JP3677048B2 - パルス幅変調波の処理方法及びこの方法を応用する装置 - Google Patents

Description

発明の主題
本発明は、インバータまたは被制御整流器のためのパルス幅変調波処理方法、特に調波低域を達成する方法に係わる。
本発明は、上記方法を実施するための装置にも係わる。
関連公知技術
インバータ、特に電圧形インバータは、ＤＣ電圧からＡＣ電圧を供給することを意図し、被制御整流器は、ＡＣ電圧からＤＣ電圧を供給することを意図したものである。
以下の説明では特にインバータを取り上げるが、厳密には被制御整流器に関しても直面する問題は同じである。
例えば、インバータは同期または非同期装置の可変速制御に利用できる。
この場合、負荷、具体的には同期または非同期電動機の各相に対して、周波数及び振幅が可変の平衡正弦波三相式にできるだけ近い形の三相電圧を供給しなければならない。
電圧式インバータは、一般的にはスイッチングが特に迅速なサイリスタやゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）のようなパワーコンポーネント回路を使用する公知装置である。
インバータは、変調器及び弁別器によって制御される。変調器の役割は、指令信号波を形成することであるのに対して、弁別器の役割は、種々のスイッチをそれぞれ個別に制御する複数の波に前記信号波を分割できるようにすることである。
最も簡単なインバータは２つのレベルを有し、負荷に対して交互に給電する（サイリスタ、ゲートターンオフサイリスタなどのような）２つのスイッチで構成されている。この負荷は誘導タイプであるから、対応のスイッチが開くと負荷電流が流れるようにするため、スイッチと並列にいわゆる“フリーホイーリングダイオード”を設置する必要がある。
パルスの各エッジにおいていずれか一方のスイッチが動作するようにするため、指令信号波として簡単な方形波を使用するのが普通である。この方形波は、いずれか一方のスイッチを閉じ、同時に他方のスイッチを開くというように順次作用することになる。
給電短絡を避けるという当然の理由から、２つのスイッチが同時に閉じることがないようにチェックする必要がある。弁別器の存在理由もここにあり、その目的は、対応のスイッチの閉成を遅延させることにより、一方のスイッチを閉じる指令が与えられる時には必ず他方のスイッチが既に開いた状態にあるようにすることである。
即ち、一方のスイッチが開く瞬間と他方のスイッチが閉じる瞬間との間には、必ず“むだ時間（デッドタイム）”と呼ばれる僅かな遅延があり、従って、開閉という２つの動作が同時であることは決してない。
有害な調波が存在する原因もここにあり、特に第５及び第７調波が電動機電流中に現われ、これが給電側と駆動トルク側に第６調波を発生させる。
信号周波数の１／６で給電される電動機の場合、干渉のおそれがあるから、最も有害なのは第６調波である。例えば、８・１／３Ｈｚで給電される電動機は、５０Ｈｚを利用する信号系において障害を惹起するおそれがある。
他の問題は、種々のスイッチが電圧のゼロ値（電流オン、スイッチ閉成）から瞬時に正値（電流オフ、スイッチ開成）へ、及びその逆にスイッチング動作できないという事実にある。即ち、ある程度の時間にわたって非ゼロ電圧と非ゼロ電流の状態が同時に存在し、従って、スイッチング動作ごとに電力損失が観察される。
この問題を解決するため、種々の回路素子がこのような電力損失に耐えられない場合にスイッチング補助セルを採用することは、既に提案されている。この種のセルは、例えば各スイッチに並列接続されたコンデンサを主要素子とするスナバ回路で構成することができる。このスナバ回路の目的は、電圧を制限することにより、さらに具体的にはその増大を制限することにより、スイッチング動作に伴う電力損失を吸収することにある。スナバ回路と併用されることが多いこの種のセルの別の例として、スイッチと直列に接続されたインダクタを主要素子とするいわゆる“ｄｉ／ｄｔ”セルがある。このようなスイッチング補助セルを設けることで電圧の増大が緩やかになり、スイッチング動作に伴なう電力損失を制限することが可能になる。
ただし、スイッチング補助セルを設けても設けなくても、調波の存在がインバータにとって問題となることにはほとんど変わりはない。即ち、給電側及び駆動トルク側に第６調波が存在するのと同様に、スナバ回路を含むインバータを使用する場合でも、電動機側に第５及び第７調波の存在が観察される。
なお、被制御整流器の場合、負荷をソース、給電を負荷と見做さねばならないことを除けば、全く同じ問題が発生する。
発明の目的
本発明の目的は、インバータまたは被制御整流器におけるむだ時間効果の減少または解消を可能にして有害な調波の影響を軽減することを可能にする方法を提供することにある。
具体的には、本発明の目的はスイッチング補助セルを具備するかしないかに関係なく、また、２つのレベルを有するか３つ以上のレベルを有するかに係わりなく、インバータまたは被制御整流器に適用できる方法を提供することにある。
本発明の目的はまた、同期または非同期電動機に給電する三相インバータの場合に、電動機電流中に現われる第５及び第７調波、従って、給電側及び駆動トルク側に現われる第６調波のような有害な調波の減少を可能にする方法を提供することにある。
発明の主な特徴的要素
本発明は、少なくとも１対のスイッチを含み、変調器及び弁別器によって制御される電圧インバータまたは電圧による被制御整流器のためのパルス幅変調波処理方法において、負荷またはソースにおける電流の方向に応じて修正された２つの指令信号を弁別器に供給し、出力電流に関して修正された指令信号が高状態から低状態への過渡に要する遅延分だけ補足される高状態を有し、入力電流に関して修正された指令信号が低状態から高状態への過渡に要する遅延分だけ補足される低状態を有するようにし、前記高状態に応答して最もポジティブな負荷と接続しているスイッチが閉じ、最もネガティブな負荷と接続しているスイッチが開き、前記低状態に応答して逆の開閉が起こるようにすることを特徴とするパルス幅変調波処理方法に係わる。
インバータまたは整流器がスイッチング補助セルを具備しない場合、修正された指令信号は弁別器から生ずるむだ時間に相当する遅延を導入する。
スイッチング動作補助セルを具備するインバータまたは整流器の場合、修正された指令信号に導入される遅延は電流の方向だけでなく、その値にも依存する。
なお、本発明の方法は２つのレベルを有するインバータまたは整流器にも、３つ以上のレベルを有するインバータまたは整流器にも適用できる。
本発明は、上記方法を実施するための装置にも係わる。
【図面の簡単な説明】
本発明を下記図面に沿ってさらに詳細に説明する：
図１は、従来の２−レベルインバータの分岐回路を略示する回路図である。
図２は、図１に示すようなインバータのために変調器が形成する指令波（図２ａ）、及びスイッチを直接制御するため弁別器の出力において得られる波（図２ｂ及び２ｃ）、及びここでは電動機に供給される対応の電圧（図２ｄ及び２ｅ）を示す波形図である。
図３は、本発明の方法を実施するための装置のブロックダイヤグラムである。
図４は、本発明の方法を実施するため図１に示す２−レベルインバータに供給される所与の指令波（図４ａ）に対応の修正波（図４ｂ及び４ｃ）と、ここでは電動機に供給される出力電圧（図４ｄ及び４ｅ）を示す波形図である。
図５は、スナバ回路を具備する公知の２−レベルインバータの一部を略示する回路図である。
図６は、変調器によって形成され、図５に示すインバータの制御に利用される指令波（図６ａ）、及びここでは電動機に供給される、低または高入力電流に対応の出力電圧（図６ｂ及び６ｃ）及び低または高出力電流に対応の出力電力（図６ｄ及び６ｅ）を示すと共に、図６ｆと６ｇとは図６ｂ及び６ｃを詳細に示す波形図である。
図７は、本発明の方法を利用しない場合（図７ａ）と利用する場合（図７ｂ）における電動機電流の一般的な形状を示す。
図８は、本発明の方法を利用しない場合（図８ａ及び８ｂ）と利用する場合（図８ｃ及び８ｄ）における調波、特に電動機側に現われる第５及び第７調波及び給電側に現われる第６調波を示す。
発明の好ましい実施例の説明
ここでは２−レベルインバータに関してのみ説明する。当業者ならば以下の説明を３−レベル以上のインバータ及び２−レベルまたは３−レベル以上の整流器にまで広げて解釈することは容易であろう。
図１は、本発明との関連において使用される従来の２−レベルインバータの一部を略示する。従来、このインバータは負荷、例えば、非同期電動機の相に交互に給電する２つのスイッチＳ１及びＳ２を含む。この場合、負荷は誘導タイプであり、両スイッチＳ１及びＳ２のそれぞれを“フリーホイーリングダイオード”と呼ばれるダイオードと並列に接続する必要があり、このフリーホイーリングダイオードＤＲ１またはＤＲ２は、対応のスイッチが開くと負荷電流の流動を可能にする。即ち、このダイオードが存在することによって、誘導負荷電流が減少し、その結果、対応のスイッチが開く時の破壊的な過電圧を回避することができる。
インバータは、変調器及び弁別器によって制御される。
図２ａは、連続パルスの形態を呈する指令波Ｍを示す。高レベル１に達すると、スイッチＳ１が閉じ、スイッチＳ２が開く。逆に、低レベル２に達すると、スイッチＳ２が閉じてスイッチＳ１が開く。従って、リーディングエッジまたはトレーリングエッジごとにスイッチＳ１を瞬間的に切り換えてこれを閉成させ、スイッチＳ２を瞬間的に切り換えてこれを開成させるか、またはその逆の切り換えを行わねばならない。
当然のことながら、両スイッチ（Ｓ１及びＳ２）が同時に閉成して給電回路を短絡させることがないようにチェックしなければならない。このような事態を避けるため、指令信号が与えられたのち、一方のスイッチが閉じる時点をある程度遅延させる。この仕事を行うのが弁別器である。
図２ｂ及び２ｃは、弁別器によって修正され、両スイッチを制御する波を示す。図示のように、分岐回路をＯＮにするスイッチの閉成は瞬時に起こるのではなく、“むだ時間”と呼ばれる遅延を伴って起こり、他方、ＯＦＦのための開成の方は瞬間的であると考えることができる。
図２ｂ及び２ｃから明らかなように、両スイッチが同時に閉じることはない。逆に、場合によっては両スイッチＳ１及びＳ２が同時に開くと考えることができる。
従って、２つのフリーホイーリングダイオードの少なくとも一方、ＤＲ１またはＤＲ２がむだ時間中ＯＮの状態となり、どちらのダイオードがＯＮ状態になるかは電流の方向によって決まる。即ち、電流が出力電流ならば、むだ時間中ＯＮ状態となるのは下方ダイオードＤＲ２であり、（曲線２ｄで示すように）出力電圧の高レベル時間が短縮される。逆に、入力電流の場合、むだ時間中ＯＮ状態となるのは上方ダイオードＤＲ１であり、（曲線２ｅで示すように）出力電力の高レベル時間が長くなる。
ただし、電流の方向によって左右されるから、この現象は可変である。
スイッチが指令信号Ｍに瞬時に応答する、即ち、指令信号Ｍとスイッチの応答との間にむだ時間が全くないと仮定すれば、第５及び第７調波レベルは理論レベルと一致し、電動機電流を著しく混乱させることはない。
しかし、閉成へのスイッチングにむだ時間が存在するから、電動機電流中の第５及び第７調波が増大し、給電側及び駆動トルク側の第６調波も増大する。上記の理由から、この第６調波は特に有害である。
本発明の目的は、電流が出力電流である場合と入力電流である場合とにそれぞれ別々に修正された制御指令信号を利用することによって、この問題の解決を提供することにある。
