CN86104008A - 利用作用替代及重迭技术修改动态范围的电路装置 - Google Patents

利用作用替代及重迭技术修改动态范围的电路装置 Download PDF

Info

Publication number
CN86104008A
CN86104008A CN86104008.2A CN86104008A CN86104008A CN 86104008 A CN86104008 A CN 86104008A CN 86104008 A CN86104008 A CN 86104008A CN 86104008 A CN86104008 A CN 86104008A
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
frequency band
signal
characteristic
frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
CN86104008.2A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1015223B (zh
Inventor
雷·米尔顿·多尔比
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Individual
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
Publication of CN86104008A publication Critical patent/CN86104008A/zh
Publication of CN1015223B publication Critical patent/CN1015223B/zh
Expired legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
    • H03G9/005—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control of digital or coded signals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
    • H03G9/02—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers
    • H03G9/025—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers frequency-dependent volume compression or expansion, e.g. multiple-band systems

Landscapes

  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
  • Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
  • Design And Manufacture Of Integrated Circuits (AREA)
  • Micro-Organisms Or Cultivation Processes Thereof (AREA)
  • Peptides Or Proteins (AREA)
  • Medicines Containing Material From Animals Or Micro-Organisms (AREA)

Abstract

改动信号动态范围，特别是用于噪声消减系统的压缩器和扩展器的电路，其中许多特性被重叠，以便在主模信号出现时显出隐藏的特性。输入信号电平和频谱改变时，一种或多种特性的作用可由其他能在相同频率和电平区操作的一种或多种特性取代，实用的重叠特性为固定波带特性和滑动波带特性。由此可得这些特性之优点，避免其缺点。固定波带和滑动波带电路元件处于“堆叠”中，它们通常在相同的电平范围和至少部分重叠的频率范围内操作。

