HU226738B1 - Method for processing pwm waves - Google Patents
Method for processing pwm waves Download PDFInfo
- Publication number
- HU226738B1 HU226738B1 HU9900066A HUP9900066A HU226738B1 HU 226738 B1 HU226738 B1 HU 226738B1 HU 9900066 A HU9900066 A HU 9900066A HU P9900066 A HUP9900066 A HU P9900066A HU 226738 B1 HU226738 B1 HU 226738B1
- Authority
- HU
- Hungary
- Prior art keywords
- current
- drive signal
- corrected
- inverter
- corrected drive
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 23
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 6
- 230000001502 supplementing effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims 1
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 3
- 230000011664 signaling Effects 0.000 description 3
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/38—Means for preventing simultaneous conduction of switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
- H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Electrical Discharge Machining, Electrochemical Machining, And Combined Machining (AREA)
- Multi-Process Working Machines And Systems (AREA)
- Crystals, And After-Treatments Of Crystals (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
A találmány tárgya eljárás PWM (impulzusszélességmodulált) hullámok feldolgozására inverter vagy vezérelt egyenirányító számára, elsősorban a felharmonikusok csökkentése érdekében.
Az inverterek, pontosabban a feszültséginverterek AC feszültséget állítanak elő DC feszültségből, míg a vezérelt egyenirányítók DC feszültséget szolgáltatnak egy AC feszültségből.
A leírás további részében elsősorban inverterekkel foglalkozunk, de pontosan ugyanazok a problémák jelentkeznek a vezérelt egyenirányítóknál is, mint az invertereknél.
Az invertereket pl. szinkron- vagy aszinkrongépek változtatható fordulatszámú vezérlésére lehet használni.
Ebben az esetben a terhelést, pontosabban egy szinkron- vagy aszinkronmotor egyes fázisait olyan háromfázisú feszültségrendszerrel kell táplálni, amely a lehető legközelebb áll egy kiegyenlített szinuszos háromfázisú rendszerhez, amelynek változtatható a frekvenciája és amplitúdója.
A feszültséginverterek jól ismert készülékek, amelyek általában nagy teljesítményű kapcsolóelemeket tartalmazó áramköröket alkalmaznak, pl. tirisztorokat, GTO-kat stb., amelyek különösen gyors működésűek.
Az invertert modulátorral és diszkriminátorral vezérlik. A modulátor feladata egy meghajtóhullám előállítása, míg a diszkriminátor ezt a hullámot több hullámra osztja fel, amelyek külön-külön vezérlik az egyes kapcsolókat.
A legegyszerűbb inverterek kétszintűek, és két kapcsolót (tirisztort, GTO-t stb.) tartalmaznak, amelyek váltakozva táplálják a terhelést. Mivel a terhelés induktív típusú, egy úgynevezett „szabadon futó” diódát kell a kapcsolóval párhuzamosan kapcsolni, hogy a terhelőáram akkor is folyhasson, amikor a megfelelő kapcsoló nyitva van.
Általában egyszerű négyszöghullámot alkalmaznak meghajtójelként, amelynek mindegyik éle az egyik vagy a másik kapcsolót kapcsolja. A négyszöghullám egymás után zárja az egyes kapcsolókat, és egyidejűleg nyitja az éppen záródó kapcsoló ellenpárját.
A rövidzár elkerülése érdekében gondoskodni kell arról, hogy a két kapcsoló sohase legyen egyidejűleg zárva. Ezzel kapcsolatban a diszkriminátornak az a feladata, hogy késleltesse a megfelelő kapcsoló zárását, és így mindig biztos legyen az, hogy az egyik kapcsoló zárására vonatkozó utasítás kiadásakor a másik kapcsoló már nyitva van.
Ez azt jelenti, hogy mindig van egy „holtidőnek” nevezett kis késleltetés az egyik kapcsoló nyitásának pillanata és a másik kapcsoló zárásának pillanata között, tehát ez a két művelet sohasem egyidejű.
Ez az oka annak, hogy nemkívánatos felharmonikusok vannak jelen, elsősorban az ötödik és a hetedik felharmonikus, amelyek a motoráramokban jelennek meg, ami egy hatodik felharmonikust hoz létre a táplálási oldalon és a hajtónyomaték oldalán.
Valójában a hatodik felharmonikus okozza a legnagyobb nehézséget, mivel egy olyan motornál, amelyet a jelzésre használt frekvencia egyhatodával táplálnak, interferencia veszélye áll fenn. Például egy 8 1/3 Hz-es frekvenciával táplált motornál zavar keletkezhet az 50 Hz-et használó jelzőrendszerben.
További problémát okoz az, hogy a különböző kapcsolók nem tudnak nulla értékről (áram be, a zárásnak megfelelően) azonnal átkapcsolni egy pozitív feszültségértékre (áram ki, a nyitásnak megfelelően), és fordítva. Ez azt jelenti, hogy bizonyos ideig nem nulla feszültség és nem nulla áram áll fenn egyidejűleg, és ezért teljesítményveszteség keletkezik minden egyes kapcsolásnál.
Ennek a problémának a megoldása érdekében, ha a különböző alkatrészek nem viselik el ezt a teljesítményveszteséget, ismert módon egy kapcsolást segítő cellát alkalmaznak. Ilyen cella pl. egyszerű védőkörből állhat, amely lényegében egy kondenzátort tartalmaz az egyes kapcsolókkal párhuzamosan kapcsolva.
A védőkör feladata a teljesítményveszteségek felvétele a feszültség korlátozásával, pontosabban a kapcsoláskor fellépő feszültségnövekedés korlátozásával.
A védőkörrel kombinált, gyakran használt cella másik példája az úgynevezett „di/dt” cella, amely lényegében a kapcsolókkal sorba kötött induktivitást tartalmaz. A különböző kapcsolást segítő cellák jelenléte miatt lassabban növekszik a feszültség, ami lehetővé teszi a kapcsoláskor fellépő teljesítményveszteségek korlátozását.
A felharmonikusok jelenléte gyakorlatilag ugyanazt a problémát jelenti a kapcsolást segítő cellával ellátott vagy ilyen cella nélküli invertereknél. Az ötödik és hetedik felharmonikus jelenléte a motor oldalán megfigyelhető abban az esetben is, ha egy invertert védőkörrel használnak, és a hatodik felharmonikus is megjelenik a táplálási oldalán és a hajtónyomaték oldalán.
Megjegyezzük, hogy vezérelt egyenirányítók esetén ugyanezek a problémák jelentkeznek azzal a különbséggel, hogy ilyenkor a terhelést kell forrásnak tekinteni, és a forrást terhelésnek.
A GBP 2238188 egy olyan áramátalakítóra vonatkozik, amelyet egy PWM generátor vezérel, továbbá amely egy referencia szignálgenerátorral van ellátva és vezérelve van egy kimenő áramjelző készülék áramkör nulla értékével, amely a PWM generátornak jelet ad. A készülékbe vezérlőszerkezet van beépítve, abból a célból, hogy kiküszöböljék a PWM generátorban megszakítóként használt vezérlőelemek közötti rövidzárlatot, amely generátor változtatható feszültséget vagy változó frekvenciára figyelmeztető AC jelet generál. Egy szelektor választja ki a kimenetet - periódus közben, amely azt eredményezi, hogy ha az áramjelző jelzi az áramesést lényegében a nulla érték környezetében, kiválasztja a megfelelő jelet minden egyes megszakítónál, amelyek ténylegesen hatást gyakorolnak a kimenő áram termelésére, míg egy másik, előbbitől eltérő periódusban pedig a PWM jelgenerátor a keltett jeleken kívül más vezérlőjelet ad ezzel vezérelve a megszakítót. Az áramjelzőt felhasználják a kimenőáram polaritásának a meghatározására és az így kialakított vezérlés biztosítja a megszakításnál azt, hogy a kimenő2
HU 226 738 Β1 áram helyes polaritású legyen. Ez a megoldás költséges, nagyon bonyolult, nehezen kivitelezhető.
Célunk a találmánnyal egy olyan egyszerű eljárás létrehozása, amely lehetővé teszi a holtidők hatásának csökkentését vagy kiküszöbölését inverterekben vagy vezérelt egyenirányítókban, és ezáltal csökkentheti a nemkívánatos felharmonikusok hatását.
A találmánnyal olyan eljárást kívánunk létrehozni, amely kapcsolást segítő cellával ellátott vagy ilyen cella nélküli inverterekhez vagy vezérelt egyenirányítókhoz használható, független attól, hogy azok kétszintűek vagy többszintűek.
A találmánnyal szinkron- és aszinkronmotort tápláló háromfázisú inverter esetén olyan eljárást kívánunk létrehozni, amely lehetővé teszi a nemkívánatos felharmonikusok, pl. az ötödök és hetedik felharmonikus csökkentését a motoráramokban, és ezáltal a táplálási oldalon és a hajtónyomaték oldalán megjelenő hatodik felharmonikus csökkentését.
A célkitűzéseknek megfelelően a találmány szerinti eljárás olyan feszültséginvertert vagy feszültség-egyenirányítót vezérlő PWM hullámok feldolgozására irányul, amelynek legalább egy ága van legalább egy pár sorba kapcsolt kapcsolóval, amely eljárás révén egy modulátorral előállítjuk a meghajtó PWM hullámot egymást követő magas és alacsony szintek formájában, amely magas szintű állapotban a legpozitívabb terhelésre kapcsolt kapcsoló zárva, míg a legnegatívabb terhelésre kapcsolt kapcsoló nyitva van, az alacsony szintű állapotban pedig fordítva. A találmány szerint a meghajtó PWM hullámot az ágat elhagyó vagy abba belépő áram irányának megfelelően korrigáljuk, hogy nyerjünk két korrigált meghajtójelet, egy korrigált meghajtójelet a kimenőáramhoz, amely korrigált meghajtójel magas szintjének időtartamát kiegészítjük egy késleltetési idővel a magas szintről az alacsony szintre történő átmenetnél, és egy korrigált meghajtójelet a bemenőáramhoz, amely korrigált meghajtójel alacsony szintjének időtartamát kiegészítjük egy késleltetési idővel az alacsony szintről a magas szintre történő átmenetnél.
Ha kapcsolást segítő cella nélküli invertert vagy egyenirányítót alkalmazunk, a korrigált meghajtójelekbe a diszkriminátor által a kapcsolók zárásakor bevitt holtidőnek megfelelő késleltetést iktatunk be.
Ha kapcsolást segítő cellával ellátott invertert vagy egyenirányítót alkalmazunk, a korrigált meghajtójelekbe nemcsak az áram irányától, hanem az áram értékétől is függő késleltetést iktatunk be.
A találmány szerinti eljárás alkalmazható kapcsolást segítő cellával ellátott vagy ilyen cella nélküli, kétvagy többszintű inverterhez vagy feszültséggel vezérelt egyenirányítóhoz.
A találmány tárgyát a továbbiakban kiviteli példák és rajzok alapján ismertetjük részletesebben. A rajzokon az
1. ábra: egy hagyományos kétszintű inverter egyik ágának vázlata, ahol a Ph jelzés fázist jelent, a
2. ábra: a modulátor által az 1. ábra szerinti inverter számára előállított meghajtójel (2a. ábra), valamint a diszkriminátor kimenetén megjelenő hullámok, amelyek közvetlenül vezérlik a kapcsolókat (2b. és 2c. ábra), és a megfelelő feszültségek, amelyek ebben az esetben a motorra kerülnek (2d. és 2e. ábra), a
3. ábra: a találmány szerinti eljárás végrehajtására szolgáló berendezés tömbvázlata, a
4. ábra: a korrigált hullámok (4b. és 4c. ábra) egy adott meghajtójel (4a. ábra) esetén az 1. ábra szerinti kétszintű inverter számára a találmány szerinti eljárás végrehajtásához, valamint a motorra adott kimenőfeszültségek (4d. és 4e. ábra), az
5. ábra: egy védőkörrel ellátott hagyományos kétszintű inverter egyik ágának vázlata, a
6. ábra: a modulátor által előállított meghajtójel (6a. ábra) az 5. ábra szerinti inverter vezérléséhez, valamint a motorra adott kimenőfeszültségek kis és nagy bemenőáramnál (6b. és 6c. ábra), kis és nagy kimenőáramnál (6d. és 6e. ábra), továbbá a 6b. és 6c. ábra részletei (6f. és 6g. ábra), a
7. ábra: a motoráram általános alakja egyrészt a találmány szerinti eljárás alkalmazása nélkül (7a. ábra), másrészt a találmány szerinti eljárás alkalmazásával (7b. ábra), és végül a
8. ábra: a felharmonikusok, mégpedig az ötödik és hetedik felharmonikus a motor oldalán, valamint a hatodik felharmonikus a táplálási oldalon egyrészt a találmány szerinti eljárás alkalmazása nélkül (8a. és 8b. ábra), másrészt a találmány szerinti eljárás alkalmazásával (8c. és 8d. ábra).
A találmányt az alábbiakban egy kétszintű inverterre vonatkozó példa alapján ismertetjük. Szakember számára nem jelent nehézséget a leírás általánosítása többszintű inverterre, valamint kétszintű vagy többszintű egyenirányítóra.
Az 1. ábra egy hagyományos kétszintű inverter egyik ágának vázlatát mutatja, amellyel kapcsolatban a találmányt alkalmazzuk. A szokásos módon ez az inverter két S1 és S2 kapcsolót tartalmaz, amelyeken át váltakozva terhelést táplálunk, pl. egy szinkronmotor egyik fázisát. Ebben az esetben a terhelés induktív típusú, és a két S1 és S2 kapcsolóval egy-egy „szabadon futó” DR1, DR2 diódát kell párhuzamosan kapcsolni, hogy terhelőáram folyhasson, amikor a megfelelő S1, S2 kapcsoló nyitva van. Ezek DR1, DR2 a diódák a megfelelő S1, S2 kapcsoló nyitásakor csökkentik az induktív áramot, és ezáltal kiküszöbölik a káros túlfeszültséget.
Az invertert egy modulátor és egy diszkriminátor vezérli.
A 2a. ábrán egy M meghajtójel látható, amely egymást követő impulzusokból áll. Amikor a jel eléri az 1 magas szintet, az S1 kapcsolót zárni, az S2 kapcsolót pedig nyitni kell. Amikor viszont a jel a 2 alacsony szintet éri el, az S2 kapcsolót kell zárni, és az S1 kap3
HU 226 738 Β1 csolót nyitni. Tehát az impulzusok mindegyik felfutó vagy lefutó élénél azonnal zárni kell az S1 kapcsolót, és nyitni az S2 kapcsolót, vagy fordítva.
Természetesen gondoskodni kell arról, hogy a két és S2 kapcsoló sohase legyen egyidejűleg zárva, mivel ez rövidzárat jelentene a tápforrás felé. Ennek a helyzetnek az elkerülése érdekében az egyik S1 vagy kapcsoló zárásának pillanata egy bizonyos késleltetési idővel követi a meghajtójelet. Valójában ezt a feladatot a diszkriminátor végzi el.
A 2b. és 2c. ábrán a diszkriminátor által módosított jelek vannak feltüntetve, amelyek majd az S1 és S2 kapcsolót vezérlik. Amint látható, az adott ágat bekapcsoló S1 vagy S2 kapcsoló zárása nem történik meg azonnal, hanem csak egy „holtidőnek” nevezett késleltetés után, míg a megszakítást eredményező nyitás gyakorlatilag azonnal végbemegy.
Amint a 2b. és 2c. ábrán látható, a két S1 és S2 kapcsoló soha sincs egyidejűleg zárva. Ellenkezőleg, bizonyos esetekben az S1 és S2 kapcsoló egyidejűleg nyitva lehet.
Ennek az az eredménye, hogy a két szabadon futó DR1 vagy DR2 dióda legalább egyike be van kapcsolva a holtidők folyamán, az áram irányától függően. Pontosabban, amikor az áram kimenőáram, az alsó DR2 dióda van bekapcsolva a holtidő folyamán, ami csökkenti a kimenőfeszültség 1 magas szintjének idejét (2d. ábra görbéje). Az ellenkező esetben, tehát amikor bemenőáram folyik, a felső DR1 dióda van bekapcsolva a holtidő folyamán, ami növeli a kimenőfeszültség 1 magas szintjének idejét (2e. ábra görbéje).
Megjegyezzük, hogy ez a jelenség változó, mivel az áram irányától függ.
Feltételezve, hogy az S1, S2 kapcsolók azonnal reagálnak az M meghajtójelre, azaz feltételezve, hogy nincs holtidő az M meghajtójel és az S1, S2 kapcsolók reakciója között, az ötödik és hetedik felharmonikus szintje megfelel az elméletnek, és ezek a felharmonikusok nem zavarják jelentősen a motoráramokat.
Mivel azonban az S1, S2 kapcsolók zárása holtidővel történik, növekszik az ötödik és hetedik felharmonikus a motoráramokban, valamint a hatodik felharmonikus a táplálási oldalon és a hajtónyomaték oldalán. Ez a felharmonikus különösen problematikus a fentiekben már említett okok miatt.
A találmánnyal megoldást kívánunk találni erre a problémára két korrigált meghajtójel segítségével, amelyek közül az egyiket akkor alkalmazzuk, amikor az áram kimenőáram, a másikat pedig akkor, amikor az áram bemenőáram.
A 3. ábrán egy olyan berendezés tömbvázlata látható, amely a találmány szerinti eljárás segítségével vezérel egy hagyományos kétszintű invertert. Ebben az esetben a diszkriminátort vagy egy kimenőáramhoz korrigált meghajtójel vezérli, vagy egy bemenőáramhoz korrigált meghajtójel. A terhelésen folyó áram iránya határozza meg, hogy a két korrigált meghajtójel közül melyiket használjuk.
A 4. ábrán látható az ideális M meghajtójel (4a. ábra), valamint a két korrigált meghajtójel, egyrészt a kimenőáram számára (4b. ábra), másrészt a bemenőáram számára (4c. ábra). Amint látható, a kimenőáramhoz korrigált meghajtójel esetében az 1 magas szint kiegészül egy Tm idővel, amely a jelen esetben megfelel a holtidőnek a lefutó élnél, azaz az 1 magas szint és a 2 alacsony szint közötti átmenetnél. Ez az átmenet a valóságban az S1 kapcsoló nyitásának és az S2 kapcsoló zárásának felel meg. A bemenőáramhoz korrigált meghajtójel 1 magas szintje Tm idővel csökken, amely szintén megfelel a holtidőnek az egyes felfutó éleknél, azaz a 2 alacsony szint és az 1 magas szint közötti átmeneteknél.
Ezenkívül a 4d. és a 4e. ábra a kimenőfeszültségeket mutatja abban az esetben, amikor korrigált meghajtójeleket használunk a bemenőáramhoz vagy a kimenőáramhoz. A korrekció lehetővé teszi, hogy az inverter kimenőfeszültsége mindkét esetben egyenlő legyen, és azonos legyen azzal az értékkel, amely holtidő nélkül állna fenn a Tm idő folyamán.
Az 5. ábrán egy hagyományos kétszintű inverter egyik ágának vázlata látható egy védőkörrel.
Ez a védőkör valójában egy kapcsolást segítő cella, amely lehetővé teszi az S1 és S2 kapcsolók működtetésekor fellépő teljesítményveszteségek abszorbeálását a feszültség, pontosabban a feszültségnövekedés korlátozásával.
Amint az 5. ábrán látható, ez a cella az S1, S2 kapcsolóval párhuzamosan egy C1 (vagy C2) kondenzátort tartalmaz, amellyel egy R1 (vagy R2) ellenállás, valamint a szabadon futó DR1 (vagy DR2) diódával ellentétes polaritással egy második D1 (vagy D2) dióda van sorba kapcsolva.
Ez lehetővé teszi, hogy az S1 (vagy S2) kapcsoló nyitásakor az áramot a megfelelő, kezdetben töltetlen C1 (vagy C2) kondenzátor vegye fel.
Amikor az S1 (vagy S2) kapcsolót zárjuk, a megfelelő C1 (vagy C2) kondenzátor azon keresztül kisül. Ebben az esetben a kisütőáramot az R1 (vagy R2) ellenállás korlátozza, amely - RC tagot képezve - sorba van kapcsolva a C1 (vagy C2) kondenzátorral.
Általánosságban tehát minden átkapcsolásnál a két C1 vagy C2 kondenzátor egyike töltődik, míg a másik kisülése megkezdődik a hozzá tartozó ellenálláson keresztül.
A feszültség ekkor lassabban növekszik, ami korlátozza a kapcsolásból adódó veszteséget.
A 6. ábrán látható az M meghajtójel (6a. ábra), valamint azok a megfelelő feszültségek, amelyeket a motorra adunk kis bemenőáram esetén (6b. ábra), nagy bemenőáram esetén (6c. ábra), kis kimenőáram esetén (6d. ábra) és nagy kimenőáram esetén (6e. ábra).
A továbbiakban részletesebben vizsgáljuk a bemenőáramot az M meghajtójel egy alacsony/magas átmeneténél, azaz abban az esetben, amikor az S1 kapcsoló zár, és az S2 kapcsoló nyit (6f. és 6g. ábra).
Ebben a példaként! esetben az tapasztalható, hogy a kezdetben nulla kimenőfeszültség nem tud azonnal megnőni. Ez azért van, mert az áram először az alsó védőkörben feltölti a C2 kondenzátort.
HU 226 738 Β1
Ha az áram nagy, a feszültség gyorsan növekszik, és a kimenőfeszültség gyorsan eléri a tápfeszültség szintjét. Ebben az esetben a felső szabadon futó DR1 dióda vezet, és rajta keresztül az áram a tápforrás felé folyik (6g. ábra).
Abban az esetben, amikor az áram kicsi, a motorra kapcsolt kimenőfeszültség kisebb marad, mint a tápfeszültség a holtidő végén. Ebben a pillanatban kapcsol a felső S1 kapcsoló, és az alsó védőkör C2 kondenzátora hirtelen töltődik (6f. ábra).
Ez azt jelenti, hogy deformáció észlelhető a motorra kapcsolt feszültségekben, ami az áram irányától és nagyságától függ.
Ezért egy olyan korrigált meghajtójelet javasolunk, amely nemcsak az áram irányától, hanem az erősségétől is függ, amikor egy kapcsolást segítő cellával ellátott invertert vezérlünk.
Részletesebben, a korrigált meghajtójelnek - attól függően, hogy kimenőáramról vagy bemenőáramról van-e szó - egy olyan 1 magas szinttel kell rendelkeznie, amelynek időtartama az áram értékének figyelembevételével egy úgynevezett „effektív időnek” megfelelő idővel van növelve vagy csökkentve.
A gyakorlatban egy bizonyos lT áramhoz a védőkör töltési ideje egyenlő a Th holtidővel, azaz
CxU0 ahol C a kondenzátor értéke,
Uq a feszültség voltban.
Ha l>lT, a holtidő hatása a következő Teff késleltetésnek felel meg:
Ha l<lT, a holtidő hatása a következő Teff késleltetésnek felel meg:
Ezen a módon a kompenzálás a holtidő tényleges hatásának megfelelően történik egy kapcsoló zárásakor, és csökken a hatodik felharmonikus szintje a táplálási oldalon.
Megjegyezzük, hogy bizonyos esetekben előfordulhat - különösen akkor, amikor az áram kicsi -, hogy az áram irányától függetlenül nem használunk korrigált meghajtójeleket. Ennek az az oka, hogy kis áramok esetén a korrekciók hatása viszonylag korlátozott.
