JPS62193595A

JPS62193595A - 交流電動機の駆動のための同時回生換流型電流源インバ−タ−

Info

Publication number: JPS62193595A
Application number: JP61301852A
Authority: JP
Inventors: バッ　ソンスン; ジョ　ギュヒョン
Original assignee: Korea Institute of Science and Technology KIST
Current assignee: Korea Institute of Science and Technology KIST
Priority date: 1986-01-11
Filing date: 1986-12-19
Publication date: 1987-08-25
Also published as: KR890001475B1; US4740881A; KR870007604A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〈産業上の利用分野〉本発明は、三相誘導電動機または同期電動機のような交
流電動機の駆動のための新しい方式の電流源インバータ
ーに関し、特に既存の電流源インバーターで惹起される
問題点であるサイリスターおよび電動機側の高圧ストレ
ス（１１ｉｇｈ　　ＶｏｌｔａｇｅＳｔｒｅｓｓ）を著
しく減らすとともに高効率運転を可能にし、かつ電動機
回転速度の可変範囲の面からみるとき、既存方式に比し
て格段に広帯域な運転を可能にする特徴がある電圧制限
および同時回生電流方式を創案して導入した電流源イン
バーターに関する。

〈従来の技術〉従来の代表的な電流源インバーターとしては、第１図（
イ）に示されたようなＡＳＣＩ（八ｕｔｏ−Ｓｅ−ｑｕ
ｅｎｔｉａｌ　　Ｃｏｍｍｕｎｔａｔｅｄ　　Ｉｎｖｅ
ｒｔｅｒ）方式が挙げられる。このＡＳＣＩＳＣ法、各
々６ケのサイリスターとダイオードおよびキャパシター
を必要とする。電流源インバーターの動作を理解するた
めに、インバーターに連結された交流電動機の等価回路
は第１図（ロ）のように表示することができる。

この表示方法は、ダブリュ、ファレル（ＩＪ、ｐａｒｒ
ｅｒ）およびジエイ、ディ、ミイスキン（Ｊ、Ｄ、Ｍｉ
ｓｋｊｎ）のＩ　Ｅ　Ｅｐｒｏｃ、第１２０巻、第９号
（１９７３年９月）、「擬似−正弦波全再生インバータ
ー（Ｑｕａ−ｓｉ−ｓ２４ｅ−ｗａｖｅ　ｆｕ１１ｙ　
ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｖｅ　１ｎｖｅｒｔｅｒ）　ｊに
詳細に記述されている。従って、ＡＳＣ１方式のキャパ
シターはサイリスターを電流させて電動機の漏洩インダ
クターＬｅａ、　Ｌｅｂ’、　Ｌｅｃに電流が流れると
き貯蔵されるエネルギーを電流の区間のあいだ吸収する
機能をはたし、ダイオードは負荷からキャパシターを分
離させてキャパシターに一旦貯蔵されたエネルギーが換
流動作が終わった後に不必要に放電されないようにする
ことにより、次回の換流動作を保障する役割をする。

ＡＳＣＩ方式で、換流動作の一つの区間のあいだ電動機
の一方の端子電流ｉＡとキャパシター電圧■ｏの変化過
程は第２図（イ）に示されている。ここで、電流の区間
はｔｌとｔ２に分けられるが、区間ｔ、は以前のサイク
ルでキャパシターに吸収されたエネルギーが直流電源側
電流によって放電及び逆充電され−るのに所要される区
間であり、区間ｔ　ｚは電動機の漏洩インダクタンスと
キャパシターとの相互作用によって発生する共振現象に
より充電される区間である。ここで、ＡＳＣ１方弐の換
流動作を注意深く省察すると、区間ｔ、のあイタハキャ
パシターに貯蔵されていたエネルギーを単に直流側電流
によって放電させるのに所要することによって全体の電
流期間が不必要に長くなっていることがわかる。実際に
おいて、区間ｔ１は電動機の軽負荷運転時に全体電流区
間中大部分を占めているが、これはまさに上限動作周波
数の最も深刻な制限要因となる。しかし、ＡＳＣ１方式
での区間１．はサイリスターの遮断状態と導通状態を変
えてやる重要な区間であって、電動機の線間電流交換は
区間ｔ２でなされる。区間ｔ２を省察すると、電動機の
漏洩インダクターＬｅａ、Ｌｅｂ。

Ｌｅｃに電流の形態で貯蔵されていたエネルギーがキャ
パシターＣにおいて電圧の形態に変わることがわかるが
、これによってキャパシターは区間ｔ１の間に以前のサ
イクルで貯蔵されていたエネルギーの回生放電を可能に
し、区間ｔ２で電動機の漏洩インダクターとのエネルギ
ー交換を通じた線間電流交換を可能にする役割をはたす
。即ち、いいかえれば、ＡＳＣＩ方弐の換流動作はキャ
パシターの役割によって「先回主放電、後線間電流電流
」（または節単に「先回生、後電流」）と要約すること
ができる。尚、第２図（イ）のΔ■１は１゜の期間中の
キャパシター電圧変化、Δ■２はＲ２の期間中のキャパ
シター電圧変化、Ｅｏは零ボルトを基準にしてｔ１期間
終了時のキャパシター電圧を示す。第２図（ロ）は連続
する換流動作によって現れる線間電圧および線電流波形
を図示したものである。

上述のように動作するＡＳＣ１方弐で最も大きな問題点
として指摘されるのは、サイリスター。

ダイオード及び電動機端子に加えられる高電圧ストレス
である。尖頭電圧ストレスの直接的な原因はキャパシタ
ー両端の尖頭電圧値であるが、これは負荷条件とキャパ
シタンスおよび電動機の漏洩インダクタンスの函数とな
る。キャパシタンスの大きさは更に上−限動作周波数の
成長と関係があり、動作周波数の上限値は無負荷の時に
、即ち直流側電流が最小の条件によって決定される。一
方、キャパシターの最大尖頭電圧は最大負荷の時に、即
ち直流側の電流が最大である条件によって決定されるの
で、動作周波数の上限を高めるためにはキャパシターの
値を可能な限り小さく選ばなければならないが、この場
合にはキャパシターの尖頭電圧が反比例して高くなる。

従って、ＡＳＣＩ方式では上限動作周波数とキャパシタ
ーの耐圧、即ちサイリスターに加えられる最大高圧スト
レスが互いに二律背反的な関係にあるから、実際問題と
しては適正線で妥協点を探すほかはない。

