KR101844229B1 - 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법 - Google Patents

방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101844229B1
KR101844229B1 KR1020137016186A KR20137016186A KR101844229B1 KR 101844229 B1 KR101844229 B1 KR 101844229B1 KR 1020137016186 A KR1020137016186 A KR 1020137016186A KR 20137016186 A KR20137016186 A KR 20137016186A KR 101844229 B1 KR101844229 B1 KR 101844229B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
frame
data
plp
symbol
mimo
Prior art date
Application number
KR1020137016186A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20130121881A (ko
Inventor
고우석
백서영
문상철
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Publication of KR20130121881A publication Critical patent/KR20130121881A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101844229B1 publication Critical patent/KR101844229B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N7/00—Television systems
    • H04N7/015—High-definition television systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04H—BROADCAST COMMUNICATION
    • H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
    • H04H20/65—Arrangements characterised by transmission systems for broadcast
    • H04H20/71—Wireless systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/007—Unequal error protection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0044—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path allocation of payload
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0053—Allocation of signaling, i.e. of overhead other than pilot signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/20—Servers specifically adapted for the distribution of content, e.g. VOD servers; Operations thereof
    • H04N21/23—Processing of content or additional data; Elementary server operations; Server middleware
    • H04N21/234—Processing of video elementary streams, e.g. splicing of video streams, manipulating MPEG-4 scene graphs
    • H04N21/2343—Processing of video elementary streams, e.g. splicing of video streams, manipulating MPEG-4 scene graphs involving reformatting operations of video signals for distribution or compliance with end-user requests or end-user device requirements
    • H04N21/234327—Processing of video elementary streams, e.g. splicing of video streams, manipulating MPEG-4 scene graphs involving reformatting operations of video signals for distribution or compliance with end-user requests or end-user device requirements by decomposing into layers, e.g. base layer and one or more enhancement layers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/20—Servers specifically adapted for the distribution of content, e.g. VOD servers; Operations thereof
    • H04N21/23—Processing of content or additional data; Elementary server operations; Server middleware
    • H04N21/236—Assembling of a multiplex stream, e.g. transport stream, by combining a video stream with other content or additional data, e.g. inserting a URL [Uniform Resource Locator] into a video stream, multiplexing software data into a video stream; Remultiplexing of multiplex streams; Insertion of stuffing bits into the multiplex stream, e.g. to obtain a constant bit-rate; Assembling of a packetised elementary stream
    • H04N21/23614—Multiplexing of additional data and video streams
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2603—Signal structure ensuring backward compatibility with legacy system
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H04L27/26134—Pilot insertion in the transmitter chain, e.g. pilot overlapping with data, insertion in time or frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/261—Details of reference signals
    • H04L27/2613—Structure of the reference signals
    • H04L27/26136—Pilot sequence conveying additional information
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0091—Signaling for the administration of the divided path

Abstract

방송 신호 송신기, 방송 신호 수신기, 및 방송 신호 송/수신기에서 방송 신호 송수신 방법이 개시된다. 방송 신호 송신 방법은 방송 서비스를 구성하는 적어도 하나의 서비스 컴포넌트를 포함하는 서비스 컴포넌트 PLP(physical layer pipe), 하나의 방송 서비스에 적용되는 제1 서비스 정보를 포함하는 제1 정보 PLP, 여러 방송 서비스에 공통으로 적용되는 제2 서비스 정보를 포함하는 제2 정보 PLP 중 적어도 하나에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하는 단계, 상기 각 PLP에 포함된 데이터에 대해 FEC 인코딩을 수행하는 단계, 상기 FEC 인코드된 데이터를 타임 인터리빙하는 단계, 상기 타임 인터리브된 데이터를 포함하는 전송 프레임을 생성하는 단계, 및 상기 전송 프레임을 변조하고, 변조된 전송 프레임을 포함하는 방송 신호를 전송하는 단계를 포함한다.

