KR20160048933A

KR20160048933A - 일정한 엔벨로프를 가진 신호를 전송하기 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20160048933A
Application number: KR1020167008315A
Authority: KR
Inventors: 볼커 정니클; 리아네 그로브
Original assignee: 프라운호퍼 게젤샤프트 쭈르 푀르데룽 데어 안겐반텐 포르슝 에. 베.
Priority date: 2013-08-30
Filing date: 2013-08-30
Publication date: 2016-05-04
Also published as: US9813276B2; JP2016535960A; KR101822763B1; EP3039834B1; CN105531975A; JP6148797B2; EP3039834A1; US10103921B2; WO2015028089A1; US20160182270A1; CN105531975B; US20180034676A1

Abstract

신호를 전송하기 위한 방법이 설명되며, 방법은 스펙트럼을 획득하기 위해 신호를 주파수 영역으로 변환하고, 필터 스펙트럼에 따라 필터링된 스펙트럼을 형성하고, 상기 필터링된 스펙트럼으로 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 신호의 주파수 영역 표현의 부반송파의 세트를 점유하는 것을 포함한다. 임시 신호는 OFDM 신호의 주파수 영역 표현을 시간 영역으로 변환함으로써 획득된다. 임시 신호는 위상 변조를 실시한다.

Description

일정한 엔벨로프를 가진 신호를 전송하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING A SIGNAL WITH CONSTANT ENVELOPE}

본 발명의 실시예는 신호를 전송하기 위한 방법에 관한 것이다. 추가의 실시예는 신호를 수신하기 위한 방법에 관한 것이다. 본 발명의 추가의 실시예는 신호를 전송하기 위한 장치에 관한 것이다. 본 발명의 추가의 실시예는 신호를 수신하기 위한 장치에 관한 것이다.

소위 공유된 매체 채널을 통한 다수의 액세스 알고리즘의 분야에서, 소위 SC-FDMA(Single-Carrier Frequency-Division Multiple Access)는 단말기에서 기지국으로 업링크를 위한 LTE(Long Term Evolution)의 모바일 통신에서 수락을 얻었다. 이러한 방법은 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA) 방식이 이미 LTE(Long Term Evolution)의 모바일 무선 표준 [4]에 이용되도록 높은 스펙트럼 효율, 채널 품질 및 네트워크 이용에 따른 자원의 매우 유연한 할당, 주파수 영역의 등화를 위한 간단한 수단과 OFDMA(Orthogonal Frequency-Division Multiple Access)에 비해 낮은 전력의 변동을 포함하는 다수의 이점을 제공한다.

마지막 포인트의 낮은 전력 변동은 LTE Release 8-10의 핵심 문제로 확인되지 않았다. 그러나, 한편 이러한 주제는 소위 M2M(Machine-To-Machine Communication)의 사용자의 수의 강한 상승이 예상되기 때문에 점점 더 초점이 맞추어진다. 이것은 인터넷으로의 모바일 통신을 통해 수많은 분산된 센서의 연결을 의미하는 것으로 취해진다. 이것은 가능한 최저 에너지 또는 전력 소비를 가진 모바일 통신으로 가능한 한 효율적으로 주로 센서 노드에 대한 낮은 수준의 서비스를 통합하는 방법의 문제를 제기한다.

현재, 모바일 네트워크에 대한 센서 노드의 다이얼 업(dial-up)과 같은 랜덤 액세스에 필요로 되는 프로토콜의 비교적 높은 오버헤드는 초기에 맞추어진다. 그러나, 센서의 대부분은 움직이지 않을 것이다. 정규 동작에 대해, 고정된, 즉일정하거나 시불변의 채널 자원이할당되고, 주로 전송 전력이 긴 배터리 동작 시간을 달성하기 위해 효율적으로 이용되어야 한다.

상당한 시간 동안, 추가적인 제곱근 올림 코사인(root-raised-cosine) 필터링에 의해 SC-FDMA 방법을 확장하기 위한 접근법이 조사되며, 이에 의해 높은 대역폭이 신호를 전송하기 위해 이용된다. 필터링은 도 1의 방법(100)에 의해 설명되는 바와 같이 엔벨로프의 평활화로 이어진다. 이산 푸리에 변환(DFT)의 출력 신호는 시간 영역에서 오버샘플링을 에뮬레이트하기 위해 주파수 영역에서 여러 번 반복된다. 그 다음, 신호는 주파수 영역에서 필터링될 예정이며, 필터는 제곱근 올림 코사인 프로파일을 갖는다. 달성될 수 있는 등화는 필터 프로파일의 소위 α인수에 의존한다. 그것이 클수록, 더 많은 대역폭이 요구되며, 파형의 엔벨로프는 더 평활하게 되거나 평평해진다. 평활 또는 평평한 엔벨로프는 도 5a-5d에서 설명되는 바와 같이 파형의 엔벨로프의 진폭의 낮은 변동을 의미한다. [7, 16, 17]에서 0.25 아래의 α값이 조사되었지만, [11, 19]에 설명된 바와 같이 약 α= 0.7의 값은 상당히 평활한 엔벨로프를 이룬다. 이를 달성하기 위해, 또한 높은 대역폭이 요구된다.

특허 [9]뿐만 아니라 저널 기사[10]에 요약되어 있는 여러 세션 간행물은 CPM-IFDMA 제안을 다룬다. 이러한 간행물은 SC-FDMA의 분산 형태와 CPM의 조합을 포함한다.

지속적인 문제 해결 접근 방식은 [9, 10]에 예시적으로 설명된 바와 같이 소위 연속 위상 변조(CPM)에 기초한다. 지금까지 제안된 솔루션은 또한 IFDMA(Interleaved Frequency Division Multiple Access)로 나타내는 SC-FDMA의 제 2 분산된 변형에 기초한다. 이러한 전송 중에, 이용된 부반송파 사이에서일정한 갭을 가진 전적으로 이용 가능한 OFDM 부반송파의 일부에서 콤(comb)은 주파수 영역에 형성된다. IFDMA는 여러 이유로 LTE에서 수락, 특히 채널 추정을 위해 필요한 높은 파일럿 오버헤드를 얻지 못했다. 게다가, CPM-IFDMA 접근 방식은 남아 있는 전력의 변동에 대하여 완전히 최적화되지 않은 것으로 보인다. [10]에서 설명된 남아 있는 변동은 N-DFT를 수행하기 전에 CPM 시퀀스의 생성으로 아마 다시 추적될 수 있다. [9, 10]에서, MSK 변조는 시간 영역에서 생성되고, 서브샘플링된 후에 N-DFT으로 라우팅된다.

따라서, LTE에서 실제로 이용되는 로컬화된 SC-FDMA 전송 모드로의 구현 또는 통합을 허용하는 전송 전력 효율의 최적화를 위한 필요성이 존재한다. 증가된 전송 전력 효율은 무선 또는 유선 네트워크를 통해 통신하는 센서 유닛의 배터리 수명을 연장할 수 있다. 이러한 목적은 독립항의 발명의 대상에 의해 해결된다. 본 발명의 추가의 바람직한 수정이 종속항의 대상이다.

본 발명의 실시예는 신호를 전송하기 위한 방법에 관한 것이다. 방법은 스펙트럼을 얻기 위해 신호를 주파수 영역으로 변환하는 단계와, 필터 스펙트럼에 따라 필터링된 스펙트럼을 형성하는 단계를 포함한다. 방법은 필터링된 스펙트럼으로 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 신호의 부반송파의 세트를 부분적으로 점유하는 단계와, 임시 신호, 즉, 임시로 시간 영역으로 변환되는 신호를 얻기 위해 OFDM 신호의 주파수 영역 표현을 시간 영역으로 변환하는 단계를 더 포함한다. 임시 신호는 위상 변조된다.

시간 영역에서 동작하면서 임시 신호를 위상 변조시킴으로써 피크 대 평균 전력비(PAPR)는 약 5 dB의 PAPR을 포함하는 LTE 전송기에 비해 더 효율적인 전송기의 동작을 허용하는 약 0dB까지 감소될 수 있다는 것이 본 발명자에 의해 발견되었다.

추가의 실시예는 신호를 수신하기 위한 방법에 관한 것이다. 방법은 위상 변조된 임시 신호를 얻기 위해 필터링된 스펙트럼이 부분적으로 점유하는 OFDM 신호의 주파수 영역 표현을 시간 영역으로 변환하는 단계를 포함한다. 위상 변조된 임시 신호는 임시 신호를 얻기 위해 위상 복조된다. 임시 신호는 스펙트럼을 얻기 위해 주파수 영역, 즉, 신호의 주파수 영역 표현으로 변환된다. 스펙트럼은 역 필터 스펙트럼에 따라 형성된다.

신호를 수신하기 위한 방법에 따라 수신된 신호를 복조함으로써, 수신된 신호를 전송하기 위한 방법에 의해 생성된 신호 및/또는 스펙트럼의 변경 또는 수정은 전송기에 의해 전송된 원래의 신호를 복원하기 위해 디코딩되고/되거나 처리될 수 있도록 역전될 수 있다.

추가의 실시예는 신호를 전송하기 위한 장치에 관한 것이다. 장치는 스펙트럼이 얻어지도록 신호를 주파수 영역으로 변환하도록 구성된다. 장치는 필터 스펙트럼에 따라 필터링된 스펙트럼을 형성하고, 필터링된 스펙트럼으로 OFDM 신호의 주파수 영역 표현의 부반송파의 세트를 부분적으로 점유하도록 더 구성된다. 장치는 임시 신호가 획득되도록 OFDM 신호의 주파수 영역 표현을 시간 영역으로 변환하고, 획득된 임시 신호를 위상 변조시키도록 더 구성된다.

이전의 설명에 따라 구성되는 신호를 전송하기 위한 장치는 현재 전송 범위를 유지함으로써 적은 전송 전력이 요구될 수 있거나 현재 전송 전력을 유지함으로써 높은 전송 범위가 달성될 수 있도록 미리 정해진 최대 전송 전력을 더욱 효율적으로 이용할 수 있으며, 두 양태는 또한 조합될 수 있다는 것이 본 발명자에 의해 발견되었다.

추가의 실시예는 신호를 수신하기 위한 장치에 관한 것이다. 장치는 위상 변조된 임시 신호가 획득되도록 필터링된 스펙트럼으로 부분적으로 점유된 OFDM 신호를 시간 영역으로 변환하도록 구성된다. 장치는 임시 신호가 획득되도록 위상 변조된 임시 신호를 위상 복조시키고, 스펙트럼이 획득되도록 임시 신호를 주파수 영역으로 변환하도록 더 구성된다. 장치는 역 필터 스펙트럼에 따라 스펙트럼을 형성하도록 더 구성된다.

본 발명의 추가의 실시예는 신호의 송수신을 수행하기 위한 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램을 저장한 비일시적 저장 매체에 관한 것이다.