Description

本发明涉及改变信号动态范围的电路装置，即，压缩（compress）动态范围的压缩器和扩展（expand）动态范围的扩展器。本发明可用以处理不同类型的信号，包括音频（audio）信号和视频（video）（电视）信号，但在此仅就音频信号来说明本发明，本发明的原理可以通过采用已知技术修改所揭示的实施例而应用于其他信号的处理，例如，视频信号的压缩器和扩展器可即时作用，而不需要字节（syllabic）控制电路。
压缩器和扩展器通常一起使用（压缩扩展器系统）以消减噪声，信号在传输或录制之前先预以压缩，而在从传输通道接收或重放之后则再加以扩展，但压缩器可单独用来减少动态范围以适应传输通道（Channel）的容量，而当压缩信号适合最终目的时，则不需其后的扩展。此外，在某些装置中会单独使用压缩器，特别是仅用于传送或录制压缩广播或预录信号的音频装置。在某些装置中则单独使用扩展器，特别是仅用于接收或重放已压缩广播或预录信号的音频装置。而在某些装置中则仅有单一设备，并以交换模式工作，作为录制信号的压缩器和重放压缩的广播或预录信号的扩展器。
在设计压缩器、扩展器和压缩扩展器型噪声消减系统的目的之后所要考虑到的是，压缩器和扩展器对信号的高度适应性。即，对于压缩器而言，除了在主模信号成份的频率上它需依照预定的压缩规律提供动态作用外，在其所有的操作频谱上皆应提供恒定增益（gain）。有关此目的可参照本发明人于1965年10月11日申请的U.K临时说明书43136中的“相应等化（conformal    equalizat-ion）”。此文件（附有本发明人申请于1965年8月11日和1966年1月18日申请的两临时说明书34394和02368）及由其产生的专利（包括US-PS3，846，719和US-PS3，903，485）使用了数种技术来达到该目的，包括目前称之谓“频带分割（band-splittinz）”和“滑动频带（slidin    band）”的技术。
依照频带分裂的方法，频谱被分成许多频带，每一频带皆独立操作。在此方法中，主模信号成份仅在一部份频谱内会影响到动态作用（压缩或扩展），而不象在宽带方法中，主模信号成份会在整个频谱上影响到动态作用，即，频带分割系统较宽带系统提供更高度的适应性或一致性。在理论上，将整个频谱分成非常多的频带可提供高度适应或一致的系统，但由于此类装置的复杂性及造价问题而不切实际，因此，必须选择可提供满意性能的合理频带数量以达成设计上之妥协。在一种熟知且已成功地商业化的频带分割压缩扩展型音频噪声消减系统（通常称作A型噪声消减）中，仍使用了四个频带（Ray    Doldy发表于1967年十月份Vol.15，NO.4的J.Audio    Eng.Soc.中第383至388页的“音频噪声消减系统（An    Audio    Norse    Reduction    System）”论文内）。然而这种系统虽然因为分割了频带使问题限制在个别频带中而减小了先前的缺点，但仍存在着宽带噪声消减系统的问题。这些问题在噪声消减系统的设计中是熟知的，包括噪声消减效果的丧失及相关的问题，例如当发生增益变化以响应主模信号成份时，在主模信号成份未涵（盖的频率上的噪声调制和信号调制。这类问题主要会导致系统无法完美的符合主模信号。这类问题大小的可听度仍取决于系统偏离完美的补偿度有多少。例如，若传输通道响应在压缩器和扩展器的通带内不规则或无法预知，则信号调制效果在扩展器中不会得到补偿。
主模信号成份是指具有足够电平可在所考虑的频带内，达到动态作用的信号成份。在复杂的信号情况下，主模信号成份会超过一个，或是一主模信号成份和子主模信号成份。在依靠压缩器和扩展器补偿度的压缩扩展器系统中，所有的成份都必须依照所定义的压缩/扩展规则来压缩和扩展，以使具有主模信号成份（和其他受动态作用影响的信号）的信号频谱在扩展器中复原。此规定不包括在压缩扩展器系统使用各种公知的适应和追踪滤波器技术和所谓“单端型（Singleended）”噪声消减系统（仅在再生信号上操作），其中滤波器作用并不受限于预定的压缩/扩展规则，且其作用在存在着多重信号时也不能加以预测。
另外一种达到增进适应性和一致性目的的方法是滑动频带技术，其使用各种依信号可变滤波来达到抑制的目的。一般而言，主模信号成份导致一个或多个不同滤波器（如高通、低通、格架（shelf），陷波（notch）等）的截止和交岔频率移动而压缩或扩展主模信号成份。
仅在单一高频带中工作的滑动频带系统说明于US-PS    Re28，426和US-PS4，490，691中。这种系统构成了消费者熟知的B型噪声消减的压缩扩展式音频噪声消减系统的基础，它在双通道（dual    path）装置中包括有与可变滤波器串连的固定高通滤波器的副通道（side    path）。
在“双通道”装置中，压缩或扩展特性是由无动态作用的主通道和具有动态作用的一个或多个副通道所获得的。副通道从主通道的输入或输出取得其输入，且它的输出可与主通道进行加减合成，以提供压缩或扩展。一般而言，副通道提供一种抑制或可变衰减，它与主通道的连接方式决定了它是否将主通道信号成份升压（boost）（提供压缩或降在（buck）（提供扩展）。这类双路装置详述于US-PS3，846，719;US-PS3，903，485;US-PS4，490，691和US-PS    Re28，426中。
用于压缩扩展音频噪声消减系统的单通道装置（如动态作用是由单一信号通道完成）中的高频可变格架滤波器详述于US-PS    3，911，371中。在US-PS3，665，345的图1和图2所示的实施例中说明了一种双通道装置，其中包含在静态情况时具有全通特性的可变格架滤波器。另一种对压缩扩展器系统提供可变格架响应的方法则说明于US-PS3，934，190中。
这些滑动频带装置的缺点是，在具有主模高频信号成份时，可变滤波器交岔频率向高于信号成份的频率移动。因而抑制了在有噪声消减的低频上的频率区域，噪声消减的丧失较频带分割系统中所发生的可听度更高，且相关的副效果（噪声调制和信号调制）也由于滑动频带系统中的倍增效果而比固定频带装置更为严重，此效果来源于滑动频带系统提供压缩的方式。例如，若有一主模高频信号且在这个高频率上需要2dB的增益降低，则可变滤波器截止频率应该沿滤波器斜率移动能提供那样大小衰减的范围。然而，对于靠近滤波器新截止频率的低频而言，该效果可能为5dB或10dB的动态作用，因而会由于可闻信号或噪声调制而丧失全部或大部分的噪声消减效果。换言之，在此例中，主模信号中的2dB变化可能导致在靠近主模信号的频率上5dB或10dB的增益变化。图1是说明此效果的理想压缩器特性响应曲线。（在此文件中，图中所示的特性响应曲线皆属压缩器，而有关扩展器特性则可补足压缩器而求得）。在极少数的情况下，当极高频主模信号成份（如钗音）控制滑动频带滤波器时，可能有非主模中频带信号成份的可闻调制，其中非主模中频带信号成份在扩展器未适当地追踪压缩器时也存在。这问题是所谓“中频带调制效果”。在上述US-PS4，490，691中说明了一种解决此问题的方法。
在固定频带装置中，在所有频带（不论频带分割系统的宽带或单频带）都会发生等量的增益降低，以响应主模信号成份。因此，当信号或噪声调制会发生时，没有倍增效果：主模信号成份的2dB电平变化，不会在离开主模信号成份的频率上导致超过2dB的增益变化。然而，从噪声消失效果的观点看，这是固定频带装置的缺点-当产生抑制以响应主模信号成份时，不会在所有的操作频带内得到全部噪声消减效果。图2是说明此效果的理想化压缩器特性响应曲线。其虽然没有倍增的效果，但在所有发生固定频带作用的频带上仍有噪声和信号调制的可能。
尽管存在有上述缺点，滑动频带装置的优点是，在高于主模信号成份（或在滑动频带系统在频率上向下作用时低于主模信号成份）的频率上得到全噪声消减效果。这样就希望有一种能达到固定频带和滑动频带的优点（例如，固定频带的优点是没有倍增的调制效果，而滑动频带的优点是在高于主模信号的频率上具有最小的信号或噪声调制）又没有各系统缺点（例如，固定频带的缺点是在其操作范围内虽然没有倍增却有噪声和信号调制，而滑动频带的缺点是中频带调制效果）的装置。本发明就提供了这种结构。
本发明并不仅限于可得到固定频带和滑动频带系统的优点而无其缺点的装置，而且也可应用于可得到不同动态和被动特性优点的装置，使滤波器、扩展器和压缩扩展器系统对主模信号具有高度的一致性和适应性，而不使电路过于复杂。
本发明所根据的基本认识是，在压缩器、扩展器和压缩扩展器型噪声消减装置中，将许多压缩/扩展/等化特性相互重叠，使一种或多种特性隐藏到主模信号成份的出现，此时显现隐藏的特性，使其作用，则会更趋理想的相应等化。亦即，依照本发明，用以提供频封而藉以隐藏一种或多种潜伏特性的静态特性被修正成，使潜伏特性响应主模信号成份而显现，以提供比现有技术电路装置更有效的适应等化。
这种特性的揭示可称为“作用替代”，这是因为由一种（或为多种）特性所导致的作用在输入信号成份的电平和频谱内容改变时，可被一种或多种可在相同频率和电平区域内操作的特性作用所取代。这种相对于任何非主模信号成份的替代最好是使压缩器内的传输最大，而在扩展器中最小。本发明使压缩器、扩展器和压缩扩展噪声消减系统的设计者具有更大的弹性来构成响应特性，而勿需诉诸不实际的复杂电路。本发明所提供的压缩器、扩展器和噪声消减压缩扩展器系统，具有更高的能力去鉴别主模和非主模信号成份以及将动态作用仅限制在主模信号上，由于提供了一种在具有主模信号成份之外皆保持恒定升压的噪声消减编码器（压缩器），噪声消减解码器（扩展器）会具有非常稳定的噪声基底，这对高品质的噪声消减系统是最根本的。
为了以最佳方式实施本发明的重叠，需要一种可得到全部“作用替代”的装置。在作用替代装置中，特性是根据主模信号成份的电平和频谱内容而以动态方式在整个或部分频谱上显现和出现的。作用替代提供了潜伏特性的显现。在理想的重叠装置中，特性仅在其能在所有或部分频谱内提供最佳效果时出现，且此特性以后在该区域内完全有效。例如，在压缩器的情形中，对于非主模信号成份而言，理想的特性提供最高的信号输出，而在扩展器的情况中则为最低的信号输出。每一种特性在许多特性的有效交叉区域外，对于非主模信号成份完全有效。在交叉区域中，整体结合的特性不会超过任一特性单独作用的最大作用。最大整体输出不会大于任何单一特性的最大输出。特性相互隐藏，而其中一种或多种特性的显现取决于何者在此刻的信号情况下，对任一特定频率具有最大的效果。
为了便于讨论，设定压缩器系统中的增益会使极低电平信号通过装置时没有衰减。即，最可能的作用是提供统一增益。而如何在存在较高电平（主模）信号时尽可能地在宽范围的频率上达到此增益即是该系统的工作。
因此，在重叠作用压缩器中，将第一滤波器和压缩器元件的输出加以标记。此输出表示总潜伏作用的完成部分，而作用的未完成部分则为输入减除完成部分。因此得到了未完成的部分，并馈入下一元件，以观察其能供献什么（若将全部输入信号馈入第二元件则会发生错误，因为这会导致双重作用）。第二元件的输出仍为此特定元件对总作用的贡献，其作用（希望更成功地）补足了第一元件的部份缺乏的作用。在第一元件的输出在某一特定频率上可忽略的情况中，第二元件的作用可有效地替代第一元件的作用。
任何剩余的潜伏作用则是输入信号减除前两元件的输出。因此该差值信号再馈入第三元件。若具有足够的元件，且其中至少某些对于主模信号的存在具有足够的鉴别力，则在非主模频率上，所有元件增益的总和会接近所需的统一和。
在主模频率上，整体压缩器的增益不能准许被统一，而必须遵照特定的压缩规则，以避免通道超载，且使扩展器能将信号复原。
本发明的重叠效果可由不同的电路装置取得的，其最基本者仍直接遵循上述的介绍，即，其有效的效果是因为将输入馈入许多不同的元件，并相加这些元件的输出。例如，若每一元件皆有输入端，参考电位端（例如地端）和输出端，则第一元件的输入是相对于参考电位的输入信号，第二元件的输入是相对于第一元件输出的输入信号（例如，第一元件输出与输入之差值），第三元件（若具有第三元件）的输入是相对于第一和第二元件输出之和的输入信号（例如，输入信号与第一和第二元件输出之和的差值），而若有更多的元件，则以此类推。这可以由许多等效的方法来实施，如图3所示的电路拓扑，其中输入和输出仍如上所述。
然而，在图4中揭示一种较简单的方法，其中三端网络元件以不复杂的方式连接在一起，但仍能达到图3中所示装置的同样效果。输入信号加到各元件的输入端。第一元件输入是相对于参考电位的（例如，其第二端连接至参考电位）;第二元件输入是相对于第一元件输出的（例如，其第二端连接至第一元件的输出端，而非参考电位）;第三元件输入（若有第三元件）是相对于第二元件输出的（例如，其第二端连接至第二元件的输出端，而非参考电位），若还有其它元件，则依此类推。整个输出取自最后元件的输出端。这个装置可称作元件的“堆叠”，由于它较简单，所以是实施本发明的较佳方法。但其他电路拓扑虽然复杂度和造价较高，但亦可提供相同或类似的结果。例如，图5是用以说明由图3拓扑转换到图4拓扑的装置。图3、4和5彼此等效：图5是图3和图4间的转换，其保留相加输出，但去除一个元件以外，所有元件的第二端都不连接参考电位。
