JPS62276910A - 作動置換・重畳式ダイナミックレンジ改変回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、一般に信号のダイナミック・レンジ（Ｄｙｎ
ａｍｉｃ　ｒａｎｇｅ　）を変更する回路装置、すなわ
ち、ダイナミック・レンジを圧縮する圧縮器とダイナミ
ック・レンジを伸張する伸張器に関する。

本発明はオーディオ信号およびビデオ（テレビジョン）
信号をふくむ色々の型式の信号を処理するに有用である
が、本発明の説明は主としてオーディオ信号の処理につ
いて述べる。本発明の原理は、公知技術を適用すること
により本開示の実施例を設計変更することによって、他
の信号の処理に適用できる。例えば、ビデオ信号用の圧
縮器及び伸張機は瞬時的に作動することができ、音節制
御回路（ｓｙｌｌａｂｌｅ　ｃｏ口ｔｒｏｌ　ｃｉｒｃ
ｕｉｔｒｙ）を必要としない。

圧縮器及び伸張器は通常は雑音低減を果たすために一緒
に（コンパンダ・シンテムとして）使用される。信号は
伝送もしくは記録の前に圧縮され、伝送チャンネルから
受信もしくは再生された後に伸張される。しかしながら
、圧縮器は単独で、伝送チャンネルの容量に適合させる
等のために、圧縮された信号が当該目的に適当であると
きはその後の伸張をすることなく、ダイナミック・レン
ジを低減すべく使用できる。さらに、圧縮器はある種の
製品、特に、圧縮された放送信号又は予め録音された信
号を伝送し若しくは記録するためのみに意図されている
オーディオ製品に、単独に使用されている。伸張器は、
ある種の製品、特に、すでに圧縮された放送信号又は予
め記録された信号を受信若しくは再生するべく意図され
たオーディオ製品に、単独に使用されている。ある種の
製品においては、信号を記録するための圧縮器及び圧縮
済み放送信号若しくは予め記録された信号を再生するた
めの伸張器として、モード切り替え可能に作られている
。

圧縮器、伸張器及びコンパンダ型の雑音低減システムの
設計において、目標とされた一つの長い研究は、印加さ
れた信号に対する圧縮器及び伸張器の高い適合性を得る
ことにあった。すなわち、例えば圧縮器は理想的には予
定の圧縮法則にしたがって動的動作を与える主要信号成
分の周波数部分をのぞき、動作周波数スペクトルにわた
って一定の利得を与えるべきである。この目標は本発明
者による１９６５年１０月１１日付は英国仮明細書第４
３１３６号において、「整合等化（ｃｏｎｒｏｒｍａｌ
ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）　Ｊと呼ばれていることで
ある。従って、前記文書（本発明者によるそれぞれ１９
６５年８月１１日及び１９６６年１月１８日付は他の二
つの英国仮明細書第３４３９４号及び第０２３８８号及
びそれらから導かれたその後の特許（米国特許第３．８
４８．７１９号及び米国特許第３，９０３．４８５号を
含む）はとりわけ今日では通常「帯域分離（ｂａｎｄ−
ｓｐｌ　Ｉｔｔｉｎｇ）法」及び［滑動帯域（ｓｉｄｉ
ｎｇ　ｂａｎｄ）法」として知られる技術を含むいくつ
かの技術を使用して目標の達成が図られた。

帯域分離法によればスペクトルは各々が独立に動作を受
ける複数の周波数帯域に分割される。その方法では主要
信号成分がスペクトル全体の一部分のみの動的動作（圧
縮又は伸張）に影響を与える。これは主要信号成分全体
にわたり動的動作が影響される広帯域法と対照的である
。かくして帯域分離システムは広帯域分離システムより
も遥に程度の大きな適合性若しくは整合性を与える。理
論上、スペクトル全体を非常に多数の帯域に分割するこ
とによって高度の適合性若しくは整合性あるシステムが
与えられる。しかしながらそのような装置の複雑さ及び
費用がそれを非実際的にしている。従って、設計上の妥
協点は満足できる性能を与えられる適当な数の周波数帯
域を選択することにより得られる。一つの良く知られた
、商業的に成功を収めた帯域分割式コンパンダ型オーデ
ィオ雑音低減システム（通常へ−型雑音低減システムと
して知られる）においては四つの帯域が使用される（「
オーディオ雑音低減シ支テム」と題するレイ・ドルビー
著のジャーナル・オブ・オーディオエンジニアリング・
ソサイエティ　（Ｊ、Ａｕｄｉ。

Ｅｎｇ、Ｓｏｃ、）誌１９Ｂ７年１０月号、第１５巻、
第４号、３８３−３８８ページ）。

しかしながら、そのようなシステムは、帯域が分割され
ていて問題が各々の帯域に限定される傾向を有するため
に、問題の程度は低いとはいえ広帯域雑音低減システム
と同じことが問題になる。

これらの聞届は雑音低減システムの設計においてよく知
れらており、主要信号の成分に呼応して利得の変化が生
ずる場合、主要信号成分によっては覆われ（ｍａｓｋｅ
ｄ）ない周波数において生ずる雑音低減効果の損失及び
雑音変調及び信号変調に関連した問題を含んでいる。そ
のような問題は主として、システムが主要信号にたいし
て完全に整合的でありえないことの結果である。そのよ
うな雑音がどの程度耳につくかはまた、システムが完全
な相補性からどの程度隔たっているかによる。例えば、
もしも伝送チャンネルの応答が圧縮器及び伸張器の通過
帯域内で不規則又は予測不可能であれば、その時は信号
変調効果は伸張器で補償されない。

主要信号成分とは、考慮している周波数帯域内で動的動
作を起こさせるような充分なレベルを宵した信号成分の
ことである。複雑な信号条件のもとでは一つ以上の信号
成分又は主要成分及び準主要成分があろう。圧縮器及び
伸張器の相補性に依存しているコンパンダにおいては、
主要信号成分（及び動的動作によって影響を受ける他の
信号）を含んだ信号スペクトルが伸張器内でそれらの正
しいレベルに回復されるためには、ある定義された圧縮
／伸張法則にしたがって圧縮／伸張されなければならな
い。この必要条件を追究すると色々公知の適合技術及び
トラッキング・フィルタ技術や、所謂「単終端（ｓｉｎ
ｇｌｅ　ｅｎｄｅｄ）　Ｊ雑音低減システム（これは再
生信号にのみ作動する）の有用性を排除してしまう。こ
れらシステムにおいてはフィルタ動作は予定の圧縮／伸
張法則に従わず、その動作は多重信号の存在下では予測
不可能である。

適合性又は整合性を増大させる目標に向かう研究におい
て有用である別の方法は、滑動帯域法である。この方法
は制限（ｌｉｌＩｌｉｔｉｎｇ）を達成するための信号
依存性可変ろ波（ｆＩ　Ｈｅｒｌｎｇ　）を使用する。

一般的に、主要信号成分は、主要信号成分を圧縮し、又
は伸張するべく一つ又はそれ以上の可変フィルタ（たと
えばバイパス、ローパス、シェルフ、ノツチ等）の遮断
周波数又は転移周波数を移動（ｓｈｉ［’ｔ）させる。

単一の高周波帯域においてのみ動作する滑動帯域システ
ムは再発行米国特許第２８．４２Ｇ号及び米国特許第４
，４９０．［ｉ９１号に記載されている。このシステム
はＢ−型雑音低威として知られる消費者用コンパンダ型
オーディオ雑音低減用の基礎をなすものであるが、可変
フィルタと直列な固定バイパスフィルタを二重路構成と
して有する。

「二重路構成」とは、動的動作のない主要路と動的動作
を備えた一つ以上の二次路すなわち側路を使用して圧縮
特性又は伸張特性が達成されるものである。上記の側路
は主要路の入力または出力から入力を得、その出力は圧
縮または伸張を与えるべく主要路と加算的に又は減算的
に結合される。

一般的に、側路は、ある型の制限又は可変減衰を与え、
主要路への接続のされかたが、主要路信号成分を（圧縮
するため）昇圧する（　ｂｏｏｓｔ　）かまたは（伸張
するため）降圧する（　ｂｕｃｋ）かを決定する。その
ような二重路装置は米国特許第３．８４６゜７１９号、
米国特許第３，９０３，４８５号、米国特許第４゜４９
０、６９１号および米国再発行特許第２８．３２６号に
詳細に記載されている。

コンバンタ型オーディオ雑音低減システム用の、単一路
装置（例えば動的動作が単一信号路において達成される
もの）における高周波可変シェルピング・フィルタ（ｓ
ｈｅｌｖｉｎｇ　ｆＮｔｃｒ　）は、米国特許第３，９
１１．３７１号に記載されている。米国特許第３．８８
５．３４５号の第１図及び第２図の実施例では、側路が
静止状態（ｑｕｉｅｓｃｅｎｔ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ　
）において全パス（ａｌ　１−ｐａｓｓ）特性を有した
可変シェルピング・フィルタをふくんでいる二重路装置
が開示されている。コンパンダ・システム用の可変シェ
ルピング応答を与える別の方法は、米国特許第３゜９３
４、１９０号に開示されている。

これらの滑動帯域装置における一つの欠点は、主要高周
波信号成分があるとその可変フィルタ転移周波数が、信
号成分より上方に移動することにより、雑音低減が与え
られる周波数領域を低周波帯に制限してしまうことであ
る。その雑音低減の損失は帯域分割システムにおけるよ
りもより顕著に可聴であり、それに関連した副次効果（
雑音変調や信号変調）は滑動帯域システムに固有である
増倍効果のために固定帯域装置におけるよりもさらに深
刻であろう。この効果は滑動帯域システムが圧縮を与え
る与え方に起因する。例えばもしも主要高周波信号があ
り、２ｄＢの利得の低減がその周波数において必要とさ
れると、可変フィルタ遮断周波数はフィルタ勾配に沿っ
て、その大きさの減衰を与えるに必要な程度移動する。

しかしながら新しい遮断周波数からもっと低い周波数に
対しては効果は５又は１ＯｄＢ程度の動的動作となり、
信号変調又は雑音変調発生の恐れがあると共に雑音低減
のすべて又はほとんどが失われる結果となる。

換言するとこの例では、主要信号の２ｄＢの変化は主要
信号から離れた周波数において５又は１０ｄＢの変化を
起こしうる。第１図はこの効果を例示する理想化された
圧縮器特性応答曲線である（この書面では色々の応答特
性曲線は圧縮器のものであり、各々の伸張型特性は圧縮
型特性の相補的のものであることを了解されたい）。比
較的にまれな条件の下ではあるが非常に高い周波数の主
要信号成分（例えばシンバル）が滑動帯域フィルタを制
御するとき、もしも伸張器が適切に圧縮器を追跡しない
と、主要信号以外の中帯域信号成分にも耳ざわりな変調
が生じる。この問題は「中帯域変調効果」と呼ばれる。

この問題を解決する一つの方法は前記米国特許第４，４
９０．１ｌｉ９１号に開示されている。

固定帯域装置においては、同一の利得低減が主要信号成
分に呼応して周波数帯域（それが広帯域でも、帯域分割
システムの一つの周波数帯域でも）全域にわたり起こる
。かくして信号若しくは雑音の変調が起こる一方、効果
の増倍は全く無い。即ち、主要信号成分のレベルにおけ
る　２ｄＢの変化は主要信号成分から離れた周波数では
２ｄＢを超える利得変化を起こさないであろう。しかし
ながら雑音低減効果の観点から見ると、これは固定帯域
装置の不利な点であり、主要信号成分に応答して制限が
起こるときは動作周波数帯域内のどこでも十分な雑音低
減効果は得られない。第２図はこの効果を例示する理想
化された圧縮器特性応答曲線である。効果は増倍されな
いとはいえ、この固定帯域動作が起こる周波数帯域全体
にわたり、雑音及び信号変調が起こる可能性がやはりあ
る。

上記の欠点にもかかわらず、滑動帯域装置の利点は、主
要信号成分より上方周波数にて（周波数の下方へ作用す
る滑動帯域システムの場合には主要信号成分より下方）
十分な雑音低減効果が得られることである。か（して各
々の不利な点（例えば固定帯域では増倍はないが、動作
領域にわたり雑音及び信号変調があること、及び滑動帯
域では中帯域変調作用があること）を廃除し、しかも固
定帯域システムと滑動帯域システムの利点（例えば、固
定帯域では変調作用の増倍がないこと及び滑動帯域では
主要信号周波数より上方で信号または雑音変調が最小と
なること）を達成する装置が望ましい。本発明はこの組
み合わせを与える。

本発明は固定帯および滑動帯域システムの利点のみが得
られる装置であるのみならず、複雑な回路を要せずに主
要信号に対する高度な整合性又は適合性を有する圧縮器
、伸張器およびコンパンダ・システムを達成すべく色々
な動的及び受動的な特性の利点が得られる装置にも一般
的に適用できる。

本発明は、主要信号が現われたときに隠されていた特性
が表わされて能動的となるまで、一つ以上の特性が隠さ
れ若しくは潜伏されるよう、複数の圧縮／伸張／等化特
性が互いに他に重畳されるようにされた圧縮器、伸張器
及びコンパンダ型雑音低減装置によって整合的等化の理
想により一層近づける、という認識にもとづいている。

かくして本゛発明によれば、一つ又はそれ以上の潜在的
特性を潜伏させる定義アンブレラ（ｄｅｌ′ｉｎ！Ｂｕ
ｍｂｒｅｌｌａ　）又は包絡線°を与える静止特性（ｑ
ｕｉｅｓｃｅｎｔ　ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ）が
、先行技術の回路装置により与えられるよりももつと効
果的適合的な等化を与えるべく、主要信号成分に応答し
て発言するよう改変される。

一つ（又は多分それ以上）の特性に起因する動作は入力
信号成分のレベルとスペクトルの内容が変化するとき同
一周波数およびレベルの領域内で動作しうる一つ以上の
他の特性動作に置き換える、という意味で、特性のこの
ような顕在化を［動作知覚（ａｃｔｌｏｎ　５ｕｂｓｔ
ｉｔｕｔｉｏｎ）Ｊとして説明できる。

この置換は、任意の非主要信号成分に関して、圧縮器内
で伝送が最大となり、かつ伸張器内で最小となるように
されていることが好ましい。本発明は圧縮器、伸張器及
びコンパンダ雑音低減システムの設計者に非実用的な回
路の複雑さに頼ること無く応答特性を向上させる大きな
柔軟性を与える。

本発明は主要及び非主要信号成分間の弁別をすると共に
動的動作を主要信号成分のみに限定しうる改良された能
力を有する圧縮器、伸張器及び雑音低減コンパンダ・シ
ステムを与える。主要信号成分があるときを除いて実質
的に一定の昇圧を維持する雑音低減エンコーダー（圧縮
器）を与えることによって、雑音低減デコーダー（伸張
器）は非常に安定な雑音フロア（ｎｏｌｓｅ　ｒｌｏｏ
ｒ　）を有する。

このことは高品質の雑音低減システムに徂要なことであ
る。

この発明に括づいて最良の重畳を与えるためには、装置
は実質的に完全な「動作置換」が得られるようにされて
いることが必要である。動作置換装置では、主要信号成
分のレベルとスペクトル内容に応じてスペクトルの全域
又は一部にわたり特性が動的に出現する。動作置換は潜
在的特性を顕在化する。理想的には、重畳構造があると
きは、スペクトルの全域又は一部内で最適の効果を与え
ることができるときのみ特性が現われる。この場合その
特性はその領域内で十分に宵効である。