본 발명의 실시예는 첨부한 도면을 이용하여 상세히 설명될 것이다.
도 1은 SC-FDMA 신호를 전송하기 위한 진보된 방법의 개략적인 블록도를 도시한다.
도 2는 SC-FDMA 신호를 수신하기 위한 진보된 방법의 개략도를 도시한다.
도 3은 주파수 영역에서 필터링하는 신호와, 신호를 전송하기 위한 방법에 이용되는 순환 시프트에 대해 매핑하는 특정 반송파의 예시적인 개략도를 도시한다.
도 4는 도 3의 역 연산으로서 신호를 수신하기 위한 방법에 이용되는 최대 비 결합(maximum ratio combining)의 상세도를 도시한다.
도 5a는 π/2 BPSK 변조로 로컬화된 SC-FDMA의 엔벨로프 및 대응하는 트레이스(trace)를 가진 복소값 파형의 실수 값을 도시한다.
도 5b는 0.7의 롤오프(roll-off) 인수를 가진 RRC 필터링된 BPSK를 이용하여 변조된 신호의 엔벨로프 및 대응하는 트레이스를 가진 복소값 파형의 실수 값을 도시한다.
도 5c는 π/2 BPSK 변조를 이용하는 RRC 필터링된 SC-FDMA를 이용하여 변조된 신호의 엔벨로프 및 대응하는 트레이스를 가진 복소값 파형의 실수 값을 도시한다.
도 5d는 2G 모바일 네트워크에서처럼 0.3의 대역폭-시간 곱(bandwidth-time product)을 이용하여 GMSK 변조된 로컬화된 SC-FDMA 파형의 엔벨로프 및 대응하는 트레이스를 가진 복소값 파형의 실수 값을 도시한다.
도 6은 여러 파형에 대한 피크 대 평균 전력비(PAPR) 통계의 비교를 도시한다.
도 7은 SC-FDMA의 피크 대 평균 전력비의 예시적인 수량을 가진 표를 도시한다.
도 8은 제안된 SC-FDMA 파형이 LTE 표준에 비해 수신기에서 유사한 성능을 산출할 수 있음을 보여주는 개념의 가능한 증거로서 코딩되지 않은 비트 에러율을 도시한다.

동일하거나 동등한 기능을 가진 동일하거나 동등한 소자는 동일하거나 동등한 참조 번호로 다음의 설명에서 표시된다.

다음의 설명에서, 본 발명의 실시예에 대한 보다 철저한 설명을 제공하기 위해 복수의 상세 사항이 설명된다. 그러나, 본 발명의 실시예는 이러한 특정 상세 사항 없이 실시될 수 있다는 것이 당업자에게 명백할 것이다. 다른 경우에, 잘 알려진 구조 및 장치는 본 발명의 실시예를 모호하게 하는 것을 방지하기 위해 상세히 하는 것보다는 블록도 형태로 도시된다. 게다가, 특별히 달리 언급하지 않으면, 이하에 설명되는 상이한 실시예의 특징은 서로 조합될 수 있다.

도 1은 SC-FDMA 신호를 전송하기 위한 진보된 방법(100)의 개략적인 블록도를 도시한다. 도 1은 또한 LTE Standard Release 8에서 수행되는 방법에 따르는 방법(1000)과, 방법(1000)을 수정하여 감소된 피크 대 평균 전력비(PAPR)를 획득하기 위해 전송될 신호의 업샘플링을 에뮬레이트하는 방법(1100)의 흐름도를 도시한다.

다음에는, 제 1 방법(100)이 설명된다. 그 후, 방법(1000) 및 (1100)이 설명되고 본 발명의 방법과 비교된다.

방법(100)의 제 1 단계(102)에서, N 데이터 심볼의 길이를 포함하고, n = 1, 2, N인 데이터 심볼 시퀀스 a(n)는 파형 또는 신호의 다수의 N 샘플링 포인트로 나타낸다. 단계(104)에서, 데이터 심볼 시퀀스 a(n)는 N 샘플링 포인트를 포함하는 디지털 푸리에 변환을 통해 전달된다. N-DFT의 결과는 다수의 N 심볼을 포함하는 데이터 심볼 시퀀스 a(n)의 스펙트럼, 즉, 주파수 영역 표현이다.

단계(105)에서, 다수의 N 부반송파를 점유하는 N 심볼을 가진 스펙트럼은 다수의 M 부반송파로 매핑되고, M>N이고, M은 전송을 위해 액세스될 매체 내의 전송된 신호의 다수의 심볼을 나타낸다. 획득된 스펙트럼이 단계(104)의 N-DFT에 의해 획득된 스펙트럼으로 부분적으로 점유되는 OFDM 신호의 주파수 영역 표현이도록 매핑은 수행될 수 있다.

단계(106)에서, M 이용 가능한 부반송파의 수에서 N 부반송파의 수, 즉 세트를 점유하는 획득된 스펙트럼은 반복된 스펙트럼 b(k)을 획득하기 위해 주파수 영역에서 F의 횟수 반복되며, F는 업샘플링 인수를 나타낸다. (예를 들어, 반복되거나 복사될 주파수 범위와 상이한 주파수 범위까지) 주파수 영역에서의 스펙트럼의 반복(또는 복사)은 데이터 심볼 시퀀스가 시간 영역에서 오버샘플링되었을 경우에 획득되는 반복된 스펙트럼에서 야기한다. 따라서, 단계(106)는 데이터 심볼 시퀀스 a(n)의 업샘플링을 에뮬레이트하며, 업샘플링은 시간 영역 내의 샘플링 대신에 주파수 영역에서 실현된다. 인수 F에 의한 업샘플링은 결정 규칙

에 의해 결정될 수 있다. 업샘플링은 반복된 스펙트럼 b(k)에서 야기한다. b(k)는 또한 다음과 같이 설명될 수 있다:

k = 1, 2, ...,

, M은 최종 파형의 샘플의 수이다. 따라서 F는 M을 N으로 나누고, 0.5를 빼고, 그 결과치를 차의 결과치보다 작거나 동일한 가장 가까운 정수로 반올림함으로써 형성될 수 있다.

F 시간 업샘플링 다음에 오는 M-DFT는 [11]에 제시된 바와 같이 M/N이 정수라고 한다면 N-DFT 및 후속 스펙트럼 반복을 적용하는 것과 같다. 이것은 위의 식을 이용하고, 결정 규칙에 따라 업샘플링된 시퀀스의 M-DFT를 수행함으로써 입증될 수 있다:

이것은 원래의 시퀀스로서 나타낼 수 있는 데이터 심볼 시퀀스 a(n)의 N-DFT와 동일할 수 있다. 그것은 확실히

로 간주될 수 있으며, 즉 생성된 스펙트럼은 각각의 제 N 부반송파에서의 주파수 영역에서 주기적이다. 따라서, 시간 영역 및 M-DFT의 업샘플링은 N-DFT로 대체되고, 단계(104 및 106)에 의해 구현되는 바와 같이 주파수 영역에서의 출력 신호, 각각 출력 스펙트럼을 반복할 수 있다. 따라서, 단계(106)에서, 업샘플링은 주파수 영역에서 출력 신호를 반복함으로써 에뮬레이트된다. 업샘플링의 에뮬레이션에 대한 상세 사항은 [12]에 설명되어 있다.

단계(108)에서, 반복된 스펙트럼은 예를 들어 벨 형상으로 정의될 수 있는 필터 스펙트럼에 따라 필터링된 스펙트럼으로 형성된다. 필터 스펙트럼은 예를 들어 가우시안 필터일 수 있다. 다시 말하면, 필터, 예를 들어 가우시안 필터는 주파수 영역에서 반복된 스펙트럼에 적용된다. 반복된 주파수는 SC-FDMA 신호의 M 부반송파의 수에 매핑된 N 부반송파의 수를 가진 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 스펙트럼, 즉, OFDM 신호의 주파수 영역 표현일 수 있다. OFDM 신호의 주파수 영역 표현은 예를 들어 다중화된 스펙트럼이 서로 직교하도록 주파수 영역에서 하나 이상의 스펙트럼을 다중화함으로써 획득될 수 있다. 반복된 스펙트럼은 부반송파의 수에서 적어도 하나의 (F = n = 1) 부반송파의 세트를 점유한다.

단계(108)에서 이용될 수 있는 주파수 영역 필터는 필터의 대역폭이 블록 크기 N의 함수로서 변경될 수 있을 정도로 유연하게 구현될 수 있다. 실행 인덱스 s = [-N, ..., N]를 가진 벡터는 결정 규칙에 따라 필터의 벨 형상의 부분을 계산하기 위해 정의될 수 있다:

1 = 1, 2, ..., 2N + 1. 이러한 필터는 다음과 같이 정의될 수 범위 a에서 투명하다:

두 영역, 즉 필터가 전체적으로 감쇠할 수 있는 범위 a보다 높거나 낮은 주파수를 가진 주파수 범위는 다음의 식에 따라 정의될 수 있다:

사각형 필터 또는 윈도우의 종류는 범위 내에서 G₁을 G_a = 1로서 정정하고 범위 b 및 c = 0에 대해서는 G_b 및 G_c로서 정정함으로써 구현될 수 있다.

단계(112)에서, M 심볼을 포함하는 역 디지털 푸리에 변환(M-IDFT)은 필터링된 데이터 시퀀스 c(k)를 획득하기 위해 이용된다. 단계(114)에서, c(k)는 예를 들어 c(k)를 시간 영역 MSK(Minimum Shift Keying) 변조기에 공급함으로써 연속적인 위상 변조와 같이 위상 변조된다. 가우시안 형성된 스펙트럼의 최소 시프트 키잉(minimum shift keying)은 또한 GMSK(Gaussian Minimum Shift Keying)로서 나타낼 수 있다. 단계(116)에서, 변조된 신호는 M 심볼(M-DFT)을 가진 DFT를 이용하여 주파수 영역으로 변환된다. M-DFT는 M-IDFT에 대한 보완물(complement)로서 나타낼 수 있으며, 둘 다 단계(112)에서 수행되며, DFT 및 IDFT는 M 심볼의 수를 포함하고, DFT는 파형(시간 영역)을 스펙트럼(주파수 영역)으로 변환하고, IDFT는 스펙트럼을 파형으로 변환한다. 따라서, 필터링된 스펙트럼은 c(k)로 임시 신호가 획득되도록 단계(112)에서 시간 영역으로 임시적으로 변환된다.

단계(118)에서, 도 3에서 설명되는 바와 같이, 단계(116)의 M-DFT의 출력은 단계(116)를 수행함으로써 달성되는 스펙트럼을 반송파 매체의 원하는 주파수 부대역으로 매핑하기 위해 순환 시프트된다. 스펙트럼을 원하는 부대역으로 시프트함으로써, 액세스되는 매체의 이용 가능한 대역폭은 둘 이상의 신호를 병렬로 전송하거나 각각을 상이한 부대역에서 전송하는데 이용될 수 있다.

