CN111245573B

CN111245573B - 使用引导码和前导码的广播信号接收设备和方法

Info

Publication number: CN111245573B
Application number: CN202010222855.4A
Authority: CN
Inventors: 朴成益; 李宰荣; 权先亨; 金兴默
Original assignee: Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI
Current assignee: Electronics and Telecommunications Research Institute ETRI
Priority date: 2015-03-06
Filing date: 2016-03-04
Publication date: 2022-09-20
Anticipated expiration: 2036-03-04
Also published as: CN111245574A; KR20220143615A; CA3065394A1; US20230246897A1; CA3065394C; US11658858B2; KR102634690B1; CN111245573A; CN111245574B; US11218352B2; US20210152412A1; US20220094585A1; WO2016144061A1

Abstract

提供了一种使用引导码和前导码的广播信号接收设备和方法。公开了用引导码和前导码来生成广播信号帧的设备和方法。根据本发明实施例的用于生成广播信号帧的设备包括：时间交织器，被配置为通过对BICM输出信号执行交织，来生成时间交织的信号；和帧构建器，被配置为使用所述时间交织的信号，来生成包括引导码和前导码的广播信号帧。

Description

使用引导码和前导码的广播信号接收设备和方法

本申请是申请日为2016年03月04日、申请号为201680026196.9、标题为“使用引导码和前导码的广播信号帧生成设备和广播信号帧生成方法”的专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及在广播系统中使用的广播信号传送/接收技术，并更具体地，涉及使用包括诸如引导码或前导码的信令字段的帧来传送/接收广播信号的广播信号传送/接收系统。

背景技术

比特交织编码调制(BICM)是带宽高效的传送技术，并且按照使得误差校正编码器、逐比特交织器和高阶调制器彼此组合这样的方式实现。

BICM能使用简单结构提供卓越性能，因为其使用低密度奇偶校验(LDPC)编码器或涡式编码器作为误差校正编码器。此外，BICM能提供高级别灵活性，因为其能按照各种形式选择调制阶数以及误差校正码的长度和码率。由于这些优点，所以BICM已在诸如DVB-T2和DVB-NGH的广播标准中使用，并且具有在其它下一代广播系统中使用的强概率。

可使用这样的BICM不仅用于数据的传送而且用于信令信息的传送。特别是，用于信令信息的传送的信道编码和调制技术需要比用于数据的传送的信道编码和调制技术更鲁棒。

此外，在广播电信系统中有效地用信号传输前导码的结构或用于传送信令信息的OFDM参数是非常重要的，并且可确定广播电信系统的整体效率。

发明内容

技术问题

本发明的目的是提供这样的新广播信号帧结构，其能够高效用信号传输用于在广播系统信道中传送信令信息所使用的信令字段的BICM模式或OFDM参数。

此外，本发明的目的是使得每一服务能够使用正确的BICM模式，高效使用用信号传输提供各种SNR的BICM模式。

此外，本发明的目的是同时高效用信号传输诸如星座(constellation)或码率的BICM模式、以及诸如FFT尺寸、保护间隔或导频图案的OFDM参数。

技术方案

为了实现以上目的，本发明提供了一种用于生成广播信号帧的设备，包括：时间交织器，被配置为通过对BICM输出信号执行交织，来生成时间交织的信号；和帧构建器，被配置为使用所述时间交织的信号，来生成包括引导码和前导码的广播信号帧。

在该情况下，该引导码可比该前导码短，并且具有固定长度。

在该情况下，该前导码可包括L1-基本和L1-细节，并且该引导码可包括代表该L1-基本的结构的码元。

在该情况下，该码元可对应于用信号传输L1-基本的BICM模式连同L1-基本的OFDM参数的固定长度比特串。

在该情况下，该BICM模式可包括：用于标识QPSK和3/15的码率的第一模式、第二模式和第三模式，用于标识16-NUC(非均匀星座)和3/15的码率的第四模式，和用于标识64-NUC(非均匀星座)和3/15的码率的第五模式。

在该情况下，该第一、第二和第三模式可使用相同的星座和码率，并且对应于关于奇偶校验重复的各种模式和用于不同鲁棒性的奇偶校验穿孔尺寸。

在该情况下，该第一模式可对应于其中执行奇偶校验重复的模式，并且该第二和第三模式可对应于其中不执行奇偶校验重复的模式。

在该情况下，该第二模式的奇偶校验穿孔尺寸可大于该第一模式的奇偶校验穿孔尺寸并小于该第三模式的奇偶校验穿孔尺寸。

在该情况下，该码元可对应于查找表，其中在与第一保护间隔长度对应的前导码结构之前分配与第二保护间隔长度对应的前导码结构，当与OFDM参数对应的FFT尺寸相同时，该第二保护间隔长度比该第一保护间隔长度短。

在该情况下，该码元可对应于查找表，其中按照用于FFT尺寸、保护间隔长度和导频图案的相同组合的鲁棒性的顺序，来分配第一模式、第二模式、第三模式、第四模式和第五模式。

此外，本发明的实施例提供了一种生成广播信号帧的方法，包括：通过对BICM输出信号执行交织，而生成时间交织的信号；和使用时间交织的信号生成包括引导码和前导码的广播信号帧。

在该情况下，该前导码可包括L1-基本和L1-细节，并且该引导码包括代表该L1-基本的结构的码元。

在该情况下，该第一、第二和第三模式使用相同的星座和码率，并且对应于关于奇偶校验重复的各种模式和用于不同鲁棒性的奇偶校验穿孔尺寸。

有利效果

根据本发明，提供了这样的新广播信号帧结构，能够高效用信号传输用于在广播系统信道中传送信令信息所使用的信令字段的BICM模式或OFDM参数。

此外，根据本发明，每一服务能使用正确的BICM模式，高效使用用信号传输提供各种SNR的BICM模式。

此外，根据本发明，能同时高效用信号传输诸如星座或码率的BICM模式、以及诸如FFT尺寸、保护间隔或导频图案的OFDM参数。

附图说明

图1是示出了根据本发明实施例的广播信号传送/接收系统的框图；

图2是示出了根据本发明实施例的广播信号传送/接收方法的操作流程图；

图3是示出了图1中的用于生成广播信号帧的设备的示例的框图；

图4是示出了广播信号帧的结构的示例的图；

图5是示出了图1中示出的用于生成广播信号帧的设备的另一示例的框图；

图6是示出了图1中示出的信号解多路复用器的示例的框图；

图7是示出了图6中示出的核心层BICM解码器和增强层码元提取器的示例的框图；

图8是示出了图6中示出的核心层BICM解码器和增强层码元提取器的另一示例的框图；

图9是示出了图6中示出的核心层BICM解码器和增强层码元提取器的另一示例的框图；

图10是示出了图1中示出的信号解多路复用器的另一示例的框图；

图11是示出了归因于核心层信号和增强层信号的组合的、功率的增加的图；

图12是示出了根据本发明实施例的用于生成广播信号帧的方法的操作流程图；

图13是示出了根据本发明实施例的信令信息编码/解码系统的框图；

图14是示出了根据本发明实施例的广播信号帧的图；

图15是示出了图13中示出的零填充单元的操作的示例的图；

图16是示出了图13中示出的奇偶校验置换单元的操作的示例的图；和

图17是示出了图13中示出的零去除单元的操作的示例的图。

具体实施方式

下面将参考附图来详细描述本发明。在该描述中，下面将省略已被认为使得本发明的要义不必要地模糊的重复描述以及公知功能和配置的描述。提供本发明的实施例，以向具有本发明所属领域的一般知识的技术人员全面描述本发明。因此，可夸大图中的组件的形状、尺寸等，以使得描述清楚。

下面参考附图来详细描述本发明的优选实施例。

图1是示出了根据本发明实施例的广播信号传送/接收系统的框图。

参考图1，根据本发明实施例的广播信号传送/接收系统包括广播信号传送设备110、无线信道120、和广播信号接收设备130。

广播信号传送设备110包括用于通过对核心层数据和增强层数据进行多路复用而生成广播信号帧的用于生成广播信号帧的设备111、和OFDM发射器113。

该设备111按照不同功率电平来组合与核心层数据对应的核心层信号以及与增强层数据对应的增强层信号，并通过执行向核心层信号和增强层信号两者应用的交织，来生成多路复用的信号。在该情况下，该设备111可使用时间交织的信号来生成包括引导码和前导码的广播信号帧。在该情况下，该广播信号帧可以是ATSC 3.0帧。

根据实施例，该设备111可交织一个层信号，并且在不组合两个层信号的情况下生成广播信号帧。

OFDM发射器113经由天线117使用OFDM通信方法传送生成的广播信号帧，由此允许通过无线信道120经由广播信号接收设备130的天线137接收所传送的OFDM信号。

广播信号接收设备130包括OFDM接收器133和信号解多路复用器131。当经由天线137接收到通过无线信道120所传送的信号时，OFDM接收器133经由同步、信道估计和均衡来接收OFDM信号。

在该情况下，OFDM接收器133可从OFDM信号检测和解调引导码，使用该引导码中包括的信息来解调前导码，并使用该前导码中包括的信息来解调数据有效载荷。在该情况下，该数据有效载荷可以是与两个或多个数据层的组合对应的叠加的有效载荷。

信号解多路复用器131首先从经由OFDM接收器133所接收的信号(叠加的有效载荷)恢复核心层数据，并然后经由与恢复的核心层数据对应的消除，来恢复增强层数据。在该情况下，信号解多路复用器131可首先生成广播信号帧，可恢复引导码，可使用引导码中包括的信息恢复前导码，并且可使用前导码中包括的信令信息用于数据信号的恢复。在该情况下，该信令信息可以是L1信令信息，并且可包括注入电平信息、归一化因子信息等。