例えば、圧縮器の場合、非主要信号成分にたいして、そ
の理想的特性は最高の信号出力を与えるものであり、伸
張器の場合は最低の信号出力を与えるものである。特性
の有効性の交差する領域（ｃｒｏｓｓｏｖｅｒ　ｒｅｇ
ｉｏｎ）を除いて、各々の特性は非主要信号成分にたい
して十分に効果がある。交差領域では結合された特性全
体は単独に作動するときのいかなる特性の最大動作をも
超えることはない。これら特性は互いに隠されており、
いずれの特定周波数においてもその時点における信号条
件の下でいずれの特性が最大の効果を有するかに応じて
その一つ又はいくつかが出現する。

議論の目的のため、ある圧縮器システムにおける利得が
、非常に低レベルの信号が減衰することなくこの装置を
通過するように構成されている、としよう。すなわち、
最大可能な動作は利得１を与えるものである。ここで、
何らかの方法により高レベル（主要）信号の存在の下で
可能な限り広い帯域にわたりこの利得を達成することが
本システムの果たすべき役割である。

従って重畳された圧縮器においては第一のフィルタ及び
圧縮器素子の出力が注目される。この出力は全潜在的動
作の完了した部分（ｃｏｍｐｌｅｔｅｄｐａｒｔ）を表
わす。その動作の未完了部分はその入力から完了部分を
差し引いたものである。未完了部分はしたがって何を寄
与しうるかを見るために引き出されて次の素子に入力さ
れる（入力信号全体を第二の素子に入力することは、二
重動作を結果するから誤りであろう）。第二素子の出力
はこの特定の素子の、動作全体に対する寄与となる。

その動作は（成功するとすれば）第一素子の部分的に不
適当な動作を補助する。第一素子の出力が特定の周波数
にて無視可能であるという極端な場合、第２素子の動作
は効果的に第一素子の動作を置換する。

残りの潜在的動作は従って入力から初めの二つの素子の
出力を差し引いたものである。このようにしてこの差信
号は第三素子に入力され、それ以下の素子についても同
様にされる。もしも十分な素子があり、少なくともそれ
らのいくつかが、存在す主要信号に対する十分な弁別性
を有すれば、非主要周波数においてすべての素子利得の
和が所望の和である１に近づく。

主要周波数においては圧縮型全体の利得は１であっては
ならず、チャンネルの過負荷を回避するために、かつ伸
張器による復元を可能にするために、特定された圧縮法
則に従わなければならない。

本発明による重畳効果はいろいろの回路装置により達成
されるが、その最も基本となるものは上記開示から導か
れるもの、すなわち、特に複数の素子に別々に入力を与
え、かつ素子出力を加算するものが効果的である。例え
ば、もしも各々の素子が入力端、基Ｌ＄電位（例えば接
地電位）端、及び出力端を有すれば、第一素子への入力
は基準電位に相対的なその入力信号であり、その第二素
子への入力は第一素子の出力に相対する入力信号（例え
ば入力信号と第一索子の出力との差）であり、第三素子
（もしも第三素子があるとして）への入力は第−及び第
二素子の出力の和に相対する入力信号である。さらに素
子があれば以下同様である。これら素子の出力は加算さ
れて全体的出力を与える。これは入力と出力がまさに上
に述べたように利用される第３図のような回路構成を含
めた実質的に等価な多数の方法で与えることができる。

しかしながら、第４図に示すように、三端子回路がそれ
程複雑でなく互いに結合されながらなお第３図の装置と
同一の結果を達成しうるちつと簡単な方法がある。その
入力は各素子の入力端子に印加される。第一索子入力は
規準電位に相対的である（例えばその第二端子が規Ｉ＄
電位に接続されている）。第二素子入力は第一素子の出
力に（ｌ射的である（例えばその第二端子が規準電位に
ではなくて第一素子の出力端子に接続される）。第三索
子入力は（第三索子があるとして）は第二素子の出力に
相対的である（例えば、第二端子が規準電位にではなく
て第二素子の出力素子に接続される）。それ以上の素子
があれば、以下同様である。

全体的出力は最後の素子の出力端子にて取り出される。

この後者装置は素子の［スタック（５ｔａｃｋ）ｊと呼
びうるちので、その簡単さのために本発明の実施に好ま
しい。しかしながら他の回路構成も、もっと復雑さと費
用がかかるが、同一の又は類似の結果を与えることがで
きる。例えば第５図は第３図から第４図への変更を示す
に宵月な別の構成を示す。第３図、第４図及び第５図は
互いに等価である。第５図は第３図と第４図間の変更で
あり規準電位から一つを除いてすべての第二端子を除去
した場合の加算出力を維持するものである。

本発明は一般的に色々の動的特性及び受動的特性を有す
る素子の組み合わせに適用できるが、実用的かつ説明−
ヒ非常に何州な組合わせは、固定帯域動的特性と滑動帯
域動的特性との重畳である。

本発明の技術の教示を適用することにより、これらの欠
点を回避しつつこれら両者の特性の利点が得られる。か
くして、もしも滑動帯域特性及び固定帯域特性が実質的
に同一の周波数領域（広帯域又は確定された帯域）及び
同一のレベル領域にて重畳されると、この重畳された組
み合わせの入力特性は、いずれか一つの静止特性と同じ
に現われる。その理由は、これら二つの静止特性は同一
であるからである。主要信号成分がその周波数領域内に
現われると、各特性が動作する一一恰もそれが単独に作
動し、かつ滑動帯域特性が単独に動作したときの滑動を
起こすときのように、一様にその周波数領域にわたり固
定帯域特性がレベル降下する。

しかしながら、二つの動作はもはや他にたいしである程
度独立ではない。静止状態では二つの特性は一つの状態
のように現われたが（第８Ａ図）、これらの変化が起こ
ると二つが出現する。すなわち組みあわさった特性は主
要信号より上方（滑動帯域特性が上方又は下方のいずれ
に作動するかに応じて時には下方に）に出現し、主要信
号の周波数より下方（又は上方）の固定帯域特性のよう
に出現する。第６Ｂ図は滑動帯域が主要信号より上方に
ある場合の例を示し、第８Ｃ図は動帯域が主要信号より
下方にある場合の例を示す。二つの動作領域が顕在化さ
れ、主要信号の周波数にて分割されている。従って滑動
帯域特性が「露出」した領域は、固定帯域特性によって
補完される。実際、後者はフロア（ｆ’１ｏｏｒ）レベ
ルすなわち基礎レベル（ｒｏｕｎｄａｔｉｏｎ　１ｅｖ
ｅｌ）を与える。言い換えると主要信号に呼応した動作
の置換がある。その結果として、固定帯域及び滑動帯域
装置の両方の利点がそれらの不利な点を回避しつつ得ら
れる。主要信号の下（又は」二）の雑音低減の損失と中
帯域変調効果を固定帯域特性の存在により回避しつつ、
最大雑音低減効果及び最小変調効果が主要信号より上方
（または下方）で得られる。かくしてもしも滑動帯域特
性が単独に動作していたら生じたであろう主要周波数よ
り下方（又は上方）の増倍効果が起こらないが、滑動帯
域特性の利点が主要周波数より上方（または下方）で得
られる。

高周波帯域及び低周波帯域がそれぞれ重畳された固定帯
域／滑動帯域特性をふくむ帯域分割装置を与えることに
より、さらに高い適合性ある装置が達成される。その高
周波帯域では滑動帯域が周波数上方に作動する一方、低
周波帯域ではその滑動帯域は周波数下方に作動する。静
止状態では、本特性は全体として平坦な特性を与えるよ
うに重畳する。穏やかなフィルタ勾配（例えば、６ｄＢ
／オクターブ）及び共通の静止コーナー周波数を周波数
帯域の中間に選択をすることにより（例えばオーディオ
・システムの場合８００Ｈｚ）　、処理している帯域の
全実質部分にわたり高周波及び低周波帯域両方により優
れた主要信号トラッキングが可能である。高周波及び低
周波帯域が同一の低レベル利得を有するそのような装置
の静止応答は第７Ａ図に示すように平坦である。

第７Ｂ図は、第２２図、第２３図及び２４図（いずれの
場合もそれぞれスペクトルのスキュウィングや不飽和回
路は示してない）の説明に関連して下に詳細に述べるよ
うな多段圧縮型装置について、色々な周波数における単
一の高レベル主要信号のトラッキングを示す。第２２図
、第２３図及び第２４図の圧へ蒸装置はｌ　［ｉｄ［ｌ
の低レベル利得を有する二つの低周波段と２４ｔＪＢの
低レベル利得を有する三つの高周波段とを使用するので
、第７Ｂ図に示したように静止応答は低周波で１６ｄＢ
であり、高周波で２４ｄＢに上昇する。第７Ｂ図の例で
はいろいろの周波数（１９９Ｈｚ、　２００Ｈｚ、　８
００Ｈｚ、　１．６ｋｌｌｚ、　３ｋＨｚ、及び６ｋＨ
ｚ）における各高レベル（システムの最大レベルの約２
０ｄＢ下に取られた基準レベルにたいしてＯｄＢ）のト
ーン（主要信号）に対しては、低レベルのトーン（−６
０ｄＢから一７０ｄＢまで）はスペクトルを通して掃引
されており、主要信号の存在下の応答を示す。

滑動帯域応答は主要信号の上方及び下方に現われる。二
つの主要信号の存在は、最大雑音低減が最も重要（第７
Ｃ図。第７Ａ図におけるように第７Ｃ図では高周波及び
低周波数帯域が同一の低レベル利得ををする）となるそ
れら周波数より上方および下方の周波数における主要信
号と滑動帯域応答との間に固定帯域応答を生ずる。

第７Ｂ図及び第７Ｃ図に示された良好なトラッキング動
作は帯域分割装置の二つの帯域各々の固定および滑動帯
域特性の両方を用いて可能にされる。

例えば第７Ｃ図ではもしも二つの固定帯域が使用されな
かったならば三大主要信号間の領域内に重大な被主要信
号の欠陥（貧弱な雑音低減効果）が生じたであろう。も
しも所望とあらば、部分的に高及び低周波帯域と重畳す
る中帯域（例えば通過帯域４００　Ｉｔ　ｚから　１．
８ｋＨｚ）もまた組み込むことができて、極端に低周波
の及び極端に高周波の両主要信号が同時に存在するとき
は中周波数の雑音低減を改良することができる。この中
帯域素子の出力は高周波及び低周波スタックの底部に印
加しうる。

この後者改善は実用的オーディオ雑音低減回路では必要
とは思えない。

動作置換法は良好な信号トラッキングを可能にすること
に注目されたい。在来の高勾配（１２ｄＢ／オクターブ
又はそれ以上）の高パス及び低パス可変フィルタを使用
することを考えよう。第一に、これらのフィルタ出力は
静止状態において平坦な特性をなすようには結合しない
であろう。低周波及び高周波両方に類似の減衰形を使用
すれば、これは単極フィルタ（ＴＡ図）を用いてのみ可
能である。第二に、一つまたは両方のフィルタが滑動す
ると、非主要信号欠陥が現われるであろう（貧弱な雑音
低減）。

本発明では段境界を確定しているフィルタは最適低レベ
ル応答を得るための単極フィルタである。

信号があるとき、追加的な単極滑動帯域シェルピング・
フィルタが使用され、二極フィルタに固有の過度の位相
転移（位相逆転）を起こすこと無く類似的二極が得られ
る。動作置換法により固定帯域を介在させれば、応答を
さらに調整できる。いくつかのスタガー（、Ｉｔ調）レ
ベル段を用いることにより、得られる応答をさらに複合
する類似多重極効果、すなわち実効的回路急峻性すなわ
ち主要信号成分と主要信号成分とを弁別する能力を与え
る。

圧縮器又は伸張型全体の動的回復特性 （ｒｃｃｏｖｅｒｙ　ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ
）に関して、動作置換法は更に性能の改良に寄与する。

固定帯域回路は少なくとも通過帯域では周波数に事実上
独立な回復時間を有する。滑動帯域回路はスペクトルの
通過帯域端にて非主要信号にたいして早い回復時間を有
し、スペクトルの停止帯域端（ｓｔｏｐ　ｂａｎｄｅｎ
ｄ　）にて非主要信号に対し遅い回復時間を有する。従
って制御回路回復時間の選択は、この回復時間条件と、
得られる定常状態及び変調歪みの大きさとの妥協の問題
に帰する。しかしながら、この妥協は動作置換法の使用
によれば遥に容易になる。特に、固定帯域はシステム全
体に確定的かつ急速な回復時間を与え、その結果、滑動
帯域は他の場合に好ましいとされる時定数よりももっと
長い時定数を使用することができる。これにより低変調
歪み及び早い回復時間の両方が得られる。

本発明の好ましい実施例の基本的動作をより良く理解す
るために、本装置を、各々が第８図に示すような広帯域
（周波数に独立の）抵抗性減衰器である二つの素子のみ
から成るものに、簡単化することが有用である。各素子
の最大可能動作は利得１をを与えることである。Ｒ１及
びＲ２は第一の減衰器（Ｒ２は可変である）を含むが、
これは三端子回路であってその入力端にＶｊｎを受信し
、その第二端子が接地され、その出力は利得１のバッフ
ァＢを介して他の減衰器の第二端子に印加される。第二
の減衰器は別の三端子回路で、Ｖｉｎをその入力端に受
け、その出力端には全体的結合出力をあたえるもので、
Ｒ３及びＲａにより構成される。後者は可変である。

初めにＲ２及びＲ４が非常に大きいと仮定しよう。する
といずれの回路もまったく減衰を与えず（Ｒａ　とＲ３
への共通の入力からみて）、またＶｉｎが節旧およびｎ
２（それぞれＲａとＲ２の節およびＲ３とＲ４の節）に
存在しない。従って、Ｒ４にかかる電位がゼロでありか
つＲ４に電流が流れないので、ＶｏｕｔはＶｉｎに等し
くなければならない。受動的三端子回路では、もしも接
地への内部接続がなければ、−入力のその出力への電圧
伝達関数は他の入力の出力に対する補数であることが知
られている（例えば、もしも−入力に関する伝達関数が
ｒｔＪであれば、他の出力に関する伝達関数はｒｌ−ｔ
Ｊ、すなわちその補数、である。

つぎにＲ２が非常に大きいが、Ｒ４は非常に小さいと仮
定しよう。従ってこの下位素子は全く減衰を有さず、上
位素子（ｕｐｐｅｒ　ｅｌｅａ＋ｅｎｔ　）は最大の減
衰を（Ｒ＋及びＲ３への共通の入力から見て）有する。

従って、Ｖｉｎは節旧にあり、またＲ４が非常に小さい
ので節ｎ２にもなければならない。

上の回路の減衰が最大であるので、Ｒ３を介しての入力
からの寄与は全く無い。か（して出力はＶｊｎである。

すなわち、伝達関数の観点から見ると、再上部の回路の
伝達関数はＲ３に印加された信号に関してはゼロであり
、Ｒ４に印加された信号に関する相補的伝達関数は１で
ある。これら二つの伝達関数に由来する電圧の和は、し
たがって、Ｖｉｎである。