단계(122)에서, 시프트된 스펙트럼은 시간 영역, 예를 들어, OFDM 심볼의 데이터 시퀀스를 획득하기 위해 M-IDFT를 받기 쉽다. 단계(124)에서, 순환적 프리픽스(cyclic prefix)는 획득된 데이터 시퀀스에 추가된다. 순환적 프리픽스는 전송의 수신기 측에서 주파수 영역 등화를 위해 추가될 수 있다. 순환적 프리픽스는, 예를 들어, 단계(122)에서 신호 출력의 부분일 수 있다. 대안적으로 또는 추가적으로, 순환적 프리픽스는 적어도 부분적으로 데이터 심볼 시퀀스 a(n)의 부분, 예를 들어, 데이터 심볼 시퀀스 a(n)의 마지막 비트의 수를 포함할 수 있다. 순환적 프리픽스는 예를 들어 전송된 신호의 다중 경로에 대한 견고성을 향상시키기 위해 이용될 수 있다. 단계(126)에서, 신호는, 예를 들어, SC-FDMA 채널을 통해 전송된다.

위상 변조된 임시 시간 영역 시퀀스의 단계(116)에서 M-DFT, 단계(118)에서 순환적 시프트 및 단계(122)에서 시프트된 신호의 M-IDFT를 순차적으로 수행하는 것은 상향 변환과 동등한 것으로 설명될 수 있으려, 즉, 신호를 전송하는데 이용되는 채널의 원하는 부반송파로 시간 영역에서의 신호를 시프트한다. 상향 변환 및 동등한 단계(116, 118 및 122)는 결정 규칙에 따라 시간 영역 파형 x(k)의 M-DFT를 수행함으로써 보여질 수 있다:

여기서, X_n은 시간 영역 파형 x(k)의 스펙트럼을 나타내고, M은 최종 파형의 샘플의 수를 나타낸다.

단계(118)에서 수행된 순환적 시프트(CS)는 N 심볼의 수가 M 심볼의 수에 매핑될 수 있도록 이전의 식에서 신호의 스펙트럼을 부반송파 n에서

으로 시프트하는데 이용될 수 있으며, "mod"는 모듈로 연산자를 나타낸다.

단계(122)의 M-IDFT는 다음 식을 산출한다:

따라서, 단계(116, 118 및 122)는 대안적으로 상향 변환을 나타내는 단계(128)로서 함께 표현될 수 있다.

예를 들어 GSM(Global System for Mobile Communication) 표준에 이용될 수 있는 GMSK 변조를 SC-FDMA의 로컬화된 형태로 내장하는 것은 [18]에서 설명되는 바와 같이 파형의 더욱 완전한 평활 엔벨로프를 가능하게 할 수 있다. GSM 시스템에서, 가우시안 필터는 대역 외 방사를 감소시키기 위해 이용된다. [9, 10]에서 설명되는 바와 같이, SC-FDMA의 분산 형태와 CPM을 결합하는 방식과는 대조적으로, 방법(100)은 로컬화된 SC-FDMA에 대한 CPM을 구현한다. 추가적으로, 방법(100)은 제곱근 올림 코사인(root-raised-cosine) 필터를 이용할 수 있다.

다시 말하면, 방법(100)은 로컬화된 SC-FDMA 전송의 파형의 진폭의 변동을 감소시킨다. 단계(108)에서 반복된 스펙트럼을 필터링하면은 예를 들어 약 1.9 dB의 PAPR까지 제 1 평활화를 허용할 수 있다. 단계(114)에서 시간 영역에서의 연속적인 위상 변조를 수행하면은 약 0 dB의 PAPR까지 제 2 평활화를 허용할 수 있으며, 0 dB의 PAPR는 신호 에너지의 피크 값 및 평균 값이 일정하다는 것을 의미한다. LTE에서 구현되는 바와 같이 감소는 주파수 선택 스케줄링의 높은 유연성을 제거하지 않고 달성될 수 있다. 이것은 에너지 효율적인 전송 모드를 끊김없이(seamlessly) LTE 표준에 통합하기 위한 효과적인 가능성을 제공할 수 있으며, 따라서 소위 기계 대 기계(M2M) 통신을 위한 무선 센서 네트워크의 분야에 더 잘, 즉 더욱 효율적으로 적용될 수 있다. 게다가, 방법(100)은 광 네트워크의 분야 및/또는 위성 통신에서의 새로운 표준에 적용할 수 있다. 위성 통신에서, 예를 들어, DVB-RCS2(Digital Video Broadcast-Return Channel over Satellite-2)는 업링크에서 다중 TDMA 프로토콜 또는 방법을 이용한다. TDMA에서, "사용자"는 업링크 채널의 (아마도 정적) 타임 슬롯에 할당된다. 특히, 에너지 효율이 증가되거나 심지어 전송된 신호의 PAPR에 대해 최적화되는 경우에 SC-FDMA는 동적으로 자원 할당에 대해 높은 유연성을 가능하게 할 수 있다. 추가의 애플리케이션은 저전력 시나리오의 매체에 대한 다중 액세스, 또는 광 네트워크에서의 다중 액세스 뿐만 아니라 모바일 인프라로의 무선 센서 노드의 통합일 수 있다. 추가의 애플리케이션 분야는 음향 통신일 수 있다.

방법(100)에 의해 제공되는 바와 같이, 본 SC-FDMA의 최적화는 예를 들어 LTE-업링크 외에 다양한 애플리케이션에서 SC-FDMA의 애플리케이션을 가능하게 할 수 있다.

추가의 가능한 애플리케이션은 지금까지 TDMA(Time-Division Multiple Access) 및 WDM(Wavelength Division Multiplexing)뿐만 아니라 OFDMA이 이용되었고, 더 높은 연구에서 조사된 예를 들어 PON(passive optical networks)의 분야에서 발견되었다. 거기에서, SC-FDMA는 또한 양호한 에너지 효율을 제공할 수 있다. 지금까지, 본 방법은 이러한 접근 방식에 최적화되지 않았다. 더욱 평범한 파형으로, 동일한 전송기 및 수신기 프론트엔드가 이용되는 경우 고도의 변조가 가능할 때 변조된 레이저의 신호 전력은 더욱 높을 수 있다. 따라서, 특히, 신호의 전송 범위는 증가될 수 있다.

방법(100)은 양호한 최적의 에너지 효율이 전송된 신호의 PAPR에 대해 달성되도록 하는 방식으로 SC-FDMA 방법을 수정한다. SC-FDMA의 다른 이점, 예를 들어 높은 스펙트럼 효율, 자원의 유연한 할당 및 주파수 범위에서의 쉬운 등화(easy equalization)가 보존될 수 있다. 최적의 경우에, 전송된 파형은 파형이 송수신기의 전력 효율을 감소시킬 수 있는 전력 변동을 거의 포함하지 않도록 하는 방식으로 방법(100)에 의해 형성된다. 따라서, 전송된 신호의 제한된 피크 출력 전력, 예를 들어, 하드웨어 수단에 의한 200 mW, 예를 들어 제공될 증폭기의 최대 전력, 또는 스펙트럼 라이센스 조건, 예를 들어 무선 매체로 전송되는 최대 피크 또는 평균 신호 전력은 더욱 효율적으로 이용될 수 있다.

[13, 14]에서 설명되는 바와 같이, 전통적인 시간 영역 GMSK 단일 반송파 전송기를 검토하면, (직렬) 데이터 심볼 시퀀스 a(n)가 단계(106)에서 달성되는 바와 같이 업샘플링되고, 업샘플링된 신호 b(k)를 산출하고, 각각 반복된 스펙트럼 b(k)의 시간 영역 표현을 산출한다. 시간 영역에서의 가우스 필터 후, 필터링된 신호 c(k)가 획득된다. 가우시안 필터는 어떤 메모리, 즉 k = 1, 2, ..., k > F·N을 가진 유한 임펄스 응답(FIR)을 이용하여 근사화될 수 있다, 그 다음, c(k)는 먼저 축적되는 MSK(minimum shift keying) 변조기로 전달된다. 생성된 위상은 결정 규칙에 의해 결정될 수 있다:

이는 그 후 결정 규칙에 따라 복소 진폭에 삽입될 수 있다:

동위상 신호 I 및 직교 위상 신호 Q는 동일한 위상에 의해 공급되지만, 90⁰ 시프트하여, 코사인, 각각 사인 연산자에 의해 생성되고, 시퀀스를 원하는 중심 주파수로 상향 변환할 경우에 SSB(single side band) 변조를 산출한다. 이것은 아날로그 IQ 변조기를 이용하여 수행될 수 있다.

방법(100)은 복소 값 신호 처리를 이용하여 SC-FDMA 매체를 통해 신호를 전송함으로 이를 구현할 수 있다. 조합된 단계(128)에서, GMSK 기저 대역 신호는 디지털로 합성된 OFDM 부반송파 신호와 샘플마다 승산된다. 단계(122)는 시간 영역에서 길이 M의 윈도우를 적용하도록 구성된다. 따라서, 방법(100)은 주파수 영역에서 GMSK에 대한 등가의 신호 처리를 구현할 수 있다. 단계(104)에서, 데이터 시퀀스 a(n)는 N-DFT에 공급된다.

단계(108)에서 필터링된 스펙트럼의 형성은 주파수 영역에서, 필터, 예를 들어, 가우시안 필터, 블랙맨 윈도우 또는 해밍 윈도우를 적용하여 수행될 수 있다. 필터의 각각의 파라미터는 예를 들어 R≤N인 실행 인덱스 s = [-R, ..., R]를 가진 벡터를 정의하고, 다음의 식을 풀이함으로써 계산될 수 있다.

n = 1, 2,..., 2R + 1, BT는 대역폭-시간 곱을 나타낸다. 대역폭-시간 곱은 필터의 기울기의 경사를 나타낼 수 있다. 큰 대역폭-시간 곱은 대역외 왜곡의 감소를 위해 점유된 대역폭 증가로 이어질 수 있다. 대역폭-시간 곱은 예를 들어 약 0.2, 0.3, 0.4 또는 0.5 이하의 다른 값일 수 있다. GMSK가 비선형 SSB 위상 변조, 각각 위상

및 복소 진폭 x(k)을 구현할 때, 동 위상 신호 I 및 직교 위상 신호 Q를 축적하고 생성하는 두 기능은 비선형성으로 인해 시간 영역에서 더 잘 실현될 수 있다. 시간 영역에서 I 및 Q를 계산하면은 계산력을 덜 필요로 하고/하거나 더 정확한 결과치를 제공할 수 있다. 따라서, 단계(114)에서의 MSK 변조는 시간 영역에서 수행되고, 단계(108)의 출력인 필터링된 스펙트럼을 단계(112)의 시간 영역으로 변환함으로써 가능해진다.