如稍后将详细描述的，图1中示出的设备111可包括组合器，被配置为通过按照不同功率电平组合核心层信号和增强层信号来生成多路复用的信号；功率归一化器，被配置为将多路复用的信号的功率降低为与核心层信号对应的功率电平；时间交织器，被配置为通过执行向核心层信号和增强层信号两者应用的交织，来生成时间交织的信号；和帧构建器，被配置为使用时间交织的信号，来生成包括引导码和前导码的广播信号帧。在该情况下，图1中示出的广播信号传送设备110可被看作包括：组合器，被配置为通过按照不同功率电平组合核心层信号和增强层信号来生成多路复用的信号；功率归一化器，被配置为将多路复用的信号的功率降低为与核心层信号对应的功率电平；时间交织器，被配置为通过执行向核心层信号和增强层信号两者应用的交织，来生成时间交织的信号；帧构建器，被配置为使用时间交织的信号，来生成包括引导码和前导码的广播信号帧；和OFDM发射器，被配置为通过天线使用OFDM通信方案来传送该广播信号帧。

根据实施例，图1中示出的设备111可包括时间交织器，配置为通过对BICM输出信号执行交织而生成时间交织的信号；和帧构建器，配置为在单一层的情况下，使用时间交织的信号生成包括引导码和前导码的广播信号帧。在该情况下，BICM输出信号可以是稍后将描述的BICM设备的输出信号。在该情况下，图1中示出的广播信号传送设备110可被看作包括：时间交织器，被配置为通过对BICM输出信号执行交织，来生成时间交织的信号；帧构建器，被配置为使用时间交织的信号，来生成包括引导码和前导码的广播信号帧；和OFDM发射器，被配置为通过天线使用OFDM通信方案来传送该广播信号帧。

如稍后将详细描述的，图1中示出的信号解多路复用器可包括时间解交织器，被配置为通过向与广播信号帧对应的接收信号应用时间解交织，来生成时间解交织的信号；解归一化器，被配置为将接收信号或时间解交织的信号的功率增加与该发射器的功率归一化器的功率降低对应的电平；核心层BICM解码器，被配置为从该解归一化器进行功率调整的信号恢复核心层数据；增强层码元提取器，被配置为通过使用核心层BICM解码器的核心层FEC解码器的输出信号、对该解归一化器进行功率调整的信号执行与核心层数据对应的消除，来提取增强层信号；解注入电平控制器，被配置为将增强层信号的功率增加与该发射器的注入电平控制器的功率降低对应的电平；和增强层BICM解码器，被配置为使用解注入电平控制器的输出信号，来恢复增强层数据。在该情况下，图1中示出的广播信号接收设备130可被看作包括：OFDM接收器，被配置为通过对与广播信号帧对应的传送的信号执行同步、信道估计和均衡中的任何一个或多个，来生成接收信号；时间解交织器，被配置为通过向接收信号应用时间解交织，来生成时间解交织的信号；解归一化器，被配置为将接收信号或时间解交织的信号的功率增加与该发射器的功率归一化器的功率降低对应的电平；核心层BICM解码器，被配置为从该解归一化器进行功率调整的信号恢复核心层数据；增强层码元提取器，被配置为通过使用核心层BICM解码器的核心层FEC解码器的输出信号、对该解归一化器进行功率调整的信号执行与核心层数据对应的消除，来提取增强层信号；解注入电平控制器，被配置为将增强层信号的功率增加与该发射器的注入电平控制器的功率降低对应的电平；和增强层BICM解码器，被配置为使用解注入电平控制器的输出信号，来恢复增强层数据。

尽管图1中没有明确示出，但是根据本发明实施例的广播信号传送/接收系统可对除了核心层数据和增强层数据之外、还对一条或多条扩展层数据进行多路复用/解多路复用。在该情况下，可按照比核心层数据和增强层数据的功率电平更低的功率电平，来对扩展层数据进行多路复用。此外，当包括两个或多个扩展层时，第二扩展层的注入功率电平可低于第一扩展层的注入功率电平，并且第三扩展层的注入功率电平可低于第二扩展层的注入功率电平。

图2是示出了根据本发明实施例的广播信号传送/接收方法的操作流程图。

参考图2，在根据本发明实施例的广播信号传送/接收方法中，在步骤S210，核心层信号和增强层信号按照不同功率电平组合，并然后多路复用以生成包括引导码和前导码的广播信号帧。

在该情况下，在步骤S210生成的广播信号帧可包括引导码、前导码和数据有效载荷。在该情况下，该数据有效载荷可以是叠加的有效载荷。在该情况下，引导码和前导码的至少一个可包括L1信令信息。在该情况下，L1信令信息可包括注入电平信息和归一化因子信息。

根据实施例，可在步骤S210通过交织BICM输出信号来生成包括引导码和前导码的广播信号帧。

此外，在根据本发明实施例的广播信号传送/接收方法中，在步骤S220对广播信号帧进行OFDM传送。

此外，在根据本发明实施例的广播信号传送/接收方法中，在步骤S230对传送的信号进行OFDM接收。

在该情况下，在步骤S230，可执行同步、信道估计和均衡。

在该情况下，在步骤S230，可恢复引导码，可使用恢复的引导码中包括的信号来恢复前导码，并且可使用前导码中包括的信令信息来恢复数据信号。

此外，在根据本发明实施例的广播信号传送/接收方法中，在步骤S240从接收信号恢复核心层数据。

此外，在根据本发明实施例的广播信号传送/接收方法中，在步骤S250经由核心层信号的消除，来恢复增强层数据。

具体地，图2中示出的步骤S240和S250可对应于与步骤S210对应的解多路复用操作。

如稍后将详细描述的，图2中示出的步骤S210可包括通过按照不同功率电平组合核心层信号和增强层信号来生成多路复用的信号；将多路复用的信号的功率降低为与核心层信号对应的功率电平；通过执行向核心层信号和增强层信号两者应用的交织，来生成时间交织的信号；和使用时间交织的信号，来生成包括引导码和前导码的广播信号帧。在该情况下，步骤S210和S220的广播信号传送方法可被看作包括：通过按照不同功率电平组合核心层信号和增强层信号来生成多路复用的信号；将多路复用的信号的功率降低为与核心层信号对应的功率电平；通过执行向核心层信号和增强层信号两者应用的交织，来生成时间交织的信号；使用时间交织的信号，来生成包括引导码和前导码的广播信号帧；和通过天线使用OFDM通信方案来传送该广播信号帧。

根据实施例，图2中示出的步骤S210可包括通过对BICM输出信号执行交织而生成时间交织的信号；和使用时间交织的信号生成包括引导码和前导码的广播信号帧。在该情况下，步骤S210和S220的广播信号传送方法可被看作包括：通过对BICM输出信号执行交织，来生成时间交织的信号；使用时间交织的信号，来生成包括引导码和前导码的广播信号帧；和通过天线使用OFDM通信方案来传送该广播信号帧。

如稍后将详细描述的，图2中示出的步骤S240和S250可包括通过向与广播信号帧对应的接收信号应用时间解交织，来生成时间解交织的信号；将接收信号或时间解交织的信号的功率增加与该发射器的功率归一化器的功率降低对应的电平；从功率调整的信号恢复核心层数据；通过对所述功率调整的信号执行与核心层数据对应的消除，来提取增强层信号；将增强层信号的功率增加与该发射器的注入电平控制器的功率降低对应的电平；和使用所述功率调整的增强信号，来恢复增强层数据。在该情况下，根据本发明实施例的广播信号接收方法可被看作包括：通过对与广播信号帧对应的传送的信号执行同步、信道估计和均衡中的任何一个或多个，来生成接收信号；通过向接收信号应用时间解交织，来生成时间解交织的信号；将接收信号或时间解交织的信号的功率增加与该发射器的功率归一化器的功率降低对应的电平；从功率调整的信号恢复核心层数据；通过对所述功率调整的信号执行与核心层数据对应的消除，来提取增强层信号；将增强层信号的功率增加与该发射器的注入电平控制器的功率降低对应的电平；和使用所述功率调整的增强层信号，来恢复增强层数据。

图3是示出了图1中的用于生成广播信号帧的设备的示例的框图。

参考图3，根据本发明实施例的用于生成广播信号帧的设备可包括核心层BICM单元310、增强层BICM单元320、注入电平控制器330、组合器340、功率归一化器345、和时间交织器350、信令生成单元360、和帧构建器370。

一般，BICM装置包括误差校正编码器、比特交织器、和码元映射器。图3中示出的核心层BICM单元310和增强层BICM单元320中的每一个可包括误差校正编码器、比特交织器、和码元映射器。特别是，可通过串联连接BCH编码器和LDPC编码器，来形成图3中示出的误差校正编码器(核心层FEC编码器、和增强层FEC编码器)的每一个。在该情况下，将误差校正编码器的输入输入到BCH编码器，将BCH编码器的输出输入到LDPC编码器，并且LDPC编码器的输出可以是误差校正编码器的输出。

如图3中示出的，核心层数据和增强层数据经过各个不同的BICM单元，并然后由组合器340组合。即，这里使用的术语“分层划分多路复用(LDM)”可指代使用功率的差别将多层的多条数据组合为单一一条数据，并然后传送组合的数据。

即，核心层数据经过核心层BICM单元310，增强层数据经过增强层BICM单元320并然后经过注入电平控制器330，并且核心层数据和增强层数据由组合器340组合。在该情况下，增强层BICM单元320可执行与核心层BICM单元310的BICM编码不同的BICM编码。即，增强层BICM单元320可执行比核心层BICM单元310更高比特率的误差校正编码或码元映射。此外，增强层BICM单元320可执行比核心层BICM单元310更不鲁棒的误差校正编码或码元映射。

