KR20170118112A - 유도성 전력 수신기 - Google Patents

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Abstract

전력 픽업단; 및 제1 하프 사이클에서 상기 전력 픽업단으로부터의 전압을 정류하고 제2 하프 사이클에서 상기 전력 픽업단으로부터의 전압을 조절하도록 구성된 단일 전류 제어 요소로 구성된 전력 정류 및 조절단을 포함하는 유도 전력 수신기.

Description

유도성 전력 수신기
본 발명은 일반적으로 컨버터에 관한 것이며, 구체적으로 기술하면 유도성 전력 수신기용 컨버터에 관한 것이지만 이에 국한되지 않는다.
전기 컨버터들은 많은 상이한 유형의 전기 시스템들에서 발견된다. 일반적으로, 컨버터는 제1 유형의 공급을 제2 유형의 출력으로 변환한다. 그런 변환은 DC-DC, AC-AC 및 DC-AC 전기적 변환들을 포함할 수 있다. 일부 구성들에서, 컨버터는 임의 개수의 DC 및 AC '부품들'을 구비할 수 있으며, 예를 들면, DC-DC 컨버터는 AC-AC 컨버터단을 변압기의 형태로 통합할 수 있다.
컨버터들의 사용의 일례는 유도성 전력 전달(inductive power transfer (IPT) 시스템들에서 존재한다. IPT 시스템들은 잘 알려진 분야의 설립된 기술(예를 들면, 전기 칫솔의 무선 충전) 및 발전하는 기술(예를 들면, '충전 매트' 상의 핸드헬드 디바이스의 무선 충전)이다.
IPT 시스템들은 보통은 유도성 전력 전송기 및 유도성 전력 수신기를 포함할 것이다. 상기 유도성 전력 전송기는 전송 코일 또는 코일들을 포함하며, 이는 적합한 전송 회로에 의해 구동되어 교번하는 자기장을 생성한다. 상기 교번 자기장은 상기 유도성 전력 수신기의 수신 코일 또는 코일들에서 전류를 유도할 것이다. 수신된 전력은 그 후에 배터리를 충전하기 위해, 또는 상기 유도성 전력 수신기와 연관된 기기나 몇몇의 다른 부하에 전력을 공급하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 상기 전송 코일 및/또는 상기 수신 코일은 공진 회로를 생성하기 위해 공진 커패시터에 연결될 수 있다. 공진 회로는 대응하는 공진 주파수에서 전력 처리량 및 효율을 증가시킬 수 있다.
그러나 현재 이용 가능한 유도성 전력 수신기들은 여전히 큰 부품 수 및/또는 큰 부품 풋 프린트들이란 문제를 겪을 수 있다. 따라서, 본 발명은 개선된 유도성 전력 수신기를 제공하거나 대중에게 유용한 선택을 제공할 수 있다.
본 발명은 상기의 문제점들 중 적어도 일부를 해결하려고 한다.
예시적인 실시예에 따라 유도성 전력 수신기가 제공되며, 상기 유도성 전력 수신기는 :
전력 픽업단; 및
제1 하프 사이클에서 상기 전력 픽업단으로부터의 전압을 정류하고 제2 하프 사이클에서 상기 전력 픽업단으로부터의 전압을 조절하도록 구성된 단일 전류 제어 요소로 구성된 전력 정류 및 조절단;을 포함한다.
"포함하는", "포함한다" 그리고 "포함함"의 용어들은 변하는 권한 하에서 배타적인 또는 포괄하는 의미 중 어느 하나로 사용될 수 있다는 것이 인정된다. 본 명세서의 목적을 위해, 그리고 달리 언급되지 않는 한, 이 용어들은 포괄적인 의미를 가지는 것으로 의도된다. 즉, 그 용어들은 열거된 컴포넌트들의 포함을 의미하는 것으로 여겨질 것이며, 그 열거된 컴포넌트들의 사용은 직접적으로 참조하는 것이며, 그리고 다른 비-특정된 컴포넌트들이나 요소들 또한 가능한 포함하는 것을 의미하는 것으로 여겨질 것이다.
