KR940004960B1 - 무선수신기 - Google Patents

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KR940004960B1
KR940004960B1 KR1019850009724A KR850009724A KR940004960B1 KR 940004960 B1 KR940004960 B1 KR 940004960B1 KR 1019850009724 A KR1019850009724 A KR 1019850009724A KR 850009724 A KR850009724 A KR 850009724A KR 940004960 B1 KR940004960 B1 KR 940004960B1
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receiver
distortion
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린더레 하인쯔
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테믹 텔레풍켄 마이크로 엘렉트로닉 게엠베하
클라우스 봄하르트·한스-위르겐 마우테
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Abstract

내용 없음.

Description

무선수신기
제1도는 적정신호와 혼신신호 사이의 상태도.
제2도는 적정신호, 상호변조를 형성하는 방해신호수준, 그리고 제어신호의 임계레벨에 관한 수신기의 상태도.
제3도는 공지된 무선수신기의 신호처리부분의 회로도.
제4도는 본 발명에 따른 수신기의 회로도.
제5도는 시간에 따른 정류 수신신호를 도시한 선도.
제6도는 혼신방해가 있고, 적정신호도 존재하지 않는 경우를 도시한 선도.
제7도는 적정신호가 있고, 혼신방해도 존재하지 않는 경우를 도시한 선도.
제8도는 적정신호가 없이 혼신방해가 단독으로 존재하며 본 발명의 왜곡이 일어나는 경우를 도시한 선도.
제9도는 적정신호에 부가하여 혼선성분이 존재하며, 본 발명의 왜곡이 일어나는 경우를 도시한 선도.
제10도는 샘플 홀드 회로도(Sample and hold circuit).
제11도는 시간에 따른 제어신호를 도시한 선도
제12도는 수신기회로도.
제13도는 증폭 보상회로도.
제14도는 가청주파수 증폭기에 방해억제를 위한 펄스가 공급되는 실시예.
제15도는 수신기의 입력단에 제어신호가 공급되는 실시예.
제16도는 가산회로도.
제17도는 가산기 대신에 승산기가 제공되어 있는 예.
제18도는 승산기와 AND 회로도.
제19도는 승산기와 가산기의 조합을 나타낸 회로도.
제20도는 커플링 회로도.
제21도는 PIN 다이오드에 의해 신호감쇠를 하는 동조수신기 입력단을 나타낸 회로도.
제22도는 신호감쇠회로도.
제23도는 수신기 입력단의 입력에서의 확장된 신호감쇠회로도.
제24도는 수신기 입력단의 입력에서의 비슷한 신호감쇠회로도.
제25도는 광대역 입력을 갖는 수신기 입력단의 입력회로도.
제26도는 수신기 입력신호가 기저대 신호로 변환되는 예.
제27도는 커플링 회로의 예.
제28도는 수신기의 신호경로에서의 전송함수.
*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
8 : 전치증폭기 9 : 대역필터
10,80,81 :혼합기 11 : 국부발진기
12 : 선택증폭기 13 : 복조기
14 : 안테나 15, 44 : 정류기
18 : 펄스발생기
21, 22, 35, 39, 51, 52, 54, 55, 56, 65, 77 : 트랜지스터
23, 24, 36, 37, 40, 41, 53, 73, 76, 90, 91 : 저항
25, 61, 63, 69, 70, 75 : 캐패시터
28 : 가청주파수 증폭기 29 : 스피커
30, 82 : 발진회로 31 : 세라믹 필터
45 : 가산기 46, 47 : 다이오드
50 : 승산기 59 :능동증폭기
58 : 동조 가능한 사전선택회로 62, 72 : PIN 다이오드
66,67 :버랙터 다이오드 71,78 : 코일
83,84 :능동저역필 79 : 입력증폭기
92 : 다이오드링회로 3 : 연산증폭기
본 발명은 수신된 신호를 혼합에 의해 중간주파수 신호 및 또는 기저대 신호로 변환시키는 무선수신기에 관한 것으로, 중간주파수 신호 및/ 또는 기저대 신호를 발생시켜서 그로부터 혼신방해의 억제 또는 감소를 위한 제어신호를 유도해내는 장치가 제공된다.
공지된 바와 같이, 무선수신기의 목적은 전자파를 수신하는 것이다. 무선수신기는 예를들면 라디오 방송주파수, 텔레비젼 수신기 또는 무선전화등이다.
무선수신기에는 스펙트럼 성분이 120dB까지의 레벨차를 나타내는 신호 스펙트럼이 수신기에 의해 처리되어야 한다는 문제가 발생하는 것으로 공지되었다. 하이레벨신호성분 대부분은 고조파 혼합(harmonic mixing) 및 상호변조를 통한 다중 수신과 같은 혼신방해를 초래한다. 그와 같은 방해는 신호경로내에 자리잡고 있는 비선형소자의 신호에 따른 동작에 의해 야기되는 것으로 공지되었다.
상호변조방해는 상대적으로 낮은 방해신호 레벨에서 이미 발생할 수 있으므로 특히 위험하다. 상호변조방해는 최소한 두개의 방해신호에 의해 야기되는 방해이며, 이 두 방해신호의 주파수가 fs1, fs2라 할때 서로에 대한 관계가 두 조건
2fs1-fs2=fe 또는 2fs2-fs1=fe
중 하나가 되면 방해를 일으키게 되는데, 여기서 fe는 적정신호(desired signal)의 주파수 또는 조정된 수신주파수이다.
