KR830002151B1 - 전원트랜지스터 인버터의 관통결함 보호장치 - Google Patents

전원트랜지스터 인버터의 관통결함 보호장치 Download PDF

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Description

전원트랜지스터 인버터의 관통결함 보호장치
제1도는 본 발명에 따라 구성된 관통결함 보호 장치와 이 장치가 전원트랜지스터 인버터에 결합되어 보호하는 방법을 개략적으로 도시.
제2도는 결함 보호장치의 동작을 이해하는데 도움이 될 수 있는 한쌍의 트랜지스터 부하선을 도시한 도면.
본 발명은 관통결함이나 출력회로 단락의 경우에 전원트랜지스터인버터내의 바이폴 라트랜지스터의 제2브레이크다운(break down)파괴를 방지하기 위한 보호장치에 관한 것이다.
전형적인 전원트랜지스터인버터에는 최소한 두쌍의 전력바이폴라트랜지스터가 직류 전원으로 부터의 직류모선 양단에 직렬로 접속된다. 각각의 트랜지스터 쌍들의 회로집합점은 유도진도기와 같은 부하에 접속된다 선정된 순서로 트랜지스터를 온 및 오프(즉, 포화상태와 차단사이)시키므로 직류전압은 부하에 인가하기 위한 교류전압으로 효과적으로 전환된다. 예를들어, 인버터가(전력 달링톤도 될 수 있는) 3쌍의 바이폴라트랜지스터들을 포함할때, 인버터의 출력전압은 대략 6단계의 정현파와 유사한 파형을 나타낸다.
정상적인 상태에서, 직렬접속된 트랜지스터 쌍들은 인버터에 대한 제어회로에 대해 결코 동시에 온(ON)되지 않는다. 하지만 불행히도 트랜지스터가 비도통상태에 있을 때 잡음등으로 인하여 트랜지스터가 예기치못하게 온(ON)으로 전환될 수 있으며 다른 쌍의 트랜지스터 가제어회로에 의해 온(ON)됨과 동시에 부주의하게 트리거된 트랜지스터가 도전될 경우 두개의 결함트랜지스터의 에미터-콜렉터 도전로를 통해 직류모선의 양단에 단락회로가 실질적으로 형성된다. 이와동시에 직류전원의 분로캐패시터(22)가 방진하기 때문에 어떤 보호장치가 없는 경우 이 캐패시터는 2개의 트랜지스터중 적어도 한개를 수마이크로초 이내에 파괴시킨다. 이 현상을 일반적으로 "관통결함"이라고 한다. 이 결함전류의 크기를 조사하기 위하여 예를들면, 20마력의 인버터 구동부에 있어서 필터캐패시터(실제적으로는 일련의 병렬접속된 캐패시터로 이루어진다)는 통상적으로 직류모선상의 직류전압과 13,200μF의 용량을 가지며 따라서 필터캐패시터 양단은 대략 300볼트가 된다. 만약에 직류모선의 단락회로를 형성하는 통과 장해가 발생한다면 1000암페어에 이르는 피크장해 전류가 2개의 도통상태의 결함 트랜지스터로 흘러들어갈 수 있으며 이 장해전류는 필터 캐패시터의 유효직렬 저항에 의해서만 제한된다.
이 문제를 극복하기 위하여 관통결함 보호계획이 개발되어 왔다. 종래의 구성은 직류모선 양단에 SCR을 포함하는 크로바(crowbar)회로를 제공한다. 관통결함이 생길때 SCR은 트랜지스터로부터 상당히 좋은 특성을 갖는 SCR로 장해전류를 분배하도록 도전상태로 된다. 그러나 SCR은 두개의 직렬트랜지스터(0.3V+0.3V 0.6V)보다 더 큰 전압강하(1V보다 큼)를 갖고 있기 때문에 약간의 장해 전류는 트랜지스터를 통하여 지나가고 따라서 이 트랜지스터들은 완전히 보호되지 않는다. 또한 SCR은 필터 캐패시터를 방전하기 때문에 큰 PT의 비를 갖게 된다.