본 명세서에서 어떤 문헌들을 참조하는 것은 그 문서들이 종래 기술이거나 또는 공통의 일반적인 지식의 일부를 형성한다는 것을 인정하는 것은 아니다.
본 발명의 효과는 본 명세서의 해당되는 부분들에 개별적으로 명시되어 있다.
본 명세서에 통합되어 일부를 구성하는 첨부된 도면들은 본 발명의 실시예들을 예시하며, 그리고 위에서 주어진 본 발명에 대한 일반적인 설명 그리고 아래에서 주어지는 실시예들에 대한 상세한 설명과 함께 본 발명의 원칙들을 설명하는 역할을 한다.
도 1은 유도성 전력 전달 시스템의 블록도이다.
도 2는 예시적 수신기의 블록도이다.
도 3은 예시적 유도성 전력 수신기의 단순화된 회로도이다.
도 4는 예시적 유도성 전력 수신기의 회로도이다.
도 5는 예시적 유도성 전력 수신기로부터의 시간 다이어그램의 그래프이다.
유도성 전력 전달(IPT) 시스템(1)은 도 1에 일반적으로 도시된다. 상기 IPT 시스템은 유도성 전력 전송기(2) 및 유도성 전력 수신기(3)를 포함한다. 상기 유도성 전력 전송기(2)는 (메인 전력 또는 배터리와 같은) 적절한 파워 서플라이(4)에 연결된다. 상기 유도성 전력 전송기(2)는 하나 이상의 컨버터(5), 예를 들면, AC-DC 컨버터(사용된 파워 서플라이의 유형에 종속함) 그리고 (예를 들면, 컨버터가 존재하는 경우 상기 컨버터(5)에 연결된) 인버터(6)를 구비한 전송기 회로를 포함할 수 있다. 상기 인버터(6)는 전송 코일 또는 코일들(7)에 AC 신호를 공급하며, 이로써 상기 전송 코일이나 코일들(7)이 교번하는 자기장을 생성하도록 한다. 일부 구성들에서, 상기 전송 코일 또는 코일들(7)은 상기 인버터(6)로부터 분리될 수 있다. 상기 전송 코일 또는 코일들(7)은 커패시터들 (도시되지 않음)과 병렬이나 직렬로 연결되어 공진 회로를 생성할 수 있다.
상기 유도성 전력 전송기(2)의 동작을 제어하기 위해 제어기(8)가 제공되며, 상기 제어기(8)는 상기 전송기(2)의 일부 또는 전부에 직접적으로 또는 간접적으로 연결될 수 있다. 상기 제어기(8)는 상기 유도성 전력 전송기(2)의 다양한 동작 컴포넌트들로부터 입력들을 수신하고 그리고 그 동작을 제어하는 출력들을 생성한다. 상기 제어기(8)는, 예를 들면 전력 흐름, 동조, 선택적으로 에너지를 공급하는 전송 코일 또는 코일들(7), 유도성 전력 수신기 탐지 및/또는 통신을 포함하는 자신의 기능들에 종속하여 상기 유도성 전력 전송기(2)의 다양한 양상들을 제어하도록 구성된 단일의 유닛 또는 개별 유닛들로 구현될 수 있다.
상기 유도성 전력 수신기(3)는 부하(11)에 전력을 공급하는 전력 조정 회로(power conditioning circuitry)(10)에 연결된 전력 픽업단(power pick-up stage)(9)을 포함한다. 부하는 전자 기기 또는 기계의 전기적으로 동작 가능한 부품일 수 있거나 또는 하나 이상의 전력 저장 요소들일 수 있다. 전력 픽업단(9)은 유도 전력 수신 코일 또는 코일들을 포함한다. 유도 전력 전송기(2) 및 유도 전력 수신기(3)의 코일들이 적합하게 결합될 때에, 상기 전송기 코일 또는 코일들 (7)에 의해 생성된 교번 자기장은 상기 수신 코일 또는 코일들 내에 교류 전류를 유도한다. 상기 수신 코일 또는 코일들은 커패시터들 및 추가 인덕터들(도시되지 않음)에 병렬이나 직렬, 또는 다른 조합(예를 들어, 인덕터-커패시터-인덕터)으로 연결되어 공진 회로를 생성할 수 있다. 몇몇의 유도성 전력 수신기들에서, 상기 수신기는 상기 수신 코일 또는 코일들의 동조, 상기 전력 조정 회로(10)의 동작, 부하(11)의 특성 및/또는 통신을 제어할 수 있는 제어기(12)를 포함할 수 있다.