이 경우 두 개의 방해신호가 있다면, 두 방해신호의 변조내용을 포함하고 있는 "외견상" 적정신호는 적정주파수에서 수신될 수 있다. 이와 같은 수신상태는 라디오 방송 청취자와 같은 수신기를 선택할 수 없는 사용자에게 거의 전단된다. 상호 변조의 또 다른 방해효과는 약한 적정신호에 의해 혼신을 형성하는 것으로, 약한 적정신호는 예를 들면 상호변조가 없다거나 또는 낮은 상호변조에서는 충분히 수신될 수 있다. 일반적으로 수신기 입력에서의 하이레벨신호 성분의 방해효과의 위험은 하이레벨신호 성분의 수 및 그들 레벨에 과잉비례하여 증가한다. 대부분의 경우, 무선수신기내의 상호변조방해는 채널선택전의 수신기단, 즉 수신기 전치단(prestage) 또는 혼합단에서 형성된다. 그와같은 방해를 야기하는 소자는 쌍극성 트랜지스터 전계효과 트랜지스터 및 다이오드등이며 버랙터(varactor) 다이오드 또한 상호변조를 형성하는 소자에 포함된다.
기술서적에서 보면, 무선수신기의 상호변조상태는 소위 인터셉트 지점(intercept point)이라 불리우는 지점에 의해 특징 지워진다. 이것이 의미하는 것은 세번째 오더(third order) 인터셉트 지점이다. 인터셉트 지점은 제1도에 도시된 선도에 나타나 있다. 이 선도에서 가르키는 것은, 가로축에는 적정신호 레벨 Pe와상호변조를 일으키는 두 방해신호의 레벨 Ps1, Ps2가, 그리고 세로축에는 수신기 혼합단의 출력에서의 중간 주파수 신호 레벨 Pif가 나타나 있다. 곡서(1)은 적정신호 Pe에 따른 출력신호레벨 Pif를 나타낸다. 곡선(2)은 상호변조를 일으키는 (세번째 오더) 방해신호레벨 Ps1, Ps1에 대한 출력레벨 Pif의 의존도를 나타낸다. 의존도를 설명하는데 있어서는 , 제1도의 양축이 로그등급을 가지며, 더욱이 두 방해신호의 레벨이 동일하고 신호경로에는 어떤 증폭제어도 없다고 가정한다. 또한, 미리 정해진 적정신호변조와 관련하여, 수신기 출력에서 30dB의 신호/방해비율이 발생하는 때의 레벨은, 도면에서 가장 작은 적정신호레벨(가로축의 원점)으로 간주된다. 두 곡선접선의 교차지점은 소위 인터셉트 지점이라 불리우는 가상의 지점을 도면에 만들어내는데, 이것은 일정한 입력레벨, 상호변조를 형성하는 방해신호의 가상레벨, 그리고 어떤 가상 IF 출력레벨에 관계되어 있다. 두 곡선 접선의 기울기는 전형적으로 펙터 3만큼 다르다, 무선수신기에서, 일반적으로 인터셉트 지점은 수신기 입력레벨(IP3)에 관련되어 나타난다.
인터셉트 지점의 큰 레벨값은 무선수신기를 위해 요구된다. 값이 커지면 커질수록 상호변조를 통한 방해영향없이 수신기가 처리할 수 있는 방해신호레벨도 커진다. 그러나, 수신기의 인터셉트 레벨의 증가는 경제적인 이유에 의해 제한된다.
상호변조방해나 특히 혼신방해를 감소시키기 위하여, 증폭소자를 제어하거나 또는 PIN 다이오드로 구성된 감쇠소자(damping member)를 제어함으로써 입력신호에 따라 수신기 입력에서 증폭을 제어하는 것은 공지되어 있다. 공지된 무선수신기에서, 증폭이나 감쇠를 제어하는 제어신호는 증폭된 중간주파수 신호의 정류에 의해서 만들어지거나 그리고/또는 채널 선택전에 전치단의 출력이나 또는 혼합단의 입력 또는 출력을 통한 신호를 정류함으로써 만들어진다.
그러나, 혼신방해를 감소시키기 위한 그러한 실제적인 효과는 혼신을 일으키는 수신기단앞에 증폭 또는 감쇠를 제어하는 소자가 배열되었을 때만 발생하고, 제어 소자 자체는 혼신에 대하여 기여하지 못한다.
수신부분(receiving section)의 신호경로에서 IF 신호를 정류함으로써 제어신호가 만들어지는 공지된 무선수신기 회로의 단점은 혼신억제에 요구되는 제어신호가 혼신신호 그 자체에 의해 제어회로에서 만들어질 수 없기 때문에, 원칙적으로 혼신신호의 복조(Demodulation)의 완전한 억제가 불가능하다는 것이다. 만일 혼신신호가 이미 유효 제어신호를 만들어냈다면, 혼신신호 또한 복조되어 방해를 야기할 것이다. 이 경우, 혼신방해는 상당한 강한 적정신호에 의해서만이 억제될 수 있을 것이다. 상술한 종류의 무선수신기에서, 혼신을 통해 있음직한 방해는 신호이득/감쇠 제어에 대한 한계레벨(threshold level)을 감소시킴으로써 감소될 수 있다.
그러나, 이 방법은 적정신호에 대하여, 최대신호/잡음비가 적정신호레벨과 더불어 임계레벨보다 더 이상은 높게 증가되지 않기 때문에, 얻을 수 있는 수신 적정신호의 최대신호/잡음비는 낮게 유지된다는 단점을 갖고 있다.
제어신호가 IF 선택전에 신호의 정류에 의해 광대역회로에서 만들어지는 공지된 무선수신기회로의 단점은 적정신호는 아니나 대응하는 제어신호를 만들어 내는 하이레벨의 신호가 존재로 인하여, 전체 신호합성 및 수신기 입력에서의 적정신호가 감쇠되며, 특히 방해신호의 주파수 배열 때문에 발생하는 어떤 방해가 없을 때에도 감쇠된다는 것이다. 심지어, 상호변조를 형성하지 못하는 단 하나의 강한 방해신호도 약한 적정 신호의 수신을 감쇠시키거나 정지시킨다.
