Inngangssignalet til trinnet 340 tilføres til kretsene 250, 252 og den sekundære hovedbane 346. Utgangssignalet fra hver (f.eks. 250, 252, 346) kombineres i en summasjonsanordning 364. Det andre trinn 342, mellomnivåtrinnet, mottar summasjonsanordningens 364 utgangssignal og tilfører dette til ytterligere høy-frekvens- og lavfrekvenstrinn 250 hhv. 252, og til den sekundære hovedbane 348. Utgangssignalet fra kretsene 250, 252 og banen 348 kombineres i en summasjonsanordning 366 som tilfører sitt utgangssignel til lavnivåtrinnet 344 som består av en høyfrekvenskrets 250. Støyreduksjonsutgangs-signalene fra de fem kretser i trinnene 340, 342 og 344 tilføres til kombinasjonsanordningen 356 sammen med antimetnings-motkoplingssignalet fra blokken 352 og signalet på nivåtrimmebanen 354. Nivåtrimmingen er av størrelsesorden en brøkdel av en desibel.

Omkoplingsarrangementet omfatter en enpolet, enveis på-av bryter 360 for støyreduksjon som jorder utgangssignalet fra summasjonsanordningen 356 i sin lukkede, støyreduk-sjons-"av"-stilling, og som er åpen i støyreduksjons-"på"-stillingen. Summasjonsanordningens 356 utgangssignal til-føres videre til fellesposisjonen for en enpolet toveisvender 362. I "komprimer"-posisjonen tilføres summasjonsanordningens utgangssignal til et punkt mellom bufferne 332 og 334. I "ekspandér"-posisjonen tilføres summasjonsanordningens utgangssignal til bufferens 332 inngang.

Under drift hindrer lukning av bryteren 360 til støyreduksjons-"av"-stillingen at summasjonsanordningens 356 utgangssignal tilkoples til bufferen 334 på grunn av at den jorder den ene av sine to summasjonsinnganger. Når det gjelder komprimer/ekspander-modusbryteren 362, er det totale arrangement i "komprimer"-stillingen i hovedsaken ekvivalent med arrangementet i en kompressor av Type I som vist i en del av fig. 22. Dvs., inngangssignalet via bufferforsterkeren 332 tilføres til de tre baner 336, 350 og 354, og disses sum tilføres til utgangen via bryteren 362 og bufferforsterkeren 334. I bryterens 362 ekspander-stilling tilbakekoples utgangssignalet fra kombinasjonsanordningen 356 og er av motsatt polaritet i forhold til inngangssignalet til de tre baner, slik at ekspanderkonfig-urasjonen av Type I på fig. 22 repeteres eller kopieres. I den ene eller den andre bryterstilling adderes kombina-sjonsanordningens 356 utgangssignal til inngangssignalet ved hjelp av forsterkeren 332 eller forsterkeren 334. De samme prinsipper kan anvendes på et kompandersystem av Type

II.

I tillegg til å forenkle kompressor/ekspander-omkopling krever arrangementet på fig. 23 bare et eneste spektralstillingsnettverk og et eneste antimetningsnettverk. Anvendelsen av et eneste spektralsjevstillingsnett-verk i arrangementet på fig. 23 resulterer riktignok i en mindre forskjell i forhold til konfigurasjonen på fig. 22, nemlig at nettverket 338 på fig. 23 påvirker bare sidebanene og ikke påvirker den primære hovedbane, mens nettverket 296 på fig. 22 påvirker både hoved- og sidebanene. Slik som angitt i US-PS 4490691, er imidlertid begge beliggenheter akseptable alternativer.

I en ytterligere praktisk utførelse av et system som i hovedsaken er i overensstemmelse med eksempelet på fig. 22, er det også mulig å benytte bare ett sett av høynivå-, mellomnivå- og lavnivåtrinn ved anvendelse av et spesielt krets- og omkoplingsarrangement. Fig. 24 viser et blokkskjema av en sådan praktisk utførelse. Krets- og omkoplingsarrangementet er anvendelig på alle typer av kompandersystemer som har seriekoplede dobbeltbanetrinn i hvilke samtidig koding og dekoding ikke er nødvendig. En enpolet toveisvender sørger for omkopling av systemet fra dets kompresjonsmodus til dets ekspansjonsmodus. En ytterligere bryter tilveiebringer en støyreduksjons (SR)-av-stilling. Det tilveiebringes her enda større enkelhet enn i utførelsen på fig. 23 ved at ingen supplerende hovedbaner er nødvendige. Den grad av antimetning som er nødvendig, kan tilveiebringes ved hjelp av bare et lavfrekvens- og et høyfrekvensantimetningsnettverk som vist. Arrangementet på fig. 24 utnytter koderdelen på fig. 22 i parallell med en inverterende forsterker, slik at paral-lellkombinasjonen ved summering tilveiebringer et avledet støyreduksjons-sidebanesignal, f.eks. parallellkombina-sjonen subtraherer effektivt hovedbanesignalet fra hovedbane- pluss støyreduksjonssignalet, for å tilveiebringe støyreduksjonssignalet som sådant. Ved å avlede støyreduk-sjonssignalet i isolasjon, omkoples det totale system lettvint fra en kodingsmodus til en dekodingsmodus, slik som forklart i forbindelse med fig. 24 og 25.

