JP2016535960A - 信号を送信する方法及び装置 - Google Patents

Abstract

スペクトルを得るために信号を周波数領域に変換することと、フィルタスペクトルに従ってフィルタ済みのスペクトルを形成することと、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号の周波数領域表現のサブキャリアの組を前記フィルタ処理済みのスペクトルで占有することとを含む、信号を送信する方法が記載される。時間的信号は、ＯＦＤＭ信号の周波数領域表現を時間領域に変換することにより得られる。時間的信号は、位相変調される。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、信号を送信する方法に関する。更なる実施形態は、信号を受信する方法に関する。本発明のさらなる実施形態は、信号を送信する装置に関する。本発明のさらなる実施形態は、信号を受信する装置に関する。

いわゆるシェアードメディアチャネルを介する多元接続アルゴリズムの分野では、端末から基地局へのアップリンク用のロング・ターム・エボリューション（ＬＴＥ）での移動体通信に、いわゆる単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）が導入されている。この方法は、≡スペクトル効率と、チャネル品質及びネットワーク利用に従う高度に柔軟性のある資源割当と、周波数領域における簡単な等化手段と、直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）より低い電源変動とを含むいくつかの利点がある。そのため、単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）スキームは、ロング・ターム・エボリューション（ＬＴＥ）移動体無線規格において既に使用されている［４］。

最後の論点である低い電源変動は、ＬＴＥリリース８〜１０において核心的問題として認定されていない。しかし、その一方で、この問題は、いわゆる機械対機械通信（Ｍ２Ｍ）のユーザ数の激増が予想されることから徐々に注目されてきている。これは、移動体通信を介した無数の分散型センサによるインターネットへの接続を意味すると捉えられる。移動体通信を介した無数の分散型センサによるインターネットへの接続は、どのようにして、可能な限り低いエネルギー又は電力消費量を用いる移動体通信に、センサノード用の主に低レベルなサービスをできる限り効率的に統合するかという問題を生じさせる。

現在、プロトコルの比較的高いオーバーヘッドがまず着目される。そのようなオーバーヘッドは、移動体ネットワークへのセンサノードのダイヤルアップのようなランダムアクセスのために必要とされる。しかしながら、センサの大半は固定式であると考えられる。通常の動作に対しては、固定された、すなわち一定又は時不変性のチャネル資源が割り当てられることがあり、主として、送信電力は、長いバッテリー動作時間を達成するために、効率的に利用される必要がある。

長い間、付加的な平方根二乗余弦フィルタリングによってＳＣ−ＦＤＭＡ法を拡張するアプローチが検討されている。付加的な平方根二乗余弦フィルタリングは、信号を送信するために、より広い帯域幅が使用される。フィルタリングは、図１において方法１００によって記載されているように包絡線の平滑化をもたらす。離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の出力信号は、時間領域におけるオーバーサンプリングをエミュレートするために、周波数領域で数回にわたって反復される。その後、その信号は、周波数領域において平方根二乗余弦プロファイルを有するフィルタで処理される予定である。実現され得る等化は、いわゆるフィルタプロファイルのα係数に依存する。α係数が大きいほど、より大きい帯域幅が必要であり、波形の包絡線がより滑らか又は平らになる。滑らかな又は平らな包絡線は、図５ａ〜５ｄに記載されるように、波形の包絡線の振幅が低い変動を意味する。［７、１６、１７］において、０．２５より下のα値が調べられたが、［１１、１９］に記載されるように約α＝０．７という値が著しく滑らかな包絡線を生じさせる。これを実現するためにも、より広い帯域幅が必要である。

特許［９］は、学術論文［１０］に要約された、いくつかのセッション刊行物と共にＣＰＭ−ＩＦＤＭＡ提案を対象に含める。これらの刊行物は、ＣＰＭと分散型ＳＣ−ＦＤＭＡとの組み合わせを対象に含める。

継続的な問題解決アプローチは、［９、１０］に例示的に記載されているように、いわゆる連続位相変調（ＣＰＭ）に基づいている。現在までに提案された解決策は、ＳＣ−ＦＤＭＡの第２の分散型変形に基づいており、インターリーブ周波数分割多元接続（ＩＦＤＭＡ）とも呼ばれる。この伝送中に、使用されたサブキャリアの間に一定のギャップがある状態で、完全に利用可能なＯＦＤＭサブキャリアの一部分から周波数領域に櫛形が形成される。ＩＦＤＭＡは、いくつかの理由のため、特に、チャネル推定に必要とされる高パイロットオーバーヘッドのために、ＬＴＥでは受け入れられていない。さらに、ＣＰＭ−ＩＦＤＭＡアプローチは、残留電源変動に関して完全には最適化されていないようである。［１０］に記載された残留変動は、Ｎ−ＤＦＴを実行する前に、ＣＰＭシーケンスの発生まで遡及すると思われる。［９、１０］では、ＭＳＫ変調は、時間領域において作り出され、サブサンプリングされ、その後にＮ−ＤＦＴにおいてルーティングされる。

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それ故に、ＬＴＥにおいて実際に使用される局所型ＳＣ−ＦＤＭＡ送信モードへの実施、又は、統合を可能にさせる送信電力効率の最適化が必要である。送信電力効率の上昇は、無線若しくは有線ネットワークを介して通信するセンサユニットのバッテリー寿命を延長することがある。本目的は、独立請求項の主題によって解決される。本発明のさらに有利な修正形態は、従属請求項の主題である。

本発明の実施形態は、信号を送信する方法に関する。この方法は、スペクトルを得るために信号を周波数領域に変換することと、フィルタのスペクトルに従ってフィルタ処理されたスペクトルを形成することと、を含む。この方法は、フィルタ処理済みのスペクトルで直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号のサブキャリアの組を部分的に占有することと、時間的信号、すなわち、時間領域に時間的に変換された信号を得るためにＯＦＤＭ信号の周波数領域表現を時間領域に変換することとをさらに含む。時間的信号は、位相変調を受ける。

発明者らは、時間領域で動作している間に時間的信号に位相変調を受けさせることで、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）が約０ｄＢまで低減され得ることに気付いた。約０ｄＢのＰＡＰＲは、ＰＡＰＲが約５ｄＢであるＬＴＥ送信機よりも効率的な送信機の動作を可能にする。

さらなる実施形態は、信号を受信する方法に関する。この方法は、位相変調された時間的信号を得るために、フィルタ処理済みのスペクトルで部分的に占有されたＯＦＤＭ信号の周波数領域表現を時間領域に変換することを含む。位相変調された時間的信号は、時間的信号を得るために位相復調を受ける。時間的信号は、スペクトル、すなわち、信号の周波数領域表現を得るために周波数領域に変換される。スペクトルは、逆フィルタスペクトルに従って形成される。

受信された信号が復号化及び／又は処理されるように、かつ送信機によって送出された原信号を復元するために、信号を受信する方法に従って受信された信号を復調することによって、受信された信号を送信する方法によって発生された信号及び／又はスペクトルの変更又は修正を逆転することができる。

さらなる実施形態は、信号を送信する装置に関する。この装置は、スペクトルが得られるように、信号を周波数領域に変換するように構成されている。この装置は、さらに、フィルタスペクトルに従ってフィルタ処理済みのスペクトルを形成し、ＯＦＤＭ信号の周波数領域表現のサブキャリアの組をフィルタ処理済みのスペクトルで部分的に占有するように構成されている。この装置は、さらに、時間的信号が得られるように、ＯＦＤＭ信号の周波数領域表現を時間領域に変換し、得られた時間的信号に位相変調を受けさせるように構成されている。

発明者らは、前述の説明に従って構成された信号を送信する装置は、最新若しくは現在の送信範囲を維持しながら必要な送信電力をより少なくすることができ、又は、最新若しくは現在の送信電力を維持しながらより高い送信範囲を達成することができるように、所定の最大送信電力をより効率的に利用することができることを見出し、それらの側面が組み合わされ得ることも見出した。

さらなる実施形態は、信号を受信する装置に関する。この装置は、位相変調された時間的信号が得られるように、フィルタ処理済みのスペクトルで部分的に占有されたＯＦＤＭ信号を時間領域に変換するように構成されている。この装置は、さらに、時間的信号が得られるように位相変調された時間的信号に位相復調を受けさせるように構成され、かつスペクトルが得られるように時間的信号を周波数領域に変換するように構成されている。この装置は、逆フィルタスペクトルに従ってスペクトルを形成するようにさらに構成されている。

本発明のさらなる実施形態は、信号の送信又は受信を行うプログラムコードを有するコンピュータプログラムが記憶されている非一時的な記憶媒体に関する。
本発明の実施形態は、添付図面を使用してより詳細に説明される。

ＳＣ−ＦＤＭＡ信号を送信する先進的な方法の概略ブロック図である。 ＳＣ−ＦＤＭＡ信号を受信する先進的な方法の概略図である。 信号を送信する方法で使用される周波数領域における信号フィルタ処理及び巡回シフトのための具体的なキャリアマッピングの例示的な概略図を示す図である。 図３の逆動作として信号を受信する方法で使用される最大比合成の詳細図である。 π／２−ＢＰＳＫ変調を用いる局所型ＳＣ−ＦＤＭＡの包絡線を有する複素数値波形の実数値及び対応するトレースを示す図である。 ロールオフ係数が０．７であるＲＲＣフィルタ処理済みのＢＰＳＫ変調を使用して変調された信号の包絡線を有する複素数値波形の実数値及び対応するトレースを示す図である。 π／２−ＢＰＳＫ変調を用いるＲＲＣフィルタ処理済みのＳＣ−ＦＤＭＡを使用して変調された信号の包絡線を有する複素数値波形の実数値及び対応するトレースを示す図である。 ２Ｇ移動体ネットワークのような状況で０．３である帯域幅時間積を使用してＧＭＳＫ変調された局所型ＳＣ−ＦＤＭＡ波形の包絡線を有する複素数値波形の実数値及び対応するトレースを示す図である。 いくつかの波形に対するピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）統計量の比較を示す図である。 ＳＣ−ＦＤＭＡのピーク対平均電力比の例示的な量を含む表を示す図である。 提案したＳＣ−ＦＤＭＡ波形がＬＴＥ規格と比べて受信機で同様の性能を生じ得ることを実証する概念の考えられる証拠として非符号化ビットエラー率を示す図である。

