MX2011009361A - Cargador de bateria que utiliza circuito convertidor continuo doble por dezplazamiento de fase. - Google Patents

Cargador de bateria que utiliza circuito convertidor continuo doble por dezplazamiento de fase.

Info

Publication number
MX2011009361A
MX2011009361A MX2011009361A MX2011009361A MX2011009361A MX 2011009361 A MX2011009361 A MX 2011009361A MX 2011009361 A MX2011009361 A MX 2011009361A MX 2011009361 A MX2011009361 A MX 2011009361A MX 2011009361 A MX2011009361 A MX 2011009361A
Authority
MX
Mexico
Prior art keywords
battery
converter circuits
voltage
pair
circuit
Prior art date
Application number
MX2011009361A
Other languages
English (en)
Inventor
Bernard J Vogel
Original Assignee
Illinois Tool Works
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Illinois Tool Works filed Critical Illinois Tool Works
Publication of MX2011009361A publication Critical patent/MX2011009361A/es

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/007—Regulation of charging or discharging current or voltage
    • H02J7/00712—Regulation of charging or discharging current or voltage the cycle being controlled or terminated in response to electric parameters
    • H02J7/007182—Regulation of charging or discharging current or voltage the cycle being controlled or terminated in response to electric parameters in response to battery voltage
    • H02J7/007184—Regulation of charging or discharging current or voltage the cycle being controlled or terminated in response to electric parameters in response to battery voltage in response to battery voltage gradient
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/3353—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having at least two simultaneously operating switches on the input side, e.g. "double forward" or "double (switched) flyback" converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)

Abstract

Se proporciona una técnica para ajustar dinámicamente un voltaje de salida de circuitos convertidores hacia adelante para una batería que carga la operación. La técnica permite la variación del voltaje en la batería de carga mediante la manipulación de los ciclos de funcionamiento de dos circuitos convertidores hacia adelante. La presente descripción proporciona el incremento de ciclos de funcionamiento sincronizados en un par de circuitos convertidores hacia adelante en respuesta a un estado de carga de batería de cambio que requiere de una salida de voltaje más alta posteriormente cambiando un cambio de fase entre los ciclos funcionamiento en respuesta a los incrementos adicionales en la demanda de voltaje de salida y para ajustar un cambio de fase entre los ciclos de funcionamiento en un par de circuitos convertidores hacia adelante basados en una batería que evalúa y posteriormente altera el ancho del pulso en respuesta a que el controlador A del estado de la carga de batería de cambio recibe las señales de entrada y genera señales de modulación de ancho del pulso de salida que controlan el ancho del ciclo funcionamiento y el cambio de la fase de las salidas de los circuitos del convertidor hacia adelante en respuesta a estas señales.