본 발명의 목적은 상호변조를 통한 혼신방해를 억제할 수 있고, 공지된 수신기와 비교하여 비교적 약한 신호를 수신할 수 있는 무선수신기 특히, 라디오 방송 수신기를 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 무선수신기에서는, 수신된 신호가 혼합(mixing)에 의해 중간주파수 신호 및/ 또는 기저대 신호로 변환되며, 중간주파수 신호 및/또는 기저대 신호를 발생시키고 그로부터 혼신방해의 억제 또는 감소를 위한 제어신호를 유도해내는 장치가 제공되며, 수신기내의 방해신호는 수신기내의 혼신방해가 억제되거나 감소되도록 일시적으로 왜곡된다.
왜곡이란 수신기의 신호경로내에 있는 소자 특성에 대한 비선형성의 증가를 의미한다. 고의적으로 야기되고(공지된 것처럼 일정한 왜곡은 피할 수 없다), 왜곡이 이루어지는 동안에 왜곡상의 증가를 의미하는 일시적인 왜곡은 바람직하게도 펄스신호에 의해 만들어진다. 비록 펄스신호가 펄스 지속시간동안 하나 또는 수개의 소자 특성 대응 비선형성에 항상 영향을 주더라도 신호왜곡은 방해신호 레벨이 큰 값을 가질때만 발생한다.
본 발명에 따른 수신기에서는, 수신기의 신호정류기에 의해 유도된 제어신호 값을 본 발명의 왜곡이 일어나는 시간동안만 수신기의 전치증폭기에 공급하는 것이 문제이다. 한편, 신호정류기의 출력에서 왜곡들 사이에 발생한 제어신호는 전치증폭기로 통과되면 않된다. 이를 성취하기 위하여, 왜곡동안 발생한 제어신호값을 다음 왜곡이 발생할 때까지 저장하여, 저장된 값을 전치증폭기에 전하는 것이 필요하다. 본 발명의 왜곡을 일으키는 펄스신호의 펄스가 발생할 때만 발생하는 펄스인 샘플펄스에 의해 제어되는 샘플 홀드회로가 이 일에는 적합하다. 따라서, 왜곡을 일으키는 펄스신호가 존재하지 않을때는 샘플펄스도 존재하지 않는다. 샘플펄스의 폭은 왜곡을 일으키는 펄스신호의 펄스폭보다 작을 것이다, 가장 간단한 해결책은 두 펄스신호가 같은 펄스발생기에서 발생되는 것이다.
본 발명에 따른 일시적인 신호왜곡(왜곡증가)은 수신기내에서 혼합기의 입력과 출력사이에 있는 신호경로에서 일어난다. 이 신호왜곡은 예를 들면, 수신기의 혼합기 및 또는 전치증폭기에서 발생하며, 특히 상당히 낮은 네가티브신호 피드백(보통의 네가티브신호 피드백보다 낮은)에 의해, 그리고/또는 전치증폭기 및/또는 혼합기내의 소자에 대한 동작점 설정에 의해 일어난다.
또한, 적정왜곡을 얻기 위해 왜곡을 형성하는 소자를 전치증폭기 및 또는 혼합기에 연결할 수 있다. 연결되어 있는 소자는 적정왜곡을 영향을 발생시키도록 설계되어 있다. 그러나, 이것은 혼합기의 소자 및 또는 전치증폭기의 소자에 적용될 수도 있다.
본 발명에 따라 만들어져 수신기의 입력단에 공급된 제어신호는 수신기의 신호경로에서 신호감쇠를 위해 사용된다. 이러한 목적을 위해, 수신기의 신호경로에 배치된 제어가능한 소자는 제어신호에 의해 제어된다.
또, 제어신호는 수신기의 사전선택을 증가시키기 위해 제공되어 있다. 수신기의 사전선택을 증가시키는 것은 신호원(안테나)과 선택수단사이에서 신호변환(signal transformation)을 변화시킴으로써 이루어진다.
본 발명에 따른 무선수신기는 상호변조방해를 감소시킬뿐 아니라, 수신주파수보다 중간주파수의 1/2배 또는 2/3배나 높은 주파수를 갖는 하이레벨의 방해신호가 존재하는 경우에 고조파 혼합을 통해 발생된 방해를 억제시킬수 있다.
왜곡을 야기하는 회로의 인터셉트 레벨의 감소를 의미하는 신호의 고의적 왜곡은 소자에 대하여 고의적으로 만들어진 더높은 비선형성에 의해, 또는 거기에 부가적인 소자를 연결함으로써 이루어진다. 특히, 강한 비선형성은 네가티브 피드백이 존재하지 않거나, 약하게 존재함으로써 트랜지스터에서 얻어진다. 수신기단의 증가된 비선형성은 단의 능동증폭기 소자의 동작점을 변경시킴으로써 간단히 이루어진다.
본 발명에 따른 장치에서, 적정신호가 수신되면, 동작(actuating)변수는 적당한 신호/잡음비를 나타내는 적정신호레벨에서만 효력을 갖게되고, 혼신신호의 발생 특히, 상호변조가 만들어지면 제어신호가 이미 방해레벨에서 효력을 가지기 때문에 수신경로는 방해받지 않거나 또는 약간의 범위에서만 방해받는다. 또, 제어신호는 방해신호의 주파수 배열이 적정신호의 방해를 야기하게될 때만 효력을 갖게된다.
첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명하면 다음과 같다.