Idet det henvises til fig. 24, hvor de samme henvisningstall er benyttet som for like elementer på fig. 22 og 23, tilføres inngangssignalet til systemet via bånd-passfilteret 330. Det filtrerte inngangssignal passerer gjennom første og andre, inverterende bufferforsterkere 362 og 364 (som er utformet som summerende operasjonsforsterkere med passende motstander 362a, 362b, 364a og 364b) til systemets utgang. I et punkt mellom bufferne 362 og 364 avledes inngangssignalet til koder (kompressor)-delen av systemet på fig. 22 i parallell med den inverterende forsterker 370. Systemets hovedbane er tilveiebrakt mellom forsterkeren 362 og forsterkeren 364. Koderutgangssignalet tilføres til en summasjonsmotstand 368. Den inverterende forsterkerbane inneholder den inverterende operasjonsforsterker 370, en inngangsmotstand <3>370a, en tilbakekoplings-motstand 370b og en summasjonsmotstand 372. Motstandene 370a og 370b ■■■ er valgt for å tilveiebringe enhetsforsterk-ning. Summasjonsmotstandene 368 og 372 har samme verdi, slik at når koder- og inverteringsforsterkerbanene summeres i den ene eller den andre forsterker 362 eller 364, er det resulterende signal det avledede støyreduksjonssignal.

Komprimér/ekspandér-omkopling tilveiebringes ved hjelp av en enpolet tostillingsbryter 374 som har sitt fellespunkt koplet til knutepunktet mellom -motstandene 368 og 372. I "komprimer"-stillingen er summasjonsmotstandene 368 og 372 koplet til inngangen til den summerende forsterker 364. Forsterkeren summerer derfor støyreduksjonssigna-let med hovedbanesignalet for å tilveiebringe kompresjon. I "ekspandér"-stillingen er summasjonsmotstandene 368 og 372 koplet til inngangen til den summerende forsterker 362. Forsterkeren subtraherer derfor støyreduksjonssignalet fra hovedbanesignalet for å tilveiebringe ekspansjon. I "av"-stillingen av bryteren 375 er støyreduksjonssignalet ikke tilkoplet, og utgangssignalet er ganske enkelt det samme som inngangssignalet.

Virkemåten av omkoplingsarrangementet på fig. 24 kan forstås, bedre ved henvisning til fig. 25 som viser det tidligere kjente omkoplingsarrangement for et enkelttrinns dobbeltbane-kompandersystem av Type I som beskrevet i US-PS RE 28426. Inngangssignalet tilføres til en første summasjonsanordning 374. Hovedbanen 376 strekker seg fra summasjonsanordningen 374 til en andre summasjonsanordning 378. Støyreduksjons (SR)-sidebanen 380 (tidligere en eneste delkrets) avleder sitt inngangssignal fra hovedbanen og har sitt utgangssignal omkoplingsbart ved hjelp av en bryter 382, slik at det summeres med hovedbanen i summasjonsanordningen 378 for kompresjon, og subtraheres fra eller motkopler hovedbanen ved inversjon i en invertet 384 og summasjon i summasjonsanordningen 374. En bryter 383 åpner SR-sidebanen for av-tilstanden. Arrangementet på fig. 24 er basert på denne erkjennelse av det er mulig ganske enkelt å avlede et støyreduksjons-sidebanesignal som er representa-tivt for det totale støyreduksjonssignal, i et sammensatt flertrinnssystem.

Arrangementet på fig. 24 kan modifiseres ved å benytte dekoderdelen på fig. 22 i stedet for koderdelen. Disse prinsipper er dessuten like anvendelige på arrangementer av Type II.

