CN102341950B - 使用相移的双正激变换器电路的电池充电器 - Google Patents

使用相移的双正激变换器电路的电池充电器 Download PDF

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Abstract

提供了一种用于为电池充电操作动态地调整正激变换器电路的输出电压的方法。该方法允许通过控制两个正激变换器电路的占空比来改变充电电池处的电压。本发明提供了响应需要更高电压输出的变化电池充电状态来增加一对正激变换器电路的同步的占空比，然后响应输出电压需求的进一步增加来改变相移，以及基于电池等级来设置一对正激变换器电路的占空比之间的相移，然后响应变化的电池充电状态来改变脉宽。控制器接收输入信号和产生输出脉宽调制信号，该输出脉宽调制信号可以响应这些输入信号来控制正激变换器电路的输出的占空比宽和相移。

Description

使用相移的双正激变换器电路的电池充电器
背景技术
本发明大体涉及电池充电操作，更特别地涉及控制双电路变换器以动态地调整电池充电器的输出电压的方法和系统。
电源电路通常将AC电源转换为适于电池充电操作的输出电源。该输出电源具有适当的电压或电流级，并且可根据基于正在充电的电池规格的算法或物理条件（regime）被控制和调整。电池充电器通常需要为在各种类型的应用中所使用的一系列电池尺寸和类型充电，如汽车用的、工业用的、家庭用的，等等。例如，电池充电器可能需要被配备来应对一系列电池电压（例如6V、12V、24V等等）以及各种电池化学成分（例如铅酸、锂离子、镍镉等等）。
由传统充电器被配备来为其充电的最高额定电池的负载要求通常确定了电源电路的热学设计，从而规定了组件例如变压器、散热器、功率器件、冷却风扇等等）的尺寸和等级（rating）。当电池充电器低于该电池充电器被配备来处理的最高电压进行工作时，这通常会导致电路具有超大的组件或效率低。因此，现在意识到的是，存在对这种电路的需要，该电路可以更好地处理（handle）电池充电器经历的各种负载要求而不存在传统设计的效率低缺陷。
发明内容
本发明提供了一种新颖的用于动态地调整电池充电操作的输出电压的技术，该电池充电操作被设计来响应这样的需求。该技术允许通过控制两个正向变换器电路的占空比来改变电池充电器的输出电压。特别地，本发明提供了系统和方法，用于响应变化的电池充电状态（需要更高的电压输出）来增加一对正向变换器电路中的同步的占空比，然后响应电池充电状态（需要更大的电压输出）中的进一步变化来改变占空比之间的相移。本发明还提供了系统和方法，用于基于蓄电池等级在一对正向变换器电路的占空比之间设置相移，然后响应变化的电池充电状态来改变脉宽。当前的实施例提供了一个被设计来接收输入信号和产生输出脉宽调制信号的控制器，该调制可控制正向变换器电路的输出的占空比脉宽和相移。另外，提供了通过上升沿或下降沿补偿来调节变换器磁芯复位所需的时间的方法。
附图说明
当参考下面的附图阅读下文的详细说明时，可以更好地理解本发明的这些和其它的特征、情况和优点，在所有的附图中，相同的符号表示相同的部件，其中：
图1是根据本发明方面的示例的电池充电器电源装置的立体图；
图2是根据本发明方面的电池充电器电源组件的框图；
图3是示出电源的示例的实施例的电路图，该电源包括根据本发明方面的正激变换器电路；
图4是示出根据本发明方面的两个同相正激变换器电路的占空比的示例波形的图解示图；
图5是示出根据本发明方面的两个异相正激变换器电路的占空比的示例波形的图解示图；
图6是示出根据本发明方面的低于上限值工作的两个同相正激变换器电路的占空比的示例波形的图解示图；
图7是示出根据本发明方面的在上限值处工作的两个同相正激变换器电路的占空比的示例波形的图解示图；
图8是示出根据本发明方面的在上限值处工作的两个异相正激变换器电路的占空比的示例波形的图解示图；
图9是示出根据本发明方面的通过上升沿补偿来移动为异相的两个正激变换器电路的占空比的示例波形的图解示图；
图10是示出根据本发明方面的通过下降沿补偿来移动为异相的两个正激变换器电路的占空比的示例波形的图解示图；
图11是示出根据本发明方面的低于上限值工作的两个异相正激变换器电路的占空比的示例波形的图解示图；
图12是示出根据本发明方面的低于上限值工作的两个异相正激变换器电路的占空比的示例波形的图解示图；
图13是示出根据本发明方面的在上限值处工作的两个异相正激变换器电路的占空比的示例波形的图解示图；
图14是示出示例的处理逻辑的框图，该处理逻辑可以被使用来控制根据本发明方面的电池充电器电源输出的脉宽调制；
图15是示例的电流波形的相移和占空比的图形表示；
图16是示例的电流波形的类似图形表示；和
图17是滞后和超前电路的波形的图形表示。
具体实施方式
图1示出了根据本发明实施例的包括电源电路的示例的电池充电器10。电池充电器10包括外壳12和电池盒14，在电池充电操作期间，一个或多个电池组被置于该电池盒14中。示例的用户界面16包括显示器面板18，通过该显示器面板，电池充电器10可将信息，如，充电状态，传送给用户和控制面板20，该控制面板20可允许用户手动输入关于电池额定容量（batteryrating）、电池类型等等信息。在图示的实施例中，用户可以通过按压按钮22来传送该信息。在其它的实施例中，传送电池信息的手段还可以是开关、键盘等等。在其它的实施例中，电池信息，如，电池的类型，还可以被自动地检测。此外，在一些实施例中，电池充电器10可以包括一个或多个指示灯32、34，这些指示灯可以通过显示颜色、闪烁状态等等这类方式来指示该部件正在工作和准备充电24，或者正在充电26。