同一若しくは同等の要素、又は、同一若しくは同等の機能性を備えた要素は、以下の記載では、同一若しくは同等の符号によって表されている。

以下の記載において、複数の詳細は、本発明の実施形態のより完全な説明を与えるために示されている。しかしながら、本発明の実施形態がこれらの具体的な詳細なしで実施されることがあることは、当業者に明らかであろう。他の実例では、周知の構造及び装置が、本発明の実施形態を曖昧にすることを避けるために詳細ではなくブロック図の形式で表されている。さらに、以下に記載される様々な実施形態の特徴は、特に断らない限り、互いに組み合わすことができる。

図１は、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号を送信する先進的な方法１００の概略ブロック図を表す。図１はまた、ＬＴＥ規格リリース８で実行される方法に準拠する方法１０００と、方法１０００を修正することによって低下したピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を得るため送信される信号のアップサンプリングをエミュレートする方法１１００とのフローチャートをも表す。

以下に、第１の方法１００を示す。その後、方法１０００及び１１００を示し、発明の方法と対比する。

方法１００の第１のステップ１０２では、ｎ＝１，２，．．．，Ｎとして、Ｎ個のデータシンボルの長さを有するデータシンボル系列ａ（ｎ）は、Ｎ個の波形又は信号のサンプリング点によって表現される。ステップ１０４において、データシンボル系列ａ（ｎ）は、Ｎ個のサンプリング点を含むデジタルフーリエ変換がなされる。Ｎ−ＤＦＴの結果として、スペクトル、すなわち、Ｎ個のシンボルを有するデータシンボル系列ａ（ｎ）の周波数領域表現が得られる。

ステップ１０５では、Ｍ＞Ｎとして、Ｎ個のサブキャリアを占有するＮ個のシンボルを含むスペクトルがＭ個のサブキャリアにマッピングされる。Ｍは、送信のためにアクセスされた媒体において送信された信号のシンボル数を表す。そのマッピングは、得られたスペクトルがＯＦＤＭ信号の周波数領域表現となるように行なうことができる。ＯＦＤＭ信号は、ステップ１０４のＮ−ＤＦＴによって得られたスペクトルで部分的に占有されたものである。

ステップ１０６では、ステップ１０４のＮ−ＤＦＴによって得られたスペクトルは、反復スペクトルｂ（ｋ）を得るために周波数領域においてＦ回にわたって反復される。前記スペクトルは、Ｍ個の利用可能なスペクトルのうちＮ個のサブキャリア、すなわち、Ｎ個のサブキャリアの組を占有するものである。Ｆはアップサンプリング係数を表している。周波数領域におけるスペクトルの反復（又は複製）（例えば、反復され又は複製される周波数範囲とは異なる周波数範囲への複製）は、反復スペクトルを発生させる。反復スペクトルは、データシンボル系列が時間領域においてオーバーサンプリングされたであろうときに取得されるものである。したがって、ステップ１０６はデータシンボル系列ａ（ｎ）のアップサンプリングをエミュレートし、アップサンプリングは、時間領域におけるサンプリングの代わりに周波数領域において実現される。係数Ｆによるアップサンプリングは、決定規則：

によって決定することができる。アップサンプリングは、反復スペクトルｂ（ｋ）を生じる。ｂ（ｋ）は、

と表すこともできる。ここで、ｋ＝１，２，．．．，Ｆ・Ｎであり、Ｍは、最終波形の中のサンプル数である。したがって、Ｆは、ＭをＮで除算し、０．５を減算し、その結果をそれ以下の最も近い整数とすることによって求めることができる。

Ｍ−ＤＦＴが後に続くＦ回のアップサンプリングは、［１１］に提示されているように、Ｍ／Ｎが整数であると仮定すると、Ｎ−ＤＦＴ及びこの後に続くスペクトル反復を適用することと同等である。このことは、決定規則：

に従って、上記式を使用するとともに、アップサンプリングされた系列のＭ−ＤＦＴを実行することによって証明することができる。

これは、データシンボル系列ａ（ｎ）のＮ−ＤＦＴに等しい。データシンボル系列ａ（ｎ）のＮ−ＤＦＴは、原系列として表すことができる。このことは、単純にＢ_i＝Ｂ_i+fN、すなわち、結果として得られるスペクトルがＮ番目の各サブキャリアで周波数領域において周期的であると考えることができる。それに応じて、Ｍ−ＤＦＴと時間領域におけるアップサンプリングは、Ｎ−ＤＦＴ及び出力信号の反復、それぞれステップ１０４及び１０６によって実施されるので、周波数領域において出力スペクトルによって置換することができる。それ故に、ステップ１０６において、アップサンプリングは、周波数領域において出力信号を反復することによってエミュレートされる。アップサンプリングのエミュレーションに関する詳細は、［１２］に記載されている。

ステップ１０８において、反復スペクトルは、フィルタスペクトルに従ってフィルタ処理済みのスペクトルとなる。フィルタスペクトルは、例えば、ベル型で定義することができる。フィルタスペクトルは、例えば、ガウシアンフィルタとすることができる。換言すれば、ガウシアンフィルタなどのフィルタは、周波数領域における反復スペクトルに適用される。反復スペクトルは、Ｎ個のサブキャリアがＳＣ−ＦＤＭＡ信号のＭ個のサブキャリアにマッピングされている直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）スペクトル、すなわち、ＯＦＤＭ信号の周波数領域表現であってもよい。ＯＦＤＭ信号周波数領域表現は、例えば、多重化されたスペクトルが互いに直交するように、周波数領域において１つ以上のスペクトルを多重化することで取得することができる。反復スペクトルは、サブキャリア群の中から少なくとも１個（Ｆ＝ｎ＝１）のサブキャリアの組を占有する。

ステップ１０８で利用され得る周波数領域フィルタは、フィルタの帯域幅がブロックサイズＮの関数として変更され得るように、非常に柔軟に実施することができる。移動インデックスｓ＝［−Ｎ，．．．，Ｎ］付きのベクトルは、決定規則：

但し、Ｉ＝１，２，．．．，２Ｎ＋１
に従ってフィルタのベル型部分を計算するために定義することができる。このようなフィルタは、範囲ａにおいて透過的である。範囲ａは、

として定義することができる。

２つの領域、すなわち、範囲ａより高い周波数又は低い周波数を含む周波数領域は、

に従って定義することができる。これら２つの領域は、フィルタによって完全に減衰され得る領域である。

矩形のフィルタ又は窓の一種は、範囲内でＧ₁をＧ_a＝１として訂正することにより、そして範囲ｂ及びｃ＝０に対してＧ₁をＧ_b及びＧ_Cとして訂正することにより、実施することができる。

ステップ１１２では、Ｍ個のシンボルを含むデジタルフーリエ逆変換（Ｍ−ＩＤＦＴ）が、フィルタ処理済みのデータ系列ｃ（ｋ）を取得するために使用される。ステップ１１４では、例えばｃ（ｋ）を時間領域最小シフトキーイング（ＭＳＫ）変調器に送り込むことによって、ｃ（ｋ）が連続位相変調のような位相変調を受ける。ガウシアン型スペクトルの最小シフトキーイングは、ガウシアン最小シフトキーイング（ＧＭＳＫ）として表すことができる。変調された信号は、Ｍ個のシンボルを含むＤＦＴ（Ｍ−ＤＦＴ）を使用して周波数領域に変換される。ステップ１１６において、Ｍ−ＤＦＴは、ステップ１１２において行われたＭ−ＩＤＦＴについて補完するものとして説明することができる。ＤＦＴ及びＩＤＦＴはともにＭ個のシンボルを含み、ＤＦＴは、波形（時間領域）をスペクトル（周波数領域）に変換し、ＩＤＦＴは、スペクトルを波形に変換するからである。それ故に、ｃ（ｋ）を用いて時間的信号が取得されるように、フィルタ処理済みのスペクトルは、ステップ１１２において時間領域に時間的に変換される。

図３に示されているように、ステップ１１８において、ステップ１１６を行うことにより獲得されるスペクトルをキャリア媒体の所望の周波数サブバンドにマッピングするために、ステップ１１６のＭ−ＤＦＴの出力が巡回シフトを受ける。スペクトルを所望のサブバンドにシフトすることにより、２つ以上の信号をそれぞれ異なるサブバンドで並列に送信するために、アクセスされる媒体の可用帯域幅が利用され得る。

ステップ１２２では、シフトされたスペクトルが、例えばＯＦＤＭシンボルなどのデータ系列を取得するために、時間領域でＭ−ＩＤＦＴを受ける。ステップ１２４では、巡回プレフィックスは、取得されたデータ系列に追加される。巡回プレフィックスは、送信の受信機側で周波数領域均等化（frequency domain equalization）のために追加することができる。巡回プレフィックスは、例えば、ステップ１２２における信号出力の一部分とすることができる。代わりに又はそれに加えて、巡回プレフィックスは、データシンボル系列ａ（ｎ）の一部分、例えば、データシンボル系列ａ（ｎ）のある程度の数の最後のビットを、少なくとも部分的に含むことができる。巡回プレフィックスは、例えば、送信された信号のマルチパスに対するロバスト性を改善するために、使用することができる。ステップ１２６では、例えばＳＣ−ＦＤＭＡチャネルを介して、信号が送信される。