Description

방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법{BROADCAST SIGNAL TRANSMITTER/RECEIVER, AND BROADCAST SIGNAL TRANSCEIVING METHOD}
본 발명은 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 데이터 전송 효율을 높이면서 종래의 방송 신호 송수신기와 호환될 수 있는 방송 신호를 송수신할 수 있는 방송 신호 송/수신기 및 그의 송/수신 방법에 관한 것이다.
아날로그 방송 신호의 송출의 중단 시점이 다가오면서, 디지털 방송 신호를 송수신하기 위한 다양한 기술들이 개발되고 있다. 디지털 방송 신호는 아날로그 방송 신호에 비해 대용량의 비디오/오디오 데이터를 전송할 수 있으며, 비디오/오디오 데이터 외에도 다양한 부가 데이터를 포함할 수 있다.
디지털 방송 시스템은 HD(High Definition)급의 영상과 다채널의 음향 및 다양한 부가 서비스를 제공할 수 있다. 다만, 고용량의 데이터 전송을 위한 데이터 전송 효율, 송수신 네트워크의 강인성(robustness) 및 모바일 수신 장비를 고려한 네트워크의 유연성(flexibility)은 여전히 개선해야 하는 과제이다.
본 발명은 모바일 수신 장비 또는 인도어 환경에서도 디지털 방송 신호를 오류없이 수신할 수 있는 방송 신호의 송/수신기 및 송/수신 방법을 제공하고자 한다.
또한, 본 발명은 상술한 목적을 달성함과 동시에 종래의 방송 시스템과 호환성을 유지할 수 있는 방송 신호의 송/수신기 및 송/수신 방법을 제공하고자 한다.
또한 본 발명은 인밴드 시그널링 정보의 시그널링 방법, 인밴드 시그널링 정보의 송수신을 위한 송/수신기 및 송/수신 방법을 제공하고자 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신 방법은 방송 서비스를 구성하는 적어도 하나의 서비스 컴포넌트를 포함하는 서비스 컴포넌트 PLP(physical layer pipe), 하나의 방송 서비스에 적용되는 제1 서비스 정보를 포함하는 제1 정보 PLP, 여러 방송 서비스에 공통으로 적용되는 제2 서비스 정보를 포함하는 제2 정보 PLP 중 적어도 하나에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하는 단계, 상기 각 PLP에 포함된 데이터에 대해 FEC 인코딩을 수행하는 단계, 상기 FEC 인코드된 데이터를 타임 인터리빙하는 단계, 상기 타임 인터리브된 데이터를 포함하는 전송 프레임을 생성하는 단계, 및 상기 전송 프레임을 변조하고, 변조된 전송 프레임을 포함하는 방송 신호를 전송하는 단계를 포함한다.
상기 서비스 컴포넌트 PLP가 복수개이고, 이 중 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP가 포함되면, 상기 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP는 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP의 인밴드 시그널링 정보를 포함하는 것을 일 실시예로 한다.
상기 인밴드 시그널링 정보는 각 PLP의 다음 인터리빙 프레임에 대한 정보를 포함하며, 상기 인터리빙 프레임은 타임 인터리빙이 수행되는 단위이다.
본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 인풋 프로세서, FEC 인코더, 타임 인터리버, 프레임 빌더 및 변조를 포함할 수 있다. 상기 인풋 프로세서는 방송 서비스를 구성하는 적어도 하나의 서비스 컴포넌트를 포함하는 서비스 컴포넌트 PLP(physical layer pipe), 하나의 방송 서비스에 적용되는 제1 서비스 정보를 포함하는 제1 정보 PLP, 여러 방송 서비스에 공통으로 적용되는 제2 서비스 정보를 포함하는 제2 정보 PLP 중 적어도 하나에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링한다. 상기 FEC 인코더는 상기 각 PLP에 포함된 데이터에 대해 FEC 인코딩을 수행한다. 상기 타임 인터리버는 상기 FEC 인코드된 데이터를 타임 인터리빙한다. 상기 프레임 빌더는 상기 타임 인터리브된 데이터를 포함하는 전송 프레임을 생성한다. 상기 변조부는 상기 전송 프레임을 변조하고, 변조된 전송 프레임을 포함하는 방송 신호를 전송한다.
본 발명에 따르면 디지털 방송 시스템에 있어서 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 시스템을 사용함으로써 데이터 전송 효율을 높이고 방송 신호 송수신의 강인성(Robustness)를 증가시킬 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 MIMO 프로세싱에 의해 다양한 방송 환경에서도 수신기에서 MIMO 수신 신호들을 효율적으로 복구할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 MIMO 시스템을 사용하면서도 종래의 송수신 시스템을 최대한 사용함으로써 호환성을 확보할 수 있는 방송 신호 송/수신기 및 송/수신 방법을 제공할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 모바일 수신 장비 또는 인도어 환경에서도 디지털 방송 신호를 오류없이 수신할 수 있는 방송 신호의 송/수신기 및 송/수신 방법을 제공할 수 있다.
본 발명은 데이터를 전송하는 서비스 컴포넌트 PLP(physical layer pipe)에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링함으로써, 인밴드 시그널링 정보는 데이터와 동일한 강인성(robustness)을 가질 수 있다.
또한 본 발명은 서비스 정보(SI)를 전송하는 SI PLP에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링함으로써, 데이터 PLP와 다른 인밴드 시그널링 강인성을 줄 수 있다. 또한 집중적으로 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송함으로써 프레임 구성 및 공통(frame configuration 및 common) 정보들을 매 PLP에서 보내줄 필요가 없으므로 시그널링 오버헤드(signalling overhead)가 줄어든다.
또한 본 발명은 커먼 PLP에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링함으로써, 데이터 PLP와 다른 강인성과 적은 오버헤드를 가질 수 있다.
특히 본 발명은 데이터 PLP, 커먼 PLP, SI PLP 중 적어도 하나에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링함으로서, 인밴드 시그널링 정보의 오버헤드와 강인성을 조절할 수 있다.
또한 본 발명은 SVC(Scalable Video Coding)를 이용하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 모두 전송하는 경우, 베이스 레이어 서비스 컴포넌트에 베이스 레이어의 인밴드 시그널링 정보와 인핸스먼트 레이어의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하고, 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트에는 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하지 않도록 함으로써, 베이스 레이어 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 정보를 효율적으로 시그널링할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신기를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 따른 방송 신호 수신기를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLP 기반의 추가 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 FEF 기반의 추가 프레임의 구조를 나타낸 도면이다.
도 5의 (A) 및 (B)는 본 발명의 일 실시예에 따른 추가 프레임을 식별하기 위한 P1 심볼 생성과정을 나타낸 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 7은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 상술한 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 지상파 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼의 구조와 AP1 심볼의 구조를 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 AP1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 모드 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 스트림 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 17은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌더를 나타낸 도면이다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 디맵퍼를 나타낸 도면이다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 23은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 25는 본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 26은 본 발명에 따른 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 흐름의 일 실시예를 보인 도면이다.
도 27은 본 발명에 따른 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 흐름의 다른 실시예를 보인 도면이다.
도 28은 본 발명에 따른 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 흐름의 또 다른 실시예를 보인 도면이다.
도 29는 본 발명에 따른 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 흐름의 또 다른 실시예를 보인 도면이다.
도 30은 본 발명에 따른 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 흐름의 또 다른 실시예를 보인 도면이다.
도 31은 본 발명에 따른 T2 프레임의 길이 정보를 시그널링하는 방법의 일 실시예를 보인 도면이다.
도 32는 본 발명에 따른 T2 프레임의 길이 정보를 시그널링하는 신택스 구조의 일 실시예를 보인 도면이다.
도 33은 본 발명에 따른 T2 프레임의 길이 정보를 시그널링하는 신택스 구조의 다른 실시예를 보인 도면이다.
도 34는 본 발명에 따른 다음 NGH 프레임 정보를 다이내믹하게 시그널링하는 방법의 일 실시예를 보인 도면이다.
도 35는 본 발명에 따른 다음 NGH 프레임 정보를 다이내믹하게 시그널링하는 방법의 다른 실시예를 보인 도면이다.
도 36은 본 발명에 따른 다음 NGH 프레임 정보를 컨피규러블하게 시그널링하는 방법의 일 실시예를 보인 도면이다.
도 37의 (A),(B)는 본 발명에 따른 다음 NGH 프레임 정보를 컨피규러블하게 시그널링하는 방법의 다른 실시예를 보인 도면이다.
도 38의 (A),(B)는 본 발명에 따른 다음 NGH 프레임 정보를 컨피규러블하게 시그널링하는 방법의 또 다른 실시예를 보인 도면이다.
도 39는 본 발명에 따른 방송 신호 송신기에서 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 방법의 일 실시예를 보인 흐름도이다.
발명의 실시를 위한 최선의 형태
본 명세서에서 사용되는 용어는 본 발명에서의 기능을 고려하면서 가능한 현재 널리 사용되는 일반적인 용어를 선택하였으나, 이는 당 분야에 종사하는 기술자의 의도, 관례 또는 새로운 기술의 출현 등에 따라 달라질 수 있다. 또한 특정 경우는 출원인이 임의로 선정한 용어도 있으며, 이 경우 해당되는 발명의 설명 부분에서 그 의미를 기재할 것이다. 따라서 본 명세서에서 사용되는 용어는, 단순한 용어의 명칭이 아닌 그 용어가 아닌 실질적인 의미와 본 명세서의 전반에 걸친 내용을 토대로 해석되어야 함을 밝혀두고자 한다.
디지털 방송 시스템에서 전송 효율을 높이고 강건한(robust) 통신을 수행하기 위해 다양한 기술이 도입되고 있다. 그 중 하나로서 송신측 또는 수신측에서 복수의 안테나를 사용하는 방법이 제안되고 있으며, 이를 각각 단일 안테나 전송 단일 안테나 수신 방식(SISO; Single-Input Single-Output), 단일 안테나 전송 다중 안테나 수신 방식(SIMO; Single-Input Multi-Output) 다중 안테나 전송 단일 안테나 수신 방식(MISO; Multi-Input Sinle-Output), 다중 안테나 전송 다중 안테나 수신 방식(MIMO; Multi-Input Multi-Output)으로 나눌 수 있다. 이하에서, 다중 안테나는 설명의 편의를 위해 2개의 안테나를 예로서 설명할 수 있으나, 이러한 본 발명의 설명은 2개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다.
SISO 방식은 1개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 사용하는 일반적인 방송 시스템을 나타낸다. SIMO 방식은 1개의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나를 사용하는 방송 시스템을 나타낸다.
MISO 방식은 복수의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 사용하여 송신 다이버시티를 제공하는 방송 시스템을 나타내며, 일 예로서 알라모우티(Alamouti) 방식 등을 나타낸다. MISO 방식은 1개의 안테나로 데이터를 성능 손실(performance loss) 없이 수신할 수 있는 방식을 일컫는다. 수신 시스템에서 성능 향상을 위해 복수의 수신 안테나로 동일한 데이터를 수신할 수 있지만, 이러한 경우에도 본 명세서에서는 이를 MISO의 범위에 포함하여 설명하도록 한다.
MIMO 방식은 복수의 송신 안테나와 복수의 수신 안테나를 사용하여 송신/수신 다이버시티와 높은 전송 효율을 제공하는 방송 시스템을 나타낸다. MIMO 방식은 시간 및 공간 차원에서 상이하게 신호를 처리하여, 동일 주파수 대역에서 동시에 동작하는 병렬적 경로를 통해 복수의 데이터 스트림을 전송하여 다이버시티 효과와 높은 전송 효율을 달성할 수 있다.
MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능은 전송 채널의 특성에 의존하는데, 특히 독립적 채널 환경들을 가진 시스템에서 그 효율이 높아진다. 즉, 송신단의 각 안테나에서 수신단의 각 안테나까지 이르는 각 채널들이 서로 상관성이 없는 독립적인 채널일수록 MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능은 좋아질 수 있으나, LOS (line-of-sight) 환경처럼 각 송수신 안테나간 채널들의 상호 상관성이 매우 높은 채널 환경에서는 MIMO 기술을 적용한 시스템의 성능이 급격히 떨어지거나 또는 동작 자체가 불가능한 경우가 발생할 수도 있다.
또한, SISO(Single-Input Single-Output) 및 MISO 방식을 사용하던 방송 시스템에 MIMO 방식을 적용하는 경우, 데이터 전송 효율을 높일 수 있으나 상술한 문제점 외에도 단일 안테나를 갖는 수신기에서도 서비스를 수신할 수 있도록 호환성을 유지해야 하는 과제가 존재한다. 따라서 본 발명에서는 이하에서 이러한 현존하는 문제점 및 과제들을 해결할 수 있는 방법을 제시하도록 한다.
또한 본 발명에서는 종래 지상파 방송 시스템, 예컨대 DVB-T2 등의 지상파 방송 시스템(또는 T2 시스템이라 함)과 RF 주파수 대역을 공유하면서, 추가적인 방송 신호(또는 인핸스드 방송 신호) 예컨대 모바일 방송 신호를 송수신할 수 있는 시스템을 위한 방송 신호 송수신기 및 송수신방법을 제시할 수 있다.
이를 위해, 본 발명에서는 통신환경에 강인하지만 화질이 낮은 기본 비디오 컴포넌트와, 고화질의 영상을 제공할 수 있지만 통신 환경에 다소 취약한 확장 비디오 컴포넌트로 구분하여 전송할 수 있는 확장성(scalability))을 갖는 비디오 코딩 방법을 사용할 수 있다. 본 발명에서는 확장성을 갖는 비디오 코딩 방법으로 SVC을 설명하나, 이외의 임의의 비디오 코딩 방법을 적용할 수 있다. 이하 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 보다 상세히 설명한다.
본 발명의 방송 신호 송신기 및 수신기는 복수의 안테나를 통해 송수신되는 복수의 신호에 대해 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행할 수 있으며, 이하에서는 2개의 안테나를 통해 송수신되는 2개의 신호에 대해 신호처리를 수행하는 방송 신호 송수신기에 대하여 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 기법을 이용한 방송 신호 송신기를 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 인풋 프리-프로세서(101100), 인풋 프로세서101200), BICM(Bit Interleaved Coded Modulation)인코더(101300), 프레임 빌더(101400), OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing) 제너레이터(또는 송신부)(101500)를 포함할 수 있다. 본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 MPEG-TS 스트림, 인터넷 프로토콜(Internet Protocol) 스트림, GSE (General Sream Encapsulation) 스트림(또는 GS 스트림) 중 적어도 하나를 입력 받을 수 있다.
인풋 프리-프로세서(101100)는 입력 스트림 즉, MPEG-TS 스트림 또는 IP 스트리 또는 GSE 스트림에 대해 강인성을 부여하기 위하여 서비스 단위(또는 서비스 컴포넌트 단위)로 하나 이상의 PLP(physical layer pipe)를 생성한다.
PLP는 피지컬 레이어에서 식별이 되는 데이터(또는 스트림)의 단위로, PLP별로 동일한 전송 경로에서 데이터가 가공된다. 즉, PLP는 전송 경로에서 처리되는 피지컬 레이어의 속성이 동일한 데이터로서, 프레임 내의 셀 단위로 매핑될 수 있다. 또한 PLP는 하나 또는 복수의 서비스를 전달(carry)하는 피지컬 레이어 TDM(Time Division Multiplex) 채널로 볼 수 있다. 이러한 서비스가 전송되는 경로 또는 그 경로를 통해서 전송되는, 피지컬 레이어에서 식별 가능한 스트림의 단위를 PLP라고 호칭한다.
본 발명에서는 하나의 서비스가 하나의 PLP로 전송될 수도 있고, 하나의 서비스를 구성하는 컴포넌트들이 구분되어 서로 다른 PLP로 전송될 수도 있다. 만일 하나의 서비스를 구성하는 서비스 컴포넌트들이 구분되어 서로 다른 PLP로 전송된다면, 수신기에서 복수의 컴포넌트들을 모아 하나의 서비스로 결합한다. 본 발명에서 서비스 컴포넌트와 컴포넌트는 동일한 의미로 사용한다.
이후 인풋 프로세서(101200)은 생성된 복수의 PLP를 포함하는 BB(Base Band) 프레임을 생성할 수 있다. 또한 BICM 모듈(101300)은 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 BB 프레임에 리던던시(redundancy)를 추가하고 BB 프레임에 포함된 PLP 데이터를 인터리빙할 수 있다.
프레임 빌더(101400)는 복수의 PLP를 프레임에 매핑하고, 시그널링 정보를 추가하여 프레임 구조를 완성할 수 있다. OFDM 제너레이터(101500)는 프레임 빌더(101400)로부터 입력 데이터를 OFDM 변조하여 복수의 안테나를 통해 전송될 수 있는 복수의 경로로 분리하여 출력할 수 있다. 각 블록에 대한 구체적인 설명은 후술하기로 한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 따른 방송 신호 수신기를 나타낸 도면이다.
도 2에 도시된 바와 같이 방송 신호 수신기는 OFDM 디모듈레이터(107100), 프레임 디맵퍼(107200), BICM 디코더(107300) 및 아웃풋 프로세서(107400)를 포함할 수 있다. OFDM 디모듈레이터(또는 OFDM 복조부 또는 수신부)(107100)는 복수개의 수신 안테나로 수신된 신호들을 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있다. 프레임 디맵퍼(107200)는 주파수 영역으로 변환된 신호 중 필요한 서비스를 위한 PLP들을 출력할 수 있다. BICM 디코더(107300)는 전송 채널에 의해서 발생한 에러를 정정할 수 있으며, 아웃풋 프로세서(107400)는 출력 TS, IP, GS 스트림 중 적어도 하나를 발생시키기 위해 필요한 과정들을 수행할 수 있다. 이때, 입력 안테나 신호는 듀얼 극성 신호를 입력받을 수 있으며 출력 TS, IP, GS 스트림 중 적어도 하나는한 개 혹은 복수개의 스트림들로 출력될 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 PLP 기반의 추가 프레임 구조를 나타낸 도면이다.
도 3에 도시된 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임은 프리앰블 영역과 데이터 영역을 포함할 수 있다. 프리앰블 영역은 P1 심볼과 P2 심볼을 포함할 수 있으며, 데이터 영역은 복수의 데이터 심볼을 포함할 수 있다. P1 심볼은 P1 시그널링 정보를 전송하고, P2 심볼은 L1- 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
이 경우, 본 발명에서는 프리앰블 영역에 추가적으로 프리앰블 심볼을 할당할 수 있다. 이와 같은 추가의 프리앰블 심볼을 AP1 (Additional Preable 1)심볼이라 하기로 하며, 본 발명은 매우 낮은 SNR 또는 시간-선택적인 페이딩 조건들에서 모바일 방송 신호의 검출 성능을 향상시키기 위해 프레임에 하나 이상의 AP1 심볼을 추가하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. AP1 심볼에 의해 전송되는 AP1 시그널링 정보는 추가적인 전송 파라미터를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시에 따른 AP1 시그널링 정보는 해당 프레임에 삽입되는 파일럿 패턴 정보를 포함할 수 있다. 따라서 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기는 P2 심볼이 전송되지 않고, 데이터 영역의 데이터 심볼들에 L1 시그널링 정보가 스프레딩되어 있는 경우 AP1 시그널링 정보를 이용하여 데이터 영역의 L1 시그널링 정보를 디코딩하기 전에 파일럿 패턴을 알 수 있다.
또한 프레임의 데이터 영역에 L1-시그널링 정보가 스프레딩 되는 경우, 본 발명의 일 실시에 따른 AP1 시그널링 정보는 방송 신호 수신기가 프레임의 데이터 영역에 스프레드된 시그널링 정보를 디코딩하기 위해 필요한 정보를 더 포함할 수 있다. 따라서 본 발명에 따른 프레임의 프리앰블 영역은 P1 심볼, 하나 이상의 AP1 심볼, 하나 이상의 P2 심볼을 포함할 수 있다. 그리고 데이터 영역은 복수개의 데이터 심볼들(또는 데이터 OFDM 심볼이라 함)들로 구성된다. P2 심볼은 선택적이며, P2 심볼의 삽입 여부는 AP1 심볼을 통해 전송되는 AP1 시그널링 정보에 시그널링하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
본 발명에 따른 P1 심볼과 AP1 심볼은 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터(101500) 내 P1 삽입 모듈에서 매 프레임마다 삽입하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 즉, P1 삽입 모듈은 매 프레임마다 2개 이상의 프리앰블 심볼을 삽입한다. 다른 실시예로, P1 삽입 모듈 후단에 AP1 삽입 모듈을 추가하고, AP1 삽입 모듈에서 AP1 심볼을 삽입할 수도 있다. 본 발명에서와 같이 2개 이상의 프리앰블 심볼을 사용하는 경우 모바일 페이딩 환경에서 발생할 수 있는 버스트 페이딩(burst fading)에 더욱 강인해지고, 신호 검출(signal detection) 성능을 향상시키는 장점을 가진다.
P1 심볼은 전송 타입 및 베이직 전송 파라미터에 관련된 P1 시그널링 정보를 전송할 수 있으며, 수신기에서는 P1 심볼을 이용하여 프레임을 검출할 수 있다. P2 심볼은 복수개가 될 수 있으며, L1 시그널링 정보 및 커먼 PLP와 같은 시그널링 정보를 운반할 수 있다. L1 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, L1-프리 시그널링 정보는 L1-포스트 시그널링 정보를 수신 및 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있다. 또한 L1-포스트 시그널링 정보는 수신기가 PLP 데이터를 복호화하기 위해 필요한 파라미터들을 포함할 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이 L1-포스트 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보 후단에 위치할 수 있다.
또한 L1-포스트 시그널링 정보는 컨피규러블 블록(configurable block)(또는 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보라 함), 다이내믹 블록(dynamic block) (또는 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보라 함), 익스텐션 블록(extension block), CRC 블록(Cyclic Redundancy Check block) 및 L1 패딩 블록(L1 padding block)을 포함할 수 있다.
컨피규러블 블록은 하나의 프레임 동안에 걸쳐 동일하게 적용될 수 있는 정보들을 포함할 수 있고, 다이내믹 블록은 현재 전송되고 있는 프레임에 해당하는 특징적인 정보들을 포함할 수 있다.
익스텐션 블록은 L1-포스트 시그널링 정보가 확장되는 경우 사용될 수 있는 블록이며, CRC 블록은 L1-포스트 시그널링 정보의 에러정정을 위해 사용되는 정보들을 포함할 수 있으며 32비트 크기를 가질 수 있다. 또한 패딩 블록은 L1-포스트 시그널링 정보가 여러 개의 인코딩 블록들에 나뉘어 전송되는 경우, 각 인코딩 블록에 포함되는 정보의 크기를 동일하게 맞추기 위해 사용될 수 있으며 그 크기는 가변적이다.
커먼 PLP는 NIT(Network Information Table)와 같은 네트워크 정보 또는 PLP 정보 및 SDT(Service Description Table) 또는 EIT(Event Information Table)와 같은 서비스 정보를 포함할 수 있다. 본 발명의 프리앰블은 설계자의 의도에 따라 P1 심볼, L1-프리 시그널링 정보 및 L1- 포스트 시그널링 정보만을 포함할 수 있고, P1 심볼, L1-프리 시그널링 정보, L1- 포스트 시그널링 정보 및 커먼 PLP를 전부 포함할 수 있다. P2 심볼 후단에 위치한 복수의 데이터 심볼은 복수의 PLP 를 포함할 수 있다. 복수의 PLP는 오디오, 비디오 및 데이터 스트림 및 PAT(Program Association Table), PMT(Program Map Table)와 같은 PSI/SI 정보를 포함할 수 있다. 본 발명에서는 오디오, 비디오, 및 데이터 스트림과 같이 실제 데이터를 전송하는 PLP를 데이터 PLP라 하기로 한다. 또한 본 발명에서는 수신기에서 데이터 PLP를 디코드하기 위해 필요한 SI(Service Information)를 포함하는 PLP를 베이스 PLP(또는 시그널링 PLP 또는 SI PLP 또는 앵커(anchor) PLP)라 하기로 한다. 상기 SI는 일 예로 PAT, PMT 등이 될 수 있다. PLP는 프레임당 하나의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 1 PLP와 복수개의 서브 슬라이스에 의해 전송되는 타입 2 PLP를 포함할 수 있다. 또한 하나의 데이터 PLP는 하나의 서비스를 전송할 수 있고, 하나의 서비스에 포함되는 적어도 하나의 서비스 컴포넌트를 전송할 수도 있다. 만약 PLP가 서비스 컴포넌트를 전송하는 경우, 전송측은 서비스 컴포넌트를 전송하는 PLP임을 지시하는 시그널링 정보를 전송할 수 있다.
또한 본 발명에서는 종래 지상파 방송 시스템과 RF 주파수 대역을 공유하면서, 기본적인 데이터 외에 추가적인 데이터(또는 인핸스드 방송 신호)를 특정 PLP를 통해 전송하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 이 경우 전송측은 상술한 P1 심볼의 시그널링 정보를 통해 현재 전송되는 신호 또는 시스템을 정의할 수 있을 것이다. 이하에서는 추가적인 데이터가 비디오 데이터인 경우를 설명한다. 즉, 도 3에 도시된 바와 같이 프레임의 타입 2 PLP인 PLP M1(112100)과 PLP (M1+M2)(112200)은 추가적인 비디오 데이터를 포함하여 전송할 수 있다. 또한 본 발명에서는 이와 같이 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 프레임을 추가 프레임(또는 FEF 파트)이라 호칭할 수 있으며, 기본적인 데이터를 전송하는 프레임을 기본 프레임(또는 T2 프레임)이라 호칭할 수 있다.
또한 본 발명에서는 설계자의 의도에 따라 추가적인 비디오 데이터를 전송할 수 있을 뿐만 아니라 종래 지상파 방송 시스템과는 다른 새로운 방송 시스템과 관련된 데이터를 전송하는 프레임을 추가 프레임이라 호칭할 수도 있다. 이 경우 종래 지상파 방송을 전송하는 프레임을 지상파 방송 프레임(또는 T2 프레임)이라 호칭할 수 있으며 추가 프레임은 새로운 방송 시스템과 관련된 기본적인 데이터 또는 추가적인 데이터를 전송할 수 있다.
본 발명에서 수퍼 프레임은 복수의 T2 프레임(또는 지상파 방송 프레임이라 하기도 한다)과 추가적인 방송 신호를 위한 복수의 비-T2 프레임((Non-T2 프레임 또는 추가 프레임)으로 구성될 수 있다. 상기 비-T2 프레임은 FEF(Future Extension Frame) 파트를 포함할 수 있다. FEF 파트는 연속되지 않고, T2 프레임들 사이에 삽입될 수 있다. 추가적인 방송 신호는 T2 프레임 또는 FEF 파트에 포함되어 전송될 수 있다. 이후 FEF 파트와 FEF는 동일한 의미로 사용한다. 본 발명은 FEF를 통해 모바일 방송 신호를 전송하는 경우, 이때의 FEF를 NGH(Next Generation Handheld) 프레임이라 하기로 한다. 본 발명에서 사용되는 신호 프레임은 T2 프레임, FEF, NGH 프레임 중 어느 하나가 될 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 FEF 기반의 추가 프레임의 구조를 나타낸 도면이다.
도 4에서는 추가적인 방송 신호를 전송하기 위하여 FEF(Future extension frame)를 사용하는 경우를 나타내고 있다. 본 발명에서는 기본적인 방송 신호를 전송하는 프레임을 기본 프레임이라 호칭하고, 추가적인 방송 신호를 전송하는 FEF를 추가 프레임이라 호칭할 수 있다.
도 4는 기본 프레임과 추가 프레임이 멀티플렉싱된 수퍼 프레임(113100, 113200) 구조를 나타내고 있다. 수퍼 프레임(113100)에 포함된 프레임 중 헤칭으로 표시 되지 않은 프레임(113110-1∼n)은 기본 프레임이며, 헤칭으로 표시된 프레임(113120-1∼2)은 추가 프레임이다.
도 4의 (A)는 기본 프레임과 추가 프레임의 비율이 N:1인 경우를 나타낸 도면이다. 즉, N개의 기본 프레임마다 1개의 추가 프레임을 전송하는 경우이다. 이 경우 수신기에서 하나의 추가 프레임(113120-1)을 수신한 뒤 다음 추가 프레임(113120-2)을 수신하는데 걸리는 시간은 N개의 기본 프레임 정도에 해당할 수 있다.
도 4의 (B)는 기본 프레임과 추가 프레임의 비율이 1:1인 경우를 나타낸 도면이다. 즉, 기본 프레임과 추가 프레임을 교대로 전송하는 경우이다. 이 경우, 수퍼 프레임(113200) 내에서 추가 프레임의 비율이 최대가 될 수 있으므로, 추가 프레임은 기본 프레임과의 공유성을 극대화시키기 위하여 기본 프레임과 매우 유사한 구조를 가질 수도 있다. 또한 이 경우 수신기에서 하나의 추가 프레임(113210-1)을 수신한 뒤 다음 추가 프레임(113210-1)을 수신하는데 걸리는 시간은 1개의 기본 프레임(113220) 정도에 해당하므로, 도 4의 (A)에 도시된 경우보다 주기가 짧다.
도 5의 (A) 및 (B)는 본 발명의 일 실시예에 따른 추가 프레임을 식별하기 위한 P1 심볼 생성과정을 나타낸 도면이다.
도 4에 도시된 바와 같이 기본 프레임과 구별되는 추가 프레임을 통해 추가적인 비디오 데이터를 전송하는 경우, 수신기에서 추가 프레임을 식별하고 처리할 수 있도록 별도의 시그널링 정보를 전송해야 한다. 본 발명의 추가 프레임은 이와 같이 별도의 시그널링 정보를 전송하는 P1 심볼을 포함할 수 있으며, 이를 new_system_P1 심볼이라 호칭할 수 있다. 이는 기존 프레임에서 사용되던 P1 심볼과 다를 수 있으며, 복수개가 될 수 있다. 이때 new_system_P1 심볼은 프레임의 프리앰블 영역 내 첫 번째 P2 심볼 전단에 위치하는 것을 일 실시예로 할 수 있다.
또한 본 발명에서는 new_system_P1 심볼을 생성하기 위하여 기존의 프레임의 P1 심볼을 수정하여 사용할 수 있다. 이를 위하여 본 발명에서는 기존 프레임의 P1 심볼의 구조를 수정하여 new_system_P1 심볼을 생성하거나, 심볼을 생성하는 심볼 제너레이션부(114100)을 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성하는 방법을 제시한다.
도 5의 (A)는 기존 프레임의 P1 심볼의 구조를 나타낸 도면이다. 본 발명에서는 도 5의 (A)에 도시된 기존 프레임의 P1 심볼의 구조를 수정하여 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 이 경우, 기존 P1 심볼의 prefix와 postfix를 위한 주파수 변위값(fSH)을 변형시키거나 P1 심볼의 길이(TP1C나 TP1B의 크기)를 바꿔서 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 단, P1 심볼 구조를 수정하여 new_system_P1심볼을 생성하는 경우, P1 심볼 구조에 사용되는 파라미터들(fSH, TP1C, TP1B의 크기)도 적절하게 수정되어야 한다.
도 5의 (B)는 P1 심볼을 생성하는 P1 심볼 제너레이션부를 나타낸 도면이다. 본 발명에서는 도 5의 (B)에 도시된 P1 심볼 제너레이션부를 변형시켜 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다. 이 경우, P1 심볼 제너레이션부에 포함된 CDS 테이블 모듈(114110), MSS 모듈(114120) 및 C-A-B 스트럭쳐 모듈(114130)으로부터 P1 심볼에 사용되는 액티브 캐리어(active carrier)의 분포를 바꾸는 방법(예를 들어 CDS 테이블 모듈(114110)이 다른 CSS(Complementary Set of Sequence)를 사용하는 방법등) 또는 P1 심볼로 전송하는 정보를 위한 패턴을 변형시키는 방법(MSS 모듈(114120)이 다른 CSS(Complementary Set of Sequence)를 사용하는 방법 등)등을 사용하여 new_system_P1 심볼을 생성할 수 있다.
또한 도 3에서 설명한 본 발명의 AP1 심볼은 도 5에서 설명한 과정을 통해 생성될 수 있다.
또한 본 발명에서는 SVC(Scalable Video Coding) 방식을 사용한 MIMO 시스템을 제안한다. SVC 방식은 다양한 단말기와 통신 환경 및 이들의 변화에 대응하기 위해 개발된 동영상의 코딩 방법이다. SVC 방식은 하나의 동영상을 계층적으로 원하는 화질이 발생하도록 코딩하여, 베이스 레이어에서 기본 화질의 영상에 대한 비디오 데이터를, 인핸스먼트 레이어에서 상위 화질의 영상을 복원할 수 있는 추가적인 비디오 데이터를 전송할 수 있다. 따라서 수신기는 수신기의 특성에 따라 베이스 레이어의 비디오 데이터만을 수신하여 디코딩하여 기본 화질의 영상을 획득하거나, 베이스 레이어의 비디오 데이터와 인핸스먼트 레이어의 비디오 데이터를 디코딩하여 상위 화질의 영상을 획득할 수 있다. 이하에서 베이스 레이어는 베이스 레이어에 해당하는 비디오 데이터를 포함하는 의미로, 인핸스먼트 레이어는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 비디오 데이터를 포함하는 의미로 사용될 수 있다. 또한, 이하에서 SVC의 대상은 비디오 데이터만이 아닐 수도 있으며, 베이스 레이어는 베이스 레이어에 해당하는 기본 영상/음성/데이터를 포함하는 기본 서비스를 제공할 수 있는 데이터를, 인핸스먼트 레이어는 인핸스먼트 레이어에 해당하는 상위 영상/음성/데이터를 포함하는 상위 서비스를 제공할 수 있는 데이터를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
이하 본 발명의 방송 시스템에서는, SVC 방식을 이용하여 SISO 또는 MISO 방식으로 수신 가능한 경로로 SVC의 베이스 레이어를 전송하고, MIMO 방식으로 수신이 가능한 경로로 SVC의 인핸스먼트 레이어를 전송하는 방법을 제시한다. 즉, 단일 안테나를 갖는 수신기의 경우 SISO 또는 MISO 방식으로 베이스 레이어를 수신하여 기본 화질의 영상을 획득하고, 복수의 안테나를 갖는 수신기의 경우 MIMO 방식으로 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 수신하여 상위 화질의 영상을 획득할 수 있는 방법을 제시한다.
이하에서는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 MIMO 방송 데이터를 지상파 방송 프레임과의 관계에서 어떻게 전송할 것인지에 대하여 설명하도록 한다.
(1) MIMO 방송 데이터를 특정 PLP로 전송하는 방법
상술한 바와 같이 생성된 MIMO 방송 데이터를 특정 PLP에 포함시키면서, 지상파 방송 데이터를 포함하는 PLP와 구별하여 전송하는 방법이 가능하다. 이 경우 특정 PLP는 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이때 특정 PLP에 대한 부가 정보를 시그널링하여 기존의 수신 시스템에서의 오동작을 방지할 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 PLP를 MIMO 방송 PLP로, 지상파 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 PLP로 지칭할 수 있다.
지상파 방송 수신기에서 MIMO 방송 데이터는 처리하지 못할 수 있으므로, 지상파 방송 PLP와 MIMO 방송 PLP를 식별하기 위한 추가 정보를 시그널링할 필요가 있다. 이때 이 시그널링은 지상파 방송 시스템의 L1 시그널링 정보 내의 미사용(reserved) 필드를 사용할 수 있다. 송신단에서 복수의 안테나로 MIMO 방송 데이터를 전송하는 경우, 기존의 지상파 방송 데이터도 MISO로 전송할 수 있다. 본 발명에서는 MIMO 방송 PLP를 식별을 위해, L1-포스트 시그널링 정보를 사용하는 것을 일 실시예로 한다.
(2) MIMO 방송 데이터를 특정 프레임으로 전송하는 방법
상술한 바와 같이 생성된 MIMO 방송 데이터를 특정 프레임에 포함시키면서, 지상파 방송 데이터를 포함하는 프레임과 구별하여 전송하는 방법이 가능하다. 이 경우 특정 프레임은 MIMO 방송 데이터를 전송하기 위해 사용되며, 이때 특정 프레임에 대한 부가 정보를 시그널링하여 기존의 수신 시스템에서의 오동작을 방지할 수 있다. 이하에서, MIMO 방송 데이터를 포함하는 특정 프레임을 MIMO 방송 프레임으로, 지상파 방송 데이터를 포함하는 프레임을 지상파 방송 프레임으로 지칭할 수 있다. 또한 MIMO 방송 프레임이 지상파 방송 시스템의 상술한 FEF에 포함될 수 있으며, 이하에서 FEF는 MIMO 방송 프레임을 지칭될 수도 있다.
(3) MIMO 방송 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임으로 전송하는 방법
MIMO 방송 데이터를 포함하는 PLP를 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임을 통해 전송할 수 있다. 앞의 실시예들과 달리, MIMO 방송 PLP가 지상파 방송 프레임에도 존재하므로, 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임에 존재하는 PLP간의 연결 관계를 시그널링해줄 필요가 있다. 이를 위해 MIMO 방송 프레임도 L1 시그널링 정보를 포함하도록 하며, 프레임 내에 존재하는 MIMO 방송 PLP에 대한 정보를 지상파 방송 프레임의 L1 시그널링 정보와 같이 전송할 수 있다.
서로 다른 프레임들에 존재하는 MIMO 방송 PLP들의 연결은 각각의 프레임들의 L1 시그널링 정보인 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 PLP에 대한 필드들을 사용할 수 있으며, 일 실시예로서, 수신 시스템은 L1-포스트 시그널링 정보에 포함되는 정보로서, PLP_ID 정보, PLP_TYPE 정보, PLP_PAYLOAD_TYPE 정보, PLP_GROUP_ID 정보 중 적어도 하나를 사용하여 상이한 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP들의 연결 관계를 확인하고, 원하는 MIMO 방송 PLP들을 연속으로 디코딩하여 서비스를 획득할 수 있다.
지상파 방송 프레임에 존재하는 지상파 방송 PLP는 지상파 방송 시스템에서 기정의되어 지원되는 전송 모드로 전송될 수 있으며, 또한 상술한 바와 같이 MIMO 시스템을 지원하는 형태의 새로운 모드로 전송될 수도 있다. 일 실시예로서, 상술한 바와 같이 지상파 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어로서 MISO 또는 SISO 방식으로 지상파 방송의 전송 모드로 전송되고, MIMO 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 인핸스먼트 레이어로서 MIMO 방식으로 전송될 수도 있다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 6과 같이 프레임 단위로 지상파 방송 데이터와 MIMO 방송 데이터를 구별하여 전송할 수 있으며, 지상파 방송 프레임 사이에 일정 간격(FEF 간격)으로 일정 길이(FEF 길이)의 MIMO 방송 프레임(FEF)이 배치될 수 있다. 이러한 경우 지상파 방송 시스템이 사용하는 주파수 밴드 내에서 MIMO 시스템의 데이터가 공존할 수 있으며, 지상파 방송 수신기는 L1 시그널링을 통해 프레임을 식별하여 MIMO 방송 프레임은 무시함으로써 오동작을 방지할 수 있다. 이 경우 일 실시예로서 MIMO 시스템은 지상파 방송 시스템의 L1 포스트 시그널링 정보에서 정의되는 FEF 관련 파라미터들(FEF_TYPE, FEF_LENGTH, FEF_INTERVAL)을 통해 해당 대역의 쓰루풋 중 일부를 사용할 수 있다.