虽然本发明可应用于具有不同动态和被动特性的元件组合，但实际上，非常有用的特性结合是固定频带动态特性和滑动频带动态特性的重叠，在此亦对此加以说明。采用本发明的技术，可得到两种特性的优点，但却能避免它们的缺点。因此，若滑动频带特性和固定频带特性在几乎相同的频率范围（宽带或指定频带）和电平范围中重叠，重叠结合的静态特性显现出与两者个别的静态特性完全相同，这是因为两静态特性本身即为相同。当主模信号成份出现在他们的频率范围内时，各特性即会起作用-固定频带特性以类似于其独自作用的方式在频率范围内均匀地降低电平，而滑动频带特性则也可以类似于其独自作用的方式滑动。
然而，两种作用并不独立：每一作用皆会多少参照对方。当这些变化发生时，在静态情况中显现为一种特性（图6A）的两种特性就显示成：合成特性在高于（或低于，这取决于滑动频带在频率中是向上还是向下作用）主模信号的频率上显现滑动频带特性，而在低于（或高于）主模信号的频率上显现固定频带特性。在图6B所示的实例中，滑动频带高于主模信号;在图6c所示的实例中，滑动频带低于主模信号。所显示的两种操作在主模信号的频率上被分割。即，滑动频带特性所留下的“空白”（uncovered）区域由固定频带特性来填充，事实上，固定频带特性提供了底层或基本电平。换言之，有一种作用代替，响应主模信号成份，因此得到了固定频带和滑动频带装置的优点，并避免了两者的缺点。在高于（或低于）主模信号的滑动频带特性操作之处，得到了最大的噪声消减效果和最小调制效果，并避免在低于（或高于）主模信号之处，由固定频带特性的存在而导致噪声消减的丧失和中带调制效果。因此，不会在低于（或高于）主模频率之处，具有滑动频带特性单独操作时的倍增效果，但在高于（或低于）主模频率之处却可得到滑动频带特性的优点。
藉著频带分割装置，使其内的高频频带和低频频带各包含重叠的固定频带/滑动频带特性，可得到更适应的装置。在高频带中，滑动频带在频率中向上作用;而在低频频带中，滑动频带在频率中向下作用。在静态情况中，特性因重叠而提供整体扁平的特性。通过在频带的中间（比如，对于音频系统的800Hz）选择共用的静态角频率和不太陡的滤波器斜率（例如6dB/倍频程），可以经由处理而凭藉整个频带的高频及低频频带而获得优良的主模信号追踪。这种高频和低频频带具有相同低电平增益的装置，其静态响应如图7A所示呈扁平状。
图7B是多级压缩器装置在不同频率下的单一高电平主模信号轨迹，该多级滤波器装置结合图22、23和24（在各情况中没有各别的频谱歪斜和反饱和网络）详述于下，因为图22、23和24的压缩器装置使用两个16dB低电平增益的低频级和三个具有24dB低电平增益的高频级，所以如图7B所示，静态响应在低频时为16dB，在高频时则增至24dB。在图7B中，对于不同频率（100Hz、200Hz、400Hz、800Hz、1.6KHz、3KHz和6KHz）上的每一高电平（相对于低于系统中最大电平约20dB的参考电平为0dB）音频（主模信号），低电平音频（-60dB至-70dB）皆在频谱上被排除，以显示存在主模信号时的整体响应。滑动频带响应出现在高于和低于主模信号处。两主模信号的存在导致主模信号间的固定频带响应，以及在高于和低于最大噪声消灭为最大临限的频率上导致滑动频带响应（图7C;图7C如同图7A，高频和低频频带具有相同的低电平增益）。
显示于图7B和7C中良好的追踪性能是利用频带分割装置内的两频带中各具有固定和滑动频带特性而达到的。例如在图7C中，若未使用两固定频带，则在两主要主模信号之间的区域内很明显的具有非主模信号的严重缺点（低劣的噪声消减效果）。在同时存在极低频和极高频主模信号时，如果需要，则可并入一个部分与高频和低频频带重叠的中带（例如400Hz至1.6KHz的通带）以改进中频范围中的噪声消减，中带元件的输出可以馈至高频和低频堆叠的底层。在实际的音频噪声消减电路中，并不太需要这种加强。
注意作用替代可以达到良好的信号追踪。考虑一下使用熟知的高斜率（12dB/倍频程或更高）高通和低通可变滤波器。首先，滤波器输出在静态情况中不会结合成扁平特性;对于低频和高频使用类似的衰减形状，仅对单极滤波器而言是可能的（图7A）。其次，一但一个或两个滤波器滑动，则会出现非主模信号不足（低劣的信号消减）。
在本发明中，限定级界的滤波器是具有最佳低电平响应的单极滤波器。在存在信号时，使用额外的单极滑动频带格架滤波器，因而得到似双极结果，但没有双极滤波器中固有的超量相移（反相）。通过作用替代，固定频带的插入会进一步调整响应。使用数个交错的电平级提供似多极效果，以形成合成响应-亦即，系统鉴别主模和非主模信号成份的有效网络陡度或能力。
就整个压缩器或扩展器的动态恢复特性而言，作用替代可进一步提供改进的性能。固定频带的恢复时间基本上与频率无关，至少对通带而言是如此。滑动频带电路对于频谱通带端上的非主模信号具有较快的恢复时间，而对于频谱阻带端上的非主模信号具有较慢的恢复时间。因此，控制电路恢复时间的选择是恢复时间情况与所得到的稳定状态和调制失真量之间的妥协问题。然而，使用作用替代技术会使这种妥协容易许多，特别是，固定频带在整个系统提供固定而快速的恢复时间，因此滑动频带可以比其他者使用更长的时间常数，这造就了低的调制失真和快的恢复时间。
图1是说明熟知滑动频带倍增效果的理想化压缩器特性响应曲线。
图2是说明熟知固定频带抑制效果的理想化压缩器特性响应曲线。
图3是说明用来实施本发明的电路拓扑方块图。
图4是说明与图3的拓扑等效且更良的实施本发明的电路拓扑方块图。
图5是说明由图3的拓扑转换到图4拓扑之间的另一电路拓扑方块图。
图6A是显示依照本发明重叠的固定频带和滑动频带静态响应的理想化压缩器特性响应曲线。
图6B是显示响应稍高于依照本发明重叠的固定频带和滑动频带临限值的理想化压缩器特性响应曲线，其中滑动频带在频率中向上作用。
图6C是显示响应稍高于依照本发明重叠的固定频带和滑动频带临限值的理想化压缩器特性响应曲线，其中滑动频带在频率中向下作用。
图7A是显示高频和低频电路静态响应的理想化压缩器特性响应曲线，其中每一电路皆具有依照本发明重叠的固定频带和滑动频带元件，并且有相同的800Hz角频率。
图7B是显示主模信号存在于各种频率下与图7A相同的高频和低频电路追踪响应的理想化压缩器特性响应曲线。
图7C是显示存在两个主模信号时与图7A相同的高频和低频电路响应的理想化压缩器特性响应曲线。
图8是说明本发明较佳实施例基本操作的电路简略图。
图9是显示实施本发明的等效装置方块图。
图10是说明修改过的实施本发明的装置方块图。
图11是说明依照本发明可合成多重特性作用的方法的部分概略方块图。
图12A是说明图11的装置操作的理想化压缩器特性响应曲线。
图12B是说明图11的装置操作的另一理想化压缩器特性响应曲线。
图13是显示本发明一实施例的一部份概略方块图，其中固定频带元件和滑动频带元件堆叠在一起，且每个具有独立的控制电路，元件的控制电路又具有与另一元件任选交叉耦合的功能。
图14是修正图13的实施例，其中滤波器包括在元件控制电路的耦合中。
图15是修正图13的实施例，其中两元件具有共用控制电路。
图16A是修正图15的实施例，其中固定频带元件未位于其正常的静态电平。
图16B是修正图15的另一实施例，其中固定频带元件未位于其正常的静态电平，并提供一种交叉耦合，使滑动频带元件的角频率不位于其正常的静态电平。此图也显示了本发明的另一面，即从相器电感元件的分流器。
图17A是显示图13至16的装置中电路静态响应的理想化压缩器特性响应曲线。
图17B是显示稍高于图13至16的装置中电路元件临限的理想化压缩器特性响应曲线。
图17C是显示更高于图13至16的装置中电路元件临限的理想化压缩器特性响应曲线。
图18是依照本发明的高频固定频带/移动频带级实施例的部分概略方块图。
图19是依照本发明的低频固定频带/移动频带级实施例的部分概略方块图。
图20是显示使用图18和19的高频和低频级的第一型双通道装置方块图。
图21是显示使用图18和19的高频和低频的第二型双通道装置方块图。
图22是具有使用图18和19的高频和低频电路串连级的扩展器系统方块图。
图23是使用图18和19的高频和低频电路的可交换压缩器扩展器部分概略方块图和说明使用副主通道以简化交换。
图24是使用图18和19高频和低频电路的可交换压波器/扩展器的部分概略方块图和说明使用与图22装置中的压缩器部分并连的反相放大器以简化交换。
图25是说明图24中操作的熟知交换装置方块图。
图26是关于图22、23和24中装置的特性压缩响应曲线。
为了详细了解本发明较佳实施例基本拓扑的操作，首先应将装置简化而使其只具有两个元件，每一元件皆如图8所示是宽带（频率独立）电阻衰减器，各元件最可能的作用是提供单一增益。R1和R2构成了第一衰减器（R2可变），为一三端网络，在其输入上接受Vin，其第二端接地，其输出经由单一增益的缓冲器加到另一衰减器的第二端。第二衰减器为R3和R4（R4可变）组成的另一个三端网络，在其输入上接受Vin，而在其输出上提供整体的合成输出。
首先，假设R2和R4很大，则网络不提供任何衰减（由其对R1和R3的共用输入来看），而Vin存在于节点n1和n2（分别为R1/R2和R3/R4的接点）。因为R4的电位为零且无电流流经R4，所以Vout必定等于Vin。已知在无源三端网络中，若没有接地的内部接线，则输入对输出的电压传递函数为另一输入对输出的补数（例如，若相对于一输入的传递函数为“t”，则相对于另一输出的传递函数为其补数“1-t”）。因此，顶部网络的传递函数相对于作用在R3的信号为1，而相对于作用在R4的信号的互补传递函数为零。由两传递函数所产生的电压和即为Vin。
其次，假设R2很大但R4很小，因而下元件没有衰减，而上元件具有最大衰减（由其对R1和R3的共用输入来看）。亦即，Vin若存在于节点n1，则因为R4很小，所以也必定存在于节点n2。由于顶部网络的衰减最大，因此没有来自经由R3的输入。亦即，输出是Vin。或者从传递函数的观点来看，则顶部网络的传递函数相对于作用到R3的信号为零，而其相对于作用到R4的信号的互补传递函数为一。两传递函数所产生的电压和即为Vin。
对此一般情况而言，应说明元件的颠倒配置对结果并不重要。假设R4很大，但R2很小。这样上元件没有衰减，而下元件则具有最大衰减（由其对R1和R3的共用输入来看）。因此，若节点n2上的电压为Vin，则由于R4很大而没有流经的电流，所以这个电压也必定是输出电压Vout。就传递函数而言，顶部网络的传递函数相对于作用于R3上的信号为一，而其相对于作用于R4的信号的互补传递函数为零。由两传递函数所产生的电压和因而为Vin。
所以，若两元件没有衰减（从R1和R2的输入来看），则输出是Vin。由上述可知，不论其他元件是否有衰减。若两元件之一没有衰减（从R1和R3的输入来看），则输出也为Vin。
在下面的叙述中，将这种分析在稳定状态基础上延伸到更复杂的情况中，其中利用场效应晶体管（FET）作为可变电阻元件而提供衰减，且此衰减仅在输入信号的频带部分有效。
有关本发明的操作，可导出数种一般性的观测。这些观测不仅对上述简单的电路装置有效，对于本发明所预期的更复杂的电路装置中大部分信号情况也有效。首先，任何元件的最高传输是输出。其次，元件的特性不会使输出特性在大小上大于两元件的最大值（例如，特性不能供应太大效果），第三，一元件的特性视其大小而被另一元件的特性所隐藏，虽然用其他电路装置也可取得这种结果，但由于本发明的电路装置可用简易方式达到所需的结果，所以更好。
实际上，第一观测特别实用于仅有一个元件失效以用来响应信号情况而只留下一个元件来提供压缩或扩展。此时，剩下的元件提供其全效果（视其受主模信号的影响大小，也会小于其最大效果）。有关于此的实例是在相同频率范围中操作的滑动频带和固定频带的装置（例如，具有图6B或6C的响应）。主模信号会使滑动频带元件向上移动（或向下移动），而全部失效了其在主模信号频率上或附近的效果。然而，固定频带元件仍然完全有效（虽然因主模信号的存在而小于其最大效果）。这恰好是在低于图6B中主模信号的频率和在高于图6C中主模信号的频率上的情况。但要注意的是，在整体响应由固定频带变为滑动频带响应的交叉区域中（在图6B和图6C中主模信号的频率上），仍有整体响应大于任何元件响应的这种响应的增大。此增大效果通常发生于特性操作体系在小于其最大效果交叉处上操作时。此效果反应于方程式1的乘积项中。
第二观测是本发明基本的“限定遮盖”效果。即，合成特性的最大效果不大于各特性的最大效果。然而，当特性在小于其最大效果上操作时，上述的响应增大就发生在交叉区域中。
第三观测也是本发明的基础，即准许特性作用的替代，以响应信号情况的变化。
本发明即提供一种电路，用以修改频带内输入信号成份的动态范围。其中互连有许多电路元件，每一元件具有其自己的被动或动态特性作用。至少一元件具有动态特性作用，特性作用至少一部份在基本相同频率和电位区域内操作，电路元件被互连成对于输入信号成份的某些电平和频谱内容，一个电路元件的特性作用至少在频带的一部份中替代另一个电路元件的特性作用。电路元件的互连通过特性重叠而提供特性作用替代，其中整个电路特性作用是得自许多电路元件的个别特性作用，因此对于输入信号成份的电位和频谱内容的任何合成，一个别的特性作用定出整个频带，或每个个别的特性作用定出整个频带的一部份。定出全部或部份整个频带的个别特性作用抑制了在相同频率范围内具有较少效果的任何其他个别特性作用或特性作用的效果。对于输入信号成份的电平和频谱内容的任何合成，整个特性作用在任何频率上几乎没有大于任何可在该频率上操作的个别特性的效果。