제2도에서는 적정신호레벨, 상호변조를 형성하는 방해신호레벨, 그리고 제어신호의 임계레벨에 관한 수신기의 상태가 도시되어 있다. 제2도의 곡선은 적정신호레벨 Ps에 대한 IF 레벨 Pif의 의존도 및 방해신호레벨 Ps에 대한 IF 레벨 Pif의 의존도를 이중로그형태로 표현한 것이다. 곡선(3)은 수신기의 적정신호레벨Pe에 대한 IF 레벨의 의존상태를 나타낸 것이다. 곡선(4)은 방해신호레벨 Ps에 대한 상호변조에 의해 야기된 IF 레벨의 의존상태를 나타낸 것이다. 곡선(3)과 (4)의 교차점은 수신기의 인터셉트 지점 IP1을 형성한다.
본 발명에 대한 제어신호(임계레벨)의 개시에 의하여, 수신기는 곡선(5)와 (6)의 접선의 교차점에 의해 일시적으로 낮은 인터셉트 지점 IP2를 갖는다.
제2도에서, Pifth는 제어신호가 효력을 갖게되는 때의 IF 레벨이다. 점선(7)과 라인(5)의 교차점은 제어변수가 유효하게 되는 적정신호레벨 Pe(b)를 나타낸다. 만일 제어신호가 공지된 무선수신기회로에서 만들어진다면, Pe(a)에서의 적정신호 및 Ps(a)에서의 방해신호에 대한 제어의 대응 임계레벨을 얻을 수 있을 것이다.
제어신호의 본 발명에 따른 발생으로, 낮은 방해신호레벨에서 그리고 다른 한편으로는 높은 적정신호레벨에서만 수신기의 사전선택, 감쇠 또는 증폭의 제어가 이루어질 수 있다. 수신채널로 유입되지 않는 혼신신호인 하이레벨의 방해신호 또는 방해신호쌍은 제어신호를 만들지 않는다. 이 방법에 의하여, 한편으로는 방해를 일으키는 상호변조가 효과적으로 감소되고 다른 한편으로는 적정신호가 아닌 "방해를 일으키지 않는(nondisturbing)" 하이레벨 신호에 의해 약한 신호의 수신이 손상받지 않는다.
적정신호에 대한 증가된 임계레벨의 이용효과는 수신기의 출력에서 얻을 수 있는 신호/잡음비가 적합한 값을 나타낼 수 있다는 것이다. 본 발명의 회로는 왜곡을 얻기 위해 요구되는 비선형성에 상응하는 선택을 하고 제어신호를 만들어내는 장치의 인터셉트 지점에 상응하는 선택을 하여 상호변조방해전에 수신제어가 수신기에 의해 감지되고 억제가 방해신호의 가장 큰 레벨영역내에서 유지되도록 제어의 임계레벨 적용점을 설정함으로써 가능하다.
제3도에는 공지된 무선수신기 신호부분(signal section)이 도시되어 있으며, 제3도에 따르면 전치증폭기(8), 대역필터(9), 혼합기(10), 국부발진기(11), 선택증폭기(12)(중간주파수증폭기), 그리고 복조기(13)로 구성되어 있다. 대역필터(9)는 동조할 수 있게 설계되어 있다. 입력신호는 안테나(14)로부터 전치증폭기(8)의 입력에 공급되며, 대역필터(9)에서 사전선택되어 국부발진기(11)에 의해 혼합단(10)에서 중간주파수신호로 변환된다. 중간주파수신호는 선택증폭기(12)에서 증폭되고 복조기(13)에서 복조(demodulate)된다. 신호정류기(15)는 중간주파수신호로부터 제어신호(16)를 만들어내는데, 이 제어신호는 전치증폭기(8)에서 신호감쇠를 위해 동작하는 소자를 제어하기 위해 공급된다.
제4도에는 제3도의 공지된 수신기와는 다른 본 발명의 수신기가 도시되어 있으며, 본 발명에 따르면 신호는 펄스신호(17)에 의해 신호경로에서 더욱 강한 정도로 왜곡된다. 본 발명의 왜곡은 펄스신호(17)에 의해 이루어지는데 예를 들면, 전치증폭기 트랜지스터의 동작점이나 그리고/또는 혼합기의 동작점을 바꾸어 놓음으로써, 그리고/또는 펄스구간동안 신호경로로 왜곡을 야기하는 소자를 스위칭 시킴으로써 이루어진다. 예를 들어, 펄스신호는 제4도에서 도면부호(18)로 나타나 있는 펄스발생기에 의해 발생된다.
펄스발생기(18)는 바람직하게는 펄스 역(pulse sequence)을 발생시킨다. 펄스의 펄스폭은 본 발명의 왜곡이 일어나는 동안의 시간과 일치한다. 펄스부한 시간율 (duty factor) 즉, 펄스주기 시간에 대한 펄스구간 비율은 작게 선택되어 있다(예를 들면 5% 보다도 작게).
제4도의 본 발명에 따른 무선수신기는 전치증폭기(8), 대역필터(9), 혼합기(10), 국부발진기(11), 선택증폭기(12), 복조기(13), 조금전에 상술한 신호정류기(15)와 펄스발생기(18), 그리고 본 발명의 왜곡동안(펄스주기시간) 전치단에 제어신호(20)를 공급하는 회로소자(19)으로 구성되어 있다. 제어신호(20)는 신호정류기(15)로부터 취해진 제어신호(16)로부터 유도된 것이다. 제어신호(20)는 왜곡동안(펄스구간) 존재하는 제어신호(16)의 값에 상응한다.