"코일"이란 용어는 전류가 자기장을 생성하는 전기 전도성 구조를 포함할 수 있다. 예를 들면, 유도성 "코일들"은 3차원 형상들이나 2차원 평면형 형상들인 전기적 전도성 와이어, 인쇄 회로 기판(PCB) 기술을 이용하여 복수의 PCB '레이어들'에 걸쳐 3차원적인 형상들로 조립된 전기적 전도성 물질, 그리고 다른 코일을 닮은 형상들일 수 있다. 응용에 따라 다른 구성이 사용될 수 있다. 이러한 의미에서 단수 또는 복수의 어느 하나로 "코일"의 용어를 사용하는 것은 제한적인 것이 아니다.
전송 코일 또는 코일들(7)에 의해 전력 픽업단(9)에 유도된 전류는 전형적으로 전송 코일 또는 코일들(7)의 동작 주파수(예를 들어, 20 kHz)에서 수백 메가헤르츠 이상의 고주파 AC일 것이다. 전력 조정 회로(10)는 유도 전류를 부하(11)에 전력을 공급하거나 충전하기에 적합한 형태로 변환하도록 구성되며, 그리고 예를 들어 전력 정류, 전력 조절, 또는 이 둘의 조합을 수행할 수 있다.
도 2는 예시적 실시예에 따른 유도 전력 수신기의 블록도를 도시한다. 예시적 유도성 전력 수신기(201)는 전력 픽업단(203)에서 생성된 각 AC 사이클의 기간의 상이한 부분들에서 전력 정류 및 전력 조절(regulation)의 조합된 기능들을 수행하는 예시적인 전력 조정 회로(power conditioning circuit)(202)를 갖는다. 도시된 바와 같이, 전력 조정 회로(202)는 DC 출력 커패시터(204), 그리고 스위치 기기(MOSFET)(205) 및 관련 (바디) 다이오드(206)로 도시된 전류 제어 요소를 갖는다. 상기 전류 제어 요소가 동작되어, 전력 픽업단(203)에 의해 수신된 신호는 전류 제어 요소를 사용하여 정류/조절되며 그리고 DC 출력 커패시터(204)를 통해 부하(207)로 출력된다.
"정류 파트-사이클"이라 칭해질 수 있고 대략 지속기간의 절반일 수 있는 제1 파트-사이클 동안, 전력 픽업단(203)에 의해 생성된 전압은 DC 출력 커패시터(204) 양단에 나타나는 전압인 Vout 보다 크다. 이는 MOSFET(205) 및 그것의 바디 다이오드(206) 양단에 나타나는 전압인 Vs가 음수라는 것을 의미한다. 이와 같이, 전류는 MOSFET(205) 및 바디 다이오드(206)의 병렬 결합을 통해 그리고 전류 픽업단(203)으로 흐른다. 회로를 완성하기 위해, 전류는 또한 전력 픽업단(203)으로부터, 병렬로 연결된 부하(207) 및 DC 출력 커패시터(204)로 흐른다.
"조절 파트-사이클"이라 칭해질 수 있고 대략 지속기간의 절반일 수 있는 제2 파트-사이클 동안, 전력 픽업단(203)에 의해 생성된 전압은 DC 출력 커패시터(204) 상에 존재하는 전압인 Vout보다 작다. 이에 따라, MOSFET(205) 및 그것의 바디 다이오드(206) 양단에 나타나는 전압 Vs은 양수다. 제어기(208)에 의해 MOSFET(205)이 MOSFET 게이트(209)를 사용하여 이러한 조절 파트-사이클의 적어도 일부 동안 on 상태가 되도록 구성된다면, 전류는 MOSFET(205)을 통해 흐를 것이다. 회로를 완성하기 위해, 그 다음 전류는 DC 출력 커패시터(204)로부터 전력 픽업단(203)으로 흐를 것이다. 이 제2 파트-사이클 동안 MOSFET(205)을 제어함으로써, DC 출력 커패시터(204)로부터 전력 픽업단(203)으로 다시 유동하도록 허용되는 전력의 양이 조절될 수 있다.
전 단락에서 주어진 정류 파트-사이클 및 조절 파트-사이클에 대한 설명에 기초하여, 전력 픽업단(203)으로부터 DC 부하(207)로의 순 전류 흐름이 제어될 수 있음은 명백하다. 이에 따라, DC 출력 전압은 다양한 부하 조건에 대하여 그리고 전력 픽업단(203)의 픽업 코일 또는 코일들(도시되지 않음)에 의해 수신된 전압들의 범위에 대해 조절될 수 있다. 이러한 방식으로, 반 파장 정류뿐만 아니라 출력 전압 조절은 예시적인 전력 조정 회로(202)에 의해 달성될 수 있다. 이러한 방식으로 조절 및 정류를 결합하면 수신기의 컴포넌트 수를 줄일 수 있기 때문에, 풋 프린트를 줄일 수 있으며, 목표 기기의 총 비용을 줄일 수 있으며, 효율을 향상시킬 수 있으며, 그리고/또는 구성부품의 전력 손실 감소로 인해 열 발생을 감소시킬 수 있다.
상이한 전류 제어 요소들을 사용함으로써, 도 2의 예시적 전력 조정 회로의 다양한 대안적인 형태들이 가능할 수 있다. 일반적으로, 전류 제어 요소는 DC 출력 커패시터(204) 및 전력 픽업단(203) 사이의 전류 흐름을 선택적으로 차단 및 차단 해제할 수 있어야 한다.
예를 들어, 성능 향상을 가져올 수 있는 도 2의 예시적 유도 전력 수신기(201)에 대한 간단한 변형은 다이오드 손실을 낮추기 위해 MOSFET(205)의 바디 다이오드(206)를 별도의 외부 다이오드로 병렬로 보충하는 것이다.
다수의 대안적 스위치형 전류 제어 요소들은 도 2의 예시적인 전력 조정 회로(202)에 사용될 수 있다. 경우에 따라, 예를 들어 스위치를 간단한 방식으로 구동하기 위해, 상이한 스위치형으로 변경하려면 도시된 회로 토폴로지를 수정해야할 수도 있다. 가능한 스위치 기기 유형들은 FET(field effect transistor), BJT(bipolar junction transistor) 및 IGBT(insulated gate bipolar transistor)를 포함하지만 이에 제한되지 않는다. 스위치 구동 요구사항들 및 회로 내 위치에 따라, P 또는 N 유형 기기 중 어느 하나가 사용될 수 있으며, 또는 이들의 조합이 사용될 수 있다.
예시적인 전력 조정 회로(202) 및 그것의 변형예들과 함께 사용하기 위한 도 2의 전력 픽업단(203)에 대한 회로 토폴로지는 그것의 단자들을 통해 DC에 대해 낮은 임피던스 경로를 제공하도록 선택된다. 예시적 전력 조정 회로(202)에서 반파 정류기가 사용되기 때문에, 부하(207) 및 DC 출력 커패시터(204)를 통과하는 모든 DC 전류는 전력 픽업단(203)을 통과해야한다. DC 출력 커패시터(204)가 DC 주파수에서 개방 회로를 나타내기 때문에, 정상 상태에서 부하(207)를 통과하는 DC 전류는 전류 픽업단(203)을 통과하는 DC 전류와 동일해야하며, 이 값은 대부분의 유용한 경우에 0이 될 수 없다. 왜냐하면 이는 부하(207)에서의 제로 DC 출력 전류를 야기할 것이기 때문이다.
도 3은 예시적 유도 전력 수신기(301)의 단순화된 회로도이다. 예시적 유도 전력 수신기(301)는 동조 커패시터(304)에 병렬 연결된 픽업 코일(303)을 갖는 병렬 연결된 L-C 전력 픽업단(302)을 구비한다. 동조 커패시터(304)의 커패시턴스 값은 결합 전송기의 동작 주파수에서 또는 그 근방에서 픽업 코일(303)과의 공진을 위해 동조된다. 대안적으로, 동조 커패시터(304)는 공진 튜닝된 값(resonantly tuned value) 보다 크거나 작도록 선택되어, 전력 픽업단의 전력 수집 용량을 증가시킬 수 있으며, 병렬 연결된 L-C 전력 픽업단(302)을 컴포넌트 값 또는 동작 주파수 변동에 보다 강하게(robust) 만들 수 있으며, 또는 디튜닝을 용이하게 할 수 있으며, 시스템 크기 및 비용을 감소시키는 것을 용이하게 할 수 있다. 이러한 이론적 근거는 도 3에 도시된 병렬 연결된 L-C 전력 픽업단(302)에 추가하여 다른 유형의 전력 픽업단들을 동조할 때 사용되는 컴포넌트 값들에도 적용될 수 있다.
예시적 유도 전력 수신기(301)는 전술한 예시적 전력 조정 회로와 유사한 방식으로 기능하는, 스위치(306) 및 관련 다이오드(307)로서 도시된 전류 제어 요소를 갖는 예시적 전력 조정 회로(305)를 더 구비한다. 일반적으로, 병렬 동조 전력 픽업단들을 갖는 유도 전력 전달 시스템들에서, 병렬 동조 탱크의 밖으로의 더 일정한 전류 흐름을 유지하기 위해, 또는 어떤 점에서는 비-선형 부하에 병렬 동조 탱크를 노출시키는 것을 피하기 위해, 픽업 인덕터에 추가하여 제2 인덕터가 사용될 것이다. 이러한 여분의 인덕터가 없을 때 브리지 정류기와 같은 비-선형 부하 요소들이 병렬 동조 전력 픽업단의 공진을 억제할 수 있기 때문에, 이러한 여분의 인덕터는 일반적으로 바람직하다. 이러한 비선형성을 감소시킴으로써, 추가적인 인덕턴스는 LC 탱크의 공진의 품질 계수를 증가시키는데 도움이 될 수 있으며, 이에 따라, 시스템의 전력 출력 및 효율을 증가시키는데 도움이 될 수 있다.
그러나 도 3에 도시된 회로의 경우, 병렬 연결된 L-C 전력 픽업단(302)과 직렬 연결된 큰 값의 DC 인덕터가 반드시 유용한 것은 아니다. 왜냐하면, 몇몇 경우에, 작동 기간의 대부분 동안 또는 작동 기간 전부 동안, DC 전류가 예시적 전력 조정 회로(305)를 통해 흐르게 하고 그리고 이에 따라 스위치(306)를 통해 흐르게 하면, 조절 파트-사이클이 짧아지거나 존재하지 않게 되어 출력 전압을 조절하는 회로의 기능을 감소시키게 될 것이기 때문이다. 또한, 이러한 추가 DC 인덕터는 종종 IPT 수신기 시스템의 크고 값 비싼 부품이 될 것이다. 이러한 이유로, DC 인덕터의 사용을 피하는 것은 도 3의 예시적인 전력 조정 회로(305)와 같은 특정 유형의 전력 조정 회로들에 특히 유리할 수 있다.
다시 도 2를 참조하면, 예시적인 전력 조정 회로(202)에서 MOSFET(205)에 대해 다양한 제어 방법들이 이용 가능하다. 사용된 스위치 제어 방법은 부하 조건들, 전력 픽업단의 자기 결합 강도, 스위치 유형 및 레이아웃, 그리고 사용된 전력 픽업단의 유형을 포함하는 다양한 요인들에 의존할 수 있다. 어느 하나의 구성에 대해, 가능한 스위치 제어 방법이 두 개 이상 있을 수 있으며, 선택된 방법은 작동 중에 변경될 수 있다.
제1 스위치 제어 방법은 도 3의 예시적인 유도 전력 수신기(301)를 사용하여 설명될 것이다. 도 3의 스위치(306)는 오프 상태에서 정류 파트-사이클을 시작한다. 이 때, VS는 음전압이며, 전류는 다이오드(307)를 통해 흐른다. 정류 파트-사이클 동안의 어떤 시점에서, 스위치(306)는 제어기에 의해 on 상태가 된다. VS가 여전히 음전압이기 때문에, 전류는 스위치(306) 및 다이오드(307)의 상대적인 온-저항(on-resistance)에 의존하여 다이오드(307) 및/또는 스위치 자체를 통해 계속 흐를 것이다. 이 시간 동안, 픽업 코일(303) 및 병렬 동조 커패시터(304)를 포함하는 병렬 연결된 L-C 전력 픽업단(302) 양단의 전압은 감소될 것이며, 결국 VS가 양이 되는 지점에 도달할 것이다. 이 극성의 변화는 정류 파트-사이클의 끝과 조절 파트-사이클의 시작을 나타내며, 그리고 도 5의 기간 t1의 시작이다. 스위치(306)는 이미 정류 파트-사이클부터 on 상태로 되어 있기 때문에, 전류는 DC 출력 커패시터(308)로부터 병렬 연결된 LC 전력 픽업단(302)으로 다시 유동할 수 있고, DC 출력 커패시터(308)에 저장된 전하의 일부를 방출하여 병렬 연결된 L-C 전력 픽업단(302)으로 돌려보낼 수 있다. 조절 파트-사이클의 길이보다 작거나 같아야하는 도 5의 기간 t1을 대기한 후, 스위치(306)는 기간 t1의 끝에서 제어기에 의해 off 상태가 된다. 이 시점에서, 도 5의 기간 t2이 시작한다. 병렬 연결된 L-C 전력 픽업단(302)의 양단 전압은 계속 상승할 것이며, 스위치(306) 양단의 전압 VS은 상승하고 다시 하강하여 음으로 되며, 조절 파트-사이클 및 t2의 끝, 그리고 새로운 정류 파트-사이클 및 t3의 시작을 표시한다. 그러면 전류는 다이오드(307)를 통해 흐르기 시작할 것이다.
정류 파트-사이클 중 언제라도 스위치가 다시 켜질 수 있으며, 이로써, 전류가 다이오드(307)만이 아닌 스위치를 통해 흐를 수 있게 하며, 시스템을 처음 설명된 상태로 재설정하여 다음 조절 사이클의 시작을 위한 준비를 할 수 있다. 대기 시간 t1을 더 짧게 함으로써, DC 출력 커패시터(308)로부터 병렬 연결된 L-C 전력 픽업단(302)으로 다시 흐르는 전류가 적기 때문에, 출력 전압Vout이 증가할 것이다. 반대로, t1을 길게 함으로써, 출력 전압 Vout은 감소할 것이다. 비례 적분(proportional integral; PI) 또는 유사한 제어기가 적용되어 원하는 출력 전압 설정점이 도달될 수 있도록 할 수 있다. 이 스위치 제어 방법은 제로 전압 스위치 온 및 준제로(quasi zero) 전압 스위치 오프의 장점을 가지고 있어 스위칭 손실을 최소화하는 데 도움이 된다.
제2 스위치 제어 방법은 도 2의 예시적 유도 전력 수신기(201)를 사용하여 설명될 것이다. 스위치(206)는 오프 상태에서 정류 파트-사이클을 시작한다. 그러나, 전술한 방법과는 대조적으로, 이 방법에서는, 조절 기간의 시작 전에, 제어기(208)는 스위치(205)의 상태를 off 또는 on 중 어느 하나로 설정하며, 조절 기간 전체에 걸쳐 이 상태를 유지한다. 그 다음, 제어기(208)는 다음의 조절 기간 동안 스위치(205)의 상태를 결정하고 필요에 따라 스위치(205)의 상태를 변경한다. 히스테리틱 제어기, PI 제어기 또는 다른 제어기 유형은 원하는 출력 전압 Vout에 도달하기 위해 각 사이클에 대한 스위치(205)의 상태를 결정하는데 사용될 수 있다. 제1 방법과 비교할 때, 이 스위칭 접근법은 그러한 고속 또는 정확한 위상 기준(phase reference)을 필요로 하지 않으며, 그러한 고속 또는 정확한 스위칭을 필요로 하지 않으며, 스위칭 주파수 및 수반되는 손실을 감소시킬 수 있고, 고주파수 방출을 감소시키는 데 도움을 준다는 이점을 갖는다. 그러나 출력 전압 리플이 더 클 수 있으며, 다른 것들은 동일하다.