两互连元件合成的整个电压传送函数具有下列的形式：
Vout＝Vin〔t1（s）+t2（s）-t1（s）t2（s）〕
（式1）
其中Vin是施加的电压，Vout是输出电压，t1（s）和t2（s）是各元件的传递函数。
此式确认上述的操作。即，整体输出是传递函数之和减除其乘积。换言之，对于传递函数可重叠的范围，从传递函数的合减除-因数。第三项的存在是本发明的作用替代和重叠效果。
以固定频带/滑动频带实例来看，固定频带和滑动频带响应在其不重叠之处维持其独自的特性。在重叠区域（例如，其有效交叉区域）则彼此重叠，使交叉区域中的整体结果不大于元件个自的作用。
相同的基本原理可以以所述相同的方式应用于大量连接的元件上，如图3至图5和图8至图11所述，虽然传递函数方程式会变得更复杂。大量结合的元件可用交互作用程序来分析，并自上述两元件分析法来推出：例如，对于三个元件的结合而言，首先考虑两个元件，将其输出视作两合成元件中单一元件的输出，则以上述方式互连的三个元件合成的整体传递函数具有下列的形式：
Vout＝Vin〔t1（s）+t2（s）+t3（s）-t1（s）t2（s）
-t1（s）t3（s）-t2（s）t3（s）+t1（s）
t2（s）t3（s）〕 （式2）
其中V1是施加的电压，Vout是输出电压，t1（s）、t2（s）和t3（s）是各元件的传递函数。除了存在有三个传递函数乘积项之外，其形式与两元件者相同。
在实际上，电路可同时包括增益和衰减。元件之间单一增益缓冲器为象征的，若阻抗适于避免负载效果，则可省略，在图8装置最简单的情况中，若阻抗适当，则缓冲器B应被省略，使节点n1与可变电阻器R4直接连接。虽然，形成的电路在元件之间会具有在使用缓冲器时没有的交互作用，但在某些应用上，电路的性能仍可满意。
说明图8电路的上述式1为图9方块图的等效装置。输入信号被加到其输出相加的三条路径上。第一路径包含在方块2中的传递函数t1（s），第二路径包含在方块4中的传递函数t2（s），而第三路径包含分别示于图6和图8的传递函数t1（s）和t2（s）的串连组。第三路径中传递函数乘积被反相器10反相，以便在方块中合成时减除。虽然这种结构因其复杂而不切实际，但其说明了相同的结果可以利用其它电路装置达成。式2提出了用于三个元件的类似的修改结构。本发明的技术也可使用软件程序控制的特殊目的或一般目的的数字电脑来实施。其中软件程序执行实施本发明作用替代和重叠原理的演算法（algorithm）。
图3说明在本发明概述中描述的等效装置。所示的四个三端元件14、16、18和20分别具有传递函数t1（s）、t2（s）、t3（s）和t4（s），每一元件的第二端接地，而第二端输出则连接于求和装置22。输入信号Vin加到相关于地端的元件14的第一端和第一求和装置24。元件16的输入是通过求和装置24从输入Vin减去元件14的输出。元件18的输入是通过求和装置26从元件16的输入减去元件16的输出。元件20的输入是通过求和元件28从元件18的输入减去元件18的输出。
图4（也是本发明概述中的参照者）更进一步说明图8所述的较佳实施例。在图4的装置中，所示的四个三端元件30、32、34和36分别具有传递函数t1（s）、t2（s）、t3（s）和t4（s）。输入信号Vin施加到相对于参考电位（地端）的元件30、32、34和36的第一端，只有元件30的第二端连接于参考电位。元件32第二端的输入是元件30的输出（来自其第三端）。元件34第二端的输入是元件32的输出（来自其第三端）。元件36第二端的输入是元件34的输出（来自其第三端）。整体输出仍取自元件36的第三端与参考电位之间。此种装置可称作是元件的“堆叠”而且相信是实施本发明最简单和最有效的方式。
图5（本发明概述中所参照的图3与图4之间转移装置）说明另一种等效电路拓扑。为了说明图3、图4和图5仍使用四个元件。按照本发明技术的重叠效果可使用两个或多个元件达成，其中至少一个是如下所述的动态元件。在图5的装置中，所示的四个三端元件38、40、42和44分别具有传递函数t1（s）、t2（s）、t3（s）和t4（s）。输入信号Vin加到相关于参考电位（地端）的元件38、40、42和44的第一端。只有元件38的第二端连接于参考电位。元件40第二端的输入是元件38的输出（来自其第三端）。元件42第二端的输入是元件38的输出和从元件40的输出减去元件38的输出（取自求和装置48）之和（来自求和装置46）。元件44第二端的输入是求和装置46的输出和从元件42的输出减去求和装置46的输出（取自求和装置52）之和（来自求和装置50）。整体输出仍取自求和装置54。此求和装置54连结元件38、求和装置48、求和装置52和求和装置56（此求和装置56从元件44的输出减去求和装置50的输出）的输出。
图4的堆叠装置可引入图10所示的分支来再修改。这种装置适用于制造比类似于图4的直接连接所取得的更为复杂的重叠效果。在图10中，堆叠中第二“级”的修改是具有两个元件而非一个元件。因此，输入Vin仍施加到传递函数分别为t1（s）、t2（s）、t3（s）和t4（s）的方块58、60、62和66的第一端。方块58的三端网络的第二端仍连接于参考电位（如接地），而且第三端馈至方块60和62的第二端。方块60和62第三端的输出仍在求和装置64中相加。并供给方块66的第二端。整体输出仍取自方块66的第三端。也可是其他分支装置：图10的装置仅是将元件依照本发明组成的一实例。
虽然未示于图3、4、5和10中，但元件间的连接可被缓冲或不缓冲，但如上所述，最好是被缓冲。此外，虽然在此所示的装置使用三端网络，但根据这些技术也可有其他的等效电路，其中某些或全部的元件为三端或四端网络，每一网络“浮接（floot）”或连接于参考电位。例如，可使用变压器和各种隔绝技术来达到图3至图5和图8到图10所示的“差值馈给，求和输出”装置。
关于依照本发明的技术做任意元件的结合，为了提供整体压缩器和扩展器，至少有一元件的传递函数是压缩器或扩展器函数。所有有源元件（例如，具有动态改变以响应信号情况的特性）通常必须以相同的方式操作（例如，提供压缩器和扩展器作用）。一个或多个元件可具有被动特性（例如，特性不动态变化以响应信号情况）。只要有源元件具有动态特性，提供超过一个的无源元件是有用的，当动态特性改变时，可显现不同方面的被动特性。
虽然依照本发明的元件装置可做为压缩器和扩展器。但最好将其使用于US-PS3，846，719;US-PS3，903，485;US-PS4，490，691和US-PSRe28，426中所述双通道压缩器和扩展器装置的一条或多条副通道。
虽然基于某些目的也可用单一控制电路来控制多于一个的有源元件，但每一有源元件最好由其自己的控制电路来控制其可变情况。在使用个自的控制电路时，虽然这些控制电路可独立操作以响应各元件中的信号，但如下所述，在实际上，整体电路性能可通过将额外的信号供给控制电路来改进。很显然，根据稳定状态衰减器元件而进行的简单分析，并不能完全应用于实际动态情况中，如元件具有控制电路的情况和这些控制电路可与其他元件及整体系统的某些部份有互连线的情况。
某些有源元件可具有动态作用要开始响应主模信号的临限，此也为其优点。在设计元件堆叠时，在有源元件中选择不同的临限电平，可有利于影响各种元件特性响应不同主模信号而显现的次序。然而，通常为了达到重叠效果，有源或动态元件必须作用在相同的电平范围中。即，导致动态作用的输入信号电平范围应该近似相等（容少许分贝的变化）。
图11的装置可说明许多具有不同特性的元件可有效的结合。并叙述堆叠中元件间相关临限的设定。为了便于了解起见，在此图（以及图13至16）中仅显示必须用来说明概含的主要元件。该装置可在变通道压缩器和扩展器中形成噪声消减副通道，或者形成独立的压缩器。此装置只是组合许多具有不同特性元件方式的一例。另一种元件的组合对元件提供了相同频带内向上作用和向下作用的滑动频带特性。
在图11中所示的五个元件堆叠，具有宽带衰减元件68，固定频带衰减元件70，滑动频带元件72，第一点频率衰减元件74和第二点频率衰减元件76。每一元件皆接受输入信号。具有800Hz角频率的高通滤波器78和80形成了元件70和72传递函数的一部份。以960赫（相关于四工录象机中磁头转动的音频干扰频率）和15.75千赫（在525条线电视系统中水平扫描频率上的音频干扰频率）为中心的带滤波器82和84分别形成了元件74和76传递函数的一部份。每一元件皆具有其自己的独立控制电路86、88、90、92和94，基本上为整流器（rectifier）和平滑（smoothing）电路，包括可依需要而具有频率加权或宽带增益的放大器。每一控制电路最好只响应其个别元件的输出;即，使用求和装置89、91、93和95（注意各元件底部的减除馈给）得到控制信号。控制电路控制可变电阻元件96、98、100、102和104，实际上可为FET，而控制电压供给其栅极输入上。固定频带衰减元件68、70、74和76具有串连电阻器（分别为106、108、110和112），以配合FET形成可变驱动器。滑动频带元件72具有一串连电容器114，以配合FET形成可变高通滤波器。在图11的较佳堆叠装置中，元件68相对于参考者（示为地端）被驱动，而其他各元件则相对于其下方元件的输出经缓冲器（单一增益的缓冲器116、118、120和122）而被驱动。注意这些滤波器，每一个皆具有连接至其下方元件输出的参考端。每一元件皆具有临限电平，当元件中信号电位上升到该电平，则可变元件中开始有变化。各元件皆被假设成提供10dB的最大动态作用。此装置的整体输出是经由单增益缓冲器124取自上部元件的输出。
在静态中，图11装置的限定包封是10dB总动态作用（宽带）。当出现信号成份时，会显现不同元件的特性，以响应该成份的频率及电平。响应这些信号成份元件特性的显现次序取决于各个元件的操作频率范围及其相关的临限电平。
首先考虑两个实例。若出现200Hz的音调，启始于副临限电平并逐渐增加电平，则宽带元件最后会无效，但其他仍然有效。因而，图12A中所示的整体特性是属800Hz固定与滑动频带的，固定与滑动频带两者同时存在而部分地隐藏两点频率特性：960Hz点频率特性和滑动频带特性的顶端，滑动频带的高通滤波器向上移动，以响应2KHz音调，滑动频带特性隐藏了15.75KHz点频率特性。
在图11的装置中，各元件具有其自己的控制电路，控制电路通过差分控制信号的产生对应单个元件中的信号而完全操作。元件可各有完全独立的带差分或无差分控制电路以及各种交叉元件中设定不同的临限电平，但在滑动频带元件中仍在频率端极维持适当的控制电路增益。另一种称作“藏置（parking）”的交叉连接将配合图16A和16B说明如下。
参照图13，宽带衰减的固定频带元件126仍与滑动频带元件128堆叠在一起，滑动格架在频率中向上作用，并且有宽带静态特性：以电感元件替代电容器会导致滑动格架在频率中向下作用。实际上，旋相电路用来模拟电感器。固定频带元件具有一串连电阻器130和连接于参考电位的分流FET132，当FET源极支路上的电阻根据加在其栅极的控制电压受控制时，它们形成了可变衰减器。固定频带元件的输出经缓冲放大器134加到整流器和平滑电路136。滑动频带元件128包括被FET142所分流的并连电容器138和电阻器140，其中FET又在缓冲器134的输出端上连接于固定频带元件的输出。滑动频带元件的输出供给缓冲器放大器144，随意求和装置166，以及整流和平滑电路146;其中整流和平滑电路146对FET142提供控制电压。元件组合的输出仍取自缓冲放大器144。
如图11所示，在产生下一元件的控制电压时，可使用堆叠中一元件的输出以升压下一元件的输出，这不仅示于图11中，而且也示于图13中，其中来自缓冲器134的滑动频带元件的输出在求和装置150中被从来自缓冲器144的固定频带元件的输出中减除。固定频带元件的升压信号可被处理或大于或小于滑动频带元件的输出（通过放大或缩小），而且升压信号可被反相，使得固定频带元件输出增加时，升压信号会降低。这些原理通常应用于任何本发明装置中的连续有源元件上。
在图14所示的另一种方式中，来自固定频带元件的升压信号由位于固定频带元件的控制电路环路中的滤波器152做首次修整。一般而言，滤波器应是位于整个电路操作频带内的高通或低通滤波器。未被滤波的升压信号（如虚线所示）可以以图13的另一种方式（例如随意合成装置150）来供给。经滤波的升压信号可用类似于图13中所示未被滤波的升压信号的方式来处理。
在另一种控制电路耦合变化中，可将一个元件的控制电路中的已整流信号馈给另一元件的控制电路的DC部份。例如，在图13中，求和装置150会位于整流器和平化电路146的输出与FET142的栅极之间。而来自元件126的升压信号会从整流器和平化电路136的输出取得。这种形式在上述讨论的方法中，当由于AC并入/升压，信号相位关系会不正确时，是很有利的，但其缺点是如图14所示，不能对耦合成份应用选择滤波。