例如，核心层误差校正编码器可展现比增强层误差校正编码器更低的比特率。在该情况下，增强层码元映射器可比核心层码元映射器更不鲁棒。

组合器340可被看作起作用以按照不同功率电平来组合核心层信号和增强层信号。在实施例中，可对核心层信号而不是增强层信号执行功率电平调整。在该情况下，核心层信号的功率可被调整为高于增强层信号的功率。

核心层数据可使用具有低码率的前向纠错(FEC)码以便执行鲁棒接收，而增强层数据可使用具有高码率的FEC码以便实现高数据传送率。

即，在相同接收环境中，核心层数据可具有比增强层数据更宽的覆盖范围。

已经过增强层BICM单元320的增强层数据由注入电平控制器330在增益(或功率)上调整，并且由组合器340与核心层数据组合。

即，注入电平控制器330通过降低增强层信号的功率，来生成功率降低的增强层信号。在该情况下，可基于注入电平来确定注入电平控制器330所调整的信号的幅度。在该情况下，可通过以下等式1来定义在其中将信号B插入到信号A中的情况下的注入电平：

例如，假设当将增强层信号插入到核心层信号中时，注入电平为3dB，则等式1意味着增强层信号具有与核心层信号的功率的一半对应的功率。

在该情况下，注入电平控制器330可按照0.5dB或1dB的步长将增强层信号的功率电平从0dB调整到10.0dB。

一般来说，向核心层分派的传送功率高于向增强层分派的传送功率，这使得接收器能首先解码核心层数据。

在该情况下，组合器340可被看作通过组合核心层信号和功率降低的增强层信号，来生成多路复用的信号。

通过组合器340的组合获得的信号被提供到功率归一化器345，使得信号的功率能被降低与核心层信号和增强层信号的组合所引起的功率增加对应的功率电平，并然后执行功率调整。即，功率归一化器345将通过组合器340的多路复用所获得的信号的功率降低到与核心层信号对应的功率电平。由于组合信号的电平高于一个层信号的电平，所以需要功率归一化器345的功率归一化，以便防止在广播信号传送/接收系统的剩余部分中的幅度剪切等。

在该情况下，功率归一化器345可通过将组合信号的幅度乘以以下等式2的归一化因子，来将组合信号的幅度调整到适当值。用来计算以下等式2的注入电平信息可经由信令流被传递到功率归一化器345：

假设当增强层信号S_E按照预置注入电平被注入到核心层信号S_C中时、核心层信号和增强层信号的功率电平被归一化为1，则组合信号可由S_C+αS_E表达。

在该情况下，α是与各个注入电平对应的缩放因子。即，注入电平控制器330可对应于该缩放因子。

例如，当增强层的注入电平是3dB时，组合信号可由

表达。

由于与核心层信号相比组合信号(多路复用的信号)的功率增加，所以功率归一化器345需要减轻功率的增加。

功率归一化器345的输出可由β(S_C+αS_E)表达。

在该情况下，β是基于增强层的各个注入电平的归一化因子。

当增强层的注入电平是3dB时，组合信号的功率与核心层信号的功率相比增加50％。因此，功率归一化器345的输出可由

表达。

注入电平、缩放因子α和归一化因子β之间的关系可通过以下等式3来定义：

即，功率归一化器345对应于归一化因子，并将多路复用的信号的功率降低该组合器340已将功率增加的电平。

在该情况下，归一化因子和缩放因子的每一个可以是大于0并小于1的有理数。

在该情况下，当与注入电平控制器330对应的功率的降低变大时，该缩放因子可减小，而当与注入电平控制器330对应的功率的降低变大时，该归一化因子可增大。

功率归一化后的信号经过时间交织器350，用于分散在信道上出现的脉冲串(burst)误差。

在该情况下，时间交织器350可被看作执行向核心层信号和增强层信号两者应用的交织。即，核心层和增强层共享时间交织器，由此防止存储器的不必要使用并且还降低接收器处的延迟。

尽管稍后将更详细地描述，但是增强层信号可对应于基于与对应于核心层信号的核心层数据的恢复对应的消除而恢复的增强层数据。组合器340可组合具有比核心层信号和增强层信号的功率电平更低的功率电平的一个或多个扩展层信号、以及核心层信号和增强层信号。

其间，包括注入电平信息的L1信令信息由包括信令专用BICM的信令生成单元360编码。在该情况下，信令生成单元360可从注入电平控制器330接收注入电平信息IL INFO，并且可生成L1信令信号。

在L1信令中，L1指代ISO7层模型的最底层中的层-1。在该情况下，L1信令可被包括在前导码中。

一般来说，L1信令可包括FFT尺寸、保护间隔尺寸等(即，OFDM发射器的重要参数)，可包括信道码率、调制信息等(即，BICM重要参数)。该L1信令信号与数据信号组合在广播信号帧中。

帧构建器370通过组合L1信令信号与数据信号，来生成广播信号。在该情况下，帧构建器370可使用时间交织的信号，来生成包括引导码和前导码的广播信号帧。

在该情况下，帧构建器370可包括配置为生成引导码的引导码发生器、配置为生成前导码的前导码发生器、和配置为生成与时间交织的信号对应的数据有效载荷的数据有效载荷发生器。在该情况下，该数据有效载荷可以是叠加的有效载荷。

在单一层的情况下，可省略增强层BICM单元320、注入电平控制器330、组合器340和功率归一化器345。在该情况下，帧构建器370可通过对来自核心层BICM单元310的BICM输出信号执行交织，来生成时间交织的信号。此外，帧构建器370使用时间交织的信号生成包括引导码和前导码的广播信号帧。

在该情况下，该引导码可比该前导码短，并具有固定长度。

在该情况下，该前导码可包括L1-基本和L1-细节，并且该引导码可包括代表L1-基本的结构的码元。

在该情况下，该码元对应于代表前导码的调制方案/码率、FFT尺寸、保护间隔长度和导频图案的组合的固定长度比特串。

在该情况下，BICM模式可对应于星座(调制方案)/码率。

在该情况下，OFDM参数可包括FFT尺寸、保护间隔长度和导频图案。

在该情况下，BICM模式可包括用于标识QPSK和码率3/15的第一模式、第二模式和第三模式、用于标识16-NUC(非均匀星座)和码率3/15的第四模式、以及用于标识64-NUC(非均匀星座)和码率3/15的第五模式。

在该情况下，第一、第二和第三模式可使用相同的星座和码率，并且可改变用于奇偶校验重复的模式(是否执行奇偶校验重复)和用于不同鲁棒性的奇偶校验穿孔尺寸。

在该情况下，第一模式可对应于其中执行奇偶校验重复的模式，并且第二和第三模式可对应于其中不执行奇偶校验重复的模式。

在该情况下，第二模式的奇偶校验穿孔尺寸可大于第一模式的奇偶校验穿孔尺寸并小于第三模式的奇偶校验穿孔尺寸。

在该情况下，该码元可对应于这样的查找表，其中在与第一保护间隔长度对应的前导码结构之前分配与第二保护间隔长度对应的前导码结构，当与OFDM参数对应的FFT尺寸相同时，第二保护间隔长度比第一保护间隔长度短。

在该情况下，该码元可对应于这样的查找表，其中按照用于FFT尺寸、保护间隔长度和导频图案的相同组合的鲁棒性的顺序，来分配第一模式、第二模式、第三模式、第四模式和第五模式。

在该情况下，该码元可对应于这样的查找表，其中在与第一FFT尺寸对应的前导码结构之前分配与第二FFT尺寸对应的前导码结构，当调制方案/码率相同时，该第二FFT尺寸小于该第一FFT尺寸，并且在与第一保护间隔长度对应的前导码结构之前分配与第二保护间隔长度对应的前导码结构，当调制方案/码率相同并且FFT尺寸相同时，该第二保护间隔长度比该第一保护间隔长度更长。

广播信号帧可经由对于多径和多普勒现象鲁棒的OFDM发射器传送。在该情况下，OFDM发射器可被看作负责下一代广播系统的传送信号生成。

图4是示出了广播信号帧的结构的示例的图。

参考图4，广播信号帧包括引导码410、前导码420和数据有效载荷430。在该情况下，该数据有效载荷430可以是叠加的有效载荷。

图4中示出的帧可被包括在超帧中。

在该情况下，广播信号帧可包括OFDM码元中的至少一个。该广播信号帧可包括参考码元或导频码元。

其中应用分层划分多路复用(LDM)的帧结构包括图4中示出的引导码410、前导码420和叠加的有效载荷430。

在该情况下，引导码410和前导码420可被看作两个分级前导码。

在该情况下，引导码410可比前导码420具有更短长度，用于快速获取和检测。在该情况下，引导码410可具有固定长度。在该情况下，引导码可包括固定长度码元。例如，引导码410可包括四个OFDM码元，每一OFDM码元具有0.5ms长度，使得引导码410可对应于2ms的固定时间长度。

在该情况下，引导码410可具有固定带宽，并且前导码420和叠加的有效载荷430可具有比引导码410更宽的可变带宽。

前导码420可使用鲁棒LDPC代码来传送详细信令信息。在该情况下，前导码420的长度能根据信令信息变化。

在该情况下，引导码410和有效载荷430两者可被看作多层共享的公共信号。

叠加的有效载荷430可对应于至少两个层信号的多路复用的信号。在该情况下，叠加的有效载荷430可通过按照不同功率电平组合核心层有效载荷和增强层有效载荷而生成。在该情况下，核心层有效载荷可包括带内信令部分。在该情况下，带内信令部分可包括用于增强层服务的信令信息。