位相変調された一時的な時間領域系列のステップ１１６におけるＭ−ＤＦＴ、ステップ１１８における巡回シフト、及びステップ１２２におけるシフトされた信号のＭ−ＩＤＦＴを連続的に行うことは、アップコンバージョンと同等のものとして説明することができる。アップコンバージョンとは、信号を送信するために利用されたチャネルの所望のサブキャリアまで、信号を時間領域においてシフトすることをいう。アップコンバージョンとステップ１１６、１１８及び１２２とが同等であることは、決定規則：

に従って時間領域波形ｘ（ｋ）のＭ−ＤＦＴを行うことにより、明らかにすることができる。式中、Ｘ_nは時間領域波形ｘ（ｋ）のスペクトルを表し、Ｍは最終波形のサンプル数を表す。

ステップ１１８において行われる巡回シフト（ＣＳ）は、上記式においてサブキャリアｎから（ｎ＋Ｎ_center） ｍｏｄ Ｍまで、信号のスペクトルをシフトするために使用することができる。ここで、「ｍｏｄ」は、Ｎ個のシンボルがＭ個のシンボルにマップされ得るモジュロ演算子を表す。

ステップ１２２のＭ−ＩＤＦＴは、

を生じる。それ故に、ステップ１１６、１１８及び１２２は、代替的に、アップコンバージョンを示すステップ１２８として一体的に表現することができる。

例えば移動体通信用グローバルシステム（ＧＳＭ）規格で使用され得るように、ＧＭＳＫ変調を局所型ＳＣ−ＦＤＭＡに埋め込むことは、［１８］に記載されているように、より滑らかな、又はさらに完全に滑らかな波形の包絡線を可能にし得る。ＧＳＭシステムでは、ガウシアンフィルタが帯域外放射（out-of-band radiation）を低減するために使用される。［９、１０］に記載されているように、ＣＰＭを分散型ＳＣ−ＦＤＭＡと組み合わせるアプローチとは対照的に、方法１００は、局所型ＳＣ−ＦＤＭＡのためにＣＰＭを実施する。さらに、方法１００は、平方根二乗余弦フィルタを利用することができる。

換言すれば、方法１００は、局所型ＳＣ−ＦＤＭＡ送信の波形の振幅の変動を低減する。ステップ１０８において反復スペクトルをフィルタ処理することは、例えば、およそ１．９ｄＢのＰＡＰＲに至るまで第１の平滑化を可能にすることができる。時間領域においてステップ１１４で連続位相変調を行うことは、およそ０ｄＢのＰＡＰＲに至るまで第２の平滑化を可能にすることができる。０ｄＢというＰＡＰＲは、信号エネルギーのピーク値及び平均値が一定であることを意味する。この低減は、ＬＴＥにおいて実施されるように、周波数選択性スケジューリングの高度柔軟性を放棄することなく実現することができる。これは、エネルギー効率の良い送信モードをＬＴＥ規格にシームレスに統合する効率的な可能性を提供でき、その結果、ＬＴＥ規格は、いわゆる機械対機械（Ｍ２Ｍ）通信用の無線センサネットワークの分野において、より良好に、すなわち、より効率的に適用され得る。さらに、方法１００は、光ネットワークの分野及び／又は衛星通信における新しい規格に対して適用可能である。例えば、衛星通信において、デジタルビデオ放送衛星経由リターンチャネル２（ＤＶＢ−ＲＣＳ２）は、アップリンクに多重ＴＤＭＡプロトコル又は方法を利用する。ＴＤＭＡでは、「ユーザ」は、アップリンクチャネルの（おそらく静的な）タイムスロットに割り当てられる。ＳＣ−ＦＤＭＡは、特に、送信された信号のＰＡＰＲについてエネルギー効率が上昇し又はさらに最適化される場合に、動的なリソースの割当（assigning resources dynamically）に関してより高い柔軟性を可能にする。さらなる応用として、低電力状況における媒体への多元接続、又は、移動体基盤への無線センサノードの統合、並びに、光ネットワークにおける多元接続とすることができる。さらなる応用分野として、音波通信が挙げられる。

方法１００によって提示されるように、このＳＣ−ＦＤＭＡの最適化は、例えばＬＴＥアップリンク以外にも多様な応用でのＳＣ−ＦＤＭＡの適用を可能にする。

さらなる可能な応用例は、例えば、これまでは、高度な研究において時分割多元接続（ＴＤＭＡ）と波長分割多重（ＷＤＭ）及びＯＦＤＭＡとが利用され、検討されていた受動光ネットワーク（ＰＯＮ）の分野において見出すことができる。この分野では、ＳＣ−ＦＤＭＡは、より優れたエネルギー効率をもたらすこともできる。これまで、現在の方法は、このようなアプローチに対して最適化されていない。より単純な波形を用いることにより、同じ送信機及び受信機フロントエンドが使用されたときに、高度の変調が可能となり得るので、変調されたレーザの信号電力がより高くなり得る。それ故に、とりわけ、信号の送信範囲が増大される可能性がある。

方法１００は、送信された信号のＰＡＰＲに関して、より良好な又はさらに最適なエネルギー効率が実現されるような方式で、ＳＣ−ＦＤＭＡ方法を修正する。例えば、≡スペクトル効率、柔軟性のあるリソースの割当、及び周波数範囲における容易な等化といったＳＣ−ＦＤＭＡの他の利点は、維持することができる。最適なケースでは、送受信機の電力効率を低下させ得る電源変動をその波形がほとんど含まないような方式で、送信された波形が方法１００によって形成される。例えばハードウェア手段による２００ｍＷのような送信信号の制限付きピーク出力電力、例えば供給される増幅器の最大電力又はスペクトルライセンス条件、例えば無線媒体の中へ送信される最大ピーク又は平均信号電力は、その結果として、より効率的に利用され得る。

［１３、１４］に記載されているように、従来的な時間領域ＧＭＳＫ単一キャリア送信機を再び検討するときは、ステップ１０６において実現されるように（直列）データシンボル系列ａ（ｎ）がアップサンプリングされ、それぞれが反復スペクトルｂ（ｋ）の時間領域表現であるアップサンプリングされた信号ｂ（ｋ）を生じる。時間領域におけるガウシアンフィルタの後、フィルタ処理済みの信号ｃ（ｋ）が得られる。ガウシアンフィルタは、いくつかのメモリを用いて、すなわち、ｋ＝１，２，．．．，Ｋ＞Ｆ・Ｎとして、有限インパルス応答（ＦＩＲ）を使用して近似することができる。次に、ｃ（ｋ）は、最小シフトキーイング（ＭＳＫ）変調器に送られて、最初に累積される。結果として得られる位相は、決定規則：

によって決定することができる。そして、この式は、決定規則：
ｘ（ｋ）＝Ｉ＋ｊＱ＝ｃｏｓ（φ（ｋ））＋ｊ・ｓｉｎ（φ（ｋ））
に従って複素振幅に挿入され得る。

同相信号Ｉ及び直交信号Ｑは、同じ位相によって、しかし、それぞれ余弦演算子及び正弦演算子によって引き起こされた９０°のシフトで供給され、系列を所望の中心周波数にアップコンバートするときに単側波帯（ＳＳＢ）変調を生じる。これは、アナログＩＱ変調器を使用して行われ得る。

方法１００は、複素値信号処理を使用し、ＳＣ−ＦＤＭＡ媒体を介して信号を送信することにより、同じことを実施することができる。組み合わされたステップ１２８では、ＧＭＳＫベースバンド信号に、サンプル毎にデジタル的に合成されたＯＦＤＭサブキャリア信号が乗じられる。ステップ１２２は、時間領域において長さＭの窓を適用するように構成されている。それ故に、方法１００は、周波数領域においてＧＭＳＫのための同等的な信号処理を実施することができる。ステップ１０４では、データ系列ａ（ｎ）がＮ−ＤＦＴに送り込まれる。

ステップ１０８におけるフィルタ処理済みのスペクトルの形成は、周波数領域において、フィルタ、例えば、ガウシアンフィルタ、ブラックマン窓、又はハミング窓を適用することにより行うことができる。フィルタのそれぞれのパラメータは、例えば、Ｒ≦Ｎである移動インデックスｓ＝［−Ｒ，．．．，Ｒ］を使ってベクトルを定義し、ｎ＝１，２，．．．，２Ｒ＋１とし、ＢＴが帯域幅時間積を表わすとして、

を解くことにより計算することができる。帯域幅時間積は、フィルタの勾配のグラジエントを示し得る。より大きい帯域幅時間積は、帯域外歪みの低減のため占有された帯域幅の増加をもたらし得る。帯域幅時間積は、例えば、およそ０．２、０．３、０．４、又は０．５より低い別の値でもよい。ＧＭＳＫが非線形ＳＳＢ位相変調を実施するため、同相信号Ｉ及び直交信号Ｑを累積し、発生させる２つの関数である位相Φ（ｋ）と複素振幅ｘ（ｋ）は、それぞれ非線形性によって時間領域でより良く実現され得る。時間領域においてＩ及びＱを計算することは、必要な計算能力を低減することができ、及び／又は、より正確な結果を提供することができる。その結果、ステップ１１４におけるＭＳＫ変調は、時間領域で行われ、ステップ１０８の出力であるフィルタ処理済みのスペクトルをステップ１１２において時間領域に変換することにより可能にされる。