본 발명의 관통 결함보호장치는 전원 트랜지스터 인버터내의 바이폴라트랜지스터가 직류모선을 통하여 인버터를 구동하는 직류전원의 필터캐패시터로부터 제2브레이크 다운되는 것을 방지한다. 이 장치는 관통결함 동안 제2브레이크다운 지역에 들어가는 것을 방지하여 트랜지스터의 제2브레이크다운 파괴를 방지하도록 잘못된 트랜지스터의 부하선을 효과적으로 정형하기 위한 보호장치를 포함한다. 이 보호장치는 관통결함전류의 증가비를 제한하고, 관통결함의 개시에 응답하여 영볼트로 즉시 강하시키도록 인버터에 직류전원을 접속하는 직류모선 양단의 직류전압을 야기시키도록 필터캐패시터와 직렬로 삽입된 쵸크(29)에 의해 구성된다. 이 방법으로, 장해트랜지스터 양단의 전압은 효과적으로 제거되고 트랜지스터 부하선의 제2브레이크다운 지역외측에 있게되어, 피크전력은 트랜지스터를 파괴하기에 불충분한 레벨로 제한된다. 도선 L1, L2및 L3는 기존의 상상교류전력장치에 접속되고 이에 의하여 삼상교류전압 즉 서로 120°위상배치된 60Hz의 정류주파수를 갖는 3개의 교류전압을 제공한다. 각각의 삼상전압은 선간 전압으로 도선 L1, L2및 L3의 한쪽에 대하여 다른쪽에 나타난다. 각 위상전압의 진폭은 구동될 부하의 특성에 따라 어떤 적당한 값을 취할 수 있다. 도선상에서 수신된 교류에너지는 공지된 구조인 위상제어 SCR브릿지정류기(10)에 의해 직류전력으로 변환된다. 특히 브릿지는 6개의 실리콘 정류기군 또는 11 내지 16개의 SCR을 가지며 게이트구동기 17로 부터의 게이트전류에 의하여 도전될때, 인가된 교류전압을 정류시키고 브릿지의 정 및 부의 출력단자(각각 18, 19로 도시)양단에서 인가된 교류전압의 매 반주기간동안 SCR의 도전각에 의해 결정되는 크기의 정류전압을 발생시킨다.
이것을 설명하자면 브릿지(10)의 각각의 SCR은 교류전력장치로부터 인가된 전압의 매정극성 반주기동안 SCR의 양극이 이것의 음극에 관해 정극성일때 도전된다. 그러나, 게이트 구동기 17로부터 SCR의 게이트에 게이트전류가 공급될 때까지 정극성 반주기동안은 도전은 발생하지 않는다. 그순간 SCR은 도전되거나 또는 온(ON)되고 정극성 반주기의 종료시까지 부하전류의 흐름을 허용한다. 정극성 반주기의 개시와 SCR의 도전상태로서의 기동사이의 위상각 혹은 시간지연이 커지면 커질수록, 부하에 인가되며 정류될 교류 전류와 도전각은 작아지며 따라서 SCR브릿지 정류기의 출력단자(18 및 19)에는 더 적은 정류전압이 공급된다. 물론, 이 정류전압은 단자(19)에 대한 단자(18)에 있어서 정극성일 것이다. 필터쵸크 21 및 필터 캐패시터(22)는 선(26 및 27)에 의하여 제공된 직류모선위의 인버터(25)에 적용 하기위해 예를들면, 300Volt 크기의 여과된 직류전압을 공급하기 위하여 브릿지로부터의 정류된 전압을 여과시킨다. 예로서 인버터(25)가 20마력의 구동력을 제공하는, 즉 20마력의 부하를 구동시킬 수 있다고 가정한다. SCR 11 내지 16의 전도각을 제어함으로써 인버터 25에 인가된 직류전압이 제어된다. 따라서 브릿지 정류기(10) 필터쵸크(21) 및 필터캐패시터(22)는 인버터를 제어할 수 있는 전원을 구성한다. 전류원 인버터에서 인버터에 공급되는 전류는 제어되지만 어떤 필터 캐패시터(캐패시터 22와 유사한)도 사용되지 않는다. 따라서 캐패시터(22)는 본 발명이 해결할 수 있는 그러한 통과 결함문제를 야기시킨다. 바로 그 이유로 인하여 본 발명이 전원인버터에 적용될 수 있는 것이다.