Description

CARGADOR DE BATERÍA QUE UTILIZA CIRCUITO CONVERTIDOR CONTINUO DOBLE POR DESPLAZ IENTO DE FASE ANTECEDENTES La presente descripción se refiere de manera general a operaciones de carga de bacteria y, de modo más particular, a métodos y sistemas para controlar un inversor de circuito dual a fin de ajustar dinámicamente un voltaje de salida de un cargador de batería.
Los circuitos de suministro de energía convierten comúnmente la energía CA a una salida adecuada para operaciones de carga de batería. La energía de salida es proporcionada a un voltaje o nivel de corriente adecuado y puede ser controlada y regulada de acuerdo con un algoritmo o régimen en base a los requerimientos de la batería que se va a cargar. Los cargadores de batería son requeridos de manera frecuente para cargar un rango de tamaños y tipos de baterías usadas en una variedad de aplicaciones, tales como automotrices, industriales, domésticas y otras. Port ejemplo, los cargadores de baterías pueden tener la necesidad de estar equipados para manejar un rango de voltajes de batería (por ejemplo 6V, 12V, 24V, y así sucesivamente) y una variedad de químicas de batería (por ejemplo plomo, ácido, ión de litio, níquel cadmio, y otras).
Los requerimientos de carga de la batería de mayor rango que puede cargar un cargador tradicional determinan de modo común el diseño térmico de los circuitos de suministro de carga, determinando el tamaño y rango de los componentes tales como transformadores, disipadores térmicos, dispositivos de energía, ventiladores de enfriamiento y otros. Esto resulta generalmente en un circuito con componentes sobredimensionados o una falta de eficiencia cuando el cargador de batería está operando por debajo del mayor voltaje del que puede manejar. En consecuencia, se reconoce que existe la necesidad de circuitos que puedan manejar mejor una variedad de los requerimientos de carga experimentados por un cargador de batería sin las ineficiencias de los diseños tradicionales.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCION La presente descripción proporciona una técnica novedosa para ajustar dinámicamente un voltaje de salida para una operación de carga de batería diseñada para responder a dichas necesidades. Las técnicas permiten variar el voltaje de salida en el cargador de batería al manipular los ciclos de trabajo de dos circuitos convertidores continuos. En particular, la presente descripción proporciona métodos y sistemas para incrementar los ciclos de trabajo sincronizados en un par de circuitos convertidores continuos en respuesta a un estado de carga de batería cambiante que requiere de un mayor voltaje de salida cambiando después un desplazamiento de fase entre los ciclos de trabajo en respuesta a cambios adicionales en el estado de carga de batería que requiere de un voltaje de salida aún mayor. La presente descripción proporciona también métodos y sistemas para establecer un desplazamiento de fase entre los ciclos de trabajo en un par de circuitos convertidores continuos en base a la clasificación de batería y alterar después el ancho de impulso en respuesta al cambio del estado de carga de batería. Las presentes modalidades proporcionan un controlador diseñado para recibir señales de entrada y generar señales de modulación de ancho de impulso de salida que controlan la anchura y desplazamiento de fase del ciclo de trabajo de las salidas de los circuitos convertidores continuos. Además, se proporcionan métodos de ajuste del tiempo necesario para que el núcleo de transformador se restablezca a través del borde adelantado o compensación de borde retrasado.
BREVE DESCRIPCION DE LOS DIBUJOS Estas y otras características, aspectos y ventajas de la presente descripción se comprenderán mejor cuando se lea la siguiente descripción detallada con referencia a los dibujos que le acompañan en los cuales caracteres similares representan partes similares en los dibujos, en donde: La FIGURA 1 es una vista en perspectiva de una unidad de suministro de energía de cargador de batería ilustrativa de acuerdo con aspectos de la presente descripción; La FIGURA 2 es un diagrama de bloque de los componentes de un suministro de energía de cargador de batería de acuerdo con aspectos de la presente descripción; La FIGURA 3 es un diagrama de circuito que muestra una modalidad ilustrativa del suministro de energía que comprende circuitos convertidores continuos de acuerdo con aspectos de la presente descripción; La FIGURA 4 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran los ciclos de trabajo en fase de dos circuitos convertidores continuos de acuerdo con aspectos de la presente descripción; La FIGURA 5 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran ciclos de trabajo fuera de fase de dos circuitos convertidores continuos de acuerdo con aspectos de la presente descripción; La FIGURA 6 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran ciclos de trabajo en fase de dos circuitos convertidores continuos que operan por debajo de un límite superior de acuerdo con aspectos de la presente descripción; La FIGURA 7 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran ciclos de trabajo en fase de dos circuitos convertidores continuos que operan en un límite superior de acuerdo con aspectos de la presente descripción; La FIGURA 8 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran ciclos de trabajo fuera de fase de dos circuitos convertidores continuos que operan en un límite superior de acuerdo con aspectos de la presente descripción; o La FIGURA 9 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran ciclos de trabajo de dos circuitos convertidores continuos desplazándose fuera de fase a través de compensación de borde adelantado de acuerdo con aspectos de la presente descripción; La FIGURA 10 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran ciclos de trabajo de dos circuitos convertidores continuos que se desplazan fuera de fase a través de una compensación de borde retrasado de acuerdo con aspectos de la presente descripción; La FIGURA 1 1 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran ciclos de trabajo fuera de fase de dos circuitos convertidores continuos que operan por debajo de un límite superior de acuerdo con aspectos de la presente descripción; La FIGURA 12 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran ciclos de trabajo fuera de fase de dos circuitos convertidores continuos que operan por debajo de un límite superior de acuerdo con aspectos de la presente descripción; La FIGURA 13 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran ciclos de trabajo fuera de fase de dos circuitos convertidores continuos que operan en un límite superior de acuerdo con aspectos de la presente descripción; y La FIGURA 14 es un diagrama de bloque 2que muestra la lógica de procesamiento a ilustrativa que se puede utilizar para controlar la modulación del ancho de impulso de la salida de suministro de energía de cargador de batería de acuerdo con aspectos de la presente descripción.
DESCRIPCIÓN DETALLADA La FIGURA 1 muestra un cargador de batería ilustrativo 10, el cual contiene circuitos de suministro de energía de acuerdo con modalidades actuales. El cargador de batería 10 incluye un alojamiento externo 12 y un compartimiento de batería 14 dentro del cual se pueden colocar una o más baterías durante una operación de carga de batería. Una interfaz de usuario 16 ilustrativa contiene un panel de exhibición 18 a través del cual el cargador de batería 10 puede comunicar información, tal como estatus de carga, a un usuario y un panel de control 20 que puede permitir al usuario introducir información manualmente con respecto al rango de batería, tipo y otra. En la modalidad mostrada, el usuario puede comunicar esta información a través de botones de presión 22. En otras modalidades, los medios para transmitir información acerca de la bacteria podrían ser, de manera adicional, interruptores, teclados, y otros. En otras modalidades más, la información acerca de las baterías, como un tipo de batería, puede ser detectada de forma automática. Además, en ciertas modalidades, el cargador de batería 10 puede contener una o más luces indicadoras 32, 34, las cuales pueden indicar que la unidad está encendida y lista para carga 24 o que la carga está en curso 26 a través de un color de pantalla, estatus intermitente, y otros.
Los componentes internos del cargador de batería 10 convierten la energía de un tomacorriente de pared u otra fuente de energía CA o CD a una salida compatible con los requerimientos dé voltaje y/o corriente de la batería, de acuerdo con un algoritmo o régimen de carga. La FIGURA 2 muestra un diagrama de bloque ilustrativo de componentes que pueden ser incluidos en el suministro de energía de cargador de batería 10 de acuerdo con las presentes modalidades. De modo específico, la FIGURA 2 muestra un suministro de energía primario 28 el cual, en la operación, emite corriente directa (CD) hacia un suministro de energía de cargador de batería 30 que comprende un primer circuito convertidor 32 y un segundo circuito convertidor 34. Los circuitos convertidores 32, 34 operan para combinar sus salidas respectivas en un nodo individual, el cual alimenta en un inductor de filtro 36 que suministra un voltaje de salida 38 (es decir, V_out) para la operación de carga de batería y una corriente 41 a través de una batería 40 hacia tierra 42. En una modalidad, se pueden utilizar inductores individuales en lugar del inductor de filtro 36. En otras modalidades, el inductor 36 puede tener múltiples devanados utilizados para combinar las salidas de los dos circuitos convertidores 32, 34.