図３は、本発明の方法を利用することにより、従来の２−レベルインバータを制御する装置のブロックダイヤグラムである。この場合、弁別器は出力電流に関連して修正された指令信号および入力電流に関連して修正された指令信号によって制御される。２つの修正指令信号のうちどちらを使用するかを決定するのは、負荷における電流の方向である。
図４は、理論上の指令波Ｍ（図４ａ）と、２つの修正指令信号のうち、出力電流に関連する修正指令信号（図４ｂ）及び入力電流に関連する修正指令信号（図４ｃ）とを示す。出力電流に関連して修正された指令信号の場合、図示のように高レベル１は時間Ｔｍを補足され、この場合、時間Ｔｍはトレーリングエッジにおけるむだ時間、即ち、高状態１から低状態２への過渡に要するむだ時間に相当する。この過渡は、具体的にはスイッチ１の開成とスイッチ２の閉成に相当する。入力電流に関連して修正された指令信号は、その高レベル１が時間Ｔｍだけ短縮され、この時間Ｔｍも各リーディングエッジにおけるむだ時間、即ち、低状態２から高状態１への過渡に要するむだ時間に相当する。
図４ｄ及び４ｅは、修正指令信号が入力電流および出力電流に関連して使用される場合の出力電圧を示す。修正によって、インバータの出力電圧を入出力いずれの電流に関しても同一とし、かつ遅延Ｔｍの範囲内でむだ時間がないとして想定される値に一致させることができる。
図５は、スナバ回路を具備する従来の２−レベルインバータの分岐回路を略示する。
このスナバ回路は実質的にはスイッチング補助セルであり、電圧を、特にその増大を制限することによってスイッチＳ１及びＳ２の開閉に伴う電力損失を吸収することができる。
図５に示すように、このセルは各スイッチと並列に接続されたコンデンサＣ１（またはＣ２）から成り、コンデンサ自体は抵抗器Ｒ１（またはＲ２）、及びフリーホイーリングダイオードＤＲ１（またはＤＲ２）とは方向が逆の第２ダイオードＤ１（またはＤ２）と直列に接続している。
スイッチＳ１（またはＳ２）が開くと、電流はそれまで充電されていなかった対応のコンデンサＣ１（またはＣ２）に向かって分流可能となる。
スイッチＳ１（またはＳ２）が閉じると、対応のコンデンサＣ１（またはＣ２）がスイッチを介して放電する。この場合、放電電流は、コンデンサＣ１（またはＣ２）と直列に接続してＲＣ回路を形成する抵抗器Ｒ１（またはＲ２）の存在によって制限される。
一般に、スイッチング動作ごとに２つのコンデンサのうち一方が充電され、他方が連携の抵抗器を介して放電を開始する。
その際の電圧上昇はゆるやかであり、スイッチング動作による電力損失は制限される。
図６は、指令波Ｍ（図６ａ）と、電動機に供給される対応の電圧を低入力電流の場合（図６ｂ）、高入力電流の場合（図６ｃ）、低出力電流の場合（図６ｄ）及び高出力電流の場合（図６ｅ）について示す。
指令信号Ｍの低／高過渡における入力電流の場合、即ち、スイッチＳ１が閉じ、スイッチＳ２が開く場合について、さらに詳細に分析する（図６ｆ及び６ｇ）。
この場合、初期値がゼロの出力電圧が瞬時に上昇することは不可能であるとの所見を得た。先ず電流を利用して下方スナバ回路のコンデンサＳ２を充電しなければならないからである。
もし電流が高ければ、電圧は急上昇し、出力電圧は急速に供給電圧に達する。この場合、上方のフリーホイーリングダイオードＤＲ１が導通し、電流が供給側へ流れるのを可能にする（図６ｇ）。
電流が低ければ、電動機に供給される出力電圧はむだ時間が経過したのちも供給電圧以下のままである。この時点で上方スイッチＳ１のスイッチング動作が起こり、下方スナバ回路のコンデンサＣ２が急速に充電される（図６ｆ）。
これは、電動機への供給電圧に変形が起こることを意味し、この変形は、電流の方向だけでなく、その値にも左右される。
従って、スイッチング補助セルを具備するインバータを制御する場合には、電流の方向だけでなく、その強さにも依存する修正指令信号が必要となる。
即ち、出力電流が入力電流かに応じて異なる修正指令信号は、電流値を考慮にいれた“実効時間”と呼称される時間だけ±されたレベル１を有することになる。
実際には、電流Ｉ_Tに対して、スナバ回路の充電時間はむだ時間と等価である。即ち、

Ｉ＞Ｉ_Tなら、むだ時間の効果は遅延Ｔ_effと等価である：

Ｉ＜Ｉ_Tなら、むだ時間の効果は遅延Ｔ_effと等価である：

このようにして、閉成スイッチングに対するむだ時間の実効果が補償され、給電側における第６調波のレベルが軽減される。
なお、場合によっては、特に電流が低く、この電流の方向に無関係である場合には、修正指令信号を使用しないこともあり得る。低電流の場合、この修正の影響は比較的小さいからである。
図７は、本発明の方法を利用しない場合（図７ａ）と、この方法を利用する場合（図７ｂ）について、電動機電流の形状を、スナバ回路を具備しないインバータとの関連で示す。
修正指令信号を使用しない場合に存在するむだ時間に起因する歪みが本発明の方法を利用することで解消することは、図示の通りである。
図８は、本発明の方法を利用しない場合（図８ａ及び８ｂ）と利用する場合（図８ｃ及び８ｄ）について、電流側の第５及び第７調波及び給電側の第６調波を示す。
スイッチング動作に伴うむだ時間の存在に起因する電動機における第５及び第７調波が著しく軽減され、給電側の第６調波が無視してもよい値となることが、ここでも観察される。
スナバ回路を具備するインバータでも、全く同じ性能が得られる。

Claims (5)

1. 少なくとも１対の直列に接続されたスイッチを含む、少なくとも１つの分岐回路を有し、変調器の作用下に得られ、一連の高状態及び低状態を有する少なくとも１つの波によって制御され、前記高状態が最もポジティブな電圧と接続するスイッチが閉じ、最もネガティブな電圧と接続するスイッチが開くことを意味し、前記低状態が前記スイッチの逆の開閉を意味する電圧インバータまたは電圧による被制御整流器のためのパルス幅変調波処理方法において、弁別器の作用下に、分岐回路からの出力電流および入力電流の方向に応じて修正された２つの指令信号が供給され、出力電流に関して修正された指令信号は、高状態から低状態への過渡に要する遅延分だけ補足された高状態を有し、入力電流に関して修正された指令信号は、低状態から高状態への過渡に要する遅延分だけ補足された低状態を有することを特徴とする前記パルス幅変調波処理方法。
2. スイッチング補助セルなしでインバータまたは整流器を使用する場合、修正ずみ指令信号に導入される遅延がスイッチ閉成動作時に弁別器によって導入されるむだ時間そのものと本質的に一致することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。
3. インバータまたは整流器をスイッチング補助セルと併用する場合、修正ずみ指令信号に導入される遅延が電流の方向だけでなく、その値にも左右されることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の方法。
4. 請求の範囲第１項から第３項までのいずれか１項に記載の方法を実施するための装置において、出力電流及び入力電流に応じて修正され、弁別器に供給される２つの指令信号を、指令波に基づいて形成する変調器を含むことを特徴とする装置。
5. ２つのレベルまたは３つ以上のレベルを有し、スイッチング補助セルを具備または具備しないインバータまたは電圧による被制御整流器のための、請求の範囲第１項から第３項までのいずれか１項に記載の方法または請求の範囲第４項に記載の装置の利用。

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