제어신호는 왜곡동안(펄스구간) 회로성분(19)의 출력에서만 발생하므로, 회로성분(19)의 출력신호는 어떤 부가적인 방법없이 시간열에 관하여 왜곡을 야기하는 펄스신호(17)와 상응하는 펄스신호일 것이다. 그러나, 그와 같은 펄스신호는 신호감쇠를 제어하기 위한 제어신호로는 적합하지 못하다. 따라서, 샘플펄스(17')에 의해 제어되는 샘플홀드회로가 필요하다. 샘플펄스신호(17')는 본 발명의 왜곡을 형성하는 펄스신호(17)와 유사하거나, 또는 적어도 시간에 대하여 신호(17)와 동일한 펄스열을 갖고 있다. 샘플홀드회로의효과는 왜곡동안 존재하는 제어신호를 확인하여 다음 샘플펄스신호(17')의 개시가 있을때까지 유지되도록 하는 것이다. 새로운 샘플펄스(17')가 들어올 때 우세한(predominating) 제어신호가 식별되어 새로운 샘플펄스가 발생할 때까지 다시 유지(저장)된다.
만일 신호정류기(15)로부터 얻어진 제어신호(16)가 시간에 종속하여 나타난다면, 다음에 설명될 여러경우 사이의 구별이 이루어져야만 할 것이다. 이미 기술되었던 것처럼, 안테나 신호는 적정신호성분 및 일정한 주파수 배열때문에 적정채널로 흘러들때에만 , 일정한 주파수배열을 갖는 혼신방해로서 효력을 갖게 되는 방해신호성분을 포함하고 있다. 첫번째 경우에는, 적정신호가 나타나며, 혼신방해는 나타나지 않는다(왜냐하면 혼신방해성분은 적정채널로 유입되지 않기 때문이다). 또한, 본 발명의 왜곡은 수행되지 않기 때문에 공지된 수신기의 상태가 나타난다. 제5도에는 시간에 따른 제어신호곡선을 나타내었다. 제5도의 곡선은 진폭이 시간에 따라 변화되는 신호의 정류에 의해 얻어진 정류 신호를 나타낸다.
제6도는 혼신방해가 존재하지만 적정신호가 없는 경우를 도시한 것이다. 또한 그것은 본 발명의 왜곡이 일어나지 않는 공지된 수신기일 것이다. 제6도의 경우에, 방해가 일정하여 제어신호경로 또한 일정한 것으로 가정한다.
제7도에는 혼신방해는 존재하지 않고 적정신호와 본 발명의 일시적 왜곡(강한 방해신호의 앞에서)이 일어나는 경우가 도시되어 있으며, 이것은 일정한 정도의 왜곡이 계획적인 왜곡없이도 항상 존재하며, 피할 수 없기 때문에 왜곡증가를 초래하게 된다. 제7도에 따르면, 앞서 설명된 경우(적정신호와 본 발명의 왜곡은 존재, 그러나 혼신방해는 전혀 없는 경우)에 본 발명의 왜곡효과동안(펄스구간) 제5도에 다른 공지된 수신기와 동일한 경우에는 존재하지 않는 제어신호감소(16')가 나타난다. 제7도에 존재하는 제어신호감소(16')는 펄스구간동안 증폭상의 감소(예를 들면 동작지점변경 (alteration)에 의해)가 있다는 사실에 기인한다.
제8도에는 혼신방해(적정신호없이)만 존재하는 경우가 도시되어 있으며, 본 발명의 왜곡이 일어난다. 제8도에 따르면, 본 발명의 왜곡동안 제어신호가 증가하는바, 이것은 펄스지속시간 동안 본 발명에 따라 왜곡이 증가되고, 적정채널내의 혼신 성분이 왜곡정도에 따라 증가한다는 사실에 기인한다. 그러나, 적정채널내의 혼신성분의 증가는 제어신호 증가와 같은 의미이므로, 제8도의 예(본 발명의 왜곡과 함께 적정신호가 없이 혼신 방해가 있는)에서 펄스구간동안 제어신호는 증가한다.
제9도에는 적정신호와 더불어 혼신성분(적정채널내에)이 존재하는 경우가 도시되어 있으며, 본 발명의 왜곡 또한 일어난다. 이 경우, 제7도 및 제8도의 곡선이 겹친 결과로, 제9도의 제어신호 곡선에서, 제어신호는 첫번째 펄스동안 증가하고 두 번째 펄스동안 감소한다. 제9도의 예에서, 첫 번째 펄스기간동안의 제어신호는 혼신방해의 레벨에 의해 좌우되는 반면, 두 번째 펄스기간동안의 제어신호는 적정신호의 레벨에 의해 좌우된다.
제10도에는 제4도의 회로부분(19)에 대한 실시예가 도시되어 있다. 제4도의 회로부분(19)은 트랜지스터(21)과 (22)를 가진 트랜지스터 회로로 구성되며, 저항(23,24)를 통한 샘플신호(17')에 의해 전도된다. 샘플펄스(17')구간동안, 저장 캐패시터(25)는 제어신호(16')의 값으로 충전된다. 상기에 기술된 것처럼, 캐패시터(25)에 저장되어 있는 변수는 다음 샘플펄스가 발생할 때까지 유지된다. 그 다음에, 캐패시터(25)는 현재 나타난 새로운 제어신호값(16')으로 재충전된다. 캐패시너(25)는 수신기에 제어신호(20)를 공급한다. 저장 캐패시터(25)는 왜곡동안 발생되고 수개의 펄스로부터 발생된 제어신호(16')의 평균값을 충전하는 것이 바람직하다. 예를 들어, 제어신호(20)는 제11도에 도시되어 있는 경로(26)을 갖는다. 곡선(27)은 동일한 경우(혼신 방해 없이 적정신호가 존재하는 경우)에 대한 제어신호(16)의 경로를 나타낸 것이다.