도 7은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 방송 신호 전송 방법을 나타낸 개념도이다.
도 7은 방법 (3)에서 설명한 바와 같이 지상파 방송 시스템에서 MIMO 방송 시스템의 방송 신호를 전송하는 실시예를 나타낸다. MIMO 방송 서비스들(MIMO 방송 서비스 1∼n)은 각각 SVC 인코더들(18010, 18020)을 통해 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어로 인코딩된다. 스케줄러＆BICM(Bit Interleaved Coding and Modulation) 모듈(18030)은, MIMO 방송 서비스들의 베이스 레이어들은 지상파 방송 프레임과 함께 전송되도록 할당하고, 인핸스먼트 레이어들은 MIMO 방송 프레임에 포함되어 전송되도록 할당할 수 있다. 인핸스먼트 레이어들은 각각 MIMO 인코더들(18040, 18050)을 통해 MIMO 인코딩되어, MIMO 방송 시스템의 MIMO 방송 프레임으로 전송될 수 있다. 베이스 레이어들은 지상파 방송 프레임에 포함되어 전송될 수 있으며, 이 경우 지상파 방송 시스템이 지원하는 SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있다.
이렇게 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임을 포함하는 방송 신호를 전송하는 경우, 방법 (1) 내지 방법 (3)에서 상술한 바와 같이 시그널링 정보가 구성되므로 지상파 방송 수신기는 지상파 방송 프레임에서 지상파 방송 PLP만을 식별할 수 있으므로, 오동작없이 지상파 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있다. 또한, MIMO 방송 수신기는 지상파 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP만으로 베이스 레이어에 해당하는 MIMO 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있으며, 지상파 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP와 MIMO 방송 프레임의 MIMO 방송 PLP를 획득하여 베이스 레이어 및 인핸스먼트 레이어에 해당하는 MIMO 방송 서비스를 획득하여 제공할 수 있다.
지상파 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP는 MISO/SISO 방식으로만 전송될 수 있다. 이 경우 MIMO 방송 PLP에는 시스템 요구에 따라 새로운 에러 정정 코드의 코드 레이트(예를 들면, 1/4, 1/3, 2/5 등), 새로운 시간 인터리빙 모드 등이 포함될 수 있으며, 베이스 레이어만을 전송할 수도 있다.
MIMO 방송 프레임에 포함되는 MIMO 방송 PLP에는 SISO, MISO, MIMO 방식의 PLP가 존재할 수 있다. 이 경우 SISO/MISO 방식의 PLP 또는 캐리어에는 베이스 레이어가 전송될 수 있고, MIMO 방식의 PLP 또는 캐리어에는 인핸스먼트 레이어가 전송될 수 있다. SISO/MISO 방식의 PLP 또는 캐리어와 MIMO 방식의 PLP 또는 캐리어의 비율은 0∼100％로 가변할 수 있으며, 그 비율은 프레임마다 상이하게 설정될 수 있다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 상술한 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 지상파 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 8은 SVC를 사용하여 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 생성된 후, 상술한 바와 같이 프레임 또는 PLP에 지상파 방송 데이터와 MIMO 방송 데이터를 할당하여 전송하는 방송 신호의 실시예를 나타낸다.
도 8의 (A)는 본 발명의 일 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 8의 (A)에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. 도 8의 (A)에서 MIMO 방송 PLP는 지상파 방송 프레임 및 MIMO 방송 프레임에 존재할 수 있다. 지상파 방송 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어로서, SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있으며, MIMO 방송 프레임에 포함된 MIMO 방송 PLP는 인핸스먼트 레이어로서, SISO, MISO, 또는 MIMO 방식으로 전송될 수 있다.
도 8의 (B)는 본 발명의 다른 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 8의 (B)에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. 도 8의 (B)에서 MIMO 방송 PLP는 MIMO 방송 프레임에만 존재할 수 있다. 이 경우 MIMO 방송 PLP는 베이스 레이어를 포함하는 PLP와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP를 포함할 수 있다. MIMO 방송 PLP중 베이스 레이어를 포함하는 PLP는 SISO 또는 MISO 방식으로 전송될 수 있으며, 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP는 SISO, MISO, 또는 MIMO 방식으로 전송될 수 있다. 상술한 바와 같이 MIMO 방송 프레임 내에서 베이스 레이어를 포함하는 PLP와 인핸스먼트 레이어를 포함하는 PLP의 비율은 0∼100％로 변화할 수 있다.
도 8의 (C)는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 SVC를 사용한 MIMO 전송 시스템이 적용된 방송 시스템이 전송하는 방송 신호를 나타낸 도면이다.
도 8의 (C)에서 방송 시스템은 지상파 방송 프레임과 MIMO 방송 프레임이 포함된 방송 신호를 전송한다. MIMO 방송 데이터는 MIMO 방송 프레임 내에만 존재한다. 다만, 도 8의 (B)에서와 달리 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어는 PLP로 구분되어 전송되지 않고, 캐리어로 구분되어 전송될 수 있다.
디지털 방송 시스템에서 전송 효율을 높이고 강건한(robust) 통신을 수행하기 위해 다양한 기술이 도입되고 있다. 그 중 하나로서 송신측 또는 수신측에서 복수의 안테나를 사용하는 방법이 제안되고 있으며, 이를 각각 SISO, SIMO, MISO, MIMO로 나눌 수 있다. 이하에서, 다중 안테나는 설명의 편의를 위해 2개의 안테나를 예로서 설명할 수 있으나, 이러한 본 발명의 설명은 2개 이상의 안테나를 사용하는 시스템에 적용될 수 있다.
일 실시예로서, MIMO 방식에는 공간 다중화 (SM; Spatial Multiplexing) 기법 및 골든 코드(GC; Golden Code) 기법이 사용될 수 있으며, 이하에서 이들에 대해 상술하도록 한다.
이하에서 방송 신호 전송시 변조 방식을 M-QAM(Quadrature Amplitude Modulation)으로 표현할 수 있다. 즉, M이 2인 경우에는 2-QAM으로 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 방식을, M이 4인 경우에는 4-QAM으로 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)을 나타낼 수 있다. M은 변조에 사용되는 심볼의 개수를 나타낼 수 있다.
이하에서, MIMO 시스템은 2개의 전송 안테나를 사용하여 2개의 방송 신호를 전송하고, 2개의 수신 안테나를 사용하여 2개의 방송 신호를 수신하는 경우를 예로써 설명하도록 한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 송수신 시스템을 나타낸 도면이다.
도 9에서, MIMO 전송 시스템은 입력 신호 생성부(201010), MIMO 인코더(201020), 제 1 전송 안테나(201030) 및 제 2 전송 안테나(201040)를 포함한다. 이하에서 입력 신호 생성부(201010)는 디바이더로, MIMO 인코더(201020)는 MIMO 프로세서로 각각 지칭할 수도 있다.
MIMO 수신 시스템은 제 1 수신 안테나(201050), 제 2 수신 안테나(201060), MIMO 디코더(201070) 및 출력 신호 생성부(201080)를 포함할 수 있다. 이하에서 출력 신호 생성부(201080)는 머저(merger)로, MIMO 디코더(201070)는 ML 디텍터로 지칭할 수도 있다.
MIMO 전송 시스템에서, 입력 신호 생성부(201010)는 복수의 안테나로 전송하기 위한 복수의 입력 신호를 생성하며, 이하에서 디바이더로 지칭할 수도 있다. 즉, 송신하려는 입력 신호를 2개의 입력 신호로 분배하여 MIMO 전송을 위한 제 1 입력 신호 S1 및 제 2 입력 신호 S2를 출력할 수 있다.
MIMO 인코더(201020)는 복수의 입력 신호(S1 및 S2)에 MIMO 인코딩을 수행하여 MIMO 전송을 위한 제 1 전송 신호 St1 및 제 2 전송 신호 St2를 출력하며, 출력된 전송 신호들 각각은 필요한 신호 처리 및 변조 과정을 거쳐 각각 제 1 안테나(201030) 및 제 2 안테나(201040)를 통해 전송될 수 있다. MIMO 인코더(201020)는 심볼 단위로 인코딩을 수행할 수 있다. MIMO 인코딩 방법으로는 상술한 SM 기법, GC 기법을 사용할 수 있으며, 이하에서 본 발명은 새로운 MIMO 인코딩 방법을 제안한다. MIMO 인코더는 이하에서 설명하는 MIMO 인코딩 방법을 사용하여 복수의 입력 신호를 MIMO 인코딩할 수 있다. 또한, MIMO 인코더는 이하에서 MIMO 프로세서로 지칭할 수도 있다. 즉, MIMO 인코더는 이하에서 제안하는 MIMO 매트릭스와 MIMO 매트릭스의 파라미터 값에 따라 복수의 입력 신호를 프로세싱하여 복수의 전송 신호를 출력한다.
입력 신호 생성부(201010)는 MIMO 인코딩을 위한 복수의 입력 신호를 출력하는 엘러먼트로서, 전송 시스템에 따라 디멀티플렉서, 프레임 빌더 등의 엘러먼트가 될 수도 있다. 또한, 입력 신호 생성부(201010)는 MIMO 인코더(201020)에 포함되어, MIMO 인코더(201020)가 복수의 입력 신호를 생성하여 생성된 복수의 입력 신호에 인코딩을 수행할 수도 있다. 그리고 MIMO 인코더(201020)는 MIMO 전송 시스템의 다이버시티 이득 및 멀티플렉싱 이득을 획득할 수 있도록 복수의 신호를 MIMO 인코딩 또는 MIMO 프로세싱하여 출력하는 디바이스를 나타낸다.
입력 신호 생성부(201010) 이후의 신호 처리는 복수의 입력 신호들에 대하여 행해져야 하므로, 복수의 디바이스들이 구비되어 병렬로 신호를 처리하거나, 메모리를 구비한 하나의 디바이스에서 순차적으로 또는 동시에 병렬로 신호를 처리할 수 있다.
MIMO 수신 시스템은, 제 1 수신 안테나(201050) 및 제 2 수신 안테나(201060)를 사용하여 제 1 수신 신호 Sr1 및 제 2 수신 신호 Sr2를 수신한다. 그리고 MIMO 디코더(201070)가 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력한다. MIMO 디코더(201070)는 MIMO 인코더(201020)가 사용한 MIMO 인코딩 방법의 역으로 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리한다. MIMO 디코더(201070)는, ML 디텍터로서 전송 시스템에서 MIMO 인코더가 사용한 MIMO 매트릭스와 수신 신호, 채널 환경에 대한 정보를 사용하여 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호를 출력한다. 실시예에 따라, ML 디텍팅을 수행하는 경우 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호는 비트 값이 아닌 비트에 대한 확률 정보를 포함할 수 있고, 이러한 제 1 출력 신호 및 제 2 출력 신호는 FEC 디코딩을 거쳐 비트 값으로 변환될 수도 있다.
MIMO 수신 시스템의 MIMO 디코더는 MIMO 전송 시스템에서 처리한 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호의 QAM 타입에 따라 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호를 처리한다. MIMO 수신 시스템에서 수신하는 제 1 수신 신호 및 제 2 수신 신호는 동일한 QAM 타입 또는 상이한 QAM 타입의 제 1 입력 신호 및 제 2 입력 신호가 MIMO 인코딩되어 전송된 신호이므로, MIMO 수신 시스템은 수신 신호가 어떤 QAM 타입의 조합인지를 파악하여 수신 신호를 MIMO 디코딩할 수 있다. 따라서, MIMO 전송 시스템은 전송 신호에 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보를 전송할 수 있으며, 이때 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보는 전송 신호의 프리앰블 부분에 포함될 수 있다. 그리고 MIMO 수신 시스템은 전송 신호의 QAM 타입을 식별하는 정보로부터 수신 신호의 QAM 타입의 조합(M-QAM+M-QAM 또는 M-QAM+N-QAM)을 식별하여, 수신 신호를 MIMO 디코딩할 수 있다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시예에 따라 다양한 채널 환경에서 낮은 시스템 복잡도, 높은 데이터 전송 효율 및 높은 신호 복구 성능을 갖는 MIMO 인코더 및 MIMO 인코딩 방법에 대하여 설명하도록 한다.
SM 기법은 전송하려는 데이터를 별도의 MIMO 방식을 위한 별도의 인코딩없이 복수의 안테나로 동시에 전송하는 방식이다. 이 경우 수신기는 복수의 수신 안테나로 동시에 수신된 데이터에서 정보를 획득할 수 있다. SM 기법의 경우 수신기에서 신호 복원시 사용하는 ML(Maximum Likelihood) 디코더는 수신된 복수의 신호 조합을 검사하면 되므로 복잡도가 비교적 낮은 장점이 있다. 다만, 송신측에서의 송신 다이버시티를 기대할 수 없는 단점이 있다. 이하에서, SM 기법의 경우 MIMO 인코더는 복수의 입력 신호들을 바이패스하며, 이러한 바이패스 처리를 MIMO 인코딩으로 표현할 수 있다.
GC 기법은 전송하려는 데이터를 정해진 규칙(예를 들면, 골든 코드를 사용하는 인코딩 방법)으로 인코딩한 후 이를 복수의 안테나로 전송하는 방식이다. 안테나가 2개인 경우, GC 기법은 2x2 행렬을 사용하여 인코딩하므로, 송신측에서의 송신 다이버시티가 획득된다. 다만 수신기의 ML 디코더는 4개의 신호 조합을 검사해야 하므로 복잡도가 높아지는 단점이 있다.
GC 기법은 SM 기법에 비해 송신 다이버시티가 획득되는 점에서 강건한 통신이 가능해지는 장점이 있다. 다만, 이는 데이터 전송시 데이터 가공에 GC 기법과 SM 기법만을 사용한 경우를 비교한 것으로, 별도의 데이터 코딩(또는, 아우터 코딩(outer coding)이라 지칭할 수 있다)을 함께 사용하여 데이터를 전송하는 경우에는 GC 기법의 송신 다이버시티가 추가적인 이득을 주지 못할 수도 있다. 이러한 현상은 특히 이러한 아우터 코딩이 넓은(large) 미니멈 해밍 디스턴스(hamming distance)를 갖는 경우 쉽게 나타난다. 해밍 디스턴스는 같은 비트 수를 갖는 2진 부호 사이에 대응되는 비트값이 일치하지 않는 것의 개수를 나타낸다. 예를 들면, 미니멈 해밍 디스턴스가 넓은 LDPC(Low Density Parity Check) 부호 등을 사용하여, 에러 정정을 위한 리던던시를 추가하여 부호화한 데이터를 전송하는 경우 GC 기법의 송신 다이버시티가 SM 기법에 비해 추가적인 이득을 주지 못할 수도 있으며, 이러한 경우에는 복잡도가 낮은 SM 기법을 사용하는 것이 방송 시스템에 있어서 유리할 수 있다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼의 구조와 AP1 심볼의 구조를 나타낸 도면이다.
P1 심볼은 유효 심볼(A)의 앞쪽 일부와 뒤쪽 일부를 각각 복사하고 +fSH 만큼 주파수 쉬프트한 후 유효 심볼(A)의 앞(C)과 뒤(B)에 위치시켜 생성된다. 본 발명에서는 유효 심볼(A)의 앞 부분(C)을 prefix 부분이라 하고, 뒷부분 (B)을 postfix 부분이라 하기로 한다. 즉, P1 심볼은 프리픽스, 유효 심볼, 포스트픽스 부분을 포함할 수 있다.
마찬가지로, AP1 심볼은 유효 심볼(D)의 앞쪽 일부와 뒤쪽 일부를 각각 복사하고 -fSH 만큼 주파수 쉬프트한 후 유효 심볼(D)의 앞(F)과 뒤(E)에 위치시켜 생성된다. 본 발명은 유효 심볼(D)의 앞 부분(F)을 prefix 부분이라 하고, 뒷부분 (E)을 postfix 부분이라 하기로 한다. 즉, AP1 심볼은 프리픽스, 유효 심볼, 포스트픽스 부분을 포함할 수 있다.
여기서 P1 심볼과 AP1 심볼에 사용된 두 주파수 쉬프트 값 +fSH, -fSH은 서로 동일하고 부호만 정반대이다. 즉, 주파수 쉬프트는 반대 방향으로 수행된다. 그리고 유효 심볼의 앞에 복사되는 C와 F의 길이는 서로 다르게 설정하고, 또한 유효 심볼의 뒤에 복사되는 B와 E의 길이도 서로 다르게 설정한다. 또는 C와 F의 길이는 다르게 하고, B와 E의 길이는 같게 설정할 수도 있으며, 그 반대로 설정할 수도 있다. 본 발명은 다른 실시예로, P1 심볼의 유효 심볼 길이와 AP1 심볼의 유효 심볼 길이를 다르게 설정할 수도 있다. 또 다른 실시예로, P1 심볼과 다른 CSS(Complementary Set Sequence)가 AP1 내 톤 선택 및 데이터 스크램블을 위해 사용된다.
본 발명은 유효 심볼의 앞에 복사되는 C와 F의 길이는 서로 다르게 설정하고, 유효 심볼의 뒤에 복사되는 B와 E의 길이도 서로 다르게 설정하는 것을 일 실시예로 한다.
본 발명에 따른 C, B, F, E 길이는 다음의 수학식 1를 이용하여 구할 수 있다.
Figure 112013055513221-pct00001
수학식 1에서와 같이 P1 심볼과 AP1 심볼은 주파수 쉬프트 값은 동일하지만 정반대의 부호를 가진다. 또한 C, B의 길이를 설정하기 위해 A의 길이(TA)/2 값에 더해지거나 빼지는 옵셋 값과 F, E의 길이를 설정하기 위해 D의 길이(TD)/2 값에 더해지거나 빼지는 옵셋 값을 서로 다르게 설정할 수 있다. 본 발명은 P1 심볼의 옵셋 값은 30으로 설정하고, AP1 심볼의 옵셋 값은 15로 설정하는 것을 일 실시예로 한다. 이러한 수치는 본 발명의 이해를 돕기 위한 실시예이며, 이 수치는 당업자에 의해 용이하게 변경될 수 있으므로 본 발명은 수치에 한정되지 않을 것이다.
본 발명은 도 10과 같은 구조로 P1 심볼과 AP1 심볼을 생성하여 각 프레임에 삽입함으로써, P1 심볼은 AP1 심볼의 검출 성능을 저하시키지 않고, 반대로 AP1 심볼은 P1 심볼의 검출 성능을 저하시키지 않는다. 또한 P1 심볼과 AP1 심볼의 검출 성능은 거의 동일하다. 그리고 P1 심볼과 AP1 심볼이 비슷한 구조를 가지도록 함으로써, 수신기의 복잡도를 최소화할 수 있다.
이때, P1 심볼과 AP1 심볼은 서로 연속적으로 전송될 수도 있고, 또는 프레임 내에서 서로 다른 위치에 할당되어 전송될 수도 있다. 서로 다른 위치에 할당되어 전송되는 경우, 프리앰블 심볼에 대해 높은 타임 다이버시티 효과를 얻을 수 있다. 본 발명은 연속적으로 전송하는 것을 일 실시예로 한다. 이 경우, AP1 심볼은 도 3에서 설명한 바와 같이 방송 신호 수신기에서 파일럿 패턴 및 프레임의 데이터 영역에 스프레딩된 시그널링 정보를 디코딩하기 위해 필요한 정보를 전송할 수 있으며, 도 5에서 설명한 과정을 통해 생성될 수 있다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 P1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다.
P1 심볼 검출 모듈은 도 2에서 설명한 OFDM 디모듈레이터(107100)에 포함될 수 있다.
본 발명에서는 P1 심볼 검출 모듈을 C-A-B 프리앰블 검출기라 호칭할 수 있다. 본 발명의 P1 심볼 검출 모듈은 다운 쉬프터(307101), 제 1 콘쥬게이터(307103), 및 제 2 지연기(307106)를 포함할 수 있다.
다운 쉬프터(307101)는 입력 신호에
Figure 112013055513221-pct00002
값을 곱해서 역변조를 수행할 수 있다. 다운 쉬프터(307101)에서 역변조가 수행되면, 주파수 쉬프트되어 입력되는 신호가 원래의 신호로 복원될 수 있다. 역변조된 신호는 제 1 지연기(307102)와 제 2 콘쥬게이터(307107)로 출력된다.
제 1 지연기(307102)는 역변조된 신호를 C 파트의 길이(TC)만큼 지연시켜 제1 콘쥬게이터(307103)로 출력한다. 제 1 콘쥬게이터(307103)는 C 파트의 길이(TC)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 입력 신호와 곱하여 제 1 필터(307104)로 출력한다. 제 1 필터(307104)는 TR=TA 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 제 3 지연기(307105)로 출력한다. 제 3 지연기(307105)는 필터링된 신호를 A 파트(즉, 유효 심볼)의 길이(TA)만큼 지연시켜 곱셈기(307109)로 출력한다.
제 2 지연기(307106)는 입력 신호를 B 파트의 길이(TB)만큼 지연시켜 제2 콘쥬게이터(307107)로 출력한다. 제 2 콘쥬게이터(307107)는 B 파트의 길이(TB)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 역변조된 신호와 곱하여 제 2 필터(307108)로 출력한다. 제 2 필터(307108)는 TR=TA 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 곱셈기(307109)로 출력한다.
곱셈기(307109)는 제 2 필터(307109)의 출력과 A 파트의 길이(TA)만큼 지연된 신호를 곱한다. 이렇게 함으로써, 수신된 방송 신호의 각 신호 프레임으로부터 P1 심볼을 검출할 수 있다.
여기서, C의 길이(TC), B의 길이(TB)는 수학식 1을 이용하여 구할 수 있다.
도 12는 본 발명의 일 실시예에 따른 AP1 심볼 검출 모듈을 나타낸 도면이다.
AP1 심볼 검출 모듈은 도 2에서 설명한 OFDM 디모듈레이터(107100)에 포함될 수 있다.
또한 본 발명에서는 AP1 심볼 검출 모듈을 F-D-E 프리앰블 검출기라 호칭할 수 있다. AP1 심볼 검출 모듈은 업 쉬프터(308101), 제 1 콘쥬게이터(308103), 및 제 2 지연기(308106)를 포함할 수 있다. AP1 심볼 검출 모듈은 방송 신호 수신기로 입력된 신호 또는 도 11에서 설명한 P1 심볼 검출 모듈에서 출력되는 신호를 입력받을 수 있다.
업 쉬프터(308101)는 입력 신호에
Figure 112013055513221-pct00003
값을 곱해서 역변조를 수행한다. 업 쉬프터(308101)에서 역변조가 수행되면, 주파수 쉬프트되어 입력되는 신호가 원래의 신호로 복원된다. 즉, 도 12의 업 쉬프터(308101)는 도 11에서 설명한 P1 심볼 추출기의 다운 쉬프터(307101)와 동일한 구조이지만, 역변조의 주파수 방향을 정반대로 하는 것이 다르다. 업 쉬프터(308101)에서 역변조된 신호는 제 1 지연기(308102)와 제 2 콘쥬게이터(308107)로 출력된다.
제 1 지연기(308102)는 역변조된 신호를 F 파트의 길이(TF)만큼 지연시켜 제 1 콘쥬게이터(308103)로 출력한다. 제 1 콘쥬게이터(308103)는 F 파트의 길이(TF)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 입력 신호와 곱하여 제 1 필터(308104)로 출력한다. 제 1 필터(308104)는 TR=TD 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 제 3 지연기(308105)로 출력한다. 제 3 지연기(308105)는 필터링된 신호를 D 파트(즉, 유효 심볼)의 길이(TD)만큼 지연시켜 곱셈기(308109)로 출력한다.
제 2 지연기(308106)는 입력 신호를 E 파트의 길이(TE)만큼 지연시켜 제2 콘쥬게이터(308107)로 출력한다. 제 2 콘쥬게이터(308107)는 E 파트의 길이(TE)만큼 지연된 신호를 복소 콘쥬게이트(complex-conjugate) 시킨 후 역변조된 신호와 곱하여 제 2 필터(308108)로 출력한다. 제 2 필터(308108)는 TR=TD 길이를 갖는 러닝 애버리지 필터(running average filter)를 이용하여 입력 신호에 불필요하게 남아있는 변조 성분을 제거한 후 곱셈기(308109)로 출력한다.
곱셈기(308109)는 제 2 필터(308109)의 출력과 D 파트의 길이(TD)만큼 지연된 신호를 곱한다. 이렇게 함으로써, 수신된 방송 신호의 각 신호 프레임으로부터 AP1 심볼을 검출할 수 있다. 여기서, F의 길이(TF), E의 길이(TE)는 수학식 1을 적용하여 구할 수 있다.
도 3에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임은 프리앰블 영역과 데이터 영역을 포함할 수 있다. 프리앰블 영역은 P1 심볼과 P2 심볼을 포함할 수 있으며, 데이터 영역은 복수의 데이터 심볼을 포함할 수 있다. 또한 프리앰블 영역은 설계자의 의도에 따라 AP1 심볼을 포함할 수 있다.
이때 P1 시그널링 정보는 P1 심볼을 통해 전송되고, AP1 시그널링 정보는 AP1 심볼을 통해 전송되며, L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보는 P2 심볼을 통해 전송되는 것을 일 실시예로 한다.
이하에서는 MIMO 프로세싱을 이용한 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기의 구체적인 실시예에 대하여 설명한다.
본 발명에 따른 방송 신호 송신기는 도 1에서 설명한 바와 같이 인풋 프로세서(101200), BICM 인코더(101300), 프레임 빌더(101400) 및 OFDM 제너레이터(101500)를 포함할 수 있다 또한, 본 발명에 따른 방송 신호 수신기는 도 2에서 설명한 바와 같이 OFDM 디모듈레이터(107100), 프레임 디맵퍼(107200), BICM 디코더(107300) 및 아웃풋 프로세서(1073400)를 포함할 수 있다.
방송 신호 송신기의 인풋 프로세서(101200)는 전송할 데이터를 FEC 인코딩을 수행하기 위한 블록 형태로 처리하는 동작을 수행할 수 있으며, BICM 인코더(101300)는 오류 정정을 위한 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 프레임 빌더(101400)는 데이터를 프레임에 매핑할 수 있으며, OFDM 제너레이터(101500)는 프레임 내 매핑된 입력 데이터를 심볼단위로 OFDM 변조하여 안테나로 출력할 수 있다. 방송 신호 수신기에 포함된 디바이스들은 방송 신호 송신기에 포함된 디바이스들에 대응하여 역동작을 수행할 수 있다.
본 발명에서는 복수개의 PLP 입력에 대하여 각 PLP 별로 MISO 프로세싱 또는 MIMO 프로세싱을 독립적으로 적용하는 방송 신호 송신기 및 방송 신호 수신기를 제시하고자 한다. 본 발명에 따르면, 피지컬 레이어에서 각 PLP를 통해 전송되는 서비스 또는 서비스 컴포넌트들의 QoS (quality of service)를 각각 조절할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
이하 본 발명에서는, 복수의 안테나를 통해 송수신되는 복수의 신호에 대해 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송수신기에 대해 4가지 실시예를 들어 설명한다. 각 실시예는 PLP 별 MISO/MIMO 프로세싱의 수행 여부 및 MISO/MIMO 프로세싱의 위치에 따라 구별가능하다. 각 실시예에 대해 간략히 설명하면 이하와 같다.
제 1 실시예는 BICM 인코딩 과정에서 입력 PLP 데이터 마다 독립적으로 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것 이다.
제 2 실시예는 BICM 인코딩 과정에서 입력 PLP 데이터마다 독립적으로 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 또 다른 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것이다.
제 3 실시예는 OFDM 제너레이팅 과정에서 프레임 내 매핑된 PLP 데이터에 대하여 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것이다.
제 4 실시예는 BICM 인코딩 과정에서 입력되는 PLP 데이터 중 MIMO 프로세싱을 수행할 MIMO PLP 데이터에 대해서는 독립적으로 MIMO 프로세싱을 수행하고, OFDM 제너레이터는 MISO 프로세싱을 수행할 MISO PLP 데이터 및 L1-시그널링 정보에 대해서는 MISO 프로세싱을 수행하는 방송 신호 송신기 및 이에 대응하는 방송 신호 수신기에 관한 것이다.
구체적으로 제 1 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 BICM 인코더는 성상도 매핑, 셀 인터리빙 및 타임 인터리빙이 수행된 이후 입력 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 1 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 방송 신호 송신기의 BICM 인코딩의 역과정을 수행할 수 있다.
제 2 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 BICM 인코더는 성상도 매핑 이후 각 입력 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 수행하고, 셀 인터리빙 및 타임 인터리빙을 수행할 수 있다. 또한 제 2 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 방송 신호 송신기의 BICM 인코딩의 역과정을 수행할 수 있다.
제 3 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터는 프레임 빌더로부터 출력된 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 또는 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 3 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 OFDM 디모듈레이터는 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터의 역과정을 수행할 수 있다.
제 4 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 BICM 인코더는 타임 인터리빙 이후 MIMO 프로세싱을 수행할 MIMO PLP 데이터에 대해서 MIMO 인코딩을 수행하거나, 성상도 매핑 이후 MIMO PLP 데이터에 대해서 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 4 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터는 프레임 내 매핑된 MISO 프로세싱을 수행할 MISO PLP 데이터 및 L1-시그널링 정보에 대해서 MISO 인코딩을 수행할 수 있으며, MIMO PLP 데이터에 대해서도 MISO 인코딩을 수행할 수 있다. 또한 제 4 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더 및 OFDM 디모듈레이터는 방송 신호 송신기의 BICM 디코더 및 OFDM 제너레이터의 역과정을 수행할 수 있다.
이하 본 발명에서는 본 발명의 각 실시예에 따른 따른 방송 신호 송수신기에 대하여 설명한다. 본 발명의 방송 신호 송신기 및 수신기는 복수의 안테나를 통해 송수신되는 복수의 신호에 대해 MISO 프로세싱 및 MIMO 프로세싱을 수행할 수 있으며, 이하에서는 2개의 안테나를 통해 송수신되는 2개의 신호에 대해 신호처리를 수행하는 방송 신호 송수신기에 대하여 설명하도록 한다.
도 13 내지 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기에 포함되는 인풋 프로세서를 나타낸 도면이다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 13은 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 13의 인풋 프로세서는 도 1 에서 설명한 인풋 프로세서(101200)의 일 실시예로서, 하나의 PLP를 처리하는 인풋 프로세서의 실시예이다. 도 13의 인풋 프로세서는, 모드 어댑테이션 모듈(601100; mode adaptation module) 및 스트림 어댑테이션 모듈(601200; stream adaptation module)을 포함한다. 모드 어댑테이션 모듈(601100)은 인풋 인터페이스 모듈(601110), CRC-8 인코더(601120) 및 BB 헤더 삽입기(601130)를 포함하고, 스트림 어댑테이션 모듈(601200)은 패딩 삽입기(601210) 및 BB 스크램블러(601220)를 포함할 수 있다.
싱글 PLP를 처리하는 인풋 프로세서에서, 인풋 인터페이스 모듈(601110)는 입력 비트 스트림을 후단의 BICM 인코더에서 FEC(BCH/LDPC) 인코딩을 수행하기 위한 논리적인 단위로 구분하여 매핑을 수행한다. CRC-8 인코더(601120)는 매핑된 비트 스트림에 CRC 인코딩을 수행하고, BB 헤더 삽입기(601130)는 데이터 필드에 BB 헤더를 삽입한다. 이 경우 BB 헤더는 모드 어답테이션 타입 (TS/GS/IP) 정보, 사용자 패킷 길이 정보, 데이터 필드 길이 정보 등을 포함할 수 있다.
또한 스트림 어댑테이션 모듈(601200)은 입력 데이터가 FEC 인코딩을 위한 하나의 BB 프레임을 채우지 못하는 경우 BB 프레임을 완성할 수 있도록 패딩 비트를 삽입하는 패딩 삽입기(601210) 및 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)를 생성하고, 입력 비트 스트림을 생성된 PRBS와 XOR 연산하여 데이터를 랜더마이징하는 BB 스크램블러(601220)를 포함할 수 있다. 이러한 BB 스크램블러(601220)의 동작은 최종적으로 전송되는 OFDM 변조 신호의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)를 낮출 수 있다.
도 14는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 모드 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 14의 모드 어댑테이션 모듈은 복수의 PLP들 중 각각의 PLP에 대해 모드 어댑테이션을 수행하도록 병렬로 동작하는 복수의 인풋 인터페이스 모듈(602100), 인풋 스트림 싱크로나이저(602200), 컴펜세이팅(compensating) 딜레이 모듈(602300), 널 패킷 삭제(deletion) 모듈(602400), CRC-8 인코더(602500) 및 BB 헤더 삽입부(602600)를 포함한다. 도 14의 블록들 중, 도 13에 도시된 동일한 블록들과 동일한 동작을 수행하는 인풋 인터페이스 모듈(602100), CRC-8 인코더(602500) 및 BB 헤더 삽입부(602600)에 대하여는 중복하여 설명하지 않기로 한다.
인풋 스트림 싱크로나이저(602200)는 ISCR(Input Stream Clock Reference) 정보 즉 수신단에서 TS(Transport Stream), IP 스트림, GS(Generic Stream) 중 적어도 하나를 복원하는데 필요한 타이밍 정보를 삽입할 수 있다. 컴펜세이팅 딜레이 모듈(602300)은 입력 스트림 싱크로나이저(602200)에서 삽입된 타이밍 정보를 기준으로 그룹 단위의 PLP들에 대하여 데이터를 지연시켜 동기를 맞춘다. 널 패킷 삭제 모듈(602400)은 불필요하게 전송되는 널 패킷을 삭제하고, 삭제된 위치에 따라 삭제된 널 패킷의 개수를 삽입한다.
도 15는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 인풋 프로세서로서, 복수의 PLP를 처리하는 스트림 어댑테이션 모듈을 나타낸 도면이다.
도 15의 스트림 어댑테이션 모듈은, 도 14의 모드 어댑테이션 모듈에 이어, 도 14에서 모드 어댑테이션이 수행된 PLP단위의 데이터를 수신하여, PLP 단위로 이하의 설명과 같이 스트림 어댑테이션을 수행한다.
스케줄러(603100)는 양극성(dual polarity)을 포함하는 다중 안테나를 사용하는 MIMO 전송 시스템을 위한 스케줄링을 수행할 수 있으며, BICM 인코더의 디멀티플렉서, 셀 인터리버, 타임 인터리버 등의 신호 처리 블록들에서 사용되는 파라미터를 생성할 수 있다. 또한 스케쥴러(603100)는 복수의 PLP를 각각 처리하는 복수의 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300) 중 적어도 하나를 제어하여 해당 PLP에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링할 수 있다. 즉, 인밴드 시그널링 정보는 해당 PLP의 BB 프레임에 포함된다. 이때 인밴드 시그널링되는 정보의 상세 내용은 뒤에서 설명하기로 한다. 또한, 스케줄러(603100)는, 인밴드 시그널링과 별도로 현재 프레임에 대한 L1-다이나믹 시그널링 정보를 출력하여 셀 매퍼가 스케줄링에 따라 입력 셀들을 매핑하도록 할 수 있다.
복수의 PLP를 각각 처리하는 복수의 1-프레임 딜레이 모듈(603200)은 인밴드 시그널링 등을 위해서 후속 프레임에 대한 스케줄링 정보가 현재 프레임에 포함될 수 있도록 입력 데이터를 한 프레임만큼 지연시킨다. 일 실시예로, 복수의 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300)은 한 프레임만큼 지연된 데이터에 지연되지 않은 L1-다이나믹 시그널링 정보를 삽입한다. 또한, 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300)은 패딩을 위한 공간이 있는 경우 패딩 비트를 삽입하거나, 인밴드 시그널링 정보를 패딩 공간에 삽입할 수 있다. 그리고, BB 스크램블러(603400)는 도 13에서 설명한 바와 같이 PRBS(Pseudo Random Binary Sequence)를 생성하고 입력 비트 스트림을 생성된 PRBS와 XOR 연산하여 데이터를 랜더마이즈한다.
도 15의 스트림 어댑테이션 모듈에서, L1-시그널링 제너레이터(603500)는 인밴드 시그널링 정보 외에, 프레임의 프리앰블 심볼이나 스프래딩되는 데이터 심볼 등을 통해 전송되는 L1-시그널링 정보를 생성한다. 이러한 L1-시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있다. L1-프리 시그널링 정보는 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하는데 필요한 파라미터들과 스태틱(static) L1-시그널링 정보를 포함하고, L1-포스트 시그널링 정보는 컨피규러블(또는 스태틱) L1-시그널링 정보 및 다이나믹 L1-시그널링 정보를 포함할 수 있다. L1 시그널링 제너레이터(603500)는 생성한 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 각각 출력할 수 있다. 출력되는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 해당하는 데이터는 각각 BB 스크램블러들(603600, 603700)에서 스크램블링될 수 있다. 또한, 다른 실시예로서 L1 시그널링 제너레이터(603500)는 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보를 포함하는 L1-시그널링 정보를 출력하고, 하나의 BB 스크램블러가 출력된 L1-시그널링 정보를 스크램블링할 수도 있다.
도 16 내지 도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 송신기의 구성 블록을 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 16은 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 16에 도시된 BICM 인코더는 도 1에서 설명한 BICM 인코더(101300)의 일 실시예로서, 상술한 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더이다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더는 인풋 프로세싱된 복수개의 PLP 데이터와 L1-프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 비트 인터리빙 및 에러 정정을 위한 인코딩을 수행할 수 있다.
또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더는 PLP 데이터마다 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수 있고, MIMO 방식을 적용할 수 있다. 또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더는 성상도 매핑 이후에 MISO 인코딩 및 MIMO 인코딩을 수행할 수 있다.
즉, 도 16의 BICM 인코더는 MISO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록(607100), MIMO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록(607200) 및 MISO 방식으로 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록(607300)을 포함할 수 있다. 제 3 BICM 인코딩 블록(607300)은 MIMO 방식으로 시그널링 정보를 처리할 수도 있다. 하지만 시그널링 정보는 수신부에서 프레임에 포함된 PLP 데이터를 복구하기 위해 필요한 정보들을 포함하고 있으므로, PLP 데이터의 경우보다 송수신간의 더 큰 강인성(robustness)이 요구된다. 따라서 본 발명에서는 MISO 방식으로 시그널링 정보를 처리하는 것을 일 실시예로 한다. 이하에서는 각 블록의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
먼저, 제 1 BICM 인코딩 블록(604100)은 FEC(Forward Error Correction) 인코더(604110), 비트 인터리버(604120), 제 1 디먹스(604130), 성상도 맵퍼(604140), MISO 인코더(604150), 셀 인터리버(604160-1,604160-2) 및 타임 인터리버(604170-1,604170-2)을 포함할 수 있다.
