DE3689496T2

DE3689496T2 - Schaltungsanordnung zum Abändern des Dynamikbereiches mit Hilfe des Substitutions- und Superpositionstechnik.

Info

Publication number: DE3689496T2
Application number: DE3689496T
Authority: DE
Inventors: Ray Milton Dolby
Original assignee: Individual
Current assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Priority date: 1985-06-17
Filing date: 1986-06-17
Publication date: 1994-05-19
Anticipated expiration: 2006-06-18
Also published as: KR960001492B1; KR870000800A; FI862544A; US4736433A; EP0206731A2; CA1278526C; CN1015223B; FI80973C; DK281686A; JP2753550B2; AU5802586A; NO169265C; JPS62276910A; ES8801758A1; ES556084A0; EP0206731A3; FI862544A0; NO862394L; NO169265B; DE3689496D1

Description

Die vorliegende Erfindung befaßt sich allgemein mit Schaltungsanordnung, die den Dynamikbereich von Signalen verändern, nämlich Kompressoren, die den Dynamikbereich komprimieren, und Expander, die den Dynamikbereich expandieren. Obwohl die Erfindung für die Behandlung verschiedener Arten von Signalen einschließlich Audiosignalen und Videosignalen (Fernsehsignalen) nützlich ist, erfolgt die Beschreibung der Erfindung in erster Linie im Zusammenhang mit der Verarbetung von Audiosignalen. Die Prinzipien der Erfindung können auf die Verarbeitung von anderen Signalen durch Modifizierung der offenbarten Ausführungsformen unter Anwendung bekannter Techniken angewendet werden. Beispielsweise können Kompressoren und Expander für Videosignale unverzögert wirken und erfordern keine syllabische Steuerschaltungsanordnung.
Kompressoren und Expander werden normalerweise zusammen verwendet (als Kompandersystem), um eine Rauschminderung zu bewirken. Das Signal wird vor einer Übertragung oder Aufzeichnung komprimiert und nach dem Empfang oder der Wiedergabe von dem Übertragungskanal expandiert. Kompressoren können jedoch auch allein zur Reduzierung des Dynamikbereichs verwendet werden ohne nachfolgende Expansion, wenn das komprimierte Signal für den Endzweck geeignet ist. Dies kann beispielsweise zur Anpassung an die Kapazität eines Übertragungskanals erfolgen. Außerdem werden Kompressoren allein bei einigen Produkten eingesetzt, insbesondere Audioprodukten, die nur dazu dienen, komprimierte Rundfunksignale oder voraufgezeichnete Signale zu übertragen oder aufzuzeichnen. Expander werden bei einigen Produkten allein eingesetzt, insbesondere Audioprodukten, die dazu vorgesehen sind, bereits komprimierte Rundfunksignale oder voraufgezeichnete Signale zu empfangen oder wiederzugeben. Bei einigen Produkten ist eine einzige Vorrichtung oft so ausgestaltet, daß ihre Betriebsart umschaltbar ist zwischen der eines Kompressors zur Aufzeichnung von Signalen und der eines Expanders zur Wiedergabe komprimierter Rundfunksignale oder voraufgezeichneter Signale.
Ein lange bestehendes Bedürfnis bei der Gestaltung von Kompressoren, Expandern und kompanderartigen Rauschminderungssystemen ist ein hohes Maß der Adaptivität des Kompressors und Expanders an die angelegten Signale. Das heißt, der Kompressor sollte beispielsweise im Idealfall über sein Betriebsfrequenzspektrum eine konstante Verstärkung aufweisen, mit Ausnahme bei der Frequenz einer dominanten Signalkomponente, wo er eine Dynamikeinwirkung gemäß einem vorgegebenen Kompressionsgesetz liefern soll. Dieses Ziel wird in der GB-A- 1120541 als "konforme Anpassung" bezeichnet. Dementsprechend setzten jenes Dokument sowie nachfolgende davon abgeleitete Patente (einschließlich der US-PS-3 846 719 und US-PS- 3 903 485) verschiedene Techniken ein, die auf die Erreichung dieses Ziels gerichtet waren, einschließlich unter anderem, Techniken, die jetzt allgemein als "Bandaufspaltung" und "Gleitband" bekannt sind.
Bei der Bandaufspaltungslösung wird das Spektrum in eine Vielzahl von Frequenzbändern unterteilt, auf die unabhängig eingewirkt wird. Auf diese Weise beeinflußt eine dominante Signalkomponente die Dynamikeinwirkung (Kompression oder Expansion) nur innerhalb eines Teiles des Gesamtspektrums, und zwar im Gegensatz zu einer Breitbandlösung, bei der die Dynamikeinwirkung über das gesamte Spektrum von einer dominanten Signalkomponente beeinflußt wird. Ein System mit Bandaufspaltung liefert daher ein größeres Maß an Adaptivität oder Konformität als ein Breitbandsystem. Theoretisch könnte ein sehr adaptives oder konformes System dadurch geschaffen werden, daß das Gesamtspektrum in eine sehr große Anzahl von Frequenzbändern unterteilt wird. Die Komplexität und die Kosten einer solchen Anordnung machen dies jedoch inpraktikabel. Folglich wird ein Auslegungskompromiß dadurch gemacht, daß eine vernünftige Anzahl von Frequenzbändern ausgewählt wird, so daß sich eine zufriedenstellende Leistungsfähigkeit ergibt. Bei einem bekannten, kommerziell erfolgreichen Kompander- Audiorauschminderungssystem mit Bandaufspaltung (allgemein als Rauschminderung des Typs A bekannt) werden vier Bänder verwendet ("An Audio Noise Reduction System", von Ray Dolby, Y. Audio Eng. Soc. October 1967, Band 15, Nr. 4, Seiten 383 bis 388). Solche Systeme leiden jedoch an den gleichen Problemen wie ein Breitbandrauschminderungssystem, wenn auch in einem geringeren Maß, da das Band aufgeteilt ist und die Probleme auf die einzelnen Bänder begrenzt sind. Diese Probleme sind für die Auslegung von Rauschminderungssystemen bekannt und umfassen einen Verlust an Rauschminderungswirkung und die damit verbundenen Probleme der Rauschmodulation und der Signalmodulation bei Frequenzen, die von der dominanten Signalkomponente nicht maskiert werden, wenn eine Verstärkungsänderung als Antwort auf eine dominante Signalkomponente stattfindet. Solche Probleme sind hauptsächlich die Folge eines Systems, das nicht in der Lage ist, in perfekter Weise dem dominanten Signal konform zu sein. Das Maß, in dem solche Probleme hörbar sind, hängt auch davon ab, wie weit das System von der perfekten Komplementarität abweicht. Wenn beispielsweise die Übertragungskanalantwort innerhalb des Durchlaßbandes des Kompressors und des Expanders unregelmäßig oder unvorhersehbar ist, dann werden Signalmodulationseffekte im Expander nicht kompensiert.
Eine dominante Signalkomponente ist eine Signalkomponente mit einem Pegel, der ausreichend hoch ist, um die Dynamikeinwirkung innerhalb des betrachteten Frequenzbandes auszulösen. Bei komplexen Signalbedingungen können mehr als eine dominante Signalkomponente oder eine dominante Signalkomponente und subdominante Signalkomponenten vorhanden sein. Bei einem Kompandersystem, das auf der Komplementarität von Kompressor und Expander beruht, müssen alle Signalkomponenten nach Maßgabe eines definierten Kompressions/Expansionsgesetzes komprimiert und expandiert werden, damit das die dominante Signalkomponente (und andere von der Dynamikeinwirkung beeinflußte Signale) enthaltende Spektrum im Expander mit ihren richtigen Pegeln wieder hergestellt werden könne. Dieses Erfordernis schließt bei Kompandersystemen die Nützlichkeit verschiedener bekannter adaptiver und Nachlauffiltertechniken und sogenannter "Eintakt" Rauschminderungssysteme (die nur auf ein wiedergegebenes Signal einwirken) aus, bei denen die Filterwirkung nicht vorbestimmten Kompressions/Expansionsgesetzen unterliegt und deren Einwirkung bei Vorhandensein mehrerer Signale unvorhersehbar sein kann.
Ein andere zur Annäherung an das Ziel erhöhter Adaptivität oder Konformität nützliche Lösung ist die Gleitbandtechnik, die zur Erreichung einer Begrenzung eine signalabhängige variable Filterung einsetzt. Allgemein verursacht eine dominante Signalkomponente, daß die Grenz- oder Übergangsfrequenz (oder Frequenzen) eines oder mehrerer veränderbarer Filter (z. B. Hochpaß-, Tiefpaß-, Shelf-, Kerb-, etc.) sich verschiebt, um die dominante Signalkomponente zu komprimieren oder zu expandieren.
Ein Gleitbandsystem, daß nur in einem einzigen Hochfrequenzband arbeitet, ist in der US-PS Re 28,426 und der US-PS-4 490 691 beschrieben. Dieses System, das die Basis für das bekannte Verbraucher-Kompanderaudiorauschminderungssystem bildet, das als Rauschminderung des Typs B bekannt ist, enthält in einer Zweiwegeanordnung einen Seiten weg mit einem festen Hochpaßfilter in Reihe mit einem veränderbaren Filter.
Eine "Zweiwege"-Anordnung ist eine, bei der eine Kompressions- oder Expansionscharakteristik dadurch erzielt wird, daß man einen Hauptweg verwendet, der im wesentlichen frei von einer Dynamikeinwirkung ist, und einen oder mehrere sekundäre oder Seitenwege mit Dynamikeinwirkung. Der Seitenweg oder die Seitenwege erhalten ihr Eingangssignal vom Eingang oder Ausgang des Hauptweges, und ihr Ausgangssignal oder ihre Ausgangssignale werden additiv oder subtraktiv mit dem des Hauptwegs kombiniert, um eine Kompression oder Expansion zu liefern. Allgemein liefert ein Seitenweg eine Art Begrenzung oder variable Dämpfung, und die Art, in der er mit dem Hauptweg verbunden ist, bestimmt, ob er die Signalkomponenten des Hauptwegs unterstützt (um Kompression zu liefern) oder ihnen entgegenwirkt (um Expansion zu liefern). Solche Zweiwegeanordnungen sind im einzelnen beschrieben in der US- PS-3 846 719, US-PS-3 903 485, US-PS-4 490 691 und US-PS Re 28 426.
Ein variables Hochfrequenzshelffilter in einer Einweganordnung (z. B. wird die Dynamikeinwirkung in einem einzigen Signalweg erzielt) für ein Kompanderaudiorauschminderungssystem ist in der US-PS-3 911 371 offenbart. In den Ausführungsformen der Fig. 1 und 2 der US-PS-3 665 345 ist eine Zweiwegeanordnung offenbart, bei der der Seitenweg ein variables Shelffilter mit einer Allpaßcharakteristik in seinem Ruhezustand enthält. Eine weitere Lösung zum Vorsehen einer variablen Shelfantwort für Kompandersysteme ist in der US-PS-3 934 190 offenbart.
Ein Nachteil dieser Gleitbandanordnungen ist, daß bei Vorhandensein einer dominanten Hochfrequenzsignalkomponente sich die variable Übergangsfrequenz zu einer Frequenz oberhalb dieser Signalkomponente verschiebt und damit den Frequenzbereich bei niederen Frequenzen beschränkt, innerhalb dessen eine Rauschminderung erzielt wird. Der Verlust an Rauschminderung kann deutlicher hörbar sein als bei Systemen mit Bandaufspaltung, und die einhergehenden Seiteneffekte (Rauschmodulation und Signalmodulation) können stärker sein als bei Festbandanordnung, und zwar infolge eines Multiplikationseffekts, der Gleitbandsystemen eigen ist. Dieser Effekt rührt von der Art her, mit der Gleitbandsysteme eine Kompression bewirken. Ist beispielsweise ein dominantes Hochfrequenzsignal vorhanden und 2 dB Verstärkungsminderung bei dieser Frequenz erforderlich, dann sollte die variable Filtergrenzfrequenz sich in einem Ausmaß verschieben, das nötig ist, um diesen Betrag an Dämpfung längs der Filterflanke zu liefern. Für niedrigere Frequenzen, die von der neuen Filtergrenzfrequenz weiter entfernt sind, kann die Wirkung beispielsweise 5 oder 10 dB Dynamikeinwirkung ausmachen mit einem entsprechenden Verlust der gesamten oder der meisten Rauschminderungswirkung zusammen mit einer möglicherweise hörbaren Signal- oder Rauschmodulation. Anders ausgedrückt kann bei diesem Beispiel eine 2 dB Änderung in einem dominanten Signal eine 5 oder 10 dB Änderung der Verstärkung bei Frequenzen verursachen, die von dem dominanten Signal entfernt liegen. Fig. 1 ist eine idealisierte Kennlinie eines Kompressorverhaltens, die diese Wirkung illustriert. (Durchgehend in diesem Dokument sind die in den verschiedenen Figuren dargestellten Kennlinien solche von Kompressoren, wobei es klar ist, daß die jeweilige Expanderkennlinie das Komplement der Kompressorkennlinie ist.) Unter relativ seltenen Bedingungen, wo sehr hochfrequente dominante Signalkomponenten (Becken zum Beispiel) das Gleitbandfilter steuern, kann eine hörbare Modulation von nicht dominanten Mittenbandsignalkomponenten auftreten, die ebenfalls vorhanden sind, wenn der Expander dem Kompressore nicht richtig folgt. Dieses Problem wird als "Mittenbandmodulationswirkung" bezeichnet. Ein Weg zur Lösung dieses Problems ist in der genannten US-PS-4 490 691 offenbart.
Bei einer Festbandanordnung tritt als Antwort auf eine dominante Signalkomponente derselbe Betrag an Verstärkungsminderung im gesamten Frequenzband auf (ob es sich um ein Breitband oder um ein Frequenzband eines Systems mit Bandaufspaltung handelt). Obwohl also eine Signal- oder Rauschmodulation auftreten kann, gibt es keine Multiplikation der Wirkung: eine 2 dB Änderung im Pegel einer dominanten Signalkomponente verursacht eine 2 dB Verstärkungsänderung bei von der dominanten Signalkomponente entfernten Frequenzen. Im Hinblick auf die Rauschminderungswirkung ist dies jedoch ein Nachteil einer Festbandanordnung, das heißt die volle Rauschminderungswirkung wird nirgends innerhalb des Betriebsfrequenzbandes erzielt, wenn eine Begrenzung als Antwort auf eine dominante Signalkomponente auftritt. In Fig. 2 ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die diese Wirkung illustriert. Obwohl keine Multiplikation auftritt, besteht die Gefahr der Rausch- und Signalmodulation im gesamten Frequenzband, in dem die Festbandeinwirkung auftritt.
Ungeachtet der obigen Nachteile, ist ein Vorteil der Gleitbandanordnung, daß man den vollen Rauschminderungseffekt bei Frequenzen oberhalb der dominanten Signalkomponente (oder unterhalb der dominanten Signalkomponente in einem Fall eines Gleitbandsystems mit sich abwärts verschiebender Frequenz) erhält. Eine Anordnung wäre deshalb wünschenswert, die die Vorteile von Festband- und Gleitbandsystemen (z. B. den Vorteil des Festbandes, daß es keine Multiplikation des Modulationseffekts gibt und den Vorteil des Gleitbandes, daß eine minimale Signal- oder Rauschmodulation oberhalb der dominanten Signalfrequenz auftritt) erreicht, ohne daß die Nachteile des jeweiligen Systems in Kauf genommen werden müßten (z. B. der Nachteil des Festbandes, nämlich Rausch- und Signalmodulation im gesamten Betriebsbereich, wenn auch nicht multipliziert, und der Nachteil des Gleitbandes, nämlich der Mittenbandmodulationseffekt). Die Erfindung schafft diese Kombination. Im weiteren Sinne ist mit der beanspruchten Erfindung beabsichtigt, die oben erwähnten Nachteile bekannter den Dynamikbereich modifizierender Schaltungen zu beseitigen. Sie löst das Problem der Auslegung einer solchen Schaltung derart, daß die Vorteile verschiedener dynamischer und passiver Charakteristiken erzielt werden, um Kompressor-Expander- und Kompandersysteme mit einem hohen Grad von Übereinstimmung oder Anpassung an dominante Signale ohne übermäßige Schaltungskomplexität zu schaffen.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung basiert auf der Erkenntnis, daß das Ideal der konformen Anpassung besser durch Kompressor-, Expander- und Kompander-Rauschminderungsanordnungen angenähert werden kann, bei denen mehrere Kompressions/Expansions/Entzerrungscharakteristiken einander überlagert sind oder aufeinander liegen in einer solchen Weise, daß eine oder mehrere der Charakteristiken verborgen oder verdeckt sind, bis mit dem Auftreten von dominanten Signalkomponenten die verborgenen Charakteristiken hervorkommen und aktiv werden. Gemäß der Erfindung wird also die Ruhecharakteristik, die einen Schirm oder eine Umhüllung bildet, die eine oder mehrere latente Charakteristiken verbirgt, so modifiziert, daß die latente Charakteristik oder die latenten Charakteristiken als Antwort auf dominante Signalkomponenten hervortreten, um eine effektivere adaptive Entzerrung oder Anpassung zu bewirken, als dies bei bekannten Schaltungsanordnungen der Fall ist.
Dieses Aufdecken von Charakteristiken kann als "Wirkungssubstitution" in dem Sinne beschrieben werden, daß die Wirkung, die von einer (oder vielleicht mehr als einer) Charakteristik resultiert, gegen eine oder mehrere andere charakteristische Wirkungen ausgetauscht wird, denen die Fähigkeit innewohnt, in denselben Frequenz- und Pegelbereichen zu arbeiten, wenn der Pegel und Spektralgehalt der Eingangssignalkomponenten sich ändert. Vorzugsweise ist die Substitution derart, daß in bezug auf jegliche nicht-dominanten Signalkomponenten die Übertragung im Kompressor maximiert und im Expander minimiert wird. Die Erfindung erlaubt den Konstrukteuren von Kompressoren, Expandern und Kompanderrauschminderungssystemen größere Flexibilität beim Aufbau der Antwortcharakteristiken ohne Notwendigkeit der Zuflucht zu unzweckmäßiger Schaltungskomplexität. Die Erfindung schafft Kompressoren, Expander und Rauschminderungskompandersysteme mit verbesserten Fähigkeiten zur Unterscheidung zwischen dominanten und nicht-dominanten Signalkomponenten und zur Beschränkung dynamischer Einwirkung ausschließlich auf dominante Signalkomponenten. Durch Schaffung eines Rauschminderungskodierers (Kompressors), der mit Ausnahme bei einer dominanten Signalkomponente im wesentlichen eine konstante Anhebung beibehält, erhält der Rauschminderungsdecoder (Expander) ein sehr stabiles Grundrauschen, was für ein Rauschminderungssystem hoher Qualität wesentlich ist.
Damit die Überlagerung gemäß dieser Erfindung am besten ausgeführt wird, ist eine derartige Anordnung erforderlich, daß im wesentlichen eine volle "Wirkungssubstitution" erzielt wird. Bei einer Wirkungssubstitutionsanordnung treten Charakteristiken dynamisch hervor und erscheinen über das gesamte oder über einen Teil des Spektrums abhängig vom Pegel und Spektralgehalt dominanter Signalkomponenten. Die Wirkungssubstitution führt zum Aufdecken von latenten Charakteristiken. Idealerweise tritt bei einer Überlagerungsanordnung eine Charakteristik nur dann auf, wenn sie eine optimale Wirkung innerhalb des gesamten oder eines Teiles des Spektrums liefern kann; diese Charakteristik ist innerhalb dieses Bereichs dann voll wirksam. Bei einem Kompressor beispielsweise ist für nicht-dominante Signalkomponenten die ideale Charakteristik diejenige, die die höchste Signalausgangsleistung liefert bzw. im Fall eines Expanders die geringste Signalausgangsleistung. Jede Charakteristik ist für nicht-dominante Signalkomponenten im wesentlichen voll wirksam mit Ausnahme im Überkreuzungsbereich der Wirksamkeiten der Charakteristiken. In dem Überkreuzungsbereich übersteigt die kombinierte Gesamtcharakteristik nicht die maximale Wirkung irgendeiner der allein wirkenden Charakteristiken. Die maximale Gesamtausgangsleistung ist nicht größer als die maximale Ausgangsleistung jeder einzelnen Charakteristik. Die Charakteristiken verdecken sich gegenseitig, wobei diejenige oder diejenigen, die unverdeckt ist bzw. sind, davon abhängen, welche der Charakteristiken bei einer speziellen Frequenz unter den Signalbedingungen im jeweiligen Moment die größte Wirkung hat.
Zu Zwecken der Erläuterung sei angenommen, daß die Verstärkungen in einem Kompressorsystem so vorgesehen sind, daß Signale mit extrem niedrigem Pegel die Vorrichtung ohne Abschwächung passieren. D.h., die maximal mögliche Wirkung ist die der Lieferung einer Verstärkung von 1. In irgendeiner Weise diese Verstärkung über einen möglichst breiten Frequenzbereich bei Vorhandensein von Signalen höheren Pegels (dominant) zu erzielen, ist Aufgabe des Systems.
Bei einem Kompressor mit überlagerter Wirkung wird das Ausgangssignals des ersten Filters und Kompressorelements beobachtet. Das Ausgangssignal stellt den vollständigen Teil der gesamten potentiellen Wirkung dar. Der unvollständige Teil der Wirkung ist das Eingangssignal minus dem vollständigen Teil. Der unvollständige Teil wird daher abgeleitet und dem nächsten Element zugeführt, um zu sehen, welchen Beitrag es leisten kann (es wäre falsch, das gesamte Eingangssignal dem zweiten Element zuzuführen, da dies zu einer Doppelwirkung führen könnte). Das Ausgangssignal des zweiten Elements ist der Beitrag dieses speziellen Elements zur Gesamtwirkung. Seine Wirkung erhöht (hoffentlich erfolgreicher) die teilweise ungenügende Wirkung des ersten Elements. In einem Extremfall, wo das Ausgangssignal des ersten Elements bei einer speziellen Frequenz vernachlässigbar sein kann, ersetzt die Wirkung des zweiten Elements tatsächlich diejenige des ersten.
Irgendeine verbleibende potentielle Wirkung ist dann das Eingangssignal minus den Ausgangssignalen der ersten beiden Elemente. Dieses Differenzsignal wird also dem dritten Element zugeführt etc . . Wenn genügend Elemente vorhanden sind, von denen wenigstens einige ein ausreichendes Unterscheidungsvermögen gegenüber dem vorhandenen dominanten Signal oder Signalen aufweisen, dann wird sich bei nicht-dominanten Frequenzen die Summe aller Elementverstärkungen der gewünschten Summe von 1 annähern.
Bei der dominanten Frequenz kann nicht zugelassen werden, daß die Verstärkung des Gesamtkompressors 1 ist, sondern sie muß einem vorgegebenen Kompressionsgesetz gehorchen, um eine Kanalüberlastung zu vermeiden und die Wiederherstellung des Signals durch den Expander zu erlauben.
Überlagerungseffekte gemäß der Erfindung werden durch verschiedene Schaltungsanordnungen erzielt, von denen die grundsätzlichen jene sind, die direkt aus der obigen Darstellung folgen, d. h. insbesondere jene, bei denen das tatsächliche Ergebnis ist, die Eingänge einer Vielzahl von Elementen differentiell zu speisen und die Ausgangssignale der Elemente zu summieren. Wenn beispielsweise jedes Element einen Eingangsanschluß, einen Bezugspotentialanschluß (z. B. Masse) und einen Ausgangsanschluß aufweist, dann ist das Eingangssignal für das erste Element das Eingangssignal bezogen auf das Bezugspotential, das Eingangssignal des zweiten Elements ist das Eingangssignal bezogen auf das Ausgangssignal des ersten Elements (z. B. die Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des ersten Elements), das Eingangssignal des dritten Elements (wenn ein drittes Element vorhanden ist) ist das Eingangssignal bezogen auf die Summe der Ausgangssignale des ersten und des zweiten Elements (z. B. die Differenz zwischen dem Eingangssignal und der Summe der Ausgangssignale des ersten und des zweiten Elements) usw., wenn mehr Elemente vorhanden sind. Die Ausgangssignale der Elemente werden zur Schaffung des Gesamtausgangssignals summiert. Dies kann in einer Anzahl von im wesentlichen äquivalenten Weisen implementiert werden, einschließlich einer Schaltungsauslegung wie in Fig. 3, in der die Eingangssignale und Ausgangssignale buchstäblich der voranstehenden Beschreibung entsprechen.
Es gibt jedoch einen einfacheren Weg, der in Fig. 4 gezeigt ist, bei dem die Netzwerke mit drei Anschlüssen darstellenden Elemente weniger komplex untereinander verbunden sind und dennoch dieselben Ergebnisse wie die Anordnung von Fig. 3 liefern. Das Eingangssignal ist mit dem Eingangsanschluß jedes Elements verbunden. Der Eingang des ersten Elements ist auf ein Bezugspotential bezogen (z. B. ist sein zweiter Anschluß mit einem Bezugspotential verbunden); der Eingang des zweiten Elements ist auf den Ausgang des ersten Elements bezogen (z. B. ist sein zweiter Anschluß mit dem Ausgangsanschluß des ersten Elements statt mit dem Bezugspotential verbunden); der Eingang des dritten Elements (wenn ein drittes Element vorhanden ist) ist auf den Ausgang des zweiten Elements bezogen (z. B. ist sein zweiter Anschluß mit dem Ausgangsanschluß des zweiten Elements statt mit dem Bezugspotential verbunden); usw., wenn mehr Elemente vorhanden sind. Das Gesamtausgangssignal wird vom Ausgangsanschluß des letzten Elements abgenommen. Diese letztere Anordnung, die als ein "Stapel" von Elementen bezeichnet werden kann, stellt wegen ihrer Einfachheit den bevorzugten Weg zur Realisierung der Erfindung dar. Andere Schaltungsaufbauten können jedoch die gleichen oder ähnliche Ergebnisse liefern, wenn auch bei größere Komplexität und höheren Kosten für die Verwirklichung. Beispielsweise zeigt Fig. 5 eine andere Anordnung, die sich zur Demonstration des Übergangs vom Schaltungsaufbau nach Fig. 3 zu demjenigen nach Fig. 4 eignet. Die Fig. 3, 4 und 5 sind einander äquivalent. Fig. 5 stellt einen Übergang zwischen den Fig. 3 und 4 dar, wo die Summierung der Ausgangssignale erhalten bleibt, aber alle zweiten Anschlüsse mit der Ausnahme von einem Element vom Bezugspotential abgenommen sind.
Obwohl die Erfindung grundsätzlich auf Kombinationen von Elementen mit verschiedenen dynamischen und passiven Charakteristiken anwendbar ist, besteht eine in der Praxis und für Zwecke der Erläuterung sehr nützliche Kombination von Charakteristiken in der Überlagerung einer Festbanddynamikcharakteristik und einer Gleitbanddynamikcharakteristik. Durch Anwendung der Lehren der vorliegenden Erfindung können die Vorteile beider Charakteristiken unter Vermeidung ihrer Nachteile erzielt werden. Wenn also eine Gleitbandcharakteristik und eine Festbandcharakteristik in im wesentlichen demselben Frequenzbereich (Breitband oder definiertes Band) und Pegelbereich überlagert werden, dann erscheint die Ruhecharakteristik der überlagerten Kombination gleich der Ruhecharakteristik jeder der beiden allein, da die beiden Ruhecharakteristiken gleich sind. Wenn eine dominante Signalkomponente innerhalb ihres Frequenzbereichs auftritt, reagiert jede Charakteristik, die Festbandcharakteristik fällt im Pegel gleichförmig über dem Frequenzbereich ab, in ähnlicher Weise, wie sie es tun würde, wenn sie allein wirken würde, und die Gleitbandcharakteristik gleitet in ähnlicher Weise, wie sie es tun würde, wenn sie für sich wirken würde.
Die beiden Wirkungen sind aber nicht länger unabhängig: im gewissen Ausmaß wirkt jede unter Bezugnahme auf die andere. Wenn diese Änderungen auftreten, kommen die beiden Charakteristiken, die im Ruhezustand (Fig. 6A) als eine Charakteristik erschienen, nun hervor: die kombinierte Charakteristik erscheint als die einer Gleitbandcharakteristik oberhalb der Frequenz des dominanten Signals (oder unterhalb, abhängig davon, ob das Gleitband in der Frequenz nach oben oder nach unten wirkt), und sie erscheint als eine Festbandcharakteristik unterhalb (oder oberhalb) der Frequenz des dominanten Signals. Fig. 6B zeigt ein Beispiel, bei dem das Gleitband oberhalb des dominanten Signals liegt, während Fig. 6C ein Beispiel zeigt, bei dem das Gleitband unterhalb des dominanten Signals liegt. Es werden zwei Betriebsbereiche aufgedeckt, die an der Frequenz des dominanten Signals geteilt sind. D.h., der Bereich, den die Gleitbandcharakteristik "unverdeckt" gelassen hätte, wird durch die Festbandcharakteristik ergänzt, die im Effekt eine Basis oder einen Grundpegel liefert. In anderen Worten, es tritt eine Wirkungssubstitution als Antwort auf die dominante Signalkomponente auf. Die Folge ist das Erzielen der Vorteile sowohl von Festband- als auch von Gleitbandanordnungen unter Vermeidung ihrer Nachteile. Ein maximaler Rauschminderungseffekt und minimale Modulationseffekte werden oberhalb (oder unterhalb) des dominanten Signals erhalten, wo die Gleitbandcharakteristik arbeitet, während der Verlust an Rauschminderung und der Mittelbandmodulationseffekt unterhalb (oder oberhalb) des dominanten Signals durch das Vorhandensein der Festbandcharakteristik vermieden werden. Es gibt also keinen Multiplikationseffekt unterhalb (oder oberhalb) der dominanten Frequenz, wie er auftreten würde, wenn die Gleitbandcharakteristik allein arbeiten würde, während man die Vorteile der Gleitbandcharakteristik oberhalb (oder unterhalb) der dominanten Frequenz erhält.
Eine noch stärker adaptive Anordnung kann dadurch erreicht werden, daß man eine Anordnung mit Bandaufspaltung vorsieht, bei der das Hochfrequenzband und das Niederfrequenzband jeweils überlagerte Festband/Gleitbandcharakteristiken aufweisen. Im Hochfrequenzband läuft das Gleitband in der Frequenz nach oben, während im Niederfrequenzband das Gleitband nach unten läuft. Im Ruhezustand überlappen sich die Kennlinien und ergeben so eine flache Gesamtkennlinie. Dadurch, daß man mäßige Filterneigungen (etwa 6dB/Oktave) und eine gemeinsame Ruheeckfrequenz in der Mitte des Frequenzbandes (etwa 800 Hz für ein Audiosystem) wählt, ist es möglich, daß sowohl das Hochfrequenzband als auch das Niederfrequenzband über einen wesentlichen Teil des verarbeiteten Bandes einem dominanten Signal sehr gut folgen. Die Ruhekennlinie einer solchen Anordnung, bei der das Hochfrequenzband und das Niederfrequenzband die gleiche Niederpegelverstärkung aufweisen, ist flach, wie in Fig. 7A gezeigt.
Fig. 7B zeigt das Nachführen bei einem einzelnen hochpegeligen dominanten Signals verschiedener Frequenzen für eine Mehrstufenkompressoranordnung, so wie sie unten detaillierter in Verbindung mit der Beschreibung der Fig. 22, 23 und 24 beschrieben wird (in jedem Fall ohne die entsprechenden Spectral-Skewing- und Antisättigungsnetzwerke). Da die Kompressoranordnungen der Fig. 22, 23 und 24 zwei Niederpegelstufen mit einer Niederpegelverstärkung von 16 dB und drei Hochfrequenzstufen mit einer Niederpegelverstärkung von 24 dB verwenden, beträgt die Ruheantwort gemäß Darstellung in Fig. 7B bei niedrigen Frequenzen 16 dB und steigt bei hohen Frequenzen auf 24 dB. Bei dem Beispiel von Fig. 7B wird für jeden Hochpegelton (0 dB relativ zu einem Bezugspegel, als welcher etwa 20 dB unter dem Maximalpegel des Systems genommen werden) (ein dominantes Signal) bei verschiedenen Frequenzen (100 Hz, 200 Hz, 400 Hz, 800 Hz, 1,6 kHz, 3 kHz und 6 kHz), ein Niederpegelton (-60 dB bis §w70 dB) durch das Spektrum durchgestimmt, um die Gesamtantwort in Anwesenheit des dominanten Signals zu zeigen. Eine Gleitbandantwort tritt oberhalb und unterhalb des dominanten Signals auf. Die Anwesenheit von zwei dominanten Signalen resultiert in einer Festbandantwort zwischen den dominanten Signalen und Gleitbandantworten bei Frequenzen oberhalb und unterhalb von deren Frequenzen, wo eine maximale Rauschminderung am kritischsten ist (Fig. 7C; in Fig. 7C haben das Hochfrequenzband und das Niederfrequenzband wie in Fig. 7A dieselbe Niederpegelverstärkung).
Das sich in den Fig. 7B und 7C zeigende gute Nachführungsverhalten wird durch die Verwendung von beiden, Festband- und Gleitbandcharakteristik, in jedem der beiden Bänder der Anordnung mit Bandaufspaltung ermöglicht. In Fig. 7C beispielsweise würde sich für nichtdominante Signale ein gravierender Fehler (schlechte Rauschminderungswirkung) im Bereich zwischen den beiden wesentlichen dominanten Signalen ergeben, wenn nicht die beiden Festbänder verwendet würden. Falls gewünscht, könnte auch ein Mittenband (Durchlaßband von beispielsweise 400 Hz bis 1,6 kHz), das teilweise das hochfrequente und das niederfrequente Band überlappt, eingesetzt werden, um die Rauschminderung im Mittenfrequenzbereich zu verbessern, wenn gleichzeitig zwei dominante Signale bei extrem niedriger Frequenz und extrem hoher Frequenz vorhanden sind. Das Ausgangssignal des Mittenbandelements könnte dem unteren Ende sowohl des hochfrequenten als auch des niederfrequenten Stapels zugeführt werden. Diese letztere Verfeinerung erscheint bei praktischen Audiorauschminderungsschaltungen nicht erforderlich.
Es ist anzumerken, daß die Wirkungssubstitution eine gute Signalnachführung ermöglicht. Betrachtet sei der Fall der Verwendung herkömmlicher variabler Hoch- und Tiefpaßfilter mit starker Neigung (12 dB/Oktave oder mehr). Zunächst würden die Ausgangssignale der Filter im Ruhezustand zusammen nicht eine flache Charakteristik ergeben. Unter Verwendung ähnlicher Dämpfungsformen sowohl für niedrige als auch für hohe Frequenzen, ist dies nur mit Einpolfiltern möglich (Fig. 7A). Sodann würde, sobald eines der Filter oder beide gleiten, ein Mangel für nicht-dominante Signale auftreten (schlechte Rauschminderung).
Bei der vorliegenden Erfindung sind die die Stufengrenzen definierenden Filter für eine optimale Niederpegelantwort Einpolfilter. Bei Anwesenheit von Signalen werden zusätzlich einpolige Gleitband-Shelffilter verwendet, wodurch ein Quasi-Zweipol-Ergebnis ohne übermäßige Phasenverschiebung (Phasenumkehr) erzielt wird, wie sie Zweipolfiltern inhärent ist. Die Intervention des Festbandes über die Wirkungssubstitution paßt die Antwort weiter an. Die Verwendung mehrerer Stufen mit gestaffelten Pegeln liefert dann einen weiteren Quasi-Vielpoleffekt, um die resultierenden Antworten zusammenzusetzen, d. h. die effektive Netzwerksteilheit oder Fähigkeit des Systems zwischen dominanten und nicht-dominanten Signalkomponenten zu unterscheiden.
Im Hinblick auf die dynamischen Rückstellcharakteristiken von Gesamtkompressor oder Gesamtexpander kann die Wirkungssubstitution ferner zu einer verbesserten Leistung beitragen. Ein Festband wird eine Rückstellzeit aufweisen, die wenigstens im Durchlaßband im wesentlichen unabhängig von der Frequenz ist. Eine Gleitbandschaltung hat eine schnelle Rückstellzeit für nicht-dominante Signale am Durchlaßbandende des Spektrums und eine langsame Rückstellzeit für nicht-dominante Signale am Sperrbandende des Spektrums. Die Wahl der Steuerschaltungs-Rückstellzeiten ist daher eine Sache des Kompromisses zwischen dieser Rückstellzeitsituation und des Betrags des stationären Verzerrung und der Modulationsverzerrung. Dieser Kompromiß ist jedoch bei Verwendung der Wirkungssubstitutionstechnik sehr viel einfacher. Insbesondere liefert das Festband eine definierte und schnelle Rückstellzeit für das Gesamtsystem, so daß das Gleitband längere Zeitkonstanten einsetzen kann, als es anderenfalls wünschenswert wäre. Dies resultiert sowohl in geringer Modulationsverzerrung als auch schneller Rückstellzeit.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die den Gleitband-Multiplikationseffekt des Standes der Technik illustriert.
Fig. 2 ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die den Festband-Begrenzungseffekt des Standes der Technik illustriert.
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild, das allgemein einen zur Praktizierung der Erfindung nützlichen Schaltungsaufbau zeigt.
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild, das allgemein einen dem Schaltungsaufbau von Fig. 3 äquivalenten Schaltungsaufbau zeigt, der zur Praktizierung der Erfindung bevorzugt wird.
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm eines weiteren Schaltungsaufbaus, der zur Demonstration des Übergangs vom Schaltungsaufbau von Fig. 3 zu demjenigen von Fig. 4 nützlich ist.
Fig. 6A ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die die Ruheantwort von gemäß der Erfindung überlagerten Festband- und Gleitbandelementen zeigt,
Fig. 6B ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die die Antwort von gemäß der Erfindung überlagerten Festband- und Gleitbandelementen etwas oberhalb von deren Schwellenwerten zeigt, wobei das Gleitband in der Frequenz nach oben arbeitet.
Fig. 6C ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die die Antwort von gemäß der Erfindung überlagerten Festband- und Gleitbandelementen etwas oberhalb von deren Schwellenwerten zeigt, wobei das Gleitband in der Frequenz nach unten arbeitet,
Fig. 7A ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die die Ruheantwort von Hochfrequenz- und Niederfrequenzschaltungen zeigt, von denen jede gemäß der Erfindung überlagerte
Festband- und Gleitbandelemente aufweist, wobei die Schaltungen eine gemeinsame Eckfrequenz von 800 Hz aufweisen.
Fig. 7B ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die die Nachführantwort derselben Hochfrequenz- und Niederfrequenzschaltungen, auf die in Verbindung mit Fig. 7A Bezug genommen wurde, bei Anwesenheit eines dominanten Signals bei verschiedenen Frequenzen zeigt.
Fig. 7C ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die die Antwort derselben Hochfrequenz- und Niederfrequenzschaltungen, auf die in Verbindung mit Fig. 7A Bezug genommen wurde, bei Anwesenheit von zwei dominanten Signalen zeigt.
Fig. 8 ist ein schematisches Schaltbild, das zur Erläuterung der grundsätzlichen Arbeitsweise der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung geeignet ist.
Fig. 9 ist ein Blockdiagramm, das eine äquivalente Anordnung zur Ausführung der Erfindung zeigt.
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das eine modifizierte Anordnung zur Ausführung der Erfindung zeigt.
Fig. 11 ist ein teilweise schematisches Blockdiagramm, das die Art demonstriert, in der mehrere charakteristische Wirkungen gemäß der Erfindung verknüpft werden können.
Fig. 12A ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die zum Verständnis der Arbeitsweise der Anordnung von Fig. 11 nützlich ist.
Fig. 12B ist eine weitere idealisierte Kompressorkennlinie, die zum Verständnis der Arbeitsweise der Anordnung von Fig. 11 nützlich ist.
Fig. 13 ist ein teilweise schematisches Blockdiagramm, das eine Ausführungsform der Erfindung zeigt, bei der ein Festbandelement und ein Gleitbandelement stapelartig zusammengesetzt sind, die jeweils gesonderte Steuerschaltungen aufweisen, wobei ein optionale Querverbindung von der Steuerschaltung eines Elements zum anderen Element besteht.
Fig. 14 ist eine Modifikation der Ausführungsform von Fig. 13, bei der ein Filter in der Verbindung von der Steuerschaltung eines Elements zu einem anderen Element enthalten ist.
Fig. 15 ist eine Modifikation der Ausführungsform von Fig. 13, bei der eine gemeinsame Steuerschaltung für beide Elemente vorgesehen ist.
Fig. 16A ist eine Modifikation der Ausführungsform von Fig. 14, bei der das Festbandelement auf einem anderen Pegel als seinem normalen Ruhepegel geparkt ist.
Fig. 16B ist eine weitere Modifikation der Ausführungsform von Fig. 14, bei der das Festbandelement auf einem anderen Pegel als seinem normalen Ruhepegel geparkt ist, und bei der eine solche Art von Querverbindung vorgesehen ist, daß die Eckfrequenz des Gleitbandelements bei einer anderen Frequenz als seiner Ruhefrequenz geparkt ist.
Die Figur zeigt außerdem einen anderen Aspekt der Erfindung, d. h. einen Nebenschluß für das Gyratorinduktivitätselement.
Fig. 17A ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die die Ruheantwort einer Schaltung der in den Anordnungen der Fig. 13 bis 16 gezeigten Art zeigt.
Fig. 17B ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die die Antwort etwas oberhalb der Schwellenwerte der Elemente einer Schaltung der in den Anordnungen der Fig. 13 bis 16 gezeigten Art zeigt.
Fig. 17C ist eine idealisierte Kompressorkennlinie, die die Antwort bei einem noch höheren Pegel oberhalb des Schwellenwerts der Elemente einer Schaltung der in den Anordnungen der Fig. 13 bis 16 gezeigten Art zeigt.
Fig. 18 ist ein teilweise schematisches Blockdiagramm einer Ausführungsform einer Hochfrequenzfestband/Gleitbandstufe gemäß der Erfindung.
Fig. 19 ist ein teilweise schematisches Blockdiagramm einer Ausführungsform einer Niederfrequenzfestband/Gleitbandstufe gemäß der Erfindung.
Fig. 20 ist ein Blockdiagramm, das eine Zwei-Wege-Anordnung des Typs I zeigt, die Hochfrequenz- und Niederfrequenzstufen der in Verbindung mit den Fig. 18 und 19 beschriebenen Art einsetzt.
Fig. 21 ist ein Blockdiagramm, das eine Zwei-Wege-Anordnung des Typs II zeigt, die Hochfrequenz- und Niederfrequenzstufen der in Verbindung mit den Fig. 18 und 19 gezeigten Art einsetzt.
Fig. 22 ist ein Blockdiagramm eines Kompandersystems mit seriengestaffelten Stufen, die Hochfrequenz- und Niederfrequenzschaltungen der in Verbindung mit den Fig. 18 und 19 beschriebenen Art einsetzen.
Fig. 23 ist ein teilweise schematisches Blockdiagramm eines umschaltbaren Kompressors/Expanders, der Hochfrequenz- und Niederfrequenzschaltungen der in Verbindung mit den Fig. 18 und 19 beschriebenen Art einsetzt, und illustriert die Verwendung eines sekundären Hauptwegs zur Vereinfachung der Umschaltung.
Fig. 24 ist ein teilweise schematisches Blockdiagramm eines umschaltbaren Kompressors/Expanders, der Hochfrequenz- und Niederfrequenzschaltungen der in Verbindung mit den Fig. 18 und 19 beschriebenen Art einsetzt und die Verwendung eines invertierenden Verstärkers parallel zum Kompressorteil der Anordnung von Fig. 22 zur Vereinfachung der Umschaltung illustriert.
Fig. 25 ist ein Blockdiagramm einer bekannten Umschaltanordnung, die zur Erläuterung der Arbeitsweise von Fig. 24 nützlich ist.
Fig. 26 ist eine charakteristische Kompressorkennlinie, die sich auf die Anordnungen der Fig. 22, 23 und 24 bezieht.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Zum besseren Verständnis der Arbeitsweise des grundsätzlichen Aufbaus der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist es nützlich die Anordnung zunächst zu vereinfachen, so daß nur zwei Elemente vorhanden sind, bei denen es sich je um ein breitbandiges (frequenzunabhängiges) Widerstandsdämpfungsglied handelt, wie in Fig. 8 gezeigt. Die maximal mögliche Wirkung jedes Elements ist die Lieferung einer Verstärkung von 1. R&sub1; und R&sub2; bilden das erste Dämpfungsglied (R&sub2; ist variabel), ein Netzwerk mit drei Anschlüssen, das an seinem Eingang Vin empfängt, dessen zweiter Anschluß mit Masse verbunden ist, und dessen Ausgang an den zweiten Eingang des anderen Dämpfungsglied über einen Puffer B mit der Verstärkung 1 angelegt ist. Das zweite Dämpfungsglied, ein anderes Netzwerk mit drei Anschlüssen, empfängt Vin an seinem Eingang und liefert das Gesamtkombinationssignal an seinem Ausgang. Es setzt sich aus R&sub3; und R&sub4; zusammen, von denen letzterer variabel ist.
Es sei zunächst angenommen, daß R&sub2; und R&sub4; sehr groß sind. Dann liefert keines des Netzwerke irgendeine Dämpfung (von ihren gemeinsamen Eingängen zu R&sub1; und R&sub3; gesehen), und Vin liegt an den Schaltungsknoten n&sub1; und n&sub2; (den Verbindungspunkten von R&sub1;/R&sub2; bzw. R&sub3;/R&sub4;) an. Es folgt, daß Vout = Vin sein muß, da das Potential über R&sub4; Null ist und kein Strom in R&sub4; fließt. Es ist bekannt, daß in einem passiven Netzwerk mit drei Anschlüssen, wenn keine interne Verbindung nach Masse besteht, die Spannungsübertragungsfunktion von einem Eingang zu dem Ausgang das Komplement des anderen Eingangs zum Ausgang ist (z. B., wenn die Übertragungsfunktion in bezug auf einen Eingang "t" ist, ist die Übertragungsfunktion in bezug auf den anderen Eingang "1-t", das Komplement). Damit ist die Übertragungsfunktion des oberen Netzwerks in bezug auf das an R&sub3; angelegte Signal 1, und deren komplementäre Übertragungsfunktion in bezug auf das an R&sub4; angelegte Signal ist Null. Die Summe der von den beiden Übertragungsfunktionen resultierenden Spannungen ist daher Vin.
Als nächstes sei angenommen, daß R&sub2; sehr groß ist, R&sub4; aber sehr klein. Damit hat das untere Element keine Dämpfung und das obere Element hat maximale Dämpfung (von ihren gemeinsamen Eingängen zu R&sub1; und R&sub3; gesehen). Vin liegt also am Schaltungsknoten n&sub1; an und muß auch am Schaltungsknoten n&sub2; anliegen, da R&sub4; sehr klein ist. Es gibt keinen Beitrag vom Eingangssignal über R&sub3;, da die Dämpfung des oberen Netzwerks maximal ist. Das Ausgangssignal ist also Vin oder, bezogen auf Übertragungsfunktionen ist die Übertragungsfunktion des oberen Netzwerks in bezug auf das an R&sub3; angelegte Signal Null, und ihre komplementäre Übertragungsfunktion in bezug auf das an R&sub4; angelegte Signal ist 1. Die Summe der von den beiden Übertragungsfunktionen resultierenden Spannungen ist daher Vin.
Es ist nützlich für diesen allgemeinen Fall zu demonstrieren, daß die Umkehrung der Anordnung der Elemente ohne Einfluß auf das Ergebnis bleibt. Es sei also angenommen, daß R&sub4; sehr groß ist, R&sub2; aber sehr klein. Damit hat das obere Element keine Dämpfung, und das untere Element hat maximale Dämpfung (gesehen von ihren gemeinsamen Eingängen zu R&sub1; und R&sub2;). Daher ist die Spannung am Schaltungsknoten n&sub2; Vin, und dies muß auch die Ausgangsspannung Vout sein, da R&sub4; groß ist und kein Strom hindurchfließt. Betrachtet man Übertragungsfunktionen, dann ist die Übertragungsfunktion des oberen Netzwerks in bezug auf das an R&sub3; angelegte Signal 1, und ihre komplementäre Übertragungsfunktion in bezug auf das an R&sub4; angelegte Signal ist Null. Die Summe der von den beiden Übertragungsfunktionen resultierenden Spannungen ist daher Vin.
Wenn also beide Elemente keine Dämpfung aufweisen (von den Eingängen zu R&sub1; und R&sub3; gesehen), dann ist das Ausgangssignal Vin. Es ergibt sich aus dem obigen, daß das Ausgangssignal auch Vin ist, wenn eines der Elemente keine Dämpfung hat (gesehen von den Eingängen zu R&sub1; und R&sub3;) unabhängig von der Dämpfung, wenn vorhanden, des anderen Elements.
Diese Analyse erstreckt sich auf stationärer Basis auf komplexere Fälle, wie sie nachfolgend beschrieben werden, wo eine Dämpfung unter Verwendung von Feldeffekttransistoren (FETs) als variablen Widerstandelementen geschaffen wird und die Dämpfung nur in einem Teil des Frequenzbandes des Eingangssignals wirksam ist.
Etliche allgemeine Folgerungen können bezüglich der Arbeitsweise der vorliegenden Erfindung gezogen werden. Es wird davon ausgegangen, daß diese Folgerungen nicht nur für die oben diskutierten allgemeinen Schaltungsanordnungen gültig sind, sondern auch unter den meisten Signalzuständen in komplexeren Schaltungsanordnungen, die für die Erfindung in Frage kommen. Erstens ist die höchste Übertragung irgendeines Elements die Ausgabe. Zweitens erzeugen die Charakteristiken der Elemente keine Ausgangscharakteristik eines irgend größeren Betrags als des größten Betrags eines der beiden Elemente (z. B. können die Charakteristiken nicht zu viel Wirkung liefern), und drittens wird die Charakteristik des einen Elements von der des anderen verdeckt, abhängig davon, wessen Betrag größer ist. Obwohl es möglich ist, solche Ergebnisse unter Verwendung anderer Schaltungsanordnungen zu erzielen, sind die Schaltungsanordnungen gemäß der vorliegenden Erfindung bevorzugt, weil sie einfach auszuführen sind und die gewünschten Ergebnisse liefern.
In der Praxis ist die erste Folgerung insbesondere in dem Fall nützlich, wo bis auf ein Element alle aufgrund der Signalzustände ausgeschaltet werden und nur ein Element zur Lieferung von Kompression oder Expansion übrig lassen. In dieser Situation entfaltet das verbleibende Element seine volle Wirkung (die geringer als seine maximale Wirkung sein kann, abhängig davon, wie es durch das dominante Signal beeinflußt wird). Ein Beispiel dafür wäre eine Anordnung eines Gleitbandelements und eines Festbandelements, die im selben Frequenzbereich arbeiten (die Antworten aufweisen, wie beispielsweise in den Fig. 6B oder 6C gezeigt). Ein dominantes Signal könnte bewirken, daß das Gleitbandelement aufwärts (oder abwärts) gleitet, um seine Wirkung an oder nahe der Frequenz des dominanten Signals völlig zum Verschwinden zu bringen. Das Festbandelement würde jedoch voll wirksam bleiben, (obwohl vielleicht mit weniger als seiner maximalen Wirkung als Folge der Anwesenheit des dominanten Signals). Dies ist der Fall bei Frequenzen gut unterhalb des dominanten Signals in Fig. 6B und gut oberhalb des dominanten Signals in Fig. 6C. Man wird jedoch verstehen, daß in dem Übergangsbereich (bei der Frequenz des dominanten Signals in den Fig. 6B und 6C), wo sich die Gesamtantwort von der Festbandantwort zur Gleitbandantwort ändert, eine leichte Erhöhung der Antwort derart auftritt, daß die Gesamtantwort etwas größer als die jedes der beiden Elemente ist. Dieser Erhöhungseffekt tritt allgemein auf, wo sich die Betriebszonen von Charakteristiken, die unterhalb ihrer maximalen Wirkung arbeiten, kreuzen. Dieser Effekt kommt durch die Anwesenheit des Produktterms der Gleichung 1 zum Ausdruck.
Die zweite Folgerung ist die Grundlage für den "Schirmbildungs"-Effekt der Erfindung. D.h., die maximal mögliche Wirkung der Kombination der Charakteristiken ist nicht größer als die größte Wirkung jeder einzelnen Charakteristik. Wenn jedoch die Charakteristiken unterhalb ihrer maximalen Wirkung arbeiten, tritt im Überkreuzungsbereich die oben erwähnte Erhöhung der Antworten auf.
Die dritte Folgerung ist ebenso grundsätzlich für die Erfindung und erlaubt die Substitution charakteristischer Wirkungen als Antwort auf Änderungen der Signalzustände.
Die Erfindung schafft somit eine Schaltung zu Modifizierung des Dynamikbereichs von Eingangssignalkomponenten innerhalb eines Frequenzbandes, bei der eine Vielzahl von Schaltungselementen untereinander verbunden sind, von denen jedes seine eigene passive oder dynamische charakteristische Wirkung aufweist, wobei wenigstens ein Element eine dynamische charakteristische Wirkung hat, die charakteristischen Wirkungen wenigstens teilweise innerhalb im wesentlichen desselben Frequenz- und Pegelbereichs arbeiten, die Schaltungselemente in einer solchen Weise untereinander verbunden sind, daß für einen gewissen Pegel und Spektralgehalt der Eingangssignalkomponenten die charakteristische Wirkung eines Schaltungselements die charakteristische Wirkung eines anderen Schaltungselements in wenigstens einem Teil des Frequenzbandes ersetzt. Die Verbindung der Schaltungselemente untereinander sorgt für die Substitution der charakteristischen Wirkung durch Überlagerung von Charakteristiken, wobei eine charakteristische Wirkung der Gesamtschaltung von den einzelnen charakteristischen Wirkungen der Vielzahl von Schaltungselementen derart abgeleitet wird, daß für irgendeine Kombination von Pegel und Spektralgehalt der Eingangssignalkomponenten eine einzelne charakteristische Wirkung das Gesamtfrequenzband definiert, oder einzelne charakteristische Wirkungen je Teile des Gesamtfrequenzbandes definieren, wobei die einzelne charakteristische Wirkung oder charakteristischen Wirkungen, die alles oder einen Teil des Gesamtfrequenzbandes definieren, die Wirkung jeder anderen einzelnen charakteristischen Wirkung oder charakteristischen Wirkungen unterdrücken, die innerhalb desselben Frequenzbereichs weniger Wirkung haben. Die charakteristische Gesamtwirkung für irgendeine Kombination von Pegel und Spektralgehalt von Eingangssignalkomponenten hat im wesentlichen keine größere Wirkung bei irgendeiner Frequenz als jede einzelne bei der Frequenz betreibbare Charakteristik.
Man kann zeigen, daß die Gesamtspannungsübertragungsfunktion der beiden in beschriebener Weise untereinander verbundenen Elemente die Form hat
Vout = Vin [t&sub1;(s) + t&sub2; (s)-t&sub1;(s)t&sub2;(s)] (Gleichung 1),
wobei Vin die angelegte Spannung, Vout die Ausgangsspannung, t&sub1;(s) und t&sub2;(s) die Übertragungsfunktionen der einzelnen Elemente sind.
Diese Gleichung bestätigt die oben beschriebene Arbeitsweise, d. h. das Gesamtausgangssignal ist die Summe der Übertragungsfunktionen, von denen allerdings ihr Produkt subtrahiert wird. Mit anderen Worten, in dem Ausmaß, in dem sich die Übertragungsfunktionen überlappen können, wird von der Summe der Übertragungsfunktionen ein Faktor subtrahiert. Das Vorhandensein dieses dritten Terms ist für die Wirkungssubstitution und die Überlagerungseffekte der Erfindung wesentlich.