ＧＭＳＫを行うことは、ＳＳＢ位相変調が非線形プロセスであり、それ故に周波数領域に歪みを引き起こす可能性があることから、隣接チャネル干渉を生じ得る。ステップ１０８でフィルタ処理済みのスペクトルが形成されることによって起こり得るように、ＧＭＳＫ変調入力が周波数領域に制限されていても、帯域内サブキャリアの間の４波混合は、帯域外干渉を作り出す可能性がある。このような干渉は、範囲ｓ＝［−Ｒ，．．．，Ｒ］の外側で全体として減衰し得る周波数領域における自由選択的な変調後フィルタによって、かつ信号電力を訂正することによって、カットすることができる。

方法１００は、周波数領域フィルタリングの後にＧＭＳＫ変調器を実施する。ＧＭＳＫ変調器は、時間領域において干渉を低減することができる。信号ｃ（ｋ）がステップ１１４においてＭＳＫ変調器へ送り込まれる前に、より良好な変調、すなわち、結果として得られる信号のＰＡＰＲを低減することができるように、信号ｃ（ｋ）を単位ピーク振幅に正規化することができる。

以下において、ＬＴＥ送信機におけるＬＴＥ規格に従うシンボルデータ系列ａ（ｎ）の送信を部分的に表す方法１０００の概略ブロック図を説明する。ステップ１０２に等しいステップ１００２では、データシンボル系列ａ（ｎ）が与えられる。ステップ１０４に等しいステップ１００４では、データシンボル系列ａ（ｎ）は、Ｎ−ＤＦＴを通される。ステップ１０５に等しいステップ１００５では、Ｎ個のサブキャリアがＭ個のサブキャリアにマッピングされる。ステップ１１８に等しいステップ１０１８では、ステップ１００４によって得られたスペクトルは、巡回シフト（ＣＳ）を使用して所望の周波数サブバンドにそのままマッピングされる。ステップ１２２に等しいステップ１０２２では、ステップ１２４に等しいステップ１０２４で巡回プレフィックスにより追加された信号を得るために、スペクトルがＭ−ＩＤＦＴを通過する。巡回プレフィックスを格納している信号は、ステップ１２６に等しいステップ１０２６で送信される。したがって、方法１００は、ＬＴＥにおけるＳＣ−ＦＤＭＡ送信機のための改良された方法としても理解することができる。

ユーザ毎のスケーラブル帯域幅及び高いシステム容量のほか、［５］において記載されているように、ＳＣ−ＦＤＭＡは、多重サブキャリアの重畳に基づく直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システムに比べて、より低いＰＡＰＲを有することができる。より低いＰＡＰＲは、より良好なエネルギー効率を実現し得る。

ＳＣ−ＦＤＭＡ波形は、周波数領域において合成され得る。データは、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）がなされ、その出力が周波数領域で所望のサブバンドにマッピングされ、その信号が直交周波数分割多元（ＯＦＤＭ）送信機に送り込まれる。これは、ＤＦＴ−拡散ＯＦＤＭとも表すことができる［６］。

以下において、［７、１１］において提案されているような信号を送信する方法１１００の概略ブロック図について、説明する。方法１１００は、データシンボル系列ａ（ｎ）が与えられるステップ１１０２と、ステップ１１０４とを含む。ステップ１１０４はステップ１０４に等しいものであり、ステップ１１０４においてＮ−ＤＦＴが実行される。この方法１１００はステップ１１０６をさらに含む。ステップ１１０６は、周波数領域においてステップ１１０４により得られたスペクトルをＦ回反復するステップ１０６と同等であり得る。この方法１１００はステップ１１０８を含む。ステップ１１０８は、反復スペクトルの中からフィルタ処理済みのスペクトルを形成するステップ１０８と同等である。方法１０００はステップ１１１８、ステップ１１２２、ステップ１１２４、及びステップ１１２６をさらに含む。ステップ１１１８はステップ１１８と同等であり、ステップ１１２２はステップ１２２と同等であり、ステップ１１２４は巡回プレフィックスを追加するステップ１２４と同等であり、ステップ１１２６は信号を送信する方法１００のステップ１２６と同等である。

したがって、方法１１００は、周波数領域におけるフィルタ処理済みの直交振幅変調（ＱＡＭ）の合成をまとめたものである。換言すれば、最初にデータシンボル系列ａ（ｎ）がＮ−ＤＦＴを通過する（ステップ１１０４）。ステップ１０５と同等であるステップ１１０５では、Ｎ個のサブキャリアがＭ個のサブキャリアにマッピングされる。出力は、周波数領域で反復される（ステップ１１０６）。次に、信号は、周波数領域でフィルタ処理され（ステップ１１０８）、ＣＳを使用して所望の中心サブキャリアＮ_centerにアップコンバートされる（１１１８）。最後に、［７、１１］に記載されているように、信号がＭ−ＩＤＦＴを通過し（１１２２）、ＣＰが追加される（１１２４）。フィルタ処理済みのＱＡＭ送信（方法１１００）では、キャリアマッピングは、ＬＴＥリリース８（方法１０００）に対して修正される。このようにして、波形は、［１１］に記載されているように、時間領域処理と同等になり得る。

方法１１００におけるフィルタ処理済みのπ／２ ＢＰＳＫを使用して、ＬＴＥリリース８〜１０において、送信されたＰＡＰＲをおよそ５ｄＢからおよそ１．９ｄＢまで低減され得る。これに対して、方法１００は、時間領域において連続位相変調を実施することにより、ＰＡＰＲを０ｄＢまで低下させ得る。

方法１００及び１１００は両方ともに、方法１０００と比べておよそ２０％高い帯域幅の増加を必要とする。その上、ＧＭＳＫに対して、正確な復調を確実にするためにテールビットが必要となり得る。図２に記載されるように、位相変調された信号の復調は、逆正接演算を決定することによって行うことができる。逆正接演算は、例えば、π／２のような演算数に対して曖昧さをもたらし得る。テールビットを追加することによって、受信された信号の第１のビットの正確な復調が可能となり得、後に続くビットの復号化を可能にする。

ＧＭＳＫを使用する方法１００の利点は、０ｄＢのような低ＰＡＰＲを達成し得るように、さらに低減されたＰＡＰＲである。

換言すれば、ステップ１１４におけるＭＳＫ変調の連続位相変調（ＣＰＭ）の包絡線は、平坦になる可能性があり、又は完全に平坦となる可能性さえある。ガウシアン最小シフトキーイング（ＧＭＳＫ）は、第２世代（２Ｇ）移動体ネットワークにおけるＣＰＭスキームを表現する。ＣＰＭスキームは、分散型ＳＣ−ＦＤＭＡを使用して［９、１０］において記載されている。分散型ＳＣ−ＦＤＭＡは、インターリーブ周波数分割多元接続（ＩＦＤＭＡ）としても知られている。しかしながら、ほとんどのセンサは固定式である可能性がある。すなわち、マルチパスチャネルは静的である可能性があり、周波数選択性スケジューリングは、信号を分散させるよりも性能を改善し得る。さらに、周波数領域における局所型波形は、サンプリングレートが低下した状態で容易に取り扱うことができる。多くの応用のため、方法１００の場合のように、局所型ＳＣ−ＦＤＭＡはデータシンボルが連続的なサブキャリアにわたって分散され、ＩＦＤＭＡ［５］の場合のように帯域幅全体に拡散されることがないので、有利となり得る。

方法１００は、局所型ＳＣ−ＦＤＭＡに対するエネルギー効率が良いスキーム（energy efficient scheme）を表す。新しいモードは、特に限定されることはないが、低電力状況の性能を改善するＬＴＥアップリンクの下位互換性拡張として実施することができる。

ＳＣ−ＦＤＭＡは、直列変調に関連する。この関連性は、ほとんど明らかではないかもしれない。直観的に、ＯＦＤＭ送信機におけるＤＦＴ及び離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）は、同じサイズを有すると想定され得る。この事例では、ＤＦＴ、キャリアマッピング及びＩＤＦＴは、従来とおり直列変調されたキャリアを生じる。

ＤＦＴがより小型である場合、すなわち、より少数のシンボルを含む場合、信号帯域幅が低減される。この場合、ＬＴＥにおけるマッピングは、未使用サブキャリアの振幅がゼロに設定されることがあるので、周波数領域における矩形フィルタとして考えることができる。その結果は、時間領域においておそらく重大な歪みとなり得る。当然ながら、より優れたフィルタリングを使用すれば、包絡線がより滑らかになり得る。ロールオフ係数が小さい平方根二乗余弦（ＲＲＣ）フィルタは、［７］に提案されている。ＯＦＤＭ送信機の後のフィルタリングは、［８］において検討されている。このようなフィルタは、ＬＴＥでは使用されていない。

直交振幅変調（ＱＡＭ）を使用する直列波形は、シンボル配置の間にある原点（Ｉ軸とＱ軸との交点）と交差し得る。これらの交差点は、包絡線変動の一因となる。ＬＴＥのために、位相がシンボルからシンボルまでπ／２ずつ回転されるπ／２バイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）が検討された。

［９、１０］と比べると、ステップ１１４におけるＭＳＫ変調は、ステップ１０４におけるＮ−ＤＦＴ、ステップ１０６における周波数領域での反復、ステップ１０８における周波数領域のフィルタリング、及びステップ１１２のＭ−ＩＤＦＴの後に行われ、周波数領域におけるより効率的なフィルタリングを可能にする。

換言すれば、図１は、より高いエネルギー効率に向けた単一キャリア周波数分割多元接続送信機のロジックの進化を表している。フィルタ処理済みのπ／２−ＢＰＳＫ及びＱＡＭに対するＬＴＥリリース８（方法１０００）を起点として、反復とその後の平方根二乗余弦（ＲＲＣ）−フィルタリングが周波数領域で適用される（方法１１００）。ＧＭＳＫを使用しておそらく完全に平らな包絡線となる（方法１００）。それゆえに、ＭＳＫ変調器は、時間領域においてガウシアンフィルタ（ステップ１０８を行う）の後に挿入される。変調（ステップ１１４）は、累積及び非線形位相変調を実行する。非線形位相変調には、周波数領域において直接的な代替物が存在しない。最終的に、所望の資源ブロックへの巡回シフト（ステップ１１８）が適用され、信号がＩＤＦＴ（ステップ１２２）に送り込まれ、巡回プレフィックスＣＰ（ステップ１２４）が追加される。方法１００によって、エネルギー効率の良い変調及び周波数領域フィルタリングは、局所型単一キャリア周波数分割多元接続に統合される。局所型単一キャリア周波数分割多元接続は、ＬＴＥ移動体通信規格において幅広く使用されるものである。

方法１００及び１１００の両スキームは、包絡線変動を顕著に低減し、それによって高いエネルギー効率を可能にする。ＧＭＳＫを使用することにより、ピーク対平均電力比は、０ｄＢまで低下させることができる。フィルタ処理済みのπ／２−ＢＰＳＫに対し、ＰＡＰＲは、１．９ｄＢに達する可能性がある。両方の事例では、２０％を上回る帯域幅が占有される。ＧＭＳＫに対し、変調が非常に頑強（robust）になり得るので、変調後フィルタが省略され得る。受信機の感度はほぼ維持される一方で、ＬＴＥと比べると複雑さが著しく増大され得る。これらのスキームは、非常に低い信号対雑音比で動作している間に複数の端末がスペクトルを共有するという、いくつかの応用に着目している。

単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）は、周波数領域における簡略化された等化及び柔軟性のあるマルチユーザスケジューリングを可能にし得る。直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）と比べると、ＳＣ−ＦＤＭＡは、同じ帯域幅で包絡線変動を低減することができる。ＳＣ−ＦＤＭＡは、スペクトル効率が重視されている移動体通信において広く使用される。方法１００は、より優れたエネルギー効率への進化を可能にする。換言すれば、方法１００は、エネルギー効率の良い変調と周波数領域フィルタリングとを組み合わせる送信スキームを提供する。ガウシアン最小シフトキーイング（ＧＭＳＫ）とフィルタ処理済みのπ／２バイナリ位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）を使用することにより、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を、それぞれ０ｄＢ、１．９ｄＢまで低下させることができ、同時に、受信機側での弊害を無視することができる。

エネルギー効率の良い（Energy-efficient）多元接続は、多くの低電力応用における目標である。無線センサノードは、長時間にわたってバッテリー電源で動作するようになっている。これらの無線センサノードを移動体ネットワーク［１］に接続するため、エネルギー効率の良い送信が必要とされる。同じことは、ファイバ・トゥ・ザ・ホーム（ＦＴＴＨ）用の受動光ネットワーク（ＰＯＮ）における多元接続についても当てはまる。複数のユーザ信号は、受動ファイバカプラにおいて集められ、中央局に一緒に供給される［２］。衛星経由リターンチャネル（ＲＣＳ）では、多数のユーザが並列にサービスを受ける［３］。受信された信号は、低コスト送信機、小型パラボラアンテナ、及び衛星までの遠い距離のためには不十分である。方法１００を実施することにより、このような不十分な信号は、より低いＰＡＰＲを用いてより優れた品質で送信することができる。

送信機においてより高い変調インデックスになり得ることが、より低いＰＡＰＲの利点である。全体として、より高いエネルギー効率を実現することができる。

前述の送信モードは、平方根二乗余弦フィルタリングと組み合わせたπ／２−ＢＰＳＫ変調によって、［１１］において記載された方法の拡張に関係する（図１を参照）。この構成は、およそ１．９ｄＢの低いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を可能にする。

前述の方法１００は、局所型ＳＣ−ＦＤＭＡ信号に基づき、それによって、使用されたサブキャリアの全ては、［１８］で挙げられた利点を有する隣接した組合せとなってもよい。その利点の１つは、ＬＴＥ規格が方法１００の実施をサポートすることである。このことは、ＬＴＥに方法１００を直接的に統合（integrable）することを可能にする。統合（integration）は、例えば、受信機及び／又は送信機などの装置が、方法１００を実施するように構成されることによってなされ得る。方法１００を実施するための装置の構成は、例えば方法１００のプログラムステップを、ＦＰＧＡ、ＲＯＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、又はＦＬＡＳＨメモリのような装置のメモリにプログラミングすることにより実現することができる。それ故に、ＬＴＥを実施するために使用されるハードウェアは、方法１００を実施するためにさらに使用されることがある。

図２は、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号を受信する先進的な方法２００の概略図である。図２は、ＬＴＥ規格リリース８〜１０に従って信号を受信する方法２０００の概略図と、ＬＴＥ規格と比べて改良された方法に従って信号を受信する方法２１００の概略図とをさらに表す。

最初に方法２００について詳細に説明する。その後、方法２０００及び２１００を説明し、方法２００と対比する。

方法２００は、例えば、方法１００を利用することによって送られた信号を受信するために適用することができる。ステップ２０１では、ＯＦＤＭシンボルを含むＳＣ−ＦＤＭＡ信号のような信号が、例えば携帯電話機若しくは移動体センサのようなＬＴＥ移動体装置のアンテナによって受信される。ステップ２０２では、受信された信号から巡回プレフィックスが除去される。ステップ２０４では、例えばＯＦＤＭについて、例えば位相変調された信号のスペクトルを取得するために、Ｍ−ＤＦＴが実行される。位相変調された信号のスペクトルとは、すなわち周波数領域表現である。ステップ２０６では、位相変調された信号のスペクトルは、所望のユーザ信号がシステム帯域幅の内部に割り当てられたサブバンドから抽出されるように、使用された逆巡回シフトに関してデマッピング（demap）される。ステップ２０８では、特定のユーザに割り当てられたサブキャリア以外のすべてのサブキャリアにゼロが設定されるように、ユーザマスクがスペクトルに適用される。ＳＣ−ＦＤＭＡにより、２つ以上のセンサノードのようなユーザ又は通信ピアが共有メディアチャネルにアクセスすることが可能となるので、専用受信機又は受信ピアは、指定されたピアのために割り当てられているこれらの信号又はデータのための選択を行う必要がある。前述のとおり、リソースの割当は、ＬＴＥにおいて動的に行なうことができる。他の全ての値にゼロを設定することによって専用受信機に割り当てられなかった信号及び／又はデータは、さらなる処理のために、計算量を削減するように無視される。

ステップ２１２では、所望のユーザのため推定された通信システムのチャネルに基づいて、周波数領域等化がユーザ毎に行われる。ステップ２１４では、等化されたスペクトルを時間領域に変換するために、Ｍ−ＩＤＦＴが使用される。ステップ２１６では、時間領域信号ｙ（ｋ）は、決定規則：

に従って位相を計算するため使用される実数部及び虚数部、すなわちＩ_y（ｋ）及びＱ_y（ｋ）に分解される。

逆正接関数（arctan-function）の曖昧さは、位相曖昧さの原因となり、π／２から−π／２まで、又は、その逆の位相ジャンプを引き起こすΦ_y（ｋ）を生じ得る。連続的な位相を得るために、アンラッピングアルゴリズム（unwrapping algorithm）を使用することができる。送信された信号ｃ（ｋ）の導関数ｃ_y（ｋ）は、決定規則：
ｃ_y（ｋ）＝Φ_y（ｋ）−Φ_y（ｋ−１）
に従って計算することができる。

後に続く位相値は、それぞれの先行する位相に依存するので、ｋ＝１として導関数ｃ_y（ｋ）を訂正することにより、復号化中に連続性を確保すること、及び逆正接関数の曖昧さによる復号化誤りを避けることが可能になる。ステップ２１８では、導関数ｃ_y（ｋ）がＭ−ＤＦＴに送り込まれ、周波数領域に変換される。ステップ２１４は、次にステップ２１６で復調され、その後、周波数領域に逆変換される信号をスペクトルから取得するための、等化されたスペクトルの時間領域への変換に使用される。そのため、ステップ２１４で発生した時間領域信号は、復調のために時間領域に時間的に変換されたときに、時間的位相変調された（ステップ２１４の後）、又は時間的復調された（ステップ２１６の後）信号として表すことができる。ステップ２２２では、例えばガウシアンフィルタなどのマッチドフィルタ（matched filter）が、ステップ２１８で発生したスペクトルに適用される。マッチドフィルタは、方法１００のキャリアマッピングに対する逆演算の少なくとも一部分であってもよい。ＮがＭより小さい場合、最初に送信されたデータシンボル系列ａ（ｎ）の正確な再構成を可能にするために、同じＮ−ＩＤＦＴ入力信号に寄与する周波数領域内の冗長なサブキャリア信号の一部又は全部が、ステップ２２４において、ステップ２２２で形成されたスペクトルに追加される。このことは、ステップ２２６においてＮ−ＩＤＦＴ、及びステップ２２８においてシンボルデマッピングを行うことによって達成することができる。ステップ２２２及び２２４は、一体として、最大比合成（maximum ratio combining）と呼ぶことができる。信号最大比合成では、送信中信号のビットエラー率を低減するために、冗長な情報を含むサブキャリア信号が総計され得る。