FEC 인코더(604110)는 인풋 프로세싱된 PLP 데이터에 대하여 수신부에서 전송 채널상의 오류를 정정할 수 있도록 리던던시(redundancy)를 추가하는 BCH 인코딩과 LDPC 인코딩을 수행할 수 있다. 비트 인터리버(604120)는 FEC 인코딩이 수행된 PLP 데이터에 대하여 하나의 FEC 블록 단위로 비트 인터리빙을 수행하여 전송 중에 발생할 수 있는 버스트 에러에 대해 강인성(robustness)를 가질 수 있도록 한다. 이 경우, 비트 인터리버는 두 개의 FEC 블록 단위를 이용하여 비트 인터리빙을 수행할 수 있다. 이와 같이 두 개의 FEC 블록을 이용하여 비트 인터리빙을 수행하는 경우, 후술할 프레임 빌더에서 쌍을 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있다. 따라서 방송 신호 수신기에서는 다이버시티를 확보하여 수신 성능을 향상시킬 수 있다.
제 1 디먹스(604130)는 비트 인터리빙된 PLP 데이터에 대하여 하나의 FEC 블록 단위로 디멀티플렉싱 할 수 있다. 다른 예로, 제 1 디먹스(604130)는 두 개의 FEC 블록을 사용하여 디멀티플렉싱을 수행할 수 있다. 이와 같이 두 개의 FEC 블록을 사용하여 디멀티플렉싱을 수행하는 경우, 후술할 프레임 빌더에서 페어(pair)를 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있다. 따라서 수신기는 다이버시티를 확보하여 높은 수신 성능을 얻을 수 있다.
성상도 맵퍼(604140)는 디멀티플렉싱된 비트 단위의 PLP 데이터를 심볼 단위로 성상도에 매핑할 수 있다. 이 경우 성상도 맵퍼(604140)는 모듈레이션 타입에 따라 성상도를 일정 각도로 회전시킬 수 있다. 회전된 성상도들은 I-phase(In-phase) 성분과 Q-phase(Quadrature-phase) 성분으로 표현될 수 있으며, 성상도 맵퍼(604140)는 이중 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이할 수 있다. 이후 성상도 맵퍼(604140)는 In-phase 성분과 딜레이된 Q-phase 성분을 이용하여 디멀티플렉싱된 PLP 데이터를 새로운 성상도에 재매핑할 수 있다.
MISO 인코더(604150)는 성상도에 매핑된 PLP 데이터에 대해 MISO 인코딩 매트릭스를 이용하여 MISO 인코딩을 수행하여 2개의 경로(STx_k, STx_k+1)로 MISO 인코딩된 PLP 데이터를 출력할 수 있다. 이를 통해 전송 다이버시티를 획득할 수 있다. 본 발명에서는 MISO 인코딩 방법의 실시예로써 OSTBC(Orthogonal Space-Time Block Code)/OSFBC(Orthogonal Space Frequency Block Code/Alamouti code)을 포함할 수 있다.
셀 인터리버(604160-1 및 604160-2)는 2개의 경로로 출력되는 PLP 데이터에 대해 각각 셀 단위로 인터리빙을 수행할 수 있으며, 타임 인터리버(604170-1, 604170-2)는 각 경로로 출력되는 셀 인터리빙된 PLP 데이터에 대해 시간단위로 인터리빙을 수행 할 수 있다. 이 경우 타임 인터리버(604170-1, 604170-2)는 2 개의 FEC 블록을 이용하여 인터리빙을 수행할 수 있다. 이 과정을 통해, 후술할 프레임 빌더에서 쌍을 이루는 셀들이 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있으므로 수신기는 다이버시티를 확보하여 높은 수신 성능을 얻을 수 있다.
제 2 BICM 인코딩 블록(604200)은 FEC 인코더(604210), 비트 인터리버(604220), 제 2 디먹스(604230), 제 1 성상도 맵퍼(604240-1), 2 성상도 맵퍼(604240-2), MIMO 인코더(604250), 제 1 셀 인터리버(604260-1), 제 2 셀 인터리버(604260-2), 제 1 타임 인터리버(604270-1) 및 제 2 타임 인터리버(604270-2)를 포함할 수 있다.
FEC 인코더(604210) 및 비트 인터리버(604220)는 MISO 방식의 FEC 인코더(604110) 및 비트 인터리버(604120)와 동일한 기능을 수행할 수 있다.
제 2 디먹스(604230)는 MISO 방식의 제 1 디먹스(604130)과 동일한 기능을 수행할 수 있으며 추가로, PLP 데이터를 디멀티플렉싱하여 MIMO 전송에 필요한 2개의 경로로 출력할 수 있다. 이 경우 각 경로를 통해 전송되는 데이터의 전송 특성은 다를 수 있다. 따라서 제 2 디먹스(604230)는 비트 인터리빙된 PLP 데이터를 각 입력 경로에 랜덤하게 할당할 수 있다.
제 1 성상도 맵퍼(604240-1) 및 제 2 성상도 맵퍼(604240-2)는 MISO 방식의 성상도 맵퍼(604140)과 동일한 기능을 수행할 수 있다.
MIMO 인코더(604250)는 2 개 경로의 입력 PLP 데이터에 대해 MIMO 인코딩 매트릭스를 이용하여 MIMO 인코딩을 수행하여 2개 경로(STx_m, STx_m+1)로 MIMO 인코드된 PLP 데이터를 출력할 수 있다. 본 발명의 MIMO 인코딩 매트릭스는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing), GC(Golden code), 풀-레이트 풀 다이버시티 코드(Full-rate full diversity code) 및 리니어 디스펄션 코드(Linear dispersion code) 등을 포함할 수 있다.
제 1 셀 인터리버(604260-1) 및 제 2 셀 인터리버(604260-2)는 각각의 경로를 통해 입력되는 PLP 데이터 중 하나의 FEC 블록에 포함된 셀의 절반 크기에 해당하는 PLP 데이터에 대해서만 셀 인터리빙을 수행할 수 있다. 따라서 제 1 셀 인터리버(604260-1) 및 제 2 셀 인터리버(604260-2)에 의한 셀 인터리빙은 하나의 셀 인터리버의 인터리빙과 동일한 효과를 가질 수 있다. 또한, 복수의 경로의 데이터를 처리하기 위해 제 1 셀 인터리버(604260-1)및 제 2 셀 인터리버(604260-2)에 추가적인 메모리 할당을 하지 않고, 하나의 셀 인터리버의 메모리 설정을 사용하여 셀 인터리빙을 수행할 수 있는 장점이 있다.
제 1 타임 인터리버(604270-1) 및 제 2 타임 인터리버(604270-2)는 MISO 방식의 타임 인터리버(604170-1, 604170-2)와 동일한 기능을 수행할 수 있다. 이 경우 제 1 타임 인터리버(604270-1) 및 제 2 타임 인터리버(604270-2)는 각각의 경로를 통해 입력되는 PLP 데이터에 대해 동일한 방법으로 타임 인터리빙을 수행할 수도 있고, 다른 방법으로 타임 인터리빙을 수행할 수도 있다.
L1-시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 각각 독립적으로 MISO 방식이 적용될 수 있다.
따라서 제 3 BICM 인코딩 블록(604300)은 L1- 프리 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 1 인코딩 블록(604400) 및 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 2 인코딩 블록(604500)을 포함할 수 있다.
제 1 인코딩 블록(604400)은 FEC 인코더(604410), 성상도 맵퍼(604420), MISO 인코더(604430), 셀 인터리버(604440-1, 604440-2) 및 타임 인터리버(604450-1, 604450-2) 를 포함할 수 있다. 또한 제 2 인코딩 블록(604500)은 FEC 인코더(604510), 비트 인터리버(604520), 디먹스(604530), 성상도 맵퍼(604540), MISO 인코더(604560), 셀 인터리버(604560-1. 604560-2), 타임 인터리버(604570-1. 604570-2) 를 포함할 수 있다.
L1-프리 시그널링 정보는 L1-포스트 시그널링 정보를 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있으며, L1-포스트 시그널링 정보는 전송부에서 전송하는 데이터를 수신부에서 복구하는데 필요한 정보들을 포함할 수 있다.
즉, 수신부에서 L1-시그널링 정보 및 데이터를 디코딩하기 위해서는 L1-프리 시그널링 정보를 정확하고 빠르게 디코딩할 필요가 있다. 따라서 본 발명은 수신부에서 L1-프리 시그널링 정보의 빠른 디코딩을 수행할 수 있도록, L1-프리 시그널링 정보에 대해서는 비트 인터리빙 및 디멀티플렉싱을 수행하지 않는 것을 일 실시예로 한다.
이하 제 1 인코딩 블록(604400) 제 2 인코딩 블록(604500)에 포함된 각 블록들의 기능은 제 1 BICM 인코딩 블록(604100)에 포함된 블록들의 기능과 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.
결과적으로 L1- 프리 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 1 인코딩 블록(604400)은 L1-프리 시그널링 정보에 대해 MISO 인코딩을 수행하여 2개의 경로(STx_pre, STx_pre+1)로 L1-프리 시그널링 데이터를 출력할 수 있다. 또한 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 2 인코딩 블록(604500)은 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 MISO 인코딩을 수행하여 2개의 경로(STx_post, STx_post+1)로 L1-포스트 시그널링 데이터를 출력할 수 있다.
도 17은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 인코더를 나타낸 도면이다.
도 17에 도시된 BICM 인코더는 도 1에서 설명한 BICM 인코더(101300)의 또 다른 실시예로서 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더이다.
본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더는 인풋 프로세싱된 복수개의 PLP 데이터와 L1- 프리 시그널링 정보 및 L1-포스트 시그널링 정보에 대해 비트 인터리빙 및 에러 정정을 위한 인코딩을 수행할 수 있다.
또한 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더는 PLP 데이터마다 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수도 있고, MIMO 방식을 적용할 수도 있다.
도 17에 도시된 바와 같이, BICM 인코더는 MISO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록(607100), MIMO 방식으로 PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록(607200) 및 MISO 방식으로 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록(607300)을 포함할 수 있다.
도 17에 도시된 제 2 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들은 도 16에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들과 각각 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다. 다만 제 2 실시예의 BICM 인코딩 블록들의 MISO 인코더(607120, 607420,607520) 및 MIMO 인코더(607220)는 타임 인터리버(607110, 607210-1, 607210-2, 607410 및 607510)의 후단에 위치한다는 점이 제 1 실시예의 BICM 인코딩 블록들과 다르다.
도면에는 도시되지 않았으나 본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 인코더는 MISO 인코딩 될 MISO PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록, MIMO 인코딩 될 MIMO PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록 및 MISO 인코딩 될 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록을 포함할 수 있다. 제 3 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들은 도 16에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 인코딩 블록들과 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다. 다만, 제 3 실시예의 BICM 인코딩 블록들은 MISO 인코더 및 MIMO 인코더를 포함하지 않는다는 점이 제 1 실시예의 BICM 인코딩 블록들과 다르다.
또한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 인코더는 본 발명의 제 3 실시예와 거의 동일하나 MIMO 방식으로 처리될 MIMO PLP 데이터에 대해서는 BICM 인코더에서 MIMO 인코딩을 수행한다는 점이 다르다. 즉, 본 발명의 제 4 실시예의 BICM 인코더는 MISO 인코딩 될 MISO PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 인코딩 블록, MIMO 인코딩 될 MIMO PLP 데이터를 처리하는 제 2 BICM 인코딩 블록 및 MISO 인코딩 될 시그널링 정보를 처리하는 제 3 BICM 인코딩 블록을 포함할 수 있으며, 제 3 BICM 인코딩 블록은 L1- 프리 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 1 인코딩 블록 및 L1-포스트 시그널링 정보를 처리하기 위한 제 2 인코딩 블록을 포함할 수 있다. 특히 제 4 실시예에 따른 제 1 BICM 인코딩 블록은 MISO 인코더를 포함하지 않으며, 제 2 BICM 인코딩 블록은 MIMO 인코더를 포함할 수 있다. 이 경우, MIMO 인코더는 제 1 실시예와 같이 타임 인터리버 후단에 위치할 수도 있고, 제 2 실시예와 같이 성상도 맵퍼 후단에 위치할 수 있다. 이는 설계자의 의도에 따라 변경 가능하다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 빌더를 나타낸 도면이다.
도 18에 도시된 프레임 빌더는 도 1에서 설명한 프레임 빌더(101400)의 일 실시예이다.
상술한 바와 같이 제 1 BICM 인코딩 블록(604100)은 2개의 경로(STx_k, STx_k+1)로 MISO 인코드된 PLP 데이터를, 출력할 수 있고, 제 2 BICM 인코딩 블록(604200)은 2개의 경로(STx_m, STx_m+1)로 MIMO 인코드된 PLP 데이터를 출력할 수 있다. 또한 제 3 BICM 인코딩 블록(604300)은 L1-프리 시그널링 정보와 L1-포스트 시그널링 정보에 대하여 각각 2개의 경로(STx_pre, STx_pre+1 및 STx_post, STx_post+1)로 출력할 수 있다.
이후 각 데이터는 프레임 빌더로 입력된다. 이 경우, 도 18에 도시된 바와 같이 프레임 빌더는 BICM 인코더 출력 데이터 중 STx_0부터 STx_post까지의 경로의 데이터를 입력받는 제 1 경로와 BICM 인코더 출력 데이터 중 STx_0+1부터 STx_post+1까지의 경로의 데이터를 입력받는 제 2 경로를 통해 각 데이터를 입력 받을 수 있다. 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터는 제 1 안테나(Tx_1)를 통해 전송될 수 있으며 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터는 제 2 안테나(Tx_2)를 통해 전송 될 수 있다.
도 18에 도시된 프레임 빌더는 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 1 프레임 빌딩 블록(605100) 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 프레임 빌딩 블록(605200)을 포함할 수 있다. 제 1 프레임 빌딩 블록(605100)은 제1 딜레이 보상부(605110), 제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120), 및 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130)를 포함할 수 있고, 제 2 프레임 빌딩 블록(605200)은 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 딜레이 보상부(605210), 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220), 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230)을 포함할 수 있다.
제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130)와 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230)는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수도 있고 독립적으로 동작할 수도 있다.
이하 제 1 프레임 빌딩 블록(605100) 및 제 2 프레임 빌딩 블록(605200)에 포함된 블록들의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
제 1 딜레이 보상부(605110)는 및 제 2 딜레이 보상부(605210)는 각각의 경로를 통해 입력되는 L1-프리 시그널링 데이터 또는 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해 1 프레임만큼의 지연 및 BICM 인코더 수행에 따른 지연을 모두 보상할 수 있다. L1-시그널링 정보는 현재 프레임에 대한 정보뿐 만 아니라 후속 프레임에 대한 정보까지 포함할 수 있다. 이것은 상술한 인풋 프로세싱 과정에서 L1-시그널링 정보를 현재 입력되는 PLP 데이터보다 한 프레임씩 지연시키기 때문이다. 이러한 과정을 통해 하나의 프레임은 현재 프레임 및 후속 프레임에 관한 정보를 포함하는 L1- 시그널링 정보를 모두 전송할 수 있게 된다.
제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220)는 각 경로를 통해 입력된 심볼 단위의 PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터를 프레임 내 OFDM 심볼의 서브 케리어에 셀 단위로 매핑할 수 있다.
이 경우 각 경로를 통해 입력되는 PLP 데이터는 커먼 PLP 데이터, MISO/MIMO 인코딩된 PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 서브 슬라이스 프로세서 모듈(605120-1∼2)은 다이버시티 효과를 얻기 위하여 PLP 데이터 셀들에 대해 서브 슬라이싱을 수행하여 프레임에 매핑할 수 있다.
또한 제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220)는 연속된 2개의 입력 셀들을 페어(pair)로 묶어 프레임에 매핑할 수 있다.
수신단의 MISO 신호의 복구 성능을 높이기 위하여, MISO 인코딩시 MISO 전송 채널은 채널간의 코히어런스(coherence)가 확보되어야 한다. 따라서, 채널간의 코히어런스를 확보하기 위하여 제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220)는, 동일한 PLP 데이터로부터 생성되는 셀들을 페어로 묶어 OFDM 변조의 서브캐리어에 매핑함으로써 채널간의 코히어런스를 최대화할 수 있다. 다시 말하면, 본 발명의 실시예에서는 MISO 인코더가 프레임 빌더의 전단인 BICM 인코더에 위치하므로, 프레임 빌더에서 이러한 MISO 인코딩을 고려하여 페어 단위로 프레임 구조를 구성하게 된다.
또한 상술한 바와 같이, 비트 인터리버 및 타임 인터리버에서 두 개의 FEC 블록을 이용하여 비트 인터리빙 또는 타임 인터리빙이 수행되는 경우, 페어로 묶는 2개의 입력 셀들은 서로 다른 FEC 블록으로부터 생성될 수 있으므로 수신부에서는 다이버시티를 확보하고, 높은 수신 성능을 얻을 수 있는 효과가 있다. 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230)는 각 경로를 통해 입력된 데이터에 대해 셀 단위로 주파수 인터리빙을 수행하고 각 경로를 통해 주파수 인터리빙 된 데이터를 OFDM 제너레이터로 출력할 수 있다.
이 경우 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230)는 연속된 2개의 입력 셀들을 페어로 묶어 하나의 인터리빙 단위로 처리하여 주파수 인터리빙을 수행할 수 있다. 이는 상술한 바와 같이 채널간의 코히어런스를 최대화하기 위함이다.
도 18에 도시된 프레임 빌더는 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 적용될 수 있다. 본 발명의 제 3 실시예 및 제 4 실시예에 따르는 경우, 프레임 빌더는 상술한 제 1 페어-와이즈 셀 맵퍼(605120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 맵퍼(605220) 대신 제 1 셀 맵퍼 및 제 2 셀 맵퍼를 포함할 수 있으며, 제 1 페어-와이즈 주파수 인터리버(605130) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 인터리버(605230) 대신 제 1 주파수 인터리버 및 제 2 주파수 인터리버를 포함할 수 있다.
구체적으로, 본 발명의 제 3 실시예에서는 주파수 인터리빙 이후 즉, OFDM 제너레이팅 단계에서 MISO/MIMO 인코딩이 이루어지는데, 이 경우, OFDM 심볼 단위로 MISO/MIMO 인코딩이 수행될 수 있다. 만약, MISO PLP 데이터 셀과 MIMO PLP 데이터 셀이 동일한 OFDM 심볼에 함께 매핑된다면, OFDM 제너레이터에서는 OFDM 심볼 단위로 MISO 인코딩/MIMO 인코딩을 독립적으로 수행할 수 없게 된다. 따라서 제 1 셀 맵퍼 및 제 2 셀 맵퍼는 MISO PLP 데이터와 MIMO PLP 데이터가 동일한 OFDM 심볼 내에 매핑되지 않도록 처리할 수 있다.
또한 본 발명의 제 3 실시예에 따른 방송 신호 송신기에서는 송신 시스템을 단순하게 구성하기 위해서, 제 1 셀 맵퍼는 제 2 셀 맵퍼와 동일하게 동작하는 것을 일 실시예로 한다.
단, MISO PLP 데이터와 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터는 제 1 경로를 통해서만 입력이 되지만, MIMO PLP 데이터는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되므로, 어떤 데이터가 입력되느냐에 따라 셀 맵퍼의 동작은 달라질 수 있다.
이하에서 구체적인 동작에 대해 설명한다.
첫째, 제 1 셀 맵퍼 및 제 2 셀 맵퍼는 제 1 경로를 통해 입력되는 동일한 MISO PLP 데이터를 각각 입력받을 수 있으며, 딜레이 보상부에서 출력된 동일한 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터를 각각 입력받을 수 있다. 이 경우 제 1 셀 맵퍼 및 제 2 셀 맵퍼는 각각의 입력 데이터들을 프레임 내 OFDM 심볼의 서브 케리어에 할당되도록 매핑할 수 있다.
둘째, 제 1 셀 맵퍼 및 제 2 셀 맵퍼 중 제 1 셀 맵퍼만 MISO PLP 데이터 및 지연 보상된 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터를 입력 받을 수 있다. 이 경우, 제 2 셀 맵퍼는 MIMO PLP에 대해서만 매핑을 수행할 수 있다.
제 1 주파수 인터리버 및 제 2 주파수 인터리버는 각 경로를 통해 입력된 데이터에 대해 셀 단위로 주파수 인터리빙을 수행하고 각 경로를 통해 주파수 인터리빙된 데이터를 OFDM 제너레이터로 출력할 수 있다.
이 경우 제 1 주파수 인터리버 및 제 2 주파수 인터리버는 하나의 OFDM 심볼을 인터리빙 단위로 하여 주파수 인터리빙을 수행할 수도 있다. 또한 제 2 셀 맵퍼가 MIMO PLP 데이터만 입력받는 경우, 제 2 주파수 인터리버 역시 MIMO PLP 데이터에 대해서만 인터리빙을 수행할 수 있다.
도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 제너레이터를 나타낸 도면이다.
도 19에 도시된 OFDM 제너레이터는 도 1에서 설명한 OFDM 제너레이터(101500)의 일 실시예이다.
본 발명은 2 개의 송신 안테나를 통해 MISO 또는 MIMO 방식으로 방송 신호를 전송하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도 19에 도시된 OFDM 제너레이터는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 방송 신호를 입력받아 변조하고 두 개의 안테나(Tx1, Tx2)로 출력할 수 있다.
본 발명에서는 제 1 안테나(Tx1)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)이라 하고, 제 2 안테나(Tx2)를 통해 전송될 방송 신호를 변조하는 블록을 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)이라 호칭할 수 있다.
제 1 안테나와 제 2 안테나를 통해 전송되는 채널 간 채널 상관도(channel correlation)가 클 경우, 제 1 안테나 및 제 2 안테나는 상관도의 부호에 따라 전송 신호에 극성(polarity)을 적용하여 전송할 수 있다. 본 발명에서는 이러한 기법을 사용하는 MIMO 방식을 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식이라 호칭할 수 있으며, 수신한 신호에 대해 극성을 부가하여 전송하는 제 1 안테나를 수직 안테나(Vertical Antenna), 수신한 신호에 대해 극성을 부가하여 전송하는 제 2 안테나를 수평 안테나(Horizontal Antenna)라 호칭할 수 있다. 따라서 본 발명의 제1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)은 제 1 경로로 입력되는 방송 신호를 OFDM 변조하여 제 1 안테나(Tx1)를 통해 전송하고, 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)은 제 2 경로로 입력되는 방송 신호를 OFDM 변조하여 제 2 안테나(Tx2)를 통해 전송할 수 있다.
제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록 (606900)이 포함하는 모듈들은 이하와 같다.
제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)은 파일럿 삽입 모듈(606100-1), IFFT 모듈(606200-1), PAPR 모듈(606300-1), GI 삽입 모듈(606400-1), P1 심볼 삽입 모듈(606500-1), AP1 심볼 삽입 모듈(606600-1) 및 DAC(606700-1)를 포함할 수 있다.
제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)은 파일럿 삽입 모듈(606100-2), IFFT 모듈(606200-2), PAPR 모듈(606300-2), GI 삽입 모듈(606400-2), P1 심볼 삽입 모듈(606500-2), AP1 심볼 삽입 모듈(606600-2), 및 DAC(606700-2)를 포함할 수 있으며, 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)에 포함된 모듈들과 각각 동일한 기능을 수행한다.
따라서 이하에서는 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800)에 포함된 모듈들의 동작에 대해 구체적으로 살펴본다. 파일럿 삽입 모듈(606100-1)은 미리 결정된 파일럿 패턴의 파일럿을 프레임 내 해당 위치에 삽입하여 IFFT 모듈(606200-1)로 출력한다. 이때 파일럿 패턴 정보는 AP1 시그널링 정보에 포함되어 전송될 수도 있고, L1-시그널링 정보에 포함되어 전송 될 수도 있다. 또는 AP1 시그널링 정보와 L1-시그널링 정보 모두에 포함되어 전송 될 수도 있다.
IFFT 모듈(606200-1)은 파일럿이 삽입된 각 경로의 신호에 IFFT 연산을 수행하여 PAPR 모듈(606300-1)로 출력할 수 있다.
PAPR 모듈(606300-1)은 시간 영역의 신호들의 PAPR을 감소시켜 GI 삽입 모듈(606400-1)로 출력한다. 또한 PAPR 리덕션 알고리즘(PAPR reduction algorithm)에 따라 필요한 정보를 파일럿 삽입 모듈(606100-1)로 피드백할 수 있다.
GI 삽입 모듈(606400-1)은 이펙티브 OFDM 심볼의 마지막 부분을 복사하여 CP(cyclic prefix) 형태로 가드 인터벌을 각 OFDM 심볼에 삽입하여 P1 심볼 삽입 모듈(606500-1)로 출력한다. GI 정보는 P1 시그널링 정보 또는 L1 프리-시그널링 정보를 통해 전송될 수 있다.
본 발명에 따른 P1 심볼과 AP1 심볼은 방송 신호 송신기의 OFDM 제너레이터 내 P1 삽입 모듈에서 매 프레임마다 삽입되는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 즉, P1 삽입 모듈은 매 프레임마다 2개 이상의 프리앰블 심볼을 삽입할 수 있다. 본 발명에서와 같이 2개 이상의 프리앰블 심볼을 사용하는 경우 모바일 페이딩 환경에서 발생할 수 있는 버스트 페이딩(burst fading)에 더욱 강인해지고, 신호 검출(signal detection) 성능을 향상시키는 장점을 가진다.
P1 심볼 삽입 모듈(606500-1)은 각 프레임의 시작 부분에 P1 심볼을 삽입하여 AP1 심볼 삽입 모듈(606600-1)로 출력할 수 있다.
AP1 심볼 삽입 모듈(606600-1)은 P1 심볼의 후단에 AP1 심볼(Additional Preamble symbol)을 삽입하여 DAC(606700-1)로 출력한다.
DAC(606700-1)는 AP1 심볼이 삽입된 각 신호 프레임을 아날로그 신호로 변환한 후 제1 송신 안테나(Tx1)를 통해 전송할 수 있다.
도 19에 도시된 OFDM 제너레이터는 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 적용될 수 있다.
도면에는 도시되지 않았으나 본 발명의 제 3 실시예에 따르는 경우, OFDM 제너레이터는 MISO/MIMO 인코더, 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록을 포함할 수 있다. 본 발명의 제 3 실시예에 따른 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록은 상술한 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)과 동일한 동작을 수행할 수 있다.
구체적으로 MIMO/MISO 인코더는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력된 데이터가 MISO PLP 데이터 또는 L1-프리 및 포스트 시그널링 데이터인 경우, MISO 인코딩 매트릭스를 이용하여 OFDM 심볼 단위로 MISO 인코딩을 수행한 뒤 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록으로 출력할 수 있다. 이 경우 입력된 데이터는 제 1 경로 또는 제 2 경로 중 어느 하나의 경로를 통해서만 입력될 수도 있다. 본 발명에서는 MISO 인코딩 매트릭스의 실시예로써 OSTBC(Orthogonal Space-Time Block Code)/OSFBC(Orthogonal Space Frequency Block Code, 또는 Alamouti code)을 포함할 수 있다.
만약, 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력된 데이터가 MIMO PLP 데이터인 경우, MIMO/MISO 인코더는 MIMO 인코딩 매트릭스를 이용하여 OFDM 심볼 단위로 MIMO 인코딩을 수행한뒤 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록으로 출력할 수 있다. 본 발명의 MIMO 인코딩 매트릭스는 공간 멀티플렉싱(spatial multiplexing), GC(Golden code), 풀-레이트 풀 다이버시티 코드(Full-rate full diversity code) 및 리니어 디스펄션 코드(Linear dispersion code) 등을 포함할 수 있다.
또한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 OFDM 제너레이터는 MISO 인코더, 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록을 포함할 수 있다. 본 발명의 제 4 실시예에 따른 제 1 OFDM 제너레이팅 블록 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록은 상술한 제 1 OFDM 제너레이팅 블록(606800) 및 제 2 OFDM 제너레이팅 블록(606900)과 동일한 동작을 수행할 수 있다.
MISO 인코더는 주파수 인터리빙된 MISO PLP 데이터, L1- 프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해서만 MISO 인코딩을 수행할 수 있다. MISO 인코더의 동작은 상술한 제 3 실시예에 따른 MIMO/MISO 인코더의 동작과 동일하다. 또한 추가로, MIMO 인코딩된 MIMO PLP 데이터가 입력된 경우 바이패싱할 수도 있으며, MIMO 인코딩된 MIMO PLP 데이터에 대해서도 MISO 인코딩을 수행할 수 있다.
도 20 내지 도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 구성 블록을 나타낸다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 20은 본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터를 나타낸 도면이다.
도 20에 도시된 OFDM 디모듈레이터는 도 2에서 설명한 OFDM 디모듈레이터(107100)의 일 실시예이다.
본 발명은 MIMO 혹은 MISO로 전송된 신호를 수신하기 위해서 두 개의 수신 안테나(Rx1, Rx2)를 이용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 도 20의 OFDM 디모듈레이터는 두 개의 안테나(Rx1, Rx2)를 통해 수신되는 각 경로의 방송 신호를 입력받아 각각 OFDM 디모듈레이션을 수행할 수 있다.
본 발명에서는 제 1 안테나(Rx1)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)이라하고, 제 2 안테나(Rx2)를 통해 수신될 방송 신호를 복조하는 블록을 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록 (610200)이라고 호칭할 수 있다.
또한 본 발명에서는 극성 다중화 MIMO(polarity multiplexing MIMO) 방식을 사용하는 것을 일 실시예로 할 수 있다. 즉, 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)은 제 1 안테나(Rx1)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 복조하여 제 1 경로를 통해 프레임 디맵퍼로 출력하고, 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(610200)은 제 2 안테나(Rx2)를 통해 입력되는 방송 신호를 OFDM 복조하여 제 2 경로를 통해 프레임 디맵퍼로 출력할 수 있다.
또한 도 20에 도시된 OFDM 디모듈레이터는 도 19에 도시된 OFDM 제너레이터의 역과정을 수행할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터에 포함되는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100) 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록 (610200)이 포함하는 모듈들은 이하와 같다.
제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)은 튜너(610110), ADC(610120), P1 심볼 검출 모듈(610130), AP1 심볼 검출 모듈(610140), 동기화 모듈(610150), GI 제거 모듈(610160), FFT 모듈(610170) 및 채널 추정 모듈(610180)을 포함할 수 있다.
제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(610200)은 튜너(610210), ADC(610220), P1 심볼 검출 모듈(610230), AP1 심볼 검출 모듈(610240), 동기화 모듈(610250), GI 제거 모듈(610260), FFT 모듈(610270) 및 채널 추정 모듈(610280)을 포함할 수 있으며, 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)에 포함된 모듈들과 각각 동일한 기능을 수행한다.
따라서 이하에서는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100)에 포함된 모듈들의 동작에 대해 구체적으로 살펴본다.
튜너(610110)는 주파수 대역을 선택하여 원하는 대역의 방송 신호를 수신하고, 수신한 신호의 크기를 보상하여 ADC(610120)로 출력할 수 있다.
ADC(610120)는 아날로그 방송 신호를 디지털 신호로 변환하여 P1 심볼 검출 모듈(610130)로 출력할 수 있다.
P1 심볼 검출 모듈(610130)은 디지털 변환된 방송 신호 중 P1 시그널링 정보를 전송하는 P1 심볼을 검출하고, P1 시그널링 정보를 디코딩할 수 있다. 또한 P1 심볼 검출 모듈(610130)은 디코딩된 P1 시그널링 정보를 동기화 모듈(610150)및 시스템 컨트롤러(도면에는 도시되지 않음)로 출력할 수 있다. 시스템 컨트롤러는 디코딩된 P1 시그널링 정보를 이용하여 현재 수신한 신호가 어떤 프레임 구성을 가지고 있는지 등의 정보를 획득하여 다른 디바이스 요소들의 신호 처리를 제어할 수 있다.
AP1 심볼 검출 모듈(610140)은 디지털 방송 신호 중 AP1 시그널링 정보를 전송하는 AP1 심볼을 검출하고, AP1 시그널링 정보를 디코딩할 수 있다. 또한 AP1 심볼 검출 모듈(610140)은 디코딩된 AP1 시그널링 정보를 동기화 모듈(610150)및 시스템 컨트롤러(도면에는 도시되지 않음)로 출력할 수 있다. 시스템 컨트롤러는 디코딩된 AP1 시그널링 정보를 이용하여 현재 프레임의 파일럿 패턴 정보, L1 프리 스프레드 구간 정보 등을 얻을 수 있다.
동기화 모듈(610150)은 디코딩된 P1 시그널링 정보와 AP1 시그널링 정보를 이용하여 수신 신호에 대해 시간 동기와 주파수 동기를 수행할 수 있다.
GI 제거 모듈(610160)은 동기화가 수행된 신호에 포함된 가드 인터벌을 제거하여 FFT 모듈(610170)로 출력할 수 있다.
FFT 모듈(610170)은 FFT 연산을 이용하여 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환할 수 있다.
채널 추정 모듈(610180)은 주파수 영역으로 변환된 신호에 삽입된 파일럿 신호들로부터 전송 안테나로부터 수신 안테나까지의 전송 채널을 추정할 수 있다. 이때 채널 추정 모듈(610180)은 추가적으로 추정된 채널을 이용하여 각 수신 데이터에 대한 채널 등화(equalizing)를 수행 할 수 있다. 이후 주파수 영역으로 변환된 신호들은 프레임 디맵퍼로 입력된다.
도 20에 도시된 OFDM 디모듈레이터는 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 적용될 수 있다.
도면에는 도시되지 않았으나 본 발명의 제 3 실시예에 따르는 경우, OFDM 디모듈레이터는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록, 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록 및 MISO/MIMO 디코더를 포함할 수 있다. 본 발명의 제 3 실시예에 따른 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록은 상술한 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100) 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(610200)과 동일한 동작을 수행할 수 있다. 단, 제 3 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터는 MIMO/MISO 디코더(626300)를 포함하고 있으며 구체적인 동작에 대해서는 후술한다.
또한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 OFDM 디모듈레이터는 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록, 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록 및 MISO 디코더를 포함할 수 있다. 본 발명의 제 4 실시예에 따른 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록은 상술한 제 1 OFDM 디모듈레이팅 블록(610100) 및 제 2 OFDM 디모듈레이팅 블록(610200)과 동일한 동작을 수행할 수 있다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임 디맵퍼를 나타낸 도면이다.
도 21에 도시된 프레임 디맵퍼는 도 2에서 설명한 프레임 디맵퍼(107200)의 일 실시예이다.
도 21에 도시된 프레임 디맵퍼는 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 1 프레임 디맵핑 블록(611100) 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 프레임 디맵핑 블록(611200)을 포함할 수 있다. 제 1 프레임 디맵핑 블록(611100)은 제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)를 포함할 수 있고, 제 2 프레임 디맵핑 블록(611200)은 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210) 및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)를 포함할 수 있다.
또한 제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)와 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210) 및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수도 있고, 독립적으로 동작할 수도 있다.
또한 도 21에 도시된 프레임 디맵퍼는 도 18에 도시된 프레임 빌더의 역과정을 수행할 수 있다.
제 1 프레임 디맵핑 블록(611100) 및 제 2 프레임 디맵핑 블록(611200)에 포함된 블록들의 데이터 처리 방식에 대해 이하 설명한다.
제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210)는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터에 대해 각각 주파수 영역에서 셀 단위로 디인터리빙을 수행할 수 있다. 이 경우, 제 1 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611110) 및 제 2 페어-와이즈 주파수 디인터리버(611210)는 연속된 2개의 셀들을 페어로 묶어 하나의 디인터리빙 단위로 처리하여 주파수 디인터리빙을 수행할 수 있다. 디인터리빙 과정은 송신부에서 수행한 인터리빙의 역과정으로 수행되며, 주파수 디인터리빙이 수행된 데이터는 원래의 데이터 순서대로 복원되어 출력된다.