En una modalidad, el suministro de energía 28 puede ser una fuente de CD, tal como una batería. En otras modalidades, el suministro de energía 28 puede ser un circuito que rectifica la corriente alterna entrante (CA), convirtiéndola a CD. En el diagrama de bloque ilustrativo mostrado en la FIGURA 2, cada uno de los circuitos convertidores 32, 34 está conectado a un suministro de energía primario individual 28. En otras modalidades, los circuitos 32, 34 pueden ser alimentados a partir de suministros de energía separados. En modalidades adicionales, los circuitos 32, 34 pueden ser conectados en paralelo o en serie al suministro de energía primario 28 en los capacitores 44, 64 de los circuitos convertidores 32, 34. En la modalidad en donde los circuitos 32, 34 son conectados en serie con un suministro de energía primario individual 28, cada circuito convertidor sólo recibiría la mitad del voltaje total del suministro de energía primario 28, lo cual puede permitir el uso de componentes de menor voltaje dentro de los circuitos convertidles 32/ 34.
La FIGURA 3 es un diagrama de circuito que ilustra una modalidad del suministro de energía de cargador de batería 30 que comprende los dos circuitos convertidores continuos 32, 34 de acuerdo con aspectos de las presentes modalidades. Como se describió de manera previa, el suministro de energía primario 28 proporciona energía CD al primer circuito convertidor 32 y el segundo circuito convertidor 34. En el primer circuito inversor 32, se suministra primero un voltaje a través de un capacitor 44. Un par de interruptores semiconductores de energía 46, 48 secciona entonces el voltaje CD y lo suministra a un transformador 50 en el lado de un devanado primario 52 del transformador 50. El transformador 50 transforma el voltaje primario seccionado a un voltaje secundario y lo suministra a un devanado secundario 54 del transformador 50. El voltaje secundario es rectificado después por medio de diodos rectificadores 56, 58 y suministrado al inductor de filtro 36. Un conjunto de diodos 60, 62 proporcionan una trayectoria independiente para que la corriente magnetizada almacenada en el transformador 50 fluya cuando se desactiva el par de interruptores semiconductores 46, 48.
De manera similar, en el segundo circuito inversor 34, se suministra primero un voltaje a través de un capacitor 64. Un par de interruptores semiconductores de energía 66, 68 secciona entonces el voltaje CD y lo suministra a un transformador 70 en el lado de un devanado primario 72 del transformador 70. El transformador 70 transforma el voltaje primario seccionado a un voltaje secundario y lo suministra a un devanado secundario 74 del transformador 70. El voltaje secundario es rectificado después por medio de diodos rectificadores 76, 78 y suministrado al inductor de filtro 36 a través de un nodo. Un conjunto de diodos 80, 82 proporciona una trayectoria independiente para que la corriente magnetizada almacenada en el transformador 70 fluya cuando se desactivan el par de interruptores semiconductores 66, 68. El voltaje secundario rectificado combinado es suministrado a la'salida de suministro de energía de cargador de batería 38 y la corriente fluye a través de la batería 40. En otras modalidades, los circuitos convertidores continuos 32, 34 pueden incluir componentes o circuitos adicionales, tales como amortiguadores, fijadores de voltaje, amortiguadores o fijadores "sin pérdida" resonantes, circuitos de disparo de compuerta, circuitos de pre-carga, circuitos pre-reguladores, y otros. Además, como se mencionó de forma previa, los circuitos convertidores continuos 32, 34 pueden ser colocados en paralelo o en serie de acuerdo modalidades actuales, lo que significa que los capacitores 44, 64 pueden ser conectados en serie o en paralelo. De modo adicional, en modalidades adicionales, la salida del primer circuito convertidor 32 y la salida del segundo circuito convertidor 34 pueden ser conectadas en serie. En esta modalidad, se podría configurar una tierra individual para soportar ambos circuitos 32, 34, y la salida de los diodos 56, 58 del primer circuito convertidor 32 acoplaría con la salida de los diodos 76, 78 del segundo circuito convertidor 34 antes de entrar al inductor 36.
La FIGURA 4 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran dos posibles ciclos de trabajo en fase de los dos circuitos convertidores continuos 32, 34 de acuerdo con aspectos de modalidades actuales. Los interruptores semiconductores 46, 48 en el primer circuito convertidor 32 son encendidos y apagados durante un período de conmutación 84, que define un período activo 86 para el circuito que inicia en un tiempo de inicio 88 y termina en un tiempo de terminación 90. El ciclo de trabajo o relación de ancho de impulso de conmutación para el primer circuito convertidor 32 se convierte entonces en el tiempo activo 86 dividido entre el período de conmutación 84. El período activo 86 es definido por un borde adelantado 92 que inicia el impulso y un borde retrasado 94 que finaliza el pulso. En una modalidad, la relación de ancho de impulso de los interruptores 46, 48 está limitada a un límite superior de 50% del período de conmutación 84 de modo que el núcleo del transformador 50 puede restablecer de manera natural cada ciclo a través de los diodos 60, 62.
De modo similar, los interruptores semiconductores 66, 68 en el segundo circuito convertidor 34 son encendidos y apagados durante un periodo de conmutación 96, que define un período activo 98 para el circuito que inicia en el tiempo de inicio 88 y termina en el tiempo de terminación 90. El ciclo de trabajo o relación de ancho de impulso de conmutación para el segundo circuito convertidor 34 convierte entonces el tiempo activo 98 dividido entre el período de conmutación 96. El período activo 98 es definido por un borde adelantado 100 que inicia el impulso y un borde retrasado 102 que termina el impulso. En una modalidad, la relación de ancho de impulso de los interruptores 66, 68 está limitada a un límite superior de 50% del período de conmutación 96 de modo que el núcleo del transformador 70 puede restaurar de manera natural cada ciclo a través de los diodos 80, 82. En la modalidad ilustrada, el ciclo de trabajo para el primer circuito convertidor 32 y el ciclo de trabajo para el segundo circuito convertidor 34 son iguales y síncronos, determinando que los circuitos 32, 34 están operando en fase. En esa disposición, la corriente de carga es separada entre los dos circuitos convertidores 32, 34.
La FIGURA 5 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran dos posibles ciclos de trabajo fuera de fase de los dos circuitos convertidores continuos 32, 34 de acuerdo con aspectos de modalidades actuales. Como se describió previamente, los interruptores semiconductores 46, 48 en el primer circuito convertidor 32 son encendidos y apagados durante un período de conmutación 84, que define el período activo 86 para el circuito que inicia en el tiempo de inicio 88 y termina en el tiempo de terminación 90. El ciclo de trabajo o relación de ancho de impulso de conmutación para el primer circuito convertidor 32 convierte entonces el tiempo activo 86 dividido entre el período de conmutación 84. El período activo 86 es definido por el borde adelantado 92 que inicia el impulso y el borde retrasado 94 que termina el impulso.
De- manera similar, los interruptores semiconductores 66, 68 en el segundo circuito convertidor 34 son encendidos y apagados durante un período de conmutación 96, definiendo un período activo 98 para el circuito 34 al igual que antes. Sin embargo, el período activo 98 inicia ahora en un tiempo de inicio posterior 104 y termina en un tiempo de terminación posterior 106 que son distintos del tiempo de inicio 88 y el tiempo de terminación 90 del impulso del primer circuito 32. El ciclo de trabajo o relación de ancho de impulso de conmutación para el segundo circuito convertidor 34 aún es el tiempo activo 98 dividido entre el período de conmutación 96. Sin embargo, el período activo 98 está definido por un nuevo borde adelantado 108 que inicia el impulso y un nuevo borde retrasado 1 10 que termina el impulso. En la modalidad ilustrada, el ciclo de trabajo para el primer circuito convertidor 32 y el ciclo de trabajo para el segundo circuito convertidor 34 son iguales aunque desfasados. En una modalidad, la relación de ancho de impulsos del par de interruptores 46, 48 en el primer circuito y el par de interruptores 66, 68 en el segundo circuito están limitados a un límite superior de 50% del período de conmutación 96 de modo que el núcleo del transformador 70 puede restablecer de manera natural cada ciclo. Sin embargo, puede ser posible lograr un ciclo de trabajo efectivo de aproximación del 100% para la combinación de los dos circuitos ya que la salida desde cada uno de los transformadores respectivos se combina en el nodo común. En la modalidad ilustrada, una relación de giros de transformador, que representa los giros secundarios 54, 74 divididos entre los giros primarios 52, 72 puede ser menor que la relación de giros de un transformador en una modalidad en donde los dos circuitos convertidores 32, 34 opérate exclusivamente en fase. Para una modalidad en donde los dos circuitos operan en fase, la relación de ancho de impulso de los interruptores de convertidor puede estar limitada a 50%, representando que las salidas combinadas en 36 están en fase y sólo pueden suministrar voltaje o energía al inductor 36 con una relación de ancho de impulso de 50%.
En la modalidad ilustrada, con los dos circuitos convertidores 32, 34 operando fuera de fase y cada uno limitado a 50%, el ciclo de trabajo de la salida combinada en el inductor 36 puede aproximarse al 100%. Esto significa que la relación de giros de transformador para cada circuito convertidor 32 o 34, se puede reducir en aproximadamente 50%. Como es bien sabido en la técnica, la relación de giros de transformador es una función del voltaje de entrada para el circuito convertidor 32 o 34, el voltaje de salida 38, y el ciclo de trabajo operativo para la entrada del inductor 36.