A 7. ábrán a motoráramok általános megjelenése látható egy védőkör nélküli inverterre abban az esetben, amikor a találmány szerinti eljárást nem alkalmazzuk (7a. ábra), valamint abban az esetben, amikor alkalmazzuk ezt az eljárást (7b. ábra).
Az ábrákon látható, hogy a találmány szerinti eljárás alkalmazása megszünteti azokat a torzításokat, amelyek a holtidő miatt lépnek fel, ha nem használnak korrigált meghajtójeleket.
A 8. ábrán az ötödik és hetedik felharmonikus látható a motoráramokban, valamint a hatodik felharmonikus a táplálási oldalon, egyrészt abban az esetben, amikor nem alkalmazzuk a találmány szerinti eljárást (8a. és 8b. ábra), másrészt abban az esetben, amikor alkalmazzuk ezt az eljárást (8c. és 8d. ábra).
Látható, hogy a motorban az ötödik és hetedik felharmonikus, amely a kapcsolási holtidő miatt lép fel, nagymértékben csökken, míg a hatodik felharmonikus a táplálási oldalon elhanyagolható értékű lesz.
Pontosan ugyanez az eredmény érhető el egy védőeszközzel ellátott inverter esetén is.
Claims (3)
- SZABADALMI IGÉNYPONTOK1. Eljárás olyan feszültséginvertert vagy feszültségegyenirányítót vezérlő PWM hullámok feldolgozására, amelynek legalább egy ága van legalább egy pár sorba kapcsolt kapcsolóval (S1, S2), amely eljárás révén egy modulátorral előállítjuk a meghajtó PWM hullámot egymást követő magas (1) és alacsony szintek (2) formájában, amely magas szintű (1) állapotban a legpozitívabb terhelésre kapcsolt kapcsoló (S3 vagy S2) zárva, míg a legnegatívabb terhelésre kapcsolt kapcsoló (S-| vagy S2) nyitva van, az alacsony szintű (2) állapotban pedig fordítva, azzal jellemezve, hogy a meghajtó PWM hullámot az ágat elhagyó vagy abba belépő áram irányának megfelelően korrigáljuk, hogy nyerjünk két korrigált meghajtójelet, egy korrigált meghajtójelet a kimenőáramhoz, amely korrigált meghajtójel magas szintjének (1) időtartamát kiegészítjük egy késleltetési idővel a magas szintről (1) az alacsony szintre (2) történő átmenetnél, és egy korrigált meghajtójelet a bemenőáramhoz, amely korrigált meghajtójel alacsony szintjének (2) időtartamát kiegészítjük egy késleltetési idővel az alacsony szintről (2) a magas szintre (1) történő átmenetnél.
- 2. Az 1. igénypont szerinti eljárás azzal jellemezve, hogy a korrigált meghajtójelekbe a diszkriminátor által a kapcsolók (S^ S2) zárásakor bevitt holtidőnek lényegében megfelelő késleltetést iktatunk be abban az esetben, amikor kapcsolást segítő cella nélküli invertert vagy egyenirányítót alkalmazunk.
- 3. Az 1. igénypont szerinti eljárás, azzal jellemezve, hogy a korrigált meghajtójelekbe nemcsak az áram irányától, hanem az áram értékétől is függő késleltetést iktatunk be abban az esetben, amikor kapcsolást segítő cellával ellátott invertert vagy egyenirányítót alkalmazunk.