제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120) 및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 디인터리빙된 데이터로부터 커먼 PLP 데이터, PLP 데이터 및 L1-시그널링 정보를 셀 단위로 추출할 수 있다. 추출된 PLP 데이터는 MISO 방식이 적용될 MISO PLP 데이터 및 MIMO 방식이 적용될 MIMO PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 추출된 L1-시그널링 데이터는 현재 프레임 및 다음에 수신할 다음 프레임에 관한 정보를 포함할 수 있다. 또한 송신부에서 PLP 데이터에 대해 서브 슬라이싱이 수행되었다면, 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 슬라이싱된 PLP 데이터를 머징하여 하나의 스트림을 생성할 수 있다.
또한 제 1 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611120)및 제 2 페어-와이즈 셀 디맵퍼(611220)는 연속한 2 개의 셀들을 페어로 묶어 추출할 수 있다.
추출된 데이터 즉, 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터는 SRx_0부터 SRx_post까지의 경로로 BICM 디코더로 입력되고, 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터는 SRx_0+1부터 SRx_post+1까지의 경로로 BICM 디코더로 입력된다.
도 21에 도시된 프레임 디맵퍼는 본 발명의 제 1 실시예 및 제 2 실시예에 적용될 수 있다. 본 발명의 제 3 실시예 및 제 4 실시예에 따르는 경우, 프레임 디맵퍼는 제 1 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 1 프레임 디맵핑 블록 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터를 처리하기 위한 제 2 프레임 디맵핑 블록을 포함할 수 있다.
제 1 프레임 디맵핑 블록은 제 1 주파수 디인터리버, 제 1 셀 디맵퍼, 제 1 결합기, 제 2 결합기 및 제 3 결합기를 포함할 수 있고, 제 2 프레임 디맵핑 블록은 제 2 주파수 디인터리버 및 제 2 셀 디맵퍼를 포함할 수 있다.
또한 제 1 주파수 디인터리버 및 제 1 셀 디맵퍼와 제 2 주파수 디인터리버 및 제 2 셀 디맵퍼는 제 1 경로 및 제 2 경로에 대해 동일하게 동작할 수 있으며 독립적으로 동작할 수 있다.
제 1 주파수 디인터리버 및 제 2 주파수 디인터리버는 제 1 경로 및 제 2 경로를 통해 입력되는 데이터에 대해 각각 주파수 영역에서 셀 단위로 디인터리빙을 수행할 수 있다.
제 1 셀 디맵퍼 및 제 2 셀 디맵퍼는 디인터리빙된 데이터로부터 커먼 PLP 데이터, PLP 데이터 및 L1-시그널링 데이터를 셀 단위로 추출할 수 있다. 추출된 PLP 데이터는 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터 및 MIMO 디코딩된 MIMO PLP 데이터를 포함할 수 있으며, 추출된 L1-시그널링 데이터는 현재 프레임 및 후속 프레임에 관한 정보를 포함할 수 있다. 또한 송신부에서 PLP 데이터에 대해 서브 슬라이싱이 수행되었다면, 제 1 셀 디맵퍼 및 제 2 셀 디맵퍼의 서브-슬라이스 프로세서는 슬라이싱된 PLP 데이터를 머징하여 하나의 스트림을 생성할 수 있다.
제 1 결합기는 MIMO/MISO 디코더에서 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터에 대하여 신호 결합을 수행하지 않은 경우 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터의 신호 결합을 수행할 수 있다.
제 2 결합기 및 제 3 결합기는 제 1 결합기와 동일한 기능을 수행하나, 각각 L1-프리 시그널링 데이터 및 L1-포스트 시그널링 데이터에 대하여 동작이 수행된다는 점이 다르다.
도 22는 본 발명의 일 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 22에 도시된 BICM 디코더는 도 2에서 설명한 BICM 디코더(107300)의 일 실시예로서 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더이다.
본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더는 프레임 디맵퍼에서 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0부터 SRx_post까지의 경로로 통해 입력받고, 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0+1부터 SRx_post+1까지의 경로로 입력받고 BICM 디코딩을 수행할 수 있다.
또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더는 각각의 경로로부터 입력 되는 데이터에 대해 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수 있고, MIMO 방식을 적용할 수 있다.
즉, 도 22의 BICM 디코더는 2개의 경로(SRx_k, SRx_k+1)로 MISO 방식이 적용되는 MISO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록(612100), 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 MIMO 방식이 적용되는 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록(612200) 및 4개의 경로(SRx_pre, SRx_pre+1 및 SRx_post, SRx_post+1)로 MISO 방식이 적용되는 L1-시그널링 데이터를 입력받고 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록(612300)을 포함할 수 있다.
또한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 BICM 디코더는 도 16에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 인코더의 역과정을 수행할 수 있다.
이하에서 각 블록의 데이터 처리 방식에 대해 설명한다.
먼저, 제 1 BICM 디코딩 블록(612100)은 타임 디인터리버(612110-1, 612100-2), 셀 디인터리버(612120-1, 612120-2), MISO 디코더(612130), 성상도 디맵퍼(612140), 제 1 먹스(612150), 비트 디인터리버(612160) 및 FEC 디코더(612170)를 포함할 수 있다.
타임 디인터리버(612110-1,612100-2)는 입력 데이터에 대하여 시간 영역의 디인터리빙을 수행하여 원래의 위치로 복구시키고, 셀 디인터리버(612120-1, 612120-2)는 타임 디인터리빙된 데이터에 대해 셀 단위로 디인터리빙을 수행할 수 있다.
MISO 디코더(612130)는 MISO PLP 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행할 수 있다. 본 발명의 MISO 디코더(612130)는 4가지 동작을 수행할 수 있다. 이하 각 동작에 대해 설명한다.
첫째, MISO 디코더(612130)는 도 20에서 설명한 OFDM 디모듈레이터에 포함된 채널 추정 모듈(610180,610280)에서 채널 등화를 수행하지 않은 경우, 송신 가능한 모든 레퍼런스 포인트에 대해 채널 추정의 효과를 적용한 후에 LLR 값을 계산할 수 있다. 따라서 채널 등화와 동일한 효과를 얻을 수 있다.
둘째, MISO 디코더(612130)는 도 16에 도시된 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)의 동작에 따라 다음과 같은 동작을 수행할 수 있다. 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도를 일정각도로 회전시키고 성상도의 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이시킨 경우, MISO 디코더(612130)는 성상도의 I-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이 시킬 수 있으며 성상도 회전 각도를 고려하여 2D-LLR 값을 계산할 수 있다.
만약, 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도를 회전시키지 않고, 성상도의 Q-phase 성분만을 임의의 값으로 딜레이시키지 않은 경우, MISO 디코더(612130)는 노멀 QAM을 기준으로 2-D LLR 값을 계산할 수 있다.
셋째, MISO 디코더(612130)는 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 MISO 인코더(604150)에서 사용된 인코딩 매트릭스에 따라 역과정이 수행될 수 있도록 디코딩 매트릭스를 선정한 후 MISO 디코딩을 수행할 수 있다.
넷째, MISO 디코더(612130)는 두 개의 수신 안테나로 입력된 신호들을 결합할 수 있다. 본 발명에 따른 신호 결합 방법은 맥시멈 레시오 컴바이닝(maximum ratio combining), 이퀄 게인 컴바이니이(equal gain combining), 셀렉티브 컴바이닝(selective combining) 등을 포함할 수 있으며, 결합된 신호의 SNR을 최대로 만들어 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.
또한 MISO 디코더(612130)는 신호 결합이 수행된 하나의 신호에 대해 MISO 디코딩을 수행할 수 있으며, 두 안테나 입력에 대해서 MISO 디코딩을 수행한 뒤에 MISO 디코딩된 신호를 결합할 수 있다.
성상도 디맵퍼(612140)는 MISO 디코더(612130)의 동작에 따라 다음과 같은 기능을 수행할 수 있다.
우선, MISO 디코더(612130)가 직접 LLR 값을 출력하지 않고 MISO 디코딩만 수행하는 경우, 성상도 디맵퍼(612140)는 LLR 값을 계산할 수 있다. 구체적으로는 이하와 같다. 도 16에 도시된 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도 회전 및 Q-phase 성분 딜레이를 수행한 경우, 성상도 디맵퍼(612140)는 I-phase 성분을 딜레이시킨 뒤 LLR 값을 계산할 수 있다. 만약 방송 신호 송신기의 BICM 인코더에 포함된 성상도 맵퍼(604140)에서 성상도 회전 및 Q-phase 성분 딜레이를 수행하지 않은 경우, 성상도 디맵퍼(612140)는 노말 QAM을 기준으로 LLR 값을 계산할 수 있다.
LLR 값을 계산하는 방법은 2-D LLR을 계산하는 방법과 1-D LLR 값을 계산하는 방법을 포함할 수 있다. 1-D LLR 값을 계산하는 경우, 제 1 경로 및 제 2 경로의 입력 중 어느 하나만을 수행하여 LLR 계산의 복잡도를 감소시킬 수 있다.
제 1 먹스(612150)는 디맵핑된 데이터를 비트 스트림의 형태로 복원할 수 있다.
비트 디인터리버(612160)는 입력된 비트 스트림에 대하여 디인터리빙을 수행할 수 있으며, FEC 디코더(612170)는 디인터리빙이 수행된 데이터에 대해 FEC 디코딩을 수행하여 전송 채널상의 에러를 정정하여 MISO PLP 데이터를 출력할 수 있다.
제 2 BICM 디코딩 블록(612200)은 제 1 타임 디인터리버(612210-0) 및 제 2 타임 디인터리버(612210-1), 제 1 셀 디인터리버(612220-0) 및 제 2 셀 디인터리버(612220-1), MIMO 디코더(612230), 제 1 성상도 디맵퍼(612240-0) 및 제 2 성상도 디맵퍼(612240-1), 제 2 먹스(612250), 비트 디인터리버(612260) 및 FEC 디코더(612270)를 포함할 수 있다.
제 1 타임 디인터리버(612210-0) 및 제 2 타임 디인터리버(612210-1)는 입력 데이터에 대해 셀 단위로 시간 영역의 디인터리빙을 수행하여 원래의 데이터 순서대로 복원시킬 수 있다. 이 경우 제 1 셀 디인터리버(612220-0) 및 제 2 셀 디인터리버(612220-1)는 각각의 경로를 통해 입력되는 데이터 중 하나의 FEC 블록에 포함된 셀의 절반 크기에 해당하는 데이터에 대해서만 셀 디인터리빙을 수행할 수 있다. 결과적으로 제 1 셀 디인터리버(612220-0) 및 제 2 셀 디인터리버(612220-1)에 의한 셀 디인터리빙은 하나의 FEC 블록을 이용한 디인터리버의 디인터리빙과 동일한 효과를 가질 수 있다.
MIMO 디코더(612230)는 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 입력받은 셀 인터리빙된 데이터에 대해 MIMO 디코딩을 수행할 수 있다. MIMO 디코더(612230)는 상술한 MISO 디코더(612110)의 4가지 동작 중 네번째 동작, 즉, 신호 결합 동작을 제외한 나머지 동작을 MISO 디코더(612110)와 동일하게 수행할 수 있다. 이때 MIMO 디코더(612210)는 상술한 MIMO 인코딩 매트릭스를 사용하여 디코딩을 수행할 수도 있다.
제 1 성상도 디맵퍼(612240-0), 제 2 성상도 디맵퍼(612240-1), 제 2 먹스(612250), 비트 디인터리버(612260) 및 FEC 디코더(612270)는 상술한 MISO 방식과 동일한 기능을 수행할 수 있다.
제 3 BICM 디코딩 블록(612300)은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록(612400) 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록(612500)을 포함할 수 있다. 제 1 디코딩 블록(612400)은 타임 디인터리버(612410-1, 612410-2), 셀 디인터리버(612420-1, 612420-2), MISO 디코더(612430), 성상도 디맵퍼(612440) 및 FEC 디코더(612450)를 포함할 수 있으며, 제 2 디코딩 블록(612500)은 타임 디인터리버(612510-1, 612510-1), 셀 디인터리버(612520-1, 612520-2), MISO 디코더(612530), 성상도 디맵퍼(612540), 먹스(612550), 비트 디인터리버(612560) 및 FEC 디코더(612570)를 포함할 수 있다.
이하 제 1 디코딩 블록(612400) 및 제 2 디코딩 블록(612500)에 포함된 각 블록들의 기능은 제 1 BICM 디코딩 블록(612100)에 포함된 각 블록들의 기능과 동일하므로 구체적 내용은 생략한다.
결과적으로 제 1 BICM 디코딩 블록(612100)은 BICM 디코딩 처리된 MISO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있으며, 제 2 BICM 디코딩 블록(612200)은 BICM 디코딩 처리된 MIMO PLP 데이터를 아웃풋 프로세서로 출력할 수 있다.
또한 제 3 BICM 디코딩 블록(612300)에 포함된 제 1 디코딩 블록(612400)은 L1-프리 시그널링 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행하여 L1-프리 시그널링 정보를 출력할 수 있다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록(612300)에 포함된 제 2 디코딩 블록(612500)은 L1-포스트 시그널링 데이터에 대해 MISO 디코딩을 수행하여 하나의 L1-포스트 시그널링 정보를 출력할 수 있다.
도 23은 본 발명의 다른 실시예에 따른 BICM 디코더를 나타낸 도면이다.
도 23에 도시된 BICM 디코더는 도 2에서 설명한 BICM 디코더(107300)의 또 다른 실시예로서, 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더이다.
본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더는 프레임 디맵퍼에서 제 1 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0부터 SRx_post까지의 경로로 입력받고, 제 2 경로를 통해 출력되는 데이터를 SRx_0+1부터 SRx_post+1까지의 경로로 입력받고 BICM 디코딩을 수행할 수 있다. 또한 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더는 각각의 경로로부터 입력 되는 데이터에 대해 독립적으로 MISO 방식을 적용할 수도 있고, MIMO 방식을 적용할 수도 있다.
즉, 도 23의 BICM 디코더는 2개의 경로(SRx_k, SRx_k+1)로 MISO 방식이 적용되는 MISO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록(615100), 2개의 경로(SRx_m, SRx_m+1)로 MIMO 방식이 적용되는 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록(615200) 및 4개의 경로(SRx_pre, SRx_pre+1 및 SRx_post, SRx_post+1)로 MISO 방식이 적용되는 L1-시그널링 데이터를 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록(615300)을 포함할 수 있다.
또한 제 3 BICM 디코딩 블록(615300)은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록(615400) 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록(615500)을 포함할 수 있다.
또한 본 발명의 제 2 실시예에 따른 BICM 디코더는 도 17에 도시된 제 2 실시예에 따른 BICM 인코더의 역과정을 수행할 수 있다.
도 23에 도시된 제 2 실시예에 따른 BICM 디코딩 블록들은 도 22에 도시된 제 1 실시예에 따른 BICM 디코딩 블록들과 동일하게 동작하므로 구체적인 설명은 생략하도록 한다. 다만 제 2 실시예의 BICM 디코더는 MISO 디코더(615110,615410,615510) 및 MIMO 디코더(615210)가 타임 디인터리버(615120, 615220-1, 615220-2, 015420, 615520)의 전단에 위치한다는 점이 제 1 실시예의 BICM 디코더와 다르다.
상술한 바와 같이, 방송 신호 송신기에서 PLP 데이터 또는 시그널링 데이터는 성상도에 매핑된 이후부터 심볼 단위로 처리될 수 있다. 또한 방송 신호 수신기는 제 1 실시예 또는 제 2 실시예의 BICM 인코딩 블록들에 대응하여, 역과정으로 수신한 데이터에 대해 BICM 디코딩을 수핼할 수 있다. 이 경우, 방송 신호 수신기의 MISO 디코더, MIMO 디코더, 타임 디인터리버 및 셀 디인터리버는 수신데이터를 심볼 단위로 처리할 수 있다. 하지만, 제 2 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 BICM 디코더는 데이터마다 MISO 디코딩 또는 MIMO 디코딩을 가장 먼저 수행할 수 있으므로 각 데이터는 비트 단위로 출력된다. 이후 방송 신호 수신기의 BICM 디코더에서는 타임 디인터리빙 및 셀 디인터리빙 과정을 수행할 수 있으나, 비트 단위로 출력된 데이터의 심볼 단위에 관한 정보가 필요하다. 따라서 방송 신호 수신기는 디인터리빙 과정에 필요한 입력 비트들의 심볼 매핑에 대한 정보를 저장할 수 있다.
도면에는 도시되지 않았으나, 본 발명의 제 3 실시예에 따른 BICM 디코더는 1개의 경로로 MISO 디코딩된 MISO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록, 2개의 경로로 MIMO 디코딩된 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록 및 2개의 경로로 MISO 디코딩된 L1-시그널링 데이터를 입력받고 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록을 포함할 수 있다. 또한 제 3 BICM 디코딩 블록은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록을 포함할 수 있다.
제 3 실시예에 따른 BICM 디코딩 블록들은 도 22에 도시된 BICM 디코딩 블록들과 동일하게 동작한다. 다만, 제 3 실시예의 BICM 디코딩 블록들은 MISO 디코더 및 MIMO 디코더를 포함하지 않는다는 점이 제 1 실시예의 BICM 디코딩 블록들과 다르다.
또한 본 발명의 제 4 실시예에 따른 BICM 디코더는 1개의 경로를 통해 MISO PLP 데이터를 처리하는 제 1 BICM 디코딩 블록, 2개의 경로를 통해 MIMO PLP 데이터를 입력받고 처리하는 제 2 BICM 디코딩 블록 및 2개의 경로를 통해 MISO 디코딩된 L1-시그널링 데이터를 입력받고 처리하는 제 3 BICM 디코딩 블록을 포함할 수 있다.
또한 제 3 BICM 디코딩 블록은 L1-프리 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 1 디코딩 블록 및 L1-포스트 시그널링 데이터를 처리하기 위한 제 2 디코딩 블록을 포함할 수 있다.
제 4 실시예에 따른 제 1 BICM 디코딩 블록 및 제 3 디코딩 블록은 도 22에 도시된 BICM 디코딩 블록들과 동일하게 동작한다.
다만 제 4 실시예에 따른 제 2 BICM 디코딩 블록은 MIMO 디코더를 포함하고 있는 점이 제 3 실시예와 다르다. 이 경우, 2개의 경로를 통해 MIMO 디코더에 입력되는 MIMO PLP 데이터의 전송 특성은 동일할 수도 있고, 다를 수도 있다. 만약 2개의 경로를 통해 입력되는 MIMO PLP 데이터의 모듈레이션 오더가 동일한 경우, 제 2 타임 디인터리버, 제 2 셀 디인터리버 및 제 2 성상도 디맵퍼는 사용되지 않을 수 있다. 따라서 두 개의 MIMO PLP 데이터은 하나의 입력으로 머징되어 제 1 타임 디인터리버로 입력된 뒤, 제 1 셀 디인터리버 및 제 1 성상도 디맵퍼를 거쳐 제 2 먹스로 입력될 수 있다. 또한 MIMO 디코더는 제 1 실시예와 같이 타임 디인터리버 전단에 위치할 수도 있고, 제 2 실시예와 같이 성상도 디맵퍼 전단에 위치할 수도 있다.
도 24 및 도 25는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다. 이하 구체적으로 설명한다.
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 방송 신호 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 24에 도시된 아웃풋 프로세서는 도 2에서 설명한 아웃풋 프로세서(107400)의 일 실시예이다.
도 24의 아웃풋 프로세서는, 도 13에서 도시된 싱글 PLP를 처리하는 인풋 프로세서에 대응하여, 그의 역처리를 수행하는 아웃풋 프로세서의 실시예로서, BB 디스크램블러(616100), 패딩 제거(remove) 모듈(616200), CRC-8 디코더(616300) 및 BB 프레임 프로세서(616400)를 포함한다. 아웃풋 프로세서는, 방송 신호 수신기에서 방송 신호 송신기의 BICM 인코딩의 역처리를 수행하는 BICM 디코더(또는, 디코딩 모듈)로부터 비트 스트림을 수신하여 도 13에서 설명한 인풋 프로세서가 처리한 과정의 역과정을 수행한다.
BB 디스크램블러(616100)는 비트 스트림을 입력받아, 도 13의 BB 스크램블러에서 프로세싱한 PRBS와 동일하게 발생된 비트열과 XOR 연산하여 출력한다. 패딩 제거 모듈(616200)은 필요에 따라, 방송 신호 송신기의 패딩 삽입 모듈에서 삽입된 패딩 비트들을 제거한다. CRC-8 디코더(616300)는 비트 스트림에 대해 CRC 디코딩을 수행하고, BB 프레임 프로세서(616400)는 BB 프레임 헤더에 포함된 정보를 디코딩하고, 디코딩된 정보를 사용하여 TS, IP, GS 스트림 중 적어도 하나를 복원한다.
도 25는 본 발명의 다른 실시예에 따른 방송 수신기의 아웃풋 프로세서를 나타낸 도면이다.
도 25의 아웃풋 프로세서는, 도 14 및 도 15에서 도시한 복수의 PLP를 처리하는 인풋 프로세서에 대응하여, 그의 역처리를 수행하는 아웃풋 프로세서의 실시예이다. 아웃풋 프로세서는, 복수의 PLP를 처리할 수 있도록 복수의 블록들을 포함할 수 있으며, 이하의 설명에서는 동일한 종류의 블록에 대하여는 하나의 블록을 예로서 설명하도록 한다. 아웃풋 프로세서는 BB 디스크램블러(617100, 617400-1,617400-2 등), 패딩 제거(removal) 모듈(617120), CRC-8 디코더(617130), BB 프레임 프로세서(617140), 디-지터(De-jitter) 버퍼(617150), 널 패킷 삽입 모듈(617160), TS 클록(clock) 리제네레이션(regeneration) 모듈(617170), 인밴드 시그널링 디코더(617200), TS 재결합(recombining) 모듈(617300) 및 L1 시그널링 디코더(617410)를 포함한다. 이 중 도 24에서 설명한 블록과 동일한 블록에 대한 설명은 생략하기로 한다.
방송 신호 수신기의 복수의 PLP에 대한 프로세싱은, 커먼(common) PLP와 관련된 데이터 PLP를 디코딩하는 경우 또는 방송 신호 수신기가 복수의 서비스 혹은 서비스 컴포넌트(예를 들어, SVC(Scalable Video Service)의 컴포넌트들)를 동시에 디코딩하는 경우를 예로서 설명할 수 있다. BB 디스크램블러(617100), 패딩 제거 모듈(617120), CRC-8 디코더(617130) 및 BB 프레임 프로세서(617140)의 동작은 도 24와 관련하여 상술한 바와 같다.
디-지터 버퍼(617150)는 복수의 PLP 간의 싱크로나이제이션을 위해 방송 신호 송신기에서 임의로 삽입된 딜레이를 TTO(Time To Output) 파라미터 정보에 따라 보상한다. 널 패킷 삽입 모듈(617160)은 DNP(Deleted Null Packet) 정보를 참고하여 송신측에서 제거된 널 패킷을 복원한다. 이 때 TS 클록 리제네레이션 모듈(617170)은 ISCR(Input Stream Time Reference) 정보를 기준으로 출력 패킷의 상세한 시간 동기를 복원한다. TS 재결합 모듈(617300)는 위와 같이 복원된 커먼 PLP와 관련된 데이터 PLP들을 입력받아 원래의 TS, IP 또는 GS를 복원하여 출력한다. 상술한 정보들 중 TTO 파라미터 정보, DNP 정보, ICSR 정보는 모두 BB 프레임 프로세서가 BB 프레임 헤더를 프로세싱하여 획득하고, 시스템 컨트롤러 또는 이 정보들이 필요한 각각의 블록들로 전송할 수 있다.
인밴드 시그널링 디코더(617200)는 데이터 PLP의 패딩 비트 필드를 통해 전송되는 인밴드 시그널링 정보를 복구하여 출력한다.
L1 시그널링 정보의 경우, BB 디스크램버들(617400-1, 617400-2)이 각각 L1 프리 시그널링 정보에 해당하는 데이터 및 L1 포스트 시그널링 정보에 해당하는 데이터를 디스크램블링하고, L1 시그널링 디코더(617410)는 디스크램블링된 데이터를 디코딩하여 L1 시그널링 정보를 복원한다. 복원되는 L1 시그널링 정보는 L1 프리 시그널링 정보 및 L1 포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, 복원된 L1 시그널링 정보는 시스템 컨트롤러에 전달되어 방송 신호 수신기가 BICM(Bit Interleaved Coding and Modulation) 디코딩, 프레임 디매핑, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex) 복조 등의 동작을 수행하는데 필요한 파라미터들을 제공한다. 상술한 바와 같이, L1 시그널링 정보에 해당하는 데이터는 하나의 BB 디스크램블러로 입력되어, 디스크램블링될 수도 있다.
한편 본 발명은 전술한 바와 같이 데이터 PLP를 디코드하기 위해 필요한 SI를 포함하는 PLP를 SI PLP(또는 베이스 PLP 또는 앵커 PLP 또는 시그널링 PLP라 하기도 함)라 하였다. 이 경우 수신기에서는 SI가 포함된 SI PLP를 먼저 디코드한 후에 서비스 컴포넌트를 포함하는 데이터 PLP를 디코딩할 수 있다. 기본적으로 SI PLP에는 한 서비스에서의 PAT/PMT, SDT 등의 정보가 포함되지만, 여러 서비스의 NIT, SDT, EIT 정보도 포함 될 수 있다. 기존의 방송 시스템에서 NIT, SDT, EIT 정보는 커먼 PLP를 통해서 전송된다. 본 발명에서는 SI만으로 SI PLP가 구성될 수도 있고, SI가 다른 서비스 컴포넌트와 결합하여 하나의 PLP를 구성 할 수도 있다. 본 발명에서 SI PLP는 커먼 PLP 또는 데이터 PLP로 간주되어질 수 있으며, 각 PLP는 서브 슬라이싱의 유무에 따라서 타입 1 PLP 또는 타입 2 PLP로 구분될 수 있다.
또한 본 발명에서는 전술한 바와 같이 도 15의 스케쥴러(603100)의 제어에 따라 복수의 PLP를 각각 처리하는 복수의 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300) 중 적어도 하나에서 해당 PLP에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링할 수 있다. 이때 인밴드 시그널링 정보가 시그널링되는 PLP는 각 서비스 컴포넌트 PLP가 될 수도 있고, SI PLP가 될 수도 있으며, 커먼 PLP가 될 수도 있다.
다음은 각 경우를 나누어 설명하기로 한다.
첫번째 방법은 각 서비스 컴포넌트 PLP에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 방법이다. 이 방법은 각 서비스 컴포넌트 PLP가 각자의 인밴드 시그널링 정보를 갖는 경우이며, 이 경우에는 데이터와 동일하게 전송되기 때문에 데이터와 같은 강인성(robustness)을 갖는다. 즉, 상기 인밴드 시그널링 정보는 각 서비스 컴포넌트 PLP에서 시그널링된다.
두번째 방법은 SI PLP에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 방법이다. 일 실시예로, 각 서비스에 포함되는 서비스 컴포넌트들의 인밴드 시그널링 정보를 SI PLP에 시그널링하여 전송한다. 이 경우, 서비스 컴포넌트 PLP를 디코드하기 위해서는 기본적으로 SI PLP를 먼저 디코드하여 PAT/PMT 및 SDT 정보를 미리 알고 있어야 한다. 모든 데이터 PLP를 접근하기 위해서 SI PLP를 거쳐야 한다면, 이와 같은 특징을 이용하여 SI PLP에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링할 수 있다. 첫번째 방법과는 다르게, 두번째 방법은 데이터 PLP와 다른 인밴드 시그널링 강인성을 줄 수 있다는 장점이 있고, 기존의 매 PLP에서 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하는 것과 달리 집중적으로 인밴드 시그널링 정보를 전송할 수 있다. 이렇게 함으로써 프레임 구성 및 공통(frame configuration 및 common) 정보들을 매 PLP에서 보내줄 필요가 없으므로 시그널링 오버헤드(signalling overhead)가 줄어든다는 장점이 있다.
세번째 방법은 커먼 PLP에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 방법이다. 여러 서비스에 대한 공통된 SI를 전송해 주는 커먼 PLP를 이용하여 인밴드 시그널링 정보를 전송함으로써, SI PLP를 이용할 때와 같이, 데이터 PLP와 다른 강인성과 적은 오버헤드를 갖는 장점이 있다. 이때 커먼 PLP를 구성하는 PLP 그룹(PLP_GROUP)의 일부나 모든 PLP에 대해서 인밴드 시그널링 정보를 포함할 수 있고, 현재 프레임에 속한 일부나 모든 PLP에 대해서 인밴드 시그널링 정보를 포함할 수 있으며, PLP_GROUP에 해당하거나 현재 프레임에 해당하는 일부의 PLP가 포함될 수 있다. 이러한 커먼 PLP는 서브 슬라이싱 사용 유무에 따라 타입 1 또는 타입 2 모두 가능하다.
상기 데이터 PLP, SI PLP, 커먼 PLP 중 적어도 하나에 시그널링되는 인밴드 시그널링 정보는 다음 인터리빙 프레임(next interleaving frame)에 대한 정보, T2 프레임 길이(T2 frmae length)를 식별할 수 있는 정보, 다음 NGH 프레임(next NGH frame)을 식별할 수 있는 정보 등을 포함할 수 있다. 일 예로, 상기 인밴드 시그널링 정보는 다음 신호 프레임으로부터 해당 PLP를 디코딩하는데 필요한 모든 정보를 포함할 수 있다. 예를 들어, 다음 신호 프레임으로부터 해당 PLP를 디코딩하는데 필요한 정보는 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보가 될 수 있다. 만일 인밴드 시그널링 정보가 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보를 포함한다면, 수신기는 매 신호 프레임마다 프리앰블을 디코딩하지 않아도 되기 때문에 수신기의 전력 소모를 최소할 수 있다.
본 발명에서 인터리빙 프레임은 타임 인터리빙이 수행되는 단위이다. T2 프레임을 예로 들 경우, 미디엄 또는 로우 비트 레이트(medium or low bit-rate)의 경우 타임 인터리빙은 하나 또는 여러 개의 T2 프레임에 걸쳐 이루어질 수 있다. 즉, 하나의 인터리빙 프레임이 복수개의 T2 프레임을 포함할 수 있다. 반대로 하이 비트 레이트(high bit-rate)의 경우, 하나의 T2 프레임에 여러 개의 인터리빙 프레임이 전송될 수도 있다. 즉, T2 프레임이 복수개의 인터리빙 프레임을 포함할 수 있다. 여기서 T2 프레임을 예로 들었지만, 이것은 본 발명의 이해를 돕기 위한 하나의 실시예일 뿐이며, T2 프레임 대신 NGH 프레임 또는 FEF에도 동일하게 적용할 수 있다.
예를 들어, SI PLP에 관련된 PLP(associated PLP)의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송한다고 가정하자. 여기서 관련된 PLP는 해당 SI PLP가 포함하는 서비스 컴포넌트들의 PLP 중 하나이다. 수신기가 서비스를 디코딩하고자 할 때 SI PLP만 우선 억세스하고, 채널 상황에 따라 관련된 PLP도 억세스할 수 있도록 한다. 이때 SI PLP를 사용하지 않는다면, 수신기는 다시 프리앰블을 통해서 관련된 PLP에 대한 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보를 획득한다.
한편 수신기에서는 각 방법(또는 각 경우)에 따라서 인밴드 시그널링 정보가 포함된 PLP, 즉 자기자신의 PLP(첫번째 방법), SI PLP(두번째 방법), 커먼 PLP(세번째 방법) 중 적어도 하나를 디코드한 후에, 디코드된 인밴드 시그널링 정보를 이용하여 원하는 서비스 컴포넌트 PLP에 접근할 수 있다.
이때 본 발명은 위의 세가지 방법 중 적어도 2개를 조합하여 인밴드 시그널링 정보를 시그널링할 수 있다.
일 예로, 전술한 첫번째, 두번째, 세번째 방법이 프레임 내 다른 서비스 컴포넌트 간에 혼합 타입(mixed type)으로 사용되어질 수 있다. 예를 들면, 한 프레임 안의 일부의 PLP들의 인밴드 시그널링 정보는 SI PLP를 이용하여 시그널링하고, 다른 일부의 PLP들의 인밴드 시그널링 정보는 커먼 PLP를 이용하여 시그널링할 수 있다.
다른 예로, PLP_GROUP을 가지지 않는 서비스 컴포넌트 PLP를 위한 인밴드 시그널링 정보의 시그널링 방법은 다음의 세가지 방법 중 적어도 하나가 사용될 수 있다. 첫째는 다른 서비스 컴포넌트들을 위한 커먼 PLP에 PLP_GROUP을 가지지 않는 서비스 컴포넌트 PLP의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 방법이다. 둘째, 해당 서비스 컴포넌트의 SI PLP를 이용하여 PLP_GROUP을 가지지 않는 서비스 컴포넌트 PLP의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 방법이다. 마지막으로, PLP_GROUP을 가지지 않는 서비스 컴포넌트 PLP에 자신의 인배드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 방법이다.
또 다른 예로, 계층적(Hierarchical)으로 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하는 방법이다. 이 방법은 2 스텝(step)을 가지는 방식으로, 커먼 PLP에 각 서비스의 SI PLP에 대한 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하고, SI PLP에 SI PLP가 포함하는 서비스 컴포넌트들의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송한다. 이 경우 수신기에서는 맨 먼저 커먼 PLP를 디코드하여 SI PLP에 대한 인밴드 시그널링 정보를 얻고, 이 후 SI PLP를 디코드하여 해당 서비스 컴포넌트들에 대한 인밴드 시그널링 정보를 얻는다. 이 방식은 서비스 컴포넌트들의 인밴드 시그널링 정보를 얻기 위해서 2 스텝의 인밴드 시그널링 과정을 거치기 때문에 레이턴시(latency)가 증가한다는 단점을 가지고 있다.
지금까지 설명한 인밴드 시그널링 정보의 시그널링은 도 15의 스케쥴러(603100)의 제어에 따라 복수의 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300) 중 적어도 하나에서 수행하는 일 실시예로 한다. 그리고 수신기에서 인밴드 시그널링 정보의 디코딩은 도 25의 복수의 인밴드 시그널링 디코더 중 적어도 하나에서 수행하는 것을 일 실시예로 한다.
다음은 SVC 방식으로 데이터를 인코딩하여 전송하는 경우, 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어를 위한 인밴드 시그널링 정보의 시그널링 방법의 실시예들에 대해 설명하기로 한다.
SVC의 특성상 인핸스먼트 레이어는 베이스 레이어와 같이 서비스 되며, 베이스 레이어가 없으면 인핸스먼트 레이어는 유효하지 않다. 이러한 이유로 독립적인 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP에 해당 PLP의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하는 것보다 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP에 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하는 것이 더 효율적이다. 따라서 본 발명은 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP에 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하는 것을 일 실시예로 한다.
이 경우, 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP는 해당 PLP의 인밴드 시그널링 정보뿐만 아니라 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트(또는 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP)의 인밴드 시그널링 정보도 포함하고 있다. 다시 말해, 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP는 다음 신호 프레임으로부터 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP를 디코딩하는데 필요한 정보와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP를 디코딩하는데 필요한 정보를 모두 포함하고 있다. 이에 반해, 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP는 해당 PLP에 그 자신의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하지 않으며, 이로 인해 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP는 인밴드 시그널링 정보를 가지고 있지 않다.
수신기에서는 연속 수신(continual reception)의 경우, 인밴드 시그널링 정보가 사용되어지는데, 이때 SVC가 이용되고 있다면, 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP에 시그널링된 인밴드 시그널링 정보를 이용하여 베이스 레이어 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 정보 예를 들어, 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보를 얻을 수 있다.
본 발명은 다른 실시예로, SI PLP에 관련된 PLP(associated PLP)로서 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링할 수 있다. 일 예로, 상기 인밴드 시그널링 정보는 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보를 포함할 수 있다. 이 경우 수신기가 서비스를 디코딩하고자 할 때, SI PLP만 우선 억세스하고 채널 상황에 따라 관련된 PLP 즉, 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP도 억세스할 수 있도록 한다. 만일 SI PLP를 사용하지 않는 경우, 수신기는 다시 프리앰블을 통해서 관련된 PLP에 대한 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보를 얻는다.
이때 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP의 인밴드 시그널링 정보는 해당 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP에 시그널링될 수도 있고, SI PLP에 시그널링될 수도 있다.
도 26은 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 흐름(in-band signalling flow)의 일 실시예를 보여주고 있다. 도 26은 각 NGH 프레임을 통해 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP가 모두 전송되는 예이다. 도 26에서 실선 화살표는 베이스 레이어를 위한 인밴드 시그널링 흐름도이고, 점선 화살표는 인핸스먼트 레이어를 위한 인밴드 시그널링 흐름도이다. 즉, 도 26은 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP를 통해 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하는 방법을 보여주고 있다.