Las FIGURAS 6 a 8 muestran formas de onda ilustrativas que representan salidas desde los dos circuitos convertidores continuos 32, 34 que se pueden producir durante un método de control de acuerdo con las actuales modalidades. Por ejemplo, en una modalidad, el primer circuito convertidor 32 puede ser manipulado para actuar como un circuito retrasado 32, y el segundo circuito convertidor 34 puede ser manipulado para comportarse como un circuito adelantado 34. Durante este método de control, los dos circuitos inversores 32, 34 pueden operar en fase en ciclos de menor trabajo. Ya que un ciclo de control detecta y reacciona a una condición en la salida de cargador de batería que requiere mayor voltaje de salida desde los circuitos inversores 32, 34, el ciclo de trabajo puede incrementarse hasta un límite superior que puede ser definido por el tiempo necesario para que se restablezca el núcleo del transformador. Más allá de ese punto, el circuito adelantado 34 puede ser desplazado fuera de fase y puede continuar desplazándose fuera de fase de modo adicional hasta que los dos circuitos 32, 34 están totalmente fuera de fase y un límite superior voltaje de salida es producido por los circuitos 32, 34.
La FIGURA 6 ¡lustra una salida de una primera etapa del método de control. La forma de onda de salida del circuito retrasado 32 se forma cuando los interruptores semiconductores 46, 48 son encendidos y apagados durante un período de conmutación 84, definiéndo uri período activo 1 14 para el circuito que inicia en un tiempo de inicio 1 16 y termina en un tiempo de terminación 1 18. El ciclo de trabajo o relación de ancho de impulso de conmutación para el circuito inicia el período activo 1 14 dividido entre el período de conmutación 84. El período activo 1 14 es definido por un borde adelantado 120 que inicia el impulso y un borde retrasado 122 que termina el impulso. De manera similar, la forma de onda de salida del circuito adelantado 34 se forma cuando los interruptores semiconductores 66, 68 son encendidos y apagados durante un período de conmutación 96, definiendo un período activo 124 para el circuito que inicia en el tiempo de inicio 1 16 y termina en el tiempo de terminación 1 18. El ciclo de trabajo o relación de ancho de impulso de conmutación para el circuito convierte el período activo 124 dividido entre el período de conmutación 96. El período activo 124 es definido por un borde adelantado 126 que inicia el impulso y un borde retrasado 128 que termina el impulso. El ancho de impulso de cada convertidor es inicialmente menor que el límite superior de 50% como se definió en una modalidad.
Durante esta etapa del método de control, el ciclo de trabajo para el circuito retrasado 32 y el ciclo de trabajo para el circuito adelantado 34 son iguales y sincrónicos, determinando que los circuitos están operando en fase. Los circuitos pueden operar de esta manera durante la parte inicial del ciclo de carga cuando el voltaje de batería es bajo. Durante esta fase del método de control, los circuitos 32, 34 permiten mayores Corrientes de carga a un menor voltaje, proporcionando un diseño que es más eficiente que los métodos tradicionales ya que los dos circuitos comparten la carga. Al permitir mayor corriente de carga durante al menos una porción del ciclo de carga, se hacen posibles reducciones deseables en el tiempo de recarga total. Adicionalmente, los dos circuitos 32, 34 pueden operar en este modo durante todo el ciclo de carga si el voltaje de la batería que está siendo cargada queda dentro del rango de voltajes de batería (por ejemplo 6V o 12V) que pueden' ser cargadas con este modo de operación.
Ya que el voltaje de salida demanda incrementos, los circuitos adelantado y retrasado 32, 34 incrementan de manera sincrónica sus períodos activos hasta que alcanzan un período activo de límite superior que puede ser definido por el tiempo necesario para que el núcleo del transformador se restablezca como se ilustra en la FIGURA 7. El circuito retrasado 32 proporciona ahora una elevación para un impulso de una forma de onda de salida con un período activo de límite superior 130 definido por el mismo tiempo de inicio 1 16 y un tiempo de terminación posterior 132 con respecto a la FIGURA 6. El impulso es definido entonces por el mismo borde adelantado 120 y un borde retrasado posterior 134 con respecto a la FIGURA 6. De modo similar, el circuito adelantado 34 proporciona ahora una elevación para un impulse de una forma de salida con un período activo de límite superior 136 igual al nuevo período activo de límite superior del circuito retrasado 32, el cual está definido por el mismo tiempo de inicio 1 16 y un tiempo de terminación posterior 138 con respecto a la FIGURA 6. El impulso es definido entonces por el mismo borde adelantado 126 y un borde retrasado posterior 140 con respecto a la FIGURA 6.
Una vez que los ciclos de trabajo de los circuitos se han incrementado hasta sus límites superiores respectivos 130 y 136 en respuesta a una mayor demanda de voltaje, se deben cubrir incrementos adicionales en la demanda de voltaje de salida a través de un desplazamiento de fase del circuito adelantado 34 como se ilustra en la FIGURA 8. El comportamiento activo del circuito retrasado 32 se mantiene sin cambio con respecto a la FIGURA 7 en tanto que el circuito adelantado 34 se desplaza fuera de fase para acomodar el incremento adicional en la demanda de voltaje. El ancho de impulso del período activo 136 del circuito adelantado 34 es definido por un tiempo de inicio anterior 142 y un tiempo de terminación anterior 144 aunque se mantiene sin cambio en cuanto a longitud. Sin embargo, la ubicación del borde adelantado 146 del impulso de circuito adelantado es desplazada con respecto al borde adelantado del circuito retrasado 120 en una cantidad 150 determinada por la magnitud de la demanda de voltaje de salida. El circuito adelantado 34 continuará desplazándose de manera adicional fuera de fase según sea necesario hasta que los dos circuitos cubran la demanda de voltaje de salida o estén completamente fuera de fase, produciendo el límite superior de su salida de voltaje colectiva.
Los circuitos pueden operar de la manera ilustrada en esta etapa del método de control durante la última parte del ciclo de carga cuando el voltaje de batería es elevado. De modo adicional, los circuitos 32, 34 pueden operar de esta manera durante todo el ciclo de carga si el voltaje de la batería es suficientemente elevado para requerir este modo de operación (es decir para una batería de 24V o 48V). Durante esta fase del método de control, los circuitos 32, 34 pueden operar a menores corrientes de carga y un elevado voltaje de carga, asegurando que incluso cuando el voltaje de carga se acerca a un punto fijo deseado, continua siendo cargada hasta el nivel deseado. Cada circuito estará transportando entonces la carga completa, necesitando una reducción en la corriente de carga. Las FIGURAS 6-8 ilustran una modalidad en la cual se muestran tres de las muchas combinaciones posibles de ancho de impulso y cantidad de desplazamiento de fase. En otras modalidades, los dos circuitos convertidores 32, 34 responden continuamente a la demanda de voltaje de salida incrementando y/o reduciendo el ciclo de trabajo y/o la cantidad de desplazamiento de fase según sea necesario.
Los circuitos convertidores continuos 32, 34 usan un mecanismo de restauración de núcleo transformador natural en donde la corriente magnetizada puede fluir de modo natural a través de los diodos independientes 60, 62 del primer circuito convertidor 32 y los diodos independientes 80, 82 del segundo circuito convertidor 32 durante períodos inactivos de los interruptores del primer circuito convertidor 46, 48 y los interruptores del segundo circuito convertidor 66, 68, a fin de permitir que los núcleos de transformador se restablezcan, en donde los períodos inactivos se refieren a la porción de cada período de conmutación que el circuito respectivo no está produciendo un voltaje de salida. Un método para permitir el tiempo suficiente para que el núcleo de transformador complete su ciclo de restablecimiento natural durante el desplazamiento de fase puede ser empleado de manera necesaria. En una modalidad, el circuito adelantado 34 puede separar un impulso cuando el valor de desplazamiento de fase se incrementa o se reduce para restablecerse hasta el desplazamiento de fase adecuado. Las salidas para las otras posibles modalidades de dicho método se muestran por medio de las formas de onda ilustrativas en las FIGURAS 9 y 10.
La FIGURA 9 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran ciclos de trabajo de los dos circuitos convertidores continuos 32, 34 desplazándose fuera de fase y compensando el tiempo de restauración de núcleo de transformador necesario a través de compensación de borde adelantado. En esta modalidad, el circuito retrasado 32 procede como se describió con anterioridad con respecto a la FIGURA 7. Los interruptores semiconductores 46, 48 son encendidos y apagados, definiendo un período activo 152 que inicia en un tiempo de inicio 154 y termina en un tiempo de terminación 156. El período activo 152 está definido por un borde adelantado 158 que inicia el impulso y un borde retrasado 160 que termina el impulso, definiendo un ciclo de trabajo que opera en un límite superior. El primer impulso de la forma de onda del circuito adelantado 34 ilustra que el circuito 34 estuvo operando en un período activo de límite superior 162 que inicio en un tiempo de inicio 164 y terminó en un tiempo de terminación 166. El período activo 162 fue definido por un borde adelantado 168, un borde retrasado 170, y un desplazamiento de fase inicial 172. Sin embargo, el circuito adelantado 34 debe ser desplazado otra vez hasta un nuevo valor de desplazamiento de fase 174 para acomodar un incremento adicional en la demanda de voltaje de salida en la salida de cargador de batería. Para permitir el tiempo suficiente para el restablecimiento del núcleo de transformador, se debe tomar alguna acción para reducir el ancho de impulso del siguiente impulso durante el tiempo en se incrementa el desplazamiento de fase. La modalidad en la FIGURA 9 muestra un ancho de impulso reducido individual 176 formado por un nuevo borde adelantado 178 y un nuevo borde retrasado 180, que refleja un retraso en el borde adelantado deseado 182 a fin de permitir un período completo 184 para que se restablezca el núcleo de transformador. El impulso es reducido de manera efectiva por medio de una distancia adelantada 186. Los impulsos sucesivos regresarán al ancho de impulso de límite superior original 162 en el nuevo valor de desplazamiento de fase 174.