在该情况下，引导码410可包括代表前导码结构的码元。

在该情况下，可如下表1中所示来设置用于代表前导码结构的引导码中包括的码元。

表1

例如，可分派7比特的固定长度码元，用于代表表1中示出的前导码结构。

表1中的L1-基本模式1、L1-基本模式2和L1-基本模式3可对应于QPSK和3/15LDPC。

具体地，L1-基本模式1可对应于3/15、QPSK、奇偶校验重复开和第一穿孔尺寸。稍后将解释奇偶校验重复和奇偶校验穿孔。

此外，L1-基本模式2可对应于3/15、QPSK、奇偶校验重复关和大于第一穿孔尺寸的第二穿孔尺寸。

此外，L1-基本模式3可对应于3/15、QPSK、奇偶校验重复关和大于第二穿孔尺寸的第三穿孔尺寸。

表1中的L1基本模式4可对应于16-NUC(不均匀星座)和3/15LDPC。

表1中的L1基本模式5可对应于64-NUC(不均匀星座)和3/15LDPC。

表1中的L1-基本模式6和L1-基本模式7可对应于256-NUC(不均匀星座)和3/15LDPC。其后，调制方案/码率代表诸如QPSK和3/15LDPC的调制方案和码率的组合。

表1中的FFT尺寸可代表快速傅里叶变换的尺寸。

表1中的GI长度可代表保护间隔长度，可代表不是时域中的数据的保护间隔的长度。在该情况下，保护间隔越长，系统越鲁棒。

表1中的导频图案可代表导频图案的Dx。尽管表1中没有明确示出，但是在表1的示例中Dy可以全部是1。例如，Dx＝3可意味着在每三个码元中沿着x轴方向包括用于信道估计的一个导频。例如，Dy＝1可意味着每次沿着y轴方向包括该导频。

如表1中所示，与比第一调制方案/码率更鲁棒的第二调制方案/码率对应的前导码结构可在查找表中被分配在与第一调制方案/码率对应的前导码结构之前。

在该情况下，在另一前导码结构之前分配可意味着与比另一前导码结构的序号更小的序号对应地在查找表中存储。

此外，在相同调制方案/码率的情况下，与比第一FFT尺寸更短的第二FFT尺寸对应的前导码结构可在查找表中被分配在与第一FFT尺寸对应的前导码结构之前。

此外，在相同调制方案/码率和相同FFT尺寸的情况下，与比第一保护间隔更长的第二保护间隔对应的前导码结构可在查找表中被分配在与第一保护间隔对应的前导码结构之前。

如表1中所示，其中在查找表中分派前导码结构的顺序的设置可使得使用引导码的前导码结构的识别更高效。

下表2是查找表的另一示例。

表2

当如表2中所示与OFDM参数对应的FFT尺寸相同时，与比第一保护间隔长度更短的第二保护间隔长度对应的前导码结构可被分配在与第一保护间隔长度对应的前导码结构之前。此外，如表2中所示按照用于FFT尺寸、保护间隔长度和导频图案的相同组合的鲁棒性的顺序，来分配第一模式、第二模式、第三模式、第四模式和第五模式。

表1或表2中的查找表的分派顺序可对系统性能具有巨大影响。即，信令信号恢复性能可基于分派顺序发生极大变化，因为在接收器所接收的信令信号的一些比特中能出现误差。

下面的表3和表4是代表L1-基本的七种BICM模式的鲁棒性的表。

参考表3和表4，L1-细节比最鲁棒数据FEC更鲁棒1.5dB，并且L1-基本比L1-细节更鲁棒1.5dB。

表3

表4

核心层数据使用该信令信息来解调，并且增强层信号通过与核心层数据对应的消除处理来解调。在该情况下，稍后将详细描述与核心层数据对应的消除。

在该情况下，该信令信息可以是L1(层-1)信令信息。L1信令信息可包括用于物理层参数的信息。

参考图4，广播信号帧包括L1信令信号和数据信号。例如，该广播信号帧可以是ATSC 3.0帧。

图5是示出了图1中示出的用于生成广播信号帧的设备的另一示例的框图。

参考图5，能看出的是，用于生成广播信号帧的设备对除了核心层数据和增强层数据之外、还对与N(N是等于或大于1的自然数)个扩展层对应的数据一起进行多路复用。

即，除了核心层BICM单元310、增强层BICM单元320、注入电平控制器330、组合器340、功率归一化器345、时间交织器350、信令生成单元360、和帧构建器370之外，图5中示出的用于生成广播信号帧的设备还包括N个扩展层BICM单元410、……、430和注入电平控制器440、……、460。

图5中示出的核心层BICM单元310、增强层BICM单元320、注入电平控制器330、组合器340、功率归一化器345、时间交织器350、信令生成单元360和帧构建器370已参考图3进行了详细描述。

N个扩展层BICM单元410、……、430的每一个独立执行BICM编码，并且注入电平控制器440、……、460的每一个执行与对应扩展层对应的功率降低，由此使得功率降低的扩展层信号能经由组合器340与其它层信号组合。

在该情况下，可通过串联连接BCH编码器和LDPC编码器，来形成扩展层BICM单元410、……、430的误差校正编码器的每一个。

特别是，优选的是，与注入电平控制器440、……、460的每一个对应的功率的降低高于注入电平控制器330的功率的降低。即，图5中示出的注入电平控制器330、440、……、460的较低者可对应于较大功率降低。

图5中示出的注入电平控制器330、440和460所提供的注入电平信息经由信令生成单元360被包括在帧构建器370的广播信号帧中，并然后传送到接收器。即，每一层的注入电平被包括在L1信令信息中并然后传递到接收器。

在本发明中，功率的调整可以对应于增加或减少输入信号的功率，并且可以对应于增加或减少输入信号的增益。

功率归一化器345减轻借助于组合器340对于多个层信号的组合所引起的功率增加。

在图5中示出的示例中，功率归一化器345可通过使用以下等式4将各个层的信号所组合到的信号的幅度乘以归一化因子，来将信号的功率调整为适当幅度：

时间交织器350通过对组合器340所组合的信号进行交织，来执行向各层的信号等同应用的交织。

图6是示出了图1中示出的信号解多路复用器的另一示例的框图。

参考图6，根据本发明实施例的信号解多路复用器包括时间解交织器510、解归一化器1010、核心层BICM解码器520、增强层码元提取器530、解注入电平控制器1020、和增强层BICM解码器540。

在该情况下，图6中示出的信号解多路复用器可对应于图3中示出的用于生成广播信号帧的设备。

时间解交织器510接收来自用于执行诸如时间/频率同步、信道估计和均衡的操作的OFDM接收器的接收信号，并且执行与信道上出现的脉冲串误差的分散相关的操作。在该情况下，L1信令信息首先由OFDM接收器解码，并然后被使用用于数据的解码。特别是，L1信令信息的注入电平信息可被传递到解归一化器1010和解注入电平控制器1020。在该情况下，OFDM接收器可按照广播信号帧(例如，ATSC 3.0帧)的形式解码所接收的信号，可提取帧的数据码元部分，并且可将提取的数据码元部分提供到时间解交织器510。即，时间解交织器510通过在使得数据码元经过的同时执行解交织，来分散在信道上出现的脉冲串误差。

解归一化器1010对应于发射器的功率归一化器，并将功率增加与该功率归一化器已将功率减少的电平。即，解归一化器1010将接收信号除以等式2的归一化因子。

尽管解归一化器1010被图示为在图6中示出的示例中调整时间交织器510的输出信号的功率，但是解归一化器1010可位于时间交织器510之前，使得在一些实施例中在交织之前执行功率调整。

即，解归一化器1010可被看作位于时间交织器510之前或之后，并且为了核心层码元解映射器的LLR计算的目的而放大信号的幅度。

时间解交织器510的输出(或解归一化器1010的输出)被提供到核心层BICM解码器520，并且核心层BICM解码器520恢复核心层数据。

在该情况下，核心层BICM解码器520包括核心层码元解映射器、核心层比特解交织器、和核心层误差校正解码器。核心层码元解映射器计算与码元相关的LLR值，核心层比特解交织器剧烈混合所计算的LLR值与脉冲串误差，并且核心层误差校正解码器校正信道上出现的误差。

在该情况下，核心层码元解映射器可使用预定星座来计算用于每一比特的LLR值。在该情况下，核心层码元解映射器所使用的星座可取决于发射器所使用的码率和调制阶数的组合而变化。

在该情况下，核心层比特解交织器可基于LDPC码字对所计算的LLR值执行解交织。

特别是，核心层误差校正解码器可输出仅信息比特，或者可输出其中信息比特已与奇偶校验比特混合的全部比特。在该情况下，核心层误差校正解码器可输出仅信息比特作为核心层数据，并且可向增强层码元提取器530输出其中信息比特已与奇偶校验比特混合的全部比特。

可通过串联连接核心层LDPC解码器和核心层BCH解码器，来形成核心层误差校正解码器。即，核心层误差校正解码器的输入可输入到核心层LDPC解码器，核心层LDPC解码器的输出可输入到核心层BCH解码器，并且核心层BCH解码器的输出可成为核心层误差校正解码器的输出。在该情况下，LDPC解码器执行LDPC解码，并且BCH解码器执行BCH解码。

此外，可通过串联连接增强层LDPC解码器和增强层BCH解码器，来形成增强层误差校正解码器。即，增强层误差校正解码器的输入可输入到增强层LDPC解码器，增强层LDPC解码器的输出可输入到增强层BCH解码器，并且增强层BCH解码器的输出可成为增强层误差校正解码器的输出。

增强层码元提取器530可从核心层BCH解码器520的核心层误差校正解码器接收全部比特，并且可从时间解交织器510或解归一化器1010的输出信号提取增强层码元。在实施例中，增强层码元提取器530可以不由核心层BICM解码器520的误差校正解码器提供全部比特，而是可由核心层BICM解码器520的误差校正解码器提供LDPC信息比特或BCH信息比特。

在该情况下，增强层码元提取器530包括缓冲器、减法器、核心层码元映射器、和核心层比特交织器。缓冲器存储时间解交织器510或解归一化器1010的输出信号。核心层比特交织器接收核心层BICM解码器的全部比特(信息比特+奇偶校验比特)，并执行与发射器相同的核心层比特交织。核心层码元映射器从交织的信号生成与发射器相同的核心层码元。减法器通过从缓冲器中存储的信号减去核心层码元映射器的输出信号而获得增强层码元，并且将增强层码元传递到解注入电平控制器1020。特别是，当提供LDPC信息比特时，增强层码元提取器530可进一步包括核心层LDPC编码器。此外，当提供BCH信息比特时，增强层码元提取器530可进一步不仅包括核心层LDPC编码器而且包括核心层BCH编码器。

在该情况下，增强层码元提取器530中包括的核心层LDPC编码器、核心层BCH编码器、核心层比特交织器和核心层码元映射器可以与参考图3描述的核心层的LDPC编码器、BCH编码器、比特交织器和码元映射器相同。

解注入电平控制器1020接收增强层码元，并将输入信号的功率增加与该发射器的注入电平控制器已将功率减少的电平。即，解注入电平控制器1020放大输入信号，并将放大的输入信号提供到增强层BICM解码器540。例如，如果在发射器处、用来组合增强层信号的功率比用来组合核心层信号的功率低3dB，则解注入电平控制器1020起作用以将输入信号的功率增加3dB。

在该情况下，解注入电平控制器1020可被看作从OFDM接收器接收注入电平信息，并将提取的增强层信号与等式5的增强层增益相乘：

增强层BICM解码器540接收其功率已被解注入电平控制器1020增加的增强层码元，并恢复增强层数据。

在该情况下，增强层BICM解码器540可包括增强层码元解映射器、增强层比特解交织器、和增强层误差校正解码器。增强层码元解映射器计算与增强层码元相关的LLR值，增强层比特解交织器剧烈混合所计算的LLR值与脉冲串误差，并且增强层误差校正解码器校正信道上出现的误差。

尽管增强层BICM解码器540执行与核心层BICM解码器520执行的任务类似的任务，但是增强层LDPC解码器一般执行与等于或高于6/15的码率相关的LDPC解码。

例如，核心层可使用具有等于或高于5/15的码率的LDPC代码，并且增强层可使用具有等于或高于6/15的码率的LDPC代码。在该情况下，在其中能解码增强层数据的接收环境中，可使用仅少量LDPC解码迭代来解码核心层数据。使用该特性，在接收器的硬件中，核心层和增强层共享单一LDPC解码器，并由此能降低实现该硬件所需的成本。在该情况下，核心层LDPC解码器可使用仅一些时间资源(LDPC解码迭代)，并且增强层LDPC解码器可使用大多数时间资源。

即，图6中示出的信号解多路复用器首先恢复核心层数据，通过消除接收信号码元中的核心层码元而留下仅增强层码元，并然后通过增加增强层码元的功率来恢复增强层数据。如参考图3和5所描述的，按照不同功率电平来组合与各个层对应的信号，并因此仅当以与最强功率组合的信号开始恢复时，能实现具有最小误差的数据恢复。

因此，在图6中示出的示例中，信号解多路复用器可包括时间解交织器510，配置为通过向接收信号应用时间解交织来生成时间解交织的信号；解归一化器1010，配置为将接收信号或时间解交织的信号的功率增加与发射器的功率归一化器的功率降低对应的电平；核心层BICM解码器520，配置为从该解归一化器1010进行功率调整的信号恢复核心层数据；增强层码元提取器530，配置为通过对该解归一化器1010使用核心层BICM解码器520的核心层FEC解码器的输出信号进行功率调整的信号、执行与核心层数据对应的消除，来提取增强层信号；解注入电平控制器1020，配置为将增强层信号的功率增加与发射器的注入功率电平控制器的功率降低对应的电平；和增强层BICM解码器540，配置为使用解注入电平控制器1020的输出信号来恢复增强层数据。

在该情况下，增强层码元提取器可从核心层BICM解码器的核心层LDPC解码器接收全部码字，并且可立即对全部码字执行比特交织。

在该情况下，增强层码元提取器可从核心层BICM解码器的核心层LDPC解码器接收信息比特，并且可对信息比特执行核心层LDPC编码以及然后执行比特交织。

在该情况下，增强层码元提取器可从核心层BICM解码器的核心层BCH解码器接收信息比特，并且可对信息比特执行核心层BCH编码和核心层LDPC编码以及然后的比特交织。

在该情况下，解归一化器和解注入电平控制器可接收基于L1信令提供的注入电平信息IL信息，并且可基于注入电平信息来执行功率控制。

在该情况下，核心层BICM解码器可具有比增强层BICM解码器的比特率更低的比特率，并且可以比增强层BICM解码器更鲁棒。

在该情况下，解归一化器可对应于归一化因子的倒数。

在该情况下，解注入电平控制器可对应于缩放因子的倒数。

在该情况下，可基于与对应于核心层信号的核心层数据的恢复对应的消除，来恢复增强层数据。

在该情况下，信号解多路复用器进一步可包括一个或多个扩展层码元提取器，其每一个配置为通过执行与先前层数据对应的消除，来提取扩展层信号；一个或多个解注入电平控制器，其每一个配置为将扩展层信号的功率增加与发射器的注入电平控制器的功率降低对应的电平；以及一个或多个扩展层BICM解码器，配置为使用所述一个或多个解注入电平控制器的输出信号，来恢复一条或多条扩展层数据。

根据图6中示出的配置，能看出的是，根据本发明实施例的信号解多路复用方法包括通过向接收信号应用时间解交织来生成时间解交织的信号；将接收信号或时间解交织的信号的功率增加与发射器的功率归一化器的功率降低对应的电平；从功率调整的信号恢复核心层数据；通过对功率调整的信号执行与核心层数据对应的消除，来提取增强层信号；将增强层信号的功率增加与发射器的注入功率电平控制器的功率降低对应的电平；和使用增强层数据来恢复增强层数据。

在该情况下，提取增强层信号可包括从核心层BICM解码器的核心层LDPC解码器接收全部码字，并且立即对全部码字执行比特交织。

在该情况下，提取增强层信号可包括从核心层BICM解码器的核心层LDPC解码器接收信息比特，并且对信息比特执行核心层LDPC编码以及然后执行比特交织。

在该情况下，提取增强层信号可包括从核心层BICM解码器的核心层BCH解码器接收信息比特，并且对信息比特执行核心层BCH编码和核心层LDPC编码以及然后执行比特交织。

图7是示出了图6中示出的核心层BICM解码器520和增强层码元提取器530的示例的框图。

参考图7，核心层BICM解码器520包括核心层码元解映射器、核心层比特解交织器、核心层LDPC解码器、和核心层BCH解码器。

即，在图7中示出的示例中，核心层误差校正解码器包括核心层LDPC解码器和核心层BCH解码器。

此外，在图7中示出的示例中，核心层LDPC解码器向增强层码元提取器530提供包括奇偶校验比特的全部码字。即，尽管LDPC解码器一般仅输出全部LDPC码字的信息比特，但是LDPC解码器可输出全部码字。

在该情况下，尽管增强层码元提取器530可以被容易实现，因为其不需要包括核心层LDPC编码器和核心层BCH编码器，但是存在残差误差可在LDPC码奇偶校验部分中剩余的可能性。

图8是示出了图6中示出的核心层BICM解码器520和增强层码元提取器530的另一示例的框图。

参考图8，核心层BICM解码器520包括核心层码元解映射器、核心层比特解交织器、核心层LDPC解码器、和核心层BCH解码器。

即，在图8中示出的示例中，核心层误差校正解码器包括核心层LDPC解码器和核心层BCH解码器。

此外，在图8中示出的示例中，核心层LDPC解码器向增强层码元提取器530提供除了奇偶校验比特之外的信息比特。

在该情况下，尽管增强层码元提取器530并非必须包括核心层BCH编码器，但是其必须包括核心层LDPC编码器。

在图8中示出的示例中，可比图7中示出的示例中更理想地去除可能在LDPC码奇偶校验部分中剩余的残差误差。

图9是示出了图6中示出的核心层BICM解码器520和增强层码元提取器530的另一示例的框图。

参考图9，核心层BICM解码器520包括核心层码元解映射器、核心层比特解交织器、核心层LDPC解码器、和核心层BCH解码器。

即，在图9中示出的示例中，核心层误差校正解码器包括核心层LDPC解码器和核心层BCH解码器。

在图9中示出的示例中，与核心层数据对应的核心层LDPC解码器的输出被提供到增强层码元提取器530。

在该情况下，尽管增强层码元提取器530具有高复杂性，因为其必须包括核心层LDPC编码器和核心层BCH编码器两者，但是其保证比图9和10的示例中的那些更高的性能。

图10是示出了图1中示出的信号解多路复用器的另一示例的框图。

参考图10，根据本发明的实施例的信号解多路复用器包括时间解交织器510、解归一化器1010、核心层BICM解码器520、增强层码元提取器530、增强层BICM解码器540、一个或多个扩展层码元提取器650和670、一个或多个扩展层BICM解码器660和680、以及解注入电平控制器1020、1150和1170。

在该情况下，图10中示出的信号解多路复用器可对应于图5中示出的用于生成广播信号帧的设备。

时间解交织器510接收来自用于执行诸如同步、信道估计和均衡的操作的OFDM接收器的接收信号，并且执行与信道上出现的脉冲串误差的分散相关的操作。在该情况下，L1信令信息首先由OFDM接收器解码，并然后被使用用于数据解码。特别是，L1信令信息的注入电平信息可被传递到解归一化器1010和解注入电平控制器1020、1150和1170。