제12도에는 제4도의 수신기회로의 또 다른 개선을 도시한 것으로, 펄스(17")는 선택증폭기(12)로 공급되는데 이 펄스(17")의 임무는 적정신호에 존재하는 펄스(17)에 의해 야기된 증폭변화를 보정하는 것이다. 요구되는 증폭변화는 펄스의 높이에 의해 또는 네가티브 피드백의 정도가 선택증폭기내에서 펄스에 의해 스위칭됨으로써 이루어진다. 그리고, 제12도에는 수신기에서 복조기 뒤에 가청주파수 증폭기(28)의 스피커(29)가 도시되어 있다.
제13도에는 상술한 증폭보정을 위한 실시예가 도시되어 있다. 실제 수신기중, 혼합기(10), 발진회로(30)와 세라믹필터(31)로 구성된 대역필터, 그리고 증폭기(12')만이 제13도에 도시되어 있다. 혼합기(10)는 입력신호(32)와 국부발진기신호(33)에 의해 구동된다. 증폭보정을 위해, 펄스(17)는 트랜지스터(35)와 저항(36,37)으로 구성되어 있는 회로부분(34)에 공급된다. 트랜지스터(35)의 임무는 펄스구간동안 저항(36)을 단락회로로 만들어 증폭단(12')에 대한 전류를 증가시키는 것이다. 동시에 인버트된 펄스(17)가 트랜지스터(39)와 저항(40,41)으로 구성되어 있는 회로부분(38)에 전달된다. 회로부분(38)에서, 트랜지스터(39)는 회로부분(34)의 트랜지스터(35)가 닫혀 있는 시간동안 열려있게 된다. 그로인해, 혼합단(10)에서의 전류는 이 닫혀 있는 시간동안 저항(40,41)의 합이 저항으로 효력을 갖게 되기 때문에 동일한 시간구간동안 감소된다.
제14도에는 펄스구간동안 발생하는 방해를 억제하기 위해 펄스(17)가 가청주파수 증폭기(28)에 공급되는 실시예가 도시되어 있다. 이것은 저주파수 증폭기(28)의 증폭이 펄스구간동안 감소됨으로써 이루어진다.
제15도에는 본 발명에 따른 한 실시예가 도시되어 있는데, 여기에서 수신기의 전치증폭기(8)에는 회로소자(19)에 의해 발생된 신호(20)와, 또 전치증폭기(8)의 출력이나 대역필터(9)의 출력으로부터 취해진 신호를 정류하여 발생된 신호(43)로 구성된 제어신호(42)가 공급된다. 정류는 정류기회로(44)에 의해 이루어진다. 두 신호는 가산기(45)에서 가산되어 제어신호(42)를 만들어낸다. 신호(43)의 임무는 회로성분 (19)에 의해 발생된 신호가 효력을 갖지 못할때 수신기의 전치증폭기 그리고/또는 혼합단의 과부하(overloading)를 피하게 하는 것이다.
제16도는 가산회로(45)의 구조를 도시한 것이다. 이것은 출력(48)과 연결되어 있는 두개의 다이오드(46,47)로 구성된다. 단자(49,49')는 신호(20)과 (43)을 공급받는다. 제16도의 회로에서, 가장 강한 입력신호가 출력(48)에서 제어신호를 결정한다.
제17도의 실시예에서는, 두 신호가 가산기에 공급되지 않고 승산기 (multiplier,50)에 공급된다. 승산기대신에 AND회로를 제공할 수도 있다.
제18도는 승산기와 AND회로의 예를 각각으로 도시한 것이다. 제18도의 회로는 직렬로 연결되어 있는 트랜지스터(51,52)와 출력저항기(53)로 구성되어 있다. 이 경우에, 승산기와 AND회로는 두번째 신호가 상대적으로 강한 입력신호(안테나로 부터의)로 될때까지 두 신호로부터 생기는 제어신호가 발생하지 않는다는 장점을 갖고 있다. 결과적으로, 신호는 비교적 강한 적정 신호가 효력을 갖게될때만 발생한다.
제19도의 배열에는 승산기(50)와 가산기(45)의 조합이 커플링 회로로서 제공되어 있다. 그와 같은 조합은 한편으로는 수신기의 전치증폭기 그리고/또는 혼합단의 과부하를 방지하고 다른 한편으로는 신호(20)가 비교적 강한 적정신호에 의해 효력을 갖게 되는 장점을 갖는다.
제20도에는 제19도의 커플링회로(50)와 제15도의 정류기회로(44)에 대한 실시예가 도시되어 있다. 제20도의 회로는 트랜지스터(54,55,56)로 구성되어 있다. 두번째 신호(43)는 트랜지스터(54)의 베이스에 공급되며 동시에 회로소자(19)의 출력신호(20)도 트랜지스터(54)와(56)의 베이스에 공급된다. 그로 인하여 생긴 제어신호는 회로분기점(57)으로부터 취해진 것이다.
제21도에는 제어가능한 신호감쇠를 갖는 수신기 정치증폭기의 실시예가 도시되어 있다. 제21도의 전치증폭기는 동조 가능한 사전선택회로(58), 능동증폭기(59), 그리고 동조 가능한 출력회로(60)로 구성된다. 안테나(14)는 캐패시터(61)를 경유하여 사전선택회로(58)에 결합되어 있다. 신호감쇠는 제어가능한 교류저항기로서 캐패시터(63)를 경유하여 사전선택회로(58)에 병렬연결되어 있는 PIN 다이오드(62)에 의해 수행된다. PIN 다이오드를 제어하기 위해 제공되는 전류는 단(59)의 동작전류(64)로 부터 유도된 것이다. 제어가능한 분로(shunt)저항기로서 동작하며, 제어신호(20,42)로 부터 유도된 제어신호에 의해 제어 가능한 트랜지스터(65)는 PIN 다이오드(62)에 공급되는 전류를 제어하기 위해 제공되어 있다. 동조회로(tuned circuits, 58,60)의 동조(tuning)는 버랙터 다이오드(66,67)에 의해 수행된다.