La FIGURA 10 es una representación diagramática de formas de onda ilustrativas que muestran ciclos de trabajo de dos circuitos convertidores continuos que se desplazan fuera de fase y compensan el tiempo de restablecimiento de núcleo de transformador necesario a través de compensación de borde retrasado. En esta modalidad, el circuito retrasado 32 procede como se describió con anterioridad con respecto a la FIGURA 9. Los interruptores semiconductores 46, 48 son encendidos y apagados, definiendo un período activo 152 que inicia en un tiempo de inicio 154 y termina en un tiempo de terminación 156. El período activo 152 es definido por un borde adelantado 158 que inicia el impulso y un borde retrasado 160 que termina el impulso, definiendo un ciclo de trabajo que opera en un límite superior. Sin embargo, el circuito adelantado 168, que estuvo operando en un límite superior de su ciclo de trabajo 162 y un desplazamiento de fase inicial 172, debe desplazarse de nuevo a un nuevo valor de desplazamiento de fase 174 para acomodar un incremento en la demanda de salida de voltaje a partir de la batería. Como se estableció previamente, a fin de permitir el tiempo suficiente para que el núcleo del transformador se restablezca, se debe tomar alguna acción para reducir el ancho de impulso del siguiente impulso durante el tiempo en que se está incrementando el desplazamiento de fase. La modalidad en la FIGURA 10 muestra un ancho de impulso reducido 176 que empieza en un nuevo tiempo de inicio 188 y que termina en un nuevo tiempo de terminación 190. El período activo 176 se forma mediante un nuevo borde adelantado 192 y un nuevo borde retrasado 194. En esta modalidad, no se altera el tiempo de inicio deseado del borde adelantado 188 de acuerdo con el nuevo valor de desplazamiento de fase 174. En vez de ello, se empieza un borde retrasado inicial 194 para acomodar la necesidad del tiempo de restablecimiento de núcleo de transformador adecuado. Aunque solo se permitió al transformador un corto tiempo de restablecimiento 196 y el núcleo no se restableció por completo antes del inicio del siguiente impulso, fue activado por un impulso de ancho reducido debido al inicio adelantado del borde retrasado 194 de modo que el flujo pico en el núcleo de transformador al final del impulso reducido no fue mayor de lo que sería después de un ciclo normal cuando se permitió que ocurriera la restauración completa. Los impulsos sucesivos retornarían al ancho de impulso de límite superior original 162 en el'nuevo valor de desplazamiento de fase 174.
Las FIGURAS 1 1 a 13 muestran formas de onda ilustrativas que representan salidas desde los dos circuitos convertidores continuos 32, 34 que pueden producirse durante un método de control alternativo de acuerdo con las presentes modalidades. La primera etapa de este método de control sería detectar el tipo o voltaje nominal de la bacteria que se va a cargar (por ejemplo a través de detección automatizada o entrada de usuario) y usar esta información para predeterminar si los circuitos convertidores 32, 34 serán operados en fase, fuera de fase o parcialmente fuera de fase en base al requerimiénto de voltaje máximo de la batería; el desplazamiento de fase se fijaría en consecuencia. Por ejemplo, para una batería de bajo voltaje (por ejemplo 6V) el control puede ser configurado para operar los dos circuitos convertidores 32, 34 exclusivamente en fase. Para baterías de alto voltaje (por ejemplo 48V), el control puede ser configurado para operar exclusivamente fuera de fase. En estos dos casos, después de que se ha establecido el desplazamiento de fase, los ciclos de trabajo de los dos circuitos convertidores 32, 34 se pueden variar a fin de proporcionar la salida de voltaje requerida. El control puede imponer también un límite en la corriente de carga máxima para cada modo. Por ejemplo, una bacteria de bajo voltaje puede permitir una corriente de carga máxima más elevada que una batería de alto voltaje.
La FIGURA 1 1 muestra formas de onda ilustrativas que pueden ser generadas en la primera etapa del método de control. En esta modalidad, el primer circuito convertidor 32 puede ser manipulado para actuar como un circuito retrasado 32, y el segundo circuito convertidor 34 puede ser manipulado para comportarse como un circuito adelantado 34. La forma de onda del primer impulso del circuito retrasado 32 tiene un período activo 198 que inicia en un tiempo de inicio 200 y termina en un tiempo de terminación 202. El ancho de impulso 198 está definido por un borde adelantado 204 y un borde retrasado 206. El primer impulso del circuito adelantado 34 tiene un período activo 208 que inicia en un tiempo de inicio 210 y termina en un tiempo de terminación 212. El ancho de impulso 208 está definido por un borde adelantado 214 y un borde retrasado 216. El tiempo de inicio 210 del primer impulso del circuito adelantado 34 precede al tiempo de inicio 200 del primer impulso del circuito retrasado 32, definiendo un desplazamiento de fase 218. El cargador de batería 10 puede operar de esta manera durante la porción inicial de un ciclo de carga de batería cuando el requerimiento de voltaje es bajo.
La FIGURA 12 muestra formas de onda ilustrativas que pueden ser generadas en la segunda etapa del método de control cuando la demanda de voltaje en la batería se ha incrementado de modo adicional al final en el ciclo de carga. La forma de onda del primer impulso del circuito retrasado 32 tiene un período activo incrementado 220 que empieza en el mismo tiempo de inicio 200 y termina en un tiempo de terminación posterior 222 con respecto a la FIGURA 1 1. El ancho de impulso 220 está definido por el mismo borde adelantado 204 y un borde retrasado posterior 224 con respecto a la FIGURA 1 1. El primer impulso del circuito adelantado 34 tiene un período activo 226 que empieza en el mismo tiempo de inicio 210 y termina en un tiempo de terminación posterior 228 con respecto a la FIGURA 1 1. El ancho de impulso 226 está definido por el mismo borde adelantado 214 y un borde retrasado posterior 230 con respecto a la FIGURA 1 1 . Al igual que en la FIGURA 1 1 , el tiempo de inicio 210 del primer impulso del circuito adelantado 34 precede al tiempo de inicio 200 del primer impulso del circuito retrasado 32 mediante una cantidad establecida, manteniendo el desplazamiento de fase 218.
La FIGURA 13 muestra formas de onda ilustrativas que pueden ser generadas en la tercera etapa del método de control cuando la demanda de voltaje en la batería se ha incrementado aún más adelante en el ciclo de carga con respecto a la FIGURA 12. La forma de onda del primer impulso del circuito retrasado 32 tiene un período activo más incrementado 232 que empieza en el mismo tiempo de inicio inicia en 200 y termina en un tiempo de terminación posterior 234 con respecto a la FIGURA 12. El ancho de impulso 232 está definido por el mismo borde adelantado 204 y un borde retrasado aún posterior 236 con respecto a la FIGURA 12. El primer impulso del circuito adelantado 34 tiene un período activo 238 que empieza en el mismo tiempo de inicio 210 y termina en un tiempo de terminación aún posterior 242 con respecto a la FIGURA 12. El ancho de impulso 238 está definido por el mismo borde adelantado 214 y un borde retrasado aún posterior 242 con respecto a la FIGURA 12. Al igual que en las FIGURAS 1 1 y 12, el tiempo de inicio 210 del primer impulso del circuito adelantado 34 precede al tiempo de inicio 200 del primer impulso del circuito retrasado 32 en una cantidad establecida, manteniendo el desplazamiento de fase 218. Como se mencionó antes, en otras modalidades, el desplazamiento de fase y/o el ancho de impulso pueden ser manipulado para controlar la salida bajo ciertas circunstancias.
La FIGURA 14 es un diagrama de bloque que muestra la lógica de procesamiento ilustrativa que se puede utilizar para controlar la modulación de ancho de impulso de una salida de suministro de energía. De acuerdo con aspectos de las actuales modalidades, en la modalidad ilustrada, un controlador 244 que comprende un regulador 246 y un procesador 248 controla la conmutación de circuitos convertidores continuos (por ejemplo circuitos convertidores continuos 32, 34) para lograr la salida de voltaje deseada en la batería en carga. En una modalidad, el controlador 244 puede utilizar información de retroalimentación para evitar que los circuitos convertidores 32, 34 operen de forma continua de una manera total o parcialmente desplazada de fase. De modo adicional, el controlador 244 puede tomar otras acciones para proteger o prolongar la vida útil de los circuitos convertidores 32, 34, tal como reducir la corriente de carga de salida cuando está operando más allá de un cierto límite de tiempo en un modo de desplazamiento de fase. Se podrían tomar estas acciones para evitar que los dos circuitos inversores 32, 34 operen durante una cantidad de tiempo excesiva en un modo con desplazamiento de fase con corrientes elevadas, en el caso de algún requerimiento de carga dinámica anormal en la batería. El controlador 244 puede evitar también que los circuitos convertidores 32, 34 operen en un modo con desplazamiento de fase si la corriente de salida es mayor que algún nivel definido.