上記のようなＡＳＣ１方式の問題点を解決するために、
第３図に示されたような二つの他の方法が提示されてい
るが、第３図（イ）はダイオード。

抵抗Ｒ１およびインダクターＬ１を直列に連結して各々
のサイリスターの両端に逆に接続したものである。この
方式は、電流の区間のあいだにり。

Ｒ１からなる回路をキャパシターの放電回路に付加して
、牧電時間を短縮することにより、上限動作周波ＷＭ　
ｒ’ｕ四の増加を図っでいる。しかし、この方式は、喚
疏動作が丘り返さｔＬ、−、：、　’、ニー＝、Ｉれ′
ζζ化生るキャパシターの過充電を防止するたン１＋シ
ニＩｉｌ’ｉ人さ・れた抵抗Ｒ９による電力１貝失のた
めに全体的な効率が減少するという問題点を抱えている
。

第３図（ロ）はＡＳＣ１方式にクランプ（ｃｌａｍｐ）
回路が付加されたもので、上限動作周波数を増加させ、
同時に効率を高めるべく考案されたものである。この技
術は、アール・バラニアパン（Ｒ。

Ｐａ１ａｎｉａｐｐａｎ）のＦＥＥ産業応用回路（ＩＥ
ＥＥＴｒａｎｓ、　ｏｒ　ｒｎｄ、　Ａｐｐｌ、）　Ｉ
　Ａ　　２１Ｓ、第２号（１９８５３／４月）、ｒｃｓ
Ｉ／ＩＭ駆動のための電圧タラフピング回路（Ｖｏｌｔ
ａｇｅ　ＣｌａｌＩＩｐ２４ｇ　Ｃ１ｒｃｕｉｔｓｆｏ
ｒ　Ｃ！　Ｓ　７１　Ｍ　Ｄｒｉｖｅｓ）Ｊに詳細に記
述されている。この方式では、電流の区間のあいだ、キ
ャパシターがただサイリスク−の喚流機能のみを有する
ように選ばれ、電動機の漏洩インダクタンスエネルギー
はクランプ回路によって吸収されることにより、キャパ
シターの尖頭電圧はクランプ回路の電圧に制限−される
ように設計する。従って、クランプ回路は電圧の制限と
同時に電流エネルギー帰還の役割を遂行するが、それの
より具体的な回路は第４図に例示したとおりである。第
５図（イ）は、第４図（ロ）を近似化して図示したもの
であり、第５図（ロ）及び（ハ）は線電流および線間電
圧波形を図示したものである９以上かられかるように、
この方式は尖頭電圧ストレスを制限して比較的広い動作
周波数範囲を得ることができるが、その反面、クランプ
回路が複雑かつ大きくなり、コスト高になる短所がある
。

本発明では、従来の「先回生、後電流」方式のＡＳ（ｌ
とは異なり、キャパシターエネルギーの回生放電と同時
に線間電流電流が進行する特徴のある同時回生電流型イ
ンバーター（Ｓ　ｉｍｕ　ｌ　ｔａｎｅｏｕｓＲｅｃｏ
ｖｅｒｙ　Ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒ
、　Ｓ　ＲＣＩ　）を提案することを目的とする。

（問題点を解決するための手段〉このため本発明では、電流源型インバーターを構成する
において、主インバーターＣｔｔ〜Ｃｌ４１ＤＩｌ〜Ｄ
Ｉｌｋと補助インバーターＴ　ｚ　＋〜Ｔｔ＆の３つの
交流出力端子を各々並列連結して交流電動機■Ｍの３つ
の端子Ａ、Ｂ、Ｃに連結し、直流電力が主インバーター
Ｇ１１〜Ｇ１６１　　ＤＩｌ〜ＤＩ＆の主直流電源線の
両端Ｍ　（＋）　、　Ｍ　＋−１に供給されるよう可変
直流電圧源Ｐ、Ｃ，Ｒ，と直列に連結されたインダクタ
ーＬｄ、、Ｌｄｔを通じて交流インピーダンスが大きい
直流［流源の形態をとるようにし、直流電力が主インバ
ーターと補助インバーターおよび電動機の３つの端子Ａ
、Ｂ、Ｃの各々の連結点で補助直流電源線の両端Ｑ　（
、、、Ｑ　、−、にそれぞれダイオードＤ□〜ｏｔｂで
構成された整流回路を通じて補助インバーターＴｚ＋〜
Ｔ７．．の補助直流電源線の両端Ｑ　、、、　Ｑ　、−
、に供給されるようにし、該両端Ｑ　国、Ｑ　、−、の
間にキャパシター０１を並列接続して正常動作下で補助
直流電源線のＱ、。、、Ｑ、−両端に各々正・負の直流
電圧が現れるようにすることにより交流インピーダンス
の小さい直流電圧源の形態をとるようにし、安全なスイ
ッチング動作のために各々の半導体素子に直・並列に付
加されるインダクター、抵抗、キャパシターおよびダイ
オード等で形成されるスナッバー回路を接続する構成と
した。

く作用〉上記の構成によれば、主インバーターによる換流動作中
に補助インバーターによってキャパシターの回生放電と
キャパシターの充電とが行われ、電流区間の短縮を図れ
るようになる。従って、本発明の新しい５ＲＣＩ方弐の
インバーターでは、既存のＡＳＣ１方式で回生放電区間
と線間電流喚流区間が区分されて動作することにより、
全体の電流区間が不必要に長くなる短所が完全に改善さ
れる。それだけでなく、本発明のＳＩ？ＣＩ方式はＡＳ
Ｃ１方弐に比して上限動作周波数範囲が広く、半導体素
子および電動機端子に加えられる電圧ストレスがはるか
に低く、信頼度が高いという長所がある。

〈実施例〉以下本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

本発明の第１実施例は第６図（イ）に図示されている。

第６図（ロ）は各素子の安全なスイッチング動作のため
に各々の素子に直・並列に連結されるり、Ｒ，Ｃおよび
ダイオードで形成されるスナツバ−（Ｓｎｕｂｂｅｒ）
回路を例示したものである。