한편 도 26과 같은 시간 분할 다중화(time division multiplexer; TDM) 프레임 구조에서 하나의 프레임에 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP가 모두 매핑되는 경우, 프레임 내 베이스 레이어를 위한 영역을 서브 프레임 1이라 하고, 인핸스먼트 레이어를 위한 영역을 서브 프레임 2라 하기도 한다. 이 경우 베이스 레이어에 다음 프레임(즉, 인터리빙 프레임)의 베이스 레이어와 현재 프레임 내의 서브 프레임 2에 존재하는 인핸스먼트 레이어에 대한 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하는 것을 일 실시예로 한다. 다시 말해, 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP는 다음 인터리빙 프레임에 대한 정보와 현재 프레임(즉, 인터리빙 프레임) 내의 서브 프레임 2에 존재하는 인핸스먼트 레이어에 대한 인밴드 시그널링 정보를 포함하고 있다. 이에 반해, 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP는 그 자신의 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하지 않으며, 이로 인해 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP는 인밴드 시그널링 정보를 가지고 있지 않다. 따라서, 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트를 접근 하기 위해서는 베이스 레이어 서비스 컴포넌트를 거쳐서 접근이 가능하다. 초기 아웃 어브 밴드(out-of-band; OOB) 시그널링을 통해 초기 어퀴지션 (initial acquisition)할 경우, OOB 시그널링을 통해 베이스 레이어 서비스 컴포넌트에 접근하고, 이어 베이스 레이어 서비스 컴포넌트에 포함된 인밴드 시그널링 정보를 이용하여 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트에 접근할 수 있다. 이렇게 하면 인핸스먼트 레이어를 위한 OOB 시그널링이 필요없게 된다. 이 경우 L1 필드의 오버헤드를 줄여 줄 수 있게 된다.
다음은 인터리빙 프레임(IF)과 SVC를 고려한 인밴드 시그널링 방법에 대해 제1 내지 제4 실시예로 설명하기로 한다.
제1 실시예는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트에 대해 각각 다른 인터리빙 프레임 구조를 사용하는 경우이다. 제1 실시예는 인터리빙 프레임 윈도우를 두고, 그 윈도우 구간 안에서 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어가 각각 다른 인터리빙 프레임 구조를 가지는 것을 일 실시예로 한다. 이 경우 인밴드 시그널링 정보에 플렉서블(flexible)한 인터리빙 프레임 구조를 모두 시그널링 해주어야 하기 때문에 인밴드 시그널링 오버헤드가 크고, 복잡하다는 단점이 있다. 수신기에서는 인밴드 시그널링 정보에 시그널링된 인터리빙 프레임의 정보를 이용하여, 인터리빙 프레임 윈도우 단위로 베이스 레이어 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트를 디코딩한다.
도 27은 본 발명의 제1 실시예에 따른 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 흐름(in-band signalling flow)를 보여주고 있다. 특히 도 27은 각 NGH 프레임을 통해 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP를 모두 전송하거나, 또는 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP만을 전송하는 예이다. 도 27에서 실선 화살표는 베이스 레이어를 위한 인밴드 시그널링 흐름도이고, 점선 화살표는 인핸스먼트 레이어를 위한 인밴드 시그널링 흐름도를 보여준다. 일 실시예로, 도 27은 베이스 레이어 서비스 컴포넌트를 위한 타임 인터리빙 길이는 2(P_I=2 또는 TIME_IL_LENGTH 필드 = 2), T2 프레임 간격은 2(I_JUMP=2 또는 FRAME_INTERVAL 필드 = 2)인 인터리빙 프레임 구조를 보이고 있고, 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트를 위한 타임 인터리빙 길이는 4(P_I=4 또는 TIME_IL_LENGTH 필드 = 2), T2 프레임 간격은 1(I_JUMP=1 또는 FRAME_INTERVAL 필드 = 1)인 인터리빙 프레임 구조를 보이고 있다. 제1 실시예에서 인터리빙 프레임 윈도우는 두 개의 인터리빙 프레임의 P_I와 I_JUMP의 곱의 최소 공배수(lcm)을 통해서 구해지며, 그 결과 인터리빙 프레임 윈도우는 4 NGH 프레임이 된다. 즉, 인터리빙 프레임 윈도우 = lcm (PB_I x IB_JUMP, PE_I x IE_JUMP) = lcm (4,4) = 4 NGH 프레임이 된다. 이때에도 베이스 레이어 서비스 컴포넌트를 통해 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트에 대한 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 것을 일 실시예로 한다.
제2 실시예는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트에 대해 같은 인터리빙 프레임 구조를 사용하고, 인터리빙 프레임 사이에 일정(constant) 갭(gap or interval)을 사용하는 방법이다. 따라서 수퍼 프레임 내에서, 두 레이어 모두 같은 인터리빙 프레임 구조 및 같은 개수의 인터리빙 프레임을 갖게 된다. 또한 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어 사이에 균일한 간격의 프레임 갭(또는 인터발)을 갖는다. 다시 말해, 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP는 일정한 갭을 가지고 서로 다른 NGH 프레임에 매핑한다. 제2 실시예는 복잡도나 인밴드 시그널링 오버헤드가 제1 실시예에 비해서는 많이 줄어들었지만, 플렉서빌러티(flexibility)도 제1 실시예보다 줄어들게 된다. 수신기에서는 인밴드 시그널링 정보에 시그널링된 각 레이어의 인터리빙 프레임 구조와 갭 정보를 이용하여 베이스 레이어 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트를 디코딩한다.
도 28은 본 발명의 제2 실시예에 따른 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 흐름(in-band signalling flow)를 보여주고 있다. 특히 도 28은 각 NGH 프레임을 통해 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP 중 어느 하나를 전송하는 예이다. 즉, 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP가 서로 다른 NGH 프레임에 매핑된다. 도 28에서 실선 화살표는 베이스 레이어를 위한 인밴드 시그널링 흐름도이고, 점선 화살표는 인핸스먼트 레이어를 위한 인밴드 시그널링 흐름도를 보여준다. 일 실시예로, 도 28은 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트를 위해 타임 인터리빙 길이는 2(P_I=2 또는 TIME_IL_LENGTH 필드 = 2), T2 프레임 간격은 2(I_JUMP=2 또는 FRAME_INTERVAL 필드 = 2), 각 인터리빙 프레임 간의 갭은 1 NGH 프레임인 인터리빙 프레임 구조를 보이고 있다. 이때에도 베이스 레이어 서비스 컴포넌트를 통해 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트에 대한 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 것을 일 실시예로 한다.
제3 실시예는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트에 대해 같은 인터리빙 프레임 구조를 사용하고, 동일한 NGH 프레임에 매핑하는 방법이다. 따라서 수퍼 프레임 내에서, 두 레이어 모두 같은 인터리빙 프레임 구조 및 같은 개수의 인터리빙 프레임을 갖게 된다. 또한 같은 NGH 프레임 안에 베이스 레이어 및 인핸스먼트 레이어 PLP가 매핑된다. 제3 실시예는 복잡도나 인밴드 시그널링 오버헤드가 제1, 제2 실시예에 비해서는 줄어들었지만, 플렉서빌러티(flexibility)도 제2 실시예보다 줄어들게 된다. 수신기에서는 인밴드 시그널링 정보에 시그널링된 각 레이어의 인터리빙 프레임 구조를 이용하여, 베이스 레이어 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트를 디코딩한다.
도 29는 본 발명의 제3 실시예에 따른 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 흐름(in-band signalling flow)를 보여주고 있다. 특히 도 29는 특정 NGH 프레임을 통해 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP를 모두 전송하는 예이다. 즉, 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP가 같은 NGH 프레임에 매핑된다. 도 29에서 실선 화살표는 베이스 레이어를 위한 인밴드 시그널링 흐름도이고, 점선 화살표는 인핸스먼트 레이어를 위한 인밴드 시그널링 흐름도를 보여준다. 일 실시예로, 도 29는 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트를 위해 타임 인터리빙 길이는 2(P_I=2 또는 TIME_IL_LENGTH 필드 = 2)이고, T2 프레임 간격은 2(I_JUMP=2 또는 FRAME_INTERVAL 필드 = 2)인 인터리빙 프레임 구조이며, 두 레이어의 인터리빙 프레임이 동일한 NGH 프레임에 매핑됨을 보이고 있다. 이때에도 베이스 레이어 서비스 컴포넌트를 통해 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트에 대한 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 것을 일 실시예로 한다.
제4 실시예는 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트에 대해 같은 인터리빙 프레임 구조를 사용하고, 동일한 NGH 프레임에서 공동 스케쥴링(co-scheduling)하는 방법이다. 따라서 수퍼 프레임 내에서, 두 레이어 모두 같은 인터리빙 프레임 구조 및 같은 개수의 인터리빙 프레임을 갖게 된다. 또한 특정 NGH 프레임에 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트가 공동 스케쥴(co-scheduled)되어 매핑된다. 따라서, 인핸스먼트 레이어에 대한 시작 어드레스(start address) 및 PLP 타입(type) 등의 일부 내용을 인밴드 시그널링 정보에 시그널링하지 않아도 되므로 인밴드 시그널링 오버헤드가 감소한다. 제4 실시예는 전체적인 측면으로 보았을 때, 매우 심플(simple)한 방법으로, 복잡도나 인밴드 시그널링 오버헤드가 제1 내지 제3 실시예에 비해서는 확연히 줄어들었지만, 플렉서빌러티(flexibility)도 줄어들게 된다. 수신기에서는 인밴드 시그널링 정보에 시그널링된 각 레이어의 인터리빙 프레임 구조를 이용하여, 공동 스케쥴된(co-scheduled) 베이스 레이어 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트를 디코딩한다.
도 30은 본 발명의 제4 실시예에 따른 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트의 인밴드 시그널링 흐름(in-band signalling flow)를 보여주고 있다. 특히 도 30은 특정 NGH 프레임을 통해 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP를 모두 전송하는 예이다. 즉, 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP가 같은 NGH 프레임에 매핑된다. 도 30에서 실선 화살표는 베이스 레이어를 위한 인밴드 시그널링 흐름도이고, 점선 화살표는 인핸스먼트 레이어를 위한 인밴드 시그널링 흐름도를 보여준다. 일 실시예로, 도 30은 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트를 위해 타임 인터리빙 길이는 2(P_I=2 또는 TIME_IL_LENGTH 필드 = 2)이고, T2 프레임 간격은 2(I_JUMP=2 또는 FRAME_INTERVAL 필드 = 2)인 인터리빙 프레임 구조이며, 두 레이어의 인터리빙 프레임이 동일한 NGH 프레임에 공동 스케쥴(co-scheduled)되어 매핑됨을 보이고 있다. 이때에도 베이스 레이어 서비스 컴포넌트를 통해 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 및 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트에 대한 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 것을 일 실시예로 한다.
다음은 도 31에서와 같이 FEF에 NGH 프레임을 전송하는 경우, NGH 프레임(FEF) 간의 간격, 즉 T2 프레임의 길이(length)를 시그널링하는 방법을 설명하기로 한다.
T2_LENGTH 파라미터는 T2 프레임(또는 기본 프레임 또는 지상파 방송 프레임이라고도 함)의 P1 심볼부터 다음 NGH 프레임(FEF)의 P1 심볼까지의 거리를 나타낸다. 상기 T2_LENGTH 파라미터는 T2 프레임이 몇 개의 엘레먼터리 구간(elementary period)(T)으로 구성되어 있는지로 표현된다.
FEF 구성은 한 수퍼 프레임 안에 균일하게 구성 되기 때문에, T2_LENGTH 파라 미터는 L1-프리 시그널링 정보나 L1-포스트 시그널링 정보의 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보 내 상수(constant) 성격을 지닌 필드에 시그널링될 수 있다. 또한 T2_LENGTH 파라미터는 다음 인터리빙 프레임의 정보를 위해 인밴드 시그널링 정보에 시그널링될 수도 있다. 상기 인밴드 시그널링 방법은 전술한 방법들 중 적어도 하나를 적용할 수 있다. 즉, 상기 T2_LENGTH 파라미터는 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300)에 의해 데이터 PLP, SI PLP, 커먼 PLP 중 적어도 하나에 시그널링될 수 있다.
본 발명은 L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보, 인밴드 시그널링 정보 중 적어도 하나에 시그널링되는 T2_LENGTH 파라미터의 필드 길이를 30 비트로 하는 것을 일 실시예로 한다. 본 발명은 이 필드를 T2_LENGTH 필드라 하기로 한다.
수신기에서는, L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보, 인밴드 시그널링 정보 중 적어도 하나에 시그널링된 T2_LENGTH 필드 값을 통해서 T2 프레임과 FEF 구조를 알 수 있게 된다. 즉, 수신기는 T2_LENGTH 필드 값을 기반으로 다음 FEF, 즉 NGH 프레임이 언제 나타나는지 알 수 있다. 일 예로, 데이터 PLP, SI PLP, 커먼 PLP 중 적어도 하나에 시그널링되어 전송된 인밴드 시그널링 정보는 도 25의 인밴드 시그널링 디코더에서 디코딩된 후 인밴드 시그널링 정보를 필요로 하는 블록들로 출력된다.
본 발명은 P1 심볼의 S2 필드가 1인 경우 즉, S2='xxx1'인 경우 수행되는 루프 안에 T2_LENGTH 필드를 시그널링하는 것을 일 실시예로 한다. 본 발명은 이 루프에 FEF_TYPE 필드와 T2_LENGTH 필드를 포함시키는 것을 일 실시예로 한다. 또한 이 루프를 T2 LENGTH 루프라 칭하며, 상기 T2 LENGTH 루프는 L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보, 인밴드 시그널링 정보 중 적어도 하나에 포함되는 것을 일 실시예로 한다. 여기서 L1-포스트 시그널링 정보는 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보가 될 수도 있고, 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보가 될 수도 있다.
여기서 P1 심볼의 S2 필드 값이 'xxx1'이라는 것은 혼합된 타입(mixed type)의 방식이 사용된다는 의미이다.
도 32는 본 발명에 따른 T2 LENGTH 루프에 대한 신택스 구조의 일 실시예를 보이고 있다. 도 32에서 FEF_TYPE 필드는 4비트가 할당되며, FEF 타입을 지시한다.
T2_LENGTH 필드는 30비트가 할당되며, 관련된 T2 프레임의 기본 구간(elementary periods)의 개수를 표시한다.
한편 본 발명은 T2_LENGTH 필드를 이용하지 않고, 다른 대체 파라미터를 통해서 T2 프레임의 길이(length)를 시그널링할 수 있다. 본 발명은 T2_LENGTH 필드 대신 FEF_INTERVAL, T2_NUM_DATA_SYMBOLS, T2_FEF_SIZE, T2_GUARD_INTERVAL 필드 중 적어도 하나를 이용하여 T2 프레임의 길이를 시그널링하는 것을 일 실시예로 한다. 본 발명은 P1 심볼의 S2 필드가 1인 경우 즉, S2='xxx1'인 경우 수행되는 T2 LENGTH 루프에 FEF_TYPE, FEF_INTERVAL, T2_NUM_DATA_SYMBOLS, T2_FEF_SIZE, T2_GUARD_INTERVAL 필드를 시그널링하는 것을 일 실시예로 한다. 또한 상기 T2 LENGTH 루프는 L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보, 인밴드 시그널링 정보 중 적어도 하나에 포함되는 것을 일 실시예로 한다. 상기 인밴드 시그널링 정보의 시그널링 방법은 전술한 방법들 중 적어도 하나를 적용할 수 있다. 즉, 상기 T2 LENGTH 루프에 포함되는 정보들은 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300)에 의해 데이터 PLP, SI PLP, 커먼 PLP 중 적어도 하나에 시그널링될 수 있다.
도 33은 본 발명에 따른 T2 LENGTH 루프에 대한 신택스 구조의 다른 실시예를 보이고 있다. S2='xxx1'인 경우 수행되는 도 33의 T2 LENGTH 루프에서 FEF_TYPE 필드는 4비트가 할당되며, FEF 타입을 지시한다. FEF_INTERVAL 필드는 8비트가 할당되며, 두 FEF 파트 사이의 T2 프레임들의 개수를 표시한다. T2_NUM_DATA_SYMBOLS 필드는 12비트가 할당되며, T2 프레임에서 P1 및 P2 심볼을 제외한 데이터 심볼들의 개수를 나타낸다. 만일 해당 T2 프레임에 AP1 심볼이 존재한다면 AP1 심볼의 개수도 제외된다. T2_FFT_SIZE 필드는 3비트가 할당되며, T2 시스템의 FFT 사이즈를 표시한다. T2_GUARD_INTERVAL 필드는 3비트가 할당되며, 현재 T2 시스템에서의 가드 인터발(Guard Interval) 사이즈를 나타낸다. 본 발명에서 FFT 사이즈는 1k, 2k, 4k, 8k, 16k, 32k가 사용되고, GI 사이즈는 1/128, 1/32, 1/16, 19/256, 1/8, 19/128, 1/4가 사용되는 것을 일 실시예로 한다. 상기 FFT 사이즈는 하나의 OFDM 심볼을 구성하는 서브 캐리어의 개수를 의미한다.
도 33에서는 각 필드들을 위해 총 26 비트를 사용하고 있다. 도 33과 같이 필드들을 시그널링하면, 30비트의 T2_LENGTH 필드를 직접 시그널링하는 도 32에 비해 4 비트가 적은 오버헤드를 가지고 동일한 효과를 얻을 수 있다.
수신기에서는, L1-프리 시그널링 정보, L1-포스트 시그널링 정보, 인밴드 시그널링 정보 중 적어도 하나에 시그널링된 T2 LENGTH 루프로부터 FEF_INTERVAL, T2_NUM_DATA_SYMBOLS, T2_FFE_SIZE, T2_GUARD_INTERVAL 필드 값을 추출하고, 이 값들 중 적어도 하나를 이용한 연산을 통해 T2 프레임과 FEF 구조를 알 수 있게 된다. 즉, 수신기는 연산 결과를 기반으로 다음 FEF, 즉 NGH 프레임이 언제 나타나는지 알 수 있다. 예를 들면, T2_NUM_DATA_SYMBOL 필드 값과 FEF_INTERVAL 필드 값을 이용해서 T2 구간 동안(즉, 두 FEF 사이)의 T2 프레임의 개수와 T2 프레임 안의 OFDM 심볼의 개수를 알 수 있고, 이를 기반으로 전체 T2 구간에서의 OFDM 심볼의 개수를 알 수 있다. 다음으로는 T2_FEF_SIZE 필드 값과 T2_GUARD_INTERVAL 필드 값을 이용해서 정확한 타임 도메인(time domain)에서의 T2 구간의 길이를 알 수 있다.
다음은 FEF에 NGH 프레임을 전송하는 경우, 다음 NGH 프레임 정보를 시그널링하는 방법을 설명하기로 한다. 이때 FEF을 모두 NGH 프레임으로 사용할 수도 있지만, 일부의 FEF만 NGH 프레임으로 사용할 수도 있다. 이는 NGH 프레임으로 전송되는 서비스 이외의 다른 서비스가 FEF를 통해서 전송되어질 수 있기 때문이다. 따라서 본 발명에서는 다음 NGH 프레임 정보를 시그널링하는 것을 일 실시예로 한다. 특히 본 발명은 다음 NGH 프레임의 위치를 식별하기 위한 정보를 시그널링하는 것을 일 실시예로 한다. 만약 다음 NGH 프레임의 위치 정보를 시그널링하지 않는다면, 수신기는 항상 모든 구간에서 P1 심볼을 지속적으로 검출해서 NGH 프레임의 유무를 찾아야만 한다. 이것은 수신기의 파워 소모(power consumption), 저효율(low efficiency) 등을 유발한다.
다음 NGH 프레임 정보를 시그널링하는 방법은 크게 다이내믹 방법과 컨피규러블 방법으로 나눌 수 있다.
본 발명은 다음 NGH 프레임 정보를 다이내믹하게 시그널링하는 일 실시예로서, 두 개의 파라미터를 제안한다. 이 두 파라미터는 NEXT_NGH_SUPERFRAME와 NEXT_NGH_FRAME 정보이다. 이 중 NEXT_NGH_SUPERFRAME 정보는 L1-프리 시그널링 정보, 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보, 인밴드 시그널링 정보 중 적어도 하나에 필드 형태로 포함되는 것을 일 실시예로 한다. 이 후 NEXT_NGH_SUPERFRAME 정보는 NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드라 하기로 한다. 또한 NEXT_NGH_FRAME 정보는 L1-프리 시그널링 정보, 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보, 인밴드 시그널링 정보 중 적어도 하나에 필드 형태로 포함되는 것을 일 실시예로 한다. 이 후 NEXT_NGH_FRAME 정보는 NEXT_NGH_FRAME 필드라 하기로 한다.
상기 NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드는 현재 NGH 프레임이 속한 수퍼 프레임과 다음 NGH 프레임이 속한 수퍼 프레임 사이의 수퍼 프레임 바운더리(superframe boundary)의 개수를 나타낸다. 상기 NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드를 이용하면, 보다 긴 구간에서의 다음 NGH 프레임 정보를 시그널링할 수 있게 된다.
상기 NEXT_NGH_FRAME 필드는 다음 NGH 프레임이 속한 수퍼 프레임의 시작 부분과 다음 NGH 프레임 사이의 FEF(또는 T2 프레임)의 개수를 나타낸다. 다시 말해, 상기 NEXT_NGH_FRAME 필드는 다음 NGH 프레임이 속한 수퍼 프레임 내 첫번째 T2 프레임과 다음 NGH 프레임 사이의 T2 프레임 또는 FEF의 개수를 나타낸다.
만약 NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드와 NEXT_NGH_FRAME 필드의 값이 모두 0이면, 다음 NGH 프레임 정보를 시그널링하는 방법이 사용되지 않음을 의미한다. 즉, 본 발명은 다음 NGH 프레임 정보를 시그널링하는 방법을 사용함으로써 긴 레이턴시(long latency)가 발생 할 수 있는데, NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드와 NEXT_NGH_FRAME 필드의 값이 모두 0이면 그러한 레이턴시를 감수하지 않고, P1 심볼 검출 방법을 사용하는 경우를 나타낸다.
도 34는 본 발명에 따른 다음 NGH 프레임 정보를 다이내믹하게 시그널링하는 방법의 일 실시예를 보인 프레임 구조로서, 수퍼 프레임 1과 수퍼 프레임 2에 각각 NGH 프레임이 포함되는 예를 보이고 있다. 이 경우 현재 NGH 프레임에서 다음 NGH 프레임의 사이에 1개의 수퍼 프레임 바운더리(superframe boundary)를 포함하므로, NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드 값은 1이 된다. 또한 다음 NGH 프레임을 포함하는 수퍼 프레임 2의 처음에서 다음 NGH 프레임의 사이에 FEF가 1개 있으므로 NEXT_NGH_FRAME 필드 값도 1이 된다.
상기와 같이 NEXT_NGH_SUPERFRAME 필드를 이용하여 다음 NGH 프레임 정보를 시그널링하는 경우, 다음 NEXT_NGH_SUPERFRAME 정보 이외에 다음 NGH 프레임이 포함되는 수퍼 프레임에 대한 컨피규레이션(configuration) 정보도 추가로 보내줘야 한다. 이러한 프레임 컨피규레이션 정보는 L1-프리 시그널링 정보, 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보, 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보, 인밴드 시그널링 정보 중 적어도 하나에 시그널링하여 전송할 수 있다. 예를 들어, L1-프리 시그널링 정보와 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나에 시그널링하여 전송하는 경우, 해당 정보는 한 수퍼 프레임 안의 모든 NGH 프레임에 공통적으로 반복하여 전송되기 때문에 오버헤드가 크다는 단점이 생긴다. 한편, 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보, 인밴드 시그널링 정보 중 적어도 하나에 프레임 컨피규레이션 정보를 시그널링하여 전송하는 경우는, 수퍼 프레임의 바운더리에서 프레임 컨피규레이션이 바뀌는 경우, 즉, L1_CHANGE_COUNTER가 1로 셋팅되었을 때, 현재 수퍼 프레임의 마지막 NGH 프레임에서 다음 수퍼 프레임의 컨피규레이션 정보를 전송한다. 이렇게 함으로써, 오버헤드는 크게 늘지 않는다. 그렇지만, 이 방법은 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보 및 인밴드 시그널링 정보의 필드가 L1_CHANGE_COUNTER 필드 값이 1일 때만 바뀌기 때문에 각 수퍼 프레임에서의 일정한 필드 길이(constant field length)의 특성을 잃는다. 즉, 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보 및 인밴드 시그널링 정보의 일정한 필드 길이는 각 수퍼 프레임에서 보장되지 않는다. 여기서 프레임 컨피규레이션 정보는 가드 인터발, FFT 사이즈, 다음 T2 프레임 길이와 같은 정보를 포함할 수 있다. 수신기에서는 L1-프리 시그널링 정보, 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보, 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보, 인밴드 시그널링 정보 중 적어도 하나에 시그널링된 프레임 컨피규레이션 정보, NEXT_NGH_SUPERFRAME, NEXT_NGH_FRAME 정보를 이용해서, 다음 수퍼 프레임에서의 컨피규레이션을 알 수 있고, 다음 NGH 프레임에 억세스할 수 있다.
본 발명은 다음 NGH 프레임 정보를 다이내믹하게 시그널링하는 다른 실시예로서, NEXT_NGH_FRAME 정보만을 이용하여 다음 NGH 프레임 정보를 시그널링할 수 있다. 즉, NEXT_NGH_SUPERFRAME 정보를 사용하지 않는다. 이 경우는 다음 NGH 프레임이 컨피규레이션이 다른 수퍼 프레임에 있는 경우를 고려하지 않아도 되며, 다음 수퍼 프레임에 대한 컨피규레이션 정보를 전송할 필요도 없다. 이때, NEXT_NGH_FRAME 필드의 정의는 첫번째 실시예와 달라진다. 즉, 이 실시예에서 NEXT_NGH_FRAME 필드는 현재의 NGH 프레임과 다음 NGH 프레임 사이의 FEF의 개수에 1을 더한 값을 나타낸다. NEXT_NGH_FRAME 필드는 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보와 인밴드 시그널링 정보 중 적어도 하나에 시그널링되는 것을 일 실시예로 한다. 만일 상기 NEXT_NGH_FRAME 필드 값이 0이면 다음 NGH 프레임 정보를 시그널링하는 방법이 사용되지 않음을 의미한다. 즉, 본 발명은 NEXT_NGH_FRAME 필드 값이 0이면 P1 심볼 검출 방법을 사용하는 경우를 나타낸다.
도 35는 본 발명에 따른 다음 NGH 프레임 정보를 다이내믹하게 시그널링하는 방법의 다른 실시예를 보인 프레임 구조로서, 현재 NGH 프레임과 다음 NGH 프레임 사이에 2개의 FEF가 포함되는 예를 보이고 있다. 이 경우 NEXT_NGH_FRAME 필드는 현재 NGH 프레임과 다음 NGH 프레임 사이의 FEF의 개수에 1을 더한 값이므로, 3이 된다. 수신기에서는 NEXT_NGH_FRAME 필드 값, T2 및 FEF 구간의 길이 정보를 이용하여 다음 NGH 프레임의 위치를 알아 낼 수 있다.
지금까지 설명한 다음 NGH 프레임 정보의 다이내믹 시그널링 방법은 플렉서블(flexible) 하지만, NGH 프레임의 분포(distribution)가 규칙적이지 않기 때문에, 시그널링 오버헤드 및 복잡도(complexity)가 증가한다.
다음은 본 발명에 따른 다음 NGH 프레임 정보를 컨피규러블하게 시그널링하는 방법에 대해 설명한다. 본 발명에서는 한 수퍼 프레임 내에서 NGH 프레임을 규칙적으로 매핑하거나, 규칙적이지는 않지만 산술적인 연산을 이용하여 디터미니스틱(deterministic)한 방법으로 쉽게 억세스할 수 있는 컨피규러블(configurable) 방법을 제안한다.
한 수퍼 프레임 내에서 NGH 프레임을 디터미니스틱(deterministic)하게 위치 시키기 위한 시그널링 정보는 수퍼 프레임 내에서 동일하므로, 이러한 시그널링 정보는 L1-프리 시그널링 정보와 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나에 시그널링할 수 있다. 이 경우 다이나믹 L1-포스트 시그널링 정보에서의 오버헤드나 추가적인 복잡도는 없다.
디터미니스틱 NGH 프레임 구조는 여러 가지가 있을 수 있으며, 본 발명에서는 2개의 실시예로 나누어 설명한다.
상기 디터미니스틱 NGH 프레임 구조의 제1 실시예는, FIRST_FRAME_IDX, NUM_NGH_FRAMES, NGH_FRAME_JUMP 정보(또는 파라미터) 중 적어도 하나를 이용하는 방법이다. 상기 FIRST_FRAME_IDX, NUM_NGH_FRAMES, NGH_FRAME_JUMP 정보는 L1-프리 시그널링 정보와 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나에 필드 형태로 시그널링되는 것을 일 실시예로 한다. 이 후 FIRST_FRAME_IDX, NUM_NGH_FRAMES, NGH-FRAME_JUMP 정보는 FIRST_FRAME_IDX, NUM_NGH_FRAMES, NGH-FRAME_JUMP 필드라 하기로 한다.
상기 FIRST_FRAME_IDX 필드는 수퍼 프레임 내에서 첫 NGH 프레임의 인덱스를 나타내며, 상기 NUM_NGH_FRAMES 필드는 수퍼 프레임에 속해 있는 NGH 프레임의 개수를 나타낸다. 상기 NGH_FRANE_JUMP 필드는 수퍼 프레임 안에서의 NGH 프레임 간격, 즉 NGH 프레임 간의 간격을 FEF의 개수+1로 나타낸다. 수신기에서는 L1-프리 시그널링 정보와 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나에 시그널링된 FIRST_FRAME_IDX, NUM_NGH_FRAMES, NGH-FRAME_JUMP 필드 값 중 적어도 하나를 기반으로 수퍼 프레임 내에서의 NGH 프레임의 구조를 알 수 있게 된다.
도 36은 본 발명에 따른 다음 NGH 프레임 정보를 컨피규러블하게 시그널링하는 방법의 일 실시예를 보인 프레임 구조로서, 2개의 NGH 프레임 사이에 2개의 FEF가 포함되고, 하나의 수퍼 프레임 내에 3개의 NGH 프레임이 포함되는 예를 보이고 있다. 도 36에서 FIRST_FRAME_IDX 필드 값은 1로 셋팅되며, 수퍼 프레임 내에서 첫 NGH 프레임이 idx 1에서 시작된다. 또한 수퍼 프레임에 포함되는 NGH 프레임의 개수를 나타내는 NUM_NGH_FRAMES 필드 값은 3, NGH 프레임 간의 간격의 나타내는 NGH_FRAME_JUMP 필드 값도 3이 된다.
상기 디터미니스틱 NGH 프레임 구조의 제2 실시예는, NUM_FEF와 NUM_NGH_FRAME 정보(또는 파라미터) 중 적어도 하나를 이용하여 디터미니스틱(deterministic)한 산술적 연산을 수행하는 방법이다. 상기 NUM_FEF와 NUM_NGH_FRAME 정보는 L1-프리 시그널링 정보와 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나에 필드 형태로 시그널링되는 것을 일 실시예로 한다. 이 후 NUM_FEF 정보는 NUM_FEF 필드라 하고, NUM_NGH_FRAME 정보는 NUM_NGH_FRAME 필드라 하기로 한다.
상기 NUM_FEF 필드는 수퍼 프레임 내에서의 FEF(NGH 프레임 포함)의 개수를 나타내며, 상기 NUM_NGH_FRAMES 필드는 수퍼 프레임 내에서 NGH 프레임의 개수를 나타낸다. 이 방법은 상기 NUM_FEF 필드와 NUM_NGH_FRAME 필드의 값만을 바탕으로 하여 수퍼 프레임 안에서 NGH 프레임이 디터미니스틱한 방법으로 매핑될 수 있게 한다. 수신기에서는 L1-프리 시그널링 정보와 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나에 시그널링된 NUM_FEF 및 NUM_NGH_FRAMES 필드의 값과 디터미니스틱 함수(deterministic function)를 이용하여 수퍼 프레임 내에 위치한 NGH 프레임의 위치를 정확히 알 수 있게 된다.
도 37의 (A),(B)는 본 발명에 따른 다음 NGH 프레임 정보를 컨피규러블하게 시그널링하는 방법의 다른 실시예를 보인 프레임 구조로서, 2가지 타입의 예를 보이고 있다. 즉, 2가지 타입 모두, 수퍼 프레임 내에서 NGH 프레임이 균일하게 분포하는 실시 예를 보인다. 다시 말해, NGH 프레임들은 NUM_FEF 필드 값과 NUM_NGH_FRAME 필드 값을 기반으로 디터미니스틱하게 수퍼 프레임 내에 균등하게 매핑된다. 도 37의 (A),(B)에서는 NUM_FEF 필드 값이 8, NUM_NGH_FRAMES 필드 값이 6인 예를 보이고 있다.
또한 본 발명은 디터미니스틱 함수를 이용한 수퍼 프레임 구조에서 NUM_FEF 필드 값과 NUM_NGH_FRAMES 필드 값을 다음의 수학식 2에 적용하면, 수퍼 프레임 내에서 NGH 프레임이 위치하는 프레임 인덱스를 산출할 수 있다.
Figure 112013055513221-pct00004
수학식 2에서 A(i)는 수퍼 프레임 내의 i번째 NGH 프레임을 위한 프레임 인덱스를 나타낸다.
예를 들어, 도 38의 (A)에서와 같이 NGH 프레임들이 디터미니스틱하게 수퍼 프레임 내에 균등하게 매핑되었을 때 NUM_FEF 필드 값(=8)과 NUM_NGH_FRAMES 필드 값(=3)을 상기 수학식 2에 적용하면, A(1)=3, A(2)=6, A(3)=8의 값을 얻을 수 있다. 이는 3개의 NGH 프레임이 8개의 FEF를 가지는 수퍼 프레임 내에서 3번, 6번, 8번 FEF에 위치하게 됨을 나타낸다. 도 38의 (B)는 도 38의 (A)와 비슷한 타입을 가지는 수퍼 프레임 구조의 예를 보인다.
다음은 프레임을 구성하는 서브 슬라이스의 개수를 시그널링하는 방법을 설명하기로 한다. 프레임을 구성하는 서브 슬라이스의 개수는 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보와 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나에 필드 형태로 시그널링될 수 있다. 본 발명은 이 필드를 SUBSLICES_PER_FRAME 필드라 하기로 한다. 즉, SUBSLICES_PER_FRAME 필드는 프레임을 구성하는 서브 슬라이스의 개수를 나타낸다.
일 예로, 상기 SUBSLICES_PER_FRAME 필드가 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보에 시그널링되는 경우, 한 수퍼 프레임을 구성하는 프레임에서 항상 동일한 개수의 서브 슬라이스의 개수를 가진다.
다른 예로, 상기 SUBSLICES_PER_FRAME 필드가 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보에 시그널링되는 경우, 매 프레임에서 다른 개수의 서브 슬라이스 개수를 가질 수 있다. 따라서 매 프레임 단위로 독립적인 서브 슬라이스 구조를 가질 수 있다.
수신기에서는 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보와 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나에 시그널링된 SUBSLICES_PER_FRAME 필드의 값을 이용하여, 각 프레임을 구성하는 서브 슬라이스의 구조를 알 수 있게 된다. 그리고 서브 슬라이스 구조를 이용하여 프레임에 매핑되는 타입2 데이터 PLP를 디코딩할 수 있게 된다.
지금까지 설명한 인밴드 시그널링 정보의 시그널링은 도 15의 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300)에 의해 수행되는 것을 일 실시예로 한다. 상기 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈(603300)은 인밴드 시그널링 정보를 데이터 PLP, SI PLP, 커먼 PLP 중 적어도 하나에 시그널링한다. 상기 인밴드 시그널링 정보는 다음 신호 프레임으로부터 해당 PLP를 디코딩하는데 필요한 정보를 포함할 수 있다. 예를 들어, 상기 인밴드 시그널링 정보는 다음 인터리빙 프레임 정보, T2 프레임 길이 정보, 다음 NGH 프레임 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 이는 하나의 실시예이며, 상기 인밴드 시그널링 정보는 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
또한 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어의 데이터를 모두 전송할 때, 베이스 레이어 서비스 컴포넌트에 베이스 레이어와 인핸스먼트 레이어의 인밴드 시그널링 정보를 모두 시그널링하고, 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트에는 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하지 않는 것을 일 실시예로 한다. 수신기에서 인밴드 시그널링 정보의 추출 또는 디코딩은 도 25의 인밴드 시그널링 디코더에 의해 수행된다. 상기 인밴드 시그널링 정보의 시그널링 방법은 위에서 상세히 설명하였으므로 여기서는 생략하기로 한다. 한편 L1-프리 시그널링 정보, 컨피규러블 L1-포스트 시그널링 정보, 다이내믹 L1-포스트 시그널링 정보를 포함하는 L1 시그널링 정보의 시그널링은 도 15의 L1 시그널링 제네레이터(603500)에서 수행되는 것을 일 실시예로 한다. 이때 상기 L1 시그널링 제네레이터(603500)는 도 15의 스케쥴러(603100)와 프레임 빌더(101400)의 셀 맵퍼와 연관되어 동작하는 것을 일 실시예로 한다. 또한 수신기에서 L1 시그널링 정보의 추출 또는 디코딩은 도 25의 L1 시그널링 디코더(617410)에 의해 수행된다. 이때 상기 L1 시그널링 디코더(617410)는 프레임 파서(107200)의 셀 디맵퍼와 연관되어 동작하는 것을 일 실시예로 한다.
도 39는 본 발명에 따른 방송 신호 송신기에서 인밴드 시그널링 정보를 시그널링하여 전송하는 방법의 일 실시예를 보인 흐름도이다. 먼저, 방송 서비스를 구성하는 적어도 하나의 서비스 컴포넌트를 포함하는 서비스 컴포넌트 PLP, 하나의 방송 서비스에 적용되는 제1 서비스 정보를 포함하는 제1 정보 PLP, 여러 방송 서비스에 공통으로 적용되는 제2 서비스 정보를 포함하는 제2 정보 PLP 중 적어도 하나에 인밴드 시그널링 정보를 시그널링한다(S700010). 여기서 상기 단계 S700010는 인풋 프로세싱 모듈(101200)의 스케쥴러(603100)의 제어에 의해 복수개의 인밴드 시그널링/패딩 삽입 모듈 중 적어도 하나에서 수행된다. 본 발명은 일 실시예로, 상기 제1 정보 PLP를 SI PLP(또는 베이스 PLP)라 하고, 제2 정보 PLP를 커먼 PLP라 한다. 상기 인밴드 시그널링 정보의 시그널링 방법은 위에서 상세히 설명하였으므로 여기서는 생략하기로 한다.
상기 서비스 컴포넌트 PLP, 제1 정보 PLP, 제2 정보 PLP 중 적어도 하나에 인밴드 시그널링 정보가 시그널링되면, 각 PLP에 포함된 데이터에 대해 FEC 인코딩 및 타임 인터리빙을 수행한다(S700020). 상기 인밴드 시그널링 정보는 각 PLP의 다음 인터리빙 프레임에 대한 정보를 포함하는 것을 일 실시예로 하며, 상기 인터리빙 프레임은 타임 인터리빙이 수행되는 단위가 된다. 상기 단계 S700020에서 FEC 인코딩은 BICM 인코더(101300)의 FEC 인코더에서 수행되고, 타임 인터리빙은 타임 인터리버에서 수행된다. FEC 인코딩 및 타임 인터리빙의 상세 동작은 도 16 또는 도 17을 참조하기로 하고 여기서는 생략한다.
그리고 상기 타임 인터리브된 데이터를 포함하는 전송 프레임을 생성한 후(S700030), 상기 전송 프레임을 변조하고, 변조된 전송 프레임을 포함하는 방송 신호를 전송한다(S700040). 상기 전송 프레임은 T2 프레임과 NGH 프레임 중 하나이며, 상기 인밴드 시그널링 정보는 T2 프레임의 길이 정보를 포함하는 것을 일 실시예로 한다. 상기 인밴드 시그널링 정보는 다음 NGH 프레임의 정보를 더 포함할 수 있다. 상기 단계 S700030는 프레임 빌더(101400)에서 수행되고 상세 동작은 도 18을 참조하기로 하고 여기서는 생략한다. 또한 상기 단계 S700040는 OFDM 제너레이터(101500)에서 수행되고 상세 동작은 도 19를 참조하기로 하고 여기서는 생략한다. 상기 OFDM 제너레이터(101500)는 변조부라 하기도 한다.
만일 상기 서비스 컴포넌트 PLP가 복수개이고, 이 중 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP와 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP가 포함되면, 상기 베이스 레이어 서비스 컴포넌트 PLP는 인핸스먼트 레이어 서비스 컴포넌트 PLP의 인밴드 시그널링 정보를 포함하는 것을 일 실시예로 한다.
지금까지 설명한 본 발명은 상술한 실시예에 한정되지 않으며, 첨부된 청구범위에서 알 수 있는 바와 같이 본 발명이 속한 분야의 통상의 지식을 가지 자에 의해 변형이 가능하고 이러한 변형은 본 발명의 범위에 속한다.
발명의 실시를 위한 형태
전술한 바와 같이, 상기 발명의 실시를 위한 최선의 형태에서, 관련된 사항을 기술하였다.
산업상 이용가능성
전술한 바와 같이, 본 발명은 디지털 방송 시스템에 전체적으로 또는 부분적으로 적용될 수 있다.