例えば、ＭＡＴＬＡＢにおける方法２００の実施は、復調された波形の始まりと終わりに頻繁なエラーが出ることがある。これらのエラーは、ステップ２０８で適用されたユーザマスクに関連することがある。ユーザマスクは、時間領域において過渡的な効果、及びそれ故にエラーを引き起こす周波数領域での矩形フィルタと考えることができる。望ましくない全ての値は単純にゼロが設定されるので、これは、関数の高いグラジエントエッジを含むか、又は無限グラジエントエッジを含むことさえある過渡的な関数であると考えることができる。このような効果は、２Ｇ移動体ネットワークにおいても観察することができる。これらの効果は、系列ａ（ｎ）における最初及び最後のビットのための（付加的な）テールビットを導入することによって除かれ得る。テールビットは、送信されるデータの一部分ではない。受信又は復号中のこれらのテールビットの歪みは、データシンボル系列ａ（ｎ）の情報をあまり分散されないか、又は影響されないままにしておくことができる。

方法２００を行うことにより、例えば、方法１００によって符号化及び／又は変調され、ＳＣ−ＦＤＭＡを介して送信されたデータシンボル系列ａ（ｎ）を、受信機により受信し、再構成し、処理することができる。

受信機で、複数のユーザによりシステム帯域幅全体を共有することは、周波数領域における冗長な情報の最大比合成と後に続くＮ−ＩＤＦＴとを使用することにより、簡略化することができる。このようにして、性能（performance）を、ＬＴＥにおいて適用された直接マッピングと比較して０．２ｄＢの範囲内にすることができる。

方法２００は、方法１００によって取得され送信された信号の受信に適している。方法１００と同様に、方法２００は、ハードウェア部品が方法１００に加えて、又は方法１００に代えて、方法２００を実施するように構成若しくはプログラムされるようにＬＴＥ規格に統合することができる。

方法２０００は、ＬＴＥ規格で使用されるように信号を受信する方法を示している。ステップ２０１に等しいステップ２２０１において信号を受信し、ステップ２０２に等しいステップ２００２において巡回プレフィックスを除去し、ステップ２０４に等しいステップ２００４においてＭ−ＤＦＴを行い、ステップ２０６に等しいステップ２００６において逆巡回シフトを行い、ステップ２０８に等しいステップ２００８においてユーザマスクを適用し、ステップ２１２に等しいステップ２０１２において周波数領域等化を行った後、ＬＴＥでは、今度は、ステップ２２６に等しいステップ２０２６においてＮ−ＩＤＦＴに信号がそのまま導入される。ステップ２２８に等しいステップ２０２８では、データシンボル系列ａ（ｎ）を取得するために、信号がデマッピングされる。方法２０００は、方法１０００によって送信されるデータシンボル系列ａ（ｎ）を再構成するのに適している。換言すれば、方法２００におけるＧＭＳＫ反復のために、ＭＳＫ復調器を時間領域において挿入してもよい。周波数領域等化の後、サブキャリアｎ＝１，２，．．．，Ｒ＋１上の信号と、ｎ＝Ｍ−Ｒ上の信号とが使用されるが、信号は、同様にゼロである。

方法１１００に対する補完として、方法２１００は、例えば、方法１１００によって送信されたデータシンボル系列ａ（ｎ）の再構成を可能にする。方法２０００と比べると、受信された信号は、Ｎ個より多くのサブキャリアに拡散される。方法２１００は、フィルタ処理済みのπ／２−ＢＰＳＫ受信機又はフィルタ処理済みのＱＡＭ受信機に対するフィルタ処理済みのπ／２−ＢＰＳＫ又はＱＡＭ方法と表すこともできる。まず、信号について送信機で行われたＮ−ＤＦＴの出力信号は、対応する送信機でステップ２００１、２００２及び２００４に従って再構成される。前記信号とは、例えば方法１００のステップ１０４を行うことによって取得し得るものである。方法２１００の第１の処理ステップは、ステップ２０１２における周波数領域等化に至るまでの方法２０００の第１の処理ステップと同じであると考えることができる。

ステップ２１２２における周波数領域等化の後に、マッチドフィルタが適用されるか、又は挿入される。ステップ２１２２において等化されたスペクトルに適用されたマッチドフィルタは、例えばマッチド平方根二乗余弦フィルタ（matched root-raised cosine filter）であってもよい。ステップ２１４に等しいステップ２１２４では、冗長なサブキャリア信号が追加される。ステップ２１２２及びステップ２１２４の両演算は、図４に示されているように、最大比合成と考えることができる。［１１］に記載されているように、ステップ２２６に等しいステップ２１２６では、ステップ２１２４のそれぞれの最大比合成の結果がＮ−ＩＤＦＴに送り込まれる。ステップ２２８に等しいステップ２１２８では、データシンボル系列ａ（ｎ）を得るためにシンボルデマッピングが実行される。

方法２００、２０００及び２１００で方法１００、１０００及び／又は１１００の逆演算を使用することにより、方法１００、１０００、及び１１００を実施するように構成された送信機に対応した受信機を得ることができる。換言すれば、図２は、ＬＴＥ（方法２０００）を起点とするＳＣ−ＦＤＭＡ受信機の進化を表している。フィルタ処理済みのＱＡＭ（例えば、方法２１００）に対し、それぞれのステップがマッチドフィルタと、周波数領域で冗長な情報を搬送する全てのサブキャリアの合計からなる最大比合成ユニットとが挿入される。ＧＭＳＫ（方法２００）に対して、ＭＳＫ復調器が時間領域において実現される。その結果、付加的なＭ−ＩＤＦＴとＭ−ＤＦＴステップが挿入され、それらの間に復調ステップ２１６が入る。

図３は、巡回シフト（ステップ１１８、１０１８及び１１１８）を含む、周波数領域におけるフィルタ処理済みの信号発生、例えば、フィルタ処理済みのＱＡＭの例示的な概略図を表す。巡回シフト（ステップ１１８、１０１８及び１１１８）は、ＳＣ−ＦＤＭＡに従って具体的なキャリアマッピングのために、方法１００、１０００、１１００で使用される。

Ｎ−ＤＦＴ出力ベクトル（インデックス１を有する）の直流（ＤＣ）サブキャリアベクトルは、最初に、Ｍ−ＩＤＦＴのＤＣにマッピングされる。２つのブロック

及び

は、その後、最初及び最後のサブキャリアにマッピングされる（方法１００のステップ１０５）。周波数領域における周期的な複製（ステップ１０６及び方法１００）が、図１に記載されているように、周波数領域におけるアップサンプリングをエミュレートするために次に追加され、周波数領域フィルタが適用される（ステップ１０８）。最後に、信号が中心サブキャリアに変調される（ステップ１１８）。換言すれば、図３は、方法１００のために修正されたキャリアマッピングを表している。方法１００は、フィルタ処理済みのＱＡＭ受信機のために使用することができる。ステップ１０４はＮ−ＤＦＴの出力を表し、ステップ１０５はサブキャリアマッピングを表し、ステップ１０６はＭ個のサブキャリアへのＮ個の信号のマッピングを表し、ステップ１０８はスペクトル反復及びフィルタスペクトルとの乗算を表し、ステップ１１８は所望のサブバンドへの巡回シフトを表す。

図４は、方法２００において行われる最大比合成の詳細図を表す。最大比合成は、図３に表された信号発生（ステップ１０５、１０６及び１０８）に対する逆演算であってもよい。ステップ２０６における逆巡回シフトを行うことにより、ステップ２０４でＭ−ＤＦＴによって取得された受信信号のスペクトルは、（割り当てられた）サブバンド、例えば、方法１００によって割り当てられ、システム帯域幅の内部にあるサブバンドからデマッピングされる。前述のとおり、他の全てのサブキャリアは、ユーザマスクにおいてゼロを設定することができる。ステップ２２２及び２２４を使って最大比合成を行うことにより、例えばステップ１０４によって取得されるとおりの信号のスペクトルを再構成することができる。最大比合成から得られるスペクトルは、ステップ２２６においてＮ−ＩＤＦＴを受け得る。

図５ａ〜ｄは、様々な変調方法によって得られた波形の比較を表す。各図５ａ〜ｄは、図の左側に複素値波形（complex-valued waveform）の実数値を表し、各図の右側に対応する複素平面内のトレースを表す。

図５ａは、π／２−ＢＰＳＫ変調を用いる局所型ＳＣ−ＦＤＭＡの包絡線１４ａと対応するトレースとを有する電力効率の良い波形の実数値を表す。この波形は、これまでに検討されているが、ＬＴＥ規格では採用されていない。

図５ｂは、ロールオフ係数０．７を用いてＲＲＣ−フィルタ処理済みのＢＰＳＫを使用して変調された信号の包絡線１４ｂ及び対応するトレースを有する波形の実数値を表す。ロールオフ係数０．７は、［７］に示されているよりもかなり大きいものである。詳細には、図５ｂは、ＢＰＳＫ変調を使用してＲＲＣフィルタ処理済みの局所型ＳＣ−ＦＤＭＡを表す。フィルタ処理済みのデータ系列は、［１１］に記載されているように、包絡線１４ｂと一致している。このことは、ほとんどの時間に、振幅が小さい範囲、従って、低い変動に含まれるが、シンボル間の信号点配置変化中にゼロ交差が存在する、ということを意味する。その結果、信号の包絡線１４ｂは一定ではなく、ある程度の変動が残る。

図５ｃは、π／２−ＢＰＳＫ変調及びロールオフ係数α＝０．７を用いるＲＲＣフィルタ処理済みのＳＣ−ＦＤＭＡを使用して変調された信号の包絡線１４ｃ及び対応するトレースを有し、包絡線１４ｃの包絡線変動が包絡線１４ｂよりさらに低減されている波形の実数値を表す。