第６図（イ）で、Ｇ、〜Ｇ１６は自己消弧型スイッチン
グ素子としてのＧＴＯサイリスターであり、ダイオード
ＤＩｌ〜Ｄ１６は各々のＧＴＯサイリスターＧ１．〜Ｇ
１６に直列に連結されて動作中ＧＴＯサイリスターＧ、
〜Ｇ１６の逆電圧降伏を防ぐ働きをする。勿論、ＧＴＯ
サイリスターの代わりにトランジスター或いはＭＯＳを
使うこともできるし、逆電圧降伏特性の高い素子を使用
する場合にダイオードＤＩｌ〜Ｄ１６を除去することも
できる。Ｔ２１〜Ｔ２６は自己消弧型スイッチング素子
としてのサイリスターであり、整流素子としてのダイオ
ードＤ２１’−Ｄ２６はサイリスターＴ２１〜ＴＺ＆の
各々に逆並列に連結されている。入力側のＰ、Ｃ，Ｒ，
は位相制御整流器　（Ｐｈａｓｅ　　Ｃｏｎｔｒｏ１１
ｅｄ　Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ）であって、入力３相交流電
圧を出力Ｐ　（＋＋、　Ｐ　ｆ−１側に可変直流電圧に
変えてやる働きをする。主インバーターの両一端に供給
される直流電源線を各々又、。、、Ｍ（−、ハスとする
とき、Ｐ　（、）、　Ｐ　ｔ−ｒ、ノ＼スの間には電流
源形成と同時にリップルフィルター（Ｒ４ｐｐｌｅ　Ｆ
ｉｌｔｅｒ）の目的でインダクターＬｄ　、、　Ｌｄｚ
が各々挿入される。主インバーターに連結された交流電
動機ＩＭの３つの端子はダイオードＤ　２１〜Ｄ２６お
よびサイリスク−Ｔ２１〜Ｔｒ＋、で形成される補助イ
ンバーターに並列に接続されており、補助インバーター
の直流電源線（Ｑ　、、、、　Ｑ　、、ハス）の両端に
は直流キャパシターＣｒが連結されている。

上記のように連結され形成される第１実施例の回路にお
いて、電動機の電流経路がＡ端子からＢ端子に変わる一
つの電流の過程をＧＴＯサイリスター或いはサイリスク
−の０Ｎ１０ＦＦ制御と関連して第７図に図示した。入
力側のＰ、Ｃ，Ｒ。

は直流成分に関する同期回路として示されており、ＧＴ
Ｏサイリスク−Ｃ＋＋、ダイオードＤＩ＋の導通状態か
らＧＴＯサイリスク−Ｇ１３．ダイオードＤＩ３の導通
状態に移っていく遷移過程が示されている。

第７図（イ）に示した区間（イ）の状態では、直流の経
路がＭ　（＋＋　−ａ１１、　　［）１１＝端子Ａ　−
Ｉ　Ｍ　一端子Ｃ−Ｄ、□、Ｇ１□−Ｍ（−１となって
流れるが、第７図（ロ）に図示した区間（ロ）のように
サイリスター’ｒ”２３．　　ＴＺ４を同時にターンオ
ン（Ｔｕｒｎ−Ｏｎ）すると、電動機端子Ａの電流は減
少しはじめ、端子Ｂの電流は増加しはじめる。このとき
、Ｍ（。）パスの電流はほとんど一定であるから、二つ
の端子電流の減少率と増加率は同一であり、端子Ｃの電
流は変化がない。このような電流の変化をもたらす原因
はキャパシターＣｒ両端にあられれる直流電圧がサイリ
スク−Ｔｚ３．　　Ｔ０ｎの導通と同時に端子Ａ、Ｂ両
端にかかるからである。この区間（ロ）は、キャパシタ
ーＣｒ両端のエネルギーが電動機端子を通じて回生放電
される区間であり、前述したとおり端子Ａ、Ｂ間で電流
が同時に進められていることを示している。区間（ロ）
の長さをいくらに制御するかによって正常状態でキャパ
シターＣｒ両端の電位が異なるようになり、これはまた
負荷電流の函数となるのであるが、詳しいことは後で述
さることにする。回路の各部分にあられれる直流、電圧
波形は第８図の前半部に図示されているとおりである。

区間（ロ）の終了とともに区間（ハ）がはじまる時期は
任意に制御することができるが、これはＧＴＯサイリス
ク−〇ｌ＋をターンオフ（Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ）し、ＧＴ
Ｏサイリスク−〇＋３をターンオン（Ｔｕｒｎ−Ｏｎ）
する時点で決定される。正常状態下では、区間（ロ）の
長さに関係なく区間（ハ）の出発点で上記の端子Ａ、Ｂ
の電流が同一な値をもつようになるが、これは本発明の
ＳＲＣＩ方式のもう一つの特徴である。第７図（ハ）に
示されたように、この区間（ハ）ではダイオードＩ）ｚ
３．　　Ｄ２４がみ通ずるのと同時に、サイリスク−Ｔ
２３．　　Ｔ０ｎ、　　は自動的に遮断状態に移ってい
くことがわかる。従って、電流の経路は次のとおり変わ
る。

１　Ｍ＝Ｄ＋ｚ、　　Ｇ＋ｚ　　　　　Ｍ　（−１バス
ここで、区間（ロ）と比較して一つの重要な相違点は、
キャパシターＣｒに流れる電流の方向が変わったことで
あり、共通点は電動機端子Ａ、　　Ｂ間にあられれる電
圧の極性が同一である点である。

電動機の両端子にあられれた電圧は区間（ロ）でと同様
にキャパシターＣｒ両端の電圧となるために、区１間（
ロ）に引き続いて端子Ａの電流はゼロになるときまで継
続して減少し、端子Ｂの電流はｍ続して増加する。但し
、このとき流れる電流はキャパシターＣｒを充電してい
るという点が異なる。区間（ハ）の長さは区間（ロ）の
長さとほとんど同一になり、キャパシター０１の電位は
区間（ロ）での回生放電された量と区間（ハ）での充電
量が同一であることから、正常状態下では一定負荷電流
に対して一定の値を維持することになる。

区間（ハ）の終了は端子Ａの電流が完全に遮断され、端
子Ｂの電流がＭ、。、側電流と同一な値をもつときに発
生し、電流経路はＭ（。、バスー〇、、、Ｄ、３一端子
Ｂ−ＩＭ一端子Ｃ−Ｄ　１　ｚ、　　Ｇ　１　ｚ”　Ｍ
　（−１バスに連なり、第７図（ニ）に示されたような
モード（Ｍｏｄｅ）に移９デする。

