MXPA04012916A

MXPA04012916A - Control de velocidad para sistemas de comunicacion de varios canales.

Info

Publication number: MXPA04012916A
Application number: MXPA04012916A
Authority: MX
Inventors: Ivan Jesus Fernandez-Corbaton
Original assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2002-06-20
Filing date: 2003-06-20
Publication date: 2005-05-16
Also published as: EP1522200A4; UA83803C2; AU2003263749C1; US20030236080A1; IL165866A; US20050245197A1; IL165866A0; US7184713B2; WO2004001545A2; US7167684B2; JP2010193473A; EP1522200A2; KR100997632B1; WO2004001545A3; CN101188483B; HK1080661A1; CA2489931A1; CN101188483A; AU2003263749A1; RU2005101216A

Abstract

Tecnicas para determinar un conjunto de velocidades para un conjunto de corriente de datos que se transmitiran en un sistema de comunicacion de varios canales. Un grupo de canales de transmision que se utilizaran es identificado inicialmente para cada corriente de datos. Un sistema equivalente para cada grupo es entonces definido para tener un canal AWGN (o plano) y una eficiencia espectral igual a la eficiencia espectral media de los canales de transmision en el grupo (216). Una metrica para cada grupo es entonces derivada basada en el sistema equivalente asociado, por ejemplo, ajustar el SNR necesitado por el sistema equivalente para soportar la eficiencia espectral media (218). Una velocidad para cada corriente de datos es entonces determinada basada en la metrica asociada con la corriente de datos. La velocidad es estimada para ser soportada por el sistema de comunicacion si el SNR requerido para soportar la velocidad de datos por el sistema de comunicacion es menor que o igual a la metrica (226).

Description

CONTROL DE VELOCIDAD PARA SISTEMAS DE COMUNICACIÓN DE MULTI-CANAL Campo de la Invención La presente invención se relaciona generalmente a comunicación de datos, y más específicamente a técnicas para controlar la velocidad de transmisión de datos para sistemas de comunicación de multi-canal.

Antecedentes de la Invención Un sistema de comunicación múltiple de división de frecuencia ortogonal (OFDM) efectivamente divide la banda ancha del sistema total en sub-bandas múltiples ( NF) , el cual también puede referirse como sub-canales de frecuencia o depósitos de frecuencia. Cada sub-canal de frecuencia se asocia con un sub-portador respectivo (o tono) en el cual los datos pueden modularse. Para un sistema OFDM, los datos se transmiten (es decir, los bits de información) primero se codifican con un esquema de codificación particular para generar bits codificados, y los bits codificados además se agrupan en símbolos de multi-bit que entonces se mapean en símbolos de modulación. Cada símbolo de modulación corresponde a un punto en una constelación de señal definida por un esquema de modulación particular (por ejemplo M-PSK o M-QAM) utilizado para la transmisión de datos. En cada intervalo de tiempo que pueda depender de la banda ancha de cada sub-canal de frecuencia, un símbolo de modulación puede transmitirse en cada uno de los sub-canales de frecuencia NF. El OFDM también puede utilizarse para combatir la interferencia inter-símbolo (ISI) provocada por el desvanecimiento selectivo de frecuencia, que se caracteriza por diferentes cantidades de atenuación a través la banda ancha del sistema. Un sistema de comunicación de múltiples entradas-múltiples salidas (MIMO) emplea antenas de transmisión múltiple (NT) y antenas de recepción múltiple {NR) para la transmisión de datos. Un canal MIMO formado por las antenas de transmisión NT y recepción NR puede descomponerse en canales independientes Ns, con Ns < mi {NT,NR} . Cada uno de los canales independientes W5 también puede referirse como un sub-canal espacial del canal MIMO y corresponde a una dimensión. El sistema MIMO puede proporcionar funcionamiento mejorado (por ejemplo, capacidad de transmisión incrementada) si las dimensionalidades adicionales creadas por las antenas de recepción y transmisión múltiple se utilizan. Para un sistema MIMO que emplea OFDM (es decir, un sistema MIMO-OFDM) , los sub-canales de frecuencia NF están disponibles en cada uno de los sub-canales espaciales Ns para la transmisión de datos. Cada uno de los sub-canales de frecuencia de cada sub-canal espacial puede referirse como un canal de transmisión. Los canales de transmisión NF- Ns de este modo están disponibles para la transmisión de datos entre las antenas de transmisión N y antenas de recepción NR. Para un sistema MIMO-OFDM, los sub-canales de frecuencia NF de cada sub-canal espacial puede experimentar diferentes condiciones de canal (por ejemplo, desvanecimiento diferente y efectos de multi-trayectoria) y pueden lograr diferentes velocidades de señal a ruido e interferencia (las SNR) . Cada símbolo de modulación transmitido se afecta por la respuesta del canal de transmisión mediante el cual el símbolo se transmitió. Dependiendo del perfil de multi-trayectoria del canal de comunicación entre el transmisor y el receptor, la respuesta de frecuencia puede variar ampliamente a través de la banda ancha del sistema para cada sub-canal espacial, y puede además variar ampliamente entre los sub-canales espaciales. Para un canal de multi-trayectoria con una respuesta de frecuencia que no es uniforme, la velocidad de información (es decir, el número de bits de información por símbolo de modulación) que puede transmitirse de manera confiable en cada canal de transmisión puede ser diferente de canal de transmisión a canal de transmisión. Si los símbolos de modulación para un paquete de datos particular se transmiten sobre los canales de transmisión múltiple, y si la respuesta de estos canales de transmisión varía ampliamente, entonces estos símbolos de modulación puede recibirse con un amplio rango de las SNR. La SNR entonces debe variar correspondientemente a través del paquete recibido completo, que puede entonces hacerlo difícil para determinar la velocidad apropiada para el paquete de datos . Ya que receptores diferentes pueden experimentar diferentes condiciones de canal (y variar en forma posible ampliamente) , debe ser impractico transmitir datos en la misma energía de transmisión y/o velocidad de datos a todos los receptores. Fijando estos parámetros de transmisión debe resultar probablemente en un consumo de energía de transmisión, y el uso de velocidades de datos sub-óptimo para algunos receptores, y comunicación no confiable para algunos otros receptores, todos de los cuales conducen a una disminución no deseable en la capacidad del sistema. Además, las condiciones del canal pueden variar con el tiempo. Como un resultado, las velocidades de datos soportadas por los canales de transmisión también deben variar con el tiempo. Las capacidades de transmisión diferentes de los canales de comunicación para los receptores diferentes más la multi-trayectoria y naturaleza de tiempo variante de estos canales de comunicación lo hace desafiantes para transmitir eficientemente datos en un sistema MIMO-OFDM. Por consiguiente existe una necesidad en el arte para técnicas para controlar la velocidad de transmisión de datos en los sistemas de comunicación de multi-canal tal como sistemas MIMO-OFDM.

SUMARIO DE LA INVENCIÓN Se proporcionan técnicas aquí para controlar la velocidad de transmisión de datos en un sistema de comunicación de multi-canal que tiene canales de transmisión múltiple. En un aspecto, la velocidad de cada corriente de datos se determina basada en un métrico asociado con la corriente de datos. Este métrico puede derivarse con base en el sistema equivalente que modela el grupo de canales de transmisión para utilizarse por la corriente de datos. El sistema equivalente se define para tener un canal AWGN (es decir, una respuesta de frecuencia uniforme) y una eficiencia espectral Seqniv que es igual a la eficiencia espectral promedio Savg del grupo de canales de transmisión (es decir, el sistema equivalente tiene una capacidad total igual a la capacidad total del grupo de canales de transmisión) . Una modalidad especifica proporciona un método para determinar un conjunto de velocidades para un conjunto de corrientes de datos para transmitirse sobre un canal de comunicación inalámbrica en un sistema de comunicación de multi-canal (por ejemplo, un sistema IMO-OFD ) . En el método, un grupo de canales de transmisión para utilizarse por cada corriente de datos se identifica inicialmente . Un sistema equivalente para cada grupo de canal de transmisión entonces se define en base a una o más características de canal estimadas de los canales de transmisión en el grupo. En una modalidad, el sistema equivalente para cada grupo de canal de transmisión puede definirse por (1) obtener una estimación de SNR de cada canal de transmisión, (2) estimar la eficiencia espectral de cada canal de transmisión con base en la SNR estimada y una función de eficiencia espectral, f (x) , y (3) determinar la eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión en el grupo con base en las eficiencias espectrales estimadas de los canales de transmisión individuales. El sistema equivalente se define que tiene un canal A GN y una eficiencia espectral igual a la eficiencia espectral promedio del grupo de los canales de transmisión. Un métrico para cada grupo de canal de transmisión entonces se deriva con base en el sistema equivalente asociado. En una modalidad, el métrico se establece en la SNR requerida por el sistema equivalente para soportar la eficiencia espectral promedio. Esta SNR se refiere a una SNR equivalente y puede determinarse en base a una función inversa f1 (x) . Una velocidad para cada corriente de datos entonces se determina con base en el métrico asociado con la corriente de datos. Esto puede lograrse evaluando una o más velocidades disponibles. Para cada velocidad evaluada, la SNR requerida para soportar la velocidad de datos por el sistema de comunicación se determina, y esta velocidad que se estima se soporta por el sistema de comunicación si la SNR requerida es menor que o igual al métrico . Varios aspectos y modalidades de la invención se describen en mayor detalle en lo siguiente. Esta invención además proporciona métodos, unidades receptoras, unidades transmisoras, sistemas receptores, sistemas transmisores, sistemas y otros aparatos y elementos que implementan varios aspectos, modalidades y características de la invención, como se describirá en mayor detalle en lo siguiente.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS Las características, naturaleza y ventajas de la presente invención llegarán a ser más aparentes a partir de la descripción detallada establecida en lo siguiente cuando se toman junto con los dibujos y en la cual los caracteres de referencia similares se identifican correspondientemente por completo y en donde : La FIGURA 1A es un diagrama de un modelo de un sistema de comunicación de multi-canal; la FIGURA IB es un diagrama que gráficamente ilustra la selección de velocidad para un sistema de comunicación de multi-canal con canal de multi-trayectoria con base en un sistema equivalente; la FIGURA 2 es un diagrama de flujo de una modalidad de un proceso para determinar la velocidad de datos máxima soportada por un sistema SISO-OFDM con base en un sistema equivalente; la FIGURA 3 es un diagrama que ilustra la eficiencia espectral del sistema SISO-OFDM con un canal de multi-trayectoria; la FIGURA 4A muestra una gráfica de las SNR requeridas contra las velocidades de datos por un sistema que soporta un conjunto de velocidades de datos discretas; la FIGURA 4B ilustra gráficamente la determinación de la cantidad de retroceso para utilizarse cuando se evalúa si se soporta o no una velocidad de datos particular; la FIGURA 5A es un diagrama que ilustra las eficiencia espectrales de los sub-canales espaciales en un sistema MIMO-OFDM con un canal de multi-trayectoria; la FIGURA 5B es un diagrama que ilustra la eficiencia espectral de un sistema SISO equivalente utilizado para modelar el sistema MIMO-OFDM mostrado en la FIGURA 5A; la FIGURA 6 es un diagrama de flujo de una modalidad de un proceso para controlar la velocidad de una o más corrientes de datos independientemente procesadas en un sistema de multi-canal; la FIGURA 7 es un diagrama de bloque de una modalidad de un sistema transmisor y un sistema receptor en el sistema de multi-canal; la FIGURA 8 es un diagrama de bloque de una unidad transmisora en el sistema transmisor; y las FIGURAS 9 y 10 son diagramas de bloque de dos modalidades de un procesador receptor en el sistema recepto .

DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Un sistema de comunicación múltiple de división de frecuencia ortogonal (OFD ) divide efectivamente la banda ancha del sistema global en sub-bandas múltiples [NF) r que también puede referirse como sub-canales de frecuencia o depósitos de frecuencia. Cada sub-canal de frecuencia se asocia con un sub-portador respectivo (o tono) en el cual los datos pueden modularse. Un sistema de comunicación de múltiples entradas-múltiples salidas (MIMO) emplea antenas de transmisión múltiple [NT) y antenas de recepción múltiple [NR) para la transmisión de datos y se indica como un sistema {NTrNR) . Un canal MIMO formado por las antenas de transmisión NT y recepción NR puede descomponerse en canales independientes Ns, con Ns < min {NTrNR}. Cada uno de los canales independientes Ns también puede referirse como un sub-canal espacial del canal MIMO. El número de sub-canales espaciales se determina por el número de modos característicos para el canal MIMO, el cual a su vez, es dependiente de la matriz de respuesta de canal, H [k) , que describe la respuesta entre las antenas de transmisión NT y recepción NR. Para simplicidad, en la siguiente descripción, la matriz de respuesta de canal, H[k) , se asume para clasificarse por completo y el número de sub-canales espaciales se da como Ns = NT < NR. Las técnicas de control de velocidad descritas aquí pueden utilizarse para varios sistemas de comunicación de multi-canal que tienen canales de transmisión múltiple que pueden utilizarse para la transmisión de datos. Tales sistemas de multi-canal incluyen sistemas MIMO, sistemas OFDM, sistemas MIMO-OFDM, etc. Los canales de transmisión pueden ser (1) sub-canales espaciales en sistemas MIMO, (2) sub-canales de frecuencia en sistemas OFDM, o (3) sub-canales de frecuencia de los sub-canales en los sistemas espaciales en los sistemas MIMO-OFDM. La FIGURA 1A es un diagrama de un modelo de un sistema 100 de comunicación de multi-canal. En un transmisor 110, los datos de tráfico se proporcionan de una fuente 112 de datos a un procesador 114 de datos de transmisión (TX) . El procesador 114 de datos TX puede desmultiplexar los datos de tráfico en las corrientes de datos ND, ND es cualquier número entero mayor. Cada corriente de datos puede independientemente procesarse y luego transmitirse sobre un grupo respectivo de canales de transmisión. Para cada corriente de datos, el procesador 114 de datos TX codifica los datos de acuerdo con un esquema de codificación particular, entrelaza los datos codificados de acuerdo con un esquema de entrelazado particular, y modula los datos entrelazados de acuerdo con un esquema de modulación particular. La modulación (es decir, mapeo de símbolos) puede lograrse agrupando conjuntos de bits codificados y entrelazados para formar símbolos de multi-bit y mapear cada uno de los símbolos de multi-bit en un punto en una constelación de señal que corresponde al esquema de modulación seleccionado (por ejemplo, QPSK, M-PSK, o M-QAM) . Cada punto de señal mapeado corresponde a un símbolo de modulació . En una modalidad, para cada corriente de datos, la velocidad de datos se determina por un control de velocidad de datos, el esquema de codificación se determina por un control de codificación y el esquema de modulación se determina por un control de modulación. Los controles se proporcionan por un controlador 130 con base en la información de retroalimentación recibida de un receptor 150. Un piloto también puede transmitirse en el receptor para auxiliar su funcionamiento en un número de funciones tal como la estimación de canal, adquisición, frecuencia y sincronización de temporización, demodulación de datos coherentes, etc. En este caso, los datos del piloto se proporcionan en el procesador 114 de datos TX, que entonces procesa y multiplexa los datos piloto con los datos de tráfico. Para OFDM, dentro de un transmisor 116 (TMTR) , los datos modulados (es decir, los símbolos de modulación) se transmiten desde cada antena de transmisión que se transforma en el dominio de tiempo por una unidad de la transformada inversa rápida de Fourier (IFFT) para proporcionar símbolos OFDM. Cada símbolo OFDM es una representación de tiempo de un vector de símbolos de modulación NF para transmitirse en sub-canales de frecuencia NF en una antena de transmisión en un periodo de símbolo de transmisión. En contraste a un sistema portador sencillo de "tiempo codificado", un sistema OFDM efectivamente transmite los símbolos de modulación "en el dominio de frecuencia", enviando en el dominio de tiempo el IFFT de los símbolos de modulación para los datos de tráfico . El transmisor 116 proporciona una corriente de símbolo OFDM para cada antena de transmisión utilizada para la transmisión de datos. Cada corriente de símbolo OFDM además se procesa (no mostrada en la FIGURA 1A por simplicidad) para generar una señal modulada correspondiente. Cada señal modulada entonces se transmite desde una antena de transmisión respectiva sobre un canal de comunicación inalámbrica en el receptor. El canal de comunicación distorsiona las señales moduladas con una respuesta de canal particular y además degrada las señales moduladas con el ruido Gaussiano blanco aditivo (AWGN) que tiene una variación de No- En el receptor 150, las señales moduladas transmitidas se reciben por cada antena de recepción, y las señales recibidas de todos los receptores se proporcionan en un receptor 160 (RCVR) . Dentro del receptor 160, cada señal recibida se condiciona y digitaliza para proporcionar una corriente correspondiente de muestra. Para cada corriente de muestra, un transformada inversa rápida de Fourier (IFFT) recibe y transforma las muestras en el dominio de frecuencia para proporcionar una corriente de símbolo recibida correspondiente. Las corrientes de símbolo recibidas entonces se proporcionan en un procesador 162 de datos de receptor (RX) . El procesador 162 de datos RX procesa las corrientes de símbolo recibidas para proporcionar datos decodificados para las corrientes de datos transmitidas. El procesamiento por el procesador 162 de datos RX puede incluir el procesamiento de espacio-tiempo o espacial, la demodulación (es decir, el desmapeo de símbolos) , el desentrelazado, y la decodificación. El procesador 162 de datos RX además puede proporcionar el estado de cada paquete de datos recibido. El estimador 164 de canal procesa los símbolos "detectados" del decodificador/demodulador 162 para proporcionar estimaciones de una o más características del canal de comunicación, tal como la respuesta de frecuencia de canal, la variación J\¾ de ruido de canal, la relación de señal a ruido e interferencia (SNR) de los símbolos detectados, etc. Típicamente, sólo los símbolos piloto se utilizan para obtener estimaciones de la SNR. Sin embargo, la SNR también puede estimarse en base a los símbolos de datos, o una combinación del piloto y los símbolos de datos, y esto está dentro del alcance de la invención . El sector 166 de velocidad recibe el canal que se estima desde el estimador 164 de canal y posiblemente otros parámetros y determina una "velocidad" adecuada para cada corriente de datos. La velocidad se indica en un conjunto de valores de parámetro para utilizarse por la transmisión subsecuente de la corriente de datos. Por ejemplo, la velocidad puede indicar (o puede asociarse con) una velocidad de datos específica para utilizarse por la corriente de datos, un esquema de codificación específico y/o velocidad de codificación, un esquema de modulación específico, etc. Un controlador 170 recibe la o las velocidades desde el selector 166 de velocidad y el estado de paquete desde el procesador 162 de datos RX y proporciona la información de retroalimentación apropiada al transmisor 110. Esta información de retroalimentación puede incluir la o las velocidades, las estimaciones de canal,, alguna otra información, o cualquier combinación de las mismas. La información de retroalimentación puede utilizarse para incrementar la eficiencia del sistema ajustando el procesamiento en el transmisor de manera que los datos se transmiten en los conjuntos mejor conocidos de la energía y velocidades soportadas por el canal de comunicación. La información de retroalimentación entonces se envía de regreso al transmisor 110 y se utiliza para ajustar el procesamiento en la transmisión de datos al receptor 150. Por ejemplo, el transmisor 110 puede ajustar la velocidad de datos, el esquema de codificación, el esquema de modulación, o cualquier combinación de lo anterior (basada en la información de retroalimentación) para cada corriente de datos para transmitirse al receptor 150. En la modalidad mostrada en la FIGURA 1A, la selección de velocidad se realiza por el receptor 150 y la velocidad seleccionada de cada corriente de datos se proporciona al transmisor 110. En otras modalidades, la selección de velocidad puede realizarse por el transmisor con base en la información de retroalimentación proporcionada por el receptor, o puede realizarse conjuntamente por ambos del transmisor y el receptor.

En un sistema de comunicación portador sencillo, los símbolos transmitidos todos pueden recibirse en la SNR similar en el receptor. La relación entre la SNR de un paquete de datos "SNR constante" y la probabilidad de error (PE) para el paquete es bien conocida en la técnica. Como una aproximación, la velocidad de datos máxima soportada por el sistema portador sencillo con una SNR particular puede estimarse como la velocidad de datos máxima soportada por un canal A GN con la misma SNR. La característica principal del canal AWGN es que su respuesta de frecuencia es uniforme o constante a través de la banda ancha del sistema completo . Sin embargo, en un sistema de comunicación de multi-canal, los símbolos de modulación que integran un paquete de datos pueden transmitirse a través de los sub-canales de frecuencia múltiple y/o sub-canales espaciales múltiples. Típicamente, el canal de comunicación entre el transmisor y el receptor no es uniforme, aunque en lugar de eso es selectivo de frecuencia o dispersivo, con cantidades diferentes de atenuación en sub-bandas diferentes de la banda ancha de sistema. Además, para un canal MIMO, la respuesta de frecuencia para cada sub-canal espacial puede ser diferente de aquella de los otros sub-canales espaciales.

De este modo, dependiendo de las características de los canales de transmisión utilizados para transmitir el paquete, la SNR puede variar a través del paquete completo. Este problema de paquete de "SNR variable" es exacerbado por la banda ancha de sistema más ancha y por un canal de multi-trayectoria . Para el canal de multi-trayectoria, la velocidad de datos para el uso para cada corriente de datos puede seleccionarse para representar la multi-trayectoria o naturaleza selectiva de frecuencia del canal de comunicación. Un reto mayor para un sistema de comunicación de multi-canal entonces es determinar la velocidad de datos máxima que pueda utilizarse para cada corriente de datos mientras logra un nivel particular de realización, que puede cuantificarse por una frecuencia de error de paquete (PER), frecuencia de error de tramas (FER) , frecuencia de error de bloque (BLER) , frecuencia de error de bit (BER) o cualesquier otro criterio que pueda utilizarse para cuantificar el funcionamiento. Por ejemplo, el nivel deseado de funcionamiento puede lograrse manteniendo el PER dentro de una ventana pequeña alrededor de un valor nominal particular (por ejemplo, Pe — 1%) . Se proporcionan en la presente técnicas para controlar la velocidad de transmisión de datos en un sistema de comunicación de multi-canal con el canal de multi-trayectoria. En un aspecto, la velocidad de cada corriente de datos se determina en base a un métrico asociado con la corriente de datos. Este métrico puede derivarse con base en el sistema equivalente que modela el grupo de canales de transmisión utilizados para la corriente de datos, como se describe en detalle adicional en lo siguiente. La FIGURA IB es un diagrama que gráficamente ilustra la selección de velocidad para un sistema de comunicación de multi-canal con un canal de multi-trayectoria en base a un sistema equivalente. Para un canal de multi-trayectoria dado definido por una respuesta de canal de h (k) y una variación de ruido de No, un sistema de multi-canal teórico puede ser capaz de soportar una eficiencia espectral de Savg utilizando el esquema de modulación M, donde M puede ser diferente para los sub-canales de frecuencia diferentes. Como se utiliza aquí, la eficiencia espectral representa el concepto general de "capacidad por dimensión", en donde la dimensión puede ser la frecuencia y/o el espacio. La eficiencia espectral normalmente se da en unidades de bits por segundo por Hertz (bps/Hz) . Como se utiliza aquí, el sistema teórico es uno sin ninguna pérdida, y un sistema práctico es uno con ( 1 ) pérdidas de implementación, por ejemplo, debido a las imperfecciones de hardware, y ( 2 ) la pérdida de código debido al hecho de que los códigos prácticos no trabajan en capacidad. Este SaVg se relaciona a la eficiencia espectral promedio del sistema teórico dadas las condiciones de canal h(k) y N . La eficiencia espectral promedio Savg puede determinarse con base en la función f{x) de eficiencia espectral, en donde x denota un conjunto de parámetros de entrada para la función {.) , como se describe en lo siguiente . ün sistema equivalente con un canal AWGN es capaz de soportar la eficiencia espectral de Savg con una SNR de SNRequiv Este sistema equivalente también es un sistema teórico. La SNR equivalente, SN equiv/- puede derivarse por la eficiencia espectral de Savg utilizando el esquema de modulación M y con base en una función 9"(x) (x) , donde es una función inversa de f(x). ün sistema de multi-canal práctico con un canal AWGN es capaz de soportar la velocidad R de datos utilizando el esquema de modulación M y el esquema de codificación C para un PER de Pe con una SNR de SNRreq. Esta velocidad R de datos se normaliza en bits/seg/Hertz, que es la misma unidad utilizada por la eficiencia espectral. Las SNR requeridas, SNRreq pueden determinarse con base en la simulación de la computadora, la medida empírica, o cualquier otro medio, y puede almacenarse en una tabla. La función de la SNR requerida contra la velocidad de datos es dependiente del esquema de modulación M específico y el esquema de codificación C seleccionado para el uso. Una velocidad de datos que se estima se soporte por el sistema de multi-canal práctico con el canal de multi-trayectoria sí la SNR requerida para la velocidad de datos que es menor que la SNR equivalente. Cuando la velocidad R de datos se incrementa, la SNR requerida incrementa por el sistema práctico mientras la SNR equivalente es constante aproximadamente (excepto por la variación debido a una dependencia en el esquema de modulación M) ya que se define por las condiciones de canal h{k) y N0. La velocidad de datos máxima que puede soportarse por el sistema de multi-canal práctico con el canal de multi-trayectoria de este modo se limita por las condiciones de canal. Para claridad, el control de velocidad se describe primero por un sistema de única entrada-única salida (SISO), después se expande para cubrir un sistema de única entrada-múltiples salidas (SIMO) y luego finalmente en un sistema MIMO. En la siguiente descripción, los sistemas SISO, SIMO y MIMO emplean OFDM.

Sistema SISO Para el sistema SISO-OFD , existe sólo un sub-canal espacial y la respuesta de canal se define por {h(k)}r para k = 0, 1, ... (iVf-1) . Para un canal de multi-trayectoria con respuesta de canal de {h{k)} y la variación de ruido de Na, estos parámetros pueden mapearse en una SNR(&) para cada sub-canal k de frecuencia. Si la energía de transmisión total, Ptotai, para el sistema SISO-OFDM se, fija y la ubicación de la energía de transmisión en los sub-canales de frecuencia NF es uniforme y se fija, entonces la SNR de cada sub-canal k de frecuencia puede expresarse como: La eficiencia espectral de cada sub-canal k de frecuencia con SNR(¿) puede estimarse con base en la función f(x) , que puede ser una función de eficiencia espectral limitada o libre. La eficiencia espectral absoluta o libre de un sistema se da típicamente como la velocidad de datos máxima teórica que puede confiadamente transmitirse sobre un canal con una respuesta de canal dada y la variación de ruido. La eficiencia espectral limitada de un sistema además depende del esquema de modulación específico o constelación de señal utilizada para la transmisión de datos. La eficiencia espectral limitada (debido al hecho de que los símbolos de modulación se restringen en los puntos específicos en la constelación de señal) es más baja que la eficiencia espectral absoluta (la cual no se confina por ninguna constelación de señal) . En una modalidad, la función f{x) puede definirse con base en la función de eficiencia espectral limitada fCOnst[k) , que puede expresarse como: /«™, Cft) = Af t -— ? £ l g3 ?exp(- SNR(fc)( | a, - o |2 +2Re{ /?* (a,. - a,) })) , ¿ ¡=3 Ec (2) donde Mk se relaciona al esquema de modulación M[k) , es decir, el esquema de modulación M(k) que corresponde a la constelación 2Ms -ary (por ejemplo, QAM 2w*-ary) , en donde cada uno de los puntos 2M': en la constelación pueden identificarse por bits Mk; ai y ¾ son los puntos en la constelación 2M,: -ary; ß es una variable aleatoria Gaussiana compleja con promedio cero y una variación de 1/SNR (.¾:); y ?['] es la operación de expectación, que se toma con respecto a la variable ß en la ecuación (2) .

La ecuación (2) muestra que un esquema de modulación M[k) diferente puede utilizarse para cada sub-canal de frecuencia. Para simplicidad, un esquema de modulación M puede utilizarse para todos los sub-canales de frecuencia NF para la velocidad R de datos (es decir, M[k) = M para todas las k) . La función de eficiencia espectral limitada fcoast(k) mostrada en la ecuación (2) no tiene una solución de forma cerrada. De este modo, la función puede derivarse numéricamente para varios esquemas de modulación y valores SNR, y los resultados pueden almacenarse en una o más tablas. Después, la función const W puede evaluarse accesando la tabla adecuada con un esquema de modulación específico y SNR. En otra modalidad, la función f[k) se define con base en la función de eficiencia espectral /unconstW de Shannon (o teórica) , que puede expresarse como: /unconstW = log2 [1+SNR (*) ] . Ec (3) Como se muestra en la ecuación (3) , la eficiencia espectral Shannon no se limita por cualesquier esquema de modulación dado (es decir, M(k) no es un parámetro en la ecuación (3) ) . Las funciones de eficiencia espectral proporcionan la eficiencia espectral de un sistema con base en el conjunto de los parámetros de entrada. Estas funciones de eficiencia espectral se relacionan a las funciones de capacidad de canal, que proporcionan la capacidad (limitada o libre) de un canal. La eficiencia espectral (la cual típicamente se da en unidades de bps/Hz) se relaciona a la capacidad (la cual es típicamente dada en bps) y puede verse como siendo igual a la capacidad normalizada. La selección particular de la función por el uso por f[x) puede depender de varios factores. Para un sistema típico que emplea uno o más esquemas de modulación específicos, se ha encontrado que el uso de la función de eficiencia espectral limitada /COnst(J para la función f(x) resulta en la estimación exacta de la velocidad de datos máxima soportada por el sistema SISO-OFDM con el canal de multi-trayectoria . En un sistema de comunicación típico, un conjunto de velocidades de datos discreto R = {R[r) , r = 1, 2, ... P} , puede definirse y sólo estas velocidades de datos pueden estar disponibles para el uso. Cada velocidad R(r) de datos en el conjunto R puede asociarse con un esquema de modulación específico o constelación de señal M[r) y una velocidad de codificación específica C(r) . Cada velocidad de datos debe además requerir una SNR de SNRreq(r) o mejor lograr el PER deseado de Pe. Este SNRreq(r) se determina por el sistema SISO-OFDM práctico con un canal AWGN. Cada velocidad R{r) de datos puede de este modo asociarse con un conjunto de parámetros que la caracteriza. Estos parámetros pueden incluir el esquema de modulación M(r) , la velocidad de codificación C(r) , y las SNRreq( ") requeridas, como sigue: R(r) <? [M(r) , C(r) , SN Eeq(r)] , Ec 4 donde r es un índice para las velocidades de datos, es decir, r = 1, 2, ... P, y P es el número total de velocidades de datos disponibles para el uso. La expresión (4) establece que la velocidad R[r) de datos puede transmitirse utilizando el esquema de modulación M{r) y la velocidad de codificación C(r) y además requiere SNRreq(j) para lograr el PER deseado de Pe. La FIGURA 2 es un diagrama de flujo de una modalidad de un proceso 200 para determinar la velocidad de datos máxima soportada por el sistema SISO-OFDM con base en el sistema equivalente. Para esta modalidad, la función de eficiencia espectral limitada mostrada en la ecuación (2) se utiliza para f[x) para determinar la eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión utilizados para la transmisión de datos. Ya que cada velocidad R(r) de datos puede asociarse con un esquema de modulación M(r) diferente, y ya que la función de eficiencia espectral limitada depende de M(r) , la eficiencia espectral promedio del canal de transmisión puede ser diferente para diferentes velocidades de datos. El sistema equivalente es dependiente de la eficiencia espectral promedio y de este modo determinada para cada velocidad de datos en la FIGURA 2. Inicialmente, las velocidades de datos P soportadas por el sistema SISO-OFDM pueden ordenarse tal que R(l) < R(2) ... < R{P) . La velocidad R(P) de datos disponible más elevada entonces se selecciona (por ejemplo, estableciendo la variable r en el índice para la velocidad de datos más elevada, es decir, r = P) (etapa 212) . Los valores de parámetro asociados con (1) los canales de transmisión utilizados para la transmisión de datos, tal como la respuesta de canal h{k) y la variación de ruido N0, y (2) la velocidad R[r) de datos seleccionada, tal como el esquema de modulación M(r) , entonces se determina (etapa 214) . Dependiendo del diseño del sistema SISO-OFDM, cada velocidad de datos puede asociarse con uno o múltiples esquemas de modulación. Para simplicidad, lo siguiente asume que sólo el esquema de modulación se asocia con cada velocidad de datos. La eficiencia espectral promedio Savg de los canales de transmisión entonces se determina (etapa 216) .