在该情况下，解归一化器1010可获得所有层的注入电平信息，可使用以下等式6来获得解归一化因子，并且可将输入信号与解归一化因子相乘：

即，解归一化因子是以上等式4所表达的归一化因子的倒数。

在实施例中，当N1信令不仅包括注入电平信息而且包括归一化因子信息时，解归一化器1010可通过取归一化因子的倒数来简单获得解归一化因子，而无需使用注入电平来计算解归一化因子。

解归一化器1010对应于发射器的功率归一化器，并将功率增加与该功率归一化器已将功率减少的电平。

尽管解归一化器1010被图示为在图10中示出的示例中调整时间交织器510的输出信号的功率，但是解归一化器1010可位于时间交织器510之前，使得在实施例中能在交织之前执行功率调整。

特别是，核心层误差校正解码器可输出仅信息比特，或者可输出其中信息比特已与奇偶校验比特组合的全部比特。在该情况下，核心层误差校正解码器可输出仅信息比特作为核心层数据，并且可向增强层码元提取器530输出其中信息比特已与奇偶校验比特组合的全部比特。

还可以通过串联连接增强层LDPC解码器和增强层BCH解码器，来形成增强层误差校正解码器。即，增强层误差校正解码器的输入可输入到增强层LDPC解码器，增强层LDPC解码器的输出可输入到增强层BCH解码器，并且增强层BCH解码器的输出可成为增强层误差校正解码器的输出。

此外，还可通过串联连接扩展层LDPC解码器和扩展层BCH解码器，来形成扩展层误差校正解码器。即，扩展层误差校正解码器的输入可输入到扩展层LDPC解码器，扩展层LDPC解码器的输出可输入到扩展层BCH解码器，并且扩展层BCH解码器的输出可成为扩展层误差校正解码器的输出。

特别是，已参考图9、10和11描述的关于将使用误差校正解码器的输出中的哪一个的实现复杂度与性能之间的折衷不仅应用到图10的核心层BICM解码器520和增强层码元提取器530，而且应用到扩展层码元提取器650和670以及扩展层BICM解码器660和680。

增强层码元提取器530可从核心层误差校正解码器的核心层BICM解码器520接收全部比特，并且可从时间解交织器510或解归一化器1010的输出信号提取增强层码元。在实施例中，增强层码元提取器530可以不从核心层BICM解码器520的误差校正解码器接收全部比特，而是可接收LDPC信息比特或BCH信息比特。

在该情况下，增强层码元提取器530包括缓冲器、减法器、核心层码元映射器、和核心层比特交织器。缓冲器存储时间解交织器510或解归一化器1010的输出信号。核心层比特交织器接收核心层BICM解码器的全部比特(信息比特+奇偶校验比特)，并执行与发射器相同的核心层比特交织。核心层码元映射器从交织的信号生成与发射器相同的核心层码元。减法器通过从缓冲器中存储的信号减去核心层码元映射器的输出信号，而获得增强层码元，并且将增强层码元传递到解注入电平控制器1020。

在该情况下，增强层码元提取器530中包括的核心层比特交织器和核心层码元映射器可以与图5中示出的核心层比特交织器和核心层码元映射器相同。

解注入电平控制器1020接收增强层码元，并将输入信号的功率增加与该发射器的注入电平控制器已将功率减少的电平。即，解注入电平控制器1020放大输入信号，并将放大的输入信号提供到增强层BICM解码器540。

特别是，增强层误差校正解码器可输出仅信息比特，并且可输出其中信息比特已与奇偶校验比特组合的全部比特。在该情况下，增强层误差校正解码器可输出仅信息比特作为增强层数据，并且可向扩展层码元提取器650输出其中信息比特已与奇偶校验比特混合的全部比特。

扩展层码元提取器650从增强层BICM解码器540的增强层误差校正解码器接收全部比特，并从解注入电平控制器1020的输出信号提取扩展层码元。

在该情况下，解注入电平控制器1020可放大增强层码元提取器530的减法器的输出信号的功率。

在该情况下，扩展层码元提取器650包括缓冲器、减法器、增强层码元映射器、和增强层比特交织器。缓冲器存储该解注入电平控制器1020的输出信号。增强层比特交织器接收增强层BICM解码器的全部比特信息(比特+奇偶校验比特)，并执行与发射器的交织相同的增强层比特交织。增强层码元映射器从交织的信号生成与发射器的码元相同的增强层码元。减法器通过从缓冲器中存储的信号减去增强层码元映射器的输出信号而获得扩展层码元，并且将扩展层码元传递到扩展层BICM解码器660。

在该情况下，扩展层码元提取器650中包括的增强层比特交织器和增强层码元映射器可以与图5中示出的增强层比特交织器和增强层码元映射器相同。

解注入电平控制器1150将功率增加在发射器处对应层的注入电平控制器已将功率减少的电平。

在该情况下，解注入电平控制器可被看作执行与下面等式7的扩展层增益相乘的操作。在该情况下，第0注入电平可被看作0dB：

扩展层BICM解码器660接收其功率已由解注入电平控制器1150增加的扩展层码元，并恢复扩展层数据。

在该情况下，扩展层BICM解码器660可包括扩展层码元解映射器、扩展层比特解交织器、和扩展层误差校正解码器。扩展层码元解映射器计算与扩展层码元相关的LLR值，扩展层比特解交织器剧烈混合所计算的LLR值与脉冲串误差，并且扩展层误差校正解码器校正信道上出现的误差。

特别是，如果存在两个或更多扩展层，则扩展层码元提取器和扩展层BICM解码器的每一个可包括两个或更多提取器或解码器。

即，在图10中示出的示例中，扩展层BICM解码器660的扩展层误差校正解码器可输出仅信息比特，并且可输出其中信息比特已与奇偶校验比特组合的全部比特。在该情况下，扩展层误差校正解码器输出仅信息比特作为扩展层数据，并且可向随后的扩展层码元提取器670输出其中信息比特已与奇偶校验比特混合的全部比特。

根据上述扩展层码元提取器650、扩展层BICM解码器660和解注入电平控制器1150的配置和操作，能容易地理解扩展层码元提取器670、扩展层BICM解码器680和解注入电平控制器1170的配置和操作。

图10中示出的解注入电平控制器1020、1150和1170中的较低者可对应于功率的较大增加。即，解注入电平控制器1150可比解注入电平控制器1020更多地增加功率，并且解注入电平控制器1170可比解注入电平控制器1150更多地增加功率。

能看出的是，图10中示出的信号解多路复用器首先恢复核心层数据，使用核心层码元的消除来恢复增强层数据，并使用增强层码元的消除来恢复扩展层数据。可提供两个或更多扩展层，在该情况下，以按照较高功率电平组合的扩展层开始恢复。

图11是示出了归因于核心层信号和增强层信号的组合的功率的增加的图。

参考图11，能看出的是，当通过组合核心层信号与其功率已降低了注入电平的增强层信号、来生成多路复用的信号时，所述多路复用的信号的功率电平高于核心层信号或增强层信号的功率电平。

在该情况下，图3和5中示出的注入电平控制器所调整的注入电平可按照0.5dB或1dB的步长从0dB调整到10.0dB。当注入电平为3.0dB时，增强层信号的功率比核心层信号的功率低3dB。当注入电平为10.0dB时，增强层信号的功率比核心层信号的功率低10dB。该关系不仅在核心层信号和增强层信号之间应用，而且在增强层信号和扩展层信号之间或在扩展层信号之间应用。

图3和5中示出的功率归一化器可调整组合之后的功率电平，由此解决可由归因于组合的功率增加引起的、诸如信号失真的问题。

图12是示出了根据本发明实施例的用于生成广播信号帧的方法的操作流程图。

参考图12，在根据本发明实施例的方法中，在步骤S1210向核心层数据应用BICM。

此外，在根据本发明实施例的方法中，在步骤S1220向增强层数据应用BICM。

在步骤S1220应用的BICM可与在步骤S1210应用的BICM不同。在该情况下，在步骤S1220应用的BICM可比向步骤S1210应用的BICM更不鲁棒。在该情况下，在步骤S1220应用的BICM的比特率可比向步骤S1210应用的BICM的比特率更不鲁棒。

在该情况下，增强层信号可对应于基于与对应于核心层信号的核心层数据的恢复对应的消除、所恢复的增强层数据。

此外，在根据本发明实施例的方法中，在步骤S1230通过降低增强层信号的功率，来生成功率降低的增强层信号。

在该情况下，在步骤S1230，注入电平可按照0.5dB或1dB的步长从0dB改变为10.0dB。

此外，在根据本发明实施例的方法中，在步骤S1240，通过组合核心层信号和功率降低的增强层信号，来生成多路复用的信号。

即，在步骤S1240，按照不同功率电平来组合核心层信号和增强层信号，使得增强层信号的功率电平低于核心层信号的功率电平。

在该情况下，在步骤S1240，可组合具有低于核心层信号和增强层信号的功率电平的一个或多个扩展层信号、以及核心层信号和增强层信号。

此外，在根据本发明实施例的方法中，在步骤S1250，降低多路复用的信号的功率。

在该情况下，在步骤S1250，多路复用的信号的功率可被降低为核心层信号的功率。在该情况下，在步骤S1250，多路复用的信号的功率可被降低在步骤S1240功率已被增加的电平。

此外，在根据本发明实施例的方法中，在步骤S1260，通过执行向核心层信号和增强层信号两者应用的时间交织，来生成时间交织的信号。

根据实施例，在步骤S1260，在单一层的情况下，通过对BICM输出信号执行交织，可生成时间交织的信号。

此外，在根据本发明实施例的方法中，在步骤S1270，使用时间交织的信号来生成包括引导码和前导码的广播信号帧。

在该情况下，步骤S1270可包括生成引导码；生成前导码；和生成与时间交织的信号对应的数据有效载荷。在该情况下，该数据有效载荷可以是叠加的有效载荷。

在该情况下，该引导码可比该前导码短，并具有固定长度。

在该情况下，第一、第二和第三模式可使用相同的星座和码率，并且对应于奇偶校验重复的各个模式和用于不同鲁棒性的奇偶校验穿孔尺寸。

尽管图12中没有显式示出，但是该方法可进一步包括与步骤S1230对应的、生成包括注入电平信息的信令信息的步骤。在该情况下，该信令信息可以是L1信令信息。

图12中示出的用于生成广播信号帧的方法可对应于图2中示出的步骤S210。

图13是示出了根据本发明实施例的信令信息编码/解码系统的框图。

参考图13，信令信息编码/解码系统包括信令信息编码设备2100和信令信息解码设备2300。

信令信息编码设备2100和信令信息解码设备2300通过无线信道2200的媒介执行通信。

信令信息编码设备2100对诸如L1-基本、L1-细节等的信令信息进行信道编码和调制。

信令信息编码设备2100包括分段单元2110、加扰(scrambling)单元2120、BCH编码器2130、零填充单元2140、LDPC编码器2150、奇偶校验置换单元2160、奇偶校验穿孔单元2170、零去除单元2180、比特交织单元2190和星座映射单元2195。

图13中示出的信令信息编码设备2100可被看作对应于比特交织编码调制(BICM)设备。在该情况下，BICM设备的误差校正编码器可被看作对应于图13中示出的分段单元2110、加扰单元2120、BCH编码器2130、零填充单元2140、LDPC编码器2150、奇偶校验置换单元2160、奇偶校验穿孔单元2170和零去除单元2180。

当信令信息的长度长于预置长度时，分段单元2110将信令信息分段为多个组，以便将信令信息分段为多个LDPC码字并然后传送LDPC码字。即，当信令信息不能被包括在单一LDPC码字中时，分段单元可确定其中将包括信令信息的码字的数目，并然后可根据确定的码字的数目来对信令信息进行分段。

例如，当信令信息的长度如同L1-基本是固定的时，信令信息编码设备2100可以不包括分段单元2110。

例如，当信令信息的长度如同L1-细节是可变的时，信令信息编码设备2100可以包括分段单元2110。

加扰单元2120执行加扰以便保护信令信息。在该情况下，可使用本技术领域已知的各种方法来执行加扰。

BCH编码器2130使用其奇偶校验长度N_{bch_Parity}为168比特的BCH奇偶校验，执行BCH编码。

在该情况下，BCH编码可与其中数据BICM的长度为16200的LDPC码的BCH编码相同。

在该情况下，用于BCH编码所使用的BCH多项式可在下表5中表达，并且表5中表达的BCH编码可具有12-比特误差校正能力：

表5

在已执行BCH编码之后，零填充单元2140执行零填充或缩短。

在该情况下，零填充意味着用比特“0”填满比特串的部分。

作为BCH编码的结果，比特串的长度可通过N_bch＝K_sig+N_{bch_Parity}来表达。在该情况下，K_sig可以是BCH编码的信息比特的数目。例如，当K_sig固定为200比特时，N_bch可以是368比特。

当LDPC编码器2150使用其码率为3/15并且其长度为16200的LDPC码时，LDPC码的信息长度K_ldpc是3240比特。在该情况下，由于要实际传送的信息是N_bch比特并且LDPC码的信息部分的长度是K_ldpc比特，所以执行零填充，即用比特“0”填满与K_ldpc-N_bch对应的比特的处理。在L1-基本信息的情况下，K_ldpc-N_bch可以是2872。

在该情况下，零填充的顺序在确定编码的性能时扮演重要的角色，并且零填充的顺序可被表达为缩短图案顺序。

在该情况下，用零填充的比特仅用于LDPC编码，并且不实际传送。

将包括K_ldpc比特的LDPC信息比特分段为N_{info_group}组，如以下等式8所示。例如，当K_ldpc是3240时，N_{info_group}是9，并由此LDPC信息比特可被分组为9组。

Z_j＝{i_k|360×j≤k＜360×(j+1)}对于0≤j＜N_{info_group} (8)

其中Z_j是包括360比特的组。

零填充的K_ldpc比特的部分根据以下过程确定。

(步骤1)首先，使用以下等式9计算其中将使用“0”填充其所有比特的组的数目：

例如，当K_ldpc是3240并且N_bch是368时，N_pad可以是7。N_pad是7的事实指示其中将用“0”填充其所有比特的组的数目是7。

(步骤2)当N_pad不为0时，根据下表6的缩短图案顺序π_s(j)按照

的顺序，对N_pad组执行零填充。在该情况下，π_s(j)可指代第j比特组的缩短图案顺序。

当N_pad为0时，省略以上过程。

表6

以上表6的缩短图案顺序指示出，按照被编索引为4的第5组、被编索引为1的第2组、被编索引为5的第6组、被编索引为2的第3组、被编索引为8的第9组、被编索引为6的第7组、被编索引为0的第1组、被编索引为7的第8组、和被编索引为3的第四组的顺序，选择零填充目标。即，当在以上表6的示例中选择仅7组作为零填充目标时，选择一共7组作为零填充目标，被编索引为4的第5组、被编索引为1的第2组、被编索引为5的第6组、被编索引为2的第3组、被编索引为8的第9组、被编索引为6的第7组、和被编索引为0的第1组。

具体地，可优化以上表6的缩短图案顺序，用于固定长度信令信息。

当确定其中将使用“0”填充其所有比特的组的数目和对应组时，用“0”填满所确定的组的所有比特。

(步骤3)另外，对于与Z_πs(N_pad)对应的组，与从组的开始(K_ldpc-N_bch-360×N_pad)对应的比特被附加零填充。在该情况下，从对应组的开始执行零填充的事实可指示，从与较小索引对应的比特执行零填充。

(步骤4)在已全部完成零填充之后，通过将BCH编码的N_bch比特依次映射到还没有零填充的剩余部分，而生成LDPC信息比特串。

LDPC编码器2150使用已被零填充并且已向其映射信令信息的K_ldpc，来执行LDPC编码。

在该情况下，LDPC编码器2150可对应于其码率为3/15并且其长度为16200的LDPC码字。LDPC码字是系统码，并且LDPC编码器2150生成输出向量，诸如以下等式10中的向量：

例如，当K_ldpc为3240时，奇偶校验比特可以是12960比特。

奇偶校验置换单元2160对奇偶校验部分而不对信息部分执行逐组的奇偶校验交织，作为用于奇偶校验穿孔的初步任务。

在该情况下，奇偶校验置换单元2160可使用以下等式11执行奇偶校验交织：

其中Y_j是第j逐组交织的比特组，并且π(j)是逐组交织的顺序，这可在以下表7中定义：

表7

即，奇偶校验置换单元2160没有改变地输出LDPC码字的16200比特(45比特组)之中的、与信息比特对应的3240比特(9比特组)，将12960奇偶校验比特分组为其每一个包括360比特的36比特组，并按照与以上表7对应的逐组交织的顺序，对这36比特组进行交织。

表7的逐组交织的顺序指示被编索引为20的第21组位于被编索引为9的第10组位置处，被编索引为23的第24组位于被编索引为10的第11组位置处，被编索引为25的第26组位于被编索引为11的第12组位置处，……、以及被编索引为17的第18组位于被编索引为44的第45组位置处。

在该情况下，在前面位置处的比特组(被编索引为20的比特组)可对应于最重要的奇偶校验比特，并且在后面位置处的比特组(被编索引为17的比特组)可对应于最不重要的奇偶校验比特。

特别是，可优化表7的逐组交织的顺序，用于固定长度信令信息。

在已完成奇偶校验交织(奇偶校验置换)之后，奇偶校验穿孔单元2170可对LDPC码字的部分奇偶位进行穿孔。不传送所穿孔的比特。在该情况下，在已完成奇偶校验交织之后，可在执行奇偶校验穿孔之前，执行其中重复奇偶校验交织的LDPC奇偶校验比特的一部分的奇偶校验重复。

奇偶校验穿孔单元2170计算最终穿孔尺寸，并对与计算的最终穿孔尺寸对应的比特进行穿孔。可如下根据BCH编码的比特串的长度N_bch，来计算与要穿孔的比特数目对应的最终穿孔尺寸：

(步骤1)使用以下等式12来计算临时穿孔尺寸N_{punc_temp}：

其中K_ldpc是LDPC信息比特串的长度，N_bch是BCH编码的比特串的长度，A是第一整数，并且B是第二整数。

在该情况下，LDPC信息比特串的长度与BCH编码的比特串的长度之间的差值K_ldpc-N_bch可对应于零填充长度或缩短长度。

可如下表8那样定义用于等式12的计算所需的用于穿孔的参数：

表8

其中N_{ldpc_parity}是LDPC码字的奇偶校验比特的数目，并且η_MOD是调制阶数。在该情况下，调制阶数可以是2，其指示QPSK。

特别是，可优化表8的用于穿孔的参数，用于固定长度信令信息。

(步骤2)使用表8的计算的临时穿孔尺寸N_{punc_temp}和N_{ldpc_parity}，来计算传送比特的临时数目N_{FFC_temp}，如以下等式13中所示：

N_{FFC_temp}＝N_bch+N_{ldpc_parity}-N_{punc_temp} (13)

(步骤3)使用传送比特的临时数目N_{FFC_temp}，来计算传送比特的数目N_FFC，如以下等式14中所示：

传送比特的数目N_FFC是穿孔完成之后的信息部分的长度和奇偶校验部分的长度之和。

(步骤4)使用所计算的传送比特的数目N_FFC，来计算最终穿孔尺寸N_punc，如以下等式15中所示：

N_punc＝N_{punc_temp}-(N_FEC-N_{FEC_temp}) (15)