上述のように、電動機の二つの端子Ａ、Ｂ間で線間電流
の検流をおこすためのＳＲＣＩ方式の換流動作を区間別
に省察してみた。換流動作中、区間別各部の電流、電圧
波形は第８図に示すとおりであり、第９図はキャパシタ
ーＣｒの電圧と電動機の端子電流およびキャパシターＣ
ｒの電流波形を幾つかの周期にわたって図示したもので
ある。

上記のＳＲＣＩ方式の換流動作の特徴を既存のＡＳＣＩ
方式と比較してわかりやすく要約すれば次のとおりであ
る。

換流区間　　　　ＡＳＣＩ　　　　　ＳＲＣ１前半部二
　　　　〇％換電流　　　５０％換流電流０％回生放電
　　５０％回生放電後半部；１００％換流　　　　５０％換流電流０％逆充
電　　　５０％再充電ここで、検流というのは、電動機の二つの端子間電流の
検流を意味するものであり、回生放電および充電とは、
キャパシターの観点からみての意味である。ＡＳ（ｌで
換流区間の前半部というのは、第２図（イ）で１．に該
当する区間を指し、後半部はｔ２に該当する区間を指す
ものである。

５ＲＣＩでの前半部は第７図（ロ）に示す区間（ロ）を
意味し、後半部は第７図（ハ）に示す区間（ハ）を意味
する。上記のように動作する５ＲＣＩ方式の特徴はＡＳ
ＣＩ方式に比して、１）キャパシター電圧の変動が極め
て少ない。

ＡＳＣＩ方式のキャパシター電圧は＋Ｖｃから−Ｖｃま
で変動するため高圧交流用キャパシターを必要とする反
面、５ＲＣＩ方式のキャパシター電圧は一定方向に充電
された状態で若干だけ変化するから、小型、廉価の直流
用キャパシターで充分である。

２）電動機および半導体素子に加わる電圧ストレスが低
い。

一般的に５ＲＣＩ方式は、はぼ同じ容量のＡＳＣ１方式
に比べて半導体素子および電動機端子に加えられる電圧
ストレスを半分以下に減らすことができる。

３）広帯域運転が可能である。

ＳＲＣＩ方式はＡＳＣ１方弐に比して２倍以上の広帯域
運転範囲で無理なく動作できる。

上記の他にも高い効率、低廉なコスト、高信頼度等の特
徴があるが、以下ＳＲＣＩ方式の特徴をより詳細に説明
する。

第１０図ないし第１６図は、本発明のＳＲＣＩ方式に関
する特性グラフであるが、これらの曲線はっぎのような
定数値を有する誘導電動機を基準にして得たものである
。

定格用カニ５馬力誘導電動機（４極）５定格電圧：三相２２０　Ｖ　、　６０Ｈｚ定格回転数
：　Ｌ７３５ｒｐｍ定格負荷電流：　１４．ＯＡ　、　Ｄ　Ｃ側換算Ｔｓ＝
１８．ＯＡ定格磁化電流：４．ＯＡ、ＤＣ側換算１ｓ＝
　５．１Ａ磁化インダクタンス：１１６ｍ１＋漏洩インダクタンス：　　７ｍｌ！第１０図は、Ｍ、、、バスに流れる直流電流Ｉｓが５Ａ
ｍｐから３５　Ａ　ｍｐまで可変するとき、第７図の区
間（ロ）の長さτｐを変化させるに伴ってキャパシター
Ｃｒの電圧Ｖｅｒが変化するようすを図示したものであ
る。共通した特徴は、τｐが増加するに従ってＶｅｒが
減少し、与えられたてｐの値に対してはＩ５が増加する
に従ってＶｅｒも増加する傾向があることである。第１
１図は上記第１０図と同様な内容を他の形態に図示した
もので、第７図（ロ）の区間（ロ）の長さτｐが２００
μＳｅｃから１４００μｓｅｃまで可変するとき、Ｍ（
＋、バス側電電流ｓを変化させるに従ってキャパシター
の電圧Ｖｅｒが変化するようすを図示したものである。

このグラフは与えられたτρに対して■、が増加するに
従ってｖｅｒが一定の勾配で増加する傾向を示している
。

第１２図は電動機の負荷電流が１８　Ａ　ｍｐであり、
τρ＝３５０μｓｅｃに固定された状態で電流区間のあ
いだキャパシター電圧Ｖｅｒ波形をいろいろのキャパシ
タンスＣｒ値に対して図示したものである。ここで、先
ず、区間（ロ）の回生放電期間τｐと区間（ハ）の再充
電期間がほとんど同じ値に一致していることがわかり、
次に、キャパシタンスＣ１値が変化するに従ってＶｅｒ
のリップル（或いは電圧変動率）が異なってくるが、区
間（ハ）の終了地点で区間（ロ）の開始地点と同一なキ
ャパシター電圧Ｖｅｒが維持されていることがわかる。

その理由は前述したように、正常状態下でキャパシター
Ｃｒの回生放電エネルギーと再充電エネルギーの量が同
一であるからである。

キャパシタンスＣ４の大きさによってＶｅｒのリップル
が変化するようすは、第１３図により具体的に図示され
ている。即ち、Ｍ、、、バス側の電流Ｉ５が変化するに
従って、Ｖｅｒのリップル（Ｒ４ｐｐｌｅ）が与えられ
たいろいろのキャパシタンス値（２０μＦ〜１０００μ
Ｆ）の函数として図示されている（ここでＶｅｒのリッ
プルとは、最大値と最小値の差を意味する）。勿論、こ
のグラフも正常状態下で得た結果であって、電流１．の
増加に従ってリップルが線形的に増加することを示す。

１％を３０　Ａ　ｍｐまで増加させるとき、Ｃｒの値が
４０μＦ以上であれば、５００ＶｏｌｔのＶｃｒ電圧に
対して５ＱＶｏｌｔ以下のリップルを得ることができる
。

第１４図は第１２図といささか異なる様態を示す。

この場合は、キャパシタンスＣｒの値が５０μＦに与え
られたとき、Ｍ（、、バス側電流Ｉ５が変化するに従っ
て電流の終わった状態でＶｅｒの値が電流の初期の値と
一致するよう回生放電期間τｐを可変するときのキャパ
シターＣｒの電圧波形を図示したものである。即ち、τ
ｐが一定の場合には第１１図に図示したように、■、の
函数としてＶｃｒの値が変化するが、τｐを変化させる
場合にはＩ。

の変化に関係な（Ｖｅｒの値を一定の値に維持すること
ができることを意味する。これは極めて重要なことであ
って、電動機端子および半導体素子に加えられる尖頭ス
トレスを一定の値以下に維持させることを可能にする。

本発明の５ＲＣＩ方式の電圧ストレスと最大動作周波数
の関係を既存ＡＳＣ１方式と比較するために、第１５図
ないし第１８図に４つのグラフを示した。第１５図と第
１６図は本５ＲＣＩに関するものであり、第１７図及び
第１８図は既存のＡＳＣＩ方式に関するものである。先
ず、第１５図は上記第１４図で示すように尖頭電圧スト
レスＶ　ｃｒｏを一定の幾つかの値に維持させるとき、
Ｍ、、、ハス側電流の変化による総電流時間ｔ　ｃ　−
２τｐを図示したものである。電流時間ｔｃが長くなる
ほど最大動作周波数は低くなるわけであるから、Ｍｌ、
、バス側電流１１が増加するほど最大動作周波数は低く
なることがわかる。従って、第１６図は■５による最大
動作周波数を図示したもので、Ｖｃｒｏが増大するほど
１ｃは減少し、動作周波数が増加することを示す。動作
可能な最大動作周波数の上限線は、Ｉｓが増加するほど
、またはＶｃｒｏが低くなるほど、低くなり、例えば５
馬力電動機の２００％負荷条件）、＝３６ＡでＶ　ｃｒ
ｏを５００Ｖｏ　Ｉ　ｔに制限するときに１６０Ｈｚま
で動作できることを示す。

上記ＳＲＣＩ方式とは対照的に、既存ＡＳＣ１方式の上
限動作周波数は無負荷条件によって決定されるが、第１
７図及び第１８図にこのＡＳＣ１方式の動作特性を示し
た。従って、第１７図は無負荷条件での磁化電流Ｉφ、
総換流電流１ｃ及び電流キャパシタンス値Ｃｃを、定格
周波数ｆ　ｂ　−６０Ｈｚを超えて上限動作周波数ｆ□
の函数として図示したものである。ここで、磁化電流Ｉ
φは電動機端子間電圧の実効値が最大値に一定に制限さ
れるとき、上限動作周波数ｆ、が増加するに従い減少す
る現象を現し、許容可能な電流時間１．はｆ、の増加に
従って逆比例して減少するしかないから、このような状
況で許容可能な最大ギャパシタンスＣの値がこれらの函
数として決定されることを示す。

従って、動作させようとする最大周波数ｒ１が決定され
れば第１７図によってＣ値を知ることができ、Ｃ値が与
えられると負荷電流の函数として与えられるキャパシタ
ーの電圧ストレスを知ることができる。即ち、キャパシ
ターＣの電圧ストレスを低くするためにはＣ値を増加さ
せなければならないが、Ｃ値が増加されると無負荷状態
で最大動作周波数ｆイが低くなるしかないので、設計条
件でｆ。

の上限値があらかじめ決定されれば、Ｃ値が決定される
他はない。第１８図は上記例示した誘導電動機の場合に
対して上限動作周波数ｆ、かいろいろ異なる値で与えら
れたとき、負荷電流の１００％〜２００％変動範囲でキ
ャパシターＣ両端の尖頭電圧ストレスを図示したもので
ある。

キャパシター両端の尖頭電圧ストレスはじかに半導体ス
イノチーング素子の電圧ストレスと連関され、電動機端
子間の電圧ストレスを意味する。高圧ストレスに耐える
ための半導体素子およびキャパシターがその価格におい
て高価とならざるを得ないことを考慮するとき、電流源
インバーターを比較するための重要なパラメータ中の一
つは、やはり高圧ストレスであり、もう一つは運転可能
な最大上限動作周波数であると言わなければならない。

このような観点から、本発明のＳＲＣＩ方式と既存のＡ
ＳＣ１方式の特徴を第１６図と第１８図を比較すること
により容易に知ることができる。−例をあげると、２０
０％負荷（１，＝３６Ａ）でｆ１＝　２４０Ｈｚに動作
させるためにＳＲＣＩ方式の場合（第１６図）キャパシ
ターの電圧ストレスＶ　ｃｒｏが７９０Ｖｏ　ｌ　を程
度であるに比べ、既存のＡＳＣＩ方式（第１８図）では
２９００Ｖｏｌｔ　（過負荷係数＝２のとき）近くにな
ることがわかる。これは、電圧ストレスの比が４：１に
もなる格段の差であって、ＳＲＣ１方式の長点をはっき
りとわからせるものであり、本発明のＳＲＣＩ方式を使
用する場合、Ｖｃｒｏ　＝７９０Ｖｏｌｔであるとき、
定格負荷では１０００１１ｚ付近で動作させられること
をみれば、既存ＡＳＣ１方式の追従を許さない特徴が理
解されるであろう。

本発明のＳＲＣＩと既存のＡＳＣＩとの比較は、つぎの
表１と表２をみれば明らかであろう。表１と表２はコン
ピュータシミュレーションの結果である第１６図と第１
８図で特定値に対して得たデータをまとめたものである
。

表１はピーク電圧ストレスを各々５００　Ｖ　、　７５
０　Ｖ及び１０００　Ｖに制限しようとするとき、各々
１００％及び２００％負荷まで安定した動作をなすこと
のできるＡＳＣＩとＳＲＣＩの最大動作周波数を比較し
たものである。

表２は各々６０Ｈｚ、　１２０Ｔ（ｚ、　２４０Ｈｚま
で安定して動作するよう設計しようとするとき、各々１
００％及び２００％負荷状態でＡＳＣＩとＳＲＣＩがそ
れぞれ許容すべきピーク電圧ストレスを比較したもので
ある。

ＡＳＣＩに対するＳＲＣＩの優秀性は、つぎの表１と表
２により明確に理解されるであろう。

表１表２これまで本発明と関連したＳＲＣＩ方式の動作原理およ
びその特性につき詳述した。本発明と関連して誘導電動
機を制御しようとするとき、その一つの構成形態は第１
９図のブロック線図（Ｂｌｏｃｋｄｉａｇｒａｍ）に示
したとおりとなる。与えられた速度命令Ωｒ１１ｆに従
って、タコメーター　ＴＡＣＨＯによって感知された電
動機の速度と比較して、その差異を減らす方向に電流が
制御されるようにコンバーター（Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）
を制御するとともに、インバーター（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ
）に加えられる周波数が制御されるように構成されてい
る。ここで、回生放電長さτｐを制御するためのブロッ
ク部分を除けば、一般的に広く知られた多くの方法と比
較して大きな差異がない。即ち、既存の他の方法と比較
して、回生放電長さτｐ　（＝第７図（ロ）の区間（ロ
）の長さ）を制御する部分が本発明の５ＲＣＩ方式にお
いては必ず必要な特徴となる。τｐを制御する方法は前
述の第１２図の場合と同じように、直流電流側電流■５
の大きさと無関係に一定な値に制御する方法と、第１４
図の例で記述したように、■。

の函数に変化させる方法があった。

τｐを一定の値に制御する方法の短所は、負荷電流が変
動するに従ってキャパシターの電圧Ｖｅｒが異ならなけ
ればならないので、突然な負荷の変動が発生すると−き
、正常状態までに至るのに時間がかかるという点と、キ
ャパシター電圧ストレス、即ち、半導体素子両端の電圧
ストレスが電流の函数で異なることになる点である。第
２０図は、このような現象を例示するために、前述して
誘導電動機の負荷に対してキャパシター値が１００μＦ
であり、τｐ＝２７５μｓｅｃに与えられた場合、直流
電流側電流■、が８Ｍｍρと１８静ρのあいだで突然変
化するとき、キャパシターＣｒ両端の電圧が５００Ｖｏ
ｌｔと７５０シｏｆｔのあいだで変化するようすを示し
たものである。

一方、τｐを直流電流Ｉｓの函数で制御する場合には、
上記の場合とは違って、負荷の変動にも拘わらず、キャ
パシタ−０，両端の電圧を殆ど一定な値に維持すること
ができる。従って、このような方法で制御する場合、負
荷の変動にも敏感に対応することにより過渡状態をほと
んど完全に除去することができ、またキャパシター両端
の電圧ストレスを適切な任意の値に一定に維持できるた
め、インバーターの設計の際、経済的な素子の選定が可
能であり、しかも動作の信頼性を向上させることができ
る。

第２１図〜第２３図は、本発明の第１実施例である第６
図の若干変更された形態の第２〜第４実施例を示したも
のである。先ず、第２１図の第２実施例の場合はＭ　（
＋ｌ　９Ｍ　＋−ｒ　バスに連結された主インノ＜−タ
ーの形態だけが変形された。即ち、第６図と比較して述
べれば、ＧＴＯサイリスク−Ｇ目〜Ｇ　ｌｂの代わりに
自然消弧型スイッチング素子であるサイリスク−Ｔ　＋
　＋〜Ｔ１６に変わったことと、８亥サイリスター’ｒ
＋＋〜Ｔ１６とダイオードＤＩｌ〜Ｄ１６の間にキャパ
シター０６ケが連結されて既存のＡＳＣＩと同一の形態
に構成されていることを示す。ＧＴＯサイリスターを使
用する場合には、素子自体の０Ｎ１０ＦＦ制御が容易で
あるので別に問題がないけれども、サイリスターを使用
する場合にはＯＮ１０　Ｆ　Ｆ制御のためにＡＳＣＩと
同様な形態にキャパシター０６ケが必要である。しかし
、主インバーターに使用されるキャパシターの大きさは
既存のＡＳＣＩに使用されるキャパシター〇大きさと比
較して−はるかに小さくなるが、その理由は、先ず、キ
ャパシターＣ両端の電圧がキャパシターＣ両端の電圧に
制限されるため尖頭電圧ストレスが小さい点と、つぎに
、ただ導通状態のサイリスターを遮断させるのに必要な
エネルギーだけを貯蔵することができればよいからであ
る。第２１図での補助インバーターの動作原理は第６図
の場合と同じなので、これ以上述べることは省略する。

第２２の第３実施例は第１実施例（第６図）と比較して
原理上、主インバーターと補助インバーターに使用され
たＧＴＯサイリスターとサイリスターの位置を互いにと
りかえた形態である。即ち、ＧＴＯサイリスク−Ｇ１１
〜Ｇ　１６はサイリスター”Ｉ”ＩＩ〜Ｔ１６に、サイ
リスク−Ｔ　ｚ＋〜Ｔ２６はＧＴＯサイリスク−〇ＺＩ
〜ＣＺ６にそれぞれとりかえられており、主インバータ
ーからダイオードＤ　Ｉ　ｌ〜Ｄ１６が除去された理由
は、第２２図に使用されたサイリスク−Ｔ、〜Ｔ　＋ｂ
がＧＴＯサイリスク−（Ｇ、−〜ｃ、ｉ、）とは違って
、順方向はもちろん、逆方向電圧ストレスにも耐えるこ
とができるからである。第２２図でも主インバーターと
補助インバーターの基本的な役割は第６図の場合と同一
であり、ただ一つの相違点は検流の方法にある。即ち、
第６図では主インバーターのＧＴＯサイリスク−〇１１
〜Ｃ１６が導通と遮断状態とを繰り返すとき、補助イン
バーターのサイリスターＴｚ＋〜ＴＺｂが従属的に自然
検流（Ｎａむｕｒａｌ　Ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）され
ていた状況とは違って、第２２図では補助インバーター
のＧＴＯサイリスターＧ２１〜ＧＺ＆が自体検流はもち
ろん、主インバーターのサイリスク−Ｔ１１〜Ｔ１６を
強制検流させる機能を担当する点で違っている。即ち、
第２２図では第７図の区間（ロ）と区間（ハ）との間で
補助インバーターのＧＴＯサイリスターＧ２Ｉ〜ＧＺｂ
を制御して主インバーターの検流を制御することができ
る。

第２３図の第４実施例は第６図の補助インバーターに使
用されたサイリスターＴｔ、〜Ｔ２ｂの代わりにＧＴＯ
サイリスク−Ｇ２１〜ＧＺ６を使用することにより、全
部を自己消弧型スイッチング素子に置きかえた場合であ
る。動作原理は第６図の場合と同じであるが、補助イン
バーターに自己消弧型スイッチング素子を使用すること
により、検流の動作中、万一の場合失敗することのある
可能性を完全に排除するためのものである。ダイオード
Ｄ２ヮ。

Ｉ）ｚａが付加されたのも、主インバーターのＧＴＯサ
イリスク−〇ｌ＋’−Ｇ１６が適切な０Ｎ１０ＦＦ制御
に失敗した場合、主直流電源線Ｍ（。、　、　Ｍ　、、
両端に発生し得る高圧ストレスを、キャパシター〇。