제21도의 회로는 전체 수신기회로가 사전선택회로(58)에서의 신호감쇠에 의하여 방해혼신으로부터 보호된다는 장점을 갖는다. PIN 다이오드의 사용은 그 자체가 높은 주파수에서 어떤 왜곡도 야기하지 않으므로 유리하다. 제21도의 회로는 특히 FM라디오 방송수신기에 적합하다.
제21도의 배열과 다른 제22도의 회로에서 PIN 다이오드(62)는 회로분기점 (68)에서 동작한다. 안테나 저항의 사전선택회로(58)의 변환은 회로분기점(68)을 경유하여 이루어진다. 제어가능한 PIN 다이오드(62)에 의해 신호감쇠는 안테나(14)와 증폭기(59) 사이의 선택도가 신호감쇠 증가와 더불어 증가하도록 제어된다. 신호감쇠의 제어에 의하여, 안테나 저항의 사전선택회로(58)로의 변환은 확장된 선택도가 신호감쇠 증가와 더불어 증가하도록 동시에 제어된다.
안테나 저항의 선택회로(58)로의 변환을 위해 제공되어 있는 네트워크는 캐패시터(69,70)와 코일(71)로 구성된다. 이 네트워크는 회로지점(68)에 대하여 가장 높은 임피던스가 수신대역에서 발생하며 실제로 안테나 저항보다 크다는 특성을 갖는다.
제23도에는 두번째 PIN 다이오드(72)가 제공되어 있는 수신기 전치증폭기 입력에서의 신호감쇠의 실시예가 도시되어 있다. 두 PIN 다이오드에 의해 만들어진 효과는 제23도의 회로가 제21도 및 제22도 배열의 특성들의 조합을 나타낸다는 것이다. 저항(73)의 효과는 신호감쇠가 PIN 다이오드(72)에 의한 신호감쇠보다 더 높은 레벨에서 PIN 다이오드(62)에 의해 수행된다는 것이다. 제어신호는 연결점(74)에 공급된다. 연결점(74)은 캐패시터(75)에 의한 신호주파수에 대해 접지되어 있다. 제23도의 회로와는 다른 제24도의 회로에는 제23도 회로의 저항(73)이 사라지고 그 대신에 저항(76)이 코일(71)의 한쪽끝과 PIN 다이오드(72)의 캐소우드 사이에 제공되어 있다. 그에 의해 상태의 반전이 이루어지는데, 즉, PIN 다이오드(72)에 의한 신호감쇠가 PIN 다이오드(62)에 의한 신호감쇠보다 더 높은 레벨에서 개시된다.
제25도에는 수신기 전치증폭기의 입력회로가 도시되어 있으며, 여기에는 공통 베이스회로인 트랜지스터(77)가 증폭기 트랜지스터로서 제공되어 있다. 안테나(14)는 네트워크를 경유하여 트랜지스터(77)의 에미터에 결합되어 있다. 네트워크는 캐패시터(69), 코일(71) 및 (78)로 구성되어 있다. 네트워크가 크기가 정해져 있기 때문에 가장 큰 임피던스는 회로분기점(68)에 대하여 수신대역의 중간대역 주파수에서 발생한다.
PIN 다이오드(62)는 회로분기점(68)과 기준 지점 사이에 배치되어 있다. PIN 다이오드의 제어는 제어신호(20,42)로부터 유도된 신호에 의해 분로 트랜지스터(65)를 경유하여 수행된다. 제25도의 회로는 동조 가능한 입력회로를 필요로 하지 않는다.
제26도에는 본 발명의 한 실시예가 도시되어 있으며, 여기에는 수신기의 입력신호가 중간주파수신호로 변환되지 않고 직접 기저대신호로 변환된다. 수신부분은 입력증폭기(79), 혼합기(80,81), 발진기소자(82), 그리고 능동저역필터(83,84)로 구성되어 있다. 입력증폭기(79)는 바람직하게는 동조 가능한 선택증폭기 형태이다. 발진기소자(82)는 혼합기(80)과 (81)로 공급되는 서로에 대해 90。로 상쇄되는 두 신호(85,86)을 만들어낸다. 입력신호의 동기복조의 경우, 증폭기(83)의 출력에 형성된 신호를 주파수 제어가능한 발진기소자(82)로 귀환시킬 필요가 있다. 혼합기(81), 능동저역필터(83) 그리고 제어 가능한 발진기소자(82)는 위상제어 루프를 형성한다. 이것은 수신부분의 동기복조를 제어한다. 능동저역필터(84)의 출력에는 신호의 주파수변조와 상응하는 저주파수신호(87)가 형성되며, 동시에 능동저역필터(84)의 출력에는 신호의 진폭에 상응하는 신호(88)가 형성된다. 증폭된 입력신호는 혼합기(80)과 (81)에 공급된다.
본 발명의 신호왜곡은 혼합기(80,81)의 입력에서 출력에 이르는 신호 경로에서 일어난다. 제어신호(16)를 얻기 위해, 출력신호(87,88)는 커플링회로(89)에서 결합되며 커플링회로의 출력신호(16)는 회로소자(19)에서 동작변수(20)로 변환된다.
제27도에는 커플링 회로에 대한 실시예가 도시되어 있다. 커플링회로는 저항(90,91)을 갖는 가산회로의 가장 간단한 형태로 구성되어 있다. 신호(87,88)로부터 형성된 복합신호는 그 출력신호가 연산증폭기(93)로 공급되는 다이오드링회로(92)에 공급된다. 제어신호(16)는 신호(87)과(88)사이의 전위차의 절대값에 비례하므로 전위차의 극성과는 무관하다. 따라서, 회로는 수신신호의 진폭에 상응하는 제어신호(16)를 만들어낸다.