Man vil innse at det finnes en ytterligere fordel ved arrangementet på fig. 24 i forhold til arrangementet på fig. 23: Virkningen av spektralskjevstillingsnettverket (spectral skewing network) i arrangementet på fig. 24 er den samme som i konfigurasjonen på fig. 22, det påvirker både hovedbanene og sidebanene. På denne måte tilveiebringer spektralskjevstillingsnettverket også en antimet-ningseffekt ved lydspektrets yttergrenseender. Denne effekt kommer i tillegg til den som tilveiebringes av selve antimetningsnettverkene.

Fig. 26 viser en representasjon av hvilekarakteri-stikkene for de fem kretser og det totale arrangement for et system som er utformet slik som kompressordelen på fig. 22 eller systemene på fig. 23 og 24 drevet i sin kompres-sormodus, i hvert tilfelle uten de respektive spektral-skjevstillings- og antimetningsnettverk. Hver krets 250 og 252 tilveiebringer et maksimum på 8 dB kompresjon for lavnivå-signaltilstander under terskelen. Kurvene viser således den additive effekt av de to lavfrekvenskretser og av de tre høyfrekvenskretser, som tilveiebringer en total kompresjon på 24 dB ved høye frekvenser og som faller til 16 dB ved lave frekvenser. Kurvene illustrerer også den vesentlige overlapping av 6 dB/oktav-utkantene til enkelt-polfiltrene. Det henvises her også til den foran beskrevne fig. 7B som illustrerer lavnivåresponsen til det samme arrangement ved nærvær av dominante signaler.

Claims

1. Kretsanordning for modifisering av dynamikkområdet av et inngangssignal i et frekvensbånd, omfattende et antall kretselementer (14-20; 30-36; 38-44; 58-62, 66), idet hvert kretselement har en spenningsoverføringskarakteristikk som er representert ved tx(s), t2( s), ... tn(s), hvor n er antallet av kretselementer, idet overføringskarak-teristikken er frekvensavhengig, eller dynamikkområdemodifiserende, eller både frekvensavhengig og dynamikkområdemodifiserende, idet minst ett av kretselementene har i det minste en dynamikkområdemodifiserende overføringskarakteristikk, idet kretselementene har overføringskarakteristikker som opererer i det minste delvis innenfor det samme frekvens-og nivåområde, KARAKTERISERT VED en anordning (22-28; 46-56; 64) for sammenkopling av kretselementene og slik innrettet at når det tilføres et inngangssignal som er representert ved spenningen Vinn(s), er utgangsspenningen Vut(s) representert ved

2. Kretsanordning ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at anordningen for sammenkopling av kretselementene sammenkopler kretselementene (14-20) på en slik måte at kretsanordningens utgangssignal effektivt er summen av de individuelle utgangssignaler fra kretselementene (22), og det effektive inngangssignal til hvert kretselement er et differansesignal som er avledet fra inngangssignalet og de individuelle utgangssignaler fra ett eller flere av de andre kretselementer eller et referansepotensial.

3. Kretsanordning ifølge krav 1, KARAKTERISERT VED at hvert av kretselementene (30-36) er representert som et tre-klemme-nettverk hvor hver første klemme og hver andre klemme er inngangsklemmer, og hver tredje klemme er en utgangs klemme, idet overføringskarakteristikken fra den andre klemme til den tredje klemme er komplementet til overføringskarak-teristikken fra den første klemme til den tredje klemme, at inngangssignalet er koplet til den første klemme i hvert av kretselementene, og at anordningen for sammenkopling av kretselementene sammenkopler kretselementene i et arrangement hvor den andre klemme av et første kretselement (30) er koplet til et referansepotensial, den tredje klemme av hvert kretselement (30-34) er koplet til den andre klemme av et etterfølgende kretselement (32-36), og utgangen er avledet fra den tredje klemme av det siste kretselement (36).

4. Kretsanordning ifølge krav 3, KARAKTERISERT VED at anordningen for sammenkopling av kretselementene sammenkopler kretselementene i et arrangement som inneholder minst én gren, slik at den tredje klemme av et kretselement (58) er koplet til den andre klemme av to eller flere kretselementer (60, 62) som på sin side har utgangen avledet fra sin tredje klemme eller har sin tredje klemme koplet til den andre klemme av ett eller flere kretselementer (66).