図５ｄは、２Ｇ移動体ネットワークの場合のように、０．３という帯域幅時間積（bandwidth-time product）を使用してＧＭＳＫ変調された局所型ＳＣ−ＦＤＭＡ波形の実数値を表す。ＧＭＳＫを導入することにより、波形におけるほとんど一定の包絡線１４ｄが得ることができる。これは、方法１００によって取得することができるように、ＧＭＳＫを局所型ＳＣ−ＦＤＭＡフレームワークに（シームレスに）統合することによって達成することができる。

図５ａ〜ｄのトレースは、図５ａから図５ｄの対応するトレース図の中心（ゼロ）におけるトレースの個数の減少を表す。

図６は、いくつかの波形に対するピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）統計量の比較を表す。グラフ１は、π／２−ＢＰＳＫを使用するＳＣ−ＦＤＭＡ（図５ａに示されている）に対応する。グラフ２は、ＢＰＳＫを使用するＲＲＣ−ＳＣ−ＦＤＭＡ（図５ｂに示されている）に対応する。グラフ３は、π／２−ＢＰＳＫを使用するＲＲＣ−ＳＣ−ＦＤＭＡ（図５ｃに示されている）に対応する。グラフ４は、ＧＭＳＫを使用するＳＣ−ＦＤＭＡ（図５ｄに示されている）に対応する。グラフ５は、ＢＰＳＫを使用するＳＣ−ＦＤＭＡに対応する。グラフ６は、ＢＰＳＫを使用するＯＦＤＭＡに対応する。２つの連続的なリソースブロックにおいて、ＰＡＰＲが局所型ＳＣ−ＦＤＭＡに対して表されている。横座標は、ｄＢ単位でＰＡＰＲを表し、縦座標は、ＰＡＰＲが、対応する横座標上のＰＡＰＲより小さくなる確率を表す。

グラフ１、２、３及び４は、図５ａ、５ｂ、５ｃ及び５ｄの波形に対応する。グラフ５はＢＰＳＫを用いるＳＣ−ＦＤＭＡの結果を表し、グラフ６はＢＰＳＫを用いるＯＦＤＭＡの結果を表す。（図５ｄに対応し、方法１００の結果を表す）グラフ４では、ＰＡＰＲがおよそ０ｄＢまで低下し得る。ＰＡＰＲがおよそ０ｄＢであるというのは、送信された信号が一定の振幅を有することを意味する。このことは、図５ｄにおける包絡線１４ｄの平坦さを参照することによって分かる。さらに、図５ａ〜ｄの図示されたトレースの内部にあるトレースが低下すると、その結果、ＰＡＰＲが低下する。

ＯＦＤＭＡ（グラフ６）と比べると、ＳＣ−ＦＤＭＡでのπ／２−ＢＰＳＫ（グラフ１）に対する累積的なＰＡＰＲ統計量の９９パーセンタイル（percentile）は、依然として約５ｄＢであるが、包絡線変動が低下している。このことは、グラフ１をグラフ５と比較すると分かる。グラフ５はＬＴＥ規格リリース８〜１０に対する結果を表す。非線形歪みを避けるためには、かなりのバックオフが依然として必要となる。π／２−ＢＰＳＫを用いるＳＣ−ＦＤＭＡは、グラフ５及び６と比べると減少させることができる。波形のゼロ交差のため、図５ｂにおいて見られるフィルタ処理済みのＢＰＳＫに対して、包絡線は、一定ではなくある程度の変動が残る。累積的なＰＡＰＲ統計量の９９パーセンタイルは、このようにして約３．５ｄＢである（グラフ２）。例えば、ＲＲＣ−フィルタを用いてフィルタ処理された、フィルタ処理済みのπ／２−ＢＰＳＫは、図５ｃ及びグラフ３に表されているように、これらの包絡線変動をさらに低減することができ、ＰＡＰＲが１．９ｄＢである。図５ｄと図６のグラフ４に表されているように、ＧＭＳＫを行うことにより、振幅をほぼ一定にすることができる。ほぼ一定の振幅とは、ＰＡＰＲがおよそ０ｄＢである。

図７は、ＳＣ−ＦＤＭＡのピーク対平均電力比の例示的な数値を示す表である。行は、データシンボル系列を変調するために使用され得る様々な変調タイプに対する結果である。列は、ＯＦＤＭＡ、ＬＴＥで使用されるままのＳＣ−ＦＤＭＡ、及びフィルタ処理済みのＳＣ−ＦＤＭＡに対する結果である。ＳＣ−ＦＤＭＡは、ＯＦＤＭＡと比べてＰＡＰＲの改善を表すことが見られ、フィルタ処理済みのＳＣ−ＦＤＭＡを実施することによってさらに改善することができる。方法１００に対する図１に記載されているように、ＧＭＳＫをフィルタ処理済みのＳＣ−ＦＤＭＡに適用すれば、ＰＡＰＲを０ｄＢにし得る。

前述のように、フィルタ処理済みのＳＣ−ＦＤＭＡに対して、より高いロールオフ係数αにより、帯域幅効率が低減する可能性がある。図７はロールオフ係数がα＝０．７のときの結果である。単純な変調スキームは、結果として生じる歪みに対して頑強なため、帯域幅のカット部分は、低い信号対雑音比（ＳＮＲ）では無害となり得る。その結果、［１１］に記載されているように、矩形変調後フィルタも同様に、周波数領域で使用することができる。ＰＡＰＲ及びビットエラー率はともに、帯域幅が１．２×Ｎよりも低くなったときに、増加する傾向がある。前述のとおり、より高いロールオフ係数αによって生じ得る帯域幅が２０％大きくなると、ＰＡＰＲが、フィルタ処理済みのＢＰＳＫを用いることによってＢＰＳＫよりも４．４ｄＢだけ低減される（ＳＣ−ＦＤＭＡ及びフィルタ処理済みのＳＣ−ＦＤＭＡに対するラインＢＰＳＫ及び９９パーセンタイル値を参照のこと）。

ＧＭＳＫに対して、帯域外放射が矩形フィルタより小さく、かつ他のサブキャリアのそれぞれの他のユーザに対し潜在的に無害となり得ることが、ガウシアン変調前フィルタにより保証される。１．２×Ｎの使用帯域幅の外側にある所望の信号よりも、干渉が２５ｄＢ低くなり得る。より高い次数のＱＡＭを用いるユーザは、非線形位相変調器において４波混合によって作り出される帯域外放射による干渉を受け得る。周波数領域では、矩形変調後フィルタを使用することによって、この干渉をカットすることができる。隣接するサブバンドにマッピングされた他のユーザがこのような複雑な変調アルファベット、例えば、６４−ＱＡＭを使用しない限り、帯域幅が送信機で１．２×Ｎまで低減された場合にＰＡＰＲが１．６ｄＢまで増加し得るので、変調後フィルタを迂回することが推奨され得る。

図８は、提案のＳＣ−ＦＤＭＡ波形がＬＴＥ規格と比べて受信機で同様の性能を発揮できることを実証する概念の考え得る証拠として非符号化ビットエラー率を表す。図８の基礎となっているシミュレーションは、加法ガウシアン白色雑音（ＡＷＧＮ）チャネルを介する送信を想定している。全ての波形は、単位電力に正規化され、ランダム雑音によって歪められる。それぞれに対応するフィルタが送信機及び受信機でシミュレーションのために使用された。結果は、Ｍ＝２０４８のとき、Ｎ＝２４及びＮ＝１２０に対して表されている。ＲＭＳＫは、二乗余弦フィルタ処理済みのＭＳＫを表す。一部の曲線は、正確に重なり合っているので見えていない。

Ｎ＝２４を使用すると、全てのスキームに対する性能が１０分の１ｄＢの範囲に入り、ＧＭＳＫ及びフィルタ済みのＢＰＳＫは、より高いロールオフ係数αに起因して他の波形よりも２０％多くの帯域幅を使用する。これに応じて増加する雑音が、受信機での僅かな劣化の原因である。その損失は、送信電力を増大することによって補償される量を上回る可能性があるが、これは、低減したＰＡＰＲが原因となって可能なものとなる。例えば、最大送信電力が制限され得る。例えば、ＬＴＥでは最大送信電力が２００ｍＷに制限され得る。ＰＡＰＲを低減することにより、ビットエラー率に関して同じ信号品質をより少ない電力で送信することができる。逆もまだ同様であり、平均電力は、限界、例えば、２００ｍＷまで増加され得るので、信号品質の向上とビットエラー率の減少をそれぞれ達成することができる。

Ｎ＝２４の場合、ＳＮＲが−１５ｄＢと同程度に低くても、ユーザ信号を低ビットエラー率で検出することができる。帯域幅が低減されれば電力スペクトル密度が増加するので、弱い信号を検出することができる。例えば、少量のデータだけがシステム帯域幅全体のうちほんのわずかな部分で送信されるならば、個別の低電力端末からの信号が、標準的な端末と並行して受信され得る。ＧＭＳＫ及びフィルタ処理済みのπ／２−ＢＰＳＫを使用して、小電力送信機は、さらに、これらのエネルギー効率を増加させることができる。Ｎ＝１２０では、５倍多い帯域幅が割り当てられているので、図８の中の全ての曲線は、１０×ｌｏｇ₁₀（５）＝７ｄＢごとに高ＳＮＲ側へシフトしている。これは、シミュレーションの範囲内の仮定である雑音の増加が原因である。それ故に、必要なＳＮＲは、割り当てられた帯域幅と共に直線的に増減し得る。