虽然希望各元件使用单独的控制电路以产生更一致的效果，但在某些应用中，如图15所示，可减掉一个控制电路而使两个元件使用一个共用控制电路。（在图13至15中，相同的元件标示以相同的数字）。在图15中，来自整流器和平滑电路136的固定频带控制电路的输出，经一缓冲器148也被提供来控制滑动频带的FET    142。
图16A表示一种图14的修改，其中电路具有一种称作“藏置”的副加特征。藏置的概念是，当元件处于其临限电平以下时，将响应特性预设或“藏置”于某电平及/或频率上，而非其静态电平及/或频率上。在固定频带元件的情况中，固定频带控制电路所藏置的电平，正好位于其临限之下，这样使电路能更快的响应输入信号中的变化。检测器153感测固定频带控制信号，产生适当的信号，并供给求和装置155，在其中与控制信号相加或相减以提供固定频带的藏置信号。在操作时，藏置信号电平最好设定在固定频带电平之下。高于临限电平时，固定频带控制电路起作用而排除藏置检测器。因此，检测器153需要感测固定频带控制信号，而仅在固定频带元件低于其临限时，才提供正确的信号电平，以便把固定频带控制电路藏置于所要的电平中。提供这些功能的检测器可用不同的方式来实施：一种适当的装置是以“完美二极管”电路来感测固定频带控制电压的。这类电路是已熟知的，且使用偏压的运算放大器，当电路在感测的信号升高到偏压时，将其输出由正转换到负。完美二极管电路的输出（若需要则可在电平上做适当的调整）做为最大选择器电路，它接受固定频带控制信号以提供所要的藏置信号。
图16表示另一种使用藏置的堆叠固定频带和滑动频带元件的装置。在此情况中，滑动频带元件129具有电感器139（由实际实施例中的旋相器电路来模拟），使移动频带电路向下操作。在图16B的装置中，不仅在固定频带电路中，而且也在滑动频带电路中提供有藏置。对于滑动频带电路，藏置的概念是只要存在有固定频带遮盖特性，则可将滑动波带预先滑移（将其“藏置”）到施加信号时最易起作用的频率区域。这改进了响应时间，并减少了调制失真。在其静态中，向下作用的滑动频带通常会在其宽带状态中（没有任何藏置电路的话），即，高频截止会为无限：换言之，若将此电路使用于图19所述的装置中，则全进入低频阻波带。当信号出现时，频带向下滑动而衰减主模信号，对于语音和音乐而言，极可能会在100赫至1千赫。因此，低频滑动频带最好藏置于正好进入图19装置的低频通带的约400Hz截止频率上。藏置影响在信号超过固定频带临限时即会消除，这表示了固定频带遮盖显著的减少或消失。检测器153感测相关于参考电压的固定频带控制信号，并产生藏置信号，此信号经求和装置/最大选择器151而供给滑动频带的FET142。当信号高于固定频带临限之后，若施加的频率低于400赫，则滑动频带控制电路将接受而将频带向下移动。若频率超过400赫，则滑动频带控制电路仍会接受，但使截止频率向上移动。检测器153需要感测固定频带控制信号，而且只有在固定频带元件低于其临限时，才提供正确的信号电平，将滑动频带电路藏置于所要的频率上。图16A装置中所述的检测器也适用于图16B的装置。
虽然滑动频带藏置装置可配合高频滑动频带电路使用，但由于可能施加的信号频率是在高频阻带频率范围（参照图19和20的装置），此与低频情况不同，已属较正常的情况，所以优点较低。
图16B表示相关于上述藏置电路的另一种特征，用于降低模拟电感139的旋相器所产生的噪声。表示成开关157的分流器跨连于电感器139。此开关由来自检测器153的信号所控制。如检测器153所感测的，在固定频带和滑动频带电路的临限之下，滑动频带电路129和电感器139不需是有源的。因此，当电路低于其临限时，模拟电感的旋相器被分流器短路。在实际的电路中，分流器可利用FET来实施，检测器153的信号被供给FET栅极。此外，分流器可位于任何输入点至适当的输出点上，此两点具有相同的信号电平。使用分流器来消除有源元件中的噪声可使用于任何双线或单线压缩器或扩展器电路中，这是因为在这种电路中，有一部分输入信号电平范围，其中电路不提供动态作用。这种分流器对于藏置电路而言，并非是必须的。在图16B的装置中，得自检测器153的藏置信号仅恰好适于分流器的控制。
图16A和16B中实施例的藏置和旋相器分流特征，并不一定要使用在图14的装置中，例如，不一定要使用滤波器152。藏置特征可应用于诸如图11等的一般装置中。
图13至16B的交互连接装置因而对电路设计者提供了相当大的弹性，以决定两元件所要交互作用的临限。
通常，堆叠的元件各具有单个且独立的控制电路，如图13的装置。元件在堆叠中的次序并不重要：以任何次序安排的元件可得到相同的结果。然而，若在控制电路中没有交互耦合，或交互耦合只提供部份差分控制（如图14所示，只有在升压信号是来自滤波器152时），则元件堆叠的次序会影响到整体结果。
为了了解固定频带和滑动频带元件所构成的两元件堆叠的操作（如图13至16所示），假定具有800赫角频率的固定单极高通滤波器与两元件的输入串连，而固定频带元件的有效临限是-62dB，滑动频带元件的有效临限是-66dB。每一元件又被假设成具有10dB的最大衰减。例如，若在-66dB的电平上提供12千赫信号，则滑动频带特性的角频率开始滑动，但由于固定频带仍无不作用且支持包封，所以并不影响整体的特性包封。已变动的滑动频带特性仍潜藏着。此情况示于图17A中，它与静态情况有相同的包封，但用虚线表示了已变动的滑动频带特性，这样持续至信号到达-62dB的固定频带元件的临限。当信号超过固定频带临限（数个dB）时，固定频带即开始衰减显露出滑动频带特性的顶端，随着信号电平上升滑动频带特性继续向上滑动。此情况示于图17B中。当信号电位超过固定频带临限数个dB时，如图17C所示，固定频带继续衰减，而滑动频带则继续向上移动。
如US-PSRe28，426所述，为了得到滑动频带FET完全的衰减，在高电平上，必须在控制信号环路中具有足够的高增益。在该专利中所说明的解答是在环路中提供高频加权放大。然而，该方法缺点是在低电平上的环路增益太高（使频带滑动远超过所需要的）而且也很难维持足够高的滑动频带临限。
采用图13和14中所述的交互连接技术，在高和低信号电平上可以取得所需的滑动频带临限并有所需的环路增益。若使用图13所示具有随意求和装置150的装置（即，全升压效果），则在固定频带临限之下，根本不会有滑动频带FET的控制信号，而且在极高电平情况下，当固定频带无效时（例如，全衰减），则在滑动频带控制信号环路中提供全增益，但不提供进一步的升压。
事实上，全升压方法提供了比所需要还大的升压效果，若使升压作用小些，则可达到性能的改进。例如，只要固定频带不衰减，则滑动频带控制信号环路的有效高频增益会降低约5dB;然后，当固定频带衰减时，升压作用会被降低;而当固定频带完全衰减时，升压作用即达到0dB。在应用时，在需要高滑动频带临限时，图14的装置准许使用宽带及频率选择升压作用。在高频滑动频带元件中，由于在高频端极上最需要升压作用。所以使用一个高频滤波器（图14的滤波器152）以得到频率选择升压信号，其等化控制放大器提供了最大增益。在下述中将进一步说明的实际实施例，使用了1.6千赫的截止频率。对于低频滑动频带元件而言，在高电平低频上需要提供高环路增益。此时，在图14装置中的滤波器152是低通滤波器。在下述中将进一步说明的实际实施例，使用了400赫的截止频率。
如上所述，一种非常实用的装置提供了在频带分割高频和低频级中构成了压缩器或扩展器，其中每一级都由滑动频带和固定频带元件构成。并连级可作为独立动态范围修正装置，或作为US-PS3，846，719;US-PS3，903，485;US-PSRe28，426;和US-PS4，490，691中所述的第一型或第二型双通道装置中的副通道。最好在每级中使用具有相同角频率的单极滤波器，使两级的合成静态响应呈扁平状。对音频系统而言，高频和低频级的一种适宜的角频率约为800Hz。在使用6dB/倍频程斜率的滤波器时，若高频级具有800赫的角频率，则该级提供了重要作用低到100或200赫。若低频级也具有800赫的角频率，则其提供的重要作用高到3千赫至6千赫。因此，对于在100赫至6千赫（此为在音乐中具有最高能量的频带）范围内的信号而言，两级皆有效，并提供信号追踪效果。例如，在下面进一步讨论的，对于在该范围中的单主模信号，整体响应是高于和低于主模信号的两滑动频带。对于更多的主模信号而言，结果响应分别是最高和最低主模信号间的固定频带响应和高于和低于最高和最低主模信号的滑动频带响应。
在图18中，表示一高频级实施例。在其输入线上装置了具有截止频率为800赫的单极高通滤波器154。事实上，滤波器包括一运算放大器，使滤波器与后面的电路得到缓冲。高通滤波后的输入信号供给固定频带元件156和滑动频带元件158。固定频带元件包括输入电阻器160、做为可变电阻器的分流FET162、以及控制电路164。控制电路164产生供给至FET162栅极的DC控制信号，当DC控制信号电平增加时，FET电阻即降低。固定频带控制电路164在其环路中包括缓冲放大器166，具有400赫截止频率的单极高通滤波器168，整流器172（最好是全波），以及平滑电路174（也用于调整控制环路的操作和释放时间常数）。滑动频带元件158包括被FET182所分流的并连输入电阻器178和电容器180。滑动频带元件具有控制电路184，此控制电路184包括缓冲放大器186、求和装置188、高频加重电路190、整流器192（最好是全波）、及平滑电路194。求和电路也接受在具有1.6千赫截止频率的高通滤波器170前后取得的升压信号，来当做输入。升压信号经适当的缓冲，以避免控制电路间的交互作用。滤波器170的输入取自滤波器168与整流器172之间。固定频带元件156的输出经缓冲器198供给滑动频带元件。整体输出是得自滑动频带元件58的缓冲器186。
在操作时，堆叠的固定频带和滑动频带元件通常以上述方式操作。自固定频带元件至滑动频带元件的控制电路的升压信号成份耦合也参照图14说明如上。由于仅在高频上需要滑动频带的差分控制，因此对滤波器170选择了约1.6千赫的角频率。使用滤波器168为的是降低固定频带电路对极低频率成份的灵敏度。
在图19中，表示一低频级的实施例。输入信号供给固定频带元件200和滑动频带元件202。固定频带元件包括输入电阻器204、当做可变电阻器的分流FET206、以及控制电路208。控制电路208产生供给FET    206栅极的DC控制信号。当DC控制信号电平升高时，FET电阻降低。控制电路208在其环路中包括缓冲放大器210、角频率为800赫的第一单极低通滤波器212、角频率为1.6千赫第二单极低通滤波器214、整流器268（最好为全波）、以及平滑电路220（也用于调整控制环路的操作和释放时间常数）。
滑动频带元件202包括被FET228分流的并连输入电阻器224和电感器226。实际上，电感器226由旋相器电路所模拟。旋相器电路包括运算放大器（因这种电路已为大家所熟知，因此未示于图中），滑动频带元件具有控制电路230，此控制电路230包括缓冲放大器232、角频率约为800赫的单极低通滤波器234、求和电路236、低频加重电路238、整流器240（最好为全波）、以及平滑电路242。低通滤波器234最好位于所示的位置，以协助抑制在低频级中产生的噪声。滤波器也可如图18所示的高频电路，位于装置的输入上。求和电路236也接受在角频率约为400赫的低通滤波器前后取得的升压信号。升压信号经适当的缓冲，而避免控制电路间的相互作用。滤波器216的输入取自滤波器214和整流器218之间。固定频带元件200的输出经缓冲器248供给滑动频带元件。整体输出取自滑动频带元件202的滤波器234。
在操作时，低频堆叠的固定频带和滑动频带元件通常以上述的方式操作，除了滑动频带元件在频率中向下操作。如上所述，在低频级中有一点不同的是频带限定滤波器在输出中，而不同于高频级是在输入中。自固定频带元件至滑动频带元件控制电路的升压信号成份耦合已参照图14说明如上，由于只在低频上需要滑动频带的差分控制，所以滤波器216的角频率约选为400赫。使用滤波器212和214，是为了降低固定频带电路对极高频率成份的灵敏度。
参照图18和19说明的高频和低频级可用做制造压缩器、扩展器和噪声消减压缩扩展器的构成块。例如，图18和19中所叙述的高频和低频级可用做图20和21中所示双通道装置中的副通过。
在图20中，第一型双通道装置（此型说明于US-PS3，846，719）具有一压缩器248，其中输入信号供给高频级250，低频级252和主通道254。级250和252的输出在求和装置256中相加，然后在求和装置258中与主通道信号成份相加，以提供传输通道用的压缩器输出。副通道信号成份因而将主通道信号成份升压，而导致压缩器作用。传输通道输出被供给与压缩器248成互补形式构成的扩展器260，扩展器260具有输入求和装置262，接受传输通道输出，并减除在求和装置264中相加的高频级250和低频级252输出和，副通道信号成份因而将主通道信号成份升压，以引起扩展器作用。