両端電圧で制限するための保護の目的からであって、正
常動作下では不必要である。

〈発明の効果）上述したように動作する本発明のＳＲＣＩ方式について
、その特徴を要約すれば、つぎのとおりである。

■既存方式に比して格段に広帯域運転が可能である。

■大電力交流電動機の駆動にも通している。

■尖頭電圧ストレスを既存ＡＳＣＩ方式に比してはるか
に低く制御することにより、サイリスク−および電動機
端子への電圧ストレスを減らすことができる。

■検流動作中、尖頭電圧制限およびエネルギー授受動作
が、たった１個の小型直流キャパシター〇、、の働きに
よってなされる。

■検流動作中、エネルギーの損失が極めて少なく、高効
率運転が可能である。

■低耐圧半導体素子を使用することができ、構造が堅牢
であり、低度な価格で提供できる。

■負荷の短絡事故においても容易に保護することができ
る。

■負荷電流波形が既存方式に比べて少ない高調波成分を
含んでおり、脈動トークの大きさが減少する。

■電動機の回生制動を可能にする。

【図面の簡単な説明】

第１図（イ）、（ロ）は既存の代表的な電流源インバー
ターおよび交流電動機の等価回路図、第２図（イ）、（
ロ）は第１図の回路における検流の区間のあいだのキャ
パシター電圧および電動機端子電流波形図、第３図（イ
）、（ロ）は第１図の短所を改善するための二つの回路
図、第４図（イ）。（ロ）は第３図（ロ）に関する具体的な回路図、第５図
（イ）、（ロ）、（ハ）は第４図（イ）の近似図および
電流電圧波形図、第６図（イ）、（ロ）は本発明の第１
実施例の回路図および各素子に対するスナッバー回路の
例示図、第７図（イ）、（ロ）。（ハ）、（ニ）は第６図の四つの動作モードを簡略化し
て例示した図面、第８図は第７図の各図に該当する電流
電圧波形図、第９図は第６図のインバーターのキャパシ
ター電圧、電流並びに電動機端子電流および線間電圧波
形図、第１０図は第７図（ロ）の区間（ロ）の長さτｐ
を変化させるに伴ってのキャパシター〇、の電圧変化を
種々の電源電流■、に対して示した図面、第１１図は第
１Ｏ図でτｐとＩｓを替えて示した図面、第１２図は第
１１図でτｐと■８が与えられた場合の種々のＣ，値に
対するＣ１両端の電圧波形図、第１３図はキャパシタン
スＣｒの大きさに従って電流Ｉｓの函数として与えられ
るＣ、両端の尖頭電圧リップルの太きさを示した回当、
第１４図は電流■５の函数として時間τｐを変えてやる
ときのＣ，両端の電圧波形図、第１５図は正常状態でＣ
ｒ両端の電圧を一定に維持させようとするとき、電流Ｉ
５の函数として示した総電流機関ｔｃに関する図会、第
１６図はキャパシター〇１の最大尖頭電圧Ｖ　ｃｒｏが
与えられるとき電流■５の函数として示される最大動作
周波数に関する図上、第１７図は第１図の従来例回路に
対して最大動作周波数ｆ１を変化させるとき電動機の磁
化電流■φ、キャパシタンスＣおよび総電流朋間１ｃを
示した回器、第１８図は第１図の従来例回路に対して最
大動作周波数［１が与えられるとき、負荷電流の函数と
して示されるキャパシター〇の最大尖頭電圧ストレスを
図示した図褥、第１９図は第６図の第１実施例に対して
交流電動機を制御するための制御回路のブロック線図、
第２０図は第７図（ロ）の区間（ロ）の長さτｐを一定
に維持するとき、直流電流■５の変化に伴ったキャパシ
ター０１の電圧波形図、第２１図は本発明の第２実施例
を示した回路図、第２２図は本発明の第３実施例を示し
−た回路図、第２３図は本発明の第４実施例を示した回
路図である。Ｍ　＋＄１　、　Ｍ　（−１・・・主直流電源線　　Ｑ
　（Ｂ　、　Ｑ　（−１・・・補助直流電源線　　ＤＩ
ｌ〜Ｄ　ｌｂ＋　　Ｄｚ＋〜［）ｚ８・・・ダイオード
　　Ｔ、〜Ｄ１６．　　ＴＺＩ〜Ｔ２６・・・サイリス
ク−（自然消弧型スイッチング素子）　　　Ｇ　口〜Ｇ
、、、Ｇ２６〜Ｇ２６・・・ＧＴＯサイリスター（自己
消弧型スイッチング素子＞　　　　Ｃ，、Ｃ・・・キャ
パシター　　Ｌｄｌ、　　Ｌｄｚ、　　ｔ、ａ・・・イ
ンダクター　　ＩＭ・・・交流電動機　　Ｉφ・・・交
流電動機の磁化電流Ｉ５・・・主直流電源線電流　　τ
ｐ・・・回生放電期間ｔｃ・・・総電流期間　　Ｖｃｒ
、　　Ｖｃｒｏ・・・キャパシター電圧　　ｆ８・・・
電動機の最大動作周波数特許出願人　　　　韓国科学技
術院代理人　弁理士　笹　島　　冨二雄第１図（イ）（ロ）ｅａ第２　図（イ）Ｃ（ロ）第（ロ）（Ｆ＝５０Ｈ２）　　　　　　　１１１（１’５図（八）＋Ｆ＝５０Ｈ２ｌ　　　　　　　　ｘ＋ｏ’第６図（ロ）第７図（イ）（ロ）第７図（ニ）第８図一２ｕｕ　　Ｕ　　ｚｏｏ　　４ｕ○　ｂｕｕ　　ａ○
ｏ　ｔ（、ａｓｅｃ）第９図第１０図第１１図喚１２図第１３図第１４図０２００４００６００８ｏ０１α）０　１２００　１４
００　ｔ（、ｕｓｅｃ）蔦１５図５　　　　　　ＴＯ１５２０２５刃　　　　　３５　１
ｓＩＡノ第１６図第１７図第１８図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）電流源型インバーターを構成するにおいて、主イ
ンバーターＧ＿１＿１〜Ｇ＿１＿６、Ｄ＿１＿１〜Ｄ＿
１＿６と補助インバーターＴ＿２＿１〜Ｔ＿２＿６の３
つの交流出力端子を各々並列連結して交流電動機ＩＭの
３つの端子Ａ、Ｂ、Ｃに連結し、直流電力が主インバー
ターＧ＿１＿１〜Ｇ＿１＿６、Ｄ＿１＿１〜Ｄ＿１＿６
の主直流電源線の両端Ｍ＿（＿＋＿）、Ｍ＿（＿−＿）