쵸크(26) 및 병렬접속된 다이오드(31)의 목적은 후에 설명한다. 쵸크는 비교적 소형이며 8μH 정도의 인덕턴스를 가지는 것이 바람직하며 따라서 필터회로(21, 22)의 여과능력에 대해 최소한의 효과만을 가지는 것으로 충분하다. 다시말하면 쵸크 29가 존재하기 때문에 직류모선(26, 27)상의 직류 전압에 상당한 정도의 맥동성분은 도입되지 않는다. 인버터(25)는 공지회로형태로 되어있다. 이것은 세 쌍의 NPN 바이폴타 전력트랜지스터(31 내지 36)을 포함하며 각각의 쌍은 직류모선(26, 27)양단에 직렬접속 된다. 세트랜지스터 쌍의 회로집합(37, 38 및 39)는 교류유도전동기(41)의 권선에 접속한다. 지정된 시간에 6개의 바이폴라 트랜지스터(31 내지 36)의 베이스에 구동전류를 공급함으로써, 직류모선양단의 직류전압은 전동기의 권선에 인가된 바와같은 교류전압으로 효과적으로 전환되며 따라서 권선에는 교류가 전달된다. 예를들면 베이스구동전류가 포화모드로 트랜지스터들을 구동시키도록 트랜지스터(31 및 35)에 동시에 공급될 경우, 전류는 정극성선(26)으로 부터 트랜지스터(31)의 에미터-콜렉터 전로, 접합(37), 전동기(41)의 권선, 접합(38) 및 트랜지스터(27)의 에미터-콜렉터 전로를순서대로 통하여 부극성선(27)로 흐른다. 만약 트랜지스터(31 및 35)가 차단되는 대신에 트랜지스터(32 및 34)가 온(ON)될 경우, 전류는 동일한 전동기의 권선을 반대방향으로 흐른다. 물론, 전동기를 회전시키기 위한 교류에너지를 제공하기 위하여 정확한 시간과 정확한 순서로 트랜지스터(31 내지 36)을 오프(ON-OFF)시키기 위한 제어회로망(제1도에 블록 42로 도시된)은 그 분야의 숙련자들이 잘이해할 수 있다.
다이오드(31) 및 분로쵸크(29)는 직류버스를 필터캐패시터 전압으로 클램프시키고 따라서 인버터 내의 트랜지스터들이 온 오프(ON-OFF)될때 모선에서 과도한 통과를 방지한다. 6개의 전력트랜지스터(31 내지 36)의 각각의 에미터-콜렉터 전로는 전동기의 무효전류를 필터 캐패시터(22)에 순환시키기 위하여 사용되는 일련의 6개의 반대로 극화된 궤환다이오드(44 내지 49)의 각 다이오드에 의하여 분로된다. 궤환다이오드(44 내지 49) 또한 결코 직류모선 전압을 초과하지 않도록 전동기의 단자전압을 클램프하기 위해서도 유효하다.