在图21中，第二型双通道装置（此型说明于US-PS    3，903，485）具有压缩器268，压缩器268具有输入求和装置270，接受输入信号以及在求和装置272中相加的高频级250和低频级252输出和。求和装置270将其输出供给主通道274，而主通道274则对传输通道提供压缩器输出，对压缩器的级250和252提供输入。副通道信号成份因而将主通道信号成份升压，而引起压缩作用。传输通道输出供给与压缩器268或互补形式构成的扩展器276。输入信号被供给高频级250、低频级252和主通道278。级250和252的输出在求和装置280中相加，然后再于求和装置282中从主通道信号成份中减除，以提供扩展器输出。副通道信号成份因而将主通道信号成份升压，而引起扩展器作用。
在图20和21中，各压缩器和扩展器的主通道相对于动态范围为线性，而副通道高频和低频级的电平和小于主通道的最大电平。在这些图以及下述图22和23中的传输通道，可包括任何形式的存储或传输媒介，且也可包括用于将压缩器的模拟信号成份转换成或编码成不同形式（如数字形式）的装置、编码信号的储存或传输装置、以及用于将编码信号再转换或解码成模拟信号成份的装置。
在诸如图20和21中，在各压缩器和扩展器中只使用了一个高频级和一低频级，在实际上提供10至12dB的最大噪声减除，但没有超过最大压缩或扩展比。虽然图20或21的装置适用于某些方面，但可运用US-PS4，490，691的技术，以达到更大量的整体噪声消减，而不在任一级上增加不当的麻烦和产生超量的压缩或扩展比。
在图22中表示一种可行的装置，其中在压缩器内具有三个串连的第一型双通道级;以及三个在扩展器中的互补级。串连双线电路的临限电平以US-PS4，490，691的方式来分级。另外，也可使用第二型结构。图22的实施例也可使用US-PS4，490，691的频谱歪斜和非饱和情况的方式，虽然这对于使用高频和低频的多级装置而言，并非必须的。
图22系统的压缩器部份具有三级：高电平级284，具有最高临限电平;中电平级286;以及电平级。如US-PS4，490，691中所述，虽然相反顺序也可，这是分级装置的最佳顺序。图22系统的扩展部份也具有与压缩器互补的三级：低电平级290、中电平级292和高电平级294。高电平和中电平级皆具有高频级250和低频级252。低电平级则仅具有高频级250，而没有低频级。高频级250和低频级252的型式如图18和19所述。在实际的电路中，视其位于高电平、中电平和低电平级而定，在高频与低频级之间存在一些差异。
例如，若压缩器级（284、286、288）和扩展器级（290、292、294）各具有8dB的压缩或扩展，则整体压缩扩展器只统将在高频频带（若高频级具有800赫截止频率，则超过800赫）中提供24dB的噪声消减，而在低频波带（若低频级具有800赫截止频率，则低于800赫）中提供16dB的噪声消减。这种装置非常适用于特殊用途的高品质音频噪声消减系统。
如图22实施例这种梯接的交错级不仅可用于增加压缩量和扩展量，也可用以产生拟多级效果（相关于高频级的频带）和拟双极效果（相关于低频级的频带）。因此，虽然各电路本身仅具有单极频带定型滤波器，但为了使频带在合成时允许有宽大的电路频率重叠及扁平的整体频率响应，所以在两个或三个电路梯接时，整体频率响应要提供陡斜合成或级共轴（ganging）效果：即效果上是二极或三极滤波器。二极或三极滤波器需要额外陡度的原因是它可使系统更有效的追踪主模信号成份。即由于陡峭的滤波器斜率，相邻于主模信号成份的频率受动态作用的影响降至最小。拟二极和三极滤波器效果可导致这种结果，而且在单个的电路中仍维持单极滤波器的优点，即，高频和低频电路的输出在幅度和相位上同时完美的合成。整体结果是滤波器作用在多极陡峭合成效果配合各电路中噪声消减副通道中拟二极滤波器效果供应信号时会更为复杂。后者的效果是得自于使用与电路滑动频带部份中可变格架特性串连的单极固定滤波器，它在静态情况时具有单极特性。但在存在有主模信号时则趋向二极特性。通过作用替代，固定频带的调节对响应做了更进一步的改善。
系统的压缩器部份的输入被供给方块296所示的低频和高频频谱歪斜网络。在实际的实施例中有两个串连的网络：由50赫高通单极格架部份和20赫高通单极滤波器部份形成的两部份低频网络;以及12千赫巴特握（Butterworth）（最大扁平）低通滤波器网络。两网络皆可使用熟知的运算放大器有源滤波器技术来实施。互补反歪斜网络仍置于方块304中扩展器的输出上。
压缩器部份中各级284、286和288的主通道分别包括低频和高频反饱和网络298、300和302。互补反饱合网络304、306和308分别位于扩展器部分中各级290、292和294的主通道中。如US-PS4，490，691中所述，这种网络可置于压缩器中仅有的一级的主通道中，以及置于与梯接交错级串连部份的扩展器部份中一级的互补位置中。
图22的第一型电路（级）包括求和装置310、312、314和316，分别将级284、286和294中高频和低频电路的输出相加，每一级又在主通道中包括技术和装置318、320、322、324、326和328，它们在级288和290的情况中将一副通道的输出耦合至主通道上，而在其他级的情况中则将多个副通道的输出合至主通道上。
图22的装置仅是压缩器、扩展器或压缩扩展器系统的一实例，可利用参照图18和19中说明的高频电路及/或低频电路来构成。其他的可能方式包括：（1）压缩器和扩展器中的单一高频电路;（2）在压缩器和扩展器中的一高频电路和一低频电路（如图20和21的实例）;（3）在压缩器和扩展器中的两高频电路和一低频电路（如图22的装置，但省略高电平级284和294）。另外，（1）应该提供与Dolby    Laboratory的B型商用噪声消减系统有某些程度的相容性，而（3）应提供与Doloy    Laboratory生产的A型专用噪声消减系统有某些程度的相容性，视系统设计者目的之不同，也可能有其他的结构。例如第四级可加在图22实例的压缩器和扩展器部份，而该实例的低电平级可再包括一低频电路。
在依照图22实施的实际系统实施例中，可藉著单一电路和开关装置而仅使用一组高电平、中电平和低电平级。图23是此种实际实施例的方块图。电路和开关装置可应用于所有具有串连双通道级而不需要同时编码和解码的压缩扩展器关统。
单极双向开关提供系统由其压缩模式到其扩展模式的转换。为了提供转换的简易性，该装置在各级（最后一级例外）中使用辅助主通道。
参照图23，系统的输入经过带通滤波器330，该带通滤波器330去除了次声波和超声波信号（例如，滤波器可由具有10赫截止频率的二极高通滤波器和具有约50千赫截止频率的二极低通滤波器构成）。经滤波的输入信号经由第一和第二反相缓冲放大器332和334（与电阻器332a、332b、332c、334a、334b和334c构成了求和运算放大器）到系统输出。系统的主通道在放大器332和324之间。在缓冲器332与334间的一点上，导出三通道的输入，此三通道包括具有馈给三级（340、342、344）的低频和高频频谱歪斜网络338的第一通道336（其中的两级（340、342）具有辅助主通道（346、348））、具有低频和高频反饱和网络352并产生反饱和升压信号的第二通道350、以及增益修整通道354。网络338具有与图22网络296所述的相同特性。网络352的效果是产生类似于图22网络298、300和302的特性，但还包括放大装置以产生适当电平和极性的升压信号。来自三个通道的信号成份在求和装置356中相加，其输出供给开关装置358。即网络352具有低频和高频升压特性，使得信号被以升压方式相加时，即得到整体低频和高频反饱和特性。
第一级340最好是高电平级，如图23所示，包括高频电路250和低频电路252。级340的输入馈至电路250、252和副主通道346。每一（如250、252、346）的输出在求和装置364中相加。第二级（中电平级）342接受求和装置364的输出。将其供给高频和低频级250和252以及副主通道348。电路250、252和通道348的输出在求和装置366中相加，并将其输出供给高频电路250所组成的低电平级344、级340、342和344中五个电路的噪声消减输出与来自方块352和电平修整通道354的反饱和升压信号一起供给求和装置356。电平修整是以分贝的小数为数量级的。
开关装置包括单极单向噪声消减开/关开关360，此开关在其闭合位置（噪声消减“关闭”）时将求和装置356的输出接地，而在噪声消减“开启”位置时则为开路。求和装置356输出还供给单极双向开关362的共用位置。在“压缩”位置时，求和装置的输出供给缓冲器332与334间的一点上。在“扩展”位置时，求和装置的输出供给缓冲器332的输入上。
在操作中，因开关360闭合于噪声消减“关闭”的位置，而将两相加输入之一接地，所以阻止了求和装置356的输出被耦合到缓冲器334上。至于压缩/扩展模式开关362，在“压缩”位置时，整个装置相当于图22中的第一型压缩器。亦即，经过缓冲器332的输入被供给三个通道336、350和354，而其和则经由开关362和缓冲器334供至输出。在开关的扩展位置时，求和装置356的输出被反馈，并具有与三个通道的输入相反的极性，亦即复制了图22的第一型扩展器结构。在任一开关位置上，求和器356的输出皆被放大器332或334加在输入信号上。相同的原理可应用于第二型压缩扩展器系统中。
除了简化压缩器/扩展器开关之外，图23的装置只需要单一频谱歪斜纲络和单一反饱合纲络。在图23的装置中使用单一频谱歪斜网络会产生与图22构结不同的很小的差别;即，在图23中，网络338只影响副通道，但不影响首要的主通道，而在图22中，网络296同时影响到主通道和副通道。然而，如US-PS4，490，691中所述，两种位置皆可接受。
在依照图22系统实例的另一实际实施例中，也可借单一电路和开关装置而只使用一组高电平、中电平和低电平级。图24是此类实际实施例的方块图。该电路和开关装置可应用于所有具有串连双通道级而并不需要同时编码和解码的压缩扩展器系统上。一单极双向开关可使系统由其压缩模式转换到其扩展模式。另一开关提供噪声消减关断位置。这比图23的实施例提供了更大的简易性，其中不需要辅助主通道。所需要的反饱含量可仅借一个低频和一个高频反饱含网络来提供。图24的装置使用图22中的编码器部分与反相放大器相并连，从而并连结构在信号相加时提供了导出的噪声消减副通道信号;例如，并连结构号有效地从主通道加噪声消减信号中减除主通道信号，而由其本身提供噪声消减信号，借着独立导出噪声消减信号，如图24和25所述，整体系统极易由编码模式转换为解码模式。
参照图24，其中相同的数字在图22和23中指示相同的元件，系统的输入则经过带通滤波器330。经滤波的输入信号经第一和第二反相缓冲放大器362和364（与适当的电阻器362a、362b、364a和364b构成了加法运算放大器）送至系统输出。在缓冲器362与364间的一点上。导出对相并连于反相器放大器370的图22系统的编码器（压缩器）部分的输入。系统的主通道位于放大器362与放大器364之间。编码器输出供给求和电阻器368。反相放大器通道包括反相运算放大器370、输入电阻器370a、反馈电阻器370b、和求和电阻器372。电阻器370a和370b仍被选用来提供单一增益，求和电阻器368和372具有相同值，使得当编码器和反相放大器362或364中相加时，合成信号是所导出的噪声消减信号。
压缩/扩展开关是由单极双相开关374所提供的，开关374将共用点连接于电阻器368和372的接点。在“压缩”位置时，求和电阻器368和372被连接至加法放大器364的输入上。放大器因而使噪声消减信号与主通道信号相加，以提供压缩作用。在“扩展”位置时，求和电阻器368和372则连接于加法放大器362的输入。因此，放大器自主通道信号减除噪声消减信号，以提供扩展作用。在开关375的“关闭”位置中，噪声消减信号未被连接，输出即是输入。
参照图25更易明白图24开关装置的操作，其中前者是表示US-PSRe28，426中说明的单级第一型双通道压缩扩展器系统所用的熟知开关装置。输入信号供给第一求和装置374。主通道376由求和装置374延伸至第二求和装置378。噪声消减副通道380（单极副电路）从主通道导入其输入，并使其输出可借开关383来开关，以便为了压缩而在求和装置378中于主通道相加，或借反相器384的反相和求和装置374中的相加而从主通道减除。开关383将NR副通道开路形成关闭状态。图24的装置是基于这样认识的，即可以仅产生噪声消减副通道信号而代表复杂的多级系统中整个噪声消减信号。
图24的装置可使用图22的解码器部分来替代编码器部分而加以修改。此外，这些原理亦可应用于第二型装置。
图24的装置还有其他比图23装置更优异之处：图24装置中频谱歪斜网络的效果与图22结构的效果相同;它同时影响主通道和副通道。在此方式中，频谱歪斜网络也在音频频谱的端极上提供反饱和效果。此效果要高于反饱和网络本身所提供的。
图26是表示如图22压缩器部分或工作于压缩器模式的图23和24系统而构成的系统中五个电路和整体装置的静态特性，在各情况中没有单独的频谱歪斜和反饱和网络。电路250和252皆对于低于临限的低电平信号情况提供最大的8dB压缩。因此，此曲线表示两个低频电路和三个高频电路的合成效果，在高频上提供24dB的整体压缩，而在低频则降至16dB。此曲线还说明了单极滤波器6dB/倍频程边缘的重迭。应参照上述的图7B，它说明了相同装置在存在主模信号时的低电平响应。