电池充电器10的内部组件将来自壁装电源插座或其它AC或DC电源的来源的电力转换为符合电池的电压和/或电流要求（依据充电算法或物理条件（regime））的输出。图2示出了根据本发明实施例的被包含在电池充电器电源10中的组件的示例框图。具体地说，图2示出了在工作时将直流电流（DC）输出到电池充电器电源30的主电源28，该电池充电器电源30包括第一变换器电路32和第二变换器电路34。变换器电路32、34进行工作以在馈送给滤波电感36的单个节点处合并它们各自的输出，该滤波电感36为电池充电操作提供输出电压38（即，V_out）并且提供从蓄电池40到接地端42的电流。在一个实施例中，特定的电感可以被使用来代替滤波电感36。在其它的实施例中，滤波电感36可以具有多个用于合并两个变换器电路32、34输出的绕组。
在一个实施例中，电源28可以是DC电源，如电池。在其它实施例中，电源28可以是对输入的交流电流（AC）进行整流从而将该交流电流转换为DC电流的电路。在图2所示的示例框图中，变换器电路32、34中的每个被连接到单个主电源28。在其它的实施例中，变换器电路32、34可以被独立的电源供电。在另外的实施例中，变换器电路32、34可以在它们各自的电容44、64处与主电源28并联或串联。在变换器电路32、34与单个主电源28串联的实施例中，每个变换器电路可以只接收主电源28的总电压的一半，该串联方式可允许在变换器电路32、34内使用较低电压的组件。
图3是示出根据本发明实施例方面的包括两个正激变换器电路32、34的电池充电器电源30的一个实施例的电路图。如先前所描述的，主电源28将DC电源提供给第一变换器电路32和第二变换器电路34。在第一变换器电路32中，电压首先被提供穿过电容44。然后，一对功率半导体开关46、48斩波（chop）DC电压，并且在变压器50的初级绕组52这一侧将该斩波DC电压提供给变压器50。变压器50将斩波初级电压转换为次级电压，且将该次级电压提供给变压器50的次级绕组54。然后，该次级电压被整流二极管56、58整流且被提供给滤波电感36。当这对半导体开关46、48断开时，一组二极管60、62为存储在变压器50中的磁化电流提供单向传送路径以使得该磁化电流可以流通。
类似地，在第二变换器电路34中，电压首先被提供穿过电容64。然后，一对功率半导体开关66、68斩波DC电压，并且在变压器70的初级绕组72这一侧将该斩波DC电压提供给变压器70。变压器70将斩波初级电压转换为次级电压，且将该次级电压提供给变压器70的次级绕组74。然后，该次级电压被整流二极管76、78整流且通过节点被提供给滤波电感36。当这对半导体开关66、68断开时，一组二极管80、82为存储在变压器70中的磁化电流提供单向传送路径以使得该磁化电流可以流通。该合并的整流后的次级电压被提供给电池充电器电源输出38，并且合并的整流后的电流流过电池40。在其他的实施例中，正激变换器电路32、34可以包括另外的组件或电路，如电压尖脉冲缓冲电路、电压箝位电路、共振“无损”缓冲电路或箝位电路、栅极驱动电路、预充电电路、预调制电路等等。此外，如先前所指出的，根据本发明的实施例，正激变换器电路32、34可被配置为并联或串联，即是，电容44、64可以以并联或串联方式连接。另外，在进一步的实施例中，第一变换器电路32的输出和第二变换器电路34的输出可以以串联方式连接。在这个实施例中，单个接地端被配置来支持两个变换器电路32、34的工作，并且在输入到电感36之前，第一变换器电路32的二极管56、58的输出可与第二变换器电路34的二极管76、78的输出连接。
图4是示例波形的图解示图，该示例波形示出了根据本发明实施例方面的两个同相正激变换器电路32、34的占空比的两种可能。在开关周期84期间，第一变换器电路32中的半导体开关46、48被闭合和断开，从而为开始于起始时间88且结束于停止时间90的电路限定了有效周期（active period）86。则第一变换器电路32的占空比或开关脉宽比是有效周期86除以开关周期84得出的值。该有效周期86由开始该脉冲的上升沿92和结束该脉冲的下降沿94限定。在一个实施例中，开关46、48的脉宽比被限制为其上限是开关周期84的50%，从而通过二极管60、62，变压器50的磁芯可以容易地（naturally）在每个周期进行复位。
类似地，在开关周期96期间，第二变换器电路34中的半导体开关66、68被闭合和断开，从而为开始于起始时间88且结束于停止时间90的电路限定了有效周期98。则第二变换器电路34的占空比或开关脉宽比是有效周期98除以开关周期96得出的值。该有效周期98由开始该脉冲的上升沿100和结束该脉冲的下降沿102限定。在一个实施例中，开关66、68的脉宽比被限制为其上限是开关周期96的50%，从而通过二极管80、82，变压器70的磁芯可以容易地在每个周期进行复位。在所示出的实施例中，第一变换器电路32的占空比和第二变换器电路34的占空比是相等的并且是同步的，从而表明变换器电路32、34同相工作。在这样的布置中，负载电流在两个变换器电路32、34之间分配（split）。
图5是示例波形的图解示图，该示例波形示出了根据本发明实施例的两个异相正激变换器电路32、34的占空比的两种可能。如先前所描述的，在开关周期84期间，第一变换器电路32中的半导体开关46、48被闭合和断开，从而为开始于起始时间88且结束于停止时间90的电路限定了有效周期86。则第一变换器电路32的占空比或开关脉宽比是有效周期86除以开关周期84得出的值。该有效周期86由开始该脉冲的上升沿92和结束该脉冲的下降沿94限定。