Bezogen auf das Festband/Gleitbandbeispiel behalten die Festband- und die Gleitbandantworten ihre jeweiligen Charakteristiken, wo sie nicht überlappen; innerhalb des Überlappungsbereichs (z. B. ihres Kreuzungsbereichs der Wirksamkeit) beeinflussen sie einander, so daß das Gesamtergebnis im Überlappungsbereich im wesentlichen nicht größer ist als das jedes der allein wirkenden Elemente.
Dieselben grundsätzlichen Prinzipien gelten für eine größere Anzahl von Elementen, die allgemein in gleicher Weise wie beschrieben verbunden sind, wie dies in Verbindung mit den Fig. 3 bis 5 und 8 bis 11 dargelegt wurde, obwohl die Übertragungsfunktionsgleichungen komplizierter werden. Größere Kombinationen von Elementen können auf iterative Weise analysiert werden, wobei von der obigen Zwei-Element-Analyse extrapoliert wird: Beispielsweise betrachtet man für eine Kombination von drei Elementen zunächst die ersten beiden Elemente und nimmt ihr Ausgangssignal, als wäre es das Ausgangssignal eines einzigen Elements in einer Zwei-Element-Kombination. Es läßt sich zeigen, daß die Gesamtübertragungsfunktion der Kombination von drei in beschrieben er Weise untereinander verbundener Elemente die Form hat
Vout=Vin[ti(s)+t&sub2;(s)+t&sub3;(s) -t&sub1;(s)t&sub2;(s)-t&sub1;(s)t&sub3;(s)-t&sub2;(s)t&sub3;(s) +t&sub1;(s)t&sub2;(s)t&sub3;(s)] (Gleichung 2),
wobei Vin die angelegte Spannung, Vout die Ausgangsspannung, t&sub1;(s), t&sub2;(s) und t&sub3;(s) die Übertragungsfunktionen der einzelnen Elemente sind. Dabei ergibt sich das gleiche grundsätzliche Muster wie bei zwei Elementen mit der Ausnahme der Anwesenheit eines weiteren Terms, bei dem es sich um das Produkt der drei Übertragungsfunktionen handelt.
In der Praxis, können die Schaltungen sowohl Verstärkungen als auch Abschwächungen enthalten. Der Puffer mit der Verstärkung 1 zwischen den Elementen ist symbolisch und kann entfallen, wenn die Impedanzen geeignet sind, vorausgesetzt, daß Belastungseffekte vermieden werden. Im einfachsten Fall der Anordnung von Fig. 8 könnte der Puffer B entfallen und eine direkte Verbindung zwischen dem Schaltungsknoten n&sub1; und dem veränderbaren Widerstand R&sub4; hergestellt werden, wenn die Impedanzen geeignet sind. Obwohl die resultierende Schaltung eine gegenseitige Einwirkung zwischen den Elementen aufweisen kann, die nicht auftreten mag, wenn ein Puffer verwendet wird, kann die Leistungsfähigkeit der Schaltung für gewisse Anwendungen akzeptabel sein.
Die obige Gleichung 1, die die Schaltung von Fig. 8 beschreibt, legt eine äquivalents Anordnung nahe, die in Form eines Blockdiagramms in Fig. 9 gezeigt ist. Das Eingangssignal wird an drei Wege angelegt, deren Ausgangssignale summiert werden. Der erste Weg enthält die Übertragungsfunktion t&sub1;(s) in einem Block 2, der zweite Weg enthält die Übertragungsfunktion t&sub2;(s) in einem Block 4 und der dritte Weg die Reihenkombination von Übertragungsfunktionen t&sub1;(s) und t&sub2;(s), die in Blöcken 6 bzw. 8 gezeigt sind. Das Produkt der Übertragungsfunktionen im dritten Weg wird mittels eines Inverters 10 invertiert, so daß es bei der Summation im Block 12 subtrahiert wird. Obwohl eine solche Gestaltung wegen ihrer zusätzlichen Komplexität unpraktisch wäre, verdeutlicht sie dennoch, daß dieselben Ergebnisse unter Verwendung alternativer Schaltungsanordnungen erreicht werden können. Gleichung 2 legt eine ähnliche modifizierte Konfiguration für drei Elemente nahe. Die Lehren der vorliegenden Erfindung könnten auch durch einen speziellen Zwecken dienenden oder allgemeinen Zwecken dienenden digitalen Computer praktiziert werden, der durch speziell angepaßte Software gesteuert wird, die einen Algorithmus implementiert, der die Wirkungssubstitutions- und Überlagerungsprinzipien der Erfindung ausführt.
Fig. 3 zeigt die in der Zusammenfassung der Erfindung beschriebene Ersatzanordnung. Vier Elemente 14, 16, 18 und 20 mit drei Anschlüssen haben die Übertragungsfunktionen t&sub1;(s), t&sub2;(s), t&sub3;(s) bzw. t&sub4;(s). Bei jedem Element ist der zweite Anschluß mit Masse verbunden, während sein dritter Ausgangsanschluß an eine Summiereinrichtung 22 angeschlossen ist. Das Eingangssignal Vin wird an den ersten Anschluß des Elements 14 bezogen auf Masse und an eine erste Summiereinrichtung 24 angelegt. Das Eingangssignal zum Element 16 ist das Ausgangssignal des Elements 14, durch die Summiereinrichtung 24 vom Eingangssignal Vin subtrahiert. Das Eingangssignal zum Element 18 ist das Ausgangssignal des Elements 16 durch eine Summiereinrichtung 26 vom Eingangssignal zum Element 16 subtrahiert. Das Eingangssignal zum Element 20 ist das Ausgangssignal des Elements 18 durch eine Summiereinrichtung 28 vom Eingangssignal zum Element 18 subtrahiert.
Fig. 4, auf die ebenfalls in der Zusammenfassung der Erfindung Bezug genommen wurde, zeigt in allgemeinerer Form die in Verbindung mit Fig. 8 diskutierte bevorzugte Ausführungsform. Bei der Anordnung von Fig. 4 sind vier Elemente 30, 32, 34 und 36 mit drei Anschlüssen dargestellt, die Übertragungsfunktionen t&sub1;(s), t&sub2;(s), t&sub3;(s) bzw. t&sub4;(s) aufweisen. Das Eingangssignal Vin wird bezogen auf das Bezugspotential (als Masse dargestellt) an den ersten Anschluß der Elemente 30, 32, 34 und 36 angelegt. Lediglich der zweite Anschluß des Elements 30 ist mit einem Bezugspotential verbunden. Das Eingangssignal zum zweiten Anschluß des Elements 32 ist das Ausgangssignal des Elements 30 (von dessen drittem Anschluß). Das Eingangssignal zum zweiten Anschluß des Elements 34 ist das Ausgangssignal des Elements 32 (von dessen drittem Anschluß). Das Eingangssignal zum zweiten Anschluß des Elements 36 ist das Ausgangssignal des Elements 18 (von dessen drittem Anschluß). Das Gesamtausgangssignal wird zwischen dem dritten Anschluß des Elements 36 und dem Bezugspotential abgenommen. Diese allgemeine Anordnung kann als "Stapeln" von Elementen bezeichnet werden und wird für den einfachsten und effektivsten Weg, die Erfindung zu implementieren, gehalten.
Fig. 5, der Übergang zwischen den Anordnungen der Fig. 3 und 4, worauf in der Zusammenfassung der Erfindung Bezug genommen wurde, zeigt einen äquivalenten anderen Schaltungsaufbau. Vier Elemente werden lediglich zu Zwecken der Illustration in den Fig. 3, 4 und 5 gezeigt. Überlagerungseffekte gemäß den Lehren der vorliegenden Erfindung können unter Verwendung von zwei oder mehr Elementen erhalten werden, von denen wenigstens eines dynamisch ist, wie dies nachfolgend noch näher ausgeführt wird. Bei der Anordnung von Fig. 5 sind vier Elemente 38, 40, 42 und 44 mit drei Anschlüssen dargestellt, die Übertragungsfunktionen t&sub1;(s), t&sub2;(s), t&sub3;(s) bzw. t&sub4;(s) aufweisen. Das Eingangssignal Vin wird bezogen auf das Bezugspotential (als Masse dargestellt) an den ersten Anschluß der Elemente 38, 40, 42 und 44 angelegt. Lediglich der zweite Anschluß des Elements 38 ist mit dem Bezugspotential verbunden. Das Eingangssignal zu dem zweiten Anschluß des Elements 40 ist das Ausgangssignal des Elements 38 (von dessen drittem Anschluß). Das Eingangssignal zum zweiten Anschluß des Elements 42 ist die Summe (von einer Summiereinrichtung 46) des Ausgangssignals des Elements 38 und des um das Ausgangssignal des Elements 38 verminderten Ausgangssignals des Elements 40 (abgeleitet in einer Summiereinrichtung 48). Das Eingangssignal zum zweiten Anschluß des Elements 44 ist die Summe (von einer Summiereinrichtung 50) des Ausgangssignals der Summiereinrichtung 46 und des um das Ausgangssignal der Summiereinrichtung 46 verminderten Ausgangssignals des Elements 42 (abgeleitet in einer Summiereinrichtung 52). Das Gesamtausgangssignal wird von einer Summiereinrichtung 54 abgenommen, die die Ausgangssignale von dem Element 38, der Summiereinrichtung 48, der Summiereinrichtung 52 und der Summiereinrichtung 56, die das Ausgangssignal der Summiereinrichtung 50 von dem Ausgangssignal des Elements 44 subtrahiert, zusammenführt.
Die Stapelanordnung von Fig. 4 kann durch Einführung von Zweigen weiter modifiziert werden, wie es in Fig. 10 gezeigt ist. Solche Anordnungen können zur Schaffung komplexerer Überlagerungseffekte nützlich sein, als sie mit einer direkten oder geradlinigen Verbindung wie der in Fig. 4 möglich sind. Bei der Modifikation gemäß Fig. 10 weist die zweite "Ebene" in dem Stapel zwei Elemente statt eines auf. Demgemäß wird das Eingangssignal Vin an einen ersten Anschluß von Blöcken 58, 60, 62 und 66 angelegt, die jeweilige Übertragungsfunktionen t&sub1;(s), t&sub2;(s), t&sub3;(s) und t&sub4;(s) aufweisen. Der zweite Anschluß des Drei-Anschluß-Netzwerks von Block 58 ist mit einem Bezugspotential (z. B. Masse) verbunden, während sein dritter Anschluß die zweiten Anschlüsse der Blöcke 60 und 62 speist. Die Ausgangssignale von den dritten Anschlüssen der Blöcke 60 und 62 werden in einer Summiereinrichtung 64 addiert und an den zweiten Anschluß des Blocks 66 angelegt. Das Gesamtausgangssignal wird von dem dritten Anschluß des Blocks 66 abgenommen. Andere Verzweigungsanordnungen sind möglich: Die Anordnung von Fig. 10 stellt lediglich ein Beispiel der Art dar, wie Elemente gemäß der Erfindung konfiguriert werden können.
Obwohl in den Fig. 3, 4, 5 und 10 nicht gezeigt, können die Verbindungen zwischen den Elementen gepuffert oder ungepuffert sein, sind vorzugsweise aber gepuffert, wie oben diskutiert. Obwohl ferner die soweit gezeigten allgemeinen Anordnungen Drei-Anschlußnetzwerke einsetzen, sind basierend auf diesen Lehren äquivalente Schaltungsanordnungen möglich, bei denen einige oder alle der Elemente Drei- oder Vier-Anschluß-Netzwerke sind, die alle "schwimmen" oder mit einem Bezugspotential verbunden sind. Beispielsweise könnten Transformatoren und verschiedene Isolationstechniken eingesetzt werden, um die grundsätzliche, in den Fig. 3 bis 5 und 8 bis 10 enthaltene "differenzgespeiste, ausgangssummierte" Anordnung zu erhalten.
Bezüglich jeglicher Kombination von Elementen gemäß den Lehren der Erfindung muß zur Lieferung einer Gesamtkompressor- oder -expanderwirkung wenigstens ein Element eine Übertragungsfunktion aufweisen, die eine Kompressor- oder Expanderfunktion ist. Alle Elemente, die aktiv sind (z. B. Charakteristiken aufweisen, die sich nach Maßgabe der Signalzustände dynamisch ändern), müssen allgemein im selben Sinne wirken (z. B. Kompressorwirkung oder Expanderwirkung liefern). Eines oder mehrere Elemente können eine passive Charakteristik aufweisen (z. B. ändert sich die Charakteristik nicht dynamisch in Reaktion auf Signalzustände). Es kann nützlich sein, mehr als ein passives Element zu haben, vorausgesetzt, daß das aktive Element eine solche dynamische Charakteristik aufweist, daß bei deren Veränderung verschiedene Aspekte der passiven Charakteristiken hervorkommen.
Obwohl Anordnungen von Elementen gemäß der Erfindung als unabhängige Kompressoren und Expander arbeiten können, ist es bevorzugt, sie in einem oder mehreren Seitenwegen von Zweiwegekompressor- und -expanderanordnungen der Art einzusetzen, wie sie allgemein in US-PS 3 846 719, US-PS 3 903 485, US-PS 4 490 691 und US-PS Re 28 426 beschrieben sind.
Die veränderbaren Zustände der aktiven Elemente werden vorzugsweise durch ihre eigenen Steuerschaltungen gesteuert, obwohl es für bestimmte Zwecke akzeptabel sein kann, mehr als ein aktives Element mit einer einzigen Steuerschaltung zu steuern. Wo einzelne Steuerschaltungen eingesetzt werden, kann, obwohl es möglich ist, daß diese Steuerschaltungen unabhängig nur als Antwort auf die Signale in dem jeweiligen Element arbeiten, in der Praxis die Gesamtschaltungsleistungsfähigkeit dadurch verbessert werden, daß zusätzliche Signale an die Steuerschaltungen angelegt werden, wie später noch näher erläutert. Augenscheinlich kann es sein, daß die einfache auf stationären Abschwächungselementen beruhende Analyse in der Praxis unter dynamischen Zuständen nicht ganz zutrifft, wo die Elemente Steuerschaltungen aufweisen und wo diese Steuerschaltungen Zwischenverbindungen zu anderen Elementen und Teilen der gesamten Systemumgebung haben können.
Man wird verstehen, daß einige aktive Elemente Schwellenwerte aufweisen können, bei denen die dynamische Wirkung als Antwort auf ein dominantes Signal einsetzt. Beim Entwurf eines Stapels von Elementen kann die Auswahl der verschiedenen Schwellenwerte unter den aktiven Elementen vorteilhafterweise so sein, daß die Folge, in der die Charakteristiken der verschiedenen Elemente als Antwort auf verschiedene dominante Signalzustände hervortreten, beeinflußt wird. Allgemein müssen jedoch zur Erzielung von Überlagerungseffekten die aktiven oder dynamischen Elemente generell im selben Pegelbereich aktiv sein. Das heißt, der Bereich der Eingangssignalpegel, der eine dynamische Wirkung hervorruft, sollte im wesentlichen derselbe sein mit Schwankungen von einigen wenigen Dezibel.
Die Anordnung von Fig. 11 ist nützlich für die Darstellung der Art, in der mehrere Elemente mit verschiedenen Charakteristiken nutzvoll kombiniert werden können, sowie zur Beschreibung der Einstellung relativer Schwellenwerte unter den Elementen in einem Stapel. Zur Vereinfachung und Erleichterung des Verständnisses sind in dieser Figur (und in den folgenden Fig. 13 bis 16) nur die zur Darstellung des Konzepts notwendigen Hauptkomponenten gezeigt. Die Anordnung kann den Rauschminderungsseitenweg in einem Zweiwegekompressor oder -expander oder alternativ einen eigenständigen Kompressor bilden. Diese Anordnung stellt aber nur ein Beispiel der Art dar, in der mehrere Elemente mit unterschiedlichen Charakteristiken kombiniert werden können. Eine andere nützliche Kombination von Elementen besteht darin, Elemente mit aufwärts und abwärts wirkenden Gleitbandcharakteristiken innerhalb desselben Frequenzbandes vorzusehen.
Fig. 11 zeigt einen Stapel mit fünf Elementen, der ein Breitbandabschwächerelement 68, ein Festbandabschwächerelement 70, ein Gleitbandelement 72, ein erstes Punktfrequenzabschwächerelement 74 und ein zweites Punktfrequenzabschwächerelement 76 aufweist. Jedes Element empfängt das Eingangssignal. Hochpaßfilter 78 und 80, je mit einer 800 Hz- Eckfrequenz, bilden einen Teil der Übertragungsfunktionen der Elemente 70 und 72. Bandpaßfilter 82 und 84 mit der Mittenfrequenz bei 960 Hz (einer Audiointerferenzfrequenz, die mit der Kopfdrehung bei Quadruplex-Videobandrecordern im Zusammenhang steht) und bei 1 5,75 kHz (einer Audiointerferenzfrequenz bei der horizontalen Abtastfrequenz in Fernsehsystemen mit 525 Zeilen) bilden einen Teil der Übertragungsfunktionen der Elemente 74 bzw. 76. Jedes Element hat seine eigene unabhängige Steuerschaltung 86, 88, 90, 92 und 94, im wesentlichen ein Gleichrichter und eine Glättungsschaltung einschließlich eines Verstärkers, der eine frequenzgewichtete oder eine Breitbandverstärkung aufweisen kann, je nach Bedarf. Vorzugsweise reagiert jede Steuerschaltung nur auf das Ausgangssignal ihres jeweiligen Elements, d. h. das Steuersignal wird unter Verwendung von Kombiniereinrichtungen 89, 91, 93 und 95 differentiell abgeleitet (man beachte die subtraktive Speisung vom Fußpunkt jedes Elements). Die Steuerschaltungen steuern die veränderbaren Widerstandselemente 96, 98, 100, 102 und 104, die in der Praxis FETs sein können, wobei die Steuerspannung an ihren Gateeingang angelegt wird. Die Festbandabschwächerelemente 68, 70, 74 und 76 weisen Reihenwiderstände (106, 108, 110 bzw. 112) auf, um in Verbindung mit den FETs einen veränderbaren Spannungsteiler zu bilden. Das Gleitbandelement 72 hat einen Reihenkondensator 114 zur Bildung eines veränderbaren Hochpaßfilters in Verbindung mit dem FET. In der Art der bevorzugten Stapelanordnung von Fig. 4 wird das Element 68 bezogen auf ein Bezugspotential, als Masse dargestellt, angesteuert, während jedes der anderen Elemente über einen Puffer (Puffer 116, 118, 120 und 122 mit Verstärkung 1) bezogen auf das Ausgangssignal des darunterliegenden Elements angesteuert wird. Man beachte, daß alle Filter, wenn vorhanden, ebenfalls mit ihrem Bezugsanschluß an den Ausgang des darunterliegenden Elements angeschlossen sind. Jedes Element hat einen Schwellenwert derart, daß, wenn der Signalpegel in dem Element ansteigt und diesen Wert erreicht, eine Änderung in dem veränderbaren Element einsetzt. Bei jedem Element wird angenommen, daß es ein Maximum von 10 dB an Dynamikwirkung liefert. Das Gesamtausgangssignal der Anordnung wird über einen Puffer 124 mit der Verstärkung 1 vom Ausgang des obersten Elements abgenommen.
Im Ruhezustand ist die definierende Hülle der Anordnung von Fig. 11 eine Gesamtdynamikwirkung von 10 dB breitbandig. Sowie Signalkomponenten auftreten, kommen die Charakteristiken der verschiedenen Elemente als Antwort auf die Frequenzen und Pegel der Komponenten hervor. Die Folge, in der die Charakteristiken von Elementen als Antwort auf jene Signalkomponenten hervortreten, wird von dem Arbeitsfrequenzbereich der jeweiligen Elemente und ihren jeweiligen Schwellenwerten abhängen.