Claims (36)

1、一种修正频带内输入信号成份动态范围的电路，其特征为包含：
许多电路元件，各具有其本身的被动或动态特性作用。至少一个具有动态作用特性，这些特性作用至少一部分在近乎相同的频率和电平区域内操作，以及
用于互连电路元件的装置，使得对于某些输入信号成分的电平和频谱内容，一电路元件的特性作用至少在一部分频带中替代另一电路元件的特性作用。
2、如权利要求1的电路，其特征为用于互连电路元件的装置借特性的重叠提供特性作用替代，其中整体电路特性作用是得自许多电路元件单个的特性作用，因而对于输入信号成分任何电平和频谱内容的合成，单个特性作用定义出整体频带或单个的特性作用各定义出整体频带的某部分，该定义全部或部分整体频带的单个特性作用抑制在相同频率范围内任何其它效果较小的单个特性作用。
3、如权利要求2的电路，其特征为对于输入信号成分任何电平和频谱内容的合成，整体特性作用在任何频率上的效果不大于任何可在该频率操作的单个特性。
4、如权利要求1、2或3的电路，其特征为具有动态特性的各元件依照予定的压缩或扩展规则操作。
5、如权利要求2或3的电路，其中至少有两个具有动态特性的元件，动态特性响应各电路元件中超过临限的信号成分电平及/或频谱内容。
6、如权利要求5的电路，其特征为有两个具有动态特性作用的元件，一元件的动态特性作用是固定频带特性作用，而另一元件的动态特性作用是滑动频带特性作用。
7、如权利要求6的电路，其特征为滑动频带元件包括产生固有噪声的模拟旋相器成分，该电路还包含一装置用于在模拟旋相器成分不影响电路输出的信号情况期间，将模拟旋相器成分自电路中去除。
8、如权利要求6的电路，其特征为具有固定频带特性作用的元件包括控制电路，且该电路还包含一装置用于在输入信号成分的电平和频谱内容使固定频带元件低于其临限时，将固定频带元件控制电路维持在仅位于其临限下的电平上。
9、如权利要求8的电路，其特征为滑动频带特性也具有静态情况，该电路还包含一装置用于在输入信号成分的电平和频谱内容使固定频带元件低于其临限时，将滑动频带特性移离其静态情况。
10、如权利要求6的电路，其特征为滑动频带特性具有静态情况，该电路还包含一装置用于在输入信号成分的电平和频谱内容使固定频带元件低于其临限时，将滑动频带特性移离其静态情况。
11、如权利要求5的电路，其特征为还包含一装置用于耦合具动态特性作用的元件间的信号成分，以影响一个或多个该元件的临限电平。
12、如权利要求11的电路，其特征为用于耦合信号成分的装置包括用于限制耦合信号成分频带的滤波器装置。
13、如权利要求11的电路，其特征为所述具有动态特性作用的元件包括用于导出控制信号的装置，所述用于耦合信号成分的装置包括用于在一元件内差分导出控制信号的装置，使控制信号近乎不受另一元件或其他元件的信号输出的影响。
14、如权利要求2的电路，其特征为所述用于互连电路元件的装置将电路元件互连，使电路的输出为所述电路元件个自输出之和，各电路元件的有效输入是导自输入信号和一个或多个个别输出或参考电位的差分信号。
15、如权利要求14的电路，其特征为每一元件皆为三端网络，且各第一端是主要输入端，各第二端是次要输入端，而各第三端是输出端，输入信号被耦合至各第一端，元件被排列于堆叠中，其中第一元件的第二端耦合至参考电位，各连接元件的第三端耦合至连接元件的第二端，而输出则取自堆叠中最末元件的第三端。
16、如权利要求15的电路，其特征为元件的堆叠至少包括一分支，使一元件的第三端耦合至两个或多个元件的第二端，而这些元件又将其第三端导出的输出，或将其第三端耦合至堆叠中一个或多个元件的第二端。
17、如权利要求2的电路，其特征为电路是双通道电路，其中许多电路元件和用于互接电路元件的装置包括另一通道，电路还包含相关于动态范围呈线性的主通道，在主通道中的合成电路，上述的另一通道使其输入耦合至主通道的输入或输出，其输出则耦合至合成电路，此另一通道提供的信号经合成电路至少在频带中的某部分，将主通道信号升压或降在，但被限制在上部输入动态范围中，此另一通道信号的值小于主通道信号。
18、如权利要求17的电路，其特征为另一通道本身包括许多串连电路，串连电路中除了最末的以外皆为双通道电路，以及另一将双通道串连电路另外途径的输出和最末串连电路的输出相加的合成装置，以提供整体双通道电路的另一通道信号，因而串连电路中的主通道构成了次要主通道。
19、如权利要求18的电路，包含具有单极开关的装置，用于以选择地供应整体双通道电路的另一通道信号，而将整体主通道信号升压或降在。
20、如权利要求18的电路，其特征为还包含另一整体双通道电路的路径，其中包括产生等化信号的装置，该另一路径将其输入耦合至主通道的输入或输出，而其输出则耦合至合成电路，此另一路径提供至少在部份频带中的等化信号，通过合成电路来将主通道信号升压或降在。
21、如权利要求17的电路，其特征为另一通道本身包括许多串连电路，串连电路中至少有一双通道电路，此电路还包含与许多串连电路相并连的装置，用于将该另一通道的输入信号反相，以及具有单极开关的装置，用于以选择地供应与另一路径的反相输入信号相加的另一通道信号，而将整体主通道信号升压或降在。
22、如权利要求17的电路，还包含另一通道，其中具有产生等化信号的装置，该另一电路将其输入耦合至主通道的输入或输出，其输出则耦合至合成电路，此另一通道提供至少在部分频带中的等化信号，通过合成电路来将主通道信号升压或降在。
23、如权利要求2或3组合的电路，其特征为每一电路仅在一部分整体频带中操作，此组合的电路修正整体频带上输入信号成份的动态范围。
24、如权利要求23组合的电路，其特征为有两个电路分别在上部频带和下部频带中操作。
25、如权利要求24组合的电路，其特征为电路是用于音频上的，且在上部频带上操作的电路主要在800赫以上操作，而在下部频带上操作的电路主要在800赫以下操作。
26、如权利要求1的电路，其特征为电路是用于压缩频带内输入信号成份的动态范围的，所述用于互接的装置提供特性作用替代或增大，而对于极低电平信号成份，使经由此电路的传输趋向最大。
27、如权利要求1的电路，其特征为电路是用于扩展频带内输入信号成份的动态范围的，所述用于互接的装置提供特性作用替代或增大，而对极低电平信号成份，使经由此电路的传输趋向最小。
28、一种将频带内输入信号成份一致等化的方法，其特征为包含
提供许多特性作用，至少一个具有动态特性作用，此特性作用至少部分地在近乎相同的频率和电平区域内操作，以及
对于输入信号成分的某些电平和频谱内容，至少在一部份频带中以另一特性作用来替代或增大一特性作用。
29、一种修正频带内输入信号成分动态范围的方法，其特征为包含：
选择两个分别以电压转移函数t1（s）和t2（s）表示的电路特性作用，至少一个特性作用是动态的，此特性作用至少部分地在近乎相同频率和电平区域内操作，以及
操作此电路特性，而在供应输入信号成分时，若以电压Vin表示，则输出电压Vout表示成
Vout＝Vin〔t1（s）+t2（s）-t1（s）t2（s）〕。
30、一种修正频带内输入及号成分动态范围的方法，其特征为包含
选择三个分别以电压转移函数t1（s）、t2（s）和t3（s）表示的电路特性作用，至少一特性作用是动态的，此特性作用至少部分地在近乎相同的频率和电平区域内操作，以及
操作此电路特性，而在供应输入信号成分时，若以电压Vin表示，则输出电压Vout表示成
Vout＝Vin〔t1（s）+t2（s）+t3（s）
-t1（s）t2（s）-t2（s）t3（s）
-t2（s）t3（s）+t1（s）t2（s）t3（s）〕
31、一种修正频率内输入信号成分动态范围的电路，其特征为包含
两个电路元件，各具有其本身的分别以电压转移函数t1（s）和t2（s）表示的被动或动态特性作用，至少一个具有动态特性作用，此特性作用至少部分地在近乎相同的频率和电平区域内操作，以及
用于互连电路元件之装置，使得当供应输入信号成分时，若以电压Vin表示，则输出电压Vout表示成
Vout＝Vin〔t1（s）t2（s）-t1（s）t2（s）〕。
32、一种修正频带内输入信号成分动态范围的电路，其特征为包含
三个电路元件，各具有其本身的分别以电压转移函数t1（s）、t2（s）和t3（s）表示的被动或动态特性作用，至少一个具有动态特性作用，此特性作用至少部分地在近乎相同的频率和电平区域内操作，以及
用于互连电路元件的装置，使得当供应输入信号成分时，若以Vin表示，则输出电压Vout表示成
Vout＝Vin〔t1（s）+t2（s）+t3（s）
-t1（s）t2（s）-t2（s）t3（s）-t2（s）t3（s）
+t1（s）t2（s）t3（s）〕。
33、一种可选择交换成压缩器和扩展器而修正频带中输入信号成分动态范围的电路，其特征为包含
并连于电路通道的装置，用于将该电路通道的输入信号反相，以及
一整体双通道电路，包括另一相关于动态范围为线性的主通道，以及具有单极开关的装置，用于以选择式供应与该电路通道的反相输入相加的电路通道的输出，而将整体主通道信号升压。
34、一种修正频带中输入信号成分动态范围的电路，其特征为包含
许多串连的动态作用级，这些级间具有间隔的临限，至少有两级具有和第一和第二次级，第一和第二次级各具有单极频带定性滤波器。在各第一次级中的频带定性滤波器具有近乎相同的高通频率特性和角频率，所有角频率皆相等，因此串连级的整体效果提供一拟多极效果。
35、如权利要求34的电路，其特征为每一级包含一双通道电路，该双通道电路具有相关于动态范围为线性的主通道，在主通道中的求和电路包含第一和第二次级的两个另外的通道，该通道输入耦合至主通道的输入或输出，而其输出耦合至求和电路，此另外的通道提供至少在部分频带中的信号，通过求和电路将主通道信号升压，但被限于上部输入动态范围，对于大部分信号而言，另一通道信号的值被限于小于主通道信号。
36、一种修正频带中输入信号成分动态范围的电路，其特征为包含
具有依照予定压缩或扩展规则而操作的特性的电路元件，此电路还包含用于元件不影响电路输出的信号状态期间，将元件自电路去除的装置。
CN86104008A 1985-06-17 1986-06-17 利用作用替代及重叠技术修改动态范围的电路装置 Expired CN1015223B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US74496385A 1985-06-17 1985-06-17
US744,963 1985-06-17
US848,622 1986-04-08
US06/848,622 US4736433A (en) 1985-06-17 1986-04-08 Circuit arrangements for modifying dynamic range using action substitution and superposition techniques