도면에는 도시되지 않았으나, 트랜지스터(31 내지 36)의 각 트랜지스터도 또한 종래의 스너버(snubber)회로망에 의하여 분로되어 이트랜지스터가 통상의 작동중 회로(42)에 의하여 오프상태로 전환될때 트랜지스터를 손상시키는 부하의 유도성 에너지를 방지하는 것이 바람직하다. 전력트랜지스터(31 내지 36)의 각 트랜지스터를 종래의 NPN형 트랜지스터로 하여(도면을 간단히 하기 위하여) 제1도면에 나타냈으나 실제는 제도면에 나타낸 것과 같이 전력 달링톤 트랜지스터 형태를 취하는 것이 바람직하다. 예로써 트랜지스터(31)이 취하는 형태를 제3도면에 나타냈으나 물론 인버터에 있어서의 다른 3개의 트랜지스터도 같은 구성으로 된다. 예로써 트랜지스터(31)이 취한 형태가 제3도에 도시되나, 물론, 인버터내의 다른 5개의 트랜지스터도 유사한 구조의 것이 된다. 달링톤 배열에 있어서 트랜지스터(31)은 두 트랜지스터(31a 및 31b)의 조합을 구성하며 세개의 접점 즉 제1도의 트랜지스터(31)의 경우에서와 같이 베이스, 에미터 및 콜렉터 접점을 가진다. 실제는 트랜지스터(31a 및 31b)와 다이오드(4)는 동일칩에 모두 집적화시키는 것이 좋다. 회로망(42)에 의하여 프로그램된베이스 구동전류가 트랜지스터(31 내지 36)에 공급되고 그 결과인버터(25)는 직류모선 전압의 진폭에 비례하는 크기의 교류전압을 전동기(41)에 부여한다. 인버터의 출력전압의 주파수는 제어회로(42)로 부터 트랜지스터(31 내지 36)의 베이스에 주어지는 구동신호의 주파수에 의하여 설정된다. 공지되어있는 바와같이 이 주파수는 선(51과 52)에서 수신된 직류모선진압에 응답하여 동작하는 회로(42)내에서의 전압제어 발진기에 의하여 직류모선전압과 상호관련되며 또한 이에 의하여 결정된다. 이 발진기의 주파수는 직류모선전압에 의하여 결정되어 직접 이와 더불어 변화하고, 그에 따라 인버터(25)에 의해 발생된 교류전압의 주파수로 실질적으로 일정한 진폭을 유지한다. 전동기(41)의 회전속도는 인버터주파수에 비례하고 그에 의해 결정된다. 도시되지는 않았으나 전동기(41)의 축은 어떤 기계적인 부하를 구동한다. 인버터 출력전압의 주파수에 대한 진폭의 일정비율을 유지함으로써 전동기(41)은 속도여하에 관계없이 일정한 토크(torque)의 출력능력을 가진다.
전동기의 속도를 조정하기 위해서는 SCR(11 내지 16)의 작동을 제어회로(42)와 게이트구동기(17)에 기인하여 공지방법으로 제어하며 인버터(25)와 전동기(41)에 대한 전류를 조정하기 위하여 직류모선 전압을 만족할만한 증폭수준으로 확보할 수가 있다. 예를들면, 선택된 속도로 전동기를 구동하기 위하여 필요한 소요의 직류 모선전압을 나타내는 기준전압을 회로(42)에 만들고, 이기준전압을 실제 직류모선전압과 비교하여 선(54 와 55)에 오차신호가 생기며 이 신호는 요구되는 크기의 직류전압(기준전압에 의해 표시된)과 인버터에 이송되는 실제 크기의 직류모선전압과의 차의계수로서 변화한다. 이 기술에 대한 주지방법으로서 게이트 구동(17)은 앞에 설명한 오차신호에 응답하여 전동기(41)을 선택된 속도로 구동하기에 필요한 크기를 선(26 과 27)사이에서 직류모선전압의 확보에 필요한 전도각을 제어하기 위하여 SCR(11 내지 16)의 게이트에 인가하기 위한 적정한 게이트 전류펄스가 생긴다. 만약에 직류 전압이, 예를들면, 소정의 수준에서 강하(이로인하여 전동기 속도를 저하)되는 경향이 있다면 오차 신호가 변화하여 게이트구동기(17)로 하여금 전도각을 증가시켜 이로 인하여 적정한 진폭수준이 다시 확보될때까지 직류 모선 전압을 증가시킨다. 예를들면 낮은 속도가 필요하다고 가정한다면 오차신호가 게이트 구동기(17)로 하여금 인버터에 주어지는 직류모선전압을 다른 소정의 저속도로 전동기(41)을 구동함에 따라, 필요한 수준까지 내리는데 충분한 SCR(11 내지 16)의 전도각을 감소시키도록 기준 전압(전위차계의 수동조정등에 의하여)을 변화시킬 수 있다. 물론, 전동기 속도는 수동조정에 의하여 변화시킬 수 있으나 검지된 정보에 응답하여 전동기 속도를 자동적으로 제어하기위하여 제1도면의 인버터 구동회로가 내장되는 장치의 변수 혹은 특성을 검지하므로서 얻을 수 있다.