类似地，在开关周期96期间，第二变换器电路34中的半导体开关66、68被闭合和断开，从而如前面所述限定了变换器电路34的有效周期98。但是，有效周期98现在开始于较迟的起始时间104且结束于较迟的停止时间106，这两个时间不同于第一变换器电路32的起始时间88和停止时间90。第二变换器电路34的占空比或开关脉宽比仍然是有效周期98除以开关周期96得出的值。然而，该有效周期98由开始该脉冲的新的上升沿108和结束该脉冲的新的下降沿110限定。在所示出的实施例中，第一变换器电路32的占空比和第二变换器电路34的占空比是相等的但异相的。在一个实施例中，第一变换器电路中的这对开关46、48的脉宽比和第二变换器电路中的这对开关66、68的脉宽比中的每个脉宽比各自被限制为其上限是开关周期96的50%，从而变压器70的磁芯可以容易地在每个周期进行复位。然而，由于各个变压器中的每个的输出在共同的节点处合并，因此这两个电路的合并来实现近似100%的有效占空比是可能的。在所示出的实施例中，变压器的匝数比，即次级绕组的匝数54、74分别除以初级绕组的匝数52、72，可以小于两个变换器电路32、34仅限于同相工作的实施例中的变压器的匝数比。对于两个变换器电路同相工作的实施例，变换器开关的脉宽比可以被限制为50%，即在电感36处的合并后的输出是同相的且可以只以50%的脉宽比为电感36提供电压或供电。在所示出的实施例中，由于两个变换器电路32、34异相工作且每个变换器开关的脉宽比都被限制为50%，因此输出到电感36的合并后的输出的占空比可以接近100%。这意味着，每个变换器电路32或34的变压器的匝数比可以被降低大约50%。众所周之，在本技术领域，变压器的匝数比是变换器电路32或34的输入电压、输出电压38和输入到电感36的工作的占空比的函数。
图6至8示出示例波形，该示例波形表示根据本发明实施例，可在控制方法期间产生的两个正激变换器电路32、34的输出。例如，在一个实施例中，第一变换器电路32可以被控制来如滞后电路32那样工作，并且第二变换器电路34可以被控制来如超前电路34那样工作。在这种控制方法过程中，两个变换器电路32、34可以以低占空比同相工作。当控制回路检测或应答电池充电器输出需要来自变换器电路32、34更大的输出电压的情况时，占空比可以增加直到其达到由变压器复位所需的时间限定的上限值。超出该上限值，超前电路34可以被偏移为异相并且可以继续进一步相移，直到这两个电路32、34完全异相并且由电路32、34产生上限输出电压。
图6示出了该控制方法的第一步骤的输出。在开关周期84期间，半导体开关46、48被闭合和断开时形成了滞后电路32输出波形，从而为开始于起始时间116且结束于停止时间118的电路限定了有效周期114。则该滞后电路的占空比或开关脉宽比是有效周期114除以开关周期84得出的值。该有效周期114由开始该脉冲的上升沿120和结束该脉冲的下降沿122限定。类似地，在开关周期96期间，半导体开关66、68被闭合和断开时形成了超前电路34输出波形，从而为开始于起始时间116且结束于停止时间118的电路限定了有效周期124。则该超前电路的占空比或开关脉宽比是有效周期124除以开关周期96得出的值。该有效周期124由开始该脉冲的上升沿126和结束该脉冲的下降沿128限定。每个变换器电路的脉宽最初都小于一个实施例中所定义的50%的上限值。
在控制方法的这个步骤期间，滞后电路32的占空比和超前电路34的占空比是相等的并且是同步的，从而表明这两个电路同相工作。在充电周期的初始部分（电池电压较低时）的期间，这两个电路可以以这样的方式工作。在控制方法的该阶段，电路32、34允许在低电压时具有大的充电电流，从而由于这两个电路共有（share）负载，因此提供了一种比传统方法更有效的设计。通过允许充电周期的至少一部分具有更高的充电电流，就可能产生期望的总再充电时间的减少。另外，如果正被充电的电池电压落在以该工作模式被充电的电池电压（例如，6V或12V）的范围之内，则两个电路32、34可以在整个充电周期以这样的模式工作。
如图7中所示出的，当输出电压的需求增加时，滞后电路32和超前电路34同步地增加它们各自的有效周期，直到它们达到可由变压器磁芯进行复位所需的时间限定的上限有效周期。滞后电路32此时产生了具有上限有效周期130的输出波形的脉冲，该上限有效周期130由相对于图6而言同样的起始时间116和较迟的停止时间132限定。则该脉冲由相对于图6而言同样的上升沿120和较迟的下降沿134限定。类似地，超前电路34此时产生了具有上限有效周期136（与滞后电路32的新的上限有效周期相等）的输出波形的脉冲，该上限有效周期136由相对于图6而言同样的起始时间116和较迟的停止时间138限定。则该脉冲由相对于图6而言同样的上升沿126和较迟的下降沿140限定。
一旦这两个电路的占空比响应更大的电压需求而分别增加到它们各自的上限130和136，输出电压需求的进一步增加就必须通过如图8中所示出的超前电路34的相移来实现。滞后电路32的有效行为相对于图7仍然不变，而超前电路34产生相移来提供电压需求的进一步增加。超前电路34的有效周期136的脉宽由较早的起始时间142和较早的停止时间144限定，但长度保持不变。然而，该超前电路脉冲的上升沿146的位置相对于滞后电路的上升沿120移动由输出电压需求的幅值所指示的数量150。超前电路34将继续进一步地产生如所需的相移，直到这两个电路满足输出电压的需求或完全异相，从而产生它们共同的电压输出的上限值。
在充电周期的后面部分（当电池电压较高时）期间，滞后电路和超前电路可以以控制方法的这个步骤所示出的方式工作。另外，如果正被充电的电池的电压在电池电压足够高而需要该工作模式（即，对于24V或48V的电池），则电路32、34可以在整个充电周期以这样的方式工作。在控制方法的这个阶段，电路32、34可以以较低的充电电流和较高的电压工作，从而确保即使当电池电压接近所期望的设定值时，该电池电压仍然可以继续被充电到期望的数值。然后，每个电路将满负载工作，从而被迫减少充电电流。图6-8示出了一个实施例，其中显示了脉宽和相移量的许多可能的组合中的三种。在其它的实施例中，通过增加和/或减少所需的占空比和/或相移量，两个变换器电路32、34可不断地响应输出电压的需求。