Esto puede lograrse por la primera determinación de SNR(i) de cada canal de transmisión, como se muestra en lo anterior en la ecuación (1) . Utilizando la función de eficiencia espectral limitada, la eficiencia espectral de cada canal de transmisión entonces se estima para SNR(.k) y el esquema de modulación M(r) , como se muestra en la ecuación (2) . Las eficiencias espectrales de los sub-canales de frecuencia NF entonces se promedian para obtener la eficiencia espectral promedio Savg, como sigue: La FIGURA 3 es un diagrama que ilustra la eficiencia espectral del sistema SISO-OFDM con el canal de multi-trayectoria . Para un canal de multi-trayectoria con SNR variante a través de la banda ancha de sistema, el sistema SISO-OFDM se asocia con las eficiencias espectrales diferentes para los sub-canales de frecuencia diferentes, como se muestra por la gráfica 310. Las eficiencias espectrales de todos los sub-canales de frecuencia NF utilizados para la transmisión de datos pueden promediarse para obtener la eficiencia espectral promedio SÍVgr la cual se muestra por la gráfica 312. La eficiencia espectral promedio Savgr puede verse como la eficiencia espectral para cada uno de los sub-canales de frecuencia NF en el sistema SISO-OFDM si el canal de comunicación es un canal AWGN en lugar de un canal de multi-trayectori . La función de eficiencia espectral libre o limitada puede de este modo utilizarse para mapear un canal de multi-trayectoria en un canal AWGN equivalente. Con referencia nuevamente a la FIGURA 2, un ? métrico entonces se determina con base en un sistema equivalente (etapa 218) . El sistema equivalente se define para tener un canal AWGN y una eficiencia SeqUi espectral promedio que es igual a la eficiencia espectral promedio del sistema SISO-OFD con el canal de multi-trayectoria (es decir, Sequiv = Savg) . La SNR necesaria para el sistema equivalente para soportar una velocidad de datos de Sequiv puede entonces determinarse con base en la inversa de la función utilizada para derivar el Savg, el cual en este caso es la función de eficiencia espectral limitada. El ? métrico puede entonces establecer la ecuación en la SNR equivalente, como sigue: ? = gr(x) = G1^) , Ec(6) donde ? (x) indica la función inversa de f(x) . El ? métrico y la SNR equivalente son indicativos de "eficacia" de los sub-canales de frecuencia NF. La función f(x) de eficiencia espectral limitada toma dos entradas, SNR(i) y M{r) , y las mapea en el valor de eficiencia espectral. La función f1 (x) de eficiencia espectral limitada inversa toma dos entradas, Savg y M[r) , y las mapea en un valor de SNR. La función g{Savgi M{r) ) de este modo determina la SNR necesitada en el sistema equivalente para soportar una eficiencia espectral igual a la eficiencia espectral promedio Savg dado que la constelación M{r) se utiliza. El ? métrico puede de este modo determinarse una vez para cada esquema de modulación (es decir, cada constelación de señal) . La función g{x) también puede determinarse por varios esquemas de modulación y se almacena en una tabla. El SNR requerido, SNRreq(r), necesita transmitir la velocidad R{r) seleccionada en el PER deseado de Pe por el sistema SISO-OFDM práctico que entonces se determina (etapa 220) . La SNR requerida es una función del esquema de modulación M(r) y la velocidad de codificación C(r) asociada con la velocidad R(r) seleccionada. La SNR puede determinarse por cada una de las velocidades de datos posibles por la simulación por computadora, mediciones empiricas, o por algunos otros medios, y puede almacenarse en una tabla para el último uso . Una determinación entonces se hace si la velocidad R{r) de datos seleccionada se soporta o no por el sistema SISO-OFDM (etapa 222) . Esto puede lograrse comparando el ? métrico contra la SNR requerida determinada por la velocidad de datos seleccionada. Si el ? métrico es mayor que o igual a la SNR requerida (es decir, ? > SNRreq(r) ) , que indica que la SNR lograda por el sistema SISO-OFDM para un canal de multi-trayectoria es suficiente para soportar la velocidad R(r) de datos para el PER deseado de Pe, después que la velocidad de datos se selecciona para el uso (etapa 226) . De otro modo, la siguiente velocidad de datos disponible inferior se selecciona para la evaluación (por ejemplo, disminuyendo la variable r, o r = r-1) (etapa 224) . Esta siguiente velocidad de datos inferior entonces se evalúa para regresar a la etapa 214. Las etapas 214 a 222 pueden repetirse cada vez que se necesite hasta que ya sea (1) la velocidad de datos soportada máxima se identifique y proporcione en la etapa 226 o (2) todas las velocidades de datos disponibles hayan sido evaluadas. El ? métrico es dependiente en las condiciones de canal (por ejemplo, h(k) y ?70) y el esquema de modulación M{r) si la función de eficiencia espectral limitada se utiliza. La SNR requerida es una función monotónica que incrementa con la velocidad de datos incrementada. La modalidad mostrada en la FIGURA 2 evalúa la velocidad de datos disponible, una por una a partir de la velocidad de datos disponible máxima en la velocidad de datos disponible mínima. La velocidad de datos más elevada asociada con la SNR requerida es menor que o igual al ? métrico que se selecciona para el uso. El ? métrico puede determinarse con base en las ecuaciones (2), (5) y (6). En la ecuación (5), se realiza una suma para f(x) para acumular las eficiencias espectrales de los sub-canales de frecuencia individuales para proporcionar la eficiencia espectral para los sub-canales de frecuencia NF. La eficiencia espectral promedio Savg entonces se obtiene dividiendo la eficiencia espectral por los sub-canales de frecuencia NF por el número de sub-canales de frecuencia. La función g(Savg, M(r) ) entonces determina el equivalente SNR para el sistema equivalente requerido para los datos de transmisión fidedigna en una eficiencia espectral igual a la eficiencia espectral promedio Savg utilizando el esquema M(r) de modulación. La Ecuación (5) asume que el mismo esquema M(r) de modulación se utiliza para todos los sub-canales de frecuencia NF en un sistema SISO-OFD . Esta restricción puede simplificar el procesamiento en el transmisor y receptor en un sistema aunque puede sacrificar el funcionamiento . El ? métrico también puede definirse por el caso en el cual se utilizan los esquemas de modulación diferentes para los sub-canales de frecuencia diferentes. El uso de esquemas de modulación diferentes y/o las velocidades de codificación para los sub-canales de frecuencia diferentes algunas veces se refiere como "carga de bit". En la FIGURA 2, el sistema equivalente se determina para cada velocidad de datos que se evalúa. Esta implementación cubre un esquema por lo cual las velocidades de datos diferentes pueden asociarse con esquemas de modulación diferente. Sin embargo, si las velocidades de datos diferentes se asocian con el mismo esquema de modulación, entonces el sistema equivalente únicamente requiere determinarse para cada esquema de modulación diferente que puede utilizarse con las velocidades de datos que se evalúan. Esto entonces debe simplificar la computación. Como una simplificación adicional, si la eficiencia espectral promedio Savg de los sub-canales de frecuencia es únicamente dependiente de SNR(k) y no en el esquema de modulación, el cual debe ser el caso si la función de eficiencia espectral libre se utiliza para /(x), entonces el sistema equivalente solo necesita evaluarse una vez, en lugar de para cada una de las velocidades de datos evaluadas. El SNR equivalente para el sistema equivalente puede determinarse una vez en la manera descrita en lo anterior. Después, el SNR requerido para cada velocidad de datos (iniciando con la velocidad de datos más elevada) puede compararse contra el SNR equivalente . En una modalidad alternativa, el ? métrico se define como un SNR pos-detección logrado por el canal de multi-trayectoria por un sistema de comunicación portador sencillo después de la ecualización. El SNR pos-detección es representativo de la relación de la energía de señal en el ruido más la interferencia después de la ecualización en el receptor. Los valores teóricos del SNR pos-detección logrados en un sistema portador sencillo con la ecualización pueden ser indicativos del funcionamiento de un sistema SISO-OFDM, y por lo tanto puede utilizarse para determinar la velocidad de datos soportada máxima en un sistema SISO-OFDM. Varios tipos de ecualización pueden utilizarse para procesar la señal recibida en un sistema portador sencillo para compensar por las distorsiones en la señal recibida introducida por el canal de multi-trayectoria. Los ecualizadores pueden incluir, por ejemplo, un ecualizador lineal de error medio cuadrático mínimo (MMSE-LE) , un ecualizador de retroalimentación de decisión (DFE) , y otros. El SNR de pos-detección para un MMSE-LE (longitud infinita) puede expresarse como: SNRmM3í.ls=-^- , Ec(7a) J min donde Jmin se da por donde X(e^wT) es el espectro doblado de la función de transferencia de canal H (/) . El SNR pos-detección para un DFE (longitud infinita) puede expresarse como: Las SNR de pos-detección para MMSE-LE y DFE mostradas en las ecuaciones (7) y (8), respectivamente, representan los valores teóricos. Las SNR de posdetección para MMSE-LE y DFE también se describen en mayor detalle por J.G. Proakis, en un libro titulado "Comunicaciones Digitales", 3ra Edición, 1995, McGraw Hill, secciones 10-2-2 y 10-3-2, respectivamente, las cuales se incorporan en la presente para referencia. Las SNR de pos-detección para MMSE-LE y DFE también pueden estimarse en el receptor con base en la señal recibida, como se describe en la solicitud de Patente Norteamericana Nos. de Serie 09/826,481 y 09/956,449, ambas tituladas "Método y Aparato para Utilizar Canal de Información de Estado en un Sistema de Comunicación Inalámbrica" respectivamente presentadas el 23 de marzo del 2001 y 18 de septiembre del 2001, y la Solicitud de Patente Norteamericana No. de Serie 09/854,235, titulada "Método y Aparato para Procesar Datos en un Sistema de Comunicación de Múltiple Entrada Múltiple Salida (MIMO) para Utilizar Canal de Información de Estado" presentada el 11 de mayo del 2001 todas asignadas al cesionario de la presente solicitud e incorporadas en la presente para referencia. Las SNR de pos-detección, tal como aquellas descritas por las expresiones analíticas mostradas en las ecuaciones (7) y (8), pueden determinarse por el canal de multi-trayectoria y utilizarse como una estimación del ? métrico (es decir, ?«3??„3e-?e o · La SNR de posdetección (por ejemplo SNRnnse-ie o SNRdfe) para el canal AWGN equivalente puede compararse contra SNR, SNRreq(r) requeridos, derivados por un conjunto particular de valores de parámetro R(r) , M(r) , C(r), y Per para determinar la velocidad de datos que puede utilizarse en un sistema SISO-OFDM con el canal de multi-trayectoria. El sistema equivalente que modela los canales de transmisión utilizados para una corriente de datos puede definirse para tener un canal AWGN y una eficiencia espectral igual a la eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión. El sistema equivalente también puede definirse con base en el SNR de pos-detección logrado por el canal de multi-trayectoria por un sistema de comunicación portador sencillo. El sistema equivalente también puede definirse en algunas otras formas, y esto estando dentro del alcance de la invención. El ? métrico puede también definirse con base en algunas otras funciones y/o en algunas otras formas, y esto está dentro del alcance de la invención. La velocidad de datos seleccionada para el uso en un sistema SISO-OFDM utilizando ? métrico representa una predicción de la velocidad de datos que puede soportarse por el canal de multi-trayectoria para el PER deseado de Pe. Como con cualquier esquema de predicción de velocidad, existirán inevitablemente errores de predicción. Para asegurar que el PER deseado pueda lograrse, los errores de predicción pueden estimarse y el factor de retroceso puede utilizarse en la determinación de la velocidad de datos que puede soportarse por el canal de multi-trayectoria. Este retroceso reduce el rendimiento total del sistema. De este modo, es deseable mantener este retroceso tan pequeño como sea posible mientras aún se logra el PER deseado. Un esquema de predicción exacto como el mismo descrito en la presente disminuirá el retroceso para aplicarse y por lo tanto aumentará la capacidad del sistema. La Figura 4A muestra una gráfica de las SNR requeridas contra las velocidades de datos para un sistema que soporta un conjunto de velocidades de datos discretas. En la Figura 4A, las velocidades de datos discretas se etiquetan como R(r), para r=l, 2, ... P, en el eje horizontal. Cada velocidad R(r) de datos se asocia con una SNR respectiva requerida para lograr el PER deseado de Pe para un sistema con un canal AWGN. Las SNR requeridas se etiquetan como S RreqfrJ en el eje vertical. Los puntos de operación discretos en (R(r)r SNRreq (r) ,) , para r=l, 2, ... P, corresponden a las SNR mínima requeridas para soportar las velocidades de datos correspondientes, y se muestran por los círculos 412 continuos. Una función de eficiencia espectral para este sistema se representa por la gráfica 410 (la línea continua gruesa) . Para un canal de multi-trayectoria dado, la eficiencia espectral promedio Savg puede determinarse como se muestra en la ecuación (5), y el ? métrico para esta eficiencia espectral promedio puede determinarse como se muestra en la ecuación (6). Gráficamente, ? y Savg pueden representarse por un punto 414 en la FIGURA 4A, que se marca con una "x". si este punto está en la región sombreada sobre la gráfica 410, entonces la velocidad de datos seleccionada asociada con ? y Savg se estima sea soportado por el sistema. Puede ser necesario retroceder la velocidad de datos seleccionada ya que se basa en el valor teórico. Por ejemplo, la pérdida de código y las pérdidas de implementación pueden resultar en un SNR requerido más elevado para lograr el PER deseado. Las pérdidas de implementación debidas a las imperfecciones en las etapas del pre-decodificador del receptor se mostrarán hasta en el SNR, y las pérdidas debidas a las imperfecciones en el decodificador y el transmisor son típicamente insignificantes. La cantidad de la pérdida de código contra la capacidad puede estimarse y explicarse con un retroceso. La cantidad del retroceso para utilizarse para explicar la pérdida de código puede determinarse como se describe en lo siguiente. La Figura 4B gráficamente ilustra la determinación de la cantidad de retroceso para el uso cuando se evalúa si o no una velocidad de datos particular se soporta. Como se describe en lo anterior, el conjunto {SNRreg (r) } , para r=l, 2, ... P, representa la SNR requerido en un sistema práctico para obtener el PER deseado de Pe. Una SNR ideal puede determinarse para cada velocidad de datos con base en la función de eficiencia espectral (libre o limitada) y se muestra en el eje vertical derecho. El conjunto {SNRcap(r)}, para r=l, 2, ... P, representa el SNR requerido en un sistema ideal (es decir sin pérdida de implementación) para obtener el PER deseado de Pe. Puede observarse que SNRcap(r)< SNRreq(r) para todas las r, ya que SNRcap(r) es el SNR requerido para un sistema ideal aunque SNRreq(r) es el SNR requerido para un sistema práctico. Un conjunto {ASNR(r)}, para r=l, 2, ... P, puede definirse para representar el SNR adicional requerido para el sistema práctico para explicar la pérdida en el sistema práctico (el cual principalmente incluye la pérdida de código) . La eficiencia espectral promedio 5, determinada en la ecuación (5) consistirá entre dos velocidades de datos consecutivas, por ejemplo R(r) y R(r+1) , que han sido normalizadas a bits/seg/Hertz . Los retrocesos correspondientes en SNR en estas dos velocidades de datos son ASNR(r) y ASNR(r+l), respectivamente. En una modalidad, la cantidad de retroceso para utilizar ? métrico puede determinarse por la interpolación lineal de ASNR(r) y ASNR(r+l), como sigue : ASNR(r)[fl(r+1)-Cave]+ASNR(r+l)[ avB - R(r)] Ec (9) Un métrico de retroceso, ?] BOr entonces puede expresarse como: ??0 = ? - ?? Ec (10) Con referencia nuevamente a la FIGURA 2, el métrico de retroceso ???/· (en lugar de ? métrico) puede compararse contra el SNR requerido en la etapa 222 para determinar si o no la velocidad R(r) de datos seleccionada se soporta por el sistema SISO-OFDM.