El regulador 246 está configurado para recibir múltiples entradas con relación al voltaje de salida deseado y real, corriente, energía y otros. Por ejemplo, el regulador 246 puede recibir retrbalimentación a partir de un sensor de corriente 250 y/o sensor de voltaje 252 en la batería que está cargando. De modo adicional, el regulador 246 puede recibir una entrada manual 254 a partir de botones de presión, una interfaz de usuario, comando de voz, y otros, con respecto a un punto de ajuste o salida deseados. El regulador 246 puede generar entonces una señal de control de salida 256 en base a sus entradas. En una modalidad, el regulador 246 puede incluir un amplificador de error y red de compensación y puede ser implementada con circuitos discretos o algoritmos de software dentro del procesador 248 o controlador 244. El procesador 248 puede recibir señales de retroalimentación o entrada auxiliares 258 tales como retroalimentación de temperatura, señales de monitoreo, señales de control, y otras. La señal de control 256 es recibida también por el procesador 248 y es usada para establecer las señales de modulación de ancho de impulso requeridas (PWM), PWM1 260 y PWM2 262. Las señales PWM individuales 260, 262 pueden incluir ancho de impulso y valores de desplazamiento de fase como se determina por medio de la demanda de salida del sistema. Las dos salidas PWM 260, 262 son conectadas a dos circuitos de activación de compuerta 264, 266 a fin de proporcionar las señales de activación de compuerta necesarias para activar la conmutación del primer circuito convertidor 268 y la conmutación del segundo circuito convertidor 270. En ciertas modalidades auxiliares, el procesador 248 puede emitir señales auxiliares adicionales 272, tales como salidas analógicas o digitales para monitorear y controlar aspectos del suministro de energía de cargador de batería. Las señales auxiliares 272 pueden incluir señales de control de ventilador, señales de relé de pre-carga, señales de sincronización para otros circuitos de energía tal como un circuito pre-regulador, y otros.
Como un método de control de acuerdo con las presentes modalidades se implemento que, los estados activos y los desplazamientos de fase de los circuitos convertidores 32| 34 pueden ser alterados y se pueden generar las formas de onda de flujo de corriente. Para un desplazamiento de fase particular y ciclo de trabajo, se pueden generar las formas de onda de corriente ilustrativas mostradas en la FIGURA 15 para un circuito ideal (es decir un circuito con óptimo acoplamiento de transformador y otros). En una modalidad, cuando el circuito convertidor adelantado 34 o el circuito convertidor retrasado 32 es exclusivamente encendido, los interruptores semiconductores respectivos, ya sea 66 y 68 o 46 y 48, transportarán la corriente pico completa 274, la cual es determinada por la corriente de salida de las salidas de circuito combinadas y las relaciones de giro de transformador como se describió de manera previa. La corriente pico completa 274 es efectivamente la corriente de salida multiplicada por las relaciones de giro de transformador. Durante el tiempo cuando ambos circuitos convertidores 32, 34 están activos, la corriente de salida de carga se separará entre los dos circuitos de manera que cada uno transporta aproximadamente la mitad de la corriente pico 276. La corriente de salida multiplicada por la relación de giros de transformador 36 resulta en que cada circuito convertidor 32 o 34 transporta la mitad de la corriente pico. Durante el tiempo cuando sólo un circuito convertidor está activo, el otro circuito convertidor no transportará corriente 1278. Cuando los dos circuitos convertidores están completamente en fase, como ocurriría cuando operan en un punto de operación de carga clasificada, las corrientes en los interruptores primarios 66, 68, 46, 48 estarán aproximadamente a la mitad de la corriente pico para la porción completamente activa del ciclo para cada circuito inversor.
Para un desplazamiento de fase particular y ciclo de trabajo, las formas de onda de corriente ilustrativas mostradas en la FIGURA 16 pueden ser generadas para un circuito no ideal (es decir un circuito con componentes reales). En una modalidad, cuando el circuito convertidor adelantado 34 o el circuito convertidor retrasado 32 está exclusivamente encendido, los interruptores semiconductores respectivos, ya sea 66 y 68 o 46 y 48, transportarán la corriente pico completa 274, la cual es determinada por la corriente de salida 33 de las salidas de circuito combinadas y las relaciones de giro de transformador, como se describió de forma previa. Durante el tiempo cuando ambos circuitos convertidores 32, 34 están activos, la corriente de salida de carga 280 en el circuito retrasado 32 es menor que la idealmente esperada (~ 50% de la corriente pico) con respecto a la FIGURA 15. Ya que la corriente pico total se mantiene igual con respecto a la FIGURA 15, el circuito adelantado 34 transporta una corriente 282 que es mayor que la idealmente esperada (-50% de la corriente pico) para compensar por la reducción en corriente en el circuito retrasado 32. Durante el tiempo cuando solamente un circuito convertidor está activo, el otro circuito convertidor no transportará corriente 278.
Esta repartición no ideal se presenta debido a que el voltaje en el devanado secundario 54 del transformador 50 del circuito retrasado 32 es aproximadamente igual al voltaje en el devanado secundario 74 del transformador 70 que está proporcionando el circuito adelantado 34. Este voltaje refleja hacia el devanado primario 52 del transformador 50 del circuito retrasado 32 y es casi igual al voltaje disponible para activar el circuito retrasado 32. En consecuencia, existe muy poco voltaje forzado para superar la inductancia de fuga en el transformador 50 del circuito retrasado 32 hasta que el circuito adelantado 34 entra a un estado inactivo, y el voltaje secundario se aproxima a cero. En este punto, el voltaje complete está disponible para elevar la corriente en el devanado primario 52 del transformador 50 del circuito retrasado 32, y ajustar rápidamente la corriente pico completa.
Para condiciones de carga dinámica transitorias, el desacoplamiento descrito en la corriente transportada por los circuitos convertidores 32, 34 puede ser insignificante. Sin embargo, en respuesta a las cargas de mayores duraciones o para modalidades en las cuales los circuitos 32, 34 están colocados en serie, puede ser deseable equilibrar las corrientes transportadas por los circuitos inversores 32, 34 para distribuir las pérdidas de energía y el calor generado durante la operación. El desacoplamiento en la corriente promedio transportada por los circuitos convertidores 32, 34 puede ocasionar un desacoplamiento en los voltajes entre los circuitos convertidores 32, 34, ocasionando separación desigual del voltaje de entrada total desde el suministro de energía primario 28 cuando los circuitos 32, 34 son conectados en una disposición en serie. Este desacoplamiento en voltaje para la disposición en serie puede ocasionar tensión de voltaje excesiva sobre los componentes de los circuitos convertidores 32, 34. En una modalidad, este desacoplamiento de voltaje se puede compensar mediante la separación del tiempo de traslape entre los dos circuitos 32, 34 cuando están operando en un modo con desplazamiento de fase. Los ciclos de trabajo del circuito adelantado y/o circuito retrasado 34 y/o 32 se pueden ajustar de modo que el circuito adelantado 34 no transporta de manera significativa más corriente promedio que el circuito retrasado 32. En una modalidad, este ajuste comprendería alternar que circuito convertidor 32 o 34 es el circuito adelantado durante la operación de modo que se alterna el circuito que transporta una mayor porción de la corriente pico.
En otra modalidad como se ilustra en la FIGURA 17, la información relacionada con el punto central de los voltajes de entrada de suministro de energía primario para cada uno de los circuitos 32, 34 es mayor o menor de la mitad del voltaje de suministro de energía primario suministrado total puede ser adquirida y utilizada para compensar el desacoplamiento en la corriente transportada por los circuitos 32, 34. En una modalidad, un circuito comparador puede indicar esta información y proporcionarla al controlador 244 por medio de una línea de entrada digital individual. Esta línea puede indicar si el punto central es demasiado elevado o demasiado bajo para igual repartición de corriente entre los dos circuitos 32, 34. El controlador 244 puede entonces señalar un cambio de ciclo de trabajo en los circuitos 32, 34 para corregir el desacoplamiento. La FIGURA 13 ilustra dos conjuntos de formas de onda que muestran las señales de control para dos puntos de tiempo diferentes. La variable de control 284 para la salida de voltaje es idéntica para los dos conjuntos de formas de onda, lo que indica que se ha mantenido la salida de voltaje deseada. Las formas de onda ilustra un mayor ciclo de trabajo adelantado 286 y un ciclo de trabajo atrasado reducido 288, lo que indica que el tiempo activo del circuito convertidor adelantado se ha modifica según se requiere para corregir la separación desigual del voltaje de salida de suministro de energía primario. El ciclo de trabajo del circuito retrasado se mantiene sin cambio 290. Efectivamente, el ciclo de trabajo del convertidor adelantado 34 puede ser modulado en respuesta a variaciones detectadas en el punto central del voltaje de salida de suministro de energía primario. De modo adicional, puede ser necesario o deseable bajo ciertas condiciones de carga para modificar o modular el ciclo de trabajo del circuito retrasado 32, como un medio adicional para reducir un desacoplamiento en los voltajes entre los circuitos convertidores 32, 34. Otras modalidades pueden proporcionar múltiples señales u otros tipos de señales, tales como señales de retroalimentación analógicas que indican la magnitud de los voltajes aplicados a los dos circuitos convertidores, para el controlador 244. Estas señales pueden ser utilizadas en lugar o además de la línea de entrada digital individual descrita.
En tanto que sólo se han ilustrado y descrito aquí ciertas características de la presente descripción, aquellos con experiencia en la técnica idearán muchas modificaciones y cambios. Se comprende por lo tanto que las reivindicaciones anexas están destinadas a cubrir todas esas modificaciones y cambios según queden dentro del verdadero espíritu de la presente descripción.