一部の態様は、装置との関連で記載されているが、これらの態様は、ブロック又は装置が方法ステップ又は方法ステップの特徴と一致している方法の説明にも相当することが明らかである。同様に、方法ステップとの関連で記載された態様は、対応するブロック若しくは項目、又は、対応する装置の特徴の説明にも相当する。対応する装置は、独立請求項による方法を実施するように構成することができる。対応する装置は、独立請求項のうち１つ、又は、これらの組み合わせを実施するようにさらに構成することができる。

ある実施要件に依存して、発明の実施形態は、ハードウェア又はソフトウェアによって実施することができる。この実施は、電子的に読取り可能な制御信号が記憶され、それぞれの方法が行われるようにプログラム可能なコンピュータ・システムと協働する（又は協働する能力がある）デジタル記憶媒体、例えば、フレキシブルディスク、ＤＶＤ、ＣＤ、ＲＯＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ又はＦＬＡＳＨメモリを使用して行なうことができる。

発明による一部の実施形態は、電子的に読み取り可能な制御信号を有し、本明細書に記載された方法のうち１つが行われるようにプログラム可能なコンピュータ・システムと協働する能力があるデータ担体を備える。

概して、本発明の実施形態は、コンピュータ・プログラム・プロダクトがコンピュータ上で動くときに方法のうち１つを行うために動作可能なプログラムコードを含むコンピュータ・プログラム・プロダクトとして実施することができる。プログラムコードは、例えば、機械読取り可能な担体に記憶させることができる。

他の実施形態は、機械読取り可能な担体に記憶され、本明細書に記載された方法のうち１つを行うコンピュータプログラムを備える。

換言すれば、発明の方法の実施形態は、コンピュータプログラムがコンピュータ上で動くときに、本明細書に記載された方法のうち１つを行うプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。

発明の方法のさらなる実施形態は、本明細書に記載された方法のうち１つを行うコンピュータプログラムが記録されているデータ担体（又はデジタル記憶媒体、若しくはコンピュータ読み取り可能な媒体）である。

発明の方法のさらなる実施形態は、本明細書に記載された方法のうち１つを行うコンピュータプログラムを表現するデータストリーム又は信号の系列である。データストリーム又は信号の系列は、例えば、データ通信接続を介して、例として、インターネットを介して、転送されるように構成することができる。

さらなる実施形態は、本明細書に記載された方法のうち１つを実行するように構成され又は適した、例えばコンピュータなどの処理手段、又はプログラム可能な論理装置を備える。

さらなる実施形態は、本明細書に記載された方法のうち１つを行うコンピュータプログラムがインストールされたコンピュータを備える。

一部の実施形態では、プログラム可能な論理装置（例えば、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ）は、本明細書に記載された方法の機能性の一部若しくは全部を行うために使用することができる。一部の実施形態では、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイは、本明細書に記載された方法のうち１つを行うためにマイクロプロセッサと協働することができる。概して、これらの方法は、何らかのハードウェア装置によって行われることが好ましい。

上記実施形態は、本発明の原理の単なる例示である。本明細書に記載された配置構成及び詳細の修正や変形は、当業者に明白であろうことが理解される。よって、ここに記載された特許の請求項の範囲によってのみ限定され、本明細書における実施形態の記述及び説明のために提示された具体的な詳細によって限定されない。

Claims (17)

1. スペクトルを得るために信号（ａ（ｎ））を周波数領域に変換すること（１０４）と、
   フィルタスペクトルに従ってフィルタ処理済みのスペクトルを形成すること（１０８）と、
   時間的信号（ｃ（ｋ））を得るために、前記フィルタ処理済みのスペクトルで部分的に占有された直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplex）（ＯＦＤＭ）信号の周波数領域表現を時間領域に変換すること（１１２）と、
   前記時間的信号を位相変調すること（１１４）と、
   を含む、信号を送信する方法（１００）。
2. 前記方法（１００）は、ＯＦＤＭスペクトルの周波数シフト（１１８）を伴う前記位相変調された時間的信号から、時間領域ＯＦＤＭシンボルを形成することを含む請求項１に記載の方法（１００）。
3. 前記時間的信号ｃ（ｋ））を連続的に位相変調（１１４）する請求項１又は２に記載の方法（１００）。
4. 前記方法（１００）は、前記フィルタ処理済みのスペクトルが反復スペクトル（ｂ（ｋ））に基づいて形成されるような前記反復スペクトル（ｂ（ｋ））を得るために、１回以上にわたって前記スペクトル（１０６）を反復処理することを含む請求項１から３のいずれか一項に記載の方法（１００）。
5. 前記信号（ａ（ｎ））はＮ個のデータシンボルを含み、前記信号を周波数領域に変換すること（１０４）はデジタルフーリエ変換（ＤＦＴ）のＮ個のデータ点を含む請求項１から４のいずれか一項に記載の方法（１００）。
6. 前記フィルタスペクトルは、帯域幅時間積（bandwidth-time product）が０．５未満であるガウシアンスペクトル、又はロールオフ係数（α）が０．５より大きい平方根二乗余弦スペクトルである請求項１から５のいずれか一項に記載の方法（１００）。
7. 前記ＯＦＤＭスペクトルは、時間領域に変換されるＭ個のブロックを含む請求項１から６のいずれか一項に記載の方法（１００）。
8. 前記位相変調は、決定規則：
   

   

   ｘ（ｋ）＝Ｉ＋ｊＱ＝ｃｏｓ（φ（ｋ））＋ｊ（ｓｉｎ（φ（ｋ））
   に従って前記時間的信号の振幅を提供するように適合し、式中、φ（ｋ）又はφ（ｋ−１）は、時間インデックスｋ又は（ｋ−１）での前記時間的信号の位相を表し、
   Ｆは、前記信号の前記スペクトルが時間領域に変換される前に、前記スペクトルが周波数領域で反復される回数を表し、
   ｃ（ｋ−１）は、前記時間インデックス（ｋ−１）での前記時間的信号を表し、
   ｘ（ｋ）は、前記時間的信号の複素振幅を表し、
   Ｉは、前記時間的信号の同相信号を表し、
   Ｑは、前記時間的信号の直交信号を表し、
   ｊは、複素演算子を表している、
   請求項１から７のいずれか一項に記載の方法（１００）。
9. 前記方法は、
   変調されたスペクトルを得るために前記時間的信号を周波数領域に変換すること（１１６）と、
   単一キャリア周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）スキームに従って前記変調されたスペクトルをＯＦＤＭ信号の周波数領域表現における周波数範囲にシフトすること（１１８）と、
   前記変調されたスペクトルを時間領域に変換すること（１２２）と、
   を含み、
   前記時間的信号を周波数領域に変換すること（１１６）、前記変調されたスペクトルをシフトすること（１１８）、及び前記変調されたスペクトルを変換すること（１２２）は、前記位相変調の後に前記時間的信号が受ける決定規則：
   ｅｘｐ（−ｊ２πｋＮ_center／Ｍ）
   によって表現することができ、式中、
   Ｎ_centerは、送信される前記信号の中心サブキャリアを表わしている、
   請求項１から８のいずれか一項に記載の方法（１００）。
10. 位相変調された時間的信号を得るために、部分的にフィルタ処理済みのスペクトルで占有されたＯＦＤＭ信号を時間領域に変換すること（２０４）と、
    時間的信号を得るために前記位相変調された時間的信号を位相復調（２１６）することと、
    スペクトルを得るために前記時間的信号を周波数領域に変換すること（２１８）と、
    マッチドフィルタスペクトル（matched filter spectrum）に従って前記スペクトルを形成すること（２２２）と、
    を含む、信号を受信する方法（２００）。
11. 前記方法は、ＳＣ−ＦＤＭＡ信号を受信すること（２０１）をさらに含む、信号を受信する方法（２００）。
12. 前記復調（２１６）は、決定規則：
    

    

    に従って前記時間的信号の位相を決定することを含み、式中、
    φ_y（ｋ）は、時間インデックスｋでの前記時間的信号の位相を表し、
    Ｑ_y（ｋ）は、時間インデックスｋでの前記時間的信号の虚数部を表し、
    Ｉ_y（ｋ）は、時間インデックスｋでの前記時間的信号の実数部を表している、
    請求項１１又は１２のいずれか一項に記載の方法（２００）。
13. 時間インデックスｋでの前記時間的信号は、決定規則：
    ｃ_y（ｋ）＝φ_y（ｋ）−φ_y（ｋ−１）
    に従って、先行する時間インデックス（ｋ−１）での前記時間的信号から依存して決定され、式中、
    ｃ_y（ｋ）は、信号の導関数を表している、
    請求項１１から１３のいずれか一項に記載の方法（２００）。
14. 前記方法は、時間インデックスｋ＝１に対する前記決定された導関数ｃ_y（ｋ）を訂正することを含む請求項１２に記載の方法（２００）。
15. スペクトルが得られるように信号を周波数領域に変換し、
    フィルタスペクトルに従ってフィルタ処理済みのスペクトルを形成し、
    時間的信号が得られるように直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）スペクトルを時間領域に変換し、
    前記時間的信号を位相変調するように構成されている、
    信号を送信する装置。
16. 位相変調された時間的信号が得られるようにフィルタ処理済みのスペクトルで部分的に占有されたＯＦＤＭ信号を時間領域に変換し、
    時間的信号が得られるように前記位相変調された時間的信号を位相復調し、
    スペクトルが得られるように前記時間的信号を周波数領域に変換し、
    マッチドフィルタスペクトルに従って前記スペクトルを形成するように構成されている、
    信号を受信する装置。
17. コンピュータ上で動作するときに請求項１又は請求項１０に記載の方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラムが記憶されている非一時的な記憶媒体。

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