SSB 위상 변조가 비선형 프로세스이기 때문에 GMSK를 수행하면은 인접한 채널 간섭으로 이어질 수 있으며, 따라서 주파수 영역에서 왜곡을 유발시킬 수 있다. 단계(108)에서 필터링된 스펙트럼의 형성에 의해 수행될 수 있을 때, GMSK 변조기의 입력이 주파수 영역 내에 한정될지라도, 대역 내의 부반송파 사이의 4개의 웨이브 혼합은 대역외 간섭을 생성할 수 있다. 이러한 간섭은 전체적으로 범위 s=[-R, ..., R] 외부를 감쇠시킬 수 있는 주파수 영역에서 선택적 변조후(post-modulation) 필터에 의해 신호 전력을 보정함으로써 절단될 수 있다.

방법(100)은 주파수 영역 필터링 후이지만, 시간 영역 내에서 간섭을 감소시킬 수 있는 GMSK 변조기를 구현한다. 신호 c(k)가 단계(114)에서 MSK 변조기에 공급되기 전에, 신호 c(k)는 양호한 변조를 가능하게 하기 위한 단위 피크 진폭(unit peak amplitude), 즉 생성된 신호의 낮은 PAPR로 정규화될 수 있다.

다음에는, 방법(1000)의 개략적인 블록도가 설명되고, 부분적으로 LTE 전송기에서의 LTE 표준에 따라 심볼 데이터 시퀀스 a(n)의 전송을 나타낸다. 단계(102)와 동일한 단계(1002)에서, 데이터 심볼 시퀀스 a(n)가 제공된다. 단계(104)와 동일한 단계(1004)에서, 데이터 심볼 시퀀스 a(n)는 N-DFT를 통해 전달된다. 단계(105)와 동일한 단계(1005)에서, N 부반송파의 수는 M 부반송파의 수에 매핑된다. 단계(118)와 동일한 단계(1018)에서, 단계(1004)에 의해 획득된 스펙트럼은 순환 시프트(CS)를 이용하여 원하는 주파수 부대역에 직접 매핑된다. 단계(122)와 동일한 단계(1022)에서, 스펙트럼은 단계(124)와 동일한 단계(1024)에서 순환 프리픽스에 의해 추가되는 신호를 획득하기 위해 M-IDFT를 통해 전달된다. 순환 프리픽스를 포함하는 신호는 단계(126)와 동일한 단계(1026)로 전송된다. 따라서, 방법(100)은 또한 LTE에서 SC-FDMA 전송기를 위한 향상된 방법으로서 이해될 수 있다.

[5]에서 설명되는 바와 같이, 사용자 및 높은 시스템 용량마다 가변적인 대역폭(scalable bandwidth) 외에, SC-FDMA는 다수의 부반송파의 중첩에 기초하여 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA) 시스템에 비해 더 좋은 에너지 효율을 가능하게 할 수 있는 낮은 PAPR을 포함할 수 있다.

SC-FDMA 파형은 주파수 영역으로 합성될 수 있다. 데이터는 이산 푸리에 변환(DFT)을 통해 전달되며, 출력은 주파수 영역에서 원하는 부대역으로 매핑되고, 신호는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 전송기로 공급된다. 이것은 또한 DFT 확산 OFDM[6]으로 나타낼 수 있다.

다음에는, [7, 11]에서 제시된 바와 같이 신호를 전송하기 위한 방법(1100)의 개략적인 블록도가 설명된다. 방법(1100)은 데이터 심볼 시퀀스 a(n)가 제공되는 단계(1102)와, N-DFT가 단계(104)와 동일한 단계(1104)를 포함한다. 방법(1100)은 주파수 영역에서 F번 동안 단계(1104)에 의해 달성된 스펙트럼을 반복하기 위한 단계(106)와 동일할 수 있는 단계(1106)를 더 포함한다. 방법(1100)은 반복된 스펙트에서 필터링된 스펙트럼을 형성하기 위한 단계(108)와 동일한 단계(1108)를 포함한다. 방법(1000)은 단계(118)와 동일한 단계(1118), 단계(122)와 동일한 단계(1122), 순환적 프리픽스를 추가하기 위한 단계(124)와 동일한 단계(1124)와, 신호를 전송하기 위한 방법(100)의 단계(126)와 동일한 단계(1126)를 더 포함한다.

따라서, 방법(1100)은 주파수 영역에서 필터링된 직교 진폭 변조(QAM)의 합성을 요약한다. 다시 말하면, 먼저 데이터 심볼 시퀀스 a(n)는 N-DFT를 통해 전달된다(단계(1104)). 단계(105)와 동일한 단계(1105)에서, N 부반송파의 수는 M 부반송파의 수에 매핑된다. 출력은 주파수 영역에서 반복된다(단계(1106)). 그 다음, 신호는 주파수 영역에서 필터링되고(단계(1108)), CS를 이용하여 원하는 중심 부반송파 Ncenter로 상향 변환된다(단계(1118)). 최종적으로, [7, 11]에 설명되는 바와 같이, 신호는 M-IDFT(1122)를 통해 전달되고, CP는 추가된다(단계(1124)). 필터링된 QAM 전송(방법(1100))에서, 반송파 매핑은 LTE Release 8(방법(1000))에 비해 수정된다. 이런 방식으로, [11]에서 설명되는 바와 같이, 파형은 시간 영역 처리에 비교될 수 있다.

방법(1100)에서 필터링된 π/2 BPSK를 이용하여, 전송된 PAPR은 LTE Release 8-10에서 약 5 dB에서 약 1.9 dB로 감소될 수 있다. 이에 반해, 방법(100)은 시간 영역에서 연속적인 위상 변조를 구현함으로써 0 dB까지의 PAPR을 허용한다.

두 방법(100 및 1100)은 방법(1000)에 비해 약 20% 더 높을 수 있는 증가된 대역폭을 필요로 한다. 게다가, GMSK에 대해, 테일 비트(tail bit)는 정확한 복조를 보장하기 위해 필요로 할 수 있다. 도 2에서 설명되는 바와 같이. 위상 변조된 신호를 복조하는 것은 예를 들어 π/2 처럼 피연산자에 대해 모호함(ambiguity)으로 이어질 수 있는 아크탄젠트 연산을 결정함으로써 수행될 수 있다. 테일 비트를 추가함으로써, 수신된 신호의 제 1 비트의 정확한 복조는 후속 비트의 디코딩을 가능하게 함으로써 가능하게 될 수 있다.

GMSK를 이용하는 방법(100)의 이점은 0dB과 같이 낮은 PAPR이 달성될 수 있도록 PAPR을 더욱 감소시킨다.

다시 말하면, 단계(114)에서 MSK 변조기의 연속 위상 변조(CPM)의 엔벨로프는 평평하거나 심지어 완전히 평평할 수 있다. GMSK(Gaussian minimum-shift keying)는 2세대(2G) 모바일 네트워크에서의 CPM 방식을 나타낸다. CPM 방식은 또한 IFDMA(interleaved frequency division multiple access)로 알려진 SC-FDMA의 분산 형태를 이용하는 [9 10]에 설명된다. 그러나, 대부분의 센서는 고정되어 있을 수 있으며, 즉, 다중 경로 채널은 정적일 수 있고, 주파수 선택적 스케줄링은 신호를 분산하는 것에 비해 성능을 향상시킬 수 있다. 더욱이, 주파수 영역에서 로컬화된 파형은 감소된 샘플링 레이트로 쉽게 처리될 수 있다. 많은 응용의 경우, 방법(100)에서와 같이 로컬화된 SC-FDMA는 데이터 심볼이 연속 부반송파에 걸쳐 분산되고, IFDMA에서와 같이 전체 대역폭에 걸쳐 확산되지 않기 때문에 바람직할 수 있다[5].

방법(100)은 로컬화된 SC-FDMA를 위한 에너지 효율적인 방식을 보여준다. 새로운 모드는 특히 저전력 시나리오로 제한되지 않는 저전력 시나리오의 성능 향상을 위한 LTE 업링크의 역방향 호환 가능한 확장으로 구현될 수 있다.

SC-FDMA는 직렬 변조에 관한 것이며, 이러한 관계는 거의 명백하지 않을 수 있다. 직관(intuition)을 위해, OFDM 전송기에서의 DFT 및 역 이산 푸리에 변환(IDFT)은 동일한 크기를 갖는 것으로 추정될 수 있다. 이 경우에, DFT, 반송파 매핑 및 IDFT는 직렬 변조된 반송파를 산출하는데 필요치 않다.

DFT가 작은 경우, 즉, 적은 심볼을 포함하는 경우, 신호 대역폭은 감소된다. 그 후, 이용되지 않는 부반송파의 진폭이 0으로 설정될 수 있기 때문에, LTE에서의 매핑은 주파수 영역에서 직사각형 필터로 간주될 수 있다. 그 결과는 시간 영역에서 아마 심한 왜곡이 있을 수 있다. 분명히, 엔벨로프는 양호한 필터링이 이용되는 경우에 더 평활할 수 있다. 작은 롤오프 인수를 가진 제곱근 올림 코사인(RRC) 필터는 [7]에서 제안된다. OFDM 전송기 후의 필터링은 [8]에서 연구된다. 이러한 필터는 LTE에서 이용되지 않는다.

직교 진폭 변조(QAM)를 이용하는 직렬 파형은 아마도 심볼 성상(constellation) 사이의 원점(I 축 및 Q 축의 교차점)을 횡단한다. 이러한 횡단은 엔벨로프 변동에 기여한다. LTE의 경우, 위상이 심볼로부터 심볼로 π/2만큼 회전되는 π/2 이진 위상 시프트 키잉(BPSK)이 논의되었다.

[9, 10]과 비교하면, 단계(114)에서의 MSK 변조는 단계(104)에서의 N-DFT, 단계(106)에서의 주파수 영역의 반복, 단계(108)에서의 주파수 영역의 필터링 및 주파수 영역에서의 보다 효율적인 필터링을 가능하게 하는 단계(112)의 M-IDFT 후에 수행된다.

다시 말하면, 도 1은 더욱 높은 에너지 효율을 향한 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속 전송기의 에볼루션의 논리를 도시한다. LTE Release 8로부터 시작하면(방법(1000)), 필터링된 π/2 BPSK 및 QAM에 대해, 반복 및 후속 제곱근 올림 코사인(RRC) 필터링은 주파수 영역에 적용된다(방법(100)). 아마도 완전히 평평한 엔벨로프는 GMSK(방법(100))을 이용하여 도달된다. 따라서, MSK 변조기는 (단계(108)를 수행하는) 가우시안 필터 후 시간 영역에 삽입된다. 변조(단계(114))는 주파수 영역에서 등가물(equivalent)이 간단하지 않은 누적 및 비선형 위상 변조를 수행한다. 최종적으로, 원하는 자원 블록에 대한 순환적 시프트(단계(118))가 적용되고, 신호가 IDFT에 공급되며(단계(122)), 순환적 프리픽스 CP(단계(124))가 추가된다. 방법(100)에 의해, 에너지 효율적인 변조 및 주파수 영역 필터링은 LTE 이동 통신 표준에서 널리 이용되는 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속의 로컬화된 형태로 통합된다.

두 방식, 즉 방법(100 및(1100)은 엔벨로프 변동을 상당히 감소시켜 이에 따라 높은 에너지 효율을 허용했다. GMSK를 이용하여, 피크 대 평균 전력비는 0dB까지 감소될 수 있다. 필터링된 π/2-BPSK에 대해, 1.9 dB의 PAPR이 도달될 수 있다. 두 경우에, 20% 이상의 대역폭이 점유된다. 변조가 매우 견고할 수 있으므로 변조후 필터는 생략될 수 있다. 복잡성은 LTE에 비해 미미하게 증가될 수 있지만, 수신기 감도는 거의 유지된다. 방식은 매우 낮은 신호 대 잡음 비에서 동작하면서 다수의 단말기가 스펙트럼을 공유 여러 응용에 흥미가 있다.

단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA)은 주파수 영역에서 단순화된 등화 및 유연한 다중 사용자 스케줄링을 가능하게 할 수 있다. 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA)에 비해, 그것은 동일한 대역폭에서 엔벨로프 변동을 감소시킬 수 있다. SC-FDMA는 스펙트럼 효율에 초점이 맞추어지는 이동 통신에 널리 이용된다. 방법(100)은 더 양호한 에너지 효율을 향해 에볼루션을 가능하게 할 수 있다. 다시 말하면, 방법(100)은 에너지 효율적인 변조 및 주파수 영역 필터링을 조합한 전송 방식을 제공한다. GMSK(Gaussian minimum-shift keying) 및 필터링된 π/2 BPSK(binary phase-shift keying)를 이용하여, 피크 대 평균 전력비(PAPR)는 각각 0 및 1.9 dB 까지 감소될 수 있지만, 수신기 측에서의 불이익은 무시될 수 있다.

에너지 효율적인 다중 접속은 많은 저전력 응용의 목표이다. 무선 센서 노드는 오랜 시간 동안 배터리 전원으로 동작하도록 되어있다. 이러한 노드를 모바일 네트워크 [1]에 연결하기 위해, 에너지 효율적인 전송이 필요하다. 이는 FTTH(fiber to the home)에 대한 수동형 광 네트워크(PON)에 다중 접속을 위해 보유한다. 다중 사용자 신호가 수동형 광섬유 결합기에서 집계되고, 중앙 오피스에 공동으로 공급된다[2]. 위성(RCS)을 통한 리턴 채널에서, 다수의 사용자는 동시에 제공된다[3]. 수신된 신호는 저비용 전송기, 작은 접시 안테나 및 위성에 대한 먼 거리로 인해 불량하다. 방법(100)을 구현함으로써, 이러한 불량한 신호는 낮은 PAPR에 의해 양호한 품질로 전송될 수 있다.

낮은 PAPR의 이점은 전송기에서 높은 변조 지수로 전환될 수 있다. 전반적으로, 높은 에너지 효율이 실현될 수 있다.

설명된 전송 모드는 제곱근 올림 코사인 필터링(도 1)과 조합한 π/2 BPSK 변조에 의해 [1]에서 설명된 방법의 확장에 관한 것이다. 이러한 구성은 약 1.9 dB의 낮은 피크 대 평균 전력비(PAPR)를 가능하게 할 수 있다.

상술한 방법(100)은 로컬화된 SC-FDMA 신호에 기초하며, 이에 의해 [18]에서 언급된 이점을 포함하는 최대 모두의 이용된 부반송파는 쌍으로 인접할 수 있다. 이러한 이점 중 하나는 LTE-표준이 방법(100)의 구현을 지원한다는 것이다. 이것은 직접 LTE로 통합 가능한 방법(100)에서 얻을 수 있다. 예를 들어 장치, 예를 들어, 수신기 및/또는 전송기가 방법(100)을 구현하기 위해 구성될 수 있도록 통합은 수행될 수 있다. 방법(100)을 구현하기 위한 장치의 구성은 예를 들어 방법(100)의 프로그램 단계를 FPGA, ROM, PROM, EPROM, EEPROM 또는 FLASH 메모리와 같은 장치의 메모리로 프로그래밍함으로써 실현될 수 있다, 따라서, LTE를 구현하기 위해 이용된 하드웨어는 또한 방법(100)을 구현하는 데 이용될 수 있다.

도 2는 SC-FDMA 신호를 수신하기 위한 진보된 방법(200)의 개략도를 도시한다. 도 2는 또한 LTE Standard Release 8-10에 따라 신호를 수신하기 위한 방법(2000)의 개략도와 LTE Standard에 비해 향상된 방법에 따라 신호를 수신하기 위한 방법(2100)의 개략도를 도시한다.

먼저, 방법(200)이 상세하게 설명된다. 그 후, 방법(2000 및 2100)이 설명되고, 방법(200)과 비교된다.

방법(200)은 예를 들어 방법(100)을 이용하여 전송된 신호를 수신하기 위해 적용될 수 있다. 단계(201)에서, OFDM 심볼을 포함하는 SC-FDMA 신호와 같은 신호는 예를 들어 LTE 셀룰러 폰 또는 모바일 센서와 같은 이동 장치의 안테나에 의해 수신된다. 단계(202)에서, 순환적 프리픽스는 수신된 신호로부터 제거된다. 단계(204)에서, M-DFT는 예를 들어 OFDM에 대해 위상 변조된 신호의 스펙트럼, 즉, 주파수 영역 표현을 획득하기 위해 수행된다. 단계(206)에서, 위상 변조된 신호의 스펙트럼은 원하는 사용자의 신호가 시스템 대역폭 내의 할당된 부대역으로부터 추출되도록 이용되는 역 순환적 시프트의 측면에서 디매핑된다. 단계(208)에서, 사용자 마스크는 특정 사용자에게 할당된 이러한 부반송파와 다른 모든 부반송파가 0으로 설정되도록 스펙트럼에 적용된다. SC-FDMA가 공유된 매체 채널에 액세스하기 위해 센서 노드와 같은 둘 이상의 사용자 또는 통신 피어(peer)를 허용함에 따라, 전용 수신기 또는 수신 피어는 지정된 피어에 할당되는 이러한 신호 또는 데이터를 위해 선택해야 한다. 상술한 바와 같이, 자원의 할당은 LTE에서 동적으로 수행될 수 있다. 모든 다른 값을 0으로 설정함으로써, 전용 수신기에 할당되지 않은 이러한 신호 및/또는 데이터는 계산적 노력이 감소될 수 있도록, 추가 처리를 위해 무시된다.

단계(212)에서, 각각의 사용자에 대해, 주파수 영역 등화는 원하는 사용자를 위해 추정된 통신 시스템의 채널에 기초하여 수행된다. 단계(214)에서, M-IDFT는 등화된 스펙트럼을 시간 영역으로 변환하는데 이용된다. 단계(216)에서, 이러한 시간 영역 신호 y(k)는 결정 규칙에 따라 위상을 계산하는데 이용되는 실수부 및 허수부, I_y(k) 및 Q_y(k)로 분해된다:

아크탄젠트 함수의 모호함은 위상 모호함을 유발시키고, π/2에서 -π/2로 또는 그 역으로의 위상 점프를 포함하는

를 산출할 수 있다. 언래핑(unwrapping) 알고리즘은 연속적인 위상을 획득하기 위해 이용될 수 있다. 전송된 신호 c(k)의 유도체 c_y(k)는 결정 규칙에 따라 계산될 수 있다:

후속 위상 값이 각각 이전의 위상에 의존함에 따라, k = 1에서 유도체 c_y(k)를 보정함으로써, 디코딩 중에 연속성을 보장하고, 아크탄젠트 함수의 모호함으로 인해 유발된 디코딩 에러를 방지할 수 있다. 단계(218)에서, 유도체 c_y(k)는 M-DFT에 공급되며, 따라서 주파수 영역으로 변환된다. 단계(214)가 스펙트럼에서 신호를 획득하기 위해 등화된 스펙트럼을 시간 영역으로 변환하기 위해 이용되고, 그 다음에 단계(216)에서 복조된 후 주파수 영역으로 다시 전송되는 경우, 단계(214)에서 생성된 시간 영역 신호는 복조를 수행하기 위한 시간 영역으로 임시로 변환될 때 (단계(214) 후에) 임시 위상 변조되거나 (단계(216) 후에) 임시 복조된 신호로 나타낼 수 있다. 단계(222)에서, 정합된 필터, 예를 들어, 가우시안 필터는 단계(218)에서 생성된 스펙트럼에 적용된다. 정합된 필터는 방법(100)의 반송파 매핑에 대한 역 동작의 적어도 일부분일 수 있다. N이 M보다 작은 경우에, 단계(224)에서, 동일한 N-IDFT의 입력 신호에 기여하는 주파수 영역에서의 중복 부반송파 신호의 일부 또는 모두는 초기에 전송된 데이터 심볼 시퀀스 a(n)의 올바른 재구성을 가능하게 하도록 단계(222)에서 형성된 스펙트럼에 추가된다. 이것은 단계(226)에서의 N-IDFT 및 단계(228)에서의 심볼 디매핑을 수행함으로써 달성될 수 있다. 단계(222 및 224)는 중복 정보를 포함하는 부반송파 신호가 전송 신호의 비트 에러율을 줄이기 위해 합산될 수 있는 최대비 결합으로 함께 표시될 수 있다.

예를 들어, MATLAB에서의 방법(200)의 구현은 복조된 파형의 시작 및 끝에서 빈번한 에러를 보여줄 수 있다. 에러는 단계(208)에서 적용된 사용자 마스크에 관련될 수 있다. 사용자 마스크는 시간 영역에서 일시적인 효과 및 에러를 일으키는 주파수 영역에서의 직사각형 필터로 간주될 수 있다. 모든 바람직하지 않은 값이 단순히 0으로 설정될 때, 이것은 함수의 높은 또는 심지어 무한 경사 가장자리(high or even infinite gradient edge)를 가진 과도 함수로서 간주될 수 있다. 이러한 효과는 또한 2G 모바일 네트워크에서 관찰할 수 있다. 이들은 전송될 데이터의 부분이 아닌 시퀀스 a(n)의 제 1 및 마지막 비트에 대한 (추가적인) 테일 비트를 도입함으로써 생략될 수 있다. 수신 또는 디코딩 중에 이러한 테일 비트의 왜곡은 데이터 심볼 시퀀스 a(n)의 정보가 방해받지 않거나 영향받지 않게 할 수 있다.

방법(200)을 수행함으로써, 예를 들어, 방법(100)에 의해 인코딩 및/또는 변조되고, SC-FDMA를 통해 전송되는 데이터 심볼 시퀀스 a(n)는 수신기에 의해 수신되고, 재구성되며, 처리될 수 있다.

수신기에서, 다수의 사용자에 의해 전체 시스템 대역폭을 공유하는 것은 주파수 영역 및 후속 N-IDFT에서 중복 정보의 최대비 결합을 이용하여 단순화될 수 있다. 이러한 방식으로, 성능은 LTE에 적용된 직접 매핑에 비해 0.2 dB 내에 있을 수 있다.

방법(200)은 방법(100)에 따라 획득되고 전송되는 신호의 수신을 수행하도록 구성된다. 방법(100)처럼, 방법(200)은 하드웨어 구성 요소가 방법(100) 외에 또는 대안적으로 방법(200)을 구현하도록 구성되거나 프로그래밍될 수 있도록 LTE 표준으로 통합될 수 있다.

방법(2000)은 LTE 표준에 이용되는 신호를 수신하기 위한 방법을 도시한다. LTE에서, 단계(201)와 동일한 단계(2201)에서의 신호를 수신하고, 단계(202)와 동일한 단계(2202)에서의 순환적 프리픽스를 제거하고, 단계(204)와 동일한 단계(2004)에서의 M-DFT를 수행하고, 단계(206)와 동일한 단계(2006)에서의 역 순환적 시프트를 수행하고, 단계(208)와 동일한 단계(2008)에서의 사용자 마스크를 적용하며, 단계(212)와 동일한 단계(2012)에서의 주파수 영역 등화를 수행한 후, 신호는 이제 직접 단계(226)와 동일한 단계(2026)에서의 N-IDFT로 플러그(plug)된다. 단계(228)와 동일한 단계(2028)에서, 신호는 데이터 심볼 시퀀스 a(n)를 획득하기 위해 디매핑된다. 방법(2000)은 방법(1000)에 의해 전송되는 데이터 심볼 시퀀스 a(n)를 재구성하도록 구성된다. 다시 말하면, 방법(200)에서의 GMSK 수신을 위해, MSK 복조기는 시간 영역에서 삽입될 수 있다. 주파수 영역 등화 후에, 부반송파 n = 1, 2, ..., R + 1, 및 n = M - R 상의 신호가 이용되지만, 신호는 또한 0이다.

방법(1100)에 대한 보완으로서, 방법(2100)은 예를 들어 방법(1100)에 의해 전송되는 데이터 심볼 시퀀스 a(n)의 재구성을 허용한다. 방법(2000)과 비교하면, 수신된 신호는 N보다 많은 부반송파를 통해 확산된다. 방법(2100)은 또한 필터링된 π/2 BPSK 수신기 또는 필터링된 QAM 수신기에 대해 필터링된 π/2 BPSK 또는 QAM 방법으로서 나타낼 수 있다. 먼저, 예를 들어, 방법(100)의 단계(104)를 수행함으로써 획득될 수 있는 신호의 전송기에서 수행되는 N-DFT의 출력 신호는 대응하는 전송기에서 단계(2001, 2002 및 2004)에 따라 재구성된다. 방법(2100)의 제 1 처리 단계는 단계(2012)에서의 주파수 영역 등화까지 방법(2000)의 제 1 처리 단계와 동일한 것으로 간주될 수 있다.

단계(2122)에서, 주파수 영역 등화 후에, 정합된 필터는 적용되거나 삽입된다. 단계(2122)에서의 등화된 스펙트럼에 적용되는 정합된 필터는, 예를 들어, 정합된 제곱근 올림 코사인 필터일 수 있다. 단계(214)와 동일한 단계(2124)에서, 중복 부반송파 신호가 추가된다. 도 4에서 설명되는 바와 같이, 두 동작, 즉 단계(2122) 및 단계(2124)는 최대비 결합으로 간주될 수 있다. [11]에 설명되는 바와 같이, 단계(226)와 동일한 단계(2126)에서, 단계(2124)의 각각 최대비 결합의 결과는 N-IDFT로 공급된다. 단계(228)와 동일한 단계(2128)에서, 심볼 디매핑은 데이터 심볼 시퀀스 a(n)를 획득하기 위해 수행된다.

방법(200, 2000 및 2100)에서의 방법(100, 1000 및/또는 1100)의 역 동작을 이용하여, 방법(100, 1000 및 1100)을 구현하도록 구성되는 대응하는 수신기 대 전송기가 획득될 수 있다. 다시 말하면, 도 2는 LTE(방법(2000))에서 시작하는 SC-FDMA 수신기의 에볼루션을 보여준다. 필터링된 QAM(예를 들어 방법(2100))에 대해, 각각의 단계에서 정합된 필터와, 주파수 영역에서 중복 정보를 반송하는 모든 부반송파를 통한 합산으로 구성되는 최대비 결합 유닛이 삽입된다. GMSK(방법(200))에 대해, MSK 복조기는 시간 영역에서 실현된다. 따라서, 추가적인 M-IDFT 및 M-DFT 단계는 삽입되어 이들 사이에 복조 단계(216)를 배치한다.

도 3은 SC-FDMA에 따라 특정 반송파 매핑을 위해 방법(100, 1000, 1100)에서 이용되는 순환적 시프트(단계(118, 1018))를 포함하는 주파수 영역에서 필터링된 신호 생성, 예를 들어, 필터링된 QAM의 예시적인 개략도를 도시한다.

(인덱스 1을 갖는) N-DFT 출력 벡터의 직류(DC) 부반송파는 먼저 M-IDFT의 DC로 매핑된다. 그 후, 두 블록

및

은 처음과 마지막 부반송파(방법(100)의 단계(105))로 매핑된다. 주파수 영역에서의 주기적인 복제(방법(100)의 단계(106))는 다음에 도 1에서 설며된 바와 같이 주파수 영역에서의 업샘플링을 에뮬레이트하기 위해 추가되고, 주파수 영역 필터가 적용된다(단계(108)). 최종적으로, 신호는 중심 부반송파 상으로 변조된다(단계(118)). 다시 말하면, 도 3은 또한 필터링된 QAM 수신기에 이용될 수 있는 방법(100)에 대한 수정된 반송파 매핑을 도시한다. 단계(104)는 N-DFT의 출력을 나타내고, 단계(105)는 부반송파 매핑을 나타내고, 단계(106)는 M 부반송파 상으로의 N 신호의 매핑을 나타내고, 단계(108)는 필터 스펙트럼과의 스펙트럼 반복과 승산을 나타내며, 단계(118)는 원하는 부대역 상으로의 순환적 시프트를 나타낸다.

도 4는 방법(200)에서 수행되는 최대비 결합의 상세도를 도시한다. 최대비 결합은 도 3에 도시된 신호 생성(단계(105, 106 및 108))에 대한 역 연산일 수 있다. 단계(206)에서 역 순환 시프트를 수행함으로써, 단계(204)에서 M-DFT에 의해 획득된 수신 신호의 스펙트럼은 예를 들어 시스템 대역폭 내에서 방법(100)에 의해할당되는 (할당된) 부대역으로부터 디매핑된다. 상술한 바와 같이, 모든 다른 부반송파는 사용자 마스크에 0으로 설정될 수 있다. 단계(222 및 224)로 최대비 결합을 수행함으로써, 예를 들어, 단계(104)에 의해 획득될 수 있는 신호의 스펙트럼은 재구성될 수 있다. 최대비 결합으로부터 생성된 스펙트럼은 단계(226)에서 N-IDFT로 될 수 있다.

도 5a-d는 상이한 변조 방법에 의해 획득되는 파형의 비교를 도시한다. 각각의 도 5a-d는 도면의 좌측에 복소값 파형의 실수 값, 및 각 도면의 합 평면의 우측에 복소 평면의 대응하는 트레이스를 보여준다.

도 5a는 π/2 BPSK 변조로 로컬화된 SC-FDMA의 엔벨로프(14a) 및 대응하는 트레이스를 가진 파형의 실수 값을 도시한다. 이러한 파형은 전력 효율적인 파형이다. 이러한 파형은 초기에 논의되었지만, LET 표준에서 아직 채택되지 않았다.

도 5b는 [7]에서 설명되는 것보다 상당히 큰 0.7의 롤오프 인수를 가진 RRC 필터링된 BPSK를 이용하여 변조된 신호의 엔벨로프(14b) 및 대응하는 트레이스를 가진 파형의 실수 값을 도시한다. 상세 사항에서, 도 5b는 BPSK 변조를 이용하여 RRC 필터링된 로컬화된 SC-FDMA를 도시한다. [11]에서 설명되는 바와 같이, 필터링된 데이터 시퀀스는 엔벨로프(14b)와 동일하다. 이것은 대부분의 시간에, 진폭이 작은 범위 내에 있고, 따라서 낮은 변동이지만 심볼 간 성상 변화 중에 영 교차가있다는 것을 의미한다. 따라서, 신호의 엔벨로프(14b)는 일정하지 않고, 어떤 변동이 남아 있다.

도 5c는 π/2 BPSK 변조 및 롤오프 인수 α= 0.7을 이용하는 RRC 필터링된 SC-FDMA를 이용하여 변조된 신호의 엔벨로프(14c) 및 대응하는 트레이스를 가진 파형의 실수 값을 도시하며, 이러한 파형은 엔벨로프(14b)에 비해 엔벨로프(14c)의 엔벨로프 변동을 더 감소시킨다.

도 5d는 2G 모바일 네트워크에서처럼 0.3의 대역폭-시간 곱을 이용하여 GMSK 변조된 로컬화된 SC-FDMA 파형의 실수 값을 도시한다. GMSK를 도입함으로써, 파형의 거의 일정한 엔벨로프(14d)가 획득될 수 있다. 이것은 방법(100)을 수행함으로써 획득될 수 있는 바와 같이, 로컬화된 SC-FDMA 프레임워크에 GMSK를 (끊김없이) 통합함으로써 달성될 수 있다.

도 5a-d의 트레이스는 도 5a에서 도 5d까지의 대응하는 트레이스 다이어그램의 중심(제로)에서의 트레이스의 감소된 수를 나타낸다.

도 6은 여러 파형에 대한 피크 대 평균 전력비(PAPR) 통계의 비교를 도시한다. 그래프 1은 (도 5a에 도시된) π/2-BPSK를 이용하는 SC-FDMA에 대응한다. 그래프 2는 (도 5b에 도시된) BPSK를 이용하는 RRC-SC-FDMA에 대응한다. 그래프 3은 (도 5c에 도시된) π/2-BPSK를 이용하는 RRC-SC-FDMA에 대응한다. 그래프 4는 (도 5d에 도시된) GMSK를 이용하는 SC-FDMA에 대응한다. 그래프 5는 BPSK를 이용하는 SC-FDMA에 대응한다. 그래프 6은 BPSK를 이용하는 OFDMA에 대응한다. PAPR은 2개의 연속적 자원 블록에서 로컬화된 SC-FDMA에 대해 도시된다. 가로 좌표는 dB에서 PAPR을 나타내고, 세로 좌표는 대응하는 가로 좌표에 대한 PAPR보다 작은 PAPR의 확률을 나타낸다.

그래프 1, 2, 3 및 4는 도 5a, 5b, 5c 및 5d의 파형에 대응한다. 그래프 5는 BPSK를 가진 SC-FDMA에 대한 결과를 보여주고, 그래프 6은 BPSK를 가진 OFDMA에 대한 결과를 보여준다. (도 5d에 대응하고, 방법(100)에 대한 결과를 도시하는) 그래프 4는 일정한 진폭을 가진 전송된 신호를 의미하는 약 0dB까지의 PAPR을 포함할 수 있다. 이것은 도 5d에서 엔벨로프(14d)의 평탄도를 참조하여 알 수 있다. 게다가, 도 5a-d의 도시된 트레이스 내에 위치되는 트레이스의 감소로, PAPR은 이에 따라 감소된다.

OFDMA(그래프 6)에 비해, 엔벨로프 변동이 감소될지라도, SC-FDMA에서의 π/2-BPSK(그래프 1)에 대한 누적 PAPR 통계의 99%는 여전히 약 5dB이다. 이것은 그래프 1를 그래프 5에 비교할 경우에 보여질 수 있으며, 그래프 5는 LTE Standard Release 8-10에 대한 결과를 보여준다. 실질적인 백오프(back-off)는 여전히 비선형 왜곡을 피하기 위해 필요할 수 있다. π/2 BPSK를 가진 SC-FDMA는 그래프 5 및 6에 비해 감소를 허용한다. 파형의 제로 크로싱(zero crossing)으로 인해, 도 5b에서 알 수 있는 필터링된 BPSK의 경우, 엔벨로프는 일정하지 않고, 어떤 변동이 남아있다. 모두 함께, 누적 PAPR 통계의 99%는 이런 방식으로 약 3.5 dB이다(그래프 2). 도 5c 및 그래프 3에 도시된 바와 같이, RRC 필터로 필터링되는 π/2 BPSK를 필터링하면은 이러한 엔벨로프 변동이 감소될 수 있다. 도 5d 및 도 6의 그래프 4에 도시된 바와 같이, GMSK를 수행하는 것은 거의 일정한 진폭을 생성시킬 수 있고, 여기서 PAPR은 거의 0 dB이다.

도 7은 SC-FDMA의 피크 대 평균 전력비의 예시적인 수량을 가진 표를 도시한다. 라인은 데이터 심볼 시퀀스를 변조하는데 이용될 수 있는 상이한 변조 타입에 대한 결과를 나타낸다. 행은 LTE 및 필터링된 SC-FDMA에 이용될 시에 OFDMA, SC-FDMA에 대한 결과를 나타낸다. SC-FDMA는 OFDMA에 비해 PAPR의 개선을 나타내는 것을 알 수 있으며, 이런 개선은 필터링된 SC-FDMA를 구현함으로써 더 증가될 수 있다. 방법(100)에 대해 도 1에서 설명되는 바와 같이, GMSK를 필터링된 SC-FDMA에 적용하는 경우. 0dB의 PAPR이 달성될 수 있다.

상술한 바와 같이, 필터링된 SC-FDMA에 대해, 높은 롤오프 인수 α는 대역폭 효율을 감소시킬 수 있다. 도 7은 α= 0.7에서 롤오프 인수에 대한 결과를 도시한다. 간단한 변조 방식이 생성된 왜곡에 대해 강건하기 때문에 대역폭의 부분을 절단하는 것은 낮은 신호 대 잡음 비(SNR)에서 무해할 수 있다. 따라서, 또한 [11]에서 설명되는 바와 같이, 직사각형 변조후 필터는 주파수 영역에서 이용될 수 있다. 대역폭이 1.2 × N 아래로 감소되는 경우에, 두 PAPR 및 비트 에러율은 증가되는 경향이 있다. 20% 이상의 대역폭으로, 높은 롤오프 인수 α에 의해 유발될 수 있다는 것이 상술된 바와 같이, PAPR는 BPSK에 비해 필터링된 BPSK로 4.4 dB만큼 감소된다(라인 BPSK와 SC-FDMA 및 필터링된 SC-FDMA에 대한 99% 값을 참조).

GMSK에 대해, 가우시안 사전 변조 필터는 직사각형 필터에 비해 대역외 방사가 작고, 다른 부반송파에 대해 각각 다른 사용자에게 잠재적으로 무해한 것을 보장한다. 간섭은 1.2 × N의 사용된 대역폭 밖에서 원하는 신호보다 25dB 아래일 수 있다. 고차 QAM을 가진 사용자는 비선형 위상 변조기에서 4파 혼합에 의해 생성된 대역외 방출에 의해 방해될 수 있다. 주파수 영역에서, 이것은 직사각형 변조후 필터를 이용하여 절단될 수 있다. 인접한 부대역에 매핑된 다른 사용자가 이러한 복소 변조 알파벳, 예를 들어 64-QAM을 이용하지 않는 한, 대역폭이 전송기에서 1.2 × N으로 감소되는 경우에 PAPR이 아마도 1.6 dB로 증가되므로 변조후 필터를 바이패스하는 것이 권고될 수 있다.

도 8은 제안된 SC-FDMA 파형이 LTE 표준에 비해 수신기에서 유사한 성능을 산출할 수 있음을 보여주는 개념의 가능한 증거로서 코딩되지 않은 비트 에러율을 도시한다. 도 8이 기반하는 시뮬레이션은 AWGN(additive Gaussian white noise) 채널을 통해 전송을 시뮬레이트한다. 모든 파형은 단위 전력으로 정규화되고, 랜덤 노이즈에 의해 왜곡이다. 각각 대응하는 필터는 전송기와 수신기에서의 시뮬레이션을 위해 이용되었다. M = 2048 동안, N = 24 및 N = 120에 대한 결과가 도시된다. RMSK는 올림 코사인 필터링된 MSK를 나타낸다. 일부 곡선은 정확히 겹쳐 있고, 따라서 보이지 않는다.

N = 24를 이용하여, 모든 방식에 대한 성능은 0.1 dB(tenths of a dB) 내에 있으며, GMSK 및 필터링된 BPSK는 높은 롤오프 인수 α로 인한 다른 파형에 비해 20% 더 많은 대역폭을 이용한다. 이에 대응하여 증가된 노이즈는 수신기에서 작은 열화의 원인이다. 감소된 PAPR로 인해 가능하게 되는 전송 전력을 증가시킴으로써 보상되는 것보다 손실이 더 많을 수 있다. 예를 들어, 최대 전송 전력은 예를 들어 LTE 내에서 200mW로 제한될 수 있다. PAPR을 감소시킴으로써, 비트 에러율에 대하여 동일한 신호 품질은 더 적은 전력으로 전송될 수 있다. 반대로, 평균 전력은 한계치, 예를 들어 200 mW까지 증가될 수 있으며, 따라서 증가된 신호 품질 및 감소된 비트 에러율은 각각 도달될 수 있다.

N = 24에서, 사용자 신호는 SNR이 -15 dB만큼 낮을 경우에도 낮은 비트 에러율로 검출될 수 있다. 대역폭이 감소될 경우 전력 스펙트럼 밀도가 증가될 수 있기 때문에, 약한 신호는 검출될 수 있다. 따라서, 개별 저전력 단자로부터의 신호는 예를 들어 적은 양의 데이터만이 전체 시스템 대역폭의 작은 부분에서 전송된다는 전제로 표준 단자와 병렬로 수신될 수 있다. GMSK 및 필터링된 π/2 BPSK를 이용하여, 작은 전력 전송기는 또한 에너지 효율을 증가시킬 수 있다. N = 120에서, 도 8의 모든 곡선은 5배 이상의 대역폭이 할당되기 때문에 더 높은 SNR로 10 × log10(5) = 7 dB만큼 시프트된다. 이것은 시뮬레이션 내의 가정인 노이즈의 증가에 기인한다. 따라서, 요구되는 SNR은 할당된 대역폭에 따라 선형으로 스케일링할 수 있다.

몇몇 양태는 장치와 관련하여 설명되었지만, 이들 양태는 또한 블록 또는 장치가 방법 단계 또는 방법 단계의 기능에 대응하는 대응하는 방법의 설명을 나타내는 것이 분명하다. 유사하게, 방법 단계와 관련하여 설명된 양태는 또한 대응하는 장치의 대응하는 블록 또는 항목 또는 기능에 대한 설명을 나타낸다. 대응하는 장치는 독립항에 따른 방법을 구현하도록 구성될 수 있다. 대응하는 장치는 또한 종속항 또는 이의 조합 중 하나를 구현하도록 구성될 수 있다.

어떤 구현 요구 사항에 따라, 본 발명의 실시예는 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현될 수 있다. 이러한 구현은 디지털 저장 매체, 예를 들어 플로피 디스크, DVD, CD, ROM, PROM, EPROM, EEPROM 또는 FLASH 메모리를 이용하여 수행될 수 있으며, 이러한 매체는 각각의 방법이 수행되도록 프로그램 가능한 컴퓨터 시스템과 협력하는(또는 협력할 수 있는) 전자적으로 판독 가능한 제어 신호를 저장한다.

본 발명에 따른 일부 실시예는 본 명세서에서 설명된 방법 중 하나가 수행되도록 프로그램 가능한 컴퓨터 시스템과 협력할 수 있는 전자적으로 판독 가능한 제어 신호를 갖는 데이터 반송파를 포함한다.

일반적으로, 본 발명의 실시예는 프로그램 코드를 가진 컴퓨터 프로그램 제품으로 구현될 수 있으며, 프로그램 코드는 컴퓨터 프로그램 제품이 컴퓨터 상에서 실행될 때 방법 중 하나를 수행하기 위해 동작한다. 프로그램 코드는 예를 들어 기계 판독 가능한 반송파 상에 저장될 수 있다.

다른 실시예는 본 명세서에서 설명되고, 기계 판독 가능 캐리어 상에 저장된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 포함한다.

그래서, 다시 말하면, 본 발명의 방법의 실시예는 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터 상에서 실행될 때 본 명세서에 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위해 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램이다.

그래서, 본 발명의 방법의 추가의 실시예는 데이터 캐리어(또는 디지털 저장 매체, 또는 컴퓨터 판독 가능한 매체)이며, 이러한 데이터 캐리어는 본 명세서에서 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 기록하고 포함한다.

그래서, 본 발명의 방법의 추가의 실시예는 본 명세서에서 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 나타내는 데이터 스트림 또는 신호의 시퀀스이다. 데이터 스트림 또는 신호의 시퀀스는 예를 들어 데이터 통신 접속, 예를 들어 인터넷을 통해 전송되도록 구성될 수 있다.

추가의 실시예는 본 명세서에서 설명된 방법 중 하나를 수행하도록 구성되거나 적응되는 처리 수단, 예를 들어 컴퓨터 또는 프로그램 가능한 논리 장치를 포함한다.

추가의 실시예는 본 명세서에서 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위한 컴퓨터 프로그램을 설치한 컴퓨터를 포함한다.

일부 실시예에서, 프로그램 가능한 논리 장치(예를 들어, 필드 프로그램 가능한 게이트 어레이)는 본 명세서에서 설명된 방법의 기능의일부 또는 모두를 수행하기 위해 이용될 수 있다.일부 실시예에서, 필드 프로그램 가능한 게이트 어레이는 본 명세서에서 설명된 방법 중 하나를 수행하기 위해 마이크로 프로세서와 협력할 수 있다. 일반적으로, 이러한 방법은 바람직하게는 임의의 하드웨어 장치에 의해 수행된다.

상술한 실시예는 단지 본 발명의 원리에 대한 예시이다. 본 명세서에서 설명된 배치의 수정 및 변형과 상세 사항은 당업자에게는 자명할 것으로 이해된다. 따라서, 본 명세서에서 실시예의 설명에 의해 제시된 특정 상세 사항에 의해서가 아니라 첨부된 청구 범위에 의해서만 제한되는 것으로 의도된다.

참고 문헌

[1] S.-Y. Lien, K.-C. Chen, and Y. Lin, "Toward Ubiquitous Massive Accesses in 3GPP Machine-to-Machine Communications," IEEE Communications Magazine, vol. 49, no. 4, pp. 66-74, April 201 1 .

[2] G. Kramer and G. Pesavento, "Ethernet Passive Optical Network(EPON): Building a Next-Generation Optical Access Network," IEEE Communications Magazine, vol. 40, no. 2, pp. 66-73, Feb 2002.

[3] EN 301 545-2 V I. 1 .1 , "Digital Video Broadcasting(DVB); Second Generation DVB Interactive Satellite System(DVB-RCS2); Part 2: Lower Layers for Satellite Standard", ETSI Std., Jan. 2012.

[4] 3GPP TS 36.21 1 v8.9.0, "Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA); Physical Channels and Modulation(Release 8)," Tech. Rep., Dec. 2009.

[5] H. G. Myung, J. Lim, and D. J. Goodman, "Single Carrier FDMA for Uplink Wireless Transmission," IEEE Vehicular Technology Magazine, vol. 1 , no. 3, pp. 30-38, Sep. 2006.

[6] K. Brueninghaus and H. Rohling, "Multi-Carrier Spread Spectrum and its Relationship to Single-Carrier Transmission," in Proc. IEEE Vehicular Technology Conf., VTC'98, vol. 3, May 1998, pp. 2329-2332.

[7] NTTDoCoMo, NEC, and SHARP, "R1 -050702: DFT-Spread OFDM with Pulse Shaping Filter in Frequency Domain in Evolved UTRA Uplink," 3GPP TSG RAN WG1 42, London, UK, 2005.

[8] H. G. Myung, J. Lim, and D. J. Goodman, "Peak-To-Average Power Ratio of Single Carrier FDMA Signals with Pulse Shaping," in Proc. IEEE International Symposium on Personal Indoor and Mobile Radio Communications, PIMRC '06, Sep. 2006.

[9] M. P. Green, "Continuous Phase Modulation Encoder for Wireless Networks," U.S. Patent US 2009/0 147 669 A1 , 2009.

[10] M. Wylie-Green, E. Perrins, and T. Svensson, "Introduction to CPMSC-FDMA: A Novel Multiple-Access Power- Efficient Transmission Scheme," IEEE Transactions on Communications, vol. 59, no. 7, pp. 1904-1915, July 201 1 .

[11] V. Jungnickel, T. Hindelang, T. Haustein, and W. Zirwas, "SC-FDMA Waveform Design, Performance, Power Dynamics and Evolution to MIMO," in Proc. IEEE International Conference on Portable Information Devices(PORTABLE), May 2007.

[12] K. Gentile, "The Care and Feeding of Digital, Pulse-Shaping Filters," available: www.rfdesign.com, Apr. 2002.

[13] K. Murota and K. Hirade, "GMSK Modulation for Digital Mobile Radio Telephony," IEEE Transactions on Communications, vol. 29, no. 7, pp. 1044-1050, July 1981 .

[14] T. Turletti, "GMSK in a Nutshell." 1996,

http://citeseerx.ist. psu.edu/viewdoc/summary?doi=10.1 .1 .39.9127.

[15] R.Sawai and H.Harada. Simulation Program to Realize GMSK Transmission System. [Online]. Available: http://www.codeforge.com/read/142158/gmsk.rn

[16] M. Wu and Z. Qiu,?Power De-rating Reduction for DFT-S-OFDM System", in Proc. IET International Conference on Wireless, Mobile and Multimedia Networks, 2006

[17] T. Kawamura, Y. Kishiyama, K. Higuchi and M. Sawahashi, "Investigations on Optimum Roll-off Factor for DFT-Spread OFDM Based SCFDMA Radio Access in Evolved UTRA Uplink", In Proc. Int. Symp. Wireless Comm. Systems(ISWCS), 2006, pp. 383-387

[18] Volker Jungnickel and Liane Grobe, "Localized SC-FDMA with Constant Envelope", In Proc. IEEE Int. Symp. On Personal, Indoor and Mobile Radio Comm.(PIMRC), 2013, London

[19] Andreas Forck, Holger Gaebler, Thomas Haustein, Thomas Hindelang, Volker Jungnickel, Wolfgang Zirwas, "Method and/or OFDM device for SC-FDMA data transmission" US Patent US 2010/0 981 82

Claims

신호를 전송하기 위한 방법(100)으로서,
스펙트럼을 획득하기 위해 신호(a(n))를 주파수 영역으로 변환하는 단계(104);
필터 스펙트럼에 따라 필터링된 스펙트럼을 형성하는 단계(108);
상기 필터링된 스펙트럼으로 부분적으로 점유된 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 신호의 주파수 영역 표현을 임시 신호(c(k))를 획득하기 위해 시간 영역으로 변환하는 단계(112); 및
상기 임시 신호를 위상 변조시키는 단계(114)를 포함하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 방법(100)은 OFDM 스펙트럼의 주파수 시프팅(118)을 포함하는 위상 변조된 임시 신호에서 시간 영역 OFDM 심볼을 형성하는 단계를 포함하는 방법.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
상기 임시 신호 c(k)는 연속 위상 변조(114)를 실시하는 방법.
제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 방법(100)은 상기 필터링된 스펙트럼이 반복된 스펙트럼(b(k))에 기초하여 형성되도록 반복된 스펙트럼(b(k))을 획득하기 위해 한번 이상 동안 스펙트럼(106)을 반복하는 단계를 포함하는 방법.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 신호(a(n))는 N 데이터 심볼을 포함하고, 상기 주파수 영역으로의 신호의 변환(104)은 디지털 푸리에 변환(DFT)의 N 데이터 포인트의 수를 포함하는 방법.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 필터 스펙트럼은 0.5 미만의 대역폭-시간 곱을 가진 가우시안 스펙트럼 또는 0.5보다 많은 롤오프 인수(α)를 가진 제곱근 올림 코사인 스펙트럼인 방법.
제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 OFDM 스펙트럼은 시간 영역으로 변환되는 M 블록의 수를 포함하는 방법.
제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 위상 변조는 결정 규칙에 따라 임시 신호의 진폭을 제공하도록 구성되고,

또는
은 시간 인덱스 k 또는 (k-1)에서 상기 임시 신호의 위상을 나타내고;
F는 상기 스펙트럼이 상기 시간 영역으로 변환되기 전에 상기 신호의 스펙트럼이 주파수 영역에서 반복되는 횟수를 나타내고;
c(k-1)는 시간 인덱스(k-1)에서의 상기 임시 신호를 나타내고;
x(k)는 상기 임시 신호의 복소 진폭을 나타내고;
I는 상기 임시 신호의 동위상 신호를 나타내고;
Q는 상기 임시 신호의 직교 신호를 나타내며;
j는 복소 연산자를 나타내는 방법.
제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
상기 방법은
변조된 스펙트럼을 획득하기 위해 상기 임시 신호를 상기 주파수 영역으로 변환하는 단계(116);
단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(SC-FDMA) 방식에 따라 상기 변조된 스펙트럼을 OFDM 신호의 주파수 영역 표현에서의 주파수 범위로 시프트하는 단계(118);
상기 변조된 스펙트럼을 상기 시간 영역으로 변환하는 단계(122)를 더 포함하며;
상기 임시 신호를 상기 주파수 영역으로 변환하는 단계(116), 상기 변조된 스펙트럼을 시프트하는 단계(118) 및 상기 변조된 스펙트럼을 변환하는 단계(122)는 결정 규칙에 의해 표현될 수 있고:

상기 위상 변조 후에 상기 임시 신호를 실시하며,
N_center는 전송될 신호의 중심 부반송파를 나타내는 방법.
신호를 수신하기 위한 방법(200)으로서,
위상 변조된 임시 신호를 획득하기 위해 필터링된 스펙트럼으로 부분적으로 점유된 OFDM 신호를 시간 영역으로 변환하는 단계(204);
상기 위상 변조된 임시 신호를 임시 신호를 얻기 위해 위상 복조를 실시하는 단계(216);
스펙트럼을 얻기 위해 상기 임시 신호를 주파수 영역으로 변환하는 단계(218); 및
상기 스펙트럼을 정합된 필터 스펙트럼에 따라 형성하는 단계를 포함하는 방법.
신호를 수신하기 위한 방법(200)으로서,
상기 방법은 SC-FDMA 신호를 수신하는 단계(201)를 더 포함하는 방법.
제 10 항 또는 제 11 항에 있어서,
상기 복조(216)는 결정 규칙에 따라 상기 임시 신호의 위상의 결정을 포함하며:

는 시간 인덱스 k에서의 상기 임시 신호의 위상을 나타내고;

는 시간 인덱스 k에서의 상기 임시 신호의 허수부를 나타내며;

는 시간 인덱스 k에서의 상기 임시 신호의 실수 부를 나타내는 방법.
제 10 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
시간 인덱스 k에서의 상기 임시 신호는 결정 규칙에 따라 이전의 시간 인덱스(k-1)에서의 상기 임시 신호에 따라 결정되며:

여기서, c_y(k)는 상기 신호의 유도체를 나타내는 방법.
제 12 항에 있어서,
상기 방법은 시간 인덱스 k = 1에 대해 결정된 유도체 c_y(k)의 보정을 포함하는 방법.
신호를 전송하기 위한 장치로서,
스펙트럼이 획득되도록 신호를 주파수 영역으로 변환하고;
필터 스펙트럼에 따라 필터링된 스펙트럼을 형성하고;
임시 신호가 획득되도록 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 스펙트럼을 시간 영역으로 변환하며;
상기 임시 신호를 위상 변조시키도록 구성되는 장치.
신호를 수신하기 위한 장치로서,
위상 변조된 임시 신호가 획득되도록 필터링된 스펙트럼으로 부분적으로 점유된 OFDM 신호를 시간 영역으로 변환하고;
임시 신호가 획득되도록 상기 위상 변조된 임시 신호를 위상 복조시키고;
스펙트럼이 획득되도록 상기 임시 신호를 주파수 영역으로 변환하며;
상기 스펙트럼을 정합된 필터 스펙트럼에 따라 형성하도록 구성되는 장치.
컴퓨터 상에서 실행될 때 제 1 항 내지 제 10 항에 따른 방법을 수행하기 위한 프로그램 코드를 갖는 컴퓨터 프로그램을 저장한 비일시적 저장 매체.