제28도에는 본 발명에 따라 수신기의 신호경로에서 고의로 이루어진 수신신호의 왜곡(시간에 대해)에 관한 것이 도시되어 있다. 제28도는 대응하는 네가티브 피드백에 의해 얻어진 비교적 선형인 범위가 존재하는 트랜지스터의 특성과는 다른 트랜지스터의 증폭기의 전송특성을 나타낸다. 제28도의 실시예에서, 왜곡은 동작점을 바꿈으로써 이루어지며 특히, 동작점은 왜곡동안 정상동작점 A1에서 왜곡동작점 A2로 이동된다.
비교적 선형특성 범위를 갖는 영역에서는 동작점 A1에서 동작하는 한편, 비교적 비선형 특성범위를 갖는 영역에서는 비선형 특성범위에 의해 적정(일시적인) 왜곡을 얻기 위해 동작점 A2에서 동작한다.

Claims (17)

  1. 전치증폭기 및 혼합기를 가지고 있으며 주어진 주파수 범위내의 적정 신호와 부적정 장해신호를 포함하는 수신 신호를 혼합에 의하여 중간주파수 또는 기저대 신호로 변환시키는 상기 혼합기로 상기 전치증폭기를 통하여 전달하는 신호 경로를 포함하는 무선수신기에 있어서, 상기 신호경로에서 수신신호를 일시적으로 왜곡시키기 위한 왜곡수단과; 변환된 신호를 수신하기 위한 신호정류기와; 수신신호가 상기 왜곡수단에 의하여 왜곡되는 구간동안 상기 정류기의 출력에 나타나는 신호를 저장하기 위한 저장수단과; 상기 저장수단의 출력에 연결되어 방해신호를 제거하도록 상기 수신신호를 감쇠시키기 위하여 저장된 신호로부터 제어신호를 유도하고 상기 전치증폭기에 제어신호를 공급하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  2. 제1항에 있어서, 일시적으로 왜곡시키기 위한 상기 수단은 일시적인 왜곡을 발생시키기 위하여 상기 신호경로중에 소자에 펄스신호를 가하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 가해진 펄스에 응답하는 적정왜곡을 만들기 위하여 설계된 소자를 하나이상 가지는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  4. 제1항에 있어서, 상기 저장수단은 수신신호가 일시적으로 왜곡되는 각각의 구간동안 발생하는 펄스신호에 의해 제어되는 샘플 홀드회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  5. 제1항에 있어서, 상기 입력회로는 수신신호가 공급되도록 연결된 전치증폭기를 포함하며, 상기 저장수단은 수신신호가 다음 구간까지 일시적으로 왜곡되는 각각의 구간동안 상기 정류기의 출력신호를 저장하며, 제어신호를 공급하는 상기 수단은 수신신호를 감쇠하기 위하여 상기 전치 증폭기단에 제어신호를 공급하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  6. 제5항에 있어서, 신호 왜곡은 수신기의 입력 및 혼합기의 출력사이의 신호경로에서 발생하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  7. 제6항에 있어서, 신호왜곡은 낮은 네가티브신호 피드백에 의해 적어도 하나의 전치증폭기 및 혼합기에서 이루어지는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  8. 제6항에 있어서, 신호왜곡은 적어도 하나의 전치증폭기 및 혼합기내의 소자들의 대응 동작점 설정에 의해 이루어지는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  9. 제6항에 있어서, 적어도 하나의 전치증폭기 및 혼합기에 연결되어 있는 왜곡을 형성하는 소자가 제공되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  10. 제6항에 있어서, 신호 왜곡은 적어도 하나의 혼합기 및 전치 증폭기에서 발생하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  11. 제5항에 있어서, 상기 전치증폭기 및 상기 혼합기 사이에 연결된 대역통과 필터와, 상기 전치증폭기 및 상기 대역통과 필터 중 하나의 출력에 연결된 추가 정류기를 더 포함하며, 제어 신호를 공급하는 상기 수단은 상기 저장수단에 저장된 신호와 상기 추가 정류기의 신호를 결합시키는 커플링 회로를 포함하며, 커플링 회로의 출력신호는 수신기의 전치증폭기에 유입되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  12. 제11항에 있어서, 가신기, 승산기, AND회로 또는 가산기와 승산기의 결합회로는 상기 커플링 회로로써 제공되는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  13. 제1항에 있어서, 생성된 제어신호는 수신기의 사전 선택을 증가시키는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 전치증폭기내에 선택수단을 더 포함하며 수신기의 사전선택 증가는 신호소스 및 선택수단 사이의 신호 변환을 변경시킴으로써 이루어지는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  15. 제1항에 있어서, 상기 전치증폭기는 주파수 동조가능한 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  16. 제1항에 있어서, 상기 전치증폭기는 수신신호에 대한 제어가능한 감쇠를 생성하는 감쇠수단과, 동조 가능한 수신신호 사전 선택회로와, 상기 감쇠회로에 의하여 생성된 감쇠와 그리고 상기 사전 선택회로의 동조를 제어하기 위하여 적어도 하나의 상기 감쇠수단 및 상기 사전 선택회로중 하나를 제어하도록 연결되어 있으며 상기 제어신호에 반응하는 적어도 하나의 PIN 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
  17. 제16항에 있어서, 상기 전치증폭기에 동작 전류를 공급하기 위한 수단과 상기 동작전류를 공급하기 위한 수단에 연결되어 있어서 상기 동작전류로 부터 상기 다이오드에 제어전류를 유도하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 수신기.
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