正激变换器电路32、34使用了固有的（natural）变压器磁芯的复位机制，其中在第一变换器电路的开关46、48和第二变换器电路的开关66、68的非有效周期期间，磁化电流可容易地流动通过第一变换器电路32的单向传送二极管60、62和第二变换器电路32的单向传送二极管80、82以允许变压器磁芯复位，其中非有效周期是指各个变换器电路不产生输出电压的每个开关周期的一部分。可能需要采用在相移过程中为变压器磁芯分配足够的时间来完成其固有的复位周期的方法。在一个实施例中，当相移值增加或减少以复位恰当的相移时，超前电路34可跳过（skip）脉冲。这样的方法的其它可能的实施例的输出由图9和10中的示例波形示出。
图9是示出了两个正激变换器电路32、34的占空比的示例波形的图解示图，这两个电路产生相移且通过上升沿补偿来补偿必要的变压器磁芯复位时间。在这个实施例中，滞后电路32如先前关于图7所描述的那样行进。半导体开关46、48被闭合和断开，从而限定了开始于起始时间154且结束于终止时间156的有效周期152。该有效周期152由开始该脉冲的上升沿158和结束该脉冲的下降沿160限定，从而限定了在上限有效周期工作的占空比。超前电路34的波形的第一脉冲示出：超前电路34在开始于起始时间164且结束于终止时间166的上限有效周期162工作。该有效周期162由上升沿168、下降沿170和初始相移172限定。然而，超前电路34必须再次移动新的相移值174从而在电池充电器输出端提供电压输出需求的进一步增加。为了使得变压器磁芯复位具有足够的时间，因此在相移正在增加的时间段期间，必须采取一些措施来减少下一脉冲的脉宽。图9中的实施例显示了由新的上升沿178和新的下降沿180形成的单个减少的脉宽176，该脉宽176反映了在期望的上升沿182中的延迟，从而使得全关闭周期（full off period）184可允许变压器磁芯复位。通过超前距离186有效地缩短了该脉冲。后续脉冲将在新的相移值174处回到原始上限脉宽162。
图10是示出了两个正激变换器电路的占空比的示例波形的图解示图，这两个电路产生相移且通过下降沿补偿来补偿必要的变压器磁芯复位时间。在这个实施例中，滞后电路32如先前关于图9所描述的那样行进。半导体开关46、48被关闭和断开，从而限定了开始于起始时间154和结束于停止时间156的有效周期152。该有效周期152由开始该脉冲的上升沿158和结束该脉冲的下降沿160限定，从而限定了在上限有效周期工作的占空比。然而，以其占空比162的上限值和初始相移172工作的超前电路168必须再次移动新的相移值174以提供电池的电压输出需求的进一步增加。如先前所论述的，为了使得变压器磁芯复位具有足够的时间，因此在增加相移的时间段期间，必须采取一些措施来降低下一脉冲的脉宽。图10中的实施例显示了开始于起始时间188和结束于停止时间190的单个减少的脉宽176。有效周期176由新的上升沿192和新的下降沿194形成。在这个实施例中，根据新的相移值174，上升沿所期望的起始时间188无变化。相反，较早的下降沿194被启动（initiated）来满足足够的变压器磁芯复位时间的需要。即使变压器只被允许缩短的复位时间196并且磁芯在下一脉冲开始之前还没有被完全复位，由于下降沿194较早出现，变压器被脉宽降低的脉冲驱动，从而在该脉宽降低的脉冲结束时，变压器磁芯中的峰值流量不大于当允许发生完全复位时在正常周期之后的变压器磁芯中的峰值流量。后续脉冲将在新的相移值174处回到原始上限脉宽162。
图11至13示出了表示两个正激变换器电路32、34的输出的示例波形，该输出可在根据本发明实施例的另一个控制方法期间产生。该控制方法的第一步骤是检测要被充电的电池（例如，通过自动的检测或用户输入）的类型或额定电压，并且使用该信息预先确定变换器电路32、34是同相工作、异相工作还是基于电池的最大电压要求部分地异相工作；相移被相应地设置。例如，对于低电压电池（例如，6V），该控制可被配置为使得两个变换器电路32、34仅限于同相。对于高电压电池（例如，48V），该控制可被配置为使得两个变换器电路32、34仅限于异相。在这两种情况下，在已经设置好相移后，两个变换器电路32、34的占空比可以被改变来提供需要的电压输出。该控制还可以对每个模式的最大充电电流实施限制。例如，低电压电池可允许比高电压电池还大的最大充电电流。
图11示出了可在该控制方法的第一步骤中产生的示例波形。在这个实施例中，第一变换器电路32可被控制来如滞后电路32那样工作，并且第二变换器电路34可被控制来如超前电路34那样工作。滞后电路32波形的第一脉冲具有开始于起始时间200且结束于停止时间202的有效周期198。该脉宽198由上升沿204和下降沿206限定。超前电路34的第一脉冲具有开始于起始时间210且结束于停止时间212的有效周期208。该脉宽208由上升沿214和下降沿216限定。超前电路34第一脉冲的起始时间210先于滞后电路32的第一脉冲的起始时间200，从而限定了相移218。在电池充电周期的初期段（电压要求较低时）的期间，电池充电器10可以以这样的方式工作。
图12示出了当电池的电压需求在充电周期的较迟部分进一步增加时，可在该控制方法的第二步骤中产生的示例波形。滞后电路32波形的第一脉冲具有相对于图11开始于同样的起始时间200且结束于较迟的停止时间222的脉宽增加的有效周期220。该脉宽220由相对于图11同样的上升沿204和较迟的下降沿224限定。超前电路34的第一脉冲具有相对于图11开始于同样的起始时间210且结束于较迟的停止时间228的有效周期226。该脉宽226由相对于图11同样的上升沿214和较迟的下降沿230限定。同图11显示的一样，超前电路34第一脉冲的起始时间210先于（precede）滞后电路32第一脉冲的起始时间200一设定量，从而保持相移218。
图13示出了当电池的电压需求相对于图12在充电周期的更迟部分更进一步增加时，可在该控制方法的第三步骤中产生的示例波形。滞后电路32波形的第一脉冲具有相对于图12开始于同样的起始时间200且结束于较迟的停止时间234的脉宽进一步增加的有效周期232。该脉宽232由相对于图12同样的上升沿204和更迟的下降沿236限定。超前电路34的第一脉冲具有相对于图12开始于同样的起始时间210且结束于更迟的停止时间242的有效周期238。该脉宽238由相对于图12同样的上升沿214和更迟的下降沿242限定。同图11和12显示的一样，超前电路34第一脉冲的起始时间210先于滞后电路32第一脉冲的起始时间200一设定量，该相移和/或脉宽可以被操作来控制某些情况下的输出。
图14是示出示例的处理逻辑的框图，该示例的处理逻辑可被使用来控制电源输出的脉宽调制。根据本发明实施例的一些方面，在图示的是实施例中，包含调节器246和处理器248的控制器244控制正激变换器电路（例如，正激变换器电路32、34）的开关来达到充电电池的期望的电压输出。在一个实施例中，控制器244可使用反馈信息来防止变换器电路32、34连续不断地（continuously）以完全或部分相移的方式工作。另外，控制器244可采取其它措施来保护或延长变换器电路32、34的寿命，如当以相移模式进行工作超出一定时限时，减少输出负载电流。如果在电池的一些不正常的动态负载规格（requirement）的情况下，可采用这些措施来防止两个变换器电路32、34在相移模式下以高电流工作过量的时间。如果输出电流比某个限定的值还大，控制器244还可防止变换器电路32、34以相移模式工作。
调节器246被配置来接收多个输入，该输入关于期望的和实际的输出电压、电流、功率等等。例如，调节器246可接收来自正充电的电池的电流传感器250和/或电压传感器252的反馈。另外，调节器246可接收来自按钮、用户界面、语音命令等这类方式的关于期望的设定值或输出的手动输入254。然后，调节器246可基于其输入来产生输出控制信号256。在一个实施例中，调节器246可包括误差放大器和补偿网络，且可用处理器248或控制器244内的离散电路或软件算法来执行。处理器248可接收辅助反馈或输入信号258，如温度反馈、监控信号、控制信号等等。控制信号256还可被处理器248接收，并且可被使用来设置需要的脉宽调制（PWM）信号、PWM1260和PWM2262。单独的PWM信号260、262可包括如该系统的输出需求所指示的脉宽和相移值。这两个PWM信号260、262被连接到两个栅极驱动电路264、266，从而提供必要的门驱动信号来驱动第一变换器电路268的开关和第二变换器电路270的开关。在特定的实施例中，处理器248可输出额外的辅助信号272，如用于电池充电器电源方面的监控和控制的模拟或数字输出。辅助信号272可包括用于其它电源电路，如预调节器电路等等的风扇控制信号、预充电中继信号、定时信号。
当实施根据本发明的实施例的控制方法，可以改变变换器电路32、34的有效状态和相移，并且可产生电流波形。对于特定的相移和占空比，图15中显示的示例的电流波形可以被产生用于理想的电路（即，连接有最理想的变压器的电路等等）。在一个实施例中，当或者超前变换器电路34，或者滞后变换器电路32仅限于被闭合时，它们各自的半导体开关，66和68或者46和48将载有全峰值电流274，如先前所描述的，该峰值电流274由合并的电路输出的输出电流33和变压器匝数比控制。全峰值电流274实际上是输出电流乘以变压器匝数比。当两个变换器电路32、34都有效的期间，负载输出电流将在这两个电路之间分配，从而每个电路载有的电流近似为峰值电流的一半276。输出电流乘以变压器36的匝数比导致每个变换器电路32或34载有的电流为峰值电流的一半。在只有一个变换器电路有效的期间，另一个变换器电路将不产生电流1278。当两个变换器电路完全同相时，例如当以额定的负载运行值进行工作时将会发生完全同相，初级开关66、68、46和48中的电流将近似为峰值电流的一半，用于每个变换器电路的周期中的完全有效部分。
对于特定的相移和占空比，在图16中所显示的示例的电流波形可被产生来用于非理想的电路（即，具有实体元件的电路）。在一个实施例中，当或者超前变换器电路34，或者滞后变换器电路32仅限于被闭合时，它们各自的半导体开关，或者66和68，或者46和48将载有全峰值电流274，如先前所描述的，该峰值电流274由合并的电路输出的输出电流33和变压器匝数比控制。在两个变换器电路32、34都有效的期间，相对于图15而言，滞后电路32中的负载输出电流280小于理想预期值（~峰值电流的50%）。由于总峰值电流相对于图15保持不变，所以超前电路34具有大于理想预期值（~峰值电流的50%）的电流282，从而补偿滞后电路32中的电流减少。在只有一个变换器电路有效的期间，另一个变换器电路将不产生电流278。
产生这种非理想分配是因为滞后电路32的变压器50的次级绕组54中的电压近似等于提供超前电路34的变压器70的次级线圈74中的电压。该电压反映到滞后电路32的变压器50的初级线圈52中，并且近似等于可以驱动滞后电路32的电压。因此，存在非常少的强励电压来克服滞后电路32的变压器50中的漏磁电感直到超前电路34进入非有效状态，并且次级电压趋近于零。在那个时刻，全电压能增加滞后电路32的变压器50的初级线圈52中的电流，并且迅速地调整以载有全峰值电流。
对于瞬变、动态负载条件来说，所描述的在变换器电路32、34载有的电流失配可以是无关紧要的。然而，响应寿命更长的负载或者对于电路32、34被配置为串联的实施例，期望的是平衡变换器电路32、34载有的电流来分配功率损耗和工作期间产生的热。变换器电路32、34载有的平均电流的失配可引起变换器电路32、34之间的电压失配，从而当电路32、34串联连接设置时造成来自于主电源28的总输入电压的不等分配。串联配置的电压失配会造成变换器电路32、34组件上过度的电压应力。在一个实施例中，当两个电路32、34以相移模式工作时，该电压失配可通过分配两个电路32、34之间的重叠时间来进行补偿。超前和/或滞后电路34和/或32的占空比可以被调整，从而超前电路34不载有显著大于滞后电路32的平均电流。在一个实施例中，这种调整将包含在工作期间使变换器电路32或者34交替为超前电路，从而载有峰值电流的更大部分的电路也进行交替。
在图17所示的另一个实施例中，关于每一个电路32、34的主电源输入电压的中心点是大于还是小于总供应的主电源电压的一半的信息可以被获取并且被使用来补偿电路32、34载有的电流中的失配。在一个实施例中，比较器电路可指示该信息并通过单个数字输入行将该信息提供给控制器244。该数字输入行可以指示：该中心点对于两个电路32、34之间相等的电流分配是太高还是太低。然后，控制器244可以发送电路32、34中占空比变化的信号来纠正失配。图13示出了两组显示两个不同时间点的控制信号的波形。用于电压输出的控制变量284对于两组波形是完全相同的，指示期望的电压输出已经被保持。这两组波形示出了较大的超前占空比286和减少的超前占空比288，从而表明超前变换器电路的有效时间已经按要求被改变来修正主电源输出电压的不等分配。滞后电路的占空比保持不变290。实际上，响应检测到的主电源输出电压的中心点变化，超前电路34的占空比可以被调制。另外，作为减少变换器电路32、34之间的电压失配的进一步方法，在某种负载条件下修改或调制滞后电路32的占空比是有必要的或期望的。其它的实施例可以将多个信号或其它类型的信号提供给控制器244，例如指示应用于两个变换器电路32、34的电压幅值的模拟反馈信号。这些信号可以被使用来代替所描述的单个数字输入行，或者除了所描述的单个数字输入行的信号之外，这些信号可以被使用。
尽管这里只示出或描述了本发明的某些特征，但是本领域的技术人员知道可以产生本发明的许多变化和改变。因此，需要理解的是，附加的权利要求旨在覆盖所有这样的落入本发明的本质精神内的变化和改变。

Claims (20)

1.一种动态调整电池充电操作的电压输出的方法，该方法包括：
基于检测到的电池的电池电压等级来设置一对正激变换器电路的占空比之间的相移；
调整这对正激变换器电路的占空比，从而提供该电池电压要求的改变。
2.根据权利要求1所述的方法，其中每个占空比的上限值是以各个正激变换器电路中的每一个中的变压器磁芯进行复位所需要的时间为基础。
3.根据权利要求1所述的方法，其中设置相移包括使开关周期中的脉冲的上升沿延迟，从而减少这对正激变换器电路中的其中一个的占空比。
4.根据权利要求1所述的方法，包括通过监控变压器中的电压和／或电流来防止这对正激变换器电路中的其中一个中的变压器饱和，以及当该电压和／或电流指示该变压器还没有被复位时使得不能开始新的脉冲。
5.根据权利要求1所述的方法，包括使电流流过串联或并联的这对正激变换器电路。
6.根据权利要求1所述的方法，其中调整这对正激变换器电路的占空比包括，增加它们的占空比以满足该电池更高的电压需求。
7.根据权利要求1所述的方法，其中调整电路组件包括，使每个正激变换器电路中一个或多个晶体管闭合或断开以对每个正激变换器电路的电压输出进行脉宽调制。
8.根据权利要求1所述的方法，包括基于达到充电算法的目标值而停止对电池充电。
9.一种电池充电系统，包括：
一对正激变换器电路，能够协调以满足电池的动态电压需求；和控制器，包括：
调节器，能够基于电池的动态电压需求接收与这对正激变换器电路的期望的合并的电压输出相关的至少一个输入，并且能够产生控制信号；和
处理器，能够接收该控制信号，并且基于产生期望的合并的电压输出的所述控制信号来驱动这对正激变换器电路中的开关以有助于对这对正激变换器电路的占空比的控制。
10.根据权利要求9所述的电池充电系统，其中所述处理器被配置为通过门驱动电路的控制来驱动所述开关。
11.根据权利要求9所述的电池充电系统，其中所述处理器被配置为输出辅助设备的附加控制信号。
12.根据权利要求9所述的电池充电系统，其中所述调节器能够接收来自输出传感器的实际输出的被测量到的值。
13.根据权利要求9所述的电池充电系统，其中所述处理器能够基于产生期望的合并的电压输出的所述控制信号来移动这对正激变换器电路的占空比。
14.根据权利要求9所述的电池充电系统，其中所述处理器能够基于产生期望的合并的电压输出的所述控制信号来调整这对正激变换器电路的占空比的脉宽。
15.根据权利要求9所述的电池充电系统，其中这对正激变换器电路被配置为串联或并联。
16.一种提供电池充电操作的电压要求的方法，包括：
增加一对正激变换器电路中的同步的占空比以提供该电池的电池充电状态中的增加；以及
当达到每个占空比的上限值时，改变占空比之间的相移以提供该电池充电状态中的进一步增加。
17.根据权利要求16所述的方法，其中改变相移包括使开关周期内的脉冲的上升沿延迟，以减少这对正激变换器电路中的其中一个的占空比。
18.根据权利要求16所述的方法，其中改变相移包括开始开关周期内的脉冲的较早的上升沿，以减少这对正激变换器电路中的其中一个的占空比。
19.根据权利要求16所述的方法，其中改变相移包括跳过这对正激变换器电路中的其中一个正激变换器电路的开关周期内的脉冲。
20.根据权利要求16所述的方法，其中改变相移包括将所述占空比增加到最大值，将这对正激变换器电路的输出移动为完全异相，以及减少每个正激变换器电路开关周期内的脉宽。
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Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8742624B1 (en) 2010-12-27 2014-06-03 Juniper Networks, Inc. N+1 power supply system upgrade using dual output power supplies
US8829722B2 (en) * 2011-10-31 2014-09-09 General Electric Company Apparatus and method for rapidly charging an electric vehicle