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN86104008A true CN86104008A (zh) 1987-01-21
CN1015223B CN1015223B (zh) 1991-12-25

Family

ID=27114380

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN86104008A Expired CN1015223B (zh) 1985-06-17 1986-06-17 利用作用替代及重叠技术修改动态范围的电路装置

Country Status (12)

Country Link
US (1) US4736433A (zh)
EP (1) EP0206731B1 (zh)
JP (1) JP2753550B2 (zh)
KR (1) KR960001492B1 (zh)
CN (1) CN1015223B (zh)
AU (1) AU590766B2 (zh)
CA (1) CA1278526C (zh)
DE (1) DE3689496T2 (zh)
DK (1) DK169371B1 (zh)
ES (1) ES8801758A1 (zh)
FI (1) FI80973C (zh)
NO (1) NO169265C (zh)

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3445586A1 (de) * 1984-12-14 1986-07-03 Amberger Kaolinwerke Gmbh, 8452 Hirschau Verfahren zur sandrueckgewinnung aus mit sand versetztem baggerwasser, sowie zugehoerige vorrichtung
WO1990002446A1 (en) * 1988-08-23 1990-03-08 B.W.N. Wavepur Rights Company Frequency-compensated linear sliding-band network
US5170434A (en) * 1988-08-30 1992-12-08 Beltone Electronics Corporation Hearing aid with improved noise discrimination
US5185806A (en) * 1989-04-03 1993-02-09 Dolby Ray Milton Audio compressor, expander, and noise reduction circuits for consumer and semi-professional use
BR9007263A (pt) * 1989-04-03 1992-03-17 Ray Milton Dolby Compressores,expansores de sinais de audio e circuitos de reducao de ruidos para uso de consumidores e uso semi-profissional
US5278912A (en) * 1991-06-28 1994-01-11 Resound Corporation Multiband programmable compression system
US5424881A (en) 1993-02-01 1995-06-13 Cirrus Logic, Inc. Synchronous read channel
US5451949A (en) * 1993-02-16 1995-09-19 Dolby Laboratories Licensing Corporation One-bit analog-to-digital converters and digital-to-analog converters using an adaptive filter having two regimes of operation
US5537477A (en) * 1994-02-07 1996-07-16 Ensoniq Corporation Frequency characteristic shaping circuitry and method
US5910995A (en) * 1995-11-22 1999-06-08 Sony Corporation Of Japan DSP decoder for decoding analog SR encoded audio signals
US5907623A (en) * 1995-11-22 1999-05-25 Sony Corporation Of Japan Audio noise reduction system implemented through digital signal processing
US5980211A (en) * 1996-04-22 1999-11-09 Sanyo Electric Co., Ltd. Circuit arrangement for driving a reciprocating piston in a cylinder of a linear compressor for generating compressed gas with a linear motor
US7003120B1 (en) 1998-10-29 2006-02-21 Paul Reed Smith Guitars, Inc. Method of modifying harmonic content of a complex waveform
US6518852B1 (en) 1999-04-19 2003-02-11 Raymond J. Derrick Information signal compressor and expander
US6928170B1 (en) 2000-11-02 2005-08-09 Audio Technica, Inc. Wireless microphone having a split-band audio frequency companding system that provides improved noise reduction and sound quality
WO2003059007A2 (en) * 2002-01-07 2003-07-17 Meyer Ronald L Microphone support system
US20030216907A1 (en) * 2002-05-14 2003-11-20 Acoustic Technologies, Inc. Enhancing the aural perception of speech
US8645129B2 (en) 2008-05-12 2014-02-04 Broadcom Corporation Integrated speech intelligibility enhancement system and acoustic echo canceller
US8351621B2 (en) * 2010-03-26 2013-01-08 Bose Corporation System and method for excursion limiting
US9917565B2 (en) * 2015-10-20 2018-03-13 Bose Corporation System and method for distortion limiting
US11371976B2 (en) 2018-08-22 2022-06-28 AerNos, Inc. Systems and methods for an SoC based electronic system for detecting multiple low concentration gas levels
US20200064294A1 (en) * 2018-08-22 2020-02-27 AerNos, Inc. Nano gas sensor system based on a hybrid nanostructure sensor array, electronics, algorithms, and normalized cloud data to detect, measure and optimize detection of gases to provide highly granular and actionable gas sensing information

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US30468A (en) * 1860-10-23 Kstife-cleastek
US3846719A (en) * 1973-09-13 1974-11-05 Dolby Laboratories Inc Noise reduction systems
GB1367002A (en) * 1971-04-06 1974-09-18 Victor Company Of Japan Compression and/or expansion system and circuit
JPS56152337A (en) * 1980-04-24 1981-11-25 Victor Co Of Japan Ltd Noise reduction system
DK172325B1 (da) * 1980-06-30 1998-03-16 Ray Milton Dolby Signalkompressor og signalekspander til brug i et transmissionssystem
US4490691A (en) * 1980-06-30 1984-12-25 Dolby Ray Milton Compressor-expander circuits and, circuit arrangements for modifying dynamic range, for suppressing mid-frequency modulation effects and for reducing media overload
US4412100A (en) * 1981-09-21 1983-10-25 Orban Associates, Inc. Multiband signal processor
JPS58106922A (ja) * 1981-12-01 1983-06-25 レ−・ミルトン・ドルビ ダイナミツクレンジ改変回路装置
US4498060A (en) * 1981-12-01 1985-02-05 Dolby Ray Milton Circuit arrangements for modifying dynamic range using series arranged bi-linear circuits

Also Published As

Publication number Publication date
FI80973C (fi) 1990-08-10
DK169371B1 (da) 1994-10-10
KR960001492B1 (en) 1996-01-31
EP0206731B1 (en) 1994-01-05
EP0206731A2 (en) 1986-12-30
FI862544A (fi) 1986-12-18
NO862394D0 (no) 1986-06-16
US4736433A (en) 1988-04-05
ES556084A0 (es) 1988-02-16
ES8801758A1 (es) 1988-02-16
JP2753550B2 (ja) 1998-05-20
DK281686A (da) 1986-12-18
CA1278526C (en) 1991-01-02
CN1015223B (zh) 1991-12-25
KR870000800A (ko) 1987-02-20
AU590766B2 (en) 1989-11-16
DK281686D0 (da) 1986-06-16
NO169265B (no) 1992-02-17
AU5802586A (en) 1986-12-24
DE3689496T2 (de) 1994-05-19
DE3689496D1 (de) 1994-02-17
NO169265C (no) 1992-05-27
NO862394L (no) 1986-12-18
FI80973B (fi) 1990-04-30
FI862544A0 (fi) 1986-06-16
EP0206731A3 (en) 1988-07-13
JPS62276910A (ja) 1987-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN86104008A (zh) 利用作用替代及重迭技术修改动态范围的电路装置
KR960001039B1 (ko) 직렬 및 병렬회로 기술을 사용하여 동적범위를 변경시키기 위한 회로장치
US8600076B2 (en) Multiband DRC system and method for controlling the same
CN1030129C (zh) 高效数字数据编码和译码装置
US3980964A (en) Noise reduction circuit
CN1013822B (zh) 可变矩阵译码器
CN101373961B (zh) 信号处理设备及信号处理方法
JPH0317491Y2 (zh)
CN1053078C (zh) 立体声增强系统
US3944735A (en) Directional enhancement system for quadraphonic decoders
CN102149034B (zh) 声音增强设备及方法
CN1131587C (zh) 前馈放大器
US8369538B2 (en) Effect adding method and effect adding apparatus
CN103004234B (zh) 参量扬声器的驱动
CN1235711A (zh) 采用增强的级联控制方法的脉冲调制功率放大器
CN1871874A (zh) 自适应声音再现
JPH01126820A (ja) 適応フィルタ単ビットディジタルエンコーダおよびデコーダとビット流れローディングに応答する適応制御回路
JPH043523A (ja) ディジタル信号符号化方法
CN1691765A (zh) 信息处理设备、成像设备、信息处理方法及程序
CN1949940A (zh) 信号处理装置和声像定位设备
CA2506512A1 (en) Method and apparatus for optimizing transmitter power efficiency
CN1615580A (zh) 一种用于减小信号的动态范围的方法和电子电路
CN101034878A (zh) 增益调整方法和增益调整装置
KR20120123369A (ko) 아날로그 라디오를 위한 스테레오 수신을 최적화하는 방법 및 연관된 아날로그 라디오 수신기
JP3432517B2 (ja) 信号処理の方法及び装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C13 Decision
C14 Grant of patent or utility model
C17 Cessation of patent right