其中最终穿孔尺寸N_punc是需要穿孔的奇偶位的尺寸。

即，奇偶校验穿孔单元2170可对已对其执行奇偶校验置换和重复的整个LDPC码字的最后N_punc比特进行穿孔。

零去除单元2180从LDPC码字的信息部分去除零填充的比特。

比特交织单元2190对零去除的LDPC码字执行比特交织。在该情况下，可使用以下方法执行比特交织，在该方法中，使得其中在预置尺寸的存储器中记录LDPC码字的方向与其中从其读取LDPC码字的方向不同。

星座映射单元2195执行码元映射。例如，星座映射单元2195可使用QPSK方法实现。

信令信息解码设备2300对诸如L1-基本、L1-细节等的信令信息进行解调和信道解码。

信令信息解码设备2300包括星座解映射单元2395、比特解交织单元2390、逆零去除单元2380、逆奇偶校验穿孔单元2370、逆奇偶校验置换单元2360、LDPC解码器2350、逆零填充单元2340、BCH解码器2330、逆加扰单元2320、和逆分段单元2310。

图13中示出的信令信息解码设备2300可被看作对应于比特交织编码调制(BICM)解码设备。在该情况下，BICM解码设备的误差校正解码器可被看作对应于图13中示出的逆零去除单元2380、逆奇偶校验穿孔单元2370、逆奇偶校验置换单元2360、LDPC解码器2350、逆零填充单元2340、BCH解码器2330、逆加扰单元2320、和逆分段单元2310。

逆分段单元2310执行分段单元2110的逆操作。

逆加扰单元2320执行加扰单元2120的逆操作。

BCH解码器2330执行BCH编码器2130的逆操作。

逆零填充单元2340执行零填充单元2140的逆操作。

特别是，逆零填充单元2340可从LDPC解码器360接收LDPC信息比特串，可使用缩短图案顺序选择用0填满其所有比特的组，并且可使用排除之前组的组、根据LDPC信息比特串生成BCH编码的比特串。

LDPC解码器2350执行LDPC编码器2150的逆操作。

逆奇偶校验置换单元2360执行奇偶校验置换单元2160的逆操作。

具体地，逆奇偶校验置换单元2360可将LDPC码字的奇偶校验比特分段为多个组，并且可使用逐组交织的顺序对组进行逐组解交织，由此生成要被LDPC解码的LDPC码字。

逆奇偶校验穿孔单元2370执行奇偶校验穿孔单元2170的逆操作。

在该情况下，逆奇偶校验穿孔单元2370可使用与LDPC信息比特串的长度与BCH编码的比特串的长度之间的差值相乘的第一整数、以及与第一整数不同的第二整数，来计算临时穿孔尺寸，可使用BCH编码的比特串的长度和12960之和与临时穿孔尺寸之间的差值来计算传送比特的临时数目，可使用传送比特的临时数目和调制阶数来计算传送比特的数目，可使用传送比特的临时数目、传送比特的数目和传送比特的临时数目来计算最终穿孔尺寸，并且可通过考虑最终穿孔尺寸而生成要提供到逆奇偶校验置换单元2360的LDPC码字。

逆零去除单元2380执行零去除单元2180的逆操作。

比特解交织单元2390执行比特交织单元2190的逆操作。

星座解映射单元2395执行星座映射单元2195的逆操作。

图14是示出了根据本发明实施例的广播信号帧的图。

参考图14，根据本发明实施例的广播信号帧2410可包括引导码2421、前导码2423和数据码元2425。

前导码2423包括信令信息。

在图14中示出的示例中，前导码2423可包括L1-基本信息2431和L1-细节信息2433。

在该情况下，L1-基本信息2431可以是固定长度信令信息。

例如，L1-基本信息2431可对应于200比特。

在该情况下，L1-细节信息2433可以是可变长度信令信息。

例如，L1-细节信息2433可对应于200到2352比特。

广播信号帧2410可开始于包括系统的版本信息和最一般信令信息的引导码2421，其后跟随L1-基本2431和L1-细节2433。L1-基本2431可传送一般信令信息，诸如用于L1-细节2433的调制/码率信息、PLP的数目、FFT尺寸和具有恒定数目比特的保护间隔，并且L1-细节2433可传送剩余的细节信令信息。在该情况下，用于L1-细节2433的比特数目可根据要传送的PLP的数目变化。

在该情况下，引导码2421可用信号传输L1-基本2431的BICM模式和OFDM参数，并且L1-基本2431可用信号传输L1-细节2433的BICM模式和OFDM参数。

在该情况下，BICM模式可包括星座和码率，并且OFDM参数可包括FFT尺寸、保护间隔长度和导频图案。

图15是示出了图13中示出的零填充单元的操作的示例的图。

参考图15，能看到在其中缩短图案顺序是[4 1 5 2 8 6 0 7 3]的情况下的零填充操作。

在图15中示出的示例中，LDPC信息比特串的长度是3240，并由此LDPC信息比特包括其每一个包括360比特的9组。

首先，当使用等式9确定用0填满其所有比特的组的数目时，(3240-368/360)＝7.9，并由此将7组确定为用0填满其所有比特的组。

此外，由于缩短图案顺序是[4 1 5 2 8 6 0 7 3]，所以选择一共7组，即，被编索引为4的第5组2610、被编索引为1的第2组2620、被编索引为5的第6组2630、被编索引为2的第3组2640、被编索引为8的第9组2650、被编索引为6的第7组2660和被编索引为0的第1组2670，并且用0填满这些组的所有比特。

此外，由于被编索引为7的第8组2680邻近被编索引为0的第1组2670，所以从被编索引为7的第8组2680的开头起的352(＝3240–368–(360×7))比特被填满0。

在已完成零填充之后，将N_bch(＝368)比特的BCH编码比特串依次映射到一共368比特，即，被编索引为3的第4组2690的360比特和被编索引为7的第8组2680的剩余8比特。

图16是示出了图13中示出的奇偶校验置换单元的操作的示例的图。

参考图16，能看到在其中逐组交织的顺序对应于序列[20 23 25 32 38 41 18 910 11 31 24 14 15 26 40 33 19 28 34 16 39 27 30 21 44 43 35 42 36 12 13 29 2237 17]的情况下的奇偶校验置换操作。

不对K_ldpc(＝3240)信息比特进行交织，并且其每一个包括360比特的36组(一共12960比特)成为交织目标。

由于逐组交织的顺序对应于序列[20 23 25 32 38 41 18 9 10 11 31 24 14 1526 40 33 19 28 34 16 39 27 30 21 44 43 35 42 36 12 13 29 22 37 17]，所以奇偶校验置换单元将被编索引为20的第21组定位在被编索引为9的第10组位置2710，将被编索引为23的第24组定位在被编索引为10的第11组位置2720，……，将被编索引为37的第38组定位在被编索引为43的第44组位置2730，并将被编索引为17的第18比特组定位在被编索引为44的第45组位置2740。

可从奇偶校验交织的奇偶校验比特的尾部(从被编索引为17的第18比特组的结尾)执行奇偶校验穿孔。

图17是示出了图13中示出的零去除单元的操作的示例的图。

参考图17，能看出，零去除单元通过从LDPC码字的信息部分去除零填充的部分，而生成用于传送的信令信息。

如上所述，根据本发明的用于生成广播信号帧的设备和方法不限于前述实施例的配置和方法，而是可选择性组合这些实施例的一些或全部，使得按照各种方式来修改实施例。

Claims

1.一种广播信号接收设备，包括：

天线，被配置为通过物理信道接收与广播信号帧对应的OFDM信号；以及

OFDM接收器，被配置为检测与该OFDM信号对应的引导码并且使用该引导码中包括的信息来解调前导码，

其中，该前导码包括L1-基本和L1-细节，并且该引导码包括代表该L1-基本的结构的码元，

其中，该码元对应于用信号传输L1-基本FEC模式和该L1-基本的OFDM参数的固定长度比特串，

其中，该L1-基本FEC模式包括：

与QPSK和3/15的码率对应的第一模式、第二模式和第三模式，

与16-NUC(非均匀星座)和3/15的码率对应的第四模式，和

与64-NUC(非均匀星座)和3/15的码率对应的第五模式。

2.根据权利要求1的广播信号接收设备，其中，该第一、第二和第三模式使用相同的星座和码率，并且对应于关于奇偶校验重复的各种模式和用于不同鲁棒性的奇偶校验穿孔尺寸。

3.根据权利要求2的广播信号接收设备，其中，该第一模式对应于其中执行奇偶校验重复的模式，并且该第二和第三模式对应于其中不执行奇偶校验重复的模式。

4.根据权利要求3的广播信号接收设备，其中，该第二模式的奇偶校验穿孔尺寸大于该第一模式的奇偶校验穿孔尺寸并小于该第三模式的奇偶校验穿孔尺寸。

5.根据权利要求4的广播信号接收设备，其中，该码元对应于查找表，在该查找表中，

在与第一保护间隔长度对应的前导码结构之前分配与第二保护间隔长度对应的前导码结构，其中，当与所述OFDM参数对应的FFT尺寸相同时该第二保护间隔长度比该第一保护间隔长度短。

6.根据权利要求5的广播信号接收设备，其中，该码元对应于该查找表，在该查找表中，

按照用于FFT尺寸、保护间隔长度和导频图案的相同组合的鲁棒性的顺序，来分配第一模式、第二模式、第三模式、第四模式和第五模式。

7.一种广播信号接收方法，包括：

通过物理信道接收与广播信号帧对应的OFDM信号；以及

检测与该OFDM信号对应的引导码，以使用该引导码中包括的信息来解调前导码，

其中，该L1-基本FEC模式包括：

与QPSK和3/15的码率对应的第一模式、第二模式和第三模式，

与16-NUC(非均匀星座)和3/15的码率对应的第四模式，和

与64-NUC(非均匀星座)和3/15的码率对应的第五模式。