US20130193755A1 (en) * 2012-01-30 2013-08-01 Eaton Corporation Load balanced split-phase modulation and harmonic control of dc-dc converter pair/column for reduced emi and smaller emi filters
US9240724B2 (en) * 2013-03-13 2016-01-19 Astec International Limited Multiphase DC/DC converters and control circuits for controlling converters using fixed and/or variable frequencies
CN104065269A (zh) * 2013-03-20 2014-09-24 成都世旗电子科技有限公司 双正激式变换器电路
US9584024B2 (en) * 2013-06-24 2017-02-28 Illinois Tool Works Inc. Metal working power supply converter system and method
FR3043285B1 (fr) * 2015-11-02 2019-07-12 Valeo Equipements Electriques Moteur Procede et dispositif de commande d'une machine electrique tournante de vehicule automobile, et machine correspondante
US11235411B2 (en) * 2015-12-31 2022-02-01 Illinois Tool Works Inc. Welding power supply with interleaved inverter circuitry
US10389166B1 (en) * 2016-09-23 2019-08-20 Apple Inc. Method and system for single stage battery charging
US11033977B2 (en) 2017-04-21 2021-06-15 Illinois Tool Works Inc. Welding type power supply with output rectifier and phase shift double forward converter
US20180304393A1 (en) 2017-04-21 2018-10-25 Illinois Tool Works Inc. Welding Type Power Supply With Phase Shift Double Forward Converter
US10630105B2 (en) * 2017-08-23 2020-04-21 Schneider Electric It Corporation AC-OK detection circuit and method
US20190372466A1 (en) * 2018-06-05 2019-12-05 Qualcomm Incorporated Direct battery connection within a voltage regulator system
US12103121B2 (en) * 2019-04-30 2024-10-01 Illinois Tool Works Inc. Methods and apparatus to control welding power and preheating power
US11673201B2 (en) * 2019-08-08 2023-06-13 Illinois Tool Works Inc. Method and apparatus for providing welding type power using double forward converter
US20210057929A1 (en) * 2019-08-20 2021-02-25 Renesas Electronics America Inc. Device and method for independent charge control of a multiple port battery charger
JP7219688B2 (ja) * 2019-09-26 2023-02-08 株式会社日立製作所 電力変換装置とその制御方法
JP7504785B2 (ja) * 2020-12-25 2024-06-24 株式会社マキタ 充電器
CN112671247B (zh) * 2021-02-03 2024-02-02 中国人民解放军海军工程大学 三电平隔离型直流变换器的对称双边移相pwm调制方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1716746A (zh) * 2005-08-08 2006-01-04 南京航空航天大学 带箝位二极管的零电压开关三电平双管正激直流变换器
CN1874128A (zh) * 2005-06-01 2006-12-06 中国科学院电工研究所 一种超导磁体充放电电流调节器的控制方法

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4575670A (en) * 1984-02-29 1986-03-11 Hignutt Frank A Battery charging system