제3 스위치 제어 방법에서, 도 2의 MOSFET(205)은 전력 픽업단(203)으로부터 오는 AC 전류와 고정된 위상 관계를 유지하지 않고 연속적으로 스위치 온 및 오프된다. MOSFET(205)은 바람직하게는 소정의 듀티 사이클 및 고정 주파수로 조절 기간 동안 상태를 여러 번 변화시킬 수 있으며, 이 때, 스위칭 주파수는 일반적으로 무선 전력 전송 코일 또는 코일들(7)의 동작 주파수와 상이하다. MOSFET(205)의 듀티 사이클을 변화시킴으로써, 출력 전압 Vout의 제어가 달성될 수 있으며, 위상 기준 신호가 필요하지 않다. MOSFET(205)과 직렬로 연결된 소량의 DC 인덕턴스, 그리고 MOSFET(205)과 병렬로 연결된 스너빙 수단은 MOSFET(205)이 노출되는 피크 전류 및 전압을 제한하는 데 필요할 수 있다. 이 스위치 제어 방법을 사용하면 소프트 스위칭 이점이 손실될 수 있다.
제4 스위치 제어 방법에서, 도 2의 제어기(208)는 MOSFET(205)이 오프인 상태에서 조절 사이클을 시작하며, 조절 파트-사이클 동안 on 상태로 전이한다. MOSFET(205)은 조절 사이클까지 on 상태로 유지되고, 조절 사이클 동안 다시 off 상태가 될 수 있다. 이 방법은 비-동조된 픽업 코일 또는 L-C-L 동조 픽업 코일이 사용되는 경우와 같이, 전력 픽업단(203)이 유도 부하로서 MOSFET(205)에 나타나는 경우에 특히 유용하다. 이러한 스위칭 방법은 MOSFET(205)이 MOSFET(205)과 직렬로 흐르는 인덕터 전류를 방해하는 것을 피할 수 있게 하며, 이에 따라 이 접근법은 MOSFET(205)이 전압 스파이크에 노출되는 것을 방지하고, 이 인덕터 전류를 방해함으로써 발생할 추가적인 스위칭 손실을 방지한다.
설명된 스위치 제어 방법들 중 임의의 방법에 적용될 수 있는 또 다른 변형예는 정류 파트-사이클 동안의 동기 정류를 수반한다. 정류 파트 사이클이 시작될 때를 감지함으로써, MOSFET(205)은 전류가 바디 다이오드(206)를 통해 흐르는 것보다 MOSFET(205) 자체를 통해 흐를 수 있도록 on 상태가 되어, MOSFET(205) 양단에 더 낮은 전압 강하 및 더 낮은 손실을 허용할 수 있다. 제어기(208)가 위상 감지 신호, 경과 시간에 대한 대기에 기초하여, 또는 몇몇 다른 수단에 의해, 정류 파트-사이클이 끝 근처에 있다고 판단할 때, MOSFET(205)은 다가오는 조절 기간의 시작을 위해 필요한 상태로 설정될 수 있다. 이러한 방식으로, MOSFET(205) 및 바디 다이오드(206) 상의 총 전력 손실은 최소화될 수 있다.
본 명세서에 설명된 스위칭 방법들의 적용은 상이한 전력 픽업단 또는 전력 조정 회로가 사용되는 경우에 유용하거나 요구될 수 있다. 주어진 스위칭 방법들이 이러한 상이한 하드웨어 변형들과 함께 작동하도록 어떻게 적응될 수 있는지는 당업자에 의해 이해된다.
일부 스위치 제어 실시예들에서, 스위치를 켜거나 끌 때를 결정하기 위해 시스템의 일부 측면의 위상을 측정해야한다. 예를 들어, 제1 스위치 제어 방법을 이용하여, 전압 위상 정보는 정류 파트-사이클 및 조절 파트-사이클이 시작 및 종료할 때를 결정하거나 추정하는데 사용될 수 있다. 이는 도 4를 참조하여 설명된다. 도 4는 병렬 연결된 L-C 전력 픽업단(402), MOSFET(403), 게이트 구동 저항(404), DC 출력 커패시터(405), 부하(406), 위상 감지 회로(407), 램프 발생기(408), PID 제어기(409) 및 게이트 구동 로직(410)을 구비한 예시적 유도 전력 수신기(401)의 회로도를 도시한다.