に供給されるよう可変直流電圧源Ｐ、Ｃ、Ｒ、と直列に
連結されたインダクターＬｄ＿１、Ｌｄ＿２を通じて交
流インピーダンスが大きい直流電流源の形態をとるよう
にし、直流電力が主インバーターと補助インバーターお
よび電動機の３つの端子Ａ、Ｂ、Ｃの各々の連結点で補
助直流電源線の両端Ｑ＿（＿＋＿）、Ｑ＿（＿−＿）に
それぞれダイオードＤ＿２＿１〜Ｄ＿２＿６で構成され
た整流回路を通じて補助インバーターＴ＿２＿１〜Ｔ＿
２＿６の補助直流電源線の両端Ｑ＿（＿＋＿）、Ｑ＿（
＿−＿）に供給されるようにし、該両端Ｑ＿（＿＋＿）
、Ｑ＿（＿−＿）の間にキャパシターＣ＿ｒを並列接続
して正常動作下で補助直流電源線のＱ＿（＿＋＿）、Ｑ
＿（＿−＿）両端に各々正・負の直流電圧が現れるよう
にすることにより交流インピーダンスの小さい直流電圧
源の形態をとるようにし、安全なスイッチング動作のた
めに各々の半導体素子に直・並列に付加されるインダク
ター、抵抗、キャパシターおよびダイオード等で形成さ
れるスナッバー回路を接続させてなることを特徴とする
同時回生換流型電流源インバーター。
（２）主インバーターに使用された素子Ｇ＿１＿１〜Ｇ
＿１＿６がＧＴＯまたはトランジスターのような自己消
弧型素子であり、補助インバーターに使用される素子Ｔ
＿２＿１〜Ｔ＿２＿６がサイリスターのような自然消弧
型素子であり、主インバーターで自己消弧型素子の逆方
向降伏電圧が低いときに限ってこれを補償するためにダ
イオードＤ＿１＿１〜Ｄ＿１＿６が各々直列に挿入され
た形態に構成されることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の同時回生換流型電流源インバーター。
（３）交流電動機ＩＭの２つの端子Ａ、Ｂ間の電流が交
換される電流の動作中、電流の経路が既存端子Ａからつ
ぎの端子Ｂへ変わる過程で、主インバーターの自己消弧
型素子Ｇ＿１＿１〜Ｇ＿１＿３間の電流が発生する前に
１次段階で先ず補助インバーターの自然消弧型素子Ｔ＿
２＿３、Ｔ＿２＿４を導通させ、キャパシターＣ＿ｒに
貯蔵されていたエネルギーを放電させながらつぎの端子
Ｂの電流を増加させると同時に既存端子Ａの電流が減少
するようにし、一定時間τ＿ｐのあいだ持続した後、２
次段階で主インバーターと電動機のつぎの端子Ｂに連結
された素子Ｇ＿１＿３を導通させると同時に、既存端子
Ａに連結されていた素子Ｇ＿１＿１を遮断することによ
り電流の経路が変わるようにし、補助インバーターの導
通状態にあった素子Ｔ＿２＿３、Ｔ＿２＿４を自然遮断
して電流の経路が補助インバーターのダイオード整流回
路Ｄ＿２＿３、Ｄ＿２＿４を通じてキャパシターＣ＿ｒ
を充電するようにし、電動機の既存端子Ａの電流がゼロ
となり、つぎの端子Ｂの電流が主直流電源線Ｍ＿（＿＋
＿）、Ｍ＿（＿−＿）電流と同一の値になるときまで持
続する形態に動作され、正常状態では換流の動作中キャ
パシターＣ＿ｒの充電量と放電量とが同一の大きさとな
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の同時回
生換流型電流源インバーター。
（４）一次段階の持続時間τ＿ｐが主直流電源線Ｍ＿（
＿＋＿）、Ｍ＿（＿−＿）、電流Ｉ＿ｓの大きさに関係
なく一定に制御され、この一定制御式の短点を改善する
ために主直流電源線Ｍ＿（＿＋＿）、Ｍ＿（＿−＿）電
流の函数として電流の増加につれてτ＿ｐが増加する方
向に制御されることにより、キャパシターＣ＿ｒ両端の
電圧が主直流電源線電流Ｉ＿ｓとほとんど無関係に一定
の値を維持するようになることを特徴とする特許請求の
範囲第３項記載の同時回生換流型電流源インバーター。
（５）補助インバーターに使用された自然消弧型素子Ｔ
＿２＿１〜Ｔ＿２＿６の消弧換流期間が充分でない場合
にも確実な還流動作をさせるために、自然消弧型素子Ｔ
＿２＿１〜＿２＿６が自己消弧型素子Ｇ＿２＿１〜Ｇ＿
２＿６に代置されることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の同時回生換流型電流源インバーター。
（６）主インバーターの自己消弧型素子Ｇ＿１＿１〜Ｇ
＿１＿６の代わりに自然消弧型素子Ｔ＿１＿１〜Ｔ＿１
＿６を使用し、自然消弧型素子Ｔ＿１＿１〜Ｔ＿１＿６
の電流のために既存方式（ＡＳＣＩ方式）と同一の構造
でＴ＿１＿１、Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿５各々のカソード
間およびＴ＿１＿２、Ｔ＿１＿４、Ｔ＿１＿６各々のア
ノード間に電流のためのキャパシターＣを各々連結して
自然消弧型素子Ｔ＿１＿１〜Ｔ＿１＿６が強制換流され
るようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の同時回生換流型電流源インバーター。
（７）主インバーターに自然消弧型素子Ｔ＿１＿１〜Ｔ
＿１＿６を使用し、ダイオードＤ＿１＿１〜Ｄ＿１＿６
を除去し、補助インバーターに自己消弧型素子Ｇ＿２＿
１〜Ｇ＿２＿６を使用し、補助インバーターの自己消弧
型素子が動作されて主インバーターの自然消弧型素子を
換流できるようになり、交流電動機ＩＭ端子間電流の換
流動作をすることができるようになることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の同時回生換流型電流源イン
バーター。