또 3상 교류에너지 대신에 단상의 교류에너지 반응하여 작용할 수 있음도 이해할 수 있을 것이다. 단상의 경우에는 도선 L3및 SCR(13, 16)은 생략된다. 직류모선 전압의 양극은 여전히 선(27)에 대하여 선(26)상에 나타난다.
본 발명에 의하면, 관통결함보호는 필터 캐피시터(22)와 트랜지스터(31 내지 36)사이에 임피던스를 삽입시키고 필터캐패시터(22)의 외부로 흐르는 전류의 증가비를 제한하는 쵸크(29)에 의해서 주로 이루어진다. 이것은 부하선이 제2브레이크다운 지역으로 들어가지 못하도록 관통결함중에 인버터트랜지스터의 부하선을 효과적으로 교정한다.
설명을 하자면, 정상적으로 동작하는동안 트랜지스터(31 내지 36)는 이것에 관련된 직렬 접속된 트랜지스터가 도전상태로 있을때 온(ON)되지 않는다. 그러나 그 트랜지스터상중의 하나가 부주의하게 도전상태로 트리거되고(잡음이나 열에 의한 것과같이), 또 다른 트랜지스터가 정상적인 동작상태하에서 제어회로(42)에 의해 온(ON)되어 있을때, 단락회로는 필터캐패시터(22)가 단락회로를 통하여 방전하도록 하기 때문에 관통결함상태를 만드는 직류모선(26 및 29) 양단에 존재하게 된다. 에를들어 트랜지스터(31)가 온(ON)되고 오프(OFF)트랜지스터(34)가 부주의로 온(ON)될때 전동기에 부하전류를 이송한다고 가정하자. 이들 트랜지스터는 제어회로(42)에 의해 트랜지스터(31)이 정상적으로 온(ON)되었다 하더라도 "장해 트랜지스터"로 불리운다. 본 발명의 동작을 이해하기 위해 도통트랜지스터(31)와 비도통 트랜지스터(34)의 부하선은 관통 결함상태에서 제2도에 도시되어 있다. 즉시, 결함이 발생하기 전에 트랜지스터(31)은 이것이 그 부하전류(콜렉터전류 IC)를 이송하고 이것의 포화모드에서 그 콜렉터 전압 VCC(즉, 에미터-콜렉터 도전로를 통하는 전압강하)에 있게되어 거의 영볼트로 되기 때문에, 이들 트랜지스터는 이것의 부하선상의 점(56)에 있게된다. 이때 비도통트랜지스터(34)는 이것의 부하선상의 점(57)에 설정되고, 이것의 콜렉터전류는 영으로 되며 모든 직류버스전압(300볼트)는 트랜지스터 양단에 있게된다.
관통결함이 생기는 순간에, 직류모선양단 전압은 트랜지스터(31 및 34)에 의해 직류모선 양단에 나타난 단락회로와 쵸크(29)에 의해 나타난임피던스로 인하여 곧 영볼트로 하강한다. 캐패시터(22)상의 모든 전압은 쵸크(29)의 양단에 나타난다. 쵸크(29)가 없을때, 직류모선은 필터캐패시터(22)가 트랜지스터들이 허용할 수 있는 것보다 더 큰 방전전류를 트랜지스터(31 및 34)를 통하여 공급할 수 있기 때문에 결함이 시작된 후에 300볼트로 유지된다. 그러느로 300볼트로 직류모선을 유지하는 캐패시터는 단락된다. 한편, 필터 캐패시터(22)와 잘못된 트랜지스터(31 및 34)사이에 쵸크(29)를 삽입하므로, 임피던스(쵸크(29)의 유도성리 액턴스)는 캐패시터 양단에 나타나고 모든 캐패시터 전압(300볼트)은 쵸크(29)양단에 나타나므로, 영볼트 가까이로 직류모선 양단의 전압을 즉시 감소시키고 동시에 결함트랜지스터를 흐르는 장해전류의 생성을 방지하게 된다. 쵸크(29)의 인덕턴스가 이미 주지한 바와같이 8마이크로 헨리이면, 방정식
Figure kpo00001
로서 장해전 쵸크(29)의 존재류 가에 의해 늦어지도록 결정할 수가 있다. 특히, 양호한 회로파라미터 필터 캐패시터(22)의 외부로 흐르는 결점전류 변화의 시간비가 37A/μsec로 된다는 것을 알았다. 작은 쵸크(29)를 사용하므로서, 관통결함전류의 증가비는 상당히 제한되므로 전류가 램프함수를 따라 선형으로 증가하게 된다. 그러므로 표크(29)가 없으면 트랜지스터(34)내의 콜렉터전류는 거의 동시에 매우 큰 진폭으로 증가하고, 이때 콜렉터전압이 정상적인 직류모선전압(300볼트)로 유지되기 때문에 부하선은 제2브레이크다운 지역안으로 들어가게 되므로, 수마이크로초이내에 트랜지스터의 제2브레이크다운파괴를 야기시킨다.
정반대로, 관통결함이 시작될때 본 발명에 따르면 트랜지스터(34)의 콜렉터전압은 즉시 정상적인 직류모선전압에서부터 거의 영볼트로 강하한다. 그러므로 트랜지스터(34)는 부하선은 전(57)로부터 점(58)으로 IC축을 따라 똑바로 위로 시작하기 때문에 비교적 느리게 생성된다. 한편, 직류모선 전압의 변화비를 탐지하는 dv/dt감지장치(64)는 전압이 갑자기 거의 영볼트로 강하되는 때를 감지한다. 이 전압변화에 응답하여 감지기(64)는 모든 트랜지스터(31 내지 36)로 부터 베이스구동을 제거하여 트랜지스터(31 및 34)를 오프(OFF)시키도록 제어회로(42)에 의해 도선(65)에 제어신호를 보낸다. 그러나, 이 트랜지스터들의 전하특성 때문에 이것들은 동시에 오프(OFF)될 수 없다.
설명하자면, 트랜지스터가 베이스구동 전류에 의해 이것이 포화모드로 나타날때, 소수 반송파는 베이스와 콜렉터 지역내에 축적되고 이 반송파들은 트랜지스터가 이것의 포화모드를 변환시켜 오프(OFF)되기전에 베이스전류가 제거된후 재결합이나 흡수에 의한것같이 없어져 버린다. 이것은 "축적시간"으로 불리우는 기간을 필요로 하는 소수반송파를 없애는 처리를 한다.
트랜지스터의 축적시간으로 되는 트랜지스터(34)의 부하선상의 점(58)으로부터 점(57)까지, 콜렉터 전류는 트랜지스터가 점(59)에서 마지막으로 오프될때까지 램프함수에 따라 천천히 증가하게 된다. 트랜지스터(34)가 오프된 이후에, 부하선은 점(59)으로부터 점(60)으로 처리되고 회로형태가 정상적으로 오프되는 식으로 트랜지스터 양단의 스너버회로에 의해 교정된다.
장래전류가 점(58)에서 트랜지스터(34)를 통해 흐르기 시작할때, 동일전류는 트랜지스터(31)를 통해 지나간다. 그러나, 정상적인 부하전류가 이미 트랜지스터 31(점 56)를 통해 흐르고 있기 때문에, 결점전류는 트랜지스터(31)의 부하선이 트랜지스터를 오프시키기 전에 트랜지스터의 축적시간동안점(56)에서부터 점(61)으로 처리되게 한다. 점(61)으로부터 점(60)까지 트랜지스터(31)의 부하선은 이것의 스너버회로에 의해 교정된다. 트랜지스터(31 및 34가) 모두 오프될때 모선전압의 1/2은 각각의 트랜지스터 양단에 있게된다.
쵸크(29)는 제2브레이크다운 지역으로 들어가지 못하게 해서 트랜지스터의 제2브레이크 다운파괴를 방지하도록 관통 결함동안 결함트랜지스터(31 과 34)의 부하선을 교정한다. 결함 트랜지스터의 에미터-콜렉터 전압과 콜렉터전류는 제어되므로 이것들은 트랜지스터를 파괴하는 크기의 피이크전력을 절대로 못만든다. 쵸크(29)는 결함트랜지시터들이 비교되는 전력영역내에 유지되게 한다. 본 발명은 출력단락회로의 경우에 즉 인버터의 출력양단의 단락경우에 트랜지스터를 보호기에 유용한 것이다. 예를들어, 이 회로 접합부나 출력단자(37 및 38)는 트랜지스터(32 및 34)가 인버터의 정상적인 동작중에 제어회로(42)에 의해 온되는 시간에 함께 단락된다고 가정하자. 이 상태에서 트랜지스터(32 및 34)는 직류모선 양단에 단락회로를 제공하므로 결점이있게 된다. 그러나 이 트랜지스터들은 상기한 바와같은 방법으로 동작하는 본 발명의 보호장치에 의해서 손상되지 않게 보호될 수 있다.