도 4에서, 위상 감지 회로(407)는 병렬 연결된 L-C 전력 픽업단(402)의 양단에 존재하는 전압과 비교한다. 이 전압이 음전압에서 양전압으로 변할 때, 램프 발생기(408)가 트리거되고, 그 출력 상의 전압이 상승하기 시작한다. 이 상승 전압은 게이트 구동 로직(410)에 의해 PID 제어기(409)에 의해 생성된 제어 노력 값(conrol effort value)과 비교된다. 램프 발생기(408)로부터 출력된 전압이 PID 제어기(409)에 의해 생성된 제어 노력 값과 같아지도록 상승할 때, 게이트 구동 논리(410)의 출력은 상태를 변경하며, MOSFET(403)은 게이트 구동 저항(404)을 통해 off 상태가 된다.
본원에 하나의 전압 비교 위상 감지 기술이 설명되었지만, 무선 또는 유도 전력 전달 분야에서 다양한 상이한 위상 감지 기술들이 공지되어 있다는 것은 당업자에게 명백할 것이다. 다음을 포함하지만 이에 제한되지 않는 많은 기술들이 이 회로와 본원에 설명된 관련 회로들에 적용될 수 있다 : 제로 전압 크로싱, 제로 전류 크로싱, 전류 감지 변압기 또는 저항의 사용, 커플링되지 않은 위상 감지 픽업의 사용, 그리고 무선 통신 채널의 사용. 또한, 순수한 하드웨어 제어기 접근법이 이 예에서 취해진 반면, 마이크로 제어기, FPGA, CPLD, ASIC 또는 다른 유형의 제어기 또한 사용될 수 있음은 당업자에게 명백할 것이다. 또한, 위상 및 전압 감지 회로, 제어 회로, 게이트 구동 회로 및 전력 스위치를 포함하여, 단일 집적 회로 상에 전체 무선 수신기 회로의 상당 부분들을 통합하는 것이 가능할 수 있다.
본 발명이 본 발명의 실시예들에 대한 설명에 의해 예시되었으며, 상기 실시예들은 상세하게 설명되었지만, 첨부된 청구항들의 범위를 그런 상세한 내용으로 한정하거나 어떤 방식이건 제한하는 것은 본 출원인의 의도가 아니다. 추가의 이점들 및 수정들은 본 발명이 속한 기술 분야에서의 통상의 지식을 가진 자들에게 쉽게 나타날 것이다. 그러므로, 더 넓은 양상들에서의 본 발명은 특정 상세 내용들, 대표적인 장치 및 방법, 그리고 도시되고 설명된 예시적인 예들로 한정되지 않는다. 따라서, 본 출원인들의 일반적인 특허적인 개념의 사상 또는 범위에서 벗어나지 않으면서도 그런 상세한 내용들로부터 벗어난 것이 만들어질 수 있다.

Claims (6)

  1. 전력 픽업단; 및
    제1 하프 사이클에서 상기 전력 픽업단으로부터의 전압을 정류하고 제2 하프 사이클에서 상기 전력 픽업단으로부터의 전압을 조절하도록 구성된 단일 전류 제어 요소로 구성된 전력 정류 및 조절단;을 포함하는 유도 전력 수신기.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 전력 픽업단은 동조된 공진 커패시터와 병렬 연결된 수신기 코일을 포함하는, 유도 전력 수신기.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 전류 제어 요소는 스위치인, 유도 전력 수신기.
  4. 청구항 2에 있어서,
    상기 전류 제어 요소는 단일 MOSFET 또는 두 개의 백투백(back to back) MOSFET인, 유도 전력 수신기.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 전류 제어 요소는 상기 제1 하프 사이클 동안 부하에 전력을 전달하며 상기 제2 하프 사이클 동안 부하로부터의 전력을 전달하도록 구성되는, 유도 전력 수신기.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 전력 픽업단은 DC 인덕터 없이 상기 전력 정류 및 조절단에 연결되는, 유도 전력 수신기.
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