US4628426A (en) 1985-10-31 1986-12-09 General Electric Company Dual output DC-DC converter with independently controllable output voltages
JP2798135B2 (ja) 1987-06-29 1998-09-17 日本電気ホームエレクトロニクス株式会社 圧縮画像記録・再生システム
JPH083871B2 (ja) 1987-07-17 1996-01-17 沖電気工業株式会社 紙幣類入出金処理システム
US5099202A (en) 1990-02-26 1992-03-24 General Electric Company Phase shift generator
US5008795A (en) * 1990-03-23 1991-04-16 Unisys Corporation Switched capacitor interleaved forward power converter
US5117347A (en) 1990-05-10 1992-05-26 Teledyne Industries, Inc. Full duty cycle forward converter
FR2735624B1 (fr) * 1995-06-16 1997-09-05 Smh Management Services Ag Chargeur pour accumulateur d'energie electrique
US5751150A (en) * 1995-08-11 1998-05-12 Aerovironment Bidirectional load and source cycler
US6204630B1 (en) * 2000-02-04 2001-03-20 Ellen James Lightweight, compact, on-board, electric vehicle battery charger
JPH1052754A (ja) 1996-08-09 1998-02-24 Daihen Corp アーク加工用電源装置
JP3368163B2 (ja) * 1996-12-18 2003-01-20 インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション 電子機器用電源装置及び電子機器
JPH10216936A (ja) 1997-02-05 1998-08-18 Daihen Corp ア−ク加工用電源装置
ITPD980086A1 (it) 1998-04-10 1999-10-10 Selco Srl Generatore per saldatrici ad arco in topologia forward con clamp atti vo
US6055169A (en) * 1998-04-24 2000-04-25 Lucent Technologies Inc. Current mode control circuit for paralleled power supply and method of operation thereof
JP2000102251A (ja) 1998-09-25 2000-04-07 Mitsubishi Electric Corp ダブルフォワードコンバータ
US6370051B1 (en) * 1999-11-05 2002-04-09 Power-One, Inc. Forward converter circuit having reduced switching losses
JP3550529B2 (ja) 2000-06-26 2004-08-04 株式会社三社電機製作所 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7301308B2 (en) 2001-11-02 2007-11-27 Aker Wade Power Technologies, Llc Fast charger for high capacity batteries
WO2004054077A1 (en) 2002-12-09 2004-06-24 Queen's University At Kingston Non-isolated dc-dc converters with direct primary to load current
WO2005011118A2 (en) * 2003-07-25 2005-02-03 University Of Limerick A digital pulse width modulator
US20050134220A1 (en) 2003-11-21 2005-06-23 Brohlin Paul L. Area-efficient compensation circuit and method for voltage mode switching battery charger
US8785816B2 (en) * 2004-07-13 2014-07-22 Lincoln Global, Inc. Three stage power source for electric arc welding

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1874128A (zh) * 2005-06-01 2006-12-06 中国科学院电工研究所 一种超导磁体充放电电流调节器的控制方法
CN1716746A (zh) * 2005-08-08 2006-01-04 南京航空航天大学 带箝位二极管的零电压开关三电平双管正激直流变换器

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