본 발명은 특정한 실시예를 설명하고 도시했으나 본 발명의 배경과 원리 내에서의 모든 변형물로부터 보호되도록 부가된 청구범위에서 제안한다.

Claims (1)

  1. 직류모선의 단락과 동시에 예기치 못하게 도전되거나 장해를 받을때마다 에미터-콜렉터 도전로를 통한 필터캐패시터(22)의 방전에 의해 일어나는 불필요한 관통결함전류를 갖게되는, 적어도 한쌍의 전력바이폴라트랜지스터(직류 모선에 접속되어 있는)를 포함하는 경우, 인버터를 필터캐패시터(22)와 분로접속되게 하여 직류 전원으로부터 직류모선을 경유하는 직류전압에 구동되게 한 관통결함보호장치에 있어서, 보호장치를 직렬연결한 필터캐패시터(22)와 쵸크(29)로 구성시켜 관통결함상태에서 장해트랜지스터의 부하선을 교정하기 위해 제2브레이크다운 지역에의 침입을 방지하여 트랜지스터의 파괴를 방지하고, 쵸크(29)로서 장해전류의 증가비를 제한하고 램프함수를 따라 선형적으로 증가하도록하여, 관통결함의 발생초기의 즉시 실질적으로 영볼트로 강하시키며, 따라서 장해 트랜지스터 양단의 큰 전압을 효과적으로 제거하여 각 트랜지스터를 파괴할 피크전력의 생성으로부터의 에미터-콜렉터 전압과 콜렉터 전류를 방지하고, 급 재생다이오드(31)를 상기 쵸크(29)와 분로구성시켜 필터캐패시터(22)에 대한 직류모선을 클램프시키고, 상기 쵸크에서 발생된 유도성 에너지에 대한 방전로를 제공하도록 하고, 관통결함에 대응하는 장치(64)를 장해트랜지스터로부터 베이스구동을 제거하여 트랜지스터를 오프(OFF)시키도록 구성된 관통 결함보호장치.
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Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3142142A1 (de) * 1981-10-23 1983-05-11 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Kommutierungseinrichtung fuer einen aus einer gleichspannungsquelle gespeisten elektromotor
JPS58162787U (ja) * 1982-04-23 1983-10-29 株式会社東芝 トランジスタインバ−タのトランジスタドライブ電源回路
US4488212A (en) * 1983-02-28 1984-12-11 Magnetek Inc. Voltage limit protection circuit for phase controlled rectifiers
US4507724A (en) * 1983-10-17 1985-03-26 Sundstrand Corporation Pulse width modulated inverter for unbalanced and variable power factor loads
ZA851779B (en) * 1984-03-08 1985-10-30 Fisher & Paykel Electronic control circuits
JPS60153690U (ja) * 1984-03-23 1985-10-14 株式会社東芝 電力変換装置
EP0200946A1 (de) * 1985-04-30 1986-11-12 BBC Brown Boveri AG Schutzvorrichtung für einen an eine Energieversorgungsleitung eines elektrischen Energienetzes angeschlossenen Verbraucher
JPS62156575A (ja) * 1985-12-06 1987-07-11 ゼネラル・エレクトリツク・カンパニイ 回路内の制御タ−ンオフ半導体の試験方式
JP2579751B2 (ja) * 1986-04-03 1997-02-12 三菱電機株式会社 交流エレベ−タ−の制御装置
US4730242A (en) * 1986-09-25 1988-03-08 Wisconsin Alumni Research Foundation Static power conversion and apparatus having essentially zero switching losses
US4864483A (en) * 1986-09-25 1989-09-05 Wisconsin Alumni Research Foundation Static power conversion method and apparatus having essentially zero switching losses and clamped voltage levels
US4833584A (en) * 1987-10-16 1989-05-23 Wisconsin Alumni Research Foundation Quasi-resonant current mode static power conversion method and apparatus
US5086266A (en) * 1987-10-21 1992-02-04 Toyo Densan Co., Ltd. Automobile ac generator system
US4945467A (en) * 1988-02-26 1990-07-31 Black & Decker Inc. Multiple-mode voltage converter
GB2221806B (en) * 1988-06-27 1992-08-12 Eaton Corp Inverter short circuit protection method and apparatus
JPH04355628A (ja) * 1991-05-31 1992-12-09 Toshiba Corp 直流送電線路短絡検出装置
US5444594A (en) * 1992-02-07 1995-08-22 Kabushiki Kaisha Toshiba Snubber energy recovery circuit for protecting switching devices from voltage and current
JP2903863B2 (ja) * 1992-05-29 1999-06-14 三菱電機株式会社 インバータ装置
JP3221270B2 (ja) * 1995-03-10 2001-10-22 株式会社日立製作所 電力変換装置及びスナバ装置
EA001842B1 (ru) * 1997-05-21 2001-08-27 Апс Данмарк А/С Способ и схема для резонансной инверсии
DK174165B1 (da) * 2000-10-13 2002-08-05 American Power Conversion Denm Resonanskonverter
US7061195B2 (en) * 2002-07-25 2006-06-13 International Rectifier Corporation Global closed loop control system with dv/dt control and EMI/switching loss reduction
KR100720750B1 (ko) 2002-07-25 2007-05-23 인터내쇼널 렉티파이어 코포레이션 ｄｖ/ｄｔ제어와 ＥＭＩ/스위칭 손실 감소를 구비한 광역폐루프 제어 시스템
DE10349036A1 (de) * 2003-10-22 2005-05-25 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Elektronisches Vorschaltgerät mit Schutzschaltung für den Schalttransistor eines Wandlers
AT508193B1 (de) * 2009-05-08 2015-05-15 Fronius Int Gmbh Verfahren und vorrichtung zum schutz von transistoren
US8503201B2 (en) 2009-12-03 2013-08-06 Schneider Electric It Corporation Transient clamping circuitry for voltage converter
DE102010038511A1 (de) * 2010-07-28 2012-02-02 Robert Bosch Gmbh Überspannungsschutzschaltung für mindestens einen Zweig einer Halbbrücke, Wechselrichter, Gleichspannungswandler und Schaltungsanordnung zum Betrieb einer elektrischen Maschine
US10459464B2 (en) 2012-09-03 2019-10-29 Schneider Electric It Corporation Method and apparatus for controlling distribution of power
US9595888B2 (en) 2012-11-29 2017-03-14 General Electric Company System and method to avoid reverse recovery in a power converter
KR101983134B1 (ko) * 2012-12-20 2019-05-28 삼성전기주식회사 인버터 보호 장치
US9385620B1 (en) * 2013-01-10 2016-07-05 Lockheed Martin Corporation AC link converter switch engine
US9768607B2 (en) * 2015-05-11 2017-09-19 Infineon Technologies Ag System and method for a multi-phase snubber circuit
CN108736791B (zh) * 2017-04-20 2022-03-29 通用电气公司 车辆及其控制方法及系统

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NL296553A (ko) * 1962-08-13 1900-01-01
PL113027B1 (en) * 1975-06-24 1980-11-29 Thyristor direct current breaker
AU511374B2 (en) * 1976-07-19 1980-08-14 Danfoss A/S Inverter circuit
DE2632380C3 (de) * 1976-07-19 1982-09-09 Danfoss A/S, 6430 Nordborg Schutzschaltungsanordnung für einen Wechselrichter

Also Published As

Publication number Publication date
BR8006094A (pt) 1981-04-07
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DK400880A (da) 1981-03-29
ES8403673A1 (es) 1984-03-16
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CA1152152A (en) 1983-08-16
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JPS5658785A (en) 1981-05-21
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GB2060299B (en) 1983-12-14

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