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP95870040 | 1995-04-21 | ||
| EP95870058 | 1995-05-22 | ||
| PCT/BE1996/000039 WO1996033548A1 (fr) | 1995-04-21 | 1996-04-12 | Procede de traitement d'ondes pwm et dispositifs appliquant ce procede |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| HUP9900066A2 HUP9900066A2 (hu) | 1999-04-28 |
| HUP9900066A3 HUP9900066A3 (en) | 1999-11-29 |
| HU226738B1 true HU226738B1 (en) | 2009-08-28 |
Family
ID=26140796
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| HU9900066A HU226738B1 (en) | 1995-04-21 | 1996-04-12 | Method for processing pwm waves |
Country Status (21)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5991176A (hu) |
| EP (1) | EP0821844B1 (hu) |
| JP (1) | JP3677048B2 (hu) |
| KR (1) | KR100401120B1 (hu) |
| CN (1) | CN1053530C (hu) |
| AT (1) | ATE190777T1 (hu) |
| AU (1) | AU703257B2 (hu) |
| BR (1) | BR9608055A (hu) |
| CA (1) | CA2218738C (hu) |
| CZ (1) | CZ293168B6 (hu) |
| DE (1) | DE69607157T2 (hu) |
| DK (1) | DK0821844T3 (hu) |
| EA (1) | EA000501B1 (hu) |
| ES (1) | ES2144732T3 (hu) |
| GR (1) | GR3033517T3 (hu) |
| HU (1) | HU226738B1 (hu) |
| PL (1) | PL182302B1 (hu) |
| PT (1) | PT821844E (hu) |
| SK (1) | SK141797A3 (hu) |
| TR (1) | TR199701200T1 (hu) |
| WO (1) | WO1996033548A1 (hu) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH1132481A (ja) * | 1997-07-08 | 1999-02-02 | Media Technol:Kk | スイッチングレギュレータ |
| US6714424B2 (en) | 2001-11-30 | 2004-03-30 | Ballard Power Systems Corporation | Dead-time compensation with narrow pulse elimination in solid- state switch devices |
| US6690135B2 (en) | 2002-01-24 | 2004-02-10 | Delphi Technologies, Inc. | Method for compensating for dead time non-linearities in a pulse width modulation controlled switching scheme |
| US7239535B2 (en) * | 2004-08-31 | 2007-07-03 | Abb Technology Ltd. | Voltage source converter |
| JP4581574B2 (ja) * | 2004-09-08 | 2010-11-17 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 |
| TW201240298A (en) * | 2011-03-21 | 2012-10-01 | Motech Ind Inc | Inverter for converting a direct current voltage into an alternating current voltage and method thereof |
| US20130193766A1 (en) | 2012-01-31 | 2013-08-01 | Atlantic Grid Operations A., Llc | Control and protection of a dc power grid |
| DE102012206721A1 (de) * | 2012-04-24 | 2013-10-24 | Bayerische Motoren Werke Aktiengesellschaft | Steuern von Schaltelementen einer im Wesentlichen im Gegentakt angesteuerten Halbbrücke in einem Umrichter |
| CN104734474B (zh) * | 2013-12-23 | 2017-07-18 | 立锜科技股份有限公司 | 切换式电源供应器及其控制电路与控制方法 |
| US9960608B2 (en) * | 2016-03-04 | 2018-05-01 | Qualcomm Incorporated | High frequency multi-level rectification |
| DE102020200683A1 (de) | 2020-01-22 | 2021-07-22 | Zf Friedrichshafen Ag | Verfahren zur Steuerung eines Wechselrichters einer elektrischen Maschine für ein Kraftfahrzeug |
| DE102022201487A1 (de) | 2022-02-14 | 2023-08-17 | Zf Friedrichshafen Ag | Verfahren zur Ansteuerung einer Schaltungsanordnung für Leistungshalbleiter |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1013332B (zh) * | 1988-03-06 | 1991-07-24 | 陕西机械学院 | 采用微处理器的脉宽调制逆变器控制装置 |
| US5072354A (en) * | 1989-05-16 | 1991-12-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Pulse-width modulation type inverter apparatus |
| GB2238189B (en) * | 1989-05-16 | 1993-12-22 | Mitsubishi Electric Corp | Pulse-width modulation type inverter apparatus |
| JPH078146B2 (ja) * | 1989-05-23 | 1995-01-30 | 春日電機株式会社 | インバータの制御装置 |
| DE4016286A1 (de) * | 1990-05-21 | 1991-11-28 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur impulsbreitenmodulation fuer einen umrichter |
| US5436819A (en) * | 1991-07-25 | 1995-07-25 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Apparatus for and method of compensating for an output voltage error in an inverter output |
| FR2693325B1 (fr) * | 1992-07-03 | 1994-08-26 | Montpellier Ii Universite | Procédé de commande d'interrupteurs, notamment d'interrupteurs bidirectionnels, dispositifs de commande pour la mise en Óoeuvre de ce procédé et convertisseur ainsi commandés. |
| US5450306A (en) * | 1992-12-07 | 1995-09-12 | Square D Company | Closed loop pulse width modulator inverter with volt-seconds feedback control |
| JP2768206B2 (ja) * | 1993-03-30 | 1998-06-25 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
| JPH08289561A (ja) * | 1995-02-14 | 1996-11-01 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| US5646837A (en) * | 1995-12-19 | 1997-07-08 | Performance Controls, Inc. | Pulse-width modulated circuit with improved linearity |
-
1996
- 1996-04-12 CZ CZ19973219A patent/CZ293168B6/cs not_active IP Right Cessation
- 1996-04-12 DE DE69607157T patent/DE69607157T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1996-04-12 PL PL96323106A patent/PL182302B1/pl unknown
- 1996-04-12 HU HU9900066A patent/HU226738B1/hu unknown
- 1996-04-12 KR KR1019970707353A patent/KR100401120B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1996-04-12 AU AU52625/96A patent/AU703257B2/en not_active Expired
- 1996-04-12 TR TR97/01200T patent/TR199701200T1/xx unknown
- 1996-04-12 EP EP96908936A patent/EP0821844B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1996-04-12 PT PT96908936T patent/PT821844E/pt unknown
- 1996-04-12 CN CN96193385A patent/CN1053530C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1996-04-12 AT AT96908936T patent/ATE190777T1/de active
- 1996-04-12 EA EA199700238A patent/EA000501B1/ru not_active IP Right Cessation
- 1996-04-12 BR BR9608055-8A patent/BR9608055A/pt not_active IP Right Cessation
- 1996-04-12 DK DK96908936T patent/DK0821844T3/da active
- 1996-04-12 SK SK1417-97A patent/SK141797A3/sk unknown
- 1996-04-12 ES ES96908936T patent/ES2144732T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1996-04-12 JP JP53136096A patent/JP3677048B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1996-04-12 US US08/954,864 patent/US5991176A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-04-12 WO PCT/BE1996/000039 patent/WO1996033548A1/fr active IP Right Grant
- 1996-04-12 CA CA002218738A patent/CA2218738C/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-05-26 GR GR20000401208T patent/GR3033517T3/el unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ES2144732T3 (es) | 2000-06-16 |
| BR9608055A (pt) | 1999-11-30 |
| PL323106A1 (en) | 1998-03-16 |
| HUP9900066A3 (en) | 1999-11-29 |
| CZ321997A3 (cs) | 1998-01-14 |
| DK0821844T3 (da) | 2000-08-21 |
| CA2218738A1 (en) | 1996-10-24 |
| PL182302B1 (pl) | 2001-12-31 |
| TR199701200T1 (xx) | 1998-03-21 |
| SK141797A3 (en) | 1998-06-03 |
| GR3033517T3 (en) | 2000-09-29 |
| CA2218738C (en) | 2008-10-07 |
| JP3677048B2 (ja) | 2005-07-27 |
| CN1182507A (zh) | 1998-05-20 |
| HUP9900066A2 (hu) | 1999-04-28 |
| KR100401120B1 (ko) | 2004-12-31 |
| EA000501B1 (ru) | 1999-08-26 |
| US5991176A (en) | 1999-11-23 |
| EP0821844B1 (fr) | 2000-03-15 |
| KR19990007830A (ko) | 1999-01-25 |
| ATE190777T1 (de) | 2000-04-15 |
| EP0821844A1 (fr) | 1998-02-04 |
| WO1996033548A1 (fr) | 1996-10-24 |
| AU5262596A (en) | 1996-11-07 |
| PT821844E (pt) | 2000-09-29 |
| AU703257B2 (en) | 1999-03-25 |
| CN1053530C (zh) | 2000-06-14 |
| CZ293168B6 (cs) | 2004-02-18 |
| DE69607157D1 (de) | 2000-04-20 |
| DE69607157T2 (de) | 2000-11-16 |
| EA199700238A1 (ru) | 1998-02-26 |
| MX9708086A (es) | 1998-07-31 |
| JPH11503900A (ja) | 1999-03-30 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7400518B2 (en) | Modulation methods and apparatus for reducing common mode noise | |
| US7649756B2 (en) | Common mode noise reduction in converter systems through modification of single phase switching signal | |
| US7034501B1 (en) | Adjusting gate pulse time intervals for reflected wave mitigation | |
| US7026783B2 (en) | Drive system | |
| US4805082A (en) | Regenerative two-quadrant converter | |
| JPH09131075A (ja) | インバータ装置 | |
| HU226738B1 (en) | Method for processing pwm waves | |
| US5990658A (en) | Apparatus for controlling reflected voltage on motor supply lines | |
| WO2020152900A1 (ja) | 電力変換装置及びその制御方法 | |
| JP7494321B2 (ja) | 三相３レベルインバータの駆動制御装置および駆動制御方法 | |
| Matsuse et al. | Improved current source GTO inverter-fed induction motor drives with PWM-controlled thyristor converter | |
| JP2002315345A (ja) | Ｐｗｍインバータ装置の制御方法 | |
| JP4449283B2 (ja) | Ｐｗｍインバータの制御方法 | |
| JP3524626B2 (ja) | 静止型電力変換装置 | |
| WO2017088921A1 (en) | Adjustable speed drive system and method | |
| JP2000092857A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3028018B2 (ja) | Ｇｔｏサイリスタインバータのパルス駆動装置 | |
| JP3019554B2 (ja) | Ｇｔｏサイリスタインバータ | |
| JP2000253686A (ja) | 電力回生回路 | |
| JPH06113559A (ja) | Ｇｔｏインバータ回路 | |
| JP3019555B2 (ja) | Ｇｔｏサイリスタインバータ | |
| JPH10309081A (ja) | サイクロコンバータ方式高周波リンクインバータの制御方法 | |
| JPH0295175A (ja) | 半導体スイッチ素子の制御方法 | |
| JPH11150987A (ja) | 電力変換装置を用いた電動機制御装置 | |
| JPS61293196A (ja) | インバ−タ回路 |