Sis ema SIMO Para un sistema SIMO, las antenas receptoras NB se utilizan para recibir una transmisión de datos de una antena de transmisión sencilla. El canal responde entre la antena de transmisión sencilla y las antenas receptoras NR que pueden representarse como (k) o {hi(k)} para i = 1, 2, ... NR y k=0, 1, ... {NF - 1) , donde hj_(k) es el acoplamiento (es decir, la ganancia compleja) entre la antena de transmisión y la antena de recepción i-th para el sub-canal de frecuencia k-t . La función de eficiencia espectral para un sistema SIMO (1, NR) es la misma como aquella para un sistema SISO, excepto que la SNR recibida para el sistema SIMO se obtiene por una suma de todas las SNR recibidas para las antenas receptoras MR. De este modo, la SNR recibida por el sub-canal de frecuencia k-t en el sistema SIMO-OFDM puede expresarse como: donde la energía de transmisión para cada sub-canal de frecuencia se normaliza a 1. Para simplicidad, la ecuación (11) asume que la misma variación NQ de ruido se recibe en todas las antenas receptoras NR. La ecuación (11) puede modificarse para explicar las variaciones A¾ de ruido diferente recibiéndose por las antenas de recepción diferentes. En comparación, el SNR recibido por el sub-canal de frecuencia k-th en un sistema SISO-OFDM puede expresarse como se muestra en la ecuación (1) . Para el sistema SIMO-OFDM, la SNR recibida determinada en la ecuación (11) entonces puede utilizarse en la función f(x) de eficiencia espectral. Excepto para el cambio en la computación de SNR, el control de velocidad para el sistema SIMO-OFDM puede realizarse en forma similar como se describe en lo anterior para el sistema SISO-OFDM.

Sis ema MIMO Para un sistema MIMO-OFDM, la respuesta entre el transmisor NT y las antenas receptoras Nr pueden describirse por una matriz de respuesta de impulso de canal NR 5 NTr 2£- Los elementos de la matriz 9£ se componen de vectores {_Jii,j} de impulso de canal, para i=l , 2, ... ¾ y 3=? , 2r ... NT donde describe el acoplamiento entre la antena de transmisión j-th y la antena receptora i-th. Cada vector hifj se compone de derivaciones L y puede expresarse como: fii,j(2) . - -fiifj(L)]Tf Ec(12) donde cada una de las derivaciones L puede modelarse como el coeficiente gausiano complejo para un canal de desvanecimiento Raylexgh. Para un par de antenas de transmisión-recepción [i, j) dado, la señal transmitida de la antena de transmisión j-th puede recibirse por la antena receptora i-th mediante un número de trayectorias de propagación y los componentes de multi-trayectoria asociados con estas trayectorias de propagación que se asumen para no correlacionarse. Esto puede expresarse como: donde p y q representan dos componentes de multi-trayectoria, It es el complejo conjugado de h, y 5p-q es la función Delta-Dirac que es igual a solo una si p=q e igual a cero en caso contrario. Además, se asume que la respuesta del canal para los pares de antena de transmisión-recepción son libres, es decir, 2?[/¾,,? ñi,j1 =0, para los valores diferentes de m, n, i, y j, donde £H representa el conjugado transpuesto de . La matriz de respuesta de impulso de canal, 2£(n) i es una representación de dominio de tiempo de la respuesta de canal MIMO. Una matriz de respuesta de frecuencia de canal correspondiente S(k) , puede obtenerse por el funcionamiento de una transformada Fourier rápida (FFT) en 3£(n) , que puede expresarse como: H(fc) = FFT Ec(14) donde k=0 , 1, ... (NF - 1) y NF = L. En particular, una FFT punto NF puede funcionar en una secuencia de valores de muestra NF para dar un elemento i,j de 7C para derivar una secuencia de coeficientes NF para el correspondiente elemento h±,j de H . Cada elemento de H por lo tanto es FFT de un correspondiente elemento de 9£· Cada elemento de H es un vector de los valores de complejo NF (es decir hi/3- = [ i,j (0) 1?±^(1) ... (NF-1)]T) r los cuales son representativos de la respuesta de frecuencia de la trayectoria de propagación para un par de antenas de transmisión-recepción particular (i, j) . La matriz H puede de este modo verse como la comparación de una secuencia de matrices E[k) NF, para k=0, 1, ... (NF-1) r cada una de la dimensión NR x NT.

Para un sistema MIMO-OFD , los datos pueden procesarse y transmitirse utilizando esquemas de procesamiento numerosos . Cada esquema de procesamiento puede designar (1) la manera en la cual se procesan los datos (es decir codificados, entrelazados y modulados) previos a la transmisión y (2) los canales de transmisión utilizados para transmitir cada una de la corriente de datos procesados independientemente. En todos los esquemas de procesamiento de antena (AAP) , una corriente de datos se transmite sobre todas las antenas de transmisión y los sub-canales de frecuencia. Para este esquema, los datos se transmiten para codificarse, entrelazarse, modularse y entonces desmultiplexarse en las corrientes de símbolos NT para las antenas de transmisión NT. Para el esquema AAP, un paquete de datos codificado puede entrelazarse tanto en los dominios de frecuencia como espacio. En un esquema de procesamiento por antena (PAP) , una corriente de datos se transmite sobre todos los sub-canales de frecuencia de cada antena de transmisión. Para este esquema, los datos que se transmiten primero se desmultiplexan en corrientes de datos NT para las antenas de transmisión NT. Cada corriente de datos se codifica, entrelaza, modula independiente, y luego se transmite sobre una de las antenas de transmisión NT. Las velocidades de datos y los esquemas de codificación y modulación pueden ser los mismos o diferentes para las corrientes de datos NT. Para el esquema PAP, cada corriente de datos es solo entrelazada en el dominio de frecuencia. Cada corriente de datos independientemente procesada puede comprender uno o más paquetes o palabras clave de datos codificados. Cada una de las palabras clave se genera en el transmisor codificando un paquete de datos con base en el esquema de codificación particular, y puede decodificarse en el receptor con base en un esquema de codificación complementario. La decodificación de cada palabra clave puede lograrse por la primera recuperación de los símbolos de modulación transmitidos por esa palabra clave. El esquema de procesamiento seleccionado para el uso en el transmisor afecta los esquemas de procesamiento disponibles para el uso en el receptor. El modelo para el sistema MIMO-OFDM puede expresarse como: y(¿) = H(/t)x(*)+n , para k = 0,1, ... (?^-l), Ec (15) donde y (J) es un vector de los símbolos recibidos NR para el sub-canal de frecuencia k-th (es decir, el vector "recibido" para el tono TÍ) , que puede representarse como y_(J) = [yi (k) y2 {k) ...yN¡{ [k) ] Tr donde Yiik) es la entrada recibida por la antena receptora i-th para el tono k e 1=1, 2, . · - NR x[k) es un vector de los símbolos de modulación NT para el tono k (es decir, el vector transmitido") que puede representarse como x (£) = [·¾ (£) x2 (k) ...xNT{k) ] r, donde Yj[k) es el símbolo de modulación transmitido de la antena de transmisión j'-th para el tono k y j=l, 2, ... NT; H(k) es la matriz de respuesta de frecuencia de canal para el canal MIMO para el tono k; y N es el ruido gausiano blanco aditivo (A GN) con el vector medio de cero y la matriz de covariación de Aa = N0T, donde 0 es un vector de ceros, I es la matriz de identidad con aquellas a lo largo de la diagonal y los ceros todo lo de mas, y N0 es la variación de ruido. Para simplicidad, los efectos del procesamiento OFDM en el transmisor y receptor (que puede ser insignificante) no se muestran en la ecuación (15) . Debido a la distribución en el ambiente de propagación, las corrientes de símbolo NT transmitidas desde las antenas de transmisión NT interfieren entre sí en el receptor. En particular, una corriente de símbolo dada transmitida desde una antena de transmisión puede recibirse por todas las antenas receptoras NR en diferentes amplitudes y fases. Cada corriente de símbolo recibida entonces puede incluir un componente de cada una de las corrientes de símbolo transmitidas N . Las corrientes de símbolos recibidas NR deben colectivamente incluir todas las corrientes de símbolos transmitidas NT. Sin embargo, estas corrientes de símbolo NT se dispersan entre las corrientes de símbolo recibidas NR. En el receptor, varias técnicas de procesamiento pueden utilizarse para procesar las corrientes de símbolo recibidas NR para detectar las corrientes de símbolos transmitidas NT. Estas técnicas de procesamiento del receptor pueden agruparse en dos categorías principales: • las técnicas de procesamiento del receptor espacial y de espacio-tiempo (que también se refieren a las técnicas de ecualización) , y • La técnica de procesamiento del receptor "cancelación de interferencia y nulidad/ecualización sucesiva" (el cual también se refiere como técnica de procesamiento "de cancelación de interferencia sucesiva SIC") . Las técnicas de procesamiento del receptor espacial y espacio-tiempo pueden proporcionar mejor funcionamiento para el esquema AAP, mientras la técnica de procesamiento SIC puede proporcionar mejor funcionamiento para el esquema PAP. Estas técnicas de procesamiento del receptor se describen en detalle adicional en lo siguiente. Para claridad, la siguiente terminología se utiliza en la presente: • corrientes de símbolo "transmitida" - corrientes de símbolo de modulación transmitidas de las antenas de transmisión; • corrientes de símbolo "recibidas" - las entradas en el procesador espacial o de espacio-tiempo (en la primera etapa del receptor SIC, si el mismo se utiliza, como se muestra en la FIGURA 10); • corrientes de símbolo "modificadas" - las entradas del procesador espacial o de espacio- tiempo en cada etapa subsecuente del receptor SIC; • corrientes de símbolo "detectadas" - las salidas desde el procesador espacial o de espacio-tiempo (hasta las corrientes de símbolos Ni - 1+1 pueden detectarse en la etapa para un receptor SIC) ; y • corriente de símbolo "recuperada" - una corriente de símbolo que se recupera en el receptor para obtener una corriente de datos decodificada (solo una corriente de símbolo detectada se recupera en cada etapa de un receptor SIC) . Las técnicas de procesamiento del receptor espacial y de espacio-tiempo intentan separar fuera las corrientes de símbolo transmitidas en el receptor. Cada corriente de símbolo transmitida puede detectarse" por (1) combinando varios componentes de la corriente de símbolo transmitida en las corrientes de símbolos recibidas NR con base en un estimado de la respuesta de canal y (2) remover (o cancelar) la interferencia debido a otras corrientes de símbolo transmitidas. Cada técnica de procesamiento receptora intenta en cualquiera de (1) descorrelacionar las corrientes de símbolo transmitidas individuales de manera que no existe interferencia a partir de otras corrientes de símbolo transmitidas o (2) aumentar el SNR de cada corriente de símbolo detectada en presencia de ruido y la interferencia de otras corrientes de símbolos . Cada corriente de símbolo detectada entonces además se procesa (por ejemplo desmodula, desentrelaza, y decodifica) para obtener la corriente de datos correspondiente . Para simplicidad, se asume que un ecualizador de fuerza cero (ZF) lineal realiza el procesamiento espacial proyectando las corrientes de símbolos recibidas sobre un sub-espacio libre de interferencia para obtener las corrientes de símbolo transmitidas. El ecualizador ZF 5 lineal tiene una respuesta WZf (k) , que puede expresarse como : WZF(¿)-H(^)CHH(A:)H(fe))-1 . Ec (16) Las corrientes de símbolo detectadas, , que se estiman de las corrientes de símbolo transmitidas, x, ? ! 0 puede estimarse como: Como se muestra en el lado derecho de la ecuación (17) , las corrientes de símbolo detectadas, x, 5 que comprende las corrientes de símbolo transmitidas, x, más el ruido filtrado, 'WZF[k)nr que es en general correlacionada con una matriz de covariación ?n=WoWZÍWZÍ-. La correlación tiene lugar en el mismo sub-canal de frecuencia entre las antenas de transmisión diferentes. 0 Esta correlación de este modo es aplicable para sistemas que utilizan todo el procesamiento de antena (AAP) . El análisis también puede realizarse con base en otros receptores lineales, como se conoce por un experto en la técnica. 5 El receptor de cancelación de interferencia sucesivo procesa intentos de técnica para recuperar las corrientes de símbolo transmitidas, una corriente en cada etapa, utilizando el procesamiento del receptor espacial o de espacio-tiempo. Cuando cada corriente de símbolo se recupera, la interferencia provocada por la corriente de símbolo recuperada en el resto de las corrientes de símbolo aún no recuperadas se estima y cancela desde las corrientes de símbolo recibidas, y las corrientes de símbolo modificadas se procesan similarmente por la siguiente etapa para recuperar la siguiente corriente de símbolo transmitida. Para un receptor SIC, la etapa £-th inicialmente realiza el procesamiento espacial o de espacio-tiempo en las corrientes de símbolo modificadas NR para intentar separar fuera las corrientes de símbolo transmitidas (NT - í +1) que aún no se han recuperado. Si el receptor SIC utiliza un ecualizador ZF lineal, entonces cada corriente de símbolo transmitida puede aislarse filtrando las corrientes de símbolo modificadas NR con un filtro de coincidencia a aquella corriente de símbolo transmitida. Para simplicidad, la descripción siguiente asume que las corrientes de símbolo transmitidas se recuperan en orden ascendente (es decir, la corriente de símbolo de la antena 1 de transmisión se recupera primero, la corriente de símbolo desde la antena 2 de transmisión se recupera enseguida, etc., y la corriente de símbolo de la antena NT transmitida se recupera al último) . Sin embargo, esto no es requerimiento y las corrientes de símbolos transmitidas pueden también recuperarse en algún otro orden. El filtro de coincidencia para la corriente de símbolo £-th puede recuperarse en la etapa l-th que tiene un vector normal de unida, wt{k), de los coeficientes de filtro NR para cada tono k, donde k = 0, 1, ... (Np-1) . Para disminuir la interferencia desde otras corrientes de símbolo aún no recuperadas (NT - £) en la corriente de símbolos £-th, el vector w£{k) se define para ser ortogonal a { j[k)} para j=£+l, £+2, ... NT. Esta condición puede expresarse como ve (k) hj (k) =0, para j=£+lr £+2, ... NT y también para cada tono k donde k=0, 1, ... (Np-1) . Ya que las corrientes de símbolos transmitidas desde las otras antenas de transmisión (£-1) ya han sido recuperadas en etapas previas y se han cancelado desde las corrientes de símbolo modificadas -¿ (k) para la etapa £-th, el vector yre(k) no necesita ser ortogonal a {hj(k)}r para j=l, 2, ... £-1 y £=0, 1, ... (Nr-l) ¦ La respuesta de filtro de coincidencia f(.fc) puede derivarse con base en varias técnicas de procesamiento espacial o de espacio-tiempo. Por ejemplo, la respuesta de filtro de coincidencia we(k) puede derivarse utilizando un ecualizador ZF lineal. Para el receptor SIC, la matriz de respuesta de canal, H(^r), se reduce por una columna en cada etapa como una corriente de símbolo transmitida que se recupera. Para la etapa l-th, la matriz de respuesta de canal reducida, HF (k) , es una matriz (NR x{NT - l+l) ) , con columnas [l-l) para las antenas de transmisión de las corrientes de símbolo pre-recuperadas {£-!) removidas desde la matriz original ü(k) . La matriz W'ZFW de respuesta de ecualizador ZF para la etapa -th puede derivarse con base en la matriz de respuesta de canal reducida fte (k) , como se muestra en la ecuación (16) . Sin embargo, ya que H¿ (k) , es diferente para cada etapa, WfZF(i) también es diferente para cada etapa. La respuesta de filtro de coincidencia we(k) para la corriente de símbolo £-th recuperada en la etapa l-th puede expresarse como ¿ (k) =W^ZF (k) , donde W*ZF( ) corresponde a la antena de transmisión i-th y primero es la columna de la matriz de respuesta de ecualizador ZF itf'z Ík), que se deriva para la etapa £-th. La corriente de símbolo detectada xe, para la antena de transmisión £~th entonces puede estimarse como: = w? (k)y'(k) = YL {k)ht(k)xt(k)+^'(k)n Ec (18) El procesamiento espacial o de espacio-tiempo para la etapa £-th del receptor SIC puede proporcionar las corrientes de símbolo detectadas (NT - £+1) , {xj} para j-í, £+1, ... NT. Cada corriente de símbolo detectada incluye estimaciones de los símbolos de modulación transmitidos en todos los sub-canales de frecuencia NF de una antena de transmisión respectiva. El procesamiento espacial de este modo mapea efectivamente el sistema MIMO en un número de sistemas SISO paralelos. De las corrientes de símbolo (NT-£+l) detectadas en la etapa £-th, la misma que corresponde a la antena de transmisión £-th se selecciona por procesamiento adicional para obtener los datos para esa corriente de símbolo. Si las corrientes de símbolo pueden recuperarse sin error (o con errores mínimos) y si la estimación de respuesta de canal es razonablemente exacta, entonces la cancelación de la interferencia debido a las corrientes de símbolo recuperadas es efectiva. Las últimas corrientes de símbolo recuperadas entonces deben experimentar menos interferencia y pueden ser capaces de lograr las SNR elevadas. En esta forma, el funcionamiento más elevado puede lograrse por todas las corrientes de símbolo recuperadas (posiblemente excepto para la primera corriente de símbolo recuperada) . La técnica de procesamiento SIC puede superar las técnicas de procesamiento de recepción espacial/espacio-tiempo si la interferencia debido a cada corriente recuperada puede estimarse y cancelarse exactamente. Esto requiere recuperación libre de error o de bajo error de las corrientes de símbolo transmitidas, que pueden lograrse en parte por el uso de un código de corrección de error para la corriente de símbolo. Típicamente, una consideración importante para el receptor SIC es el orden en el cual las corrientes de símbolo transmitidas se detectan. Si la misma velocidad de datos se utiliza para todas las antenas de transmisión, entonces la corriente de símbolo detectada que alcanza la SNR mucho más elevada puede seleccionarse para la recuperación. Sin embargo, con el control de velocidad descrito en la presente, las velocidades para las antenas de transmisión se seleccionan de manera que todas las corrientes de símbolo detectadas similarmente son confiables. Con el control de velocidad, para el cual las corrientes de símbolo se detectan no es una consideración importante. En un aspecto, en el sistema de multi-canal que emplea canales de transmisión múltiple para la transmisión de datos, cada corriente de datos independientemente procesada puede modelarse con un sistema SISO equivalente. El control de velocidad puede entonces realizarse para cada corriente de datos en forma similar como aquella descrita en lo anterior por el sistema SISO.