Claims (15)

REIVINDICACIONES
1. Un método para ajustar de manera dinámica un voltaje de salida para operación de carga de batería, que comprende: establecer un desplazamiento de fase entre ciclos de trabajo de un par de circuitos convertidores continuos en base a una clasificación de voltaje de batería detectada de una batería; y ajustar los ciclos de trabajo del par de circuitos convertidores continuos para acomodar cambios en un requerimiento de voltaje de la batería.
2. El método de conformidad con la reivindicación 1 , caracterizado porque el límite superior para cada uno de los ciclos de trabajo se basa en el tiempo de requerido para que se restaure un núcleo de transformador en cada uno de los circuitos convertidores continuos respectivos.
3. El método de conformidad con la reivindicación 1 , caracterizado porque el establecimiento del desplazamiento de fase comprende retrasar un borde adelantado de un impulso en un período de conmutación para reducir el ciclo de trabajo de uno del par de circuitos convertidores continuos.
4. El método de conformidad con la reivindicación 1 , que comprende evitar la saturación de un transformador en uno del par de circuitos convertidores continuos a través de monitoreo del voltaje y/o corriente en el transformador y deshabilitar el inicio de un nuevo impulso cuando el voltaje y/o la corriente indica que el transformador no se ha restablecido.
5. El método de conformidad con la reivindicación 1 , que comprende corriente que fluye a través del par de circuitos convertidores continuos en paralelo o en serie.
6. El método de conformidad con la reivindicación 1 , caracterizado porque el ajuste dé los ciclos de trabajo del par de circuitos convertidores continuos comprende incrementar sus ciclos de trabajo para acomodar un mayor requerimiento de voltaje de la batería.
7. El método de conformidad con la reivindicación 1 , caracterizado porque el ajuste de los componentes de circuito comprende conmutar uno o más transistores en cada uno de los circuitos convertidores continuos para que el ancho de impulso module una salida de voltaje de cada circuito convertidor continuo.
8. El método de conformidad con la reivindicación 1 , que comprende terminar de cargar la batería en base a alcanzar un valor de objetivo de un algoritmo de carga.
9. Un sistema de carga de bacteria, que comprende: un par de circuitos convertidores continuos capaces de coordinarse para acomodar un requerimiento de voltaje dinámico de una batería; y un controlador, que comprende: un regulador capaz de recibir por lo menos una entrada relacionada con una salida de voltaje combinada deseada para el par de circuitos convertidores continuos en base al requerimiento de voltaje dinámico de la batería, y capaz de generar una señal de control; y un procesador capaz de recibir la señal de control y activar interruptores en el par de circuitos convertidores continuos para facilitar el control de los ciclos de trabajo del par de circuitos convertidores continuos en base a la señal de control para producir la salida de voltaje combinada deseada.
10. El sistema de carga de bacteria de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el procesador está configurado para activar los interruptores a través de control de circuitos de activación de compuerta.
1 1 . El sistema de carga de batería de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el procesador está configurado para emitir una señal de control adicional para un dispositivo auxiliar.
12. El sistema de carga de batería de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el regulador es capaz de recibir un valor medido para una salida real desde un sensor de salida.
13. El sistema de carga de batería de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el procesador es capaz de desplazamiento de los ciclos de trabajo del par de circuitos convertidores continuos en base a la señal de control para producir la salida de voltaje combinada deseada.
14. El sistema de carga de batería de conformidad con la reivindicación 9, caracterizado porque el procesador es capaz de ajustar un ancho de impulso de los ciclos de trabajo del par de circuitos convertidores continuos en base a la señal de control a fin de producir la salida de voltaje combinada deseada.
15. Un método para acomodar un requerimiento de voltaje de una operación de carga de batería, que comprende: incrementar ciclos de trabajo sincronizados en un par de circuitos convertidores continuos para acomodar un incremento en un estado de carga de batería de la batería; y cambiar un desplazamiento de fase entre los ciclos de trabajo al alcanzar un límite superior para cada uno de los ciclos de trabajo para acomodar un incremento adicional en el estado de carga de batería.
MX2011009361A 2009-03-06 2010-01-27 Cargador de bateria que utiliza circuito convertidor continuo doble por dezplazamiento de fase. MX2011009361A (es)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/399,756 US8179100B2 (en) 2009-03-06 2009-03-06 Battery charger using the phase shift by a pair of forward converting circuits
PCT/US2010/022226 WO2010101681A1 (en) 2009-03-06 2010-01-27 Battery charger using phase shift double forward converting circuit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
MX2011009361A true MX2011009361A (es) 2011-11-29