5. Kretsanordning ifølge ett av kravene 1-4, for komprimering av inngangssignalets dynamikkområde, KARAKTERISERT VED at kretsanordningen har minst to kretselementer (126, 128) med en dynamikkområdemodifiserende overføringskarakteristikk, idet den dynamikkområdemodifiserende overføringskarakteristikk er en dynamikkområdereduserende karakteristikk, og at kretsanordningen sørger for karakteri-stikkvirkningserstatning, slik at overføring av komponenter av inngangssignalet med meget lavt nivå gjennom kretsanordningen har en tendens til å maksimeres.

6. Kretsanordning ifølge ett av kravene 1-4, for ekspandering av inngangssignalets dynamikkområde, KARAKTERISERT VED at kretsanordningen har minst to kretselementer (126, 128) med en dynamikkområdemodifiserende overføringskarakteristikk, idet den dynamikkområdemodifiserende overføringskarakteristikk er en dynamikkområdeøkende karakteristikk, og at kretsanordningen sørger for karakteristikkvirk-ningserstatning, slik at overføring av komponenter av inngangssignalet med meget lavt nivå gjennom kretsanordningen har en tendens til å minimeres.

7. Kretsanordning ifølge ett av kravene 1-6, KARAKTERISERT VED at den har minst to kretselementer (126, 128) med en dynamikkområdemodif iserende overf øringskarakteristikk, og at den dynamikkområdemodif iserende overf øringskarakteristikk for hvert kretselement reagerer på nivået og/eller spektralinnholdet av signalkomponenter i kretselementet over en terskel.

8. Kretsanordning ifølge krav 7, KARAKTERISERT VED at det finnes to kretselementer (126, 128) som hvert har en dynamikkområdemodifiserende overføringskarakteristikk, idet ett av kretselementene (126) er et fastbånds-kretselement som modifiserer dynamikkområdet innenfor et fast frekvensbånd, og det andre av kretselementene (128) er et glidebånds-kretselement som modifiserer dynamikkområdet innenfor et glidende frekvensbånd.

9. Kretsanordning ifølge krav 8, KARAKTERISERT VED en styrekrets (136) i fastbånds-kretselementet (126), og en anordning (153, 155) for opprettholdelse av styrekretsen på et nivå like under dens terskelnivå når nivået og spektralinnholdet av inngangssignalet er slik at fastbånds-kretselementet ligger under sin terskel.

10. Kretsanordning ifølge krav 8 eller 9, hvor glidebånds-kretselementets dynamikkområdemodifiserende overføringskarakteristikk har en hviletilstand, KARAKTERISERT VED en anordning (151, 153) for bevegelse av karakteristikken bort fra sin hviletilstand når nivået og spektralinnholdet av inngangssignalet er slik at fastbånds-kretselementet ligger under sin terskel.

11. Kretsanordning ifølge ett av kravene 7-10, KARAKTERISERT VED en anordning (150) for kopling av signalkomponenter mellom eller blant kretselementene som har en dynamikkområdemodif iserende overføringskarakteristikk, for å påvirke terskelnivået for ett eller flere av kretselementene.

12. Kretsanordning ifølge krav 11, KARAKTERISERT VED at anordningen for kopling av signalkomponenter omfatter en filteranordning (152) for begrensning av frekvensbåndet av de koplede signalkomponenter.

13. Kretsanordning ifølge krav 11 eller 12, KARAKTERISERT VED at kretselementene med en dynamikkområdemodif iserende overføringskarakteristikk omfatter en anordning (136, 146) for avledning av et styresignal, og at anordningen (150) for kopling av signalkomponenter omfatter en anordning for på differensiell måte å avlede styresignalet innenfor et kretselement, slik at styresignalet er i hovedsaken upåvirket av utgangssignalet eller utgangssignalene fra et annet kretselement eller andre kretselementer.

14. Kombinasjon av kretsanordninger ifølge ett av kravene 1-13, KARAKTERISERT VED at hver kretsanordning arbeider bare i en del av det totale frekvensbånd, og at kombinasjonen av kretsanordningene modifiserer inngangssignalets dynamikkområde over hele det totale frekvensbånd.

15. Kombinasjon av kretsanordninger ifølge krav 14, KARAKTERISERT VED at det finnes to kretsanordninger (250, 252) som arbeider henholdsvis i den øvre del av frekvensbåndet og i den nedre del av frekvensbåndet.

16. Kombinasjon av kretsanordninger ifølge krav 15, for anvendelse ved lydfrekvenser, KARAKTERISERT VED at kretsanordningen (250) som arbeider i den øvre del av frekvensbåndet, arbeider hovedsakelig over 800 Hz, og kretsanordningen (252) som arbeider i den nedre del av frekvensbåndet, arbeider hovedsakelig under 800 Hz.