Es seien zuerst zwei Beispiele betrachtet. Wenn ein 200 Hz-Ton mit allmählich steigendem Pegel ausgehend von einem Unterschwellenwertpegel auftritt, dann wird das Breitbandelement schließlich überdeckt, die anderen bleiben aber voll wirksam. Die in Fig. 1 2A gezeigte Gesamtcharakteristik ist also die der 800 Hz-Fest- und -Gleitbänder, die zusammentreffen und teilweise die beiden Punktfrequenzcharakteristiken verdecken: Die Spitze der 960 Hz-Punktfrequenzcharakteristik und die Gleitbandcharakteristik, nachdem das Hochpaßfilter des Gleitbands als Antwort auf den 2 kHz-Ton sich nach oben bewegt hat. Die Gleitbandcharakteristik verdeckt die 15,75 kHz-Punktfrequenzcharakteristik.
Bei der Anordnung von Fig. 11 hat jedes Element seine eigene Steuerschaltung, die als Ergebnis der differentiellen Ableitung der Steuersignale gänzlich als Antwort auf Signale innerhalb des jeweiligen Elements arbeitet. Die Elemente können je eine total unabhängige Steuerschaltung mit oder ohne differentielle Ableitung aufweisen, und verschiedene Querverbindungen sind möglich. Die in den Fig. 13 und 14 gezeigten Querverbindungen sind nützlich dafür zuzulassen, daß unterschiedliche Schwellenwerte in den Elementen eingestellt werden, während eine angemessene Steuerschaltungsverstärkung in dem Gleitbandelement bei Frequenzextremen erhalten bleibt. Eine andere Art von Querverbindung, die als "Parken" bezeichnet wird, wird unten in Verbindung mit den Fig. 16A und 16B beschrieben.
In Fig. 13 ist ein Festbandelement 126, ein Breitbandabschwächer, in Stapelanordnung mit einem Gleitbandelement 128, einem in der Frequenz nach oben wirkenden gleitenden Shelf mit einer Breitbandruhecharakteristik, dargestellt: Der Ersatz des Kondensators durch ein induktives Element würde zu einem in der Frequenz nach unten gleitenden Shelf führen. Aus praktischen Gründen würde eine Gyratorschaltung zur Simulierung einer Induktivität verwendet. Das Festbandelement hat einen Reihenwiderstand 130 und einen Nebenschluß-FET 132, der an ein Bezugspotential angeschlossen ist, die einen veränderbaren Abschwächer bilden, da der Widerstand der Source-Drain-Strecke des FET als Antwort auf eine an sein Gate angelegte Steuerspannung gesteuert wird. Das Ausgangssignal des Festbandelements ist über einen Pufferverstärker 134 an eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung 136 angelegt. Das Gleitbandelement 128 enthält eine Parallelschaltung aus Kondensator 138 und Widerstand 140 und im Nebenschluß einen FET 140, der an den Ausgang des Festbandelements am Ausgang des Puffers 134 angeschlossen ist. Das Ausgangssignal des Gleitbandelements ist an einen Pufferverstärker 144, eine optionale Kombiniereinrichtung 150 und eine Gleichrichter- und Glättungsschaltung 146 angelegt, die eine Steuerspannung an den FET 142 liefert. Das Ausgangssignal der Kombination von Elementen wird vom Pufferverstärker 144 abgenommen.
Wie in Verbindung mit der Anordnung von Fig. 11 ausgeführt, ist es möglich, das Ausgangssignal eines Elements in einem Stapel dazu zu verwenden, dem Ausgangssignal des nächsten Elements bei der Erzeugung der Steuerspannung für dieses nächste Element entgegenzuwirken. Dies ist nicht nur in Fig. 11, sondern auch in Fig. 13 dargestellt, wo das Ausgangssignal des Gleitbandelements vom Puffer 134 vom Ausgangssignal des Festbandelements vom Puffer 144 in der Kombiniereinrichtung 150 subtrahiert wird. Das entgegenwirkende Signal oder Gegenwirkungssignal von dem Festbandelement kann (durch Verstärkung oder Abschwächung) so behandelt werden, daß es größer oder kleiner ist als das Ausgangssignal des Gleitbandelements, und der Sinn des entgegenwirkenden Signals kann invertiert werden, derart, daß bei zunehmendem Ausgangssignal des Festbandelements das entgegenwirkende Signal abnimmt. Diese Prinzipien gelten allgemein für aufeinanderfolgend aktive Elemente in einer beliebigen Anordnung gemäß der Erfindung.
Eine weitere Alternative ist in Fig. 14 gezeigt, bei der das entgegenwirkende Signal von dem Festbandelement zunächst mittels eines Filters 152 aufbereitet wird, das im Steuerschaltungskreis für das Festbandelement liegt. Typischerweise würde das Filter ein Hochpaß- oder Tiefpaßfilter sein, das innerhalb des Betriebsbandes der Gesamtschaltung liegt. Ein ungefiltertes, entgegenwirkendes Signal, als gestrichelte Linie gezeigt, könnte gleichzeitig in der Art der alternativen Version von Fig. 13 angelegt werden (beispielsweise mittels der optionalen Kombiniereinrichtung 150). Das gefilterte, entgegenwirkende Signal kann so behandelt werden, wie es in Verbindung mit dem ungefilterten, entgegenwirkenden Signal von Fig. 13 erwähnt wurde.
Bei einer weiteren Steuerschaltungskopplungsvariation ist es möglich, das gleichgerichtete Signal in der Steuerschaltung eines Elements in den Gleichstromteil der Steuerschaltung eines anderen Elements einzuspeisen. In Fig. 13 beispielsweise wäre die Summiereinrichtung 150 zwischen dem Ausgang der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 146 und dem Gate des FET 142 angeordnet, und das entgegenwirkende Signal vom Element 126 würde vom Ausgang der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 136 abgenommen. Diese Alternative ist vorteilhaft, wo es sein kann, daß die Signalphasenbeziehungen für das Wechselstromkombinieren/Entgegenwirken gemäß der oben beschriebenen Methode nicht korrekt sind. Ein Nachteil liegt jedoch darin, daß es nicht möglich ist, gemäß Fig. 14 die gekoppelte Komponente einer selektiven Filterung zu unterziehen.
Bei einigen Anwendungen kann es möglich sein, eine Steuerschaltung wegzulassen und eine gemeinsame Steuerschaltung für beide Elemente zu verwenden, wie in Fig. 15 gezeigt, obwohl die Verwendung einzelner Steuerschaltungen für jedes Element zur Erzeugung einer konformeren Wirkung vorzuziehen ist. (Für gemeinsame Komponenten sind in den Fig. 13 bis 15 dieselben Bezugszahlen verwendet.) In Fig. 15 wird das Ausgangssignal der Festbandsteuerschaltung von der Gleichrichter- und Glättungsschaltung 136 über einen Puffer 148 angelegt, um auch den Gleitband-FET 142 zu steuern.
Fig. 16A zeigt eine Modifikation von Fig. 14, wobei ein als "Parken" bezeichnetes zusätzliches Merkmal in die Schaltung eingebaut ist. Das Konzept des "Parkens" beruht auf der Beobachtung, daß es oft vorteilhaft ist, eine Antwortcharakteristik auf irgendeinem Pegel und/oder einer Frequenz, anders als ihr Ruhepegel und/oder -frequenz voreinzustellen oder zu "Parken", wenn sich das Element unterhalb seines Schwellenwerts befindet. Im Fall des Festbandelements wird die Festbandsteuerschaltung auf einem Pegel gerade unterhalb ihres Schwellenwerts geparkt, so daß die Schaltung schneller auf Änderungen des Eingangssignals anspricht. Ein Detektor 153 erfühlt das Festbandsteuersignal, leitet ein geeignetes Signal ab und legt es an eine Summiereinrichtung 155 an, wo es dem Steuersignal hinzuaddiert wird oder an seine Stelle tritt, um das Festbandparksignal zu liefern. Im Betrieb ist der Parksignalpegel vorzugsweise gerade unterhalb dem Festbandschwellenwert eingestellt. Oberhalb des Schwellenwerts übernimmt die Festbandsteuerschaltung und schließt den Parkdetektor aus. Der Detektor 153 ist also erforderlich, um das Festbandsteuersignal zu erfühlen und nur dann, wenn das Festbandelement unterhalb seines Schwellenwerts ist, den korrekten Signalpegel zum Parken der Festbandsteuerschaltung an dem gewünschten Pegel zu liefern. Ein diese Funktionen ausführender Detektor kann auf verschiedene Weisen implementiert werden: Eine geeignete Anordnung besteht darin, die Festbandsteuerschaltung mit einer "perfekten Dioden"-Schaltung zu erfühlen. Solche Schaltungen sind bekannt und verwenden einen Operationsverstärker, der so vorgespannt ist, daß das Ausgangssignal der Schaltung von positiv nach negativ schaltet, wenn das erfühlte Signal zur Vorspannung ansteigt. Das Ausgangssignal einer perfekten Diodenschaltung, nach Bedarf im Pegel geeignet eingestellt, wirkt als eine Maximumselektorschaltung, die von dem Festbandsteuersignal übernimmt, um das gewünschte Parksignal zu liefern.
Fig. 16B zeigt allgemein eine andere Anordnung gestapelter Festband- und Gleitbandelemente, wo das Parken eingesetzt ist. In diesem Fall weist das Gleitbandelement 129 eine Induktivität 139 auf (bei praktischen Ausführungsformen durch eine Gyratorschaltung simuliert), so daß die Gleitbandschaltung abwärts arbeitet. Bei der Anordnung von Fig. 16B ist das Parken nicht nur bei der Festbandschaltung sondern auch bei der Gleitbandschaltung vorgesehen. Bei Anwendung auf die Gleitbandschaltung beruht das Konzept des Parkens auf der Beobachtung, daß, solange die Festbandschirmcharakteristik vorhanden ist, es möglich ist, das Gleitband zu dem Frequenzbereich vorzugleiten (es zu "Parken"), wo die Wirkung bei Anlegen eines Signals wahrscheinlich sein wird. Dies verbessert die Antwortzeit und verringert Modulationsverzerrung. In ihrem Ruhezustand würde das abwärts wirkende Gleitband normalerweise (bei Abwesenheit irgendeiner Parkschaltung) in ihrem Breitbandzustand sein, d. h. die Hochfrequenzgrenze würde unendlich sein, d. h. gut innerhalb des Niederfrequenzsperrbandes, falls die Schaltung in einer Anordnung eingesetzt würde, wie sie unten in Verbindung mit Fig. 19 beschrieben wird. Wenn ein Signal auftritt, gleitet das Band nach unten, um das dominante Signal, das bei Sprache und Musik sehr wahrscheinlich im Bereich von 100 Hz-1 kHz liegt, abzuschwächen. Daher ist es nützlich, das Gleitband bei einer Grenzfrequenz von etwa 400 Hz zu parken, gerade in das Niederfrequenzdurchlaßband der Anordnung von Fig. 19 reichend. Der Parkeinfluß wird aufgehoben, sobald das Signal über den Festbandschwellenwert ansteigt, da dies die bevorstehende Verminderung oder das Verschwinden des Festbandschirms markiert. Der Detektor 153 erfaßt das Festbandsteuersignal bezogen auf eine Bezugsspannung und bildet das Parksignal, das an den Gleitband-FET 142 über eine Kombiniereinrichtung/Maximumselektor 151 angelegt wird. Nachdem das Signal über den Festbandschwellenwert angestiegen ist, übernimmt, wenn die angelegte Frequenz unterhalb von 400 Hz liegt, die Gleitbandsteuerschaltung und gleitet das Band weiter nach unten. Wenn die Frequenz oberhalb von 400 Hz ist, übernimmt die Gleitbandsteuerschaltung auch, erlaubt aber der Grenzfrequenz nach oben zu gleiten. Der Detektor 153 ist dazu erforderlich, das Festbandsteuersignal zu erfassen und, nur wenn sich das Festbandelement unterhalb seines Schwellenwerts befindet, den korrekten Signalpegel zum Parken der Gleitbandschaltung an der gewünschten Frequenz zu liefern. Der in Verbindung mit der Anordnung der Fig. 16A beschriebene Detektor ist auch für die Anordnung von Fig. 16B geeignet.
Obwohl Gleitbandparkanordnungen auch in Verbindung mit Hochfrequenzgleitbandschaltungen verwendet werden können, sind die Vorteile geringer, da die wahrscheinlich angelegten Signalfrequenzen im Hochfrequenz-Sperrbandfrequenzbereich liegen (bezugnehmend auf Anordnungen wie jene in den Fig. 19 und 20), was im Gegensatz zur Niederfrequenzsituation bereits die richtige Umgehung ist.
Fig. 16B zeigt ein weiteres mit den oben beschriebenen Parkschaltungen im Zusammenhang stehendes Merkmal zur Verringerung von Rauschen, das durch die gyratorsimulierte Induktivität 139 erzeugt wird. Ein als Schalter 157 dargestellter Nebenschluß ist über die Induktivität 139 geschaltet. Der Schalter wird von dem Signal vom Detektor 153 gesteuert. Unterhalb der Schwellenwerte von Festband- und Gleitbandschaltungen, wie dies von dem Detektor 153 erfaßt wird, besteht keine Notwendigkeit dafür, daß die Gleitbandschaltung 129 und die Induktivität 139 aktiv sind. Die gyratorsimulierte Induktivität wird also durch den Nebenschluß kurzgeschlossen, wenn sich die Schaltungen unterhalb ihres Schwellenwerts befinden. In einer praktischen Schaltung kann der Nebenschluß unter Verwendung eines FET ausgeführt werden, wobei das Signal vom Detektor 153 an das Gate des FET angelegt wird. Alternativ könnte der Nebenschluß über einem beliebigen Eingangspunkt zu einem geeigneten Ausgangspunkt liegen, wobei beide Punkte dieselben Signalpegel aufweisen. Die Verwendung eines Nebenschlusses zur Ausschaltung von Rauschen in einem aktiven Element könnte in jeder bilinearen oder unilinearen Kompressor- oder Expanderschaltung verwendet werden, da in diesen Schaltungen ein Bereich von Eingangssignalpegeln vorhanden ist, innerhalb dessen die Schaltung keine dynamische Wirkung liefert. Solch ein Nebenschluß steht nicht notwendigerweise mit Parkschaltungen im Zusammenhang. Bei der Anordnung von Fig. 16B ergibt sich nur gerade, daß das vom Detektor 153 abgeleitete Parksignal zur Steuerung des Nebenschlusses geeignet ist.
Das Parkmerkmal und das Gyratornebenschlußmerkmal der Ausführungsformen der Fig. 16A und 16B brauchen nicht im Zusammenhang mit der Anordnung von Fig. 14 eingesetzt zu werden. Beispielsweise ist die Verwendung eines Filters 152 nicht wesentlich. Das Parkmerkmal könnte bei einer allgemeinen Anordnung wie der von Fig. 11 eingesetzt werden.
Die Querverbindungsanordnungen der Fig. 13 bis 16B liefern so eine erhebliche Flexibilität für den Schaltungskonstrukteur bei der Bestimmung der Art, in der die Schwellenwerte der beiden Elemente sich gegenseitig beeinflussen.
Wo die gestapelten Elemente je gesonderte und unabhängige Steuerschaltungen mit voller differentieller Steuerung aufweisen, wie bei der Anordnung von Fig. 13, ist die Reihenfolge der Elemente in dem Stapel im Prinzip ohne Bedeutung: Dieselben Ergebnisse sollten sich bei jeder beliebigen Anordnungsreihenfolge der Elemente ergeben. Wo jedoch keine Querverbindung im Steuerschaltungsaufbau vorhanden ist oder eine Querverbindung, die nur eine teilweise differentielle Steuerung liefert (wie in Fig. 14, wenn das einzige entgegenwirkende Signal vom Filter 152 stammt), dann kann die Reihenfolge, in der die Elemente gestapelt sind, das Gesamtergebnis beeinflussen.
Zum Verständnis der Arbeitsweise eines Zweielementstapels aus einem Festbandelement und einem Gleitbandelement (wie in den Fig. 13 bis 16) sei angenommen, daß ein festes Einpolhochpaßfilter mit einer Eckfrequenz von 800 Hz beispielsweise in Reihe mit den Eingängen der beiden Elemente geschaltet ist und daß der effektive Schwellenwert des Festbandelements -62 dB beträgt und der des Gleitbandelements -66 dB. Jedes Element soll maximal 10 dB Abschwächung liefern. Wenn beispielsweise ein 12 kHz-Signal mit einem Pegel von -66 dB angelegt wird, beginnt die Eckfrequenz der Gleitbandcharakteristik zu gleiten, aber an der Gesamtcharakteristikhülle ändert sich nichts, da das Festband noch inaktiv ist und die Hülle trägt. Die geänderte Gleitbandcharakteristik ist verdeckt. Diese in Fig. 17A gezeigte Situation, die dieselbe Hülle wie der Ruhezustand aufweist, wo aber die geänderte Gleitbandcharakteristik gestrichelt gezeichnet ist, hält an, bis das Signal den -62 dB-Schwellenwert des Festbandelements erreicht. Wenn das Signal über den Festbandschwellenwert (um eine wenige dB) ansteigt, beginnt das Festband abzuschwächen und die Spitze der Gleitbandcharakteristik freizulegen, die bei zunehmendem Signalpegel weiter nach oben gleitet. Diese Situation ist in Fig. 17B gezeigt. Wenn der Signalpegel etliche weitere dB über den Festbandschwellenwert ansteigt, setzt das Festband fort abzuschwächen, während das Gleitband fortsetzt, sich nach oben zu bewegen, wie in Fig. 17C gezeigt.
Wie in der US-PS Re 28 426 erörtert, ist es, damit man volle Abschwächung von dem Gleitband-FET erhält, nötig, bei hohen Pegeln eine ausreichend hohe Verstärkung im Steuersignalkreis zu haben. Die in jenem Patent angeführte Lösung besteht darin, in dem Kreis eine hochfrequenzgewichtete Verstärkung vorzusehen. Ein Nachteil jener Lösung besteht darin, daß die Schleifenverstärkung bei niedrigen Pegeln zu groß ist (und damit verursacht, daß das Band weiter als nötig gleitet) und es auch schwierig ist, einen ausreichend hohen Gleitbandschwellenwert zu erhalten.
Durch Einsatz der Kreuzkopplungs- oder Querverbindungstechniken, wie sie in Verbindung mit den Fig. 13 und 14 beschrieben wurden, ist es möglich, den gewünschten Gleitbandschwellenwert mit den gewünschten Schleifenverstärkungen bei hohen und niedrigen Signalpegelzuständen zu erzielen. Falls die Anordnung von Fig. 13 mit der optionalen Kombiniereinrichtung 150 verwendet wird (d. h. voller Gegenwirkungseffekt), dann würde unterhalb des Festbandschwellenwerts überhaupt keine Steuersignalansteuerung für den Gleitband-FET bestehen und unter sehr hohen Pegelzuständen, wenn das Festband unterliegt (z. B. volle Abschwächung), wird keine weitere Gegenwirkung geliefert und es besteht volle Verstärkung in der Gleitbandsteuersignalschleife.
In der Praxis liefert die Lösung mit voller Gegenwirkung mehr Gegenwirkungseffekt als nötig ist, und eine bessere Leistungsfähigkeit wird erreicht, wenn man zuläßt, daß die Gegenwirkung geringer ist. Beispielsweise kann die effektive Hochfrequenzverstärkung der Gleitbandsteuersignalschleife um etwa 5 dB verringert werden, solange das Festband nicht abgeschwächt ist, und dann, während es abschwächt, wird die Gegenwirkungsaktion vermindert, bis sie 0 dB erreicht, wenn das Festband voll abgeschwächt ist. Bei kritischen Anwendungen, wo ein hoher Festbandschwellenwert erwünscht ist, erlaubt die Anordnung von Fig. 14 den Einsatz sowohl einer breitbandigen als auch einer frequenzselektiven Gegenwirkungsaktion. Im Fall eines Hochfrequenzbreitbandelements wird das frequenzselektive Gegenwirkungssignal unter Verwendung eines Hochpaßfilters (Filter 152, Fig. 14) abgeleitet, da die Gegenwirkung bei der extremen Hochfrequenz besonders erwünscht ist, wo der entzerrte oder angepaßte Steuerverstärker die höchste Verstärkung liefert. Bei einer weiter unten beschriebenen praktischen Ausführungsform wird eine Grenzfrequenz von 1,6 kHz eingesetzt. Für ein Niederfrequenzgleitbandelement besteht die Anforderung darin, bei niedrigen Frequenzen hohen Pegels eine hohe Schleifenverstärkung zu liefern. In dem Fall ist das Filter 152 in der Anordnung von Fig. 14 ein Tiefpaßfilter. In einer weiter unten beschriebenen praktischen Ausführungsform wird eine Grenzfrequenz von 400 Hz eingesetzt.
Wie oben erwähnt, ist eine nützliche Anordnung zur Schaffung eines Kompressors oder Expanders, der nach Art bandaufspaltender Hochfrequenz- und Niederfrequenzstufen aufgebaut ist, jede Stufe aus Gleitband- und Festbandelementen aufzubauen. Die parallelen Stufen können als eigenständige Dynamikbereichsmodifiziereinrichtungen oder als Seitenwege in Zweiwegeanordnungen des Typs I oder des Typs II arbeiten, etwa jenen, die in US-PS 3 846 719, US-PS 3 903 485, US-PS Re 28 426 und US-PS 4 490 691 beschrieben sind. Vorzugsweise werden Einpolfilter mit derselben Eckfrequenz in jeder verwendet, so daß die kombinierte Ruheantwort der beiden Stufen flach ist. Eine vorteilhafte Eckfrequenz für die Hoch- und Niederfrequenzstufen beträgt etwa 800 Hz für ein Audiosystem. Bei der allmählichen Neigung der 6 dB/Oktave-Neigung der Filter liefert, falls die Hochfrequenzstufe eine Eckfrequenz von 800 Hz hat, die Stufe eine merkliche Wirkung bis hinunter zu 100 oder 200 Hz. Wenn die Niederfrequenzstufe ebenfalls eine Eckfrequenz von 800 Hz aufweist, liefert sie eine merkliche Wirkung immerhin bis hin zu 3 kHz bis 6 kHz. Für Signale also, die im Bereich von sagen wir 100 Hz bis 6 kHz liegen, wobei es sich um das Band handelt, das bei typischer Musik die meiste Energie enthält, sind beide Stufen wirksam und liefern einen Signalnachlaufeffekt. Wie beispielsweise weiter unten erläutert, ist für ein einzelnes dominantes Signal in diesem Bereich die Gesamtantwort die von zwei Gleitbändern oberhalb und unterhalb des dominanten Signals. Für mehr als ein dominantes Signal ist die resultierende Charakteristik eine Festbandantwort zwischen dem obersten und dem untersten dominanten Signal und Gleitbandantworten oberhalb und unterhalb des obersten bzw. des untersten dominanten Signals.
In Fig. 18 ist eine Ausführungsform einer Hochfrequenzstufe dargestellt. In ihrem Eingang liegt ein Einpolhochpaßfilter 154 mit einer Grenzfrequenz von 800 Hz. In der Praxis enthält das Filter einen Operationsverstärker als Puffer zwischen dem Filter und dem folgenden Schaltungsaufbau. Das hochpaßgefilterte Eingangssignal wird an ein Festbandelement 156 und ein Gleitbandelement 158 angelegt. Das Festbandelement enthält einen Eingangswiderstand 160, einen Nebenschluß-FET 162, der als variabler Widerstand betrieben wird, und eine Steuerschaltung 164, die ein Gleichstromsteuersignal erzeugt, das an das Gate des FET 162 angelegt wird. Der FET-Widerstand fällt mit zunehmendem Pegel des Gleichstromsteuersignals. Die Festbandsteuerschaltung 164 enthält in ihrer Schleife einen Pufferverstärker 166, ein Einpolhochpaßfilter 168 mit einer Grenzfrequenz von etwa 400 Hz, einen Gleichrichter 172 (vorzugsweise Doppelweg) und eine Glättungsschaltung 174 (die auch zur Einstellung der Einschwing- und Ausschwingzeitkonstanten der Steuerschleife eingesetzt wird). Das Gleitbandelement 158 enthält eine Parallelschaltung aus Eingangswiderstand 178 und Kondensator 180 und dazu im Nebenschluß einen FET 182. Das Gleitbandelement hat eine Steuerschaltung 184, die einen Pufferverstärker 186, eine Summiereinrichtung 188, eine Hochfrequenzemphasisschaltung 190, einen Gleichrichter 192 (vorzugsweise Doppelweg) und eine Glättungsschaltung 194 enthält. Die Summierschaltung empfängt als Eingangssignale auch Gegenwirksignale, die vor und nach einem Hochpaßfilter 170 mit einer Grenzfrequenz von etwa 1,6 kHz abgenommen werden. Die Gegenwirkungssignale werden geeignet gepuffert, um eine unerwünschte gegenseitige Einwirkung zwischen den Steuerschaltungen zu vermeiden. Das Eingangssignal zum Filter 170 wird zwischen dem Filter 168 und dem Gleichrichter 172 abgenommen. Das Ausgangssignal des Festbandelements 156 wird über einen Puffer 198 an das Gleitbandelement angelegt. Das Gesamtausgangssignal wird vom Puffer 186 des Gleitbandelements 158 abgenommen.
Im Betrieb arbeiten die gestapelten Festband- und Gleitbandelemente allgemein in der oben beschriebenen Weise. Die Kopplung von Gegenwirkungssignalkomponenten von dem Festbandelement zur Steuerschaltung des Gleitbandelements erfolgt aus den oben in Verbindung mit der Beschreibung von Fig. 14 dargelegten Gründen. Eine Eckfrequenz von etwa 1,6 kHz wurde für das Filter 170 gewählt, da eine differentielle Steuerung des Gleitbandes nur bei hohen Frequenzen nötig ist. Das Filter 168 wird eingesetzt, um die Empfindlichkeit der Festbandschaltung gegenüber Komponenten sehr niedriger Frequenz zu vermindern.
In Fig. 19 ist eine Ausführungsform einer Niederfrequenzstufe gezeigt. Das Eingangssignal wird an ein Festbandelement 200 und ein Gleitbandelement 202 angelegt. Das Festbandelement enthält einen Eingangswiderstand 204, einen Nebenschluß-FET 206, der als variabler Widerstand betrieben wird, und eine Steuerschaltung 208, die ein Gleichstromsteuersignal erzeugt, das an das Gate des FET 206 angelegt wird. Der Widerstand des FET fällt mit zunehmendem Pegel des Gleichstromsteuersignals. Die Steuerschaltung 208 enthält in ihrer Schleife einen Pufferverstärker 210, ein erstes Einpoltiefpaßfilter 212 mit einer Eckfrequenz von etwa 800 Hz, ein zweites Tiefpaßfilter 214 mit einer Eckfrequenz von etwa 1,6 kHz, einen Gleichrichter 218 (vorzugsweise Doppelweg) und eine Glättungsschaltung 220 (die auch zur Einstellung der Einschwing- und Ausschwingzeitkonstanten der Steuerschleife verwendet wird).
Das Gleitbandelement 202 enthält die Parallelschaltung eines Eingangswiderstands 224 und einer Induktivität 226 und dazu im Nebenschluß einen FET 228. In der Praxis wird die Induktivität 226 von einer Gyratorschaltung simuliert, die Operationsverstärker enthält (solche Schaltungen sind bekannt und nicht dargestellt). Das Gleitbandelement hat eine Steuerschaltung 230, die einen Pufferverstärker 232, ein Einpoltiefpaßfilter 234 mit einer Eckfrequenz von etwa 800 Hz, eine Summierschaltung 236, eine Niederfrequenzemphasisschaltung 238, einen Gleichrichter 240 (vorzugsweise Doppelweg) und eine Glättungsschaltung 242 enthält. Das Tiefpaßfilter 234 ist vorzugsweise an der dargestellten Stelle angeordnet, um die Unterdrückung von in der Niederfrequenzstufe erzeugtem unerwünschtem Rauschen zu unterstützen. Alternativ kann das Filter im Eingang der Anordnung liegen, wie dies bei der Hochfrequenzschaltung von Fig. 18 der Fall ist. Die Summierschaltung 236 empfängt als Eingangssignale auch Gegenwirksignale, die vor und nach einem Tiefpaßfilter 216 mit einer Eckfrequenz von etwa 400 Hz abgenommen werden. Die Gegenwirksignale werden geeignet gepuffert, um eine unerwünschte gegenseitige Beeinflussung unter den Steuerschaltungen zu vermeiden. Das Eingangssignal zum Filter 216 wird zwischen dem Filter 214 und dem Gleichrichter 218 abgenommen. Das Ausgangssignal des Festbandelements 200 liegt über einen Puffer 247 an dem Gleitbandelement. Das Gesamtausgangssignal wird vom Filter 234 des Gleitbandelements 202 abgenommen.
Im Betrieb arbeiten die gestapelten Niederfrequenzfestband- und -gleitbandelemente allgemein in der oben beschriebenen Art mit der Ausnahme, daß das Gleitbandelement in der Frequenz nach unten arbeitet. Ein Unterschied in der Niederfrequenzstufe ist, wie oben bemerkt, daß das banddefinierende Filter am Stufenausgang liegt, statt am Eingang wie bei der Hochfrequenzstufe. Die Kopplung von Gegenwirksignalkomponenten vom Festbandelement zur Steuerschaltung des Gleitbandelements erfolgt aus Gründen, die oben in Verbindung mit der Beschreibung von Fig. 14 dargelegt wurden. Eine Eckfrequenz von etwa 400 Hz wurde für das Filter 216 gewählt, da eine differentielle Steuerung des Gleitbandes nur bei niedrigen Frequenzen nötig ist. Die Filter 212 und 214 sind eingesetzt, um die Empfindlichkeit der Festbandschaltung gegenüber Komponenten sehr hoher Frequenz zu verringern.
Hochfrequenz- und Niederfrequenzstufen der in den Fig. 18 und 19 wiedergegebenen Art können als Bausteine zur Schaffung von Kompressoren, Expandern und Rauschminderungskompandern verwendet werden. Beispielsweise können Hochfrequenz- und Niederfrequenzstufen der in den Fig. 18 und 19 beschriebenen Art als Seitenwege in Zweiwegeanordnungen in der Art eingesetzt werden, wie es in den Fig. 20 und 21 gezeigt ist.
In Fig. 20 ist eine Zweiwegeanordnung des Typs I (des allgemein in der US-PS 3 846 719 beschriebenen Typs) dargestellt mit einem Kompressor 248, bei dem das Eingangssignal an die Hochfrequenzstufe 250, die Niederfrequenzstufe 252 und den Hauptweg 254 angelegt wird. Die Ausgangssignale der Stufen 250 und 252 werden in einer Summiereinrichtung 256 summiert und dann in einer Summiereinrichtung 258 mit den Hauptwegsignalkomponenten zur Schaffung des Kompressorausgangssignals zum Anlegen an einen Übertragungskanal summiert. Die Seitenwegsignalkomponenten unterstützen somit die Hauptwegsignalkomponenten, was eine Kompressorwirkung verursacht. Der Ausgang des Übertragungskanals ist an den Expander 260 angelegt, der in zu dem Kompressor 248 komplementärer Weise aufgebaut ist und eine Eingangssummiereinrichtung 262 aufweist, die das Ausgangssignal des Übertragungskanals empfängt und die Summe der Ausgangssignale der Hochfrequenzstufe 250 und der Niederfrequenzstufe 252 subtrahiert, welche in einer Summiereinrichtung 264 addiert werden. Die Seitenwegsignalkomponenten wirken so den Hauptwegsignalkomponenten entgegen, was eine Expanderwirkung verursacht.
In Fig. 21 ist eine Zweiwegeanordnung des Typs II (des allgemein in der US-PS 3 903 485 beschriebenen Typs) dargestellt, die einen Kompressor 268 mit einer Eingangssummiereinrichtung 270 aufweist, die das Eingangssignal und die Summe der Ausgangssignale der Hochfrequenzstufe 250 und der Niederfrequenzstufe 252 empfängt, die in einer Summiereinrichtung 272 kombiniert werden. Das Ausgangssignal der Summiereinrichtung 272 liegt an dem Hauptweg 274, der das Kompressorausgangssignal an den Übertragungskanal liefert, und an dem Eingang zu den Stufen 250 und 252 des Kompressors. Die Seitenwegsignalkomponenten unterstützen so die Hauptwegsignalkomponenten, was eine Kompressorwirkung verursacht. Das Ausgangssignal des Übertragungskanals liegt an dem Expander 276, der in einer zu dem Kompressor 258 komplementären Weise aufgebaut ist. Das Eingangssignal wird an die Hochfrequenzstufe 250, die Niederfrequenzstufe 252 und den Hauptweg 278 angelegt. Die Ausgangssignale der Stufen 250 und 252 werden in einer Summiereinrichtung 280 summiert und dann in einer Summiereinrichtung 282 von den Hauptwegsignalkomponenten zur Schaffung des Expanderausgangssignals subtrahiert. Die Seitenwegsignalkomponenten wirken so den Hauptwegsignalkomponenten entgegen, was eine Expanderwirkung verursacht.
In den Fig. 20 und 21 ist der Hauptweg jeweils des Kompressors und des Expanders in bezug auf den Dynamikbereich linear, und der Pegel der Summe der Seitenweghochfrequenz- und - niederfrequenzstufen ist geringer als der maximale Pegel des Hauptwegs. Der Übertragungskanal in diesen Figuren sowie in den nachfolgenden Fig. 22 und 23 kann jede Art von Speicher oder Übertragungsmedium sein und kann Mittel zur Umwandlung oder Kodierung der analogen Signalkomponenten vom Kompressor in eine andere Form (beispielsweise digital), die Speicherung oder Übertragung der kodierten Signale und Einrichtungen zur Rückumwandlung oder Dekodierung der kodierten Signale zurück zu analogen Signalkomponenten enthalten.
Bei Anordnungen wie in den Fig. 20 und 21, wo nur eine Hochfrequenzstufe und eine Niederfrequenzstufe in jedem Kompressor und Expander verwendet werden, ist es möglich, ein Maximum von etwa 10 bis 12 dB Rauschminderung zu erzielen, ohne übermäßig maximale Kompressions- oder Expansionsverhältnisse zu erreichen. Obwohl die Anordnungen der Fig. 20 und 21 in einigen Anwendungen angemessen sein werden, ist es nützlich, die Lehren der US-PS 4 490 691 einzusetzen, um einen größeren Betrag an Gesamtrauschminderung zu erreichen, ohne irgendeine der Stufen übermäßig zu belasten oder übermäßige Kompressions- oder Expansionsverhältnisse hervorzurufen.
In Fig. 22 ist eine mögliche Anordnung gezeigt, die im Kompressor eine Reihenschaltung von drei Zweiwegestufen des Typs 1 und im Expander drei komplementäre Stufen aufweist. Die Schwellenwerte der reihengeschalteten bilinearen Schaltungen sind unter Verwendung der Staffelaspekte der US-PS 4 490 691 gestaffelt. Alternativ könnte eine Konfiguration des Typs II verwendet werden. Die Ausführungsform der Fig. 22 setzt außerdem die Spectralskewing- und Antisättigungsaspekte der US-PS 4 490 691 ein, obwohl diese Aspekte für eine Mehrstufenanordnung mit Hochfrequenz- und Niederfrequenzstufen nicht wesentlich sind.
Der Kompressorteil des Systems von Fig. 22 hat drei Stufen: Eine Hochpegelstufe 284, die den höchsten Schwellenwert aufweist, eine Mittelpegelstufe 286 und eine Niederpegelstufe 288, die den niedrigsten Schwellenwert aufweist. Wie in der US-PS 4 490 691 erörtert, ist dies die bevorzugte Reihenfolge der Anordnung gestaffelter Stufen, obwohl die umgekehrte Reihenfolge möglich ist. Der Expanderteil des Systems von Fig. 22 hat ebenfalls 3 Stufen, die komplementär zum Kompressor angeordnet sind: Die Niederpegelstufe 290, die Mittelpegelstufe 292 und die Hochpegelstufe 294. Jede Hochpegel- und Mittelpegelstufe umfaßt sowohl eine Hochfrequenzstufe 250 als auch eine Niederfrequenzstufe 252. Die Niederpegelstufe hat nur eine Hochfrequenzstufe 250 und keine Niederfrequenzstufe. Jede Hochfrequenzstufe 250 und jede Niederfrequenzstufe 252 ist von der Art, wie sie in Verbindung mit den Fig. 18 und 19 beschrieben wurde. Bei praktischen Schaltungen könnten einige Unterschiede zwischen oder unter Hochfrequenzstufen und Niederfrequenzstufen abhängig davon bestehen, ob sie in der Hochpegel-, Mittelpegel- oder Niederpegelstufe angeordnet sind.
Wenn jede Kompressorstufe (284, 286, 288) und jede Expanderstufe (290, 292, 294) beispielsweise 8 dB Kompression bzw. Expansion aufweist, dann wird das Gesamtkompandersystem 24 dB Rauschminderung im Hochfrequenzband (oberhalb 800 Hz, wenn die Hochfrequenzstufen eine 800 Hz-Grenzfrequenz aufweisen) und 16 dB Rauschminderung im Niederfrequenzband (unterhalb 800 Hz, wenn die Niederfrequenzstufen eine 800 Hz-Grenzfrequenz aufweisen) liefern. Eine solche Anordnung ist beispielsweise in einem Audiorauschminderungssystem hoher Qualität einer solchen Art nützlich, wie sie in professionellen Anwendungen benutzt wird.
Die Hintereinanderschaltung gestaffelter Stufen wie bei der Ausführungsform von Fig. 22 ist nicht nur zur Erhöhung des Betrags an Kompression und Expansion, sondern auch dafür nützlich, einen Quasi-Vielpoleffekt (in bezug auf das Band der Hochfrequenzstufen) und einen Quasi-Zweipoleffekt (in bezug auf das Band der Niederfrequenzstufen) zu erzeugen. Während also jede Schaltung selbst nur ein einpoliges bandbestimmendes Filter aufweist, soll zur Ermöglichung einer breiten Frequenzüberlappung der Schaltungen und eines flachen Gesamtfrequenzgangs, wenn die Bänder kombiniert werden, die Gesamtwirkung, wenn zwei oder drei Schaltungen hintereinander geschaltet werden, einen Steilheitsverbund- oder Stufengemeinschaftseffekt schaffen: In der Wirkung ein zwei- oder dreipoliges Filter. Die zusätzliche Schärfe eines zwei- oder dreipoligen Filters ist erwünscht, da sie dem System erlaubt, dominianten Signalkomponenten effektiver zu folgen. Das heißt, mit steilen Filterflanken werden Frequenzen neben einer dominanten Signalkomponente durch die dynamische Wirkung so wenig wie möglich beeinflußt. Der Quasi-Zweipol- und -Dreipolfiltereffekt führt zu diesem Ergebnis unter Erhaltung der Vorteile einpoliger Filter in den einzelnen Schaltungen, daß nämlich die Ausgangssignale der Hoch- und Niederfrequenzschaltungen sich sowohl in Amplitude als auch Phase perfekt kombinieren. Das Gesamtergebnis ist, daß die Filterwirkung komplexer wird, wenn Signale angelegt werden, und zwar aufgrund des Mehrstufen-Steilheitverbundeffekts in Kombination mit dem Quasi-Zweipolfiltereffekt in den Rauschminderungsseitenwegen jeder Schaltung. Der letztere Effekt rührt von der Verwendung eines einpoligen festen Filters in Reihe mit einer variablen Shelfcharakteristik im Gleitbandteil der Schaltungen her, die eine Einpolcharakteristik in ihrem Ruhezustand aufweist, welche aber bei Anwesenheit eines oder mehrerer dominanter Signale zu einer Zweipolcharakteristik tendiert. Die Intervention der Festbänder über die Wirkungssubstitution führt zu einer weiter zugeschnittenen Antwort.
Das Eingangssignal zum Kompressorteil des Systems wird an Niederfrequenz- und Hochfrequenzspectralskewingnetzwerke angelegt, die als Bock 296 dargestellt sind. Bei einer praktischen Ausführungsform sind zwei in Reihe geschaltete Netzwerke vorhanden: Ein Niederfrequenznetzwerk mit zwei Abschnitten aus einem 50 Hz-Hochpaßeinpolshelfabschnitt und einem 20 Hz-Hochpaßeinpolfilterabschnitt, und ein 12 kHz-Butterworth-(maximal flach)-Tiefpaßfilternetzwerk. Beide Netzwerke können unter Verwendung bekannter aktiver Filtertechniken mit Operationsverstärkern implementiert werden. Komplementäre Deskewingnetzwerke sind im Block 304 am Ausgang des Expanders angeordnet.
Der Hauptweg jeder Stufe 284, 286 und 288 im Kompressorteil enthält Niederfrequenz- und Hochfrequenzantisättigungsnetzwerke 298, 300 bzw. 302. Komplementäre Antisättigungsnetzwerke 304, 306 und 308 sind im Hauptweg jeder Stufe 290, 292 bzw. 294 im Expanderteil vorgesehen. Wie in der US-PS 4 490 691 erörtert, ist es möglich, solche Netzwerke im Hauptweg nur einer Stufe im Kompressor und an der komplementären Stelle in einer Stufe im Expanderteil einer Reihe von hintereinandergeschalteten gestaffelten Stufen vorzusehen.
Die Typ I-Stufen in Fig. 22 enthalten auch Summiereinrichtungen 310, 312, 314 und 316, die die Ausgangssignale der Hochfrequenz- und Niederfrequenzschaltungen in den Stufen 284, 286, 292 bzw. 294 kombinieren. Die Stufen enthalten je eine Summiereinrichtung 318, 320, 322, 324, 326 und 328 in den Hauptwegen, die mit dem Hauptweg das Ausgangssignal des Seitenwegs, im Fall der Stufen 288 und 290, oder die Ausgangssignale der Seitenwege im Fall der anderen Stufen koppeln.
Die Anordnung von Fig. 22 ist nur ein Beispiel von Kompressor-, Expander- oder Kompandersystem, das unter Verwendung der Hochfrequenzschaltungen und/oder der Niederfrequenzschaltungen der in Verbindung mit den Fig. 18 und 19 beschriebenen Art aufgebaut werden kann. Andere Möglichkeiten schließen, ohne darauf beschränkt zu sein, ein (1) eine einzige Hochfrequenzschaltung im Kompressor und Expander; (2) eine Hochfrequenzschaltung und eine Niederfrequenzschaltung je im Kompressor und Expander (wie bei den Beispielen der Fig. 20 und 21); und (3) zwei Hochfrequenzschaltungen und eine Niederfrequenzschaltung je im Kompressor und Expander (z. B. eine Anordnung wie die in Fig. 22, jedoch unter Weglassung der Hochpegelstufen 284 und 294). Alternative (1) würde ein Maß an Kompatibilität mit den in großem Umfang verwendeten Verbraucherrauschminderungssystemen des von der Dolby Laboratories lizensierten Typs B bieten, und Alternative (3) würde ein Maß an Kompatibilität mit den in großem Umfang verwendeten, von den Dolby Laboraties hergestellten Rauschminderungssystemen des Typs A bieten. Andere Gestaltungen sind abhängig von den Zielen des Systemkonstrukteurs möglich. Beispielsweise könnte eine vierte Stufe zu den Kompressor- und Expanderteilen im Beispiel von Fig. 22 hinzugefügt werden und/oder die Niederpegelstufe dieses Beispiels könnte zusätzlich eine Niederfrequenzschaltung enthalten.
Bei einer praktischen Ausführungsform eines Systems allgemein gemäß dem Beispiel von Fig. 22 ist es möglich, nur einen Satz von Hochpegel-, Mittelpegel- und Niederpegelstufen dadurch einzusetzen, daß eine einzigartige Schaltungs- und Schaltanordnung verwendet wird. Fig. 23 ist ein Blockdiagramm solch einer praktischen Ausführungsform. Die Schaltungs- und Schaltanordnung ist auf alle Arten von Kompandersystemen anwendbar, die Reihen-Zweiwegestufen aufweisen, und bei denen gleichzeitiges Kodieren und Dekodieren nicht erforderlich ist. Ein einpoliger Umschalter ermöglicht das Umschalten des Systems von seiner Kompressionsbetriebsart zu seiner Expansionsbetriebsart. Zur Ermöglichung dieser einfachen Umschaltung verwendet die Anordnung einen zusätzlichen Hauptweg in jeder der Stufen mit Ausnahme der letzten.
Unter Bezugnahme auf Fig. 23, durchläuft das Eingangssignal zu dem System ein Bandpaßfilter 330, das dazu dient, Unterschall- und Überschallsignale zu entfernen (beispielsweise kann das Filter ein zweipoliges Hochpaßfilter mit etwa 10 Hz Grenzfrequenz und ein zweipoliges Tiefpaßfilter mit etwa 50 kHz Grenzfrequenz aufweisen). Das gefilterte Eingangssignal durchläuft einen ersten und einen zweiten Pufferverstärker 332 und 334 (die mit geeigneten Widerständen 332a, 332b, 332c, 334a, 334b und 334c als summierende Operationsverstärker gestaltet sind) zu dem Systemausgang. Der Hauptweg des Systems liegt zwischen den Verstärkern 332 und 334. An einem Punkt zwischen den Puffern 332 und 334 wird das Eingangssignal zu drei Wegen abgenommen. Die drei Wege umfassen einen ersten Weg 336, der ein niederfrequentes und hochfrequentes Spectralskewingnetzwerk 338 enthält, das drei Stufen (340, 342, 344) speist, von denen die ersten beiden (340, 342) zusätzliche Hauptwege (346, 348) aufweisen, einen zweiten Weg 350, der ein Niederfrequenz- und Hochfrequenzantisättigungsnetzwerk 352 enthält und ein Antisättigungsgegenwirkungssignal erzeugt, und einen Weg 354 für die Verstärkungseinstellung. Das Netzwerk 338 hat dieselben Charakteristiken, wie sie in Verbindung mit dem Netzwerk 296 von Fig. 22 beschrieben wurden. Der Effekt des Netzwerks 352 liegt darin, ähnliche Charakteristiken wie die Netzwerke 298, 300 und 302 von Fig. 22 zu schaffen, es enthält aber ferner Verstärkungsmittel, wie dies zur Erzeugung eines Gegenwirkungssignals geeigneten Pegels und geeigneter Polarität erforderlich sein kann. Signalkomponenten von den drei Wegen werden in einer Summiereinrichtung 356 kombiniert, dessen Ausgang mit der Schaltanordnung 358 verbunden ist. Das heißt, das Netzwerk 352 hat eine Niederfrequenz- und eine Hochfrequenzanhebungscharakteristik, so daß, wenn das Signal im Gegenwirkungssinn kombiniert wird, die Gesamtniederfrequenz- und -hochfrequenzantisättigungscharakteristiken erhalten werden.
Die erste Stufe 340 ist vorzugsweise die Hochpegelstufe, die eine Hochfrequenzschaltung 250 und eine Niederfrequenzschaltung 252 enthält, wie bei der Fig. 22. Das Eingangssignal zur Stufe 340 wird zu den Schaltungen 250, 252 und zum sekundären Hauptweg 346 geführt. Alle Ausgangssignale (z. B. 250, 252, 346) werden in einer Summiereinrichtung 364 kombiniert. Die zweite Stufe 342, die Mittelpegelstufe, empfängt das Ausgangssignal der Summiereinrichtung 364 und legt es an weitere Hochfrequenz- und Niederfrequenzstufen 250 bzw. 252 und einen sekundären Hauptweg 348 an. Die Ausgangssignale der Schaltungen 250, 252 und des Wegs 348 werden in einer Summiereinrichtung 366 kombiniert, die ihr Ausgangssignal an die Niederpegelstufe 344 anlegt, die aus einer Hochfrequenzschaltung 250 besteht. Die Rauschminderungsausgangssignale der fünf Schaltungen in den Stufen 340, 342 und 344 werden an die Kombiniereinrichtung 356 zusammen mit dem Antisättigungsgegenwirkungssignal vom Block 352 und den Pegeleinstellweg 354 angelegt. Die Pegeleinstellung liegt in der Größenordnung eines Bruchteils eines Dezibels.
Die Schaltanordnung enthält einen einpoligen Rauschminderungs-Ein/Aus-Schalter 360, der den Ausgang der Summiereinrichtung 356 in seinem geschlossenen Zustand, Rauschminderung "Aus", an Masse legt und der in seiner Rauschminderung "Ein"-Stellung offen ist. Der Ausgang der Summiereinrichtung 356 ist weiterhin mit dem gemeinsamen Anschluß eines einpoligen Umschalters 362 verbunden. In der "Kompressor"-Position wird das Ausgangssignal der Summiereinrichtung an einen Punkt zwischen den Puffern 332 und 334 angelegt. In der "Expander"-Stellung wird das Ausgangssignal der Summiereinrichtung an den Eingang des Puffers 332 angelegt.
Im Betrieb verhindert das Schließen des Schalters 360 in die Rauschminderung "Aus"-Stellung, daß das Ausgangssignal der Summiereinrichtung 356 auf den Puffer 334 gekoppelt wird, da einer von dessen beiden Summiereingängen an Masse liegt. Was den Kompressor/Expander- Betriebsartschalter 362 angeht, so ist in der "Kompressor"-Stellung die Gesamtanordnung im wesentlichen äquivalent zu der eines Kompressors des Typs I, wie er in einem Teil von Fig. 22 gezeigt ist. Das heißt, das Eingangssignal über den Puffer 332 wird an die drei Wege 336, 350 und 354 angelegt, und ihre Summe wird über den Schalter 362 und den Puffer 332 an den Ausgang angelegt. In der Expanderposition des Schalters 362 wird das Ausgangssignal der Kombiniereinrichtung 362 zurückgekoppelt und ist von zu dem Eingangssignal zu den drei Wegen entgegengesetzter Polarität, womit die Expanderkonfiguration des Typs I von Fig. 22 nachgebildet ist. In beiden Schalterpositionen wird das Ausgangssignal des Kombinierers 356 über den Verstärker 332 oder den Verstärker 334 zum Eingangssignal addiert. Dieselben Prinzipien können bei einem Kompandersystem des Typs II angewendet werden.
Über die Vereinfachung der Umschaltung zwischen Kompressor und Expander hinaus erfordert die Anordnung von Fig. 23 lediglich ein einziges Spectralskewingnetzwerk und ein einziges Antisättigungsnetzwerk. Die Verwendung eines einzigen Spectralskewingnetzwerks in der Anordnung von Fig. 23 führt zu einem kleinen Unterschied gegenüber der Konfiguration von Fig. 22 insofern nämlich, als das Netzwerk 338 in Fig. 23 nur die Seitenwege und nicht den primären Hauptweg beeinflußt, während in Fig. 22 das Netzwerk 296 sowohl den Hauptweg als auch die Seitenwege beeinflußt. Wie jedoch in der US-PS 4 490 691 ausgeführt, stellen beide Anordnungen akzeptable Alternativen dar.
Bei einer weiteren praktischen Ausführungsform eines allgemein dem Beispiel von Fig. 22 entsprechenden Systems ist es auch möglich, nur einen Satz von Hochpegel-, Mittelpegel- und Niederpegelstufen einzusetzen, und zwar unter Verwendung einer einzigartigen Schaltungs- und Schaltanordnung. Fig. 24 ist ein Blockdiagramm solch einer praktischen Ausführungsform. Die Schaltungs- und Schaltanordnung ist auf alle Arten von Kompandersystemen mit Reihen-Zweiwegestufen anwendbar, bei denen gleichzeitige Kodierung und Dekodierung nicht erforderlich ist. Ein einpoliger Umschalter ermöglicht das Umschalten des Systems von seiner Kompressionsbetriebsart zu seiner Expansionsbetriebsart. Ein weiterer Schalter ermöglicht die Abschaltung der Rauschminderung. Gegenüber der Ausführungsform von Fig. 23 wird eine noch größere Vereinfachung dadurch geboten, daß keine zusätzlichen Hauptwege erforderlich sind. Der erforderliche Betrag an Antisättigung kann von lediglich einem Niederfrequenz- und einem Hochfrequenzantisättigungsnetzwerk geliefert werden, wie dargestellt. Die Anordnung von Fig. 24 verwendet den Kodiererteil von Fig. 22 parallel mit einem invertierenden Verstärker derart, daß die Parallelschaltung nach Summierung ein abgeleitetes Rauschminderungsseitenwegsignal liefert, beispielsweise subtrahiert die Parallelschaltung im Effekt das Hauptwegsignal von dem Hauptwegsignal plus dem Rauschminderungssignal, um so das Rauschminderungssignal selbst zu erhalten. Durch Ableitung des Rauschminderungssignals in isolierter Form kann das Gesamtsystem leicht von einer Kodierbetriebsart zu einer Dekodierbetriebsart geschaltet werden, wie in Verbindung mit den Fig. 24 und 25 erläutert.
Unter Bezugnahme auf Fig. 24, bei der die gleichen Bezugszahlen für ähnliche Elemente verwendet werden wie in den Fig. 22 und 23, durchläuft das Eingangssignal zu dem System ein Bandpaßfilter 330. Das gefilterte Eingangssignal durchläuft einen ersten und einen zweiten invertierenden Pufferverstärker 362 und 364 (mit geeigneten Widerständen 362a, 362b, 364a und 364b als summierende Operationsverstärker gestaltet) zum Systemausgang. An einem Punkt zwischen den Puffern 362 und 364 wird das Eingangssignal für den Kodierer(Kompressor)-Teil des Systems von Fig. 22 parallel zu dem invertierenden Verstärker 370 abgeleitet. Der Hauptweg des Systems liegt zwischen dem Verstärker 362 und dem Verstärker 364. Das Ausgangssignal des Kodierers wird an einen Summierwiderstand 368 angelegt. Der invertierende Verstärkerweg enthält den invertierenden Operationsverstärker 370, einen Eingangswiderstand 370a, einen Rückkopplungswiderstand 370b und einen Summierwiderstand 372. Die Widerstände 370a und 370b sind so ausgewählt, daß sich eine Verstärkung von 1 ergibt. Die Summierwiderstände 368 und 372 haben denselben Wert, so daß, wenn der Kodiererweg und der invertierende Verstärkerweg entweder im Verstärker 362 oder 364 summiert werden, das resultierende Signal das abgeleitete Rauschminderungssignal ist.
Die Umschaltung zwischen Kompressor und Expander wird mittels eines einpoligen Zweistellungsschalters 374 bewirkt, dessen gemeinsamer Punkt mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 368 und 372 verbunden ist. In der Kompressorstellung sind die Summierwiderstände 368 und 372 mit dem Eingang des Summierverstärkers 364 verbunden. Der Verstärker summiert daher das Rauschminderungssignal mit dem Hauptwegsignal zur Schaffung von Kompression. In der Expanderstellung sind die Summierwiderstände 368 und 372 mit dem Eingang des Summierverstärkers 362 verbunden. Der Verstärker subtrahiert daher das Rauschminderungssignal von dem Hauptwegsignal zur Schaffung von Expansion. In der "Aus"-Stellung des Schalters 375 wird das Rauschminderungssignal nicht eingeschleift, und das Ausgangssignal ist einfach das Eingangssignal.
Die Arbeitsweise der Schaltanordnung von Fig. 24 mag unter Bezugnahme auf Fig. 25 besser verständlich werden, die die bekannte Schaltanordnung für ein einstufiges Zweiwegekompandersystem des Typs 1 zeigt, wie es in der US-PS Re 28 426 beschrieben wird. Das Eingangssignal wird an eine erste Summiereinrichtung 374 angelegt. Der Hauptweg 376 erstreckt sich von der Summiereinrichtung 374 zu einer zweiten Summiereinrichtung 378. Der Rauschminderungsseitenweg 380 (bisher eine einzige Unterschaltung) leitet sein Eingangssignal vom Hauptweg ab, und sein Ausgangssignal ist mittels eines Schalters 380 so schaltbar, daß es zur Kompression in der Summiereinrichtung 378 mit dem Hauptweg summiert wird und von dem Hauptweg subtrahiert wird oder ihm entgegenwirkt durch Invertierung im Inverter 384 und Summierung in der Summiereinrichtung 374. Ein Schalter 383 öffnet den Rauschminderungsseitenweg für den Ausschaltzustand. Die Anordnung von Fig. 24 beruht auf der Erkenntnis, daß es möglich ist, einfach ein Rauschminderungsseitenwegsignal abzuleiten, das in einem komplexen mehrstufigen System das Gesamtrauschminderungssignal repräsentiert.
Die Anordnung von Fig. 24 kann dadurch modifiziert werden, daß der Dekodiererteil von Fig. 22 anstelle des Kodiererteils eingesetzt wird. Darüber hinaus sind diese Prinzipien gleichermaßen auf Anordnungen des Typs II anwendbar.
Man wird feststellen, daß die Anordnung von Fig. 24 gegenüber der Anordnung von Fig. 23 einen weiteren Vorteil aufweist: Die Wirkung des Spectralskewingnetzwerks in der Anordnung von Fig. 24 ist die gleiche wie in der Konfiguration von Fig. 22, sie beeinflußt sowohl die Hauptwege als auch die Seitenwege. Auf diese Weise liefert das Spectralskewingnetzwerk auch einen Antisättigungseffekt an den extremen Enden des Audiospektrums. Dieser Effekt liegt über dem von den Antisättigungsnetzwerken selbst bewirkten.
Fig. 26 ist eine Darstellung der Ruhecharakteristiken der fünf Schaltungen und der Gesamtanordnung für ein System, das so konfiguriert ist wie der Kompressorteil von Fig. 22 oder die Systeme der Fig. 23 und 24, wenn sie in ihrer Kompressorbetriebsart betrieben werden, in jedem Fall ohne die jeweiligen Spectralskewing- und Antisättigungsnetzwerke. Jede Schaltung 250 und 252 liefert ein Maximum von 8 dB Kompression für Niederpegelsignalzustände unter dem Schwellenwert. Daher zeigen die Kurven die additive Wirkung von zwei Niederfrequenzschaltungen und drei Hochfrequenzschaltungen, die eine Gesamtkompression von 24 dB bei hohen Frequenzen liefert, die auf 16 dB bei niedrigen Frequenzen abfällt. Die Kurven verdeutlichen auch die wesentliche Überlappung der 6 dB/Oktave-Flanken der einpoligen Filter. Es wird auch auf die oben beschriebene Fig. 7B hingewiesen, die die Niederpegelantwort derselben Anordnung in Anwesenheit von dominanten Signalen zeigt.

Claims

1. Schaltung zur Modifizierung des Dynamikbereichs eines Eingangssignals in einem Frequenzband, umfassend

eine Vielzahl von Schaltungselementen (14-20; 30-36; 38-44; 58-62, 66), von denen jedes Schaltungselement eine durch t&sub1; (s), t&sub2;(s), . . . tn(s) repräsentierte Spannungsübertragungskennlinie aufweist, wobei n die Anzahl der Schaltungselemente ist, die

Übertragungskennlinie frequenzabhängig oder den Dynamikbereich modifizierend oder sowohl frequenzabhängig als auch den Dynamikbereich modifizierend ist,

wenigstens eines der Schaltungselemente wenigstens eine den Dynamikbereich modifizierende Übertragungskennlinie aufweist und

die Schaltungselemente Übertragungskennlinien aufweisen, die wenigstens teilweise innerhalb desselben Frequenz- und Pegelbereichs arbeiten,

eine Einrichtung (22-28; 46-56; 64) zur Verbindung der Schaltungselemente untereinander derart, daß, wenn ein durch die Spannung Vin dargestelltes Eingangssignal angelegt wird, die Ausgangsspannung Vout dargestellt wird durch

2. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Einrichtung zur Verbindung der Schaltungselemente untereinander die Schaltungselemente (14-20) derart untereinander verbindet, daß das Ausgangssignal der Schaltung tatsächlich die Summe der einzelnen Ausgangssignale der Schaltungselemente (22) ist und das tatsächliche Eingangsignal zu jedem Schaltungselement ein Differenzsignal ist, das von dem Eingangssignal und den einzelnen Ausgangssignalen von einem oder mehreren der anderen Schaltungselemente oder einem Bezugspotential abgeleitet ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1, bei dem die Schaltungselemente (30-36) jeweils von einem Netzwerk mit drei Anschlüssen dargestellt werden, von denen jeder erste Anschluß und jeder zweite Anschluß Eingangsanschlüsse und jeder dritte Anschluß ein Ausgangsanschluß ist, die Übertragungskennlinie von dem zweiten Anschluß zum dritten Anschluß das Komplement der Übertragungskennlinie vom ersten Anschluß zum dritten Anschluß ist, das Eingangssignal auf den ersten Anschluß jedes der Schaltungselemente gekoppelt wird, die Einrichtung zur Verbindung der Schaltungselemente untereinander die Schaltungselemente in einer Anordnung untereinander verbindet, bei der der zweite Anschluß eines ersten Schaltungselements (30) mit einem Bezugspotential verbunden ist und der dritte Anschluß jedes Schaltungselements (30-34) mit dem zweiten Anschluß eines folgenden Schaltungselements (32-36) verbunden ist und das Ausgangssignal von dem dritten Anschluß des letzten Schaltungselements (36) abgenommen wird.

4. Schaltung nach Anspruch 3, bei der die Einrichtung zur Verbindung der Schaltungselemente untereinander, die Schaltungselemente in einer Anordnung untereinander verbindet, die wenigstens einen Zweig enthält derart, daß der dritte Anschluß eines Schaltungselements (58) mit dem zweiten Anschluß von zwei oder mehr Schaltungselementen (60, 62) verbunden ist, bei denen ihrerseits das Ausgangssignal von ihrem dritten Anschluß abgenommen wird, oder ihr dritter Anschluß mit dem zweiten Anschluß von einem oder mehr Schaltungselementen (66) verbunden ist.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-4 bei der die Schaltung zum Komprimieren des Dynamikbereichs des Eingangssignals ist, wenigstens zwei Schaltungselemente (126, 128) vorhanden sind, die eine den Dynamikbereich modifizierende Übertragungskennlinie aufweisen, wobei es sich bei der den Dynamikbereich modifizierenden Übertragungskennlinie um eine den Dynamikbereich reduzierende Kennlinie handelt, und die Schaltung eine charakteristische Wirkungssubstitution liefert derart, daß die Übertragung von Komponenten des Eingangssignals mit sehr niedrigem Pegel durch die Schaltung dazu neigt, maximiert zu werden.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-4, bei der die Schaltung zum Expandieren des Dynamikbereichs des Eingangssignals ist, wenigstens zwei Schaltungselemente (126, 128) vorhanden sind, die eine den Dynamikbereich modifizierende Übertragungskennlinie aufweisen, wobei die den Dynamikbereich modifizierende Übertragungskennlinie eine den Dynamikbereich vergrößernde Kennlinie ist, und die Schaltung eine charakteristische Wirkungssubstitution liefert derart, daß die Übertragung von Komponenten des Eingangssignals mit sehr niedrigem Pegel durch die Schaltung dazu neigt, minimiert zu werden.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-6, bei der wenigstens zwei Schaltungselemente (126, 128) mit einer den Dynamikbereich modifizierenden Übertragungskennlinie vorhanden sind, wobei die den Dynamikbereich modifizierende Übertragungskennlinie auf den Pegel und/oder den Spektralgehalt von Signalkomponenten in dem jeweiligen Schaltungselement oberhalb eines Schwellenwerts anspricht.

8. Schaltung nach Anspruch 7, bei der zwei Schaltungselemente (126, 128) vorhanden sind, von denen jedes eine den Dynamikbereich modifizierende Übertragungskennlinie aufweist, eines der Schaltungselemente (126) ein Festbandschaltungselement ist, das den Dynamikbereich innerhalb eines festen Frequenzbandes modifiziert, und das andere der Schaltungselemente (128) ein Gleitbandschaltungselement ist, das den Dynamikbereich innerhalb eines gleitenden Frequenzbandes modifiziert.

9. Schaltung nach Anspruch 8, bei der das Gleitbandschaltungselement (129) eine gyrator-simulierte Komponente (139) enthält, die naturgemäß unerwünschtes Rauschen erzeugt, wobei die Schaltung ferner eine Einrichtung (157) umfaßt, um die gyrator-simulierte Komponente während Signalzuständen unwirksam zu machen, bei denen die gyrator-simulierten Komponente die Dynamikwirkung der Schaltung nicht beeinflußt.

10. Schaltung nach Anspruch 8 oder 9, bei der das Festbandschaltungselement (126) eine Steuerschaltung (136) enthält und die Schaltung ferner eine Einrichtung (153, 155) aufweist, um die Steuerschaltung auf einem Pegel gerade unterhalb ihres Schwellenwertes zu halten, wenn der Pegel und der Spektralgehalt des Eingangssignals derart sind, daß sich das Festbandschaltungselement unterhalb seines Schwellenwerts befindet.

11. Schaltung nach Anspruch 8, 9 oder 10, bei der die den Dynamikbereich modifizierende Übertragungskennlinie des Gleitbandschaltungselements einen Ruhezustand aufweist und die Schaltung ferner eine Einrichtung (151, 153) aufweist, um die Kennlinie von ihrem Ruhezustand wegzubewegen, wenn der Pegel und der Spektralgehalt des Eingangssignals derart sind, daß sich das Festbandschaltungselement unterhalb seines Schwellenwertes befindet.

12. Schaltung nach einem der Ansprüche 7-11, ferner umfassend eine Einrichtung (150) zum Koppeln von Signalkomponenten zwischen oder unter den Schaltungselementen, die eine den Dynamikbereich modifizierende Übertragungskennlinie aufweisen, damit der Schwellenwert einer oder mehrerer der Schaltungselemente beeinflußt wird.

13. Schaltung nach Anspruch 12, bei der die Einrichtung zur Kopplung von Signalkomponenten eine Filtereinrichtung (152) zur Begrenzung des Frequenzbandes der gekoppelten Signalkomponenten einschließt.

14. Schaltung nach den Ansprüchen 12 oder 13, bei der die Schaltungselemente, die eine den Dynamikbereich modifizierende Übertragungskennlinie aufweisen, eine Einrichtung zur Ableitung eines Steuersignals (136, 146) einschließen, wobei die Einrichtung zur Kopplung von Signalkomponenten (150) eine Einrichtung zur differentiellen Ableitung des Steuersignals innerhalb eines Schaltungselements derart einschließt, daß das Steuersignal von dem Signalausgang eines anderen Schaltungselements oder den Signalausgängen anderer Schaltungselemente im wesentlichen unbeeinflußt bleibt.

15. Schaltung nach einem der Ansprüche 1-14, bei der es sich um eine Zweiwegeschaltung handelt, bei der die Vielzahl von Schaltungselementen und die Einrichtung zur Verbindung der Schaltungselemente untereinander einen weiteren Weg (250) bilden, die Schaltung ferner einen Hauptweg (254) aufweist, der in bezug auf den Dynamikbereich linear ist und der Hauptweg eine Kombinierschaltung (258) enthält, wobei der Eingang des weiteren Wegs mit dem Eingang des Hauptwegs (254) oder dem Ausgang des Hauptwegs (263) verbunden ist, während sein Ausgang mit der Kombinierschaltung (258) verbunden ist, der weitere Weg ein Signal liefert, das wenigstens in einem Teil des Frequenzbandes das Hauptwegsignal mittels der Kombinierschaltung unterstützt oder ihm entgegenwirkt, das aber so begrenzt ist, daß im oberen Teil des Eingangsdynamikbereichs das Signal des weiteren Wegs auf einen Wert kleiner als der des Hauptwegsignals begrenzt ist.

16. Schaltung nach Anspruch 15, bei dem der weitere Weg eine Vielzahl von Reihenschaltungen (284-288) enthält, wobei von den Reihenschaltungen wenigstens eine eine Zweiwegeschaltung ist, die Schaltung ferner eine Invertiereinrichtung (370, 370a, 370b) enthält, die dasselbe Eingangssignal wie die Vielzahl von Reihenschaltungen empfängt, und eine einen einpoligen Schalter (374) enthaltende Einrichtung zum wahlweisen Anlegen des mit dem Ausgangssignal der Invertiereinrichtung summierten Signals des weiteren Wegs an den Hauptweg aufweist, um das Hauptwegsignal zu unterstützen oder ihm entgegenzuwirken.

17. Schaltung nach Anspruch 15, ferner umfassend einen zweiten weiteren Weg, dessen Eingang mit dem Eingang oder dem Ausgang des Hauptwegs verbunden ist und dessen Ausgang mit der Kombinierschaltung verbunden ist, und in der eine Einrichtung zur Erzeugung eines Entzerrungssignals enthalten ist, daß wenigstens in einem Teil des Frequenzbandes das Hauptwegsignal unterstützt oder ihm entgegenwirkt.

18. Kombination von Schaltungen nach einem der Ansprüche 1-15, bei der jede Schaltung lediglich in einem Teil des Gesamtfrequenzbandes arbeitet, wobei die Kombination der Schaltungen eine Modifizierung des Dynamikbereichs des Eingangssignals im Gesamtfrequenzband liefert.

19. Kombination von Schaltungen nach Anspruch 18, bei der zwei Schaltungen (250, 252) vorhanden sind, die in dem oberen Teil des Frequenzbandes, bzw. dem unteren Teil des Frequenzbandes arbeiten.

20. Kombination von Schaltungen nach Anspruch 19, bei der die Schaltungen zur Verwendung bei Audiofrequenzen ausgelegt sind und die Schaltung (250), die im oberen Teil des Frequenzbandes arbeitet, hauptsächlich oberhalb von 800 Hz arbeitet, während die Schaltung (252), die im unteren Teil des Frequenzbandes arbeitet, hauptsächlich unterhalb von 800 Hz arbeitet.

21. Zweiwegeschaltung, umfassend einen Hauptweg (254) der in bezug auf den Dynamikbereich linear ist, eine Kombinierschaltung (258) in dem Hauptweg, und einen weiteren Weg, enthaltend wenigstens zwei Schaltungen, nach einem der Ansprüche 1-14, wobei die Eingänge dieser Schaltungen parallelgeschaltet sind und den Eingang des weiteren Weges bilden, und eine Summiereinrichtung (256) zum Aufsummieren der Ausgangssignale der wenigstens zwei Schaltungen, wobei der Ausgang der Summiereinrichtung den Ausgang des weiteren Wegs darstellt, wobei der Eingang des weiteren Wegs mit dem Eingang des Hauptwegs (254) oder dem Ausgang des Hauptwegs verbunden ist, während sein Ausgang mit der Kombinierschaltung (258) verbunden ist, wobei der weitere Weg ein Signal liefert, das wenigstens in einem Teil des Frequenzbandes, mittels der Kombinierschaltung das Hauptwegsignal unterstützt oder ihm entgegenwirkt, aber so begrenzt ist, daß im oberen Teil des Eingangsdynamikbereichs, das Signal des weiteren Wegs auf einen Wert begrenzt ist, der kleiner als der des Hauptwegsignals ist.

22. Zweiwegeschaltung nach Anspruch 21, ferner umfassend einen zweiten weiteren Weg, dessen Eingang mit dem Eingang oder dem Ausgang des Hauptwegs verbunden ist und dessen Ausgang mit der Kombinierschaltung verbunden ist, und in dem eine Einrichtung zur Erzeugung eines Entzerrungssignals enthalten ist, das wenigstens in einem Teil des Frequenzbandes das Hauptwegsignal unterstützt oder ihm entgegenwirkt.

23. Zweiwegeschaltung nach Anspruch 21, bei der jede der wenigstens zwei Schaltungen nur in einem Teil des Gesamtfrequenzbandes arbeitet, wobei die wenigstens zwei Schaltungen eine Modifizierung des Dynamikbereichs des Eingangssignals über den gesamten Frequenzband liefern.

24. Zweiwegeschaltung nach Anspruch 23, bei der in dem weiteren Weg zwei Schaltungen (250, 252) vorhanden sind und die zwei Schaltungen in dem oberen Teil des Frequenzbandes bzw. dem unteren Teil des Frequenzbandes arbeiten.

25. Zweiwegeschaltung nach Anspruch 24 zur Verwendung bei Audiofrequenzen, bei der die Schaltung (250), die in dem oberen Teil des Frequenzbandes arbeitet, hauptsächlich oberhalb von 800 Hz arbeitet, während die Schaltung (252), die in dem unteren Teil des Frequenzbandes arbeitet, hauptsächlich unterhalb von 800 Hz arbeitet.

26. Zweiwegeschaltungsanordnung mit einem Gesamthauptweg und einem Gesamt- Weiteren-Weg, bei der der Gesamt-Weitere-Weg eine Reihenanordnung von wenigstens einer Zweiwegeschaltung (340-342) nach den Ansprüchen 15 oder 21 und einer Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1-14 (344) enthält, wobei die Schaltung (344) die letzte in der Reihe ist und die Zweiwegeschaltungsanordnung eine Gesamtkombiniereinrichtung (356) zum Summieren der Ausgangssignale des weiteren Wegs (der weiteren Wege) (250, 252) der wenigstens einen Zweiwegeschaltung (340, 342) und des Ausgangssignals der letzten Schaltung (344) zur Lieferung des Signals des Gesamt-Weiteren-Wegs der Zweiwegeschaltung, enthält.

27. Zweiwegeschaltungsanordnung nach Anspruch 26, ferner umfassend eine einen einpoligen Schalter einschließende Einrichtung zum wahlweisen Anlegen des Signals des Gesamt-Weiteren-Wegs, um das Signal des Gesamthauptwegs zu unterstützen oder ihm entgegenzuwirken.

28. Zweiwegschaltungsanordnung nach Anspruch 27, ferner umfassend einen zweiten weiteren Weg (350, 352), dessen Eingang mit dem Eingang oder dem Ausgang des Gesamthauptwegs verbunden ist und dessen Ausgang mit der Gesamtkombinierschaltung (356) verbunden ist, und in dem eine Einrichtung (352) zur Erzeugung eines Entzerrungssignals enthalten ist, das wenigstens in einem Teil des Frequenzbandes das Hauptwegsignal unterstützt oder ihm entgegenwirkt.

29. Kombination von Schaltungen nach Anspruch 19, umfassend eine Vielzahl von in Reihe geschalteten Dynamikwirkungsstufen (284-294), die gestaffelte Schwellenwerte aufweisen, wobei wenigstens zwei der Stufen eine erste und eine zweite Unterstufe (250, 252) enthalten, wobei die erste und die zweite Unterstufe jeweils ein einpoliges, bandbestimmendes Filter (154, 234) aufweisen, das bandbestimmende Filter (154) in jeder der ersten Unterstufen im wesentlichen dieselbe Hochpaßfrequenzcharakteristik und Eckfrequenz aufweisen und das bandbestimmende Filter (234) in jeder der zweiten Unterstufen im wesentlichen dieselbe Tiefpaßfrequenzcharakteristik und Eckfrequenz aufweisen und alle die Eckfrequenzen im wesentlichen gleich sind, und wobei die Gesamtwirkung der Reihenstufen einen quasi Vielpoleffekt liefert.

30. Kombination von Schaltungen nach Anspruch 29, bei der jede der Stufen (284-294) eine Zweiwegeschaltung umfaßt, die Zweiwegeschaltung einen Hauptweg enthält, der in bezug auf den Dynamikbereich linear ist, eine Kombinierschaltung (318-328) in dem Hauptweg, zwei weitere Wege, die die erste (250) und die zweite (252) Unterstufe aufweisen und deren Eingänge mit dem Eingang oder Ausgang des Hauptwegs und deren Ausgänge mit der Kombinierschaltung (318-328) verbunden sind, wobei die weiteren Wege ein Signal liefern, das wenigstens in einem Teil des Frequenzbandes mittels der Kombinierschaltung das Hauptwegsignal unterstützt oder ihm entgegenwirkt, aber so begrenzt ist, daß im oberen Teil des Eingangsdynamikbereichs das Signal des weiteren Wegs auf einen Wert begrenzt ist, der kleiner als das Hauptwegsignal für die meisten Signalzustände ist.