Sistema IMO-OFDM con AAP Si AAP se utiliza en el transmisor de un sistema MIMO-OFDM, entonces cada periodo de símbolo de transmisión, el procesamiento espacial o espacio-tiempo en el receptor proporciona símbolos OFDM detectados NT que se han transmitido desde las antenas de transmisión NT. Cada símbolo OFDM detectado comprende símbolos de modulación NF para los sub-canales de frecuencia NF. los símbolos OFDM detectados NT típicamente se desvanecen independientemente, y cada símbolo OFDM se distorsiona por la respuesta del sub-canal espacial mediante el cual el símbolo OFDM se recibe. Para el esquema AAP, el entrelazado se hace tanto en los dominios de frecuencia y espacio. Por lo tanto, una palabra clave puede ser entrelazada entre todos los símbolos OFDM detectados ??. Un sistema MIMO-OFDM con AAP (el cual emplea todos los canales de transmisión NTNF para transmitir palabras clave) entonces pueden mapearse en un sistema SISO equivalente que emplea sub-portadores NTNF y ocupa tiempos NT de la banda ancha de sub-canal espacial (y por lo tanto, encuentra un canal de multi-trayectorias NTL) . Si el mapeo es efectivo, entonces el equivalente SNR para el sistema SISO equivalente con un canal AWGN puede entonces utilizarse para seleccionar la velocidad de datos apropiada para el sistema MIMO-OFDM con un canal de multi-trayectoria . La Figura 5A es un diagrama que ilustra las eficiencias espectrales de los sub-canales espaciales en un sistema MIMO-OFDM con un canal de multi-trayectoria. Para el sistema MIMO-OFDM, existen sub-canales espaciales NT si la matriz E(k) de respuesta de canal es de rango completo (es decir, Ns = NT = NR) . En este caso, cada sub-canal espacial se asocia con una antena de transmisión respectiva y tiene una banda ancha de W. El canal de respuesta de cada sub-canal espacial o cada antena de transmisión) se define por hj (k) para j=l, 2, . . . NT y k=0, 1, ... (NJT-1) i donde hj{k) es una columna de la matriz (k) e incluye elementos NR para las antenas de recepción NR. Para cada antena de transmisión con la respuesta de canal de y la variación de ruido de NQ, una gráfica 510 de las eficiencias espectrales para los sub-canales de frecuencia NF pueden derivarse con base en la función de eficiencia espectral limitada/libre como se muestra en la ecuación 2 ó 3. Una eficiencia espectral promedio Savg para cada antena de transmisión también puede derivarse como se muestra en la ecuación (5) . Como se muestra en la Figura 5A, las gráficas 510a a 510t de eficiencia espectral para las antenas de transmisión NT (o los sub-canales espaciales NT) pueden ser diferentes debido al desvanecimiento independiente para estos sub-canales espaciales. La Figura 5B es un diagrama que ilustra la eficiencia espectral para un sistema SISO equivalente utilizado en el modelo del sistema MIMO-OFDM mostrado en la Figura 5A. El sistema SISO equivalente se define que tiene el canal AWGN y la eficiencia espectral igual a la eficiencia espectral promedio del sistema MIMO-OFDM que se modela. Para el sistema MIMO-OFDM con los canales de ruido coloreados paralelos ??, cada uno ocupa una banda ancha de W, la capacidad global Cmimo puede expresarse como : donde |?| es el determinante de ?r y ?s es la matriz diagonal con las energías de señal pos ecualizador. La matriz ?s diagonal puede derivarse con base en la ecuación (18) y puede expresarse como: uede entonces expresarse como: C ¦ =w†s, , Ec(21) donde Sj es la eficiencia espectral en bits/s/Hz que corresponde a la antena de transmisión j-th. Para simplicidad, el enlace inferior en la ecuación (21) , es decir, Cmímo=W?Sj, se utiliza para la siguiente descripción. Sin embargo, la capacidad real del sistema MIMO-OFDM puede también utilizarse y esto está dentro del alcance de la invención. La capacidad Cs±so del sistema SISO equivalente que ocupa una banda ancha de N?W puede expresarse como: C . = NrWS , Ec (22) donde SequiV es la eficiencia espectral en bits/s/Hz del sistema SISO equivalente con el canal A GN. Se establece CSiSO igual a Cmimo y se combinan las ecuaciones (22) y (23) , la eficiencia espectral SequiV del sistema SISO equivalente puede expresarse como: La eficiencia espectral Sj para cada antena de transmisión en el sistema MIMO-OFDM puede expresarse como : donde vtj{k) es el ecualizador Z F de respuesta para la antena de transmisión j-th, por ejemplo, la columna j-th en la matriz WZF(i) determinada en la ecuación (16) . La función /(x) en la ecuación (24) es una función de SNR {k) y el esquema de modulación M(r) . La SNR para el sub-canal de frecuencia A:-th de la antena de transmisión j-th puede expresarse como: SN^)-1^»'^ ¦ Ec(25) J N0 — La eficiencia espectral promedio SaVg,juu? para el sistema MIMO-OFDM con ??? puede entonces expresarse como: La eficiencia espectral promedio SaVg(¾AP para el sistema MIMO-OFDM con ??? entonces se utiliza como la eficiencia espectral Sequiv del sistema SISO equivalente (es decir Sequiv = Savqr^) . El equivalente SNR para la eficiencia espectral •Sequi en el sistema S I SO equivalente entonces puede determinarse para el sistema MIMO-OFDM con AAP como se muestra en la ecuación (6) que es: = SN rqu!v=¿'(S^íy, (r)) , Ec (27) Como se muestra en la ecuación (27) , el equivalente SNR se obtiene para la eficiencia espectral ¦Sequi del sistema equivalente, el cual como se muestra en las ecuaciones (24) y (26) se obtiene promediando las eficiencias espectrales Sj para j=l, 2, ..., NT de todas las antenas de transmisión NTi La eficiencia espectral Sj de cada antena de transmisión es a su vez obtenida promediando las eficiencias espectrales Sj (k) de todos los sub-canales de frecuencia NF. El SNR equivalentes de este modo se determina por la eficiencia espectral promedio de todos los sub-canales de frecuencia y los sub-canales espaciales, como se muestra en la Figura 5B. La SNR equivalente entonces puede utilizarse como el ? métrico para determinar la velocidad para la transmisión de datos sobre todas las antenas de transmisión, en forma similar como aquella descrita en lo anterior para el sistema SISO. Como se muestra en la Figura 5B, una discontinuidad puede existir en la gráfica 520 de distribución y eficiencia espectral para el sistema SISO equivalente debido a la concatenación de establecimiento de variables de las funciones de la eficiencia espectral /j (x) , para j=l/ 2, NT, para las antenas de transmisión NT. Sin embargo, este efecto de discontinuidad se mitiga por el papel del entrelazador utilizado en el transmisor para entrelazar datos previos a la transmisión a través de los dominios de frecuencia y espacio .

Sistema MIMO-OFD con PAP Si PAP se utiliza en el transmisor de un sistema MIMO-OFDM, entonces el control de velocidad puede realizarse para cada una de las corrientes de datos NT transmitida desde las antenas de transmisión NT. En el receptor, ya sea que el procesamiento espacial/espacio-tiempo o el procesamiento SIC pueda utilizarse para recuperar las corrientes de símbolo transmitidas NT. Ya que el procesamiento SIC puede proporcionar funcionamiento mejorado sobre el procesamiento espacial/espacio-tiempo para PAP, la siguiente descripción es para un receptor SIC. Para el receptor SIC, para recubrir la corriente de símbolo desde la antena de transmisión l-th en la etapa £~t r la interferencia desde la corriente de símbolo recubiertas previas {£-1) se asumen para cancelarse, y la interferencia desde las otras corrientes de símbolo aún no recuperadas (NT- £) pueden minimizarse (o invalidarse) seleccionando la respuesta w£(Jc) de filtro de coincidencia adecuada para la corriente de símbolo para recuperarse en esta etapa. La respuesta we(k) de filtro de coincidencia incluye elementos NR para las antenas del receptor NRr con cada elemento que es un vector de los coeficientes NF para los sub-canales de frecuencia NF. De este modo cada etapa del receptor SIC re-ensambla un sistema SIMO (1, NR) . La eficiencia espectral promedio Savg,PAEfí para cada antena de transmisión en el sistema MIMO-OFDM con PAP puede expresarse como: donde y Wtik) son respectivamente la respuesta del canal y la respuesta de filtro asociada con la antena de transmisión £-th. La eficiencia espectral promedio Savg,PApr/ para cada antena de transmisión en el sistema MIMO-OFDM con PAP se utiliza como la eficiencia espectral SeqUiv del sistema SISO equivalente (es decir, Para determinar la velocidad para la antena de transmisión. La función /(x) en la ecuación (28) es una función de SNR y el esquema de modulación M(r) . La SNR para el sub-canal de frecuencia Jc-th de la antena de transmisión £-t puede expresarse como: S R,(Jfc) = Ec (29) Como se observa en lo anterior, la respuesta vt(k) de filtro de coincidencia para la corriente de símbolo recuperada en la etapa i~th es una columna de la matriz w'zF(-fc) de respuesta de ecualizador ZF. La matriz W*ZF( ) se deriva por la etapa £-th con base en la matriz de respuesta de canal reducida, H^(Jc) que tiene columnas {£-!) para las corrientes de símbolo pre-recuperadas {l-l) removidas. Para cada antena de transmisión en el sistema MIMO-OFDM con PAP, la eficiencia espectral SeqUiv del sistema SISO equivalente puede determinarse como se muestra en la ecuación (28) y la SNR equivalente entonces puede determinarse por la eficiencia espectral 5equi mostrada en la ecuación (27) . El equivalente SNR para cada antena de transmisión se determina por la eficiencia espectral promedio de todos los sub-canales de frecuencia de la antena de transmisión como se muestra en la FIGURA 5A. La SNR equivalente para cada antena de transmisión puede entonces utilizarse como el ? métrico para determinar la velocidad para la antena de transmisión, en forma similar como aquella descrita en lo anterior por el sistema SISO.

Sistema de ulticanal con MCP Para un esquema de procesamiento de multi-canal (MCP) , una o más corrientes de datos se procesan independientemente (por ejemplo, se codifican, entrelazan y modulan) en el transmisor para proporcionar una o más corrientes de símbolo correspondientes y cada corriente de símbolo puede entonces transmitirse sobre un grupo respectivo de canales de transmisión. Cada grupo de canal de transmisión puede incluir (1) algunos o todos los sub-canales de frecuencia de un sub-canal espacial, (2) algunos o todos los sub-canales de frecuencia de los sub-canales espaciales múltiples, (3) algunos o todos los sub-canales de un sub-canal de frecuencia, (4) algunos o todos los sub-canales espaciales de sub-canales de frecuencia múltiples, (5) cualquier combinación de los canales de transmisión, o (6) todos los canales de transmisión. La velocidad para cada corriente de datos procesada independientemente puede controlarse de manera que el funcionamiento mejorado (por ejemplo rendimiento elevado) se logra. El AAP PAP pueden verse como variantes del esquema CP. La FIGURA 6 es un diagrama de flujo de una modalidad de un proceso 600 para controlar la velocidad de una o más corrientes de datos independientemente procesadas, cada una de las cuales se transmite sobre un grupo respectivo de canales de transmisión. Inicialmente, la primera corriente de datos puede ser la velocidad controlada que se selecciona, por ejemplo, estableciendo una variable m utilizada para indicar la corriente de datos en uno (es decir, m = 1) (etapa 612) . El grupo de canales de transmisión utilizados para la corriente dm de datos entonces se determina (etapa 614). Para el esquema AAP, una corriente de datos se transmite sobre todos los canales de frecuencia de todos los sub-canales espaciales, y el grupo de canal de transmisión debe entonces incluir todos los canales de transmisión. Para el esquema PAP, una corriente de datos se transmite sobre todos los canales de frecuencia de cada sub-canal espacial, y el grupo de canal de transmisión debe entonces incluir todos los sub-canales de frecuencia para la antena de transmisión utilizada para la corriente dm de datos. Para el esquema MCP, el grupo de canal puede incluir cualquier combinación de frecuencia y sub-canales espaciales. La velocidad disponible más elevada i¾,(r) que puede utilizarse para la corriente dm de datos entonces se selecciona para la evaluación (etapa 615) . Si las velocidades disponibles se incluyen en un conjunto para el incremento, entonces la velocidad disponible más elevada puede seleccionarse por conjunto de una variable r a P (es decir, r = P) , que es el índice más elevado para este conjunto. El mismo conjunto de velocidad puede utilizarse para todas las corrientes de datos, o cada corriente de datos puede asociarse con un conjunto de velocidad diferente. Los parámetros asociados con la corriente dm de datos y la velocidad Rm(r) entonces se determina (etapa 618) . Algunos parámetros pueden relacionarse al procesamiento para la corriente dm de datos, tal como el esquema de modulación Mm(r) para utilizarse por la corriente de datos . Algunos otros parámetros pueden relacionarse al canal de comunicación, tal como la respuesta de canal para cada canal de transmisión en el grupo y en la variante No de ruido. Un ? métrico entonces se determina por la corriente dm de datos (bloque 620) . En una modalidad, el ? métrico se relaciona a la SNR para un sistema SISO equivalente que modela el grupo de los canales de transmisión utilizados para la corriente dm de datos. El ? métrico puede obtenerse para la primera determinación de la eficiencia espectral promedio Savg;Mcp de todos los canales de transmisión utilizados para la corriente de datos djj (etapa 622), que puede expresarse como: donde ha y wD son respectivamente la respuesta de canal y la respuesta de filtro asociada con el canal de transmisión n-th, donde n es un índice que comprende [±rj,k)r Mm{r) es el esquema de modulación utilizado para la corriente dm de datos y Nm es el número de canales de transmisión utilizados para la corriente dm de datos. Para la corriente dm de datos, el mismo esquema de modulación puede utilizarse para todos los canales de transmisión, como se muestra en la ecuación (30) , o los esquemas de modulación diferentes pueden utilizarse para diferentes canales de transmisión. La eficiencia espectral del sistema SISO equivalente entonces se establece igual a la eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión utilizados para la corriente dm de datos (es decir, Ssqaiv,m = Savg,MCP,j!i) (etapa 624) . La SNR equivalente necesitada para soportar una velocidad de Ssqa±Vrm en el sistema SISO equivalente entonces se determina con base en la ecuación (27) (etapa 626) . La SNR equivalente puede ajustarse por una cantidad de retroceso para contar para la pérdida de implementación, como se describe en lo anterior por el sistema SISO (etapa 628) . Esta etapa es opcional y se representa por una caja punteada para la etapa 628. El ? métrico entonces se establece igual en la SNR equivalente ajustada o no ajustada (etapa 630) . La SNR requerida para fielmente transmitir la corriente dm de datos en la velocidad Rm(r) por el sistema de multi-canal con un canal AWGN entonces se determina, por ejemplo, desde una tabla (etapa 632) . Una determinación entonces se hace si la velocidad Rm{r) se soporta o no por el grupo de canales de transmisión utilizados por la corriente dm de datos (etapa 636) . Si el ? métrico es mayor que o igual a la SNR requerida (es decir, ? > SNRreq) entonces la velocidad Rm{r) se estima para soportarse por la corriente dm de datos y el proceso procede en la etapa 640. Aunque tanto, la siguiente velocidad disponible más baja se selecciona para la corriente dm de datos disminuyendo el índice r (es decir, r = r-1) (etapa 638) . El proceso entonces regresa a la etapa 618 para evaluar la nueva velocidad. En la etapa 640, una determinación se hace si el control de velocidad ha sido realizado o no por todas las corrientes de datos. Si la respuesta es no, entonces el control de velocidad se realiza por la siguiente corriente de datos incrementando la variable m (es decir, m = m+1) (etapa 642) . El proceso entonces regresa a la etapa 614 para determinar la velocidad para la nueva corriente dm de datos. De otra manera, si el control de velocidad ha sido realizado para todas las corrientes de datos, entonces el conjunto de velocidades {Rm(r)}r para m = 1, 2, NDr se utilizará para las corrientes ND de datos independientemente procesadas (etapa 644) . El proceso entonces termina.

Esto puede mostrarse mediante simulación por computadora que las técnicas de control de velocidad descritas en la presente pueden aproximarse al funcionamiento de un esquema de selección de velocidad óptima. El esquema de selección óptima es un esquema no práctico que prueba cada velocidad disponible (para una realización de canal dada) y selecciona la velocidad más elevada de aquellas PER que se conforman en la PER deseada de Pe. Las técnicas de control de velocidad descritas en la presente pueden de este modo utilizarse para implementar un esquema de control de velocidad realizable que tiene alto funcionamiento. La FIGURA 7 es un diagrama de bloque de una modalidad de un sistema 110a de transmisor y un sistema 150a de receptor en un sistema 100 de comunicación de multi-canal . En el sistema 110a de transmisor, los datos de tráfico se proporcionan desde una fuente 708 de datos a un procesador 710 de datos TX . El procesador 710 de datos TX puede desmultiplexar los datos en un número de corrientes de datos, y además formatear, codificar y entrelazar cada corriente de datos con base en un esquema de codificación para proporcionar una corriente de datos codificada correspondiente. La velocidad de datos y la codificación para cada corriente de datos puede determinarse por un control de velocidad de datos y el control de codificación, respectivamente proporcionado por un controlador 730. Los datos codificados entonces se proporcionan en un modulador 720, que puede también recibir datos piloto (por ejemplo, datos utilizados para la estimación de canal y otras funciones) . Los datos piloto pueden multiplexarse con los datos de tráfico codificados, por ejemplo, utilizando el multiplexor de división por tiempo (TDM) o multiplexor de división de código (CD ) , en todos o un sub-conjunto de canales de transmisión utilizados para transmitir los datos de tráfico. Para OFDM, el procesamiento por el modulador 720 puede incluir (1) modular los datos recibidos con uno o más esquemas de modulación, (2) transformar los datos modulados para formar los símbolos OFDM, y (3) anexar un prefijo cíclico a cada símbolo OFDM para formar un símbolo de transmisión correspondiente. La modulación se realiza con base en un control de modulación proporcionado por el controlador 730. Una corriente de símbolo de transmisión entonces se proporciona en cada transmisor (TMTR) 722. Cada transmisor 722 convierte la corriente de símbolo de transmisión recibida en una o más señales análogas y condiciones adicionales (por ejemplo, amplificadores, filtros y convertidores ascendentes) las señales análogas para generar una señal modulada, adecuada para la transmisión sobre el canal de comunicación. La señal modulada de cada transmisor 722 entonces se transmite mediante una antena 724 asociada en el sistema receptor. En el sistema 150a de receptor, las señales moduladas transmitidas se reciben por cada una de las antenas 752a a 752r, y la señal recibida de cada antena se proporciona en un receptor (RCVR) 754 asociado. Cada una de las condiciones del receptor 754 (por ejemplo, filtros, amplificadores y convertidores descendentes) su señal recibe y se digitaliza la señal condicionada para proporcionar muestras de datos. Las corrientes de muestra de los receptores 754a hasta 754r entonces se proporcionan en un procesador 760 de receptor, que incluye un demodulador 762 y un procesador 764 de datos RX. Para un OFDM, el procesamiento para el demodulador 762 puede incluir (1) eliminar el prefijo cíclico previamente anexado a cada símbolo OFDM, (2) transformar cada símbolo OFDM recuperado, y (3) demodular los símbolos de modulación recuperados de acuerdo con uno o más esquemas de modulación complementarios en uno o más esquemas de modulación utilizados en el sistema transmisor. El procesador 764 de datos RX entonces decodifica los datos demodulados para recuperar los datos de tráfico transmitidos. El procesamiento por el demodulador 762 y el procesador 764 de datos RX es complementario en aquel funcionamiento por el modulador 720 y el procesador 710 de datos X, respectivamente, en el sistema 110a de transmisor. Como se muestra en la FIGURA 7, el demodulador 762 puede derivar estimaciones de las características de canal (por ejemplo, la respuesta de canal y la variante de ruido) y proporcionar estas estimaciones de canal en un controlador 770. El procesador 764 de datos RX también puede derivarse y proporcionar el estado de cada paquete recibido y además puede proporcionar uno o más de otros indicativos métricos de funcionamiento de los resultados decodificados . Con base a varios tipos de información recibida del demodulador 762 y el procesador 764 de datos RX, el controlador 770 puede determinar o seleccionar una velocidad particular para cada corriente de datos independientemente procesada con base en las técnicas descritas en lo anterior. La información de retroalimentación en la forma de un establecimiento de velocidades seleccionadas para las corrientes de datos, las estimaciones de respuesta de canal, 7ACK/NACK para el paquete recibido, etc., o cualquier combinación de las mismas, pueden proporcionarse por el controlador 770, procesadas por un procesador 778 de datos X, moduladas por un modulador 780 y acondicionadas por los transmisores 754, y transmitidas por las antenas 752 de regreso al sistema 110a de transmisor. En el sistema 110a de transmisor, las señales moduladas del sistema 150a de receptor se reciben por las antenas 724, se condicionan por los receptores 722 y demodulan por un demodulador 740 y procesan por un procesador 742 de datos RX para recuperar la información de retroalimentacion transmitida por el sistema receptor. La información de retroalimentacion entonces se proporciona por el controlador 730 y se utiliza para controlar el procesamiento de las corrientes de datos. Por ejemplo, la velocidad de datos de cada corriente de datos puede determinarse, con base en la velocidad seleccionada proporcionada por un sistema de receptor, o puede determinarse con base en las estimaciones de canal desde el sistema de receptor. La codificación especifica y los esquemas de modulación asociados con la velocidad seleccionada se determinan y reflejan en los controles de modulación y codificación proporcionados en el procesador 710 de datos TX y el modulador 720. Las ACK/NAC recibidas pueden utilizarse para iniciar una transmisión incremental por lo que una porción pequeña de un paquete recibido en errores se retransmite para permitir que el receptor recupere correctamente el paquete. Los controladores 730 y 770 dirigen la operación en el transmisor y los sistemas de receptor, respectivamente. Las memorias 732 y 772 proporcionan almacenaje para los códigos de programa y datos utilizados por los controladores 730 y 770, respectivamente . La FIGURA 8 es un diagrama de bloque de una unidad 800 de transmisor, que es una modalidad de la porción del transmisor del sistema 110a de transmisor en la FIGURA 7. La unidad 800 de transmisor incluye (1) un procesador 710a de datos TX que codifica cada corriente de datos de acuerdo con un esquema de codificación particular para proporcionar una corriente de datos codificada correspondiente y (2) un modulador 720a que modula y realiza el procesamiento OFDM en las corrientes de datos codificados para proporcionar corrientes de símbolo de transmisión. En una modalidad, cada corriente de datos puede asociarse con su propia velocidad de datos y codificación, y esquemas de modulación, que se identifican por los controles proporcionados por el controlador 730. La selección de velocidad para cada corriente de datos puede realizarse como se describe en lo anterior.

En la modalidad mostrada en la FIGURA 8, el procesador 710a de datos TX incluye un desmultiplexor 810, codificadores 812a hasta 812s ND, y entrelazados 814a hasta 814s de canal ND (es decir, un conjunto de codificador y entrelazador de canal para cada corriente de datos) . El desmultiplexor 810 desmultiplexa los datos de tráfico (es decir, los bits de información) en las corrientes de datos en donde ND puede ser cualquier número entero o mayor. Las corrientes de datos ND se proporcionan en las velocidades de datos determinadas para soportarse por los grupos ND de los canales de transmisión utilizados para estas corrientes de datos. Cada corriente de datos se proporciona en un codificador 812 respectivo. Cada codificador 812 codifica una corriente de datos respectiva con base al esquema de codificación especifico seleccionado para aquella corriente de datos para proporcionar bits codificados. La codificación incrementa la conflabilidad de la transmisión de datos. El esquema de codificación puede incluir cualquier combinación de codificación de verificación cíclica de redundancia (CRC) , codificación convolucional, codificación Turbo, codificación de bloque, etc. Los bits codificados de cada codificador 812 entonces se proporcionan en un entrelazador 814 de canal respectivo, que entrelaza los bits codificados con base en un sistema de entrelazado particular. El entrelazado proporciona la diversidad de tiempo para los bits codificados, permite que los datos se transmitan en una SNR promedio para los canales de transmisión utilizados para la corriente de datos, combate el desvanecimiento, y además elimina la correlación entre los bits codificados utilizados para formar cada símbolo de modulación. Las corrientes de datos codificadas J¾ entonces se proporcionan para el modulador 720a. En la modalidad mostrada en la FIGURA 8, el modulador 720a incluye los elementos 822a hasta 822s de mapeo de símbolo ND (uno para cada corriente de datos) , un multiplexor/desmultiplexor 824, y moduladores OFDM NT (uno por cada antena de transmisión) con cada modulador OFDM que incluye una unidad 826 transformada inversa rápida de Fourier (IFFT) y un generador 828 de prefijo cíclico. Cada elemento 822 de mapeo de símbolo recibe una corriente de datos codificados respectiva y mapea los bits codificados y entrelazados basados en el esquema de modulación seleccionado para esa corriente de datos para formar los símbolos de modulación. Cada elemento 822 de mapeo de símbolo agrupa cada conjunto de bits qm codificados y entrelazados para formar un símbolo no binario, y además mapea el símbolo no binario en un punto específico en una constelación de señal correspondiente al esquema de modulación seleccionado (por ejemplo, QPSK, M-PSK, o -QAM) . Cada punto de señal mapeado corresponde al símbolo de modulación Mm-ario, donde Mm corresponde al esquema de modulación específico seleccionado para la corriente dm y Mm = 2¾ de datos. Los datos piloto también pueden ser símbolos mapeados para proporcionar símbolos piloto, en los cuales puede entonces multiplexarse (por ejemplo, utilizando TDM o CDM) con los símbolos de modulación para los datos de tráfico. Los elementos 822a hasta 822s de mapeo entonces proporcionan los símbolos de modulación para las corrientes de datos ND en el multiplexor/desmultiplexor 824. Cada corriente de datos se transmite en un grupo respectivo de canales de transmisión, y cada grupo de canal de transmisión puede incluir cualquier número y combinación de sub-canales espaciales y de frecuencia. El multiplexor/desmultiplexor 824 proporciona los símbolos de modulación para cada corriente de datos en los canales de transmisión para utilizarse por la corriente de datos. El multiplexor/desmultiplexor 824 entonces proporciona las corrientes de símbolo de modulación NT en los moduladores de OFDM NT. Para el esquema ???, una corriente de datos se transmite sobre todos los canales de transmisión, y sólo un conjunto de codificador 812, el entrelazador 814 de canal, y el elemento 822 de mapeo de símbolo se necesitan. El multíplexor/desmultiplexor 824 entonces desmultiplexa los símbolos de modulación en las corrientes de símbolo de modulación NT para las antenas de transmisión NT. Para el esquema PAP, una corriente de datos se transmite sobre todos los sub-canales de frecuencia de cada antena de transmisión, y los conjuntos N? del codificador 812, el entrelazador 814 de canal, y el elemento 822 de mapeo de símbolo se proporcionan (es decir, ND = Ns) ¦ El multiplexor/desmultiplexor 824 entonces pasa simplemente los símbolos de modulación desde cada elemento 822 de mapeo de símbolo en una IFFT 826 asociada. Para el esquema MCP, cada corriente de datos se transmite sobre un grupo respectivo de canales de transmisión. El multiplexor/desmultiplexor 824 realiza la multiplexión/desmultiplexion apropiada de los símbolos de modulación en los canales de transmisión apropiados. Dentro de cada modulador OFDM, la IFFT 826 recibe la corriente de símbolo de modulación, los grupos de cada conjunto de símbolos de modulación NF para formar un vector de símbolo de modulación correspondiente, y convertir este vector en su representación de tiempo-dominio (el cual se refiere como un símbolo OFDM) utilizando la transformada inversa rápida de Fourier. Para cada símbolo OFDM, el generador 828 de prefijo cíclico repite una porción del símbolo OFDM para formar un símbolo de transmisión correspondiente. El prefijo cíclico asegura que el símbolo de transmisión retenga sus propiedades ortogonales en presencia de la difusión de demora de multi-trayectoria, por lo que mejora el f ncionamiento contra los efectos de trayectoria destructivos tal como la dispersión de canal provocada por el desvanecimiento selectivo de frecuencia. El generador 828 de prefijo cíclico entonces proporciona una corriente de símbolo de transmisión en un transmisor 722 asociado. Cada transmisor 722 recibe y procesa una corriente de símbolo de transmisión respectiva para generar una señal modulada, que entonces se transmite desde la antena 724 asociada. La codificación y modulación para los sistemas MIMO con y sin OFDM se describen en detalle adicional en las siguientes solicitudes de patente Norteamericana: • Solicitud de Patente Norteamericana No. de Serie 09/993,087, titulada "Sistema de Comunicación de Múltiple Acceso-Múltiple Entrada-Múltiple Salida (MIMO)" presentada el 6 de noviembre de 2001; • Solicitud de Patente Norteamericana No. de Serie 09/854,235, titulada Método y Aparato para el Procesamiento de Datos en un Sistema de Comunicación de Múltiple Entrada-Múltiple Salida (MIMO) que Utiliza Información de Estado de Canal" presentada el 11 de mayo de 2001; • Solicitudes de Patente Norteamericanas Nos. de Serie 09/826,481 y 09/956,449, ambas tituladas "Método y Aparato para Utilizar Información en Estado de Canal en un Sistema de Comunicación Inalámbrica" respectivamente presentadas el 23 de marzo de 2001 y el 18 de septiembre de 2001; • Solicitud de Patente Norteamericana No. de Serie 09/776,075, titulada "Esquema de Codificación para un Sistema de Comunicación Inalámbrica" presentada el 1 de febrero de 2001; y • Solicitud de Patente Norteamericana No. de Serie 09/532,492, titulada "Eficiencia Elevada, Sistema de Comunicación de Funcionamiento Elevado que Emplea Modulación Multi-Portadora" presentada el 30 de marzo de 2000. Todas estas solicitudes se asignan en la cesión de la presente solicitud y se incorporan en la presente para referencia. Otros diseños para la unidad de transmisor también pueden implementarse y están dentro del alcance de la invención. La FIGURA 9 es un diagrama de bloque de una modalidad de un procesador 760a receptor, el cual es una modalidad del procesador 760 de receptor en la FIGURA 7. Las señales moduladas, transmitidas se reciben por las antenas 752 y se procesan por los receptores 754 para proporcionar corrientes de muestra 2VKf las cuales entonces se proporcionan en un procesador 910 RX OFDM dentro del demodulador 762a. Dentro del demodulador 762a, cada corriente de muestra se proporciona en un demodulador OFDM respectivo, que incluye un elemento 912 de remoción de prefijo cíclico y una unidad 914 FFT . El elemento 912 remueve el prefijo cíclico incluido en cada símbolo de transmisión para proporcionar un símbolo OFDM recuperado correspondiente. La FFT 914 entonces transforma a cada símbolo OFDM recuperado que utiliza la transformada rápida de Fourier para proporcionar un vector de símbolos de modulación recuperados NF para los sub-canales de frecuencia NF para cada periodo de símbolo de transmisión. Las unidades 914a hasta 914r FFT proporcionan corrientes de símbolo recibido NR en un procesador 920 espacial. El procesador 920 espacial realiza procesamiento espacial o de espacio-tiempo en las corrientes de símbolo recibidas NR para proporcionar las corrientes de símbolo detectadas NIf que se estiman de las corrientes de símbolo transmitidas NT. El procesador 920 espacial puede implementar un ecualizador ZF lineal, un ecualizador de inversión de matriz de correlación de canal (CCMI), un ecualizador de error medio cuadrático mínimo (MMSE) , un ecualizador lineal MMSE (MMSE-LE) , un ecualizador (DFE) de retroalimentación de decisión, o algún otro ecualizador, que se describe en detalle en las Solicitudes de Patentes Norteamericanas antes mencionadas Nos. de Serie 09/993,087, 09/854,235, 09/826,481 y 09/956,44. Un multiplexor/desmultiplexor 922 a continuación multiplexa/desmultiplexa los símbolos detectados, y proporciona corrientes de símbolo detectadas agregadas ND para las corrientes de datos ND en los elementos 924 de desmapeo de símbolo ND. Cada elemento 924 de desmapeo de símbolo entonces demodula los símbolos detectados de acuerdo con un esquema de modulación que es complementario en el esquema de modulación utilizado por la corriente de datos. Las corrientes de datos demoduladas ND desde los elementos 924 de desmapeo de símbolo ND entonces se proporcionan en un procesador 764a de datos RX.

Dentro del procesador 764a de datos RX, cada corriente de datos demodulada se desentrelaza por un desentrelazador 932 de canal en una forma complementaria a aquella realizada en el sistema de transmisor por la corriente de datos, y los datos entrelazados además se decodifican por un decodificador 934 en una forma complementaria a aquella realizada en el sistema de transmisor. Por ejemplo, un decodificador Turbo o un decodificador Viterbi puede utilizarse por el decodificador 934, si la codificación turbo o convolucional , respectivamente se realiza en la unidad de transmisor. La corriente de datos decodificada de cada decodificador 934 representa una estimación de la corriente de datos transmitida. El decodificador 934 también puede proporcionar el estado de cada paquete recibido (por ejemplo, indicando si se recibe correctamente o en error) . El decodificador 934 puede además almacenar datos demodulados para paquetes no decodificados correctamente, de modo que estos datos pueden combinarse con los datos de una transmisión incremental subsecuente y decodificada . En una modalidad mostrada en la FIGURA 9, un estimador 940 de canal estima la respuesta de canal y la variación de ruido y proporciona estas estimaciones al controlador 770. La respuesta de canal y la variación de ruido pueden estimarse con base en los símbolos detectados para el piloto. El controlador 770 puede designarse para realizar varias funciones relacionadas a la selección de velocidad. Por ejemplo, el controlador 770 puede determinar la velocidad de datos máxima que puede utilizarse para cada corriente de datos con base en las estimaciones de canal y otros parámetros tales como el esquema de modulación. La FIGURA 10 es un diagrama de bloque de una modalidad de un procesador 760b de receptor, que es otra modalidad del procesador 760 de receptor en la FIGURA 7. El procesador 760b de receptor realiza el procesamiento SIC y puede utilizarse si el esquema PAP o MCP se emplea en el sistema transmisor. Para simplicidad, la siguiente descripción para el procesador 760 del receptor asume que el esquema PAP se emplea. En la modalidad mostrada en la FIGURA 10, el procesador 760b de receptor incluye (1) el procesador 910 RX OFD que procesa las corrientes de muestra NR para proporcionar corrientes de símbolo recibidas, como se describe en lo anterior, y (2) un procesador 1000 espacial/de datos. El procesador 1000 espacial/de datos incluye un número de etapas 1010a hasta lOlOt de procesamiento de receptor (es decir, cascadas) , una etapa para cada una de las corrientes de símbolo para recuperarse. Cada etapa 1010 de procesamiento de receptor (excepto para la última etapa lOlOt) incluye un procesador 1020 espacial, un procesador 1030 de datos RX, y un cancelador 1040 de interferencia. La etapa lOlOt última incluye sólo el procesador 1020t espacial y el procesador 1030t de datos RX. Para la primera etapa 1010a, el procesador 1020a espacial recibe y procesa las corrientes de símbolo recibidas NR (indicadas como un vector y1) del procesador 910 RX OFDM con base en el ecualizador espacial particular o de espacio-tiempo (por ejemplo, un ecualizador ZF lineal, un ecualizador CCMI, un ecualizador MMSE, un MMSE-LE, o un DFE) para proporcionar las corrientes de símbolo detectadas NT (indicada como un vector:: 1) . Una corriente de datos se selecciona para el recuperador, y el procesador 1020a espacial proporciona la corriente x 1 de símbolo detectada para esta corriente de datos en el procesador 1030a de datos RX. El procesador 1030a además procesa (por ejemplo, demodula, desentrelaza y decodifica) la corriente de símbolo detectada seleccionada que proporciona una corriente de datos decodificada correspondiente. El procesador 1020a espacial puede además proporcionar una estimación de la respuesta de canal, la cual se utiliza para realizar el procesamiento espacial o de espacio-tiempo para todas las etapas . Para la primer etapa 1010a, el cancelador 1040a de interferencia recibe las corrientes de símbolo recibidas NR de los receptores 154 (es decir, el vector · El cancelador 1040a de interferencia recibe y procesa (por ejemplo, codificadores, entrelazadores y mapas de símbolos) la corriente de datos decodificada del procesador 1030a de datos RX proporciona una corriente de símbolo jf remodulada, que es una estimación de la corriente de símbolo simplemente recuperada. La corriente de símbolo X remodulada además se procesa en el dominio de tiempo o frecuencia para derivar las estimaciones de los componentes de interferencia (indicado como un vector i1 de interferencia) debido a la corriente de símbolo simplemente recuperada. Para la implementación de tiempo-dominio, la corriente X de símbolo remodulado es OFDM procesado para obtener una corriente de símbolo de transmisión, la cual además se distorsiona por cada uno de los elementos NR en un vector h de respuesta de impulso de canal para derivar los componentes de interferencia NR debido a la corriente de símbolo simplemente recuperada. El vector _/¾. es una columna de la matriz de respuesta de impulso de canal, üí, que corresponde a la antena 1 de transmisión utilizada para la corriente de símbolo simplemente recuperada. El vector fii incluye elementos NR que definen la respuesta de impulso de canal entre la antena 1 de transmisión y las antenas de recepción NR. Para la implementación de frecuencia-dominio, la corriente j,de símbolo remodulada se multiplica por cada uno de los elementos NR en un vector hi de respuesta de frecuencia de canal (que es una columna de la matriz H) para derivar los componentes de interferencia NR. Los componentes 1 de interferencia entonces se sustraen de las primeras corrientes y^1 del símbolo de entrada de la etapa para derivar las corrientes de símbolo modificadas NR (indicada como un vector y2) , que incluye todos menos los componentes de interferencia sustraídos (es decir, cancelados) . Las corrientes de símbolo modificadas NR entonces se proporcionan en la siguiente etapa. Para cada una de las segundas a las últimas etapas 1010b a lOlOt, el procesador espacial para esa etapa recibe y procesa las corrientes de símbolo modificadas NR del cancelador de interferencia en la etapa precedente para derivar las corrientes de símbolo detectadas para esa etapa. Para cada etapa, una corriente de símbolo detectada se selecciona y procesa por el procesador de datos RX para proporcionar la corriente de datos decodificada correspondiente. Para cada una de las etapas de la segunda hasta la última, el cancelador de interferencia en esa etapa recibe las corrientes de símbolo modificadas NR desde el cancelador de interferencia en la etapa precedente y la corriente de datos decodificada del procesador de datos RX dentro de la misma etapa, deriva los componentes de interferencia NR en la corriente de símbolo recuperada por esa etapa, y proporciona las corrientes de símbolo modificadas NR para la siguiente etapa. La técnica de procesamiento del receptor de cancelación de interferencia sucesivo se describe además en detalle en la Solicitud de Patente Norteamericana antes mencionada Nos. de Serie 09/993,087 y 09/854,235. Las FIGURAS 7 y 9 muestran un diseño simple por lo que el receptor envía de regreso las velocidades a las corrientes de datos. Otros diseños también pueden implementarse y están dentro del alcance de la invención. Por ejemplo, las estimaciones de canal pueden enviarse al transmisor (en lugar de las velocidades), que pueden entonces determinar las velocidades para las corrientes de datos con base en esas estimaciones de canal. Las técnicas de control de velocidad descritas aquí pueden implementarse utilizando varios diseños. Por ejemplo, el estimador 940 de canal en la FIGURA 9 utilizado para derivar y proporcionar las estimaciones de canal pueden implementarse por varios elementos en el sistema del receptor. Algo o todo del procesamiento para determinar la velocidad puede realizarse por el controlador 770 (por ejemplo, con una o más tablas de consulta almacenadas en la memoria 772) . Otros diseños para realizar el control de velocidad también pueden contemplarse y están dentro del alcance de la invención. Las técnicas de control de velocidad descritas aqui pueden implementarse por varios medios. Por ejemplo, estas técnicas pueden implementarse en el hardware, software o una combinación de los mismos. Para una implementación de hardware, algunos de los elementos utilizados para la implementación del control de velocidad pueden implementarse dentro de uno o más circuitos integrados específicos de aplicación (los ASIC) , procesadores de señal digital (los DPS) , dispositivos de procesamiento de señal digital (los DSPD) dispositivos lógicos programables (los PDL) , matriz de puertos programable in situ (las FPGA) , procesadores, controladores , microcontroladores , microprocesadores, otras unidades electrónicas designadas para realizar las funciones descritas aquí, o una combinación de las mismas . Para una implementación de software, algunas porciones del control de velocidad pueden implementarse

Claims

con módulos (por ejemplo los procedimientos, funciones, etcétera) que realizan las funciones descritas en la presente. Los códigos de software pueden almacenarse en una unidad de memoria (por ejemplo memoria 732 ó 772 en la FIGURA 7) y ejecutarse por un procesador (por ejemplo, controlador 730 ó 770) . La unidad de memoria puede implementarse dentro del procesador o externo al procesador, en cuyo caso puede acoplarse comunicativamente en el procesador por medio de varios medios como se conoce en la técnica. La descripción previa de las modalidades descritas se proporciona para permitir a cualquier persona experta en la técnica para hacer o utilizar la presente invención. Varias modificaciones en estas modalidades serán fácilmente aparentes para aquellos expertos en la técnica. Y los principios genéricos definidos en la presente pueden aplicarse a otras modalidades sin apartarse del espíritu o alcance de la invención. De este modo, la presente invención no se pretende para limitarse a las modalidades mostradas en la presente aunque es para otorgarse el alcance más amplio consistente con los principios y las características novedosas descritas en la presente. NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito la presente invención se considera como novedad y por lo tanto se reclama como propiedad lo descrito en las siguientes reivindicaciones. REIVINDICACIONES 1. En un sistema de comunicación de multi-canal, un método para determinar una velocidad para una transmisión de datos sobre un canal de comunicación inalámbrica, caracterizado porque comprende: identificar una pluralidad de canales de transmisión para utilizar durante la transmisión de datos; definir un sistema equivalente para los canales de transmisión con base en una o más características de canal estimadas de los canales de transmisión; derivar una métrica para los canales de transmisión con base en el sistema equivalente; y determinar una velocidad particular para la transmisión de datos con base en la métrica. 2. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado además porque comprende: determinar una eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión con base en una o más características de canal estimadas y en donde el sistema equivalente se define que tiene un canal de ruido gausiano blanco aditivo (AWGN) y una eficiencia espectral igual a la eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión. 3. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado además porque comprende: estimar una eficiencia espectral de cada canal de transmisión con base en una o más características de canal estimada, y en donde la eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión se determinan con base en las eficiencias espectrales estimadas de los canales de transmisión . 4. El método de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque la eficiencia espectral de cada canal de transmisión se estima con base en una función de eficiencia espectral limitada. 5. El método de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque la eficiencia espectral de cada canal de transmisión además se estima con base en un esquema de modulación para utilizar durante la transmisión de datos. 6. El método de conformidad con la reivindicación 3, caracterizado porque la eficiencia espectral de cada canal de transmisión se estima con base en una función de eficiencia espectral libre. 7. El método de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque la derivación de la métrica incluye determinar una relación de señal a ruido e interferencia (SNR) equivalente para el sistema equivalente, y en donde la métrica se relaciona a la SNR equivalente - 8. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque la SNR equivalente se determina con base en una función inversa de una función de eficiencia espectral utilizada para estimar una eficiencia espectral de cada canal de transmisión. 9. El método de conformidad con la reivindicación 7, caracterizado porque la derivación de la métrica además incluye ajustar la SNR equivalente para explicar las pérdidas en el sistema de comunicación, y en donde la métrica se relaciona a la SNR equivalente ajustada. 10. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado además porque comprende: determinar un esquema de modulación particular para utilizar durante la transmisión de datos, y en donde el sistema equivalente además se define con base en el esquema de modulación. 11. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado además porque comprende: determinar una SNR requerida para soportar la velocidad de datos particular por el sistema de comunicación, y en donde la velocidad de datos particular se determina para soportarse por los canales de transmisión si la SNR requerida es menor que o igual a la métrica . 12. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque una o más características de canal estimadas comprenden una SNR para cada canal de transmisión. 13. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque una o más características de canal estimadas comprenden una respuesta de frecuencia estimada y una variación de ruido para los canales de transmisión. 1 . El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque los canales de transmisión son subcanales de frecuencia o subcanales espaciales o ambos, en un canal de comunicación inalámbrica de multi-trayectoria con desvanecimiento de frecuencia selectiva. 15. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el sistema de comunicación de multi-canal es un sistema de comunicación de múltiple-entrada múltiple-salida (MIMO) y los canales de transmisión corresponden a los subcanales espaciales. 16. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el sistema de comunicación de multi-canal es un sistema de comunicación multiplexor de división de frecuencia ortogonal (OFD ) y los canales de transmisión corresponden a los subcanales de frecuencia. 17. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el sistema de comunicación de multi-canal es un sistema de comunicación múltiple-entrada múltiple-salida (MIMO) que emplea el multiplexor de división de frecuencia ortogonal (OFDM) y los canales de transmisión corresponden a los subcanales de frecuencia de los subcanales espaciales. 18. El método de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque un conjunto de velocidades está disponible para la transmisión de datos, el método además comprende: evaluar cada una de una o más de las velocidades disponibles para determinar una velocidad más elevada soportada por los canales de transmisión. 19. En un sistema de comunicación de multi-canal, un método para determinar una velocidad durante una transmisión de datos sobre un canal de comunicación inalámbrica, está caracterizado porque comprende : identificar un grupo de canales de transmisión para utilizar durante la transmisión de datos. obtener una velocidad de señal a ruido e interferencia (SNR) estimada de cada canal de transmisión; estimar la eficiencia espectral de cada canal de transmisión con base en la SNR estimada por el canal de transmisión; determinar una eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión con base en las eficiencias espectrales estimadas de los canales de transmisión; determinar una SNR equivalente para un sistema equivalente con una eficiencia espectral igual a la eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión; determinar una SNR requerida para soportar la velocidad de datos particular por el sistema de comunicación; y determinar si la velocidad particular se soporta por los canales de transmisión por la transmisión de datos con base en la SNR equivalente y la SNR requerida . 20. El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque la eficiencia espectral de cada canal de transmisión se estima con base en una función de eficiencia espectral libre. 5 21. El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque la eficiencia espectral de cada canal de transmisión además se estima con base en el esquema de modulación para utilizar durante la transmisión de datos . 10 22. El método de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque el sistema de comunicación de multi-canal es un sistema de comunicación MIMO que emplea OFDM. 23. En un sistema de comunicación de 15. multi-canal, un método para determinar un conjunto de velocidades para un conjunto de corrientes de datos para transmitirse sobre un canal de comunicación inalámbrica, caracterizado porque comprende: identificar un grupo de canales de transmisión 20 para utilizarse para cada corriente de datos; definir un sistema equivalente para cada grupo de canal de transmisión con base en una o más características de canal estimadas de los canales de transmisión en el grupo; 25 derivar una métrica para cada grupo de canal de transmisión con base en el sistema equivalente asociado; y determinar una velocidad para cada corriente de datos con base en la métrica asociada con la corriente de datos . 24. El método de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado además porque comprende: estimar una eficiencia espectral de cada canal de transmisión con base en una o más características de canal estimadas, y determinar una eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión en cada grupo con base en las eficiencias espectrales estimadas de los canales de transmisión, y en donde el sistema equivalente para cada grupo de canal de transmisión se define para tener un canal de ruido gausiano blanco aditivo (AWGN) y una eficiencia espectral igual a una eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión en el grupo. 25. El método de conformidad con la reivindicación 24, caracterizado porque la eficiencia espectral de cada canal de transmisión se estima con base en la función de eficiencia espectral libre o limitada. 26. El método de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado además porque comprende: para cada corriente de datos, determinar una SNR requerida para soportar una velocidad particular por el sistema de comunicación, y en donde la velocidad particular se determina para soportarse por el grupo de canales de transmisión por la corriente de datos si la SNR requerida es menor que o igual a la métrica asociada con la corriente de datos . 27. El método de conformidad con la reivindicación 23, caracterizado porque el sistema de comunicación de multi-canal es un sistema de comunicación MIMO que emplea OFDM, y los canales de transmisión corresponden a los subcanales de frecuencia de los subcanales espaciales. 28. El método de conformidad con la reivindicación 27, caracterizado porque cada corriente se transmite sobre una antena de transmisión respectiva, y cada grupo de canal de transmisión incluye todos los subcanales de frecuencia para una antena de transmisión. 29. Una memoria comunicativamente acoplada a un dispositivo de procesamiento de señal digital (DSPD) capaz de interpretar la información digital caracterizada porque : identificar una pluralidad de canales de transmisión para utilizar durante la transmisión de datos ; definir un sistema equivalente para los canales de transmisión con base en uno o más características de canal estimadas de los canales de transmisión; derivar una métrica para los canales de transmisión con base en el sistema equivalente; y determinar una velocidad particular para la transmisión de datos con base en la métrica. 30. La memoria de conformidad con la reivindicación 29, caracterizada porque la DSPD además es capaz de interpretar información digital a: estimar una eficiencia espectral de cada canal de transmisión con base en una o más características de canal estimada, y determinar una eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión con base en las eficiencias espectrales estimadas de los canales de transmisión, y en donde el sistema equivalente se define por tener un canal de ruido gausiano blanco aditivo (AWGN) y una eficiencia espectral igual a la eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión. 31. Una unidad receptora en un sistema de comunicación de multi-canal caracterizada porque comprende : un estimador de canal operativo para las estimaciones derivadas de una o más características de una pluralidad de canales de transmisión; y un selector de velocidad operativo para definir un sistema equivalente con base en una o más características de canal estimadas de los canales de transmisión, derivar una métrica para los canales de transmisión con base en el sistema equivalente, y determinar una velocidad particular para la transmisión de datos con base en la métrica. 32. La unidad receptora de conformidad con la reivindicación 31, caracterizada porque el selector de velocidad además es operativo para estimar una eficiencia espectral de cada canal de transmisión con base en una o más características de canal estimadas, y determinar una eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión con base en las eficiencias espectrales estimadas de los canales de transmisión, y en donde el sistema equivalente se define para tener un canal de ruido gausiano blanco aditivo (AWGN) y una eficiencia espectral igual a la eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión. 33. La unidad receptora de conformidad con la reivindicación 32, caracterizada porque la eficiencia espectral de cada canal de transmisión se estima con base en la función de eficiencia espectral de canal limitada o libre . 34. La unidad receptora de conformidad con la reivindicación 32, caracterizada porque además comprende: una memoria configurada para almacenar una o más tablas para una función utilizada para estimar la eficiencia espectral de cada canal de transmisión. 35. La unidad receptora de conformidad con la reivindicación 31, caracterizada además porque comprende: un controlador operativo para proporcionar información de retroalimentación comprendida de la velocidad particular. 36. ün aparato en el sistema de comunicación de multi-canal caracterizado porque comprende: medios para identificar una pluralidad de canales de transmisión para utilizar durante la transmisión de datos; medios para definir un sistema equivalente con base en una o más características de canal estimadas de los canales de transmisión; medios para derivar una métrica para los canales de transmisión con base en el sistema equivalente; y medios para determinar una velocidad particular para la transmisión de datos con base en la métrica. 37. El aparato receptor de conformidad con la reivindicación 36, caracterizado además porque comprende: medios para estimar una eficiencia espectral de cada canal de transmisión con base en una o más características de canal estimadas, y medios para determinar una eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión con base en las eficiencias espectrales estimadas de los canales de transmisión, y en donde el sistema equivalente se define para tener un canal de ruido gausiano blanco aditivo (AWGN) y una eficiencia espectral igual a la eficiencia espectral promedio de los canales de transmisión. 38. El aparato receptor de conformidad con la reivindicación 37, caracterizado porque además comprende: medios para almacenar una o más tablas para una función utilizada para estimar la eficiencia espectral de cada transmisión. 39. Una unidad transmisora en un sistema de comunicación de multi-canal, caracterizada porque comprende : un controlador operativo para identificar una velocidad para utilizar durante la transmisión de datos sobre una pluralidad de canales de transmisión en un canal de comunicación inalámbrica, en donde la velocidad * 106 se determina con base en un sistema equivalente definido por los canales de transmisión con base en una o más características de canal estimadas de los canales de transmisión; 5 un procesador de datos de transmisión operativo para codificar datos, proporcionado en la velocidad identificada, de acuerdo con un esquema de codificación particular para proporcionar datos codificados; y un modulador operativo para modular los datos 10 codificados de acuerdo con un esquema de modulación particular para proporcionar datos modulados. 40. La unidad transmisora de conformidad con la reivindicación 39, caracterizada además porque comprende: un transmisor operativo para generar al menos 15 una señal modulada para los datos modulados. 41. La unidad de transmisor de conformidad con la reivindicación 39, caracterizada porque el sistema de comunicación de multi-canal es un sistema de comunicación MIMO que emplea OFDM y los canales de transmisión 20 corresponden a los subcanales de frecuencia de los subcanales espaciales. 42. Un aparato en un sistema de comunicación inalámbrica, caracterizado porque comprende: medios para identificar una velocidad para 25 utilizar durante una transmisión de datos sobre una pluralidad de canales de transmisión en un canal de comunicación inalámbrica, en donde la velocidad se determina con base en el sistema equivalente definido por los canales de transmisión con base en una o más características de canal estimadas de los canales de transmisión; medios para codificar datos, proporcionados en la velocidad identificada, de acuerdo con un esquema de codificación particular para proporcionar datos codificados; y medios para modular los datos codificados de acuerdo con un esquema de modulación particular para proporcionar datos modulados . 43. Una unidad transmisora en un sistema de comunicación de multi-canal, caracterizada porque comprende : un controlador operativo para identificar un conjunto de velocidades para un conjunto de corriente de datos para transmitirse sobre un canal de comunicación inalámbrica, en donde la velocidad para cada corriente de datos se determina con base en un sistema equivalente definido por un grupo de canales de transmisión utilizados por la corriente de datos, y en donde el sistema equivalente para cada grupo de canal de transmisión se define con base en una o más características de canal estimadas de los canales de transmisión en el grupo; al menos un procesador de datos de transmisión operativo para codificar cada corriente de datos proporcionada en la velocidad identificada, de acuerdo con un esquema de codificación seleccionado por la corriente de datos para proporcionar una corriente de datos codificada correspondiente; y al menos un modular operativo para modular cada corriente de datos codificada de acuerdo con el esquema de modulación seleccionado para cada corriente de datos para proporcionar una corriente de modulación correspondiente . 44. Un sistema de comunicación de multi-canal, caracterizado porque comprende: una unidad receptora que incluye un estimador de canal operativo para derivar estimaciones de una o más características de una pluralidad de canales de transmisión; y un selector de velocidad operativo para definir un sistema equivalente con base en una o más características de canal estimadas de los canales de transmisión, derivar una métrica para los canales de transmisión con base en el sistema equivalente, y determinar una velocidad particular para la transmisión de datos con base en la métrica; y una unidad transmisora que incluye al menos un procesador de datos de transmisión operativo para codificar datos, proporcionado en la velocidad determinada, de acuerdo con un esquema de codificación para proporcionar datos codificados, y al menos un modulador operativo para modular los datos codificados de acuerdo con el esquema de modulación para proporcionar datos modulados.