Family

ID=42677639

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
MX2011009361A MX2011009361A (es) 2009-03-06 2010-01-27 Cargador de bateria que utiliza circuito convertidor continuo doble por dezplazamiento de fase.

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8179100B2 (es)
EP (1) EP2404343A4 (es)
CN (1) CN102341950B (es)
CA (1) CA2753689C (es)
MX (1) MX2011009361A (es)
WO (1) WO2010101681A1 (es)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8742624B1 (en) 2010-12-27 2014-06-03 Juniper Networks, Inc. N+1 power supply system upgrade using dual output power supplies
US8829722B2 (en) * 2011-10-31 2014-09-09 General Electric Company Apparatus and method for rapidly charging an electric vehicle
US20130193755A1 (en) * 2012-01-30 2013-08-01 Eaton Corporation Load balanced split-phase modulation and harmonic control of dc-dc converter pair/column for reduced emi and smaller emi filters
US9240724B2 (en) * 2013-03-13 2016-01-19 Astec International Limited Multiphase DC/DC converters and control circuits for controlling converters using fixed and/or variable frequencies
CN104065269A (zh) * 2013-03-20 2014-09-24 成都世旗电子科技有限公司 双正激式变换器电路
US9584024B2 (en) * 2013-06-24 2017-02-28 Illinois Tool Works Inc. Metal working power supply converter system and method
FR3043285B1 (fr) * 2015-11-02 2019-07-12 Valeo Equipements Electriques Moteur Procede et dispositif de commande d'une machine electrique tournante de vehicule automobile, et machine correspondante
US11235411B2 (en) * 2015-12-31 2022-02-01 Illinois Tool Works Inc. Welding power supply with interleaved inverter circuitry
US10389166B1 (en) * 2016-09-23 2019-08-20 Apple Inc. Method and system for single stage battery charging
US20180304393A1 (en) 2017-04-21 2018-10-25 Illinois Tool Works Inc. Welding Type Power Supply With Phase Shift Double Forward Converter
US11033977B2 (en) 2017-04-21 2021-06-15 Illinois Tool Works Inc. Welding type power supply with output rectifier and phase shift double forward converter
US10630105B2 (en) * 2017-08-23 2020-04-21 Schneider Electric It Corporation AC-OK detection circuit and method
US20190372466A1 (en) * 2018-06-05 2019-12-05 Qualcomm Incorporated Direct battery connection within a voltage regulator system
US20200346296A1 (en) * 2019-04-30 2020-11-05 Illinois Tool Works Inc. Methods and apparatus to control welding power and preheating power
US11673201B2 (en) * 2019-08-08 2023-06-13 Illinois Tool Works Inc. Method and apparatus for providing welding type power using double forward converter
US20210057929A1 (en) * 2019-08-20 2021-02-25 Renesas Electronics America Inc. Device and method for independent charge control of a multiple port battery charger
JP7219688B2 (ja) * 2019-09-26 2023-02-08 株式会社日立製作所 電力変換装置とその制御方法
CN114696408A (zh) * 2020-12-25 2022-07-01 株式会社牧田 充电器
CN112671247B (zh) * 2021-02-03 2024-02-02 中国人民解放军海军工程大学 三电平隔离型直流变换器的对称双边移相pwm调制方法

Family Cites Families (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4575670A (en) * 1984-02-29 1986-03-11 Hignutt Frank A Battery charging system
US4628426A (en) 1985-10-31 1986-12-09 General Electric Company Dual output DC-DC converter with independently controllable output voltages
JP2798135B2 (ja) 1987-06-29 1998-09-17 日本電気ホームエレクトロニクス株式会社 圧縮画像記録・再生システム
JPH083871B2 (ja) 1987-07-17 1996-01-17 沖電気工業株式会社 紙幣類入出金処理システム
US5099202A (en) 1990-02-26 1992-03-24 General Electric Company Phase shift generator
US5008795A (en) * 1990-03-23 1991-04-16 Unisys Corporation Switched capacitor interleaved forward power converter
US5117347A (en) 1990-05-10 1992-05-26 Teledyne Industries, Inc. Full duty cycle forward converter
FR2735624B1 (fr) * 1995-06-16 1997-09-05 Smh Management Services Ag Chargeur pour accumulateur d'energie electrique
US5751150A (en) * 1995-08-11 1998-05-12 Aerovironment Bidirectional load and source cycler
US6204630B1 (en) * 2000-02-04 2001-03-20 Ellen James Lightweight, compact, on-board, electric vehicle battery charger
JPH1052754A (ja) 1996-08-09 1998-02-24 Daihen Corp アーク加工用電源装置
JP3368163B2 (ja) * 1996-12-18 2003-01-20 インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション 電子機器用電源装置及び電子機器
JPH10216936A (ja) 1997-02-05 1998-08-18 Daihen Corp ア−ク加工用電源装置
ITPD980086A1 (it) 1998-04-10 1999-10-10 Selco Srl Generatore per saldatrici ad arco in topologia forward con clamp atti vo
US6055169A (en) * 1998-04-24 2000-04-25 Lucent Technologies Inc. Current mode control circuit for paralleled power supply and method of operation thereof
JP2000102251A (ja) 1998-09-25 2000-04-07 Mitsubishi Electric Corp ダブルフォワードコンバータ
WO2001033708A1 (en) * 1999-11-05 2001-05-10 Power-One, Inc. Forward converter circuit having reduced switching losses
JP3550529B2 (ja) 2000-06-26 2004-08-04 株式会社三社電機製作所 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7301308B2 (en) 2001-11-02 2007-11-27 Aker Wade Power Technologies, Llc Fast charger for high capacity batteries
US7110265B2 (en) 2002-12-09 2006-09-19 Queen's University At Kingston Non-isolated DC-DC converters with direct primary to load current
EP1649597B1 (en) * 2003-07-25 2019-04-24 Rohm Powervation Limited A digital pulse width modulator
US20050134220A1 (en) 2003-11-21 2005-06-23 Brohlin Paul L. Area-efficient compensation circuit and method for voltage mode switching battery charger
US8785816B2 (en) * 2004-07-13 2014-07-22 Lincoln Global, Inc. Three stage power source for electric arc welding
CN100571004C (zh) * 2005-06-01 2009-12-16 中国科学院电工研究所 一种超导磁体充放电电流调节器的控制方法
CN100358227C (zh) * 2005-08-08 2007-12-26 南京航空航天大学 带箝位二极管的零电压开关三电平双管正激直流变换器

Also Published As

Publication number Publication date
US8179100B2 (en) 2012-05-15
EP2404343A1 (en) 2012-01-11
WO2010101681A1 (en) 2010-09-10
CA2753689A1 (en) 2010-09-10
CA2753689C (en) 2015-10-06
CN102341950B (zh) 2014-05-07
CN102341950A (zh) 2012-02-01
EP2404343A4 (en) 2017-08-30
US20100225280A1 (en) 2010-09-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
MX2011009361A (es) Cargador de bateria que utiliza circuito convertidor continuo doble por dezplazamiento de fase.
US11097368B2 (en) Welding or cutting power supply using phase shift double forward converter circuit (PSDF)
CN112511007B (zh) 适用于宽输出电压范围的隔离式dc/dc转换器及其控制方法
EP3952092A1 (en) Multiple-port bidirectional converter and control method thereof
CN108933526B (zh) 宽输入宽输出高效隔离型dc-dc转换器电池充电器
US20120001599A1 (en) Power Supply Circuit Capable of Handling Direct Current and Alternating Current and Power Supply Control Method
KR102518248B1 (ko) 차량 탑재형 충전 시스템
CN104220950A (zh) 用于恒定电流恒定功率控制的电源控制方法
WO2019144241A1 (en) Resonant power converters and control methods for wide input and output voltage ranges
JP2002199588A (ja) 電源システム
EP3079250A1 (en) Isolated bidirectional dual-active-bridge dc-dc converter with dual-phase shift control
EP2953233A1 (en) Multi-battery charger and control method therefor
JP7446260B2 (ja) 電力コンバータ
JP3191097B2 (ja) 無停電電源装置及びその充電制御方法
CN113258642A (zh) 电子终端充电器
CN111095726B (zh) 用于控制牵引电池的充电系统的方法
JP6634045B2 (ja) 制御装置、制御システム
EP4013642A1 (en) Vehicle-grid-home power interface
RU2404439C1 (ru) Двухступенчатая электронная нагрузка
CN112075019A (zh) 具有升压开关的降压矩阵式整流器及其在一相损耗期间的操作
US11876442B2 (en) Control device for a DC-DC converter, DC-DC converter and method for the closed-loop control of a DC-DC converter
KR20000006893A (ko) 인버터 겸용 충전기
KR101421022B1 (ko) 보조 출력 전압 제어가 가능한 다중 출력 컨버터
US20230118346A1 (en) Method of Power Factor Correction Burst Mode Load Measurement and Control
EP4383541A1 (en) Hybrid mode control method

Legal Events

Date Code Title Description
FG Grant or registration