Claims (12)

  1. 방송 서비스 데이터를 FEC (Forward Error Correction) 인코딩하는 단계;
    상기 FEC 인코드된 방송 서비스 데이터를 비트 인터리빙하는 단계;
    상기 비트 인터리브된 방송 서비스 데이터를 타임 인터리빙하는 단계;
    상기 방송 서비스 데이터를 시그널링하는 L1 (Layer 1) 시그널링 데이터를 FEC 인코딩하는 단계;
    상기 타임 인터리브된 방송 서비스 데이터와 상기 FEC 인코드된 L1 시그널링 데이터를 포함하는 전송 프레임을 생성하는 단계;
    상기 전송 프레임에 파일럿 데이터를 삽입하는 단계;
    상기 파일럿 데이터가 삽입된 전송 프레임의 데이터에 대해 IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 시간 영역으로 변환하는 단계;
    상기 시간 영역의 전송 프레임 앞에 제1 심볼과 제2 심볼을 삽입하는 단계; 및
    상기 제1 심볼과 제2 심볼이 삽입된 전송 프레임을 포함하는 방송 신호를 전송하는 단계를 포함하며,
    상기 제1 심볼과 제2 심볼 중 적어도 하나는 동기화(synchronization)를 위해 사용되고,
    상기 제1 심볼의 포스트픽스와 상기 제2 심볼의 프리픽스는 상기 시간 영역에서 연속적으로 위치하고,
    상기 제1 심볼의 포스트픽스는 상기 제1 심볼의 유효 파트의 일부에 +fSH의 주파수 쉬프트를 적용함으로써 생성되고,
    상기 제2 심볼의 프리픽스는 상기 제2 심볼의 유효 파트의 일부에 -fSH의 주파수 쉬프트를 적용함으로써 생성되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신기의 방송 신호 송신 방법.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 L1 시그널링 데이터는 상기 전송 프레임과 관련된 FFT 사이즈 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신기의 방송 신호 송신 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 L1 시그널링 데이터는 상기 전송 프레임과 관련된 가드 인터발 길이 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신기의 방송 신호 송신 방법.
  6. 삭제
  7. 방송 서비스 데이터를 FEC 인코딩하는 제1 인코더;
    상기 FEC 인코드된 방송 서비스 데이터를 비트 인터리빙하는 제1 인터리버;
    상기 비트 인터리브된 방송 서비스 데이터를 타임 인터리빙하는 제2 인터리버;
    상기 방송 서비스 데이터를 시그널링하는 L1 시그널링 데이터를 FEC 인코딩하는 제2 인코더;
    상기 타임 인터리브된 방송 서비스 데이터와 상기 FEC 인코드된 L1 시그널링 데이터를 포함하는 전송 프레임을 생성하는 프레임 빌더;
    상기 전송 프레임에 파일럿 데이터를 삽입하는 파일럿 삽입기;
    상기 파일럿 데이터가 삽입된 전송 프레임의 데이터에 대해 IFFT를 수행하여 시간 영역으로 변환하는 시간 영역 변환부;
    상기 시간 영역의 전송 프레임 앞에 제1 심볼과 제2 심볼을 삽입하는 심볼 삽입기; 및
    상기 제1 심볼과 제2 심볼이 삽입된 전송 프레임을 포함하는 방송 신호를 전송하는 전송부를 포함하며,
    상기 제1 심볼과 제2 심볼 중 적어도 하나는 동기화를 위해 사용되고,
    상기 제1 심볼의 포스트픽스와 상기 제2 심볼의 프리픽스는 상기 시간 영역에서 연속적으로 위치하고,
    상기 제1 심볼의 포스트픽스는 상기 제1 심볼의 유효 파트의 일부에 +fSH의 주파수 쉬프트를 적용함으로써 생성되고,
    상기 제2 심볼의 프리픽스는 상기 제2 심볼의 유효 파트의 일부에 -fSH의 주파수 쉬프트를 적용함으로써 생성되는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신기.
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 L1 시그널링 데이터는 상기 전송 프레임과 관련된 FFT 사이즈 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신기.
  11. 제 7 항에 있어서,
    상기 L1 시그널링 데이터는 상기 전송 프레임과 관련된 가드 인터발 길이 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 방송 신호 송신기.
  12. 삭제
KR1020137016186A 2010-11-23 2011-11-22 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법 KR101844229B1 (ko)