この一般的な場合についてこれら素子の逆転配置がその
結果に重要でないことを示すことは有用である。従って
上位素子は全く減衰を有さす、また下位素子は最大の減
衰を（Ｒ＋及びＲ３への共通入力からみて）有する。し
たがって、節ｎ２における電圧はＶｉｎであり、またＲ
４が大きくてそれを電流が流れないので出力電圧Ｖｏｕ
ｔもそうである。

伝達関数を考えると、再上部回路の伝達関数は１？３に
印加された信号に関して１であり、Ｒａに印加された信
号に関するその相補的伝達関数はゼロである。二つの伝
達関数に由来する電圧の和はしたがってＶｉｎである。

従って、もしも両方の素子が（Ｒ＋及びＲ３への入力か
ら見て）全（減衰を有しなければ、出力はＶｉｎである
。Ｌ記のことから、他方の素子の減衰があったとしても
それにはかかわらずいずれかの素子が（Ｒ＋および１？
３への入力から見て）減衰ををしなければ出力はまたＶ
ｉｎであることがわかる。

この解析は定常状態を基にして、電解効果トランジスタ
（ＰＥＴ）を可変抵抗素子として使用して減衰が与えら
れ、減衰が入力信号の一部の周波数帯においてのみ効果
的であるもつと複雑な場合にたいして、拡張される。

本発明の動作に関していくつかの一般的観察結果が導か
れる。これらの結果は上に議論した簡単な回路装置に対
してのみならず本発明によって考慮されるもっと復雑な
回路装置におけるほとんどの信号条件の下でも成立する
と信ぜられる。第一に、任意の素子の最高の伝達は出力
で示される。

第二に、素子の特性はいずれの素子の最大出力をも超え
るような出力特性を生じない（たとえば、その特性は過
大な効果は与えない）。第三に一つの素子の特性が、い
ずれが大きさにおいて大きいかに応じて他のものの特性
によって隠される。他の回路装置を使用してそのような
結果を達成することは可能であるが、本発明の回路装置
は実現が簡単でありかつ所望の結果を与えるので好まし
い。

実用に際しては、一つの素子のみによって圧縮又は伸張
を与えるべく信号条件に応答して一つを残して他のすべ
てが抑圧される（ｋｎｏｃｋｅｄ　ｏｕｔ）場合に第一
の結果は特にｑ用である。この場合残りの素子はそれら
の出しうる限りの効果を与える（その効果はそれか主要
信号によっていかに影響されるかに応じてその最大可能
な効果よりも小さいことがありうる）。この例としては
、同一の周波数領域で作動する滑動帯域素子と固定帯域
素子からなる装置（例えば第６Ｂ図又は６０図に示すよ
うな応答を有するもの）が挙げられよう。主要信号は、
主要信号周波数における又はその近くにおけるその効果
を完全に抑圧すべく滑動帯域素子を上方に（又は下方に
）、ｆ）らせることができる。しかしながらこの固定帯
域素子は十分に効果的であり続ける（とはいえ、それは
主要信号の存在のためその最大効果よりも多分小さいで
あろう）。これは第６Ｂ図における主要信号の十分に下
方かつ第６Ｃ図の主要信号の十分に上方の周波数でのこ
とである。しかし、交差領域（第６Ｂ図及び第６Ｃ図の
主要信号周波数にある）では、全体的応答は固定帯域応
答から滑動帯域応答へ変化し、全体的応答はいずれの素
子の応答よりも幾分大きくなるように少々の応答付加が
ある。この付加効果は一般に、特性が最大効果未満で動
作している動作領域が交差する場合に起こる。この効果
は１式の積の存在に反映されている。

第二の結果は本発明の「定義アンブレラ」効果の基本で
ある。すなわち、特性を組み合わせた可能な最大効果は
、各々の特性の一番大きな効果よりも大きくはない。し
かし、特性がそれらの最大効果未満で動作するときは上
に述べた応答付加が交差領域で起こる。

第三の結果もまた本発明の基本であり、信号条件の変化
に応答して特性動作置換を可能成らしめる。

本発明はこのように、周波数帯域内の入力信号成分のダ
イナミック・レンジを改変するための、複数の回路素子
が相互接続されている回路を与える。この回路では、各
々が少なくともそれ自身の受動的または動的特性動作を
有し、しかも少なくとも一回路が動的特性動作を有し、
これら特性動作が実質的に同一の周波数及びレベルの領
域内で少なくとも部分的に動作するようにされており、
その回路素子は、入力信号成分の或レベルおよびスペク
トル内容にたいして一回路素子の特性動作がその周波数
帯域の少なくとも一部でもう一つの特性動作の置換をす
るように回路素子が相互接続されている。この回路素子
の相互接続は、特性の重畳により特性動作の置換を与え
るか、この場合、入力信号成分のレベルとスペクトル内
容の任意的組合わせに対しても個々の特性動作が全体的
周波数帯域を定義するように、又は個々の特性動作各々
が全体的周波数帯域部分を定義するように、全体的回路
特性動作が複数の回路素子の個々の特性動作から導かれ
、個々の特性動作が、又は周波数帯域のすべて若しくは
一部を定義する特性動作が、他の任意の個々の特性動作
の効果又は同じ周波数領域内でもっと小さな効果を宵す
る特性動作の効果を抑制する。入力信号成分のレベル及
びスペクトル内容の任意の組合わせに対する全体的特性
動作はいずれの周波数においても、当該周波数にて動作
しうる任意の個々の特性より実質的に大きな効果を有し
ない。

上記のそうご接続された二つの素子の組み合わせの全体
的電圧伝達関数は Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ　［＋＋　（ｓ）　＋　＋２（ｓ）　
−＋＋　（ｓ）　＋２（ｓ）　］（式１） ここでＶｉｎは印加電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧、＋＋　
（ａ）及び＋２（ｓ）は各素子の伝達関数である。

この式は上記の動作を確認する。すなわち、全体的出力
は伝達関数の和からそれらの積を引いたものである。換
言すると伝達関数が重畳しうる範囲にわたり伝達関数の
和から一つの因子が引かれる。この第三項の存在は本発
明の動作置換効果及び重畳効果にとって本質的である。

固定帯域又は、滑動帯域の例でいうと、固定帯域及び滑
動帯域応答はそれぞれの特性を維持し、重畳しない。重
畳する領域（例えばそれらの実効ある部分の交差領域）
内で、重畳領域における全体的結果がいずれの素子が単
独に動作するよりも実質的に大きくないように、それら
は相互に影響する。

一般的に、第３図及び第８図ないし第１１図に関して上
に述べたと同じように接続された多数の素子に同じ基本
的原理が当てはまる。とは言えその伝達関数式はもっと
複雑になる。もっと多数の素子の組合わせは、上記三素
子から外挿して、反復法によって解析できる。たとえば
、三素子の組み合わせに対しては初めに最初の三素子を
考え、それらの出力か恰も三素子の組み合わせにおける
単一素子の出力であるかのように考える。上記のように
相互接続されたこの三素子の組み合わせの全体的伝達関
数は次の形 Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ　　Ｃ＋＋　　（９ｓ）＋　１２　（
ｓ）　　＋　１２　（ｓ）　−ｔ　＋　　（ｓ）　　１
２　（ｓ）−ｂ　　（ｓ）　　＋３　（ｓ）　　−１２
（２）　　＋３　（ｓ）　　＋　　＋＋　　（ｓ）　　
＋２　（ｓ）　　ｔコ　（Ｓ）　］（式２） ここでＶａｎは印加電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧、＋＋　
（ｓ）、　＋２（Ｓ）及び＋３（３）は各素子の伝達関
数である。三つの伝達関数の積である別の項がある点を
除けば、三素子と同一の一般的特徴がある。

実際的問題として、これら回路は利得と減衰の両方を含
みうる。素子間の利得１のバッファは、象徴的であり、
もしもインピーダンスがあり負荷効果が回避されれば省
略できる。第８図の最も簡単な場合においてはバッファ
Ｂは省略してよく、もしもインピーダンスが適切であれ
ば説ｎ１及び可変抵抗Ｒ４間の直接接続をしてよい。そ
の結果得られる回路は、素子間にバッファが使用された
ら生じなかった相互作用を有するかも知れないが、回路
の性能はある種の用途には許容しうるちのである。

第８図の回路を記述する上記式１は第９図にブロック線
図で示す等価回路を示唆する。その入力信号が加算され
る三路に印加される。それぞれブロック（６）及び（８
）に示すように第−路はブロック（２）内の伝達関数Ｒ
＋　（ｓ）を含み、第二路はブロック（４）内の伝達関
数ｔ２（ｓ）を含み、第三路は伝達関数ｔ＋　（ｓ）及
びｔ２（ｓ）の直列の組合わせを含む。第三路内の伝達
関数の積は、ブロック（１２）内で加算されるときに引
くようにインバータ（１０）によって反転される。その
ような形状はその付加的な複雑さのために非実用的では
あろうが、にもかかわらずそれは同じ結果が代わりの回
路装置を用いて達成できることを例示する。式２は三素
子について修正された同様な形状を示唆する。

本発明の教示はまた、本発明の動作置換原理と重畳原理
を使用するアルゴリズムを与える通常的ソフトウェア・
プログラムにより制御される特定目的の又は汎用のデジ
タル・コンピュータにも使用できよう。

第３図は本発明の概要を記載した等価装置を示す。４個
の三端子素子（１４，１８，１ｇ　、および２０）はそ
れぞれ伝達関数ｔ＋　（ｓ）、　ｔ２（ｓ）、ｔａ（ｓ
）、及びｔａ　（ｓ）を有することが示されている。各
素子は接地された第二端子を肯し、その第三端子出力は
加算装置（２２）に接続されている。入力信号Ｖｉｎは
接地に相対的に素子（１４）の第一端子と第一加算装置
（２４）とに印加される。素子（１５）への入力は、加
算装置（２４）によって入力Ｖ１Ωから素子（１４〉の
出力を引いたものである。素子（１８）への入力は加算
装置（２Ｂ）により素子（１Ｂ）への入力から素子（１
６）の出力を引いたものである。素子（２０）への入力
は加算装置（２８）により素子（１８）への入力から素
子（１８）の出力を引いたものである。

第４図もまた本発明の概要を述べるもので、第８図に関
連して述べた好ましい実施例をさらに一般的に例示する
。第４図の装置において、四つの三端子素子（３０，３
２，３４，および３６）はそれぞれ伝達関数ｔ＋　（ｓ
）、　ｔ２（ｓ）、ｔａ（ｓ）、およびｔａ　（ｓ）を
有することが示されている。入力信号Ｖｉｎは規準電位
（接地として示されている）に相対して素子（３０，３
２，３４，及び３６）の第一端子に印加される。素子（
３０）の第二端子のみが規準電位に接続されている。素
子（３２）の（その第三端子からの）第二端子への入力
は素子（３０）の出力である。素子（３４）の第二端子
への入力は素子（３０）の（その第三端子からのに）出
力である。素子（３６）の第二単位への入力は素子（１
８）の（その第三端子からの）出力である。

全体的出力は素子（３６）の第三端子（８）と規桑電位
との間で取られる。

この一般的装置は素子の積み重ね（ｓｔａｃｋｉｎｇ）
ということができ、本発明を与える最も簡単にして最も
効果的方法であると信ぜられる。

第５図は本発明の概要にて言及した第３図及び第４図の
中間的装置で、別の可能な等価回路構造を例示する。第
４個の素子は第３図、第４図及び第５図では単に例示の
目的のために使用されている。本発明の教示にもとづく
重畳効果はさらに下に説明するように少なくとも一つが
動的である２個以」二の素子を使用して達成できる。第
５図の装置においては４個の三端子素子（３８，４０，
４２，及び４４）はそれぞれ伝達関数ｔ＋　（ｓ）、　
ｔ２（ｓ）、　ｔａ（ｓ）、　ｔａ　（ｓ）を冑するこ
とが示されている。その入力信号Ｖ１ｎは、（接地とし
て示される）基準電位に相対して素子（３ｇ、４０，４
２．４４＞の第一端子に印加される。素子（３８）の第
二端子のみが基準電位に接続されている。索子（４０）
の第二端子への入力は素子（３８）の（その第三端子か
らの）出力である。

素子（４２）の第二端子への入力は素子（３８）の出力
と素子（４０）の出力から素子（３８）の出力を引いた
もの（加算装置（４８）にて得られる）との和として（
加算装置（４Ｇ）にて得られる。素子（４４）の第二端
子への入力は加算装置く４６）の出力と素子（４２）の
出力（加算装置（５２）で得られる）との和（加算装置
（５０）にて得られる）である全体的出力は素子（３８
）と、加算装置（４８）と、加算装置（５２）と、加算
装置（５０）の出力を素子（４４）の出力から引く加算
装置（５６）とからの出力を結合する加算装置（５４〉
から得られる。

第４図の積み重ね装置は第１０図に示すような分岐を導
入することによってさらに修正できる。そのような装置
は第４図におけるような直接的又は直線的結合で可能と
成るよりもっと復雑な重畳効果を作り出すのに有用であ
る。第１０図の修正では積み重ねにおける第２「順位」
の素子は一つでなくて二つある。従って、入力Ｖｉｎは
それぞれ伝達関数ｔ＋　（ｓ）、　ｔ２（ｓ）、ｔ３（
ｓ）、ｔａ　（ｓ）、を有するブロックの第一端子に印
加される。ブロック（５８）の三端子回路の第二端子は
基準電位（すなわち接地）に接続され、その第三端子は
ブロック（６０）及び（６２）の第二端子に入力を行な
う。ブロック（６０゜Ｂ２）の第三端子からの出力は加
算装置（６４）で加算されてブロック（６６）の第二端
子に印加される。全体的出力はブロック（６Ｇ）の第三
端子から取り出される。他の分岐装置も可能である。第
１０図の装置は本発明により素子が構成されつるほんの
一例である。

第３図、第４図、第５図、及び第１０図に示されていな
いが、素子間の結合は緩衝されていてもいなくてもよい
が、上に述べたようｉこ緩衝されたほうが好ましい。加
えて、これまでに示した一般的装置は三端子回路を採用
するが、数個又はすべての素子が各々「浮動する（ｒｌ
ｏａｔｓ）Ｊまたは基準電位に接続される三または四端
子回路であるようにされたこれら教示に基ずく等価回路
装置が可能である。例えば、第３図から第５図及び第８
図から第１０図までに固宵な基本的「差動入力、加算出
力」（ｄｌｆ’ｆ’ｅｒｅｎｔｉａｌ　Ｉ’ａｅｄ、　
ｓｕｍｍｅｄ　ｏｕｔｐｕｔ）装置を達成すべく、変圧
器や種々の孤立方法が使用できる。

本発明による任意の素子の結合に関して、全体的圧縮器
又は伸張型動作を与えるため、少なくとも一素子は圧縮
器又は伸張型関数である伝達関数を有しなければならな
い。能動的である（例えば信号条件に応じて動的に変動
する特性ををする）素子はすべて、一般的に同一の方向
に（すなわち圧縮器又は伸張型動作を与えるように）動
作しなければならない。一つ以上の素子が受動的特性（
すなわち信号条件に応じては動的に特性が変動しない）
を有してよい。動的特性が変動するに伴い受動的特性が
発現するように能動的素子が動的特性を有すべく、一つ
の受動的素子を与えることは有用であろう。

本発明による素子の装置は単独に圧縮器及び伸張器とし
て機能しうるが、米国特許第３．８４６．７１９号、米
国特許第３．９０３，４８５号、米国特許第４゜４９０
．６９１及び再発行米国特許第２８，４２６号に一般的
に述べられている形式の二重路圧縮器及び伸張蓋装置の
−又はそれ以上の路面にそれらを使用することが好まし
い。

能動的素子はそれぞれそれら自身の制御回路によってそ
れらの可変条件を制御されることが好ましい。とは言え
、ある種の目的には単一の制御回路で一つ以上の能動素
子を制御することが許されよう。個別の制御回路が使用
される場合、これらの制御回路が各素子内においてのみ
信号に応答して独立に動作するようにこれら制御回路が
動作することは可能であるが、さらに以下に述べるよう
に実際上は全体的回路性能は制御回路に付加的信号を印
加することにより改良できる。定常状態減衰器素子に基
ずくこの簡単な解析は、素子が制御回路を有し、またこ
れら制御回路系の素子及びシステム全体の諸部分と相互
関係を有する動的状態のもとでは、完全に当てはまらな
いかも知れないことは明らかであろう。

また、いくつかの能動的素子は主要信号に応答して動的
動作が始まるしきい値を有しうることも注意されたい。

素子のスタック（積み重ね）の設計において、能動的素
子の間でいろいろのしきい値を選択することは種々の主
要信号状態に応答して種々の素子特性が発現するように
シーケンスに影響を与えるようにできる利点があろう。

しかしながら、一般的には重畳効果を達成するためには
能動的素子すなわち動的素子は一般的に同一レベル範囲
で能動的でなければならない。すなわち、動的動作を起
こさせる入力信号レベルは、数ｄＢの変動を受けても実
質的に同一とすべきである。

第１［図の装置は、種々の特性を備えた多重素子が有用
に結合された方法を例示し、また、スタソり内の素子間
の相対的しきい値の設定を説明するのに、有用である。

理解の簡単と容易のため、概念を例示するのに必要な主
要成分のみがこの図（及び次の第１３図から第１６図ま
で）に示されている。この装置は二市路圧縮器又は伸張
器内の雑音低減側路を形成し、又はその代わりとして、
単独の圧縮器を形成しうる。この装置は、いろいろの特
性を備えた多重素子が結合できる方法の一例に過ぎない
。もう一つの有用な素子の結合は、同一の周波数帯域内
で上方への動作及び下方への動作をする。滑動帯域特性
を素子に与えるようにすることである。

第１１図には広帯域減衰器素子（８ｇ）、固定帯域減衰
器素子（７０）、滑動帯域素子（７２）　、第１の魚屑
波数減衰器素子（７４）、及び第２の魚屑波数減衰器素
子（７６）を有する後素子スタックが示されている。

バイパス・フィルタ（７８及び８０）はそれぞれ８ｏ。

Ｈｚのコーナー周波数を有し、素子（７０，７２）の伝
達関数の一部を形成する。バンドパス・フィルタ（８２
，８４）は　９（ｉｏｌｌｚ　（４重ビデオテープレコ
ーダにおけるヘッド回転に関連したオーディオ妨害周波
数）に中心があり、１５．７ｋｌｌｚ　（５２５線テレ
ビジヨンシステムにおける水平走査周波数におけるオー
ディオ妨害周波数）にてそれぞれ素子（７４，７６）の
伝達関数の一部を形成する。各素子はそれ自身の独立な
制御回路（８８，８８，９０，９２，９４）を釘し、こ
れらは本質的に、必要に応じて周波数重み付けをされた
利得又は広帯域利得を宵しうる増幅器を含む整流器兼平
滑回路である。好ましくは、各制御回路はそれぞれの素
子の出力にのみ応答すること、すなわち制御信号が結合
装置（８９，９１，９３，９５）を用いて差動的に導出
されること、が好ましい。（各素子の底部から減算的な
入力があることに注意されたい）。これら制御回路は可
変抵抗素子（９Ｂ、９８゜１００．１０２，１０４）を
制御するが、これらは実際はＦＥＴでよく、制御電圧は
それらのゲートに入力される。

固定帯域減衰器素子（６８，７０，７４，７６）は直列
の抵抗器（１０Ｂ、１０ｇ、ｌＩＯ，１１２）をそれぞ
れ有し、ＰＥＴに関連して可変電圧分割器を形成する。

滑動帯域素子（７２）は直列のコンデンサ（１１４）を
有してＦＥＴと関連して可変バイパス・フィルタを形成
する。好ましい第４図スタック装置の方法では、素子（
６８）は接地として示される基＄電位に相対して駆動さ
れ、他の素子はその下の素子の出力に相対してバンファ
（利得１のバッフｙ　（１１Ｂ）　、（ｉｌｌ！＞　、
　＜１２０）　。

（１２２））を介して駆動される。各フィルタはもしも
含められると、やはり、その基準端子がその下の素子の
出力に接続されることに注意されたい。各素子は信号レ
ベルが当該素子内で上昇してそのレベルに達すると可変
素子内に変化が起こるように、しきい値を有する。各素
子は最大ＬＯｄＢの動的動作を与えるものと仮定される
。本装置の全体的出力は１ｇ上部の素子から利得１のバ
ッファ（１２４）までの出力としてｉＧられる。

静止状態では第１１図の装置の定義包路線は１０ｄＢの
動的動作の広４１シ域である。信号成分が出現するとこ
れら成分の周波数及びレベルに呼応しているいろの素子
の特性が発現する。これら信号成分に応答して素子の特
性が出現する順序はそれぞれの素子の動作周波数領域と
それらの相対的しきい値レベルとに依存する。

初めに二つの例を考えよう。もしもしきい値以下のレベ
ルから始まって、２００Ｈｚのトーンが現われると、広
帯域素子はやがて負けるが、他の素子は完全に効果的で
あり続ける。従って、第１２Ａ図に示すように、全体的
特性は８００肚の固定帯域及び滑動帯域のものであり、
これら後者は一致し、部分的に二つの焦眉波数特性（ｓ
ｐｏｔ　ｆｒｃｑｕｅｎｃｙｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔ
ｉｃｓ）、すなわち　９６０１！ｚ点周波数特性の先端
と滑動帯域特性を隠す。滑動帯域のバイパス・フィルタ
は２ｋｌｌｚ　トーンに応答して上方に移動した。この
滑動帯域特性は１５．７ｋｌｌｚ点周波数特性を隠す。

第１１図の装置において、各素子は制御信号が差動的に
導出される結果、それぞれの素子内の信号のみに応答す
るそれ自身の制御回路を有する。素子はそれぞれ差動的
又は非差動的であるとによらず完全に独立な制御回路を
釘しえて、種々の交差接続が可能である。第１３図及び
第１４図に例示した交差接続は周波数の極端なところで
の滑動帯域素子内に適切な制御回路利得を維持しつつし
きい値を設定可能にする点でを用である。「パーキング
（ｐａｒｋｉｎｇ）　Ｊと呼ぶ別の形式の交差接続を第
１１３Ａ図及び第１６Ｂ図に関連して述べる。

第１３図を参照すると、周波数の上方に作動し、広帯域
静止特性を有する滑動シェルフ（ｓｌｉｄｉｎｇ　５ｈ
ｅｌｒ）である滑動帯域素子（１２ｇ）にスタックされ
た固定帯域素子（１２Ｂ）すなわち広帯域減衰器が示さ
れている。コンデンサのかわりに誘導性素子を代用する
と周波数の下方に動作する滑動シェルフができよう。実
際的な問題として、誘導子を疑似するためにジャイレー
タ（ｇｙｒａｔｏｒ）回路が使用される。この固定帯域
素子は直列の抵抗器（１３０）及び基準電位に接続され
た分路器ＰＥＴ（＋３２）を有する。これらはＰＥＴの
ソースドレーン路の抵抗がそのゲートに印加された制御
電圧に応答して制御されるにともない可変減衰器を形成
する。固定の帯域素子の出力はバッファ増幅器（１３４
）を介して整流器兼平滑回路（１３６）に印加される。

滑動帯域素子＜１２８）は並列コンデンサ（１３８）と
、バッファ（１３４）の出力にて固定帯域素子の出力に
接続されるＰＥＴにより分路される抵抗（１４０）と、
を含む。滑動帯域素子の出力はバッファ増幅器（１４４
）　、付加任意の結合装置（１５０）、及びＰＥＴ　（
１４２）に制御電圧を与える整流器兼平滑回路（１４Ｂ
）に印加される。素子の結合出力はバッファ増幅器（１
４４）から取り出される。

第１１図の装置に関連して述べたように、次の素子の制
御電圧を発生するのに 次の素子の出力を降圧（ｂｕｃｋ）すべく、一つの素子
の出力をスタックで使用することが可能である。

これは第１１図においてのみならず第１３図においても
示されており、バッファ（１３４）から来る滑動帯域素
子の出力が、バッフ−ｒ　（１４４）からくる固定帯域
素子の出力から引かれる。固定帯域素子からの降圧信号
は（増幅又は減衰によって）滑動帯域素子出力より大き
く又は小さくなるように取り扱うことができ、降圧信号
の方向は固定帯域素子出力が増大する際に降圧信号が減
少するように反転できる。これらの原理は一般的に本発
明による任意の配置の連続的能動的素子に適用できる。

固定帯域素子からの加勢信号が固定帯域素子用の制御回
路ループ内に配置されたフィルタ（１５２）によって初
めに条件付けられる場合のさらに別の例が第１４図に示
されている。代表的な場合、このフィルタは回路全体の
動作帯域内に配置された／Ａイパス・フィルタ又はロー
パス・フィルタである。

破線で示したフィルタのかけられていない降圧信号は、
第１３図の代わりの方法で（例えば、付加任意的結合装
置（１５０）について）同時的に印加できる。フィルタ
をかけられた降圧信号は第１３図のフィルタかけされな
い降圧信号に関して述べたように取り扱うことができる
。

さらに別の制御回路結合法では一素子の制御回路におけ
る整流された信号を別の素子の制御回路のＤＣ部分に入
力することが可能である。たとえば、第１３図で、加算
装置（１５０）は整流器兼平滑回路（１４Ｂ）とＦＣＴ
　（１４２）のゲートとの間に配置でき、素子（１２Ｂ
）からの降圧信号が整流器兼平滑回路（１３Ｇ）の出力
から取り出される。この代わりの方法は上記の方法にお
けるようにＡＣ結合若しくは降圧について信号位相関係
が正しくない場合に有利である。しかしながら、不利点
は第１４図におけるように結合された成分の選択的フィ
ルタリングに適用できないことである。

いくつかの適用例では、一つの制御回路を除去して第１
５図に示すように２個の素子用の共通の制御回路を使用
することが可能である。ただし、より整合的な効果を生
ずるには各素子にたいして個別の制御回路を使用するこ
とが好ましい。（第１３図及び第１５図で共通の成分に
対しては同一の参照番号を使用した。）第１５図では、
整流器兼平滑回路（１３Ｂ）からの固定帯域制御回路の
出力はまた、滑動帯域ＦＥＴ（１４２）をも制御すべく
バッファ（１４ｇ）を介して印加される。

第１ＧＡ図は回路に「パーキング」と呼ばれる付加的特
徴が結合された設計変更例を示す。パーキングの概念は
、素子がそのしきい値以下にあるときは応答特性をその
静止レベルまたは周波数以外のあるレベルまたはある周
波数にプリセントしておくとこ、すなわち「パーク」さ
せておくことが、しばしば有利であるとの認識に基づい
ている。固定帯域素子の場合、固定帯域制御回路は、入
力信号の変化に応答してより早く反応するように回路が
、ちょうどそのしきい値の下のレベルに、パークされる
。検出器（１５３）は固定帯域制御信号を感知し、適当
な信号を発してそれを加算装置（１５５）に印加し、こ
こでそれが制御信号に加えられ、又は制御信号にとって
代り、固定帯域パーキング信号を与える。動作に際して
は、パーキング信号レベルは、固定帯域しきい値のちょ
うど下に設定されることが好ましい。しきい値の上では
、固定帯域制御回路がパーキング検出器を排除し、これ
にとって代わる。従って、検出器（１５３）は固定帯域
制御信号を感知して、固定帯域素子がそのしきい値以下
にあるときのみ、その所望のレベルに固定帯域制御回路
をパーキングさせるための正しい信号を与える。これら
の機能を与える検出器はいろいろの方法で与えられる。

適当な一つの装置は「完全なダイオード」回路で固定帯
域制御電圧を感知することである。そのような回路はよ
く知られており、感知された信号がバイアス電圧に上昇
すると正から負に回路がその出力を切り替えるようにバ
イアスされたオペレーショアンプを利用する。必要に応
じて適当にレベル調節された完全なダイオード回路出力
は所望のパーキング信号を与えるべく、固定帯域制御信
号にとって代わる最大値選択回路として動作する。

第１８Ｂ図はパーキングを使用するスタック式固定帯域
及び滑動帯域素子の一般的な別の装置を示す。この場合
、滑動帯域素子（１２９）は、滑動帯域回路が下方に動
作するよう、誘導子（１３９）（実際的実施例ではジャ
イレータで疑似される）を宵する。

第１ＢＢ図の装置では、パーキングは固定帯域回路にお
いてのみならず滑動帯域回路においても与えられている
。固定帯域回路に適用されると同様に、パーキングの概
念は、固定帯域アンブレラ特性が存在するかぎり信号が
印加されたときに動作が起こる可能性のある周波数領域
に滑動帯域を予め滑動させる（それを「パーク」させる
）ことが可能である、という認識に基づいている。これ
は応答時間を改良し、変調歪みを低減する。その静止状
態においては、下方に動作する滑動帯域は、通常はその
広帯域状態内にある（いかなるパーキング回路も存在し
ないとき）。すなわち、高周波遮断は、もしも第１９図
に関連して以下に述べるような装置に使用されたなら、
無限大になる、すなわち十分に低周波停止帯域内にある
。信号が現われると、帯域は主要信号を減衰すべく下方
に滑動する。会話及び音楽では主要信号は１００　ｔ（
ｚないし１ｋＨｚ領域内にある。したがって約４００Ｈ
ｚの遮断周波数に滑動帯域をパークさせておくことが有
用である。この周波数は第１９図の装置の低周波パスバ
ンドに入ったところである。パーキングの影響は、信号
が固定帯域しきい値の上に上昇すると、これは固定帯域
アンブレラの急速な低下又は消滅を示すので、ただちに
除去される。検出器（１５３）は、規準電圧に相対して
固定帯域制御信号を感知し、結合装置兼最大値選択装置
（１５１）を介して滑動帯域ＰＩＥＴ（１４２）に印加
パーキング信号を発生する。この信号が固定帯域しきい
値の上に上昇した後で、もしも印加された周波数が４０
０Ｈｚよりも低いと、滑動帯域制御回路が支配的となっ
て、帯域をさらに下方に滑動させる。もしも周波数が４
ＱＱｌｌｚの上であれば滑動帯域制御回路が依然支配的
であるが、滑動帯域制御回路は、遮断周波数が上方に滑
動することを許す。検出５（１５３）は、固定帯域制御
信号を必ず感知するようにされており、その帯域素子が
しきい値以下にあるときのみ、滑動帯域回路を所望の周
波数にパーキングさせるための正しい信号レベルを与え
る。第１６Ａ図装置に関して述べた検出器装置は第１６
Ｂ図装置についても適している。

滑動帯域パーキング装置は高周波数滑動帯域回路に関連
しても使用できるが、利点は小さい、なぜならば起こり
そうな印加信号周波数は高周波停止帯域周波数領域にあ
るからである（第１９図及び第２０図等の装置を参照）
。これはすでに、低周波の場合とは対照的に、これはす
でに当を得ている状態である。

第１６Ｂ図は、ジャイレータで疑似される誘導子（１３
９）によりえられる雑音低減についての上述したパーキ
ング回路に関する別の特徴を示す。スイッチ（１５７）
として示す分路器は誘導子（１３９）にまたがって接続
される。このスイッチは検出器（１５３）からの信号に
より制御される。固定帯域回路及び滑動帯域回路のしき
い値の下（これは検出器（１５３）により感知されるが
）では、滑動帯域回路（１２９）及び誘導子（１３９）
が能動的である必要はない。従って、ジャイレータ疑似
誘導子は、回路がそれらのしきい値以下にあるときは分
路器により短絡されている。実用的回路では、この分路
器はＦＥＴを使用して与えることができ、検出器（１５
３）からの信号はこのＦＥＴのゲートに印加される。こ
の代わりとして、分路器は任意の入力点から適当な出力
点にまたがる配置でよい。ただし、これらに二点が同一
の信号レベルを有するとする。能動的素子内の雑音を除
去するために分路器を使用することは任意の双線形（ｂ
ｉ−１１ｎｅａｒ）の、又は単線形（ｕｎｉ−１ｉｎｅ
ａｒ）の圧縮器又は伸張器回路でできる。

なぜならばそのような回路には全く動的を与えない入力
信号レベル領域があるからである。そのような分路器は
必ずしもパーキング回路には関連していない。第１６図
装置においては、検出装置（１５３）から導出されるパ
ーキング信号は単に分路器の制御にたまたま適当である
に過ぎない。

第１６Ａ図及び第１ｆｉＢ図の実施例の、パーキング及
びジャイレータ分路器特性は第１４図装置の意味では使
用する必要がない。例えばフィルタ（１５２）の使用は
重要でない。このパーキングなる特徴は第１１図の装置
のような一般の装置に適用できる。

第１３図から第１８Ｂ図の交差結合装置は、このように
、回路設計者が２個の素子のしきい値の相互作用の仕方
を決定する点において顕著な融通性を与える原理上、第
１３図の装置のように、スタックされた素子夫々が別々
のかつ独立の完全な作動制御付き制御回路を有する場合
、スタック順序は重要でない。すなわち任意の順序に配
置された素子でも同一の結果が得られる。しかし、制御
回路に交差結合が全く無い場合または（降圧信号がフィ
ルタ（１５２）からのみある第１４図におけるように）
一部作動制御のみを与える交差結合がある場合、素子の
スタック順序は全体的結果に影響するかもしれない。

固定帯域素子及び滑動帯域素子からなる三素子スタック
（例えば第１３図から第１Ｂ図におけるように）の動作
を理解するために、コーナ周波数８００Ｈｚの固定単極
バイパス・フィルタが前記三素子への入力にたいして並
列に置かれたとし、かつこの固定帯域素子の実効しきい
値が一６２ｄＢであり、滑動帯域素子のそれが一６８ｄ
Ｂであると考えよう。各素子は最大１０ｄＢの減衰を与
えると仮定する。たとえば、もしも１２ｋｌｌｚの信号
が一６８ｄＢのレベルに印加されると、滑動帯域特性の
；−す周波数は滑動しはじめるが、全体的特性はうらく
線には何も起こらない。なぜならば固定帯域は依然非能
動的であり、はうらく線を支持しているからである。変
化された滑動帯域特性は隠されている。この状況は、第
１７Ａ図に示すように、信号が固定帯域しきい値の一６
２ｄＢに連するまで続く。この図は、静止状態のとき同
一の包絡線を有するが、外見上の滑動帯域特性は破線で
示す変化を受けることを示す。

信号レベルが固定帯域しきい値の上￥ｉｄＢに増大する
と固定帯域は減衰を続け、滑動帯域は第１７ｃ図に示す
ように上方に移動し続ける。

再発行米国特許第２８．４２６号に記載されているよう
に滑動帯域ＰＥＴの完全な減衰を得るためには、高レベ
ルにある制御信号ループ内に十分に高い利得を有するこ
とが必要である。前記特許に開示された解決法は、ルー
プ内に高周波子み付けをした増幅を与えることである。

しかし、この方法の欠点は、ループ利得が低レベルにて
高すぎる（従って帯域を必要以上に滑動させる）こと、
また十分に高い滑動帯域しきい値を維持するのが困難で
あることである。

第１３図及び第１４図に関して述べた交差結合法を用い
て、高信号レベル及び低信号レベル状態で所望のループ
利得を持った所望の滑動帯域しきい値を達成することが
ｉｉＪ能である。もしも付加任意的結合装置（１５０）
付きの第１３図装置が使用される（すなわち完全な降圧
効果がある）と、この時は固定帯域しきい値の下では滑
動帯域ＦＥＴ対する制御信号駆動が全くなく、非常に高
いレベル状態の下では固定帯域が負け（すなわち完全な
減衰がある）、降圧はもはや与えられず、滑動帯域制御
信号ループ内には充分な利得が与えられる。

実際上は、十分な降圧を与える方法は必要以上の降圧効
果を与えるが、もしも降圧動作がより小さければ改善さ
れた性能が達成される。たとえば滑動帯域制御信号ルー
プの実効高周波利得は、固定帯域が減衰されないかぎり
約５ｄｌｌ減少され、それが減衰するにともない、固定
帯域が完全に減衰されるときにこの利得がゼロｄＢに達
するまで、降圧動作は減少する。高い滑動帯域しきい値
が望まれる適用例では、第１４図装置は広帯域及び周波
数選択的降圧動作の両方の使用が可能である。高周波滑
動帯域素子の場合は、極端な高周波では降圧動作が最も
望ましいので、周波数選択性の降圧信号１が、バイパス
・フィルタ（１５２）を使用して導出される。極端な高
周波では等化された制御増幅器が最高の利得を与える。

下にさらに述べる実用的一実施例では、遮断周波数１．
６ｋｌｌｚが使用される。低周波滑動帯域素子に対して
は、高レベル低周波数にて高ループ利得を与えることが
必要条件である。その場合、第１４図の装置のフィルタ
（１５２）はローパス・フィルタである。さらに下に述
べる実用的一実施例では、４００Ｈｚの遮断周波数が使
用される。

上記のように非常に有用な構成は、各段が滑動帯域及び
固定帯域素子からなる、帯域分割式の高周波及び低周波
段に構成された圧縮器又は伸張器を与えることである。

平行な段は単独的ダイナミック・レンジ領域改変装置と
して、又は米国特許第３，８４Ｂ、７１９号、米国特許
第３，９０３，４８５号、再発行米国特許第２８，４２
６号、及び米国特許第４□４９０゜６９１号に述べられ
ているような形式Ｉ又は形式■の二重路装置における側
路として、動作することができる。好ましくはそれぞれ
において同一のコーナー周波数を有する単極フィルタが
、二つの段の結合された静止応答が平坦となるように使
用される。高周波及び低周波段に対する宵利なコーナー
周波数はオーディオシステムの場合的８００Ｈｚである
。緩やかに傾斜する６　ｄＢ／オクターブのフィルタ勾
配を用いると、もしも高周波段が８ＱＯｉｌｚのコーナ
ー周波数を有すると、この段は１００ないし２００Ｈｚ
の低周波まで顕著な動作を与える。もしも低周波段もコ
ーナー周波数８００Ｈｚを有すると、それは３ｋｌｌｚ
から６ｋｌｌｚの高周波まで顕著な動作を与える。した
かって、たとえば代表的音楽における大抵のエネルギー
を含む帯域である　１００Ｈｚから６ｋｌｌｚまでの領
域にある信号に対しては両方の段が効果的であり信号追
跡効果（ｔｒａｃｋｌｎｇ　ｅｆ’ｆ’ｅｃｔ）を与え
る。例えば、下にさらに説明するように、この領域にあ
る単一の主要信号に対しては、全体的応答は主要信号の
上方及び下方の二つの滑動帯域の和である。一つ以上の
主要信号にたいして得られる特性は、それぞれ、最上及
び最低の主要信号間の固定帯域応答と、最上及び最低主
要信号の上及び下の滑動帯域応答と、である。

第１８図では高周波段の実施例が示されている。

その入力内には遮断周波数８００　Ｈｚの単極バイパス
・フィルタ（１５４）が配置されている。実際上は、こ
のフィルタはそれ以下の回路からこのフィルタを緩衝す
べくオペレーション増幅器を含む。バイパス・フィルタ
を通った入力信号は固定帯域素子（１５Ｂ）と滑動帯域
素子（１５ｇ）とに印加される。この固定帯域素子は入
力抵抗（１６０）と、可変抵抗として作動する分岐器Ｐ
ＥＴ（１Ｂ２）と、ＦＥＴ（１Ｂ２）のゲートに印加さ
れるＤＣ制御信号を発生する制御回路（１６４）とを含
む。ＤＣ制御信号レベルが増大するにつれ、ＰＥＴ抵抗
は降下する。固定帯域制御回路（１６４）はそのループ
内にバッファ増幅器（１８Ｂ）と、約４００Ｈｚの遮断
周波数を有する単極バイパス・フィルタ（１６ｇ）と、
整流器（１７２）　　（好ましくは全波）と、平滑回路
（１７２）　　（これもこの制御ループの動作開始時間
及び復旧時間定数を調整するために使用される）とを含
む。滑動帯域素子（１５８）は並列の入力抵抗（１７ｇ
）及びＦＥＴにより分路されるコンデンサ（１８０）を
含む。この滑動帯域素子は、バッファ増幅器（ｔｇｃ）
　、加算装置（１８ｇ）、高周波強調回路（１９０）　
、整流器（１９２）　　（好ましくは全波）、及び平滑
回路（１９４）を含む制御回路（ｉｆ！４）を有する。

この加算回路もまた入力として、約１．６に！Ｉｚの遮
断周波数を持つバイパス・フィルタ（１７０）の前後で
取られた降圧信号を受信する。この降圧信号は適当に緩
衝され、制御回路の好ましからざる相互作用を回避する
。フィルタ（１７０）への入力はフィルタ（ｌＨ）及び
整流器（１７２）の間で取られる。固定帯域素子（１５
Ｂ）の出力はバッファ　（１９ｇ）を介して滑動帯域素
子に印加される。全体的出力は滑動帯域素子（１５ｇ）
のバッファ（１８６）から取られる。

スタック固定帯域及び滑動帯域素子は一般的に上記のよ
うに作動する。固定帯域素子からの降圧信号成分を滑動
帯域素子の制御回路に入力するのは上記第１４図の説明
に関して述べた理由のためである。フィルタ（１７０）
にたいして約１．６ｋｌｌｚのコーナー周波数が選ばれ
た。その理由は滑動帯域の差動制御は高周波でのみ必要
であるからである。

フィルタ（１６ｇ）は、非常に低周波の成分に対する固
定帯域回路の鋭敏さを低減するために使用された。

第１９図には低周波段の実施例が示されている。入力信
号は固定帯域素子（２００）と滑動帯域素子（２０２）
とに印加される。固定帯域素子は、入力抵抗（２０４）
、可変抵抗として作動される分路ＰＥＴ（２０６）、及
びＦ［ＥＴ（２０Ｇ）のゲートに印加されるＤＣ制御信
号を発生する制御回路（２０ｇ）を含む。ＰＥＴ抵抗は
ＤＣ制御信号レベルが増大すると降下する。制御回路（
２Ｈ）はそのループ内にバッファ増幅器（２１０）、コ
ーナー周波成約８００１（ｚの第１の単極ローパス・フ
ィルタ（２１２）、コーナー周波成約　１．８ｋＨｚを
有する第２０−バス・フィルタ（２１０）、整流器（２
１８）　（好ましくは全波）、及び平滑回路（２２０）
（これもまた制御ループの動作開始時間と復旧時間定数
を調整するために使用される）を含む。

滑動帯域素子（２０２）は［’ＥＴ（２２１１）により
分路される並列の入力抵抗（２２４）と誘導子（２２［
ｉ）とを含む。

実用上、誘導子（２２Ｂ）は演算し増幅器（このような
回路はよく知られているので図示しない）を含むジャイ
レータ回路によって疑似される。滑動帯域素子は、バッ
ファ増幅器（２３２）　、約８００Ｈｚのコーナー周波
数を有する単極ローパス・フィルタ（２３４）、加算回
路（２３Ｂ）、低周波強調回路（２３８）、整流器（２
４０）　（好ましくは全波）、及び平滑回路（２４２）
を含む制御回路（２３０）を有する。ローパス・フィル
タ（２３４）は好ましくは、低周波段で発生された好ま
しくない雑音を抑御するのを助けるために示す位置に配
置される。この代わりに、このフィルタは第１８図の高
周波回路で行なわれたように、装置への入力内に配置で
きる。加算回路（２３［ｉ）もまた入力として約４００
Ｈｚのコーナー周波数を有するローパス・フィルタ（２
１Ｂ＞の前後で採られた降圧信号を受信する。この降圧
信号は適当に緩衝されて制御回路間の好ましくない相互
作用を回避する。

フィルタ（２１Ｇ）への入力はフィルタ（２１４）と整
流器（２１８）との間で採られる。固定帯域素子（２０
０）の出力はバッファ（２４７）を介して滑動帯域素子
に印加される。全体的出力は滑動帯域素子（２０２）の
フィルタ（２３４＞から取られる。

動作上、低周波スタック固定帯域素子及び滑動帯域素子
は、一般的に、滑動素子が周波数下方へ作動することを
除けば上記と同様に作動する。上記のとおり低周波段に
おける一つの相違は、帯域確定フィルタが、高周波にお
けるごとく入力内には配置されないで、段出力内に配置
されることである。固定帯域素子からの降圧信号を滑動
帯域素子の制御回路に入力することは上記第Ｌ４図の説
明に関連して述べた理由のためである。フィルタ（２１
Ｂ）にたいしては約４００　ｔｌ　ｚのコーナー周波数
が選ばれた。その理由は滑動帯域の差動制御は低周波で
のみ必要とされるからである。フィルタ（２１２，２１
４）は非常に高周波の成分に対する滑動帯域回路の鋭敏
性を低減するために使用される。

第１８図及び１９図に示した形式の高周波及び低周　−
波設は、圧縮器、伸張器、及び雑音低減コンパンダを作
る構成ブロックとして使用できる。例えば第１８図及び
第１９図に述べた形式の高周波及び低周波段は第２０図
及び第２１図に図示した方法で、二重路装置内の側路と
して使用できる。

第２０図においては（米国特許第３．８４６，７１９号
に一般的に述べられている形式の）二重路装置が、入力
信号が高周波段（２５０）と、低周波段（２５２）と主
要路（２５４）とに印加される圧縮器（２４ｇ）を有す
るものとして示されている。段（２５０，２５２）の出
力は加算装置（２５Ｂ）にて加算され、その後加算装置
（２５ｇ）で主要路信号成分と加算されて用途のための
圧縮品出力を伝送チャンネルに与える。この側路信号成
分は、従って主要路信号成分を昇圧し、圧縮型動作を起
こさせる。伝送チャンネル出力は圧縮器（２４８）に相
補的であるように構成された伸張器（２８０）に印加さ
れるが、これは伝送チャンネル出力を受信し高周波段（
２５０）と低周波段（２５２）の出力との和を引く入力
加算袋ｆｆｆ　（２Ｂ２）を有する。

これら出力は加算装置（２６４）で加算される。側路信
号成分はしたがって主要路信号成分を降圧し、伸張型動
作を起こさせる。

第２１図では、（米国特許第３，９０３，４８５号に一
般的に述べられている形式の）形式■の二重路装置が、
入力信号と、加算装置（２７２）で結合される高周波段
（２５０）及び低周波段（２５２）の出力の和と、を受
信する入力加算装置（２７０）を有する圧縮器（２ＢＢ
）を備えたものとして、示されている。この加算装置（
２７２）は、その出力が主要路（２７４）に印加され、
この主要路がその圧縮品出力を伝送チャンネルに、その
入力を圧縮器（２５０，２５２）に、与えるこの側路信
号成分はしたがって主要路信号成分を昇圧して圧縮型動
作を起こさせる。この伝送チャンネル出力は圧縮器（２
５８）に相補的であるように構成された伸張器（２７Ｂ
）に印加される。段（２５０，２５２）の出力は加算装
置（２８０）で加算されてから加算装置（２ｇ２）で主
要路信号成分から引かれ、伸張写出力を与える。側路信
号成分はこのように主要路信号成分を昇圧して伸張型動
作を起こさせる。

第２０図及び第２１図では各圧縮器及び伸張器の主要路
は、ダイナミック−レンジにたいして線形であり、側路
高周波段と低周波段との和のレベルは主要路の最大レベ
ルよりも小さい。これらの図及び下記第２２図及び第２
３図における伝送チャンネルは、任意の形式の記憶媒体
もしくは伝送媒体を含んでよく、また、圧縮器からのア
ナログ信号成分を別の形（例えばデジタル）に符号化若
しくは変換する装置、その符号化された信号の記憶若し
くは伝送、及び符号化された信号を下のアナログ信号成
分に再変換若しくは複合する装置、を含むことができる
。

ただ一つの高周波段と一つの低周波段のみが各圧縮器及
び伸張器で使用される第２０図や第２１図のような装置
では、過度の最大圧縮若しくは伸張比に達しないように
して約１０ないし１２ｄＢの雑音低減を与えることが実
際的である。第２０図及び第２１図装置はある種の用途
に適当であろうが、いかなる一段にも不当な重荷をかけ
ず、また過度の圧縮若しくは伸張比を課することなく大
きな全体的雑音低減を達成するためには米国特許第４，
４９０，８９１号の教示を採用することが有用である。

第２２図では圧縮器内に形式Ｉの二重格段３個の直列が
あり、伸張器内に３個の相補的段がある、一つの可能な
装置が示されている。この直列双線形回路のしきい値レ
ベルは、米国特許第４．４９０，８９１号の離調特性を
採用して離調されている（ｓｔａｇｇｅｒｅ＋Ｊ）。こ
の代わりとして、形式Ｈの構成が使用できる。第２２図
の実施例もまた米国特許第４，４９０，６９１号のスペ
クトル・スキュウイング（ｓｋｅｗｌｎｇ）と反飽和（
ａｎｔｉｓａｔｕｒａｔｌｏｎ）特性を使用する。とは
言えこれらの特徴は高周波段及び低周波段を使用する多
重膜装置には本質的ではない。

第２２図のシステムの圧縮蓋部分は３個の段を有する。

それらは最１亀のしきい値レベルを有する高レベル段（
２８４）と、中レベル段（２８Ｂ）と、最低のしきい値
レベルを有する低レベル段（２８８）とである。米国特
許第４．４９０．６９１号に議論されているように、逆
の順が可能ではあるが、これが離調された段の好ましい
構成順である。第２２図システムの伸張蓋部分もまた圧
縮器に相補的に配置された３段を有する。それらは低レ
ベル段（２９０）と、中レベル段（２９２）と、高レベ
ル段（２９４）とである。各高レベル段と中レベル段は
共に高周波段（２５０）と低周波段（２５２）を有する
。この低周波段は高周波段（２５０）のみを有し、低周
波段を有しない。各高周波段（２５０）と各低周波段（
２５２）は第１８図及び第１９図に関して述べた形式の
ものである。実用的回路では、高周波段と低周波段が高
レベル段、中レベル段、あるいは低レベル段のいずれに
配置されるかに応じて、それら段の間には幾分の差異が
あるかも知れない。各圧縮型膜（２８４，２８８，２８
８）及び各伸張型膜（２９０，２９２，２９４）が、例
えば夫々８ｄＢの圧縮又は伸張を臀すれば、その時は全
体的コンノクンダシステムは高周波帯域（もしも高周波
段が８００Ｈｚの遮断周波数を有すれば８００Ｈｚの上
）で２４ｄＢの雑音低減を与え、低周波段（もしも低周
波段が８００Ｈｚ遮断周波数を有すれば８００Ｈｚの下
）で１８ｄＢの雑音低減を与える。そのような構成は例
えば業務用に使用される形式の高品質オーディオ雑音低
減システムに有用である。

第２２図の実施例におけるようなＭ調された従続接続（
ｃａｓｃａｄ　ｊｎｇ）は、圧縮及び伸張の大きさを増
大することのみならず、（高周波段の帯域に相対の）疑
似多重極効果及び（低周波段の帯域に相対の）疑似２極
効果を創成することにも有用である。

かくして、回路に広範囲の周波数重畳を許し、帯域が結
合されたときに平坦な全体的周波数応答をゆるすため、
各回路自体は単極帯域確定フィルタのみを有するだけで
あるが、２個又は３個の回路が従続接続されると全体的
効果は急峻性複合化（ｓｔｅｅｐｎｅｓｓ　ｃｏｍｐｏ
ｕｎｄｉｎｇ）段間塊化（ｓｔａｇ。

ｇａｎｇｉｎｇ　ｅｒｆ’ｃｃｔ）の効果を与えること
を目的とする。実際には２又・は３極フイルタを与える
ことである。２又は３極フイルタの付加的な鋭さは、そ
れがシステムに主要信号をさらに効果的に追跡させるこ
とを可能にする点で、好ましい。すなわち急峻なフィル
タ勾配があることにより、主要信号成分に隣接した周波
数は動的動作による影響が可能なかぎり少なくされる。

疑似２極又は３極フイルタ効果は、各個別回路の単極フ
ィルタの利点を維持しつつ上記効果、すなわち高周波回
路と低周波回路の出力を振幅と位相の両方について、完
璧に結合するという効果、をもたらす。全体的結果は、
各回路の雑音低減側路内の疑似２極フイルタ効果と組み
合わされて取られる多重膜急峻複合効果によって、信号
が印加されるときのフィルタ動作がより遭難になる、と
いうことである。疑似２極フイルタ効果は、静止状態で
は単極特性を有するが主要信号の存在化では２極特性の
傾向を持ち始めるという可変シェルフ特性のある滑動帯
域回路部分と直列に単極固定フィルタを使用することか
ら生ずる。動作置換を介しての固定帯域の介在は応答を
さらに調整する。

システムの圧縮型部分への入力は、ブロック（２９Ｂ）
として示される、低周波及び高周波スペクトル・スキュ
ウーイング回路に印加される。実用的実施例では直列な
二つの回路網がある。それらは５０Ｈｚ高パス単極シェ
ルピング部と２０Ｈｚバイパス単極フィルタ部とからな
る二部の低周波回路網と、（最大時、平坦な）　１２ｋ
ｔｌｚバターワース・ローパス・フィルタ回路網とであ
る。

両回路網はよく知られたオペレーション増幅器能動フィ
ルタ法を使用して与えることができる。

相補的デ・スキュウーイング回路網は伸張器の出力端の
ブロック（３０４）内に配置されている。

圧縮器部分向の各段（２８４，２８６，２Ｈ）の主要路
は、それぞれ低周波及び高周波反飽和回路網（ａｎｔｉ
ｓａｔｕｒａｔｌｏｎ　ｎｅｔｗｏｒｋｓ）　（２９８
，３００，３０２）を含む。伸張器部骨内にはそれぞれ
各段（２９０，２９２，２９４）の主要路内に相補的反
飽和回路網（３０４，３０６，３０８）が配置されてい
る。米国特許第４．４９０，８９１号に議論されている
ように、これらの回路網を圧縮器のただ一段の主要路内
及び一連の従続継続された離散的段の伸張型部分の一段
内の相補的位置に配置することが可能である。

第２２図の形式Ｉの諸般もまた、それぞれ段（２８４，
２８６，２９２，２９４）の高周波及び低周波回路の出
力を結合する加算装置（３１０，３１２，３１４，３１
６）を含む。

これらの各段は、段（２８８，２９０）の場合には側路
出力を主要路に、他の段の場合には側路の出力を主要路
に、結合する主要路内加算装置（３１８，３２０，３２
２，３２４，３２１３，３２８）を含む。

第２２図は第１８図及び第１９図に関して述べた形式の
高周波回路かつ又は低周波回路を用いて構成できる圧縮
器、伸張器又はコンパンダ・システムのほんの一例であ
る。他の可能性ある例としては、次のものがあるが、こ
れらに限定されない。それらは、（１）圧縮器及び伸張
器内の単一の高周波回路、（２）それぞれ圧縮器および
伸張器内にある一高周波回路及び−低周波回路（第２０
図、第２１図の例に示されるようなもの）、及び（３）
それぞれ圧縮器及び伸張器内にある２個の高周波回路と
一低周波回路（例えば高レベル段（２８４，２９４）を
省いた場合の第２２図に示すような装置）である。別例
（１）はドルビー研究所により許諾されて広く使用され
ているＢ型の消費者用雑音低減システムとの両立性を与
え、別例（３）はドルビー研究所により制作されて広く
使用されているＡ型業務用雑音低減システムとの両立性
を与える。システム設計者の目的に応じて他の構造が可
能である。例えば第２２図の例の圧縮器及び伸張型部分
に第四段が付加でき、かつ又はその例の低レベル段に付
加的に低周波回路を含めることができる。

第２２図の例に一般的に合致するシステムの実用的実施
例では、独特の回路及びスイッチ装置を、用いてただ一
組の高レベル、中レベル及び低レベル段を使用すること
が可能である。第２３図はそのような実用的な実施例の
ブロック線図である。この回路及びスイッチ装置は同時
的に符号化及び複合化が必要とされないすべての型の直
列二重格段付きコンパンダ・システムに適用できる。単
極二重スロースイッチがその圧縮モードから圧縮モード
へのシステムの切り替えを与える。切り替えをこの簡単
なものとするため、本装置は最後の段以外の各段に、補
助的主要路を使用する。

第２３図を参照すると、システムへの入力は、亜音速及
び超音速の信号を除去するように意図されている（例え
ばこのフィルタは遮断周波数約１０Ｈｚの二極バイパス
・フィルタ及び遮断周波数約５０ｋｌｌｚの二極ローパ
ス・フィルタでよい）。ろ波された入力信号は第１及び
第２の反転バッファ増幅器（３３２，３３４）　　（適
当な抵抗器３３２ａ、　３３２ｂ、　３３２ｅ。

３３４ａ、　３３４ｂ、　３３４ｃ付きの加算オペレー
ション増幅器として（を成される）を通過してシステム
出力端に至る。システムの主要路は増幅器（３３２，３
３４）であるバッファ（３３２，３３４）の間の点にて
、三路への入力が導出される。これら三路には、三段（
３４０，３４２，３４４）　　［このうち最初の二段（
３４０，３４２）は補助的主要路を有するコに入力する
低周波数及び高周波数スペクトル・スキューイング回路
網（３３８）を含んだ第１路（３３６）と、低周波及び
高周波の反飽和回路網（３５２）をふくんでいて反飽和
信号を発生する第２路と、利得トリミング路（３５４）
とが含まれる。回路網（３３８）は第２２図の回路網（
２９６）に関連して述べたと同一の特性を有する。回路
網（３５２）は第２２図の回路網（２９８，３００，３
０２）と疑似の特性を創成するためのものであるが、さ
らに適当なレベル及び極性の降圧信号を発生するに必要
となる増幅器を含む。これら三路からの信号成分は加算
回路（３５Ｂ）で結合され、その出力はスイッチ装置（
３５８）に印加される。すなわち、回路網（３５２）は
低周波及び高周波昇圧特性を有するので、信号が降圧方
向に結合されるときは全体として低周波及び高周波及飽
和特性が得られる。

第１段（３４０）は好ましくは第２２図におけるように
、高周波回路（２５０）及び低周波回路（２５２）を含
む高レベル段である。段（３４０）への入力は回路＜２
５０，２５２）及び二次主要路（３４Ｂ）に入力される
。

各回路（例えば２５０，２５２，３４６）の出力は加算
回路（３４Ｂ）で結合される。中レベル段である第２段
（３４２）は、加算装置（３８４）の出力を受信してそ
れを別の高周波段（２５０）及び低周波段（２５２）に
、及び二次主要路（３４ｇ）に印加する。回路（２５０
，２５２）及び路（３４８）の出力は、高周波回路（２
５０）を含んだ低レベル段（３４４）に出力を印加する
加算装置（３６６）にて結合される。段（３４０，３４
２，３４４）内の５個の回路の雑音低減出力は、ブロッ
ク（３５２）からやる反飽和降圧信号及びレベル・トリ
ミング路（３５４）から来る信号と共に、結合装置（３
５Ｂ）に印加される。このレベル・トリミングは数分の
１ｄＢ程度である。

このスイッチ装置はその閉じたときの雑音低減「オフ」
位置では加算装置（３５６）からの出力を接地するが雑
音低減「オン」位置では開いている単一の単極スロー２
ｉｌ音低減オン／オフスイツチ（３５６）は出力はさら
に単極二重スロースインチ（３５２）の共通位置に印加
される。「圧縮」位置では、この加算装置出力はバッフ
ァ　（３３２，３３４）間の一点に印加される。「伸張
」位置ではこの加算装置出力はバッファ（３３２）の入
力に印加される。

動作においては、雑音低減「オフ」位置へ雑音低減スイ
ッチ（３８０）を閉じると、加算装置（３５Ｂ）の出力
がバッファ　（３３４）に結合されるのを阻止する。な
ぜならばその二つの加算入力のうちの一つが接地される
からである。圧縮／伸張モード・スイッチ（３６２）に
ついて言うと、「圧縮」位置ではこの装置全体は、第２
２図の一部にしめされるような形式Ｉの圧縮器の構成と
本質的に等価である。

すなわち、バッファ（３３２）を介する入力信号は三路
（３３６，３５０，３５４）に印加され、それらの和は
スイッチ（３６２）及びバッファ（３３２）を介して出
力に印加される。スイッチ（３６２）の伸張位置では、
結合装置（３５Ｂ）の出力は帰還されるが、これら三路
への入力と極性において反対であり、従って第２２図の
形式Ｉの伸張器の復製となる。いずれのスイッチ位置で
も、結合器（３５８＞の出力は増幅器（３３２）又は増
幅器（３３４）により入力信号に印加される。

形式Ｈの圧縮器システムにも同じ原理が適用できる。

圧縮器／伸張器の切り替えが簡単化されたことに加えて
、第２３図装置は単一のスペクトル・スキューイング回
路網及び単一の反飽和回路網のみを必要とする。第２３
図装置に単一のスペクトル・スキューイング回路網を使
用することが第２２図装置と一つの小さな差異を結果す
る。すなわち、第２３図では回路網（３３８）は側路の
みに影響して一次主要路には影響しないが、第２２図で
は回路網（２９Ｂ）は主要路及び側路双方に影響する。

しかし、米国特許第４．４９０，６９１号に記載されて
いるように、両方の位置が許容可能な位置である。第２
２図の例と一般的に合致するシステムの別の実用的実施
例では、独特の回路及びスイッチ装置を使用して、ただ
−組の高レベル、中レベル及び低レベル段を使用するこ
とも可能である第２４図はそのような実用的実施例のブ
ロック線図である。この回路及びスイッチ装置は同時的
符号化及び腹合化が必要とされないすべての形式の直列
二重格段付き圧縮器システムに適用できる。単極二組ス
ロースイッチがこのシステムの圧縮モードからその伸張
モードへの切り替えを与える。別のスイッチが雑音低減
オフ位置を与える。この場合補助的主要路が全く必要で
ない点で、第２３図の実施例におけるよりもさらに大き
な単純性が与えられている。必要とされる反飽和量は図
示したようなただ一つの低周波及びただ一つの高周波反
飽和回路により与えることができる。第２４図の装置は
、加算されたときの並列的組合わせが、導出された雑音
低減側路信号を与えるように、反転増幅器と並列に第２
２図の符号化器部分を利用する。例えば、この並列的組
合わせは、主要路信号に雑音低減信号の合わさったもの
から主要路信号を効果的に引き算して雑音低減信号自体
を与える。雑音低減信号を孤立して導出することにより
、システム全体は第２４図及び第２５図に関連して説明
するように容易に符号化モードから複合モードに切り替
えられる。

第２４図を参照するが、第２２図及び第２３図における
同様の素子については同一の参照番号を使用する。この
図でシステムへの入力は帯域通過フィルタ（３３０）を
通過する。このろ波された入力信号は（適当な抵抗３ｆ
ｉ２ａ、　３３２ｂ、　３６４ａ、　３６４ｂを持った
加算演算増幅器として構成されている）を通過してシス
テム出力に至る。バッファ（３８２，３６４）間の一点
にて、反転増幅器（３７０）と並列な第２２図のシステ
ムの符号化（圧縮器）部分への入力が導出される。

システムの主要路は（３８２）及び増幅器（３Ｂ４）の
間に与えられる。符号化器出力は加算抵抗（３６８）に
印加される。反転増幅器路は反転オペレーション増幅器
（３７０）、入力抵抗（３７０ａ）、帰還抵抗（３７０
ｂ）。

及び加算抵抗（３７０ａ）を含む。抵抗（３７０ａ、　
３７０ｂ）は利得１を与えるように選択される。加算抵
抗（３０８，３７２）は、復号器及び反転増幅器路がい
ずれかの増幅Ｗ（３（ｉ２又は３６４）にて加算される
ときはその結果得られた信号が導出された雑音低減信号
となるように、同一値を有する。

圧縮／伸張切り替えは抵抗（３［ｉ８）　（３７２）の
接合部に接続され絵、共通点を有する単一の二位置スイ
ッチ（３７４）によって与えられる。「圧縮」位置では
、加算抵抗（３６８）　（３７２）は加算増幅器（３６
４）の入力に接続される。この増幅器はしたが９で、主
要路信号と雑音低減信号を加算して圧縮を与える。

「伸張」位置では、加算抵抗（３８８，３７２）は加算
増幅器（３Ｂ２）の入力に接続される。この増幅器はし
たがって主要路信号から雑音低減信号を引いて伸張を与
える。スイッチ（３７５）の「オフ」位置では雑音低減
信号は接続されず、出力単にその入力である。

第２４図のスイッチ装置の動作は再発行米国特許卯２８
，４２８号に記載される形式■の単一段二重路コンパン
ダ・システム用の先行技術スイッチを示す第２５図を参
照すると一層よく理解できよう。入力信号は第１加算装
置（３７４）に印加される。主要路（３７Ｂ）は加算装
置（３７４）から第２加算装置（３７８）まで延びる。

雑音低減側路（３８９）は（これまでは単一の小回路で
ある）はその入力を主要路から導出し、その出力を、圧
縮のため加算装置（３７８）内の主要路信号と加算し、
また反転器（３８４）内での反転と加算装置（３７４）
内での加算とにより主要路信号から引き算し又は主要路
信号を降圧するように、スイッチ（３８０’）により切
り替え可能にされている。スイッチ（３１！３）は雑音
低減側路をオフ状態の時に開く。第２４図は、複雑な多
段システムにおいて全体的雑音低減信号を表す雑音低減
側路信号を、簡単に導出することが可能であるというこ
との認識に基づいている。

第２４図の装置は第２２図の復合器部分を符号器部分の
代わりに使用することにより改変することができる。さ
らに、これらの原理は形式Ｈの装置にも等しく適用可能
である。第２４図装置には第２３図装置をしのぐ利点が
あることに注目されたい。第２４図装置のスペクトル・
スキューイング回路網の効果は第２２図の構成のものと
同一である。該回路網は主要路及び側路の両方に影響す
る。このようにしてこのスペクトル・スキューイング回
路網もまたオーディオ・スペクトルの両極端にて、反飽
和効果を与える。この効果は反飽和回路網自身により与
えられる効果に重ねて、かつ上方で、起こる。

第２６図は前記５個の回路の静止特性と、第２２図の圧
縮蓋部分のように構成されたシステムの全体的装置又は
圧縮器モードで作動された第２３図及び第２４図のシス
テムの静止特性を表す。いずれの場合もそれぞれスペク
トル・スキューイング及び反飽和回路網は含まれない。

回路（２５０，２５２）はそれぞれしきい値の下の低レ
ベル信号状態に対して最大８ｄＢの圧縮を与える。従っ
て、これらの曲線は２個の低周波回路の加算的効果と３
個の高周波回路の加算的効果を示す。これら回路は、高
周波にて２４ｄＢの全体的圧縮を、また低周波にて１６
ｄＢの圧縮を与える。これらの曲線はまた、単極フィル
タの６　ｄＢ／オクターブ辺縁（ｓｋｉｒｔ）の実質的
重畳をも示す。上記第７Ｂ図も参照されたい。この図は
主要信号の存在するときのこの同じ装置の低レベル応答
を示す。

【図面の簡単な説明】

第１図は先行技術による滑動帯域増倍効果を例示する、
理想化された圧縮器特性応答曲線である。 第２図は先行技術による固定帯域制限効果（ｌｉＩＩｌ
ｉｔｉｎｇ　ｅｒｆｅｃｔ）を例示する、理想化された
圧縮器特性応答曲線である。 第３図は本発明の実施に有用な回路構成を一般的に例示
するブロック線図である。 第４図は第３図の構成と等化な回路構成であって本発明
の実施に好ましいものを一般的に例示するブロック線図
である。 第５図は第３図の構成から第４図の構成への変更を示す
に有用な、別の回路構成のブロック線図である。 第６Ａ図は本発明に基づいて重畳された固定帯域素子及
び滑動帯域素子の静止応答を示す、理想化された圧縮器
特性応答曲線である。 第６Ｂ図は滑動帯域が周波数上方に作動する場合の理想
化された圧縮器特性応答曲線であって、本発明に基づい
て重畳された固定帯域素子及び滑動帯域素子のしきい値
のわずかに上における応答を示す図である。 第６Ｃ図は滑動帯域が周波数下方に作動する場合の理想
化された圧縮型特性応答曲線であって、本発明に基づい
て重畳された固定帯域素子及び滑動帯域素子のしきい値
のわずかに上における応答を示す図である。 第７Ａ図は高周波及び低周波回路の静止応答を示す理想
化された圧縮型特性応答曲線であって、それぞれの回路
が本発明により重畳された固定帯域素子及び滑動帯域素
子を有し、該回路が共通のコーナー周波数８００Ｈｚを
有するときの図である。 第７Ｂ図は第７Ａ図に関して引用したと同一の高周波及
び低周波回路のトラッキング応答を示す理想化された圧
縮型特性応答曲線であって、いろいろの周波数に主要信
号があるときの図である。 第７Ｃ図は第７Ａ図に関連して引用した高周波及び低周
波回路と同一の回路の応答を示す理想化された圧縮型特
性応答曲線であって、二つの主要信号が存在するときの
図である。 第８図は本発明の好ましい実施例の基本的な動作を説明
するに有用な回路路線図である。 第９図は本発明の実施のための、等化゛な装置を示すブ
ロック線図である。 第１Ｏ図は本発明を実施するための修正された装置を例
示するブロック線図である。 第１１図は本発明に基づいて多重の特性動作が相互に連
係される方法を示す、一部をブロック路線とする図であ
る。 第１２Ａ図は第１１図の装置の動作を理解するに有用な
理想化された圧縮型特性応答曲線である。 第１２Ｂ図は第１１図の装置の動作を理解するに有用な
さらに理想化された圧縮型特性応答曲線である。 第１３図は、固定帯域素子と滑動帯域素子が相互に積み
重ねられた本発明の実施例であってそれぞれの素子が別
個の制御回路を冑し、任意選択的な交差結合が一方の制
御回路の素子から他方の素子へ与えられているものの、
一部をブロック路線図とする図である。 第１４図は第１３図の実施例の修正例であって、一つの
素子の制御回路からもう一つの素子への結合にフィルタ
が含まれる場合の図である。 第１５図は第１３図の実施例の修正例であって共通の制
御回路が二つの素子に与えられている場合の図である。 第１６Ａ図は第１４図の実施例の修正例であって固定帯
域素子がその正規の静止レベルではないレベルにパーク
される場合の図である。 第１ｉｌｉＢ図は第１４図の実施例の別の修正例であっ
て固定帯域素子がその正規の静止レベルでないレベルに
パークされており、また固定帯域コーナー周波数がその
正規の静止周波数にパークされている場合の図である。 本図はまた本発明の他の局面、すなわちジャイレータ疑
似素子に対する分路をも示す。 第１７Ａ図は第１３図から第１６図までの構成に示した
形式の回路の静止応答を示す、理想化された圧縮型特性
応答曲線である。 第１７Ｂ図は第１３図から第１６図に示した形式の回路
のしきい値の少し上における応答を示す、理想化された
圧縮型特性応答曲線である。 第１７Ｃ図は第１３図ないし第１６図の装置に示した回
路の素子しきい値のさらに高いレベルにおける応答を示
す、理想化された圧縮型特性応答曲線である。 第１８図は本発明による高周波固定帯域段／滑動帯域段
の実施例の一部をブロック路線図とする図である。　第
１９図は本発明による低周波固定帯域段／滑動帯域段の
実施例を示す、一部をブロック路線図、とする図である
。 第２０図は第１８図及び第１９に関連して述べた形式の
高周波及び低周波段を使用する形式Ｉの二重路装置を示
すブロック線図である。 第２１図は第１８図及び第１９図に関連して述べた形式
の高周波及び低周波段を使用する形式■の二重路装置を
示すブロック線図である。 第２２図は第１８図及び第１９図に関して述べた形式の
高周波回路及び低周波回路を使用した直列Ｒ＃調段を有
するコンパンダΦシステムのブロック線図である。 第２３図は第１８図及び第１９図に関して述べた高周波
及び低周波回路を使用する切り替え可能な圧縮器／伸張
器の、一部をブロック路線図とする図であって、切り替
えを簡単化するための二次主要路の使用を例示する図で
ある。 第２４図は第１８図及び第１９図に関して述べた高周波
及び低周波回路を使用する切り替え可能な圧縮器／伸張
器の、一部をブロック路線図とする図であって、切り替
えを簡単化するために第２２図の装置の圧縮型部分と並
列に反転増暢器を使用することを示す図である。 第２５図は第２４図の動作を説明に有用な先行技術によ
る切り替え装置のブロック線図である。 第２６図は第２２図、第２３図及び第２４図の装置に関
連した特性圧縮応答曲線である。 １２６．１５６，２００・・・・・・・・・・・・・・
・滑動帯域素子１２８．１５８．２０２・・・・・・・
・・・・・・・・固定帯域素子２８４〜２８８　　・・
・・・・・・・・・・・・・高、中、低レベル圧縮器ス
タック ２９０〜２９４・・・・・・・・・・・・・・・・・・
高、中、低レベル伸張器スタック ３４０〜３４４・・・・・・・・・・・・・・・・・コ
ンパンダ・システムＦＩＧ、　　７Ｂ。 ＦＩＧ、　　８．　　　　　　　　　　　ＦＩＧ、９゜
ＦＩＧ、　　１０゜ ＦＩＧ、　　＋２Ａ。 ＦＩＧ、　　＋３゜ トＩＧ、　　１５゜ ＦＩＧ、Ｊ６Ａ。 ＦＩＧ、　　１６Ｂ。 ＦＩＧ、　　１７Ａ。 ＦＩＧ、　　１７Ｂ。 ＦＩＧ、　　１７Ｃ。

Claims (36)

【特許請求の範囲】
1. （１）周波数帯域内の入力信号成分のダイナミック・レ
   ンジを改変する回路であって、 各々がそれ自身の受動的又は動的特性動作を有すると共
   に、少なくともその一つが動的特性動作を有する複数の
   回路素子にして、該特性動作が少なくとも部分的に実質
   上同一の周波数及びレベルの領域内で作動する回路素子
   と、 入力信号成分のレベル及びスペクトル内容によっては、
   少なくとも前記周波数帯域の一部分において、一回路要
   素の特性動作が他の回路素子の特性動作を置換するよう
   に該回路素子を相互接続する装置と を含むダイナミック・レンジ改変回路。
2. （２）特許請求の範囲第（１）項に記載の回路において
   、回路素子を相互接続する該装置が特性の重畳によって
   置換特性を与えることを特徴とし、その際、入力信号成
   分の任意のレベル及びスペクトル内容の組合せに対して
   も個別の特性動作が全体的周波数帯域を確定するか又は
   個別の特性動作がそれぞれ全体的周波数帯域の部分を確
   定し、しかも該全体的周波数帯域の全部又は一部を確定
   する該個別特性動作が、当該同一周波数領域内で小さな
   効果を有する他の任意の個別特性動作を抑制するように
   、該複数回路素子の個別特性動作から全体的回路特性動
   作が導出されることを特徴とする、改変回路。
3. （３）特許請求の範囲第（２）項の回路において入力信
   号成分の任意のレベル及びスペクトル内容の組合わせに
   対して全体的特性動作が、任意の周波数においてその周
   波数で動作しうる任意の個別特性よりも実質的に大きく
   ない効果を有することを特徴とする回路。
4. （４）特許請求の範囲第（１）、（２）、又は（３）項
   に記載の回路において、動的特性を有するそれぞれの該
   素子が、予定の圧縮法則又は伸張法則に基づいて作動す
   ることを特徴とする回路。
5. （５）特許請求の範囲第（２）項又は第（３）項に記載
   の回路において、少なくとも二個の素子が動的特性を有
   し、該動的特性がそれぞれの回路素子内の信号成分のレ
   ベルかつまたはスペクトル内容にしきい値の上で応答す
   ることを特徴とする回路。
6. （６）特許請求の範囲第（５）項に記載の回路において
   、各々が動的特性動作を有する２個の素子があって、該
   素子の一方の動的動作が固定帯域特性動作であり、該素
   子の他方の動的特性が滑動帯域特性動作であることを特
   徴とする回路。
7. （７）特許請求の範囲第（６）項に記載の回路において
   該滑動帯域素子が、固有の好ましからざる雑音を発生す
   るジャイレータで模擬される成分を含むと共に、該回路
   は、該ジャイレータ模擬成分が該回路出力に影響しない
   場合には該ジャイレータ模擬成分を該回路から信号受信
   中に除去する装置を、さらに含んでいることを特徴とす
   る回路。
8. （８）特許請求の範囲第（６）項に記載の回路において
   、固定帯域特性動作を有する該素子が制御回路を含むと
   共に、該（６）項回路が、入力信号成分のレベル及びス
   ペクトルが該固定帯域素子をそのしきい値未満に置くよ
   うな場合は該固定帯域素子制御回路をそのしきい値のす
   ぐ下に維持するための装置を、さらに含んでいることを
   特徴とする回路。
9. （９）特許請求の範囲第（８）項に記載の回路において
   、該滑動帯域特性が、静止状態をも有すると共に、該回
   路が、入力信号成分のレベル及びスペクトル内容が該固
   定帯域素子をそのしきい値未満に置くような場合には該
   滑動帯域特性をその静止状態から移動させるための装置
   を、さらに含んでいることを特徴とする回路。
10. （１０）特許請求の範囲第（６）項に記載の回路におい
    て、該滑動帯域特性が静止状態を有すると共に、該回路
    が、入力信号成分が該固定帯域素子をそのしきい値未満
    に置くような場合は該滑動帯域特性をその静止状態から
    移動させるための装置を、さらに含んでいることを特徴
    とする回路。
11. （１１）特許請求の範囲第（５）項に記載の回路にして
    動的動作を有する該素子間で信号成分を結合させて該素
    子の一つ以上のしきい値に影響を与える装置をさらに含
    んでいる回路。
12. （１２）特許請求の範囲第（１１）項に記載の回路にお
    いて、信号成分を結合する該装置が、該結合された信号
    成分の周波数帯域を制限するフィルタ装置を含んでいる
    ことを特徴とする回路。
13. （１３）特許請求の範囲第（１１）項に記載の回路にお
    いて、動的特性動作を有する該素子が制御信号を導出す
    るための装置を含むと共に、該信号成分結合装置が一素
    子内で制御信号を差動的に導出するがその際該制御信号
    が他の素子の信号出力に実質上影響されないように導出
    することを特徴とする回路。
14. （１４）特許請求の範囲第（２）項に記載の回路におい
    て、該回路素子を相互接続する該装置が、該回路の出力
    が実効的に該回路素子の個別出力の和であり、各回路素
    子への該実効入力が該入力信号と該個別出力若しくは基
    準電位とから導出される差動信号であるように、該回路
    素子を相互接続することを特徴とする回路。
15. （１５）特許請求の範囲第（１４）項に記載の回路にお
    いて、該素子がそれぞれ三端子回路網として表され、そ
    の場合各第一端子が一時入力端子であり各第二端子が二
    次入力端子であり、各第三端子が出力端子であって、該
    素子がスタック上に順列されるがその際該入力信号は各
    該第一端子に結合され、該第一端子の第二端子が規準電
    位に結合されると共に各連続した素子の第三端子が連続
    的素子の第二端子に結合されて出力が最後の素子の第三
    端子から導出されるように該素子がスタックされている
    ことを特徴とする回路。
16. （１６）特許請求の範囲第（１５）項に記載の回路にお
    いて素子の該スタックが少なくとも一つの分岐を含み、
    その場合一つの素子の第三端子が２個以上の素子の第二
    端子に結合され、かつ該２個以上の素子がさらに出力を
    それらの第三端子から導出されるか又はそれらの第三端
    子が該スタック内の１個以上の第二端子に結合されるよ
    うにされていることを特徴とする回路。
17. （１７）特許請求の範囲第（２）項に記載の回路におい
    て、該回路が、該複数の回路素子及び該回路素子を相互
    接続するための該装置とが別路を含む二重路回路を含み
    、その場合該回路が、ダイナミック・レンジに対して線
    形である主要路と該主要路内の結合回路とをさらに含み
    、該別路がその入力を該主要路の入力又は出力に接続さ
    れると共にその出力が該結合回路に結合され、該別路が
    信号を与えるがその信号は少なくとも当該周波数帯域の
    一部内で該結合回路により主要路信号を昇圧若しくは降
    圧するが入力ダイナミック・レンジの上方部分では該別
    路信号が該主要路信号より小さな値に制限されるように
    制限されていることを特徴とする回路。
18. （１８）特許請求の範囲第（１７）項に記載の回路にお
    いて、複数の直列回路にして該直列回路の列内最後以外
    の回路がすべて二重路回路であるようにされた直列回路
    と、該二重路回路全体の該別路信号を与えるべく該二重
    路直列回路の該別路の出力と該最後の直列回路の出力と
    を加算する別の結合装置とが、該別路自体に含まれるこ
    とにより、該直列回路内の主要路が二次主要路を構成す
    ることを特徴とする回路。
19. （１９）特許請求の範囲第（１８）項に記載の回路にし
    て該全体的主要路信号を昇圧又は降圧すべく該全体的二
    重路回路の該別路信号を選択的に印加するための単極ス
    イッチをさらに含むことを特徴とする回路。
20. （２０）特許請求の範囲第（１８）項に記載の回路にし
    て該全体的二重路回路のためのもう一つの別路を含み、
    その中に等化信号を発生する装置を含み、その場合該も
    う一つの別路はその入力が該主要路の入力若しくは出力
    に結合されると共にその出力が該結合回路に結合されて
    おり、また該もう一つの別路は少なくとも当該周波数帯
    域の一部で該主要路信号を該結合回路によって昇圧又は
    降圧する等化信号を与えることを特徴とする回路。
21. （２１）特許請求の範囲第（１７）項に記載の回路にお
    いて、複数の直列回路にして該直列回路の少なくとも一
    つが二重路回路であるような直列回路を該別路自体が含
    むようにされ、さらに、該複数の直列回路と並列で入力
    信号を該別路に対して反転させるための装置と、該反転
    された入力信号と加算された別路信号を該別路に選択的
    に印加して該全体的主要路信号を昇圧又は降圧するため
    の単極スイッチとが含まれるようにされた回路。
22. （２２）特許請求の範囲第（１７）項に記載の回路にし
    て中に等化信号を発生する装置を有するもう一つの別路
    を含むのみならず、該もう一つの別路がその入力を該主
    要路の入力若しくは出力に結合されると共にその出力が
    該結合回路に結合されており、該もう一つの別路が当該
    周波数の少なくとも一部で該結合回路により該主要路信
    号を昇圧し又は降圧する等化信号を与えるようにされて
    いることを特徴とする回路。
23. （２３）特許請求の範囲第（２）項又は第（３）項に記
    載の回路の組み合わせにおいて、各回路が周波数帯域全
    体の一部分でのみ作動し、該回路の組み合わせが周波数
    帯域全体にわたり入力信号のダイナミック・レンジの改
    変を与えることを特徴とする回路。
24. （２４）特許請求の範囲第（２３）項記載の該回路の組
    み合わせにおいて該周波数帯域の上方部分及び該周波数
    帯域の下方部分でそれぞれ作動する二つの回路があるこ
    とを特徴とする回路。
25. （２５）特許請求の範囲第（２４）項に記載の該回路の
    組み合わせにおいて、該回路がオーディオ周波数で使用
    されるようにされており、該周波数帯域の上方部分で作
    動する回路が主として８００Ｈｚの上で作動し、該周波
    数帯域の下方部分で作動する回路が主として８００Ｈｚ
    の下で作動することを特徴とする回路。
26. （２６）特許請求の範囲第（１）項に記載の回路におい
    て該回路が周波数帯域内の入力信号成分のダイナミック
    ・レンジを圧縮するようにされており、該相互接続する
    装置が、非常に低レベルの信号成分に対しては該回路を
    通過する伝送が最大化されるように特性動作代行若しく
    は増強を与えることを特徴とする回路。
27. （２７）特許請求の範囲第（１）項に記載の回路におい
    て該回路が周波数帯域内の入力信号のダイナミック・レ
    ンジを伸張するようにされており、該相互接続装置が、
    非常に低レベルの信号成分に対しては該回路を通過する
    伝送が最小化されるように特性動作を与えることを特徴
    とする回路。
28. （２８）周波数帯域内で入力信号を整合的に等化する方
    法であって、 少なくとも一つが動的特性動作を有する複数の特性動作
    にして、該特性動作が少なくとも部分的に実質上同一の
    周波数及びレベルの両域内で作動するようにされている
    複数特性動作を与え、該入力信号成分のレベル及びスペ
    クトル内容によって、該周波数帯域の少なくとも一部分
    で他の特性動作を一つの特性動作に置換若しくは増強さ
    せることとを含む等化方法。
29. （２９）周波数帯域内で入力信号のダイナミック・レン
    ジを改変する方法であって、それぞれ電圧伝達関数ｔ＿
    １（ｓ）及びｔ＿２（ｓ）により表わされる二つの回路
    特性動作の少なくとも一方の特性動作は動的であって、
    該特性動作を少なくとも部分的に実質上同一の周波数及
    びレベル領域内で動作するように選択し、 電圧Ｖ＿ｉ＿ｎで表わされる入力信号成分が印加される
    と、出力電圧が Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔ＝Ｖ＿ｉ＿ｎ［ｔ＿１（ｓ）＋ｔ＿２（
    ｓ）−ｔ＿１（ｓ）ｔ＿２（ｓ）］で表わされるように
    該回路特性を動作させることとを含む改変方法。
30. （３０）周波数帯域内の入力信号成分のダイナミック・
    レンジを改変する方法であって、 それぞれ電圧伝達関数ｔ＿１（ｓ）、ｔ＿２（ｓ）、及
    びｔ＿３（ｓ）で表わされる３個の回路特性動作の少な
    くとも一つの動作が動的であり、該特性動作を少なくと
    も部分的に実質上同一の周波数及びレベル領域内で作動
    するように選択し、 電圧Ｖ＿ｉ＿ｎで表わされる入力が印加されると出力Ｖ
    ＿ｏ＿ｕ＿ｔが Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔ＝Ｖ＿ｉ＿ｎ［ｔ＿１（ｓ）＋ｔ＿２（
    ｓ）＋ｔ＿３（ｓ）−ｔ＿１（ｓ）ｔ＿２（ｓ）−ｔ＿
    １（ｓ）ｔ＿３（ｓ）−ｔ＿２（ｓ）ｔ＿３（ｓ）＋ｔ
    ＿１（ｓ）ｔ＿２（ｓ）ｔ＿３（ｓ）］で表わされるよ
    うに該回路特性を作動させることとを含む改変方法。
31. （３１）周波数帯域内の入力信号成分のダイナミック・
    レンジを改変する回路であって、 それぞれがそれぞれ電圧伝達関数ｔ＿１（ｓ）及びｔ＿
    ２（ｓ）で表わされるそれ自体の受動的特性動作又は動
    的特性動作を有する２個の回路素子にして、少なくとも
    その一方が動的動作を有し、該特性動作が少なくとも部
    分的に実質上同一の周波数及びレベル領域内で作動する
    ようにされた該２個の回路素子と、 電圧Ｖ＿ｉ＿ｎで表される入力信号成分が印加されると
    、出力電圧Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔが Ｖ＿ｏ＿ｕ ｔ−Ｖ＿ｉ＿ｎ［ｔ＿１（ｓ）＋ｔ＿２（ｓ）−ｔ＿１
    （ｓ）ｔ＿２（ｓ）］で表されるように該回路素子を相
    互接続する装置とを含む改変回路。
32. （３２）周波数帯域内の入力信号成分のダイナミック・
    レンジを改変する回路であって、 それぞれが電圧伝達関数ｔ＿１（ｓ）、ｔ＿２（ｓ）お
    よびｔ＿３（ｓ）で表わされるそれ自体の受動的特性動
    作又は動的特性動作を有する３個の回路素子にして、少
    なくともその一つが動的動作を有し、該特性動作が少な
    くとも部分的に実質上同一の周波数及びレベル領域内で
    作動するようにされた該３個の回路素子と、 電圧Ｖ＿ｉ＿ｎで表される入力信号成分が印加されると
    、出力電圧Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔが Ｖ＿ｏ＿ｕ＿ｔ＝Ｖ＿ｉ＿ｎ［ｔ＿１（ｓ）＋ｔ＿２（
    ｓ）＋ｔ３（ｓ）−ｔ＿１（ｓ）ｔ＿２（ｓ）−ｔ＿１
    （ｓ）ｔ＿３（ｓ）−ｔ＿２（ｓ）ｔ＿３（ｓ）＋ｔ＿
    １（ｓ）ｔ＿２（ｓ）ｔ＿３（ｓ）］で表されるように
    該回路素子を相互接続する装置とを含む改変回路。
33. （３３）周波数帯域内の入力信号成分のダイナミック・
    レンジを改変する圧縮器又は伸張器として選択的に切替
    え可能な回路であって、 該回路の伝送路の入力信号を反転するため該回路伝送路
    に並列にされた装置と、 総合的な二重路回路にして、ダイナミック・レンジに対
    して線形である別の主要路と、反転された入力と加算さ
    れる該回路伝送路出力を該回路伝送路に選択的に印加し
    て、総合的信号を昇圧し又は降圧するための単極スイッ
    チとを含む二重路装置とを切り替え可能な回路。
34. （３４）周波数帯域内の入力信号成分のダイナミック・
    レンジを改変する回路であって、 離調されたしきい値を有し、少なくとも２個が第１及び
    第２の小段を含む直列に接続された複数の動的動作段に
    して、該第１及び第２小段がそれぞれ単極帯域確定フィ
    ルタを有し、各第１小段の帯域確定フィルタが実質上同
    一のバイパス周波数特性とコーナー周波数を有し、各該
    第２小段の帯域確定フィルタが実質上同一のローパス周
    波数およびコーナー周波数を有し、該コーナー周波数の
    すべてが実質上同一であることにより、該直列段の総合
    的効果が疑似多重極効果を与える複数の動的動作段を含
    む改変回路。
35. （３５）特許請求の範囲第（３４）項に記載の回路にお
    いて、ダイナミック・レンジに対して線形である主要路
    を含む二重路回路と、該主要路内の結合回路と、該主要
    路の入力又は出力にその入力が結合された該第１及び第
    ２小段を有する２個の別路とが各段それぞれに含まれて
    おり、その際該別路が少なくとも当該周波数の一部内で
    該主要路信号を該結合回路により昇圧若しくは降圧する
    信号を与えるがその信号は、該入力ダイナミック・レン
    ジの上方部分では該別路信号が大部分の信号状態の場合
    主要路信号より小さな値に制限されるようにすることを
    特徴とする改変回路。
36. （３６）周波数帯域内で入力信号成分のダイナミック・
    レンジを改変する回路であって、 予定の圧縮又は伸張法則に基づいて作動する特性を有す
    る回路素子を含み、該回路にはさらに、該素子が該回路
    出力に影響しないとき信号受信時に該回路から該素子を
    除去する装置が含まれることを特徴とする回路。