Applications Claiming Priority (7)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US41629810P 2010-11-23 2010-11-23
US61/416,298 2010-11-23
US41840910P 2010-12-01 2010-12-01
US61/418,409 2010-12-01
US42033110P 2010-12-07 2010-12-07
US61/420,331 2010-12-07
PCT/KR2011/008913 WO2012070837A2 (ko) 2010-11-23 2011-11-22 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20130121881A KR20130121881A (ko) 2013-11-06
KR101844229B1 true KR101844229B1 (ko) 2018-04-02

Family

ID=46146280

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020137016186A KR101844229B1 (ko) 2010-11-23 2011-11-22 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법

Country Status (3)

Country Link
US (4) US9008218B2 (ko)
KR (1) KR101844229B1 (ko)
WO (1) WO2012070837A2 (ko)

Families Citing this family (50)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5648440B2 (ja) * 2010-11-22 2015-01-07 ソニー株式会社 データ処理装置、及び、データ処理方法
WO2012070837A2 (ko) 2010-11-23 2012-05-31 엘지전자 주식회사 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
ES2733016T3 (es) * 2011-06-24 2019-11-27 Sun Patent Trust Dispositivo de transmisión, método de transmisión, dispositivo de recepción y método de recepción
GB201208389D0 (en) * 2012-05-10 2012-06-27 Samsung Electronics Co Ltd Integrated circuit, communication unit, wireless communication system and methods therefor
US9860021B2 (en) 2013-04-15 2018-01-02 Lg Electronics Inc. Broadcast signal transmitting device, broadcast signal receiving method, broadcast signal transmitting method and broadcast signal receiving method
RU2628013C2 (ru) * 2013-05-08 2017-08-14 ЭлДжи ЭЛЕКТРОНИКС ИНК. Устройство для передачи широковещательных сигналов, устройство для приема широковещательных сигналов, способ передачи широковещательных сигналов и способ приема широковещательных сигналов
US9559821B2 (en) * 2013-08-05 2017-01-31 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitter, receiver and controlling method thereof
US20160182091A1 (en) * 2013-08-23 2016-06-23 Thomson Licensing Improved error control coding an decoding for serial concatenated codes
US10389382B2 (en) 2013-09-18 2019-08-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitter and signal processing method thereof
KR102202385B1 (ko) * 2013-09-18 2021-01-13 삼성전자주식회사 송신 장치 및 그의 신호 처리 방법
EP3050305A4 (en) 2013-09-25 2017-05-10 LG Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
JP6326213B2 (ja) * 2013-10-04 2018-05-16 サターン ライセンシング エルエルシーＳａｔｕｒｎ Ｌｉｃｅｎｓｉｎｇ ＬＬＣ 受信装置、受信方法、送信装置、及び、送信方法
WO2015076511A1 (en) 2013-11-25 2015-05-28 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
EP3076628B1 (en) 2013-12-16 2018-03-21 Huawei Technologies Co., Ltd. Data transmission method, device and system
KR102337651B1 (ko) * 2014-02-13 2021-12-10 삼성전자주식회사 송신 장치, 수신 장치 및 그 제어 방법
CN107430803A (zh) * 2014-02-20 2017-12-01 Lg电子株式会社 广播接收装置及其操作方法、和广播发送装置及其操作方法
WO2015156568A1 (ko) * 2014-04-08 2015-10-15 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
KR102062221B1 (ko) * 2014-04-16 2020-02-11 상하이 내셔널 엔지니어링 리서치 센터 오브 디지털 텔레비전 컴퍼니, 리미티드 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
WO2015163588A1 (ko) * 2014-04-20 2015-10-29 엘지전자(주) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
CN106464635B (zh) 2014-04-21 2020-01-21 Lg电子株式会社 广播信号发送设备、广播信号接收设备、广播信号发送方法以及广播信号接收方法
KR102121851B1 (ko) 2014-06-02 2020-06-12 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
MX366500B (es) * 2014-06-10 2019-07-11 Lg Electronics Inc Aparato de transmision de señales de difusion, aparato de recepcion de señales de difusion, metodo de transmision de señales de difusion, y metodo de recepcion de señales de difusion.
KR102444038B1 (ko) * 2014-08-07 2022-09-19 원 미디어, 엘엘씨 유연한 직교 주파수 분할 멀티플렉싱 물리 전송 데이터 프레임의 동적 구성 방법
JP2018503990A (ja) 2014-08-07 2018-02-08 コーヒレント・ロジックス・インコーポレーテッド マルチパーティションラジオフレーム
KR101899829B1 (ko) * 2014-08-21 2018-09-18 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
EP3185511A4 (en) * 2014-08-22 2018-05-02 LG Electronics Inc. Broadcast transmitting device, and method for operating broadcast transmitting device. broadcast receiving device and method for operating broadcast receiving device
KR102384790B1 (ko) 2014-08-25 2022-04-08 한국전자통신연구원 레이어드 디비전 멀티플렉싱을 이용한 방송 신호 프레임 생성 장치 및 방송 신호 프레임 생성 방법
KR101899827B1 (ko) 2014-09-03 2018-09-18 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
KR101602311B1 (ko) 2014-09-23 2016-03-10 국방과학연구소 비행체의 유도 조종 방법 및 그 장치
CA3074965C (en) 2014-11-20 2021-11-23 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcast signal, apparatus for receiving broadcast signal, method for transmitting broadcast signal and method for receiving broadcast signal
JP6462001B2 (ja) 2014-12-08 2019-01-30 エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法
EP3242484A4 (en) * 2014-12-31 2018-08-01 LG Electronics Inc. Apparatus for transmitting broadcasting signal, apparatus for receiving broadcasting signal, method for transmitting broadcasting signal, and method for receiving broadcasting signal
WO2016122062A1 (ko) * 2015-01-26 2016-08-04 엘지전자(주) 방송 신호 송수신 장치 및 방법
KR101971970B1 (ko) 2015-01-27 2019-04-24 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
EP3255881A4 (en) 2015-02-06 2019-03-06 LG Electronics Inc. BROADCAST SIGNAL DEVICE, BROADCAST SIGNAL RECEIVER, BROADCAST SENDING METHOD AND BROADCAST SIGNAL RECEPTION PROCEDURE
WO2016144061A1 (ko) * 2015-03-06 2016-09-15 한국전자통신연구원 부트스트랩 및 프리앰블을 이용한 방송 신호 프레임 생성 장치 및 방송 신호 프레임 생성 방법
EP3282691A4 (en) 2015-03-23 2018-11-14 LG Electronics Inc. Broadcast signal transmission device, broadcast signal reception device, broadcast signal transmission method, and broadcast signal reception method
KR102465856B1 (ko) 2015-03-27 2022-11-11 한국전자통신연구원 코어 레이어의 피지컬 레이어 파이프들의 경계를 이용한 방송 신호 프레임 생성 장치 및 방송 신호 프레임 생성 방법
KR102052379B1 (ko) * 2015-04-06 2019-12-05 엘지전자 주식회사 방송 신호 송수신 장치 및 방법
KR102553322B1 (ko) * 2015-04-20 2023-07-10 한국전자통신연구원 레이어드 디비전 멀티플렉싱을 이용한 방송 신호 프레임 생성 장치 및 방송 신호 프레임 생성 방법
EP3319319A4 (en) 2015-06-30 2019-02-27 LG Electronics Inc. DEVICE AND METHOD FOR TRANSMITTING-RECEIVING BROADCAST SIGNALS
KR102238541B1 (ko) * 2015-07-08 2021-04-09 엘지전자 주식회사 방송 신호 송수신 장치 및 방법
WO2017010640A1 (ko) * 2015-07-16 2017-01-19 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
KR101603556B1 (ko) * 2015-10-22 2016-03-15 홍익대학교 산학협력단 데이터 전송 시스템, 부호화 장치 및 부호화 방법
WO2017073853A1 (ko) * 2015-11-01 2017-05-04 엘지전자 주식회사 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법, 및 방송 신호 수신 방법
KR102362802B1 (ko) 2016-07-06 2022-02-15 한국전자통신연구원 인핸스드 레이어 피지컬 레이어 파이프를 이용하는 방송 신호 프레임 생성 장치 및 방송 신호 프레임 생성 방법
TWI617187B (zh) * 2016-08-15 2018-03-01 晨星半導體股份有限公司 多媒體處理系統與其控制方法
WO2019093759A1 (ko) * 2017-11-10 2019-05-16 한국전자통신연구원 인젝션 레벨 정보에 상응하는 인핸스드 레이어 피지컬 레이어 파이프를 이용하는 방송 신호 프레임 생성 장치 및 방송 신호 프레임 생성 방법
KR102557444B1 (ko) 2017-11-10 2023-07-20 한국전자통신연구원 인젝션 레벨 정보에 상응하는 인핸스드 레이어 피지컬 레이어 파이프를 이용하는 방송 신호 프레임 생성 장치 및 방송 신호 프레임 생성 방법
US11409267B2 (en) 2018-11-16 2022-08-09 The North Face Apparel Corp. Systems and methods for end-to-end article management

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090094356A1 (en) 2007-10-09 2009-04-09 Nokia Corporation Associating Physical Layer Pipes and Services Through a Program Map Table
US7974254B2 (en) * 2007-10-22 2011-07-05 Nokia Corporation Digital broadcast signaling metadata
WO2009075539A2 (en) * 2007-12-12 2009-06-18 Lg Electronics Inc. Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal
US9479367B2 (en) * 2008-01-29 2016-10-25 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for transmitting and receiving preambles in a digital video broadcasting system
US8248910B2 (en) * 2008-01-29 2012-08-21 Nokia Corporation Physical layer and data link layer signalling in digital video broadcast preamble symbols
US8009685B2 (en) * 2008-02-01 2011-08-30 Nokia Corporation Signalling the presence of extension frames
KR100937429B1 (ko) 2008-02-04 2010-01-18 엘지전자 주식회사 신호 송수신 방법 및 신호 송수신 장치
US8774225B2 (en) * 2009-02-04 2014-07-08 Nokia Corporation Mapping service components in a broadcast environment
US20100262708A1 (en) * 2009-04-08 2010-10-14 Nokia Corporation Method and apparatus for delivery of scalable media data
US20100265904A1 (en) * 2009-04-21 2010-10-21 Industrial Technology Research Institute Method, apparatus and computer program product for interference avoidance in uplink coordinated multi-point reception
CN102668435B (zh) * 2009-11-17 2015-09-16 索尼公司 在提供递增冗余的广播系统中广播数据的发送机和接收机
WO2012070837A2 (ko) * 2010-11-23 2012-05-31 엘지전자 주식회사 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법

Also Published As

Publication number Publication date
US10158453B2 (en) 2018-12-18
US20150207591A1 (en) 2015-07-23
WO2012070837A3 (ko) 2012-09-13
US9544088B2 (en) 2017-01-10
WO2012070837A2 (ko) 2012-05-31
US20170111141A1 (en) 2017-04-20
KR20130121881A (ko) 2013-11-06
US20180006766A1 (en) 2018-01-04
US20130243116A1 (en) 2013-09-19
US9008218B2 (en) 2015-04-14
WO2012070837A9 (ko) 2012-07-19
US9806852B2 (en) 2017-10-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101844229B1 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
KR101801583B1 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
US9385823B2 (en) Broadcast-signal transmitter/receiver and method for transmitting/receiving broadcast signals
KR101921178B1 (ko) 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법
US10027518B2 (en) Broadcasting signal transmitter/receiver and broadcasting signal transmission/reception method
US9882731B2 (en) Broadcasting signal transmitter/receiver and broadcasting signal transmission/reception method
CA2924973C (en) Apparatus for transmitting signaling information, apparatus for receiving signaling information, method for transmitting signaling information and method for receiving signaling information
US9456234B2 (en) Broadcasting signal transmission device, broadcasting signal reception device, and method for transmitting/receiving broadcasting signal using same
JP2018506891A (ja) 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法、及び放送信号受信方法
DK2835967T3 (en) Device transmitting transmission signal, apparatus receiving transmission signal and similar methods
DK2533524T3 (en) Apparatus and method for sending transmission signals
EP2536135A2 (en) Broadcast signal transmitting apparatus, broadcast signal receiving apparatus, and method for transceiving a broadcast signal in a broadcast signal transceiving apparatus
EP2571186B1 (en) Broadcast signal transmitter/receiver and broadcast signal transmission/reception method
DK2536132T3 (en) Method for sending a transmission signal and apparatus thereof
US10237590B2 (en) Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
EP2568650B1 (en) Method and apparatus for transceiving broadcast signals
EP3148182B1 (en) Broadcast signal transmitting apparatus, broadcast signal receiving apparatus, and method for transceiving a broadcast signal in a broadcast signal transceiving apparatus
EP3163778B1 (en) Broadcasting signal transmitter/receiver and broadcasting signal transmission/reception method
DK2536130T3 (en) Procedure to accept a transmission signal and apparatus thereof

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant