JP2009516416A - 複数の搬送波を用いてデータを転送する装置及び方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直交周波数分割多重化（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：ＯＦＤＭ）方式基盤の通信システムにおけるデータ送受信方法、より具体的には、ＯＦＤＭ通信におけるプリアンブルシーケンスの設計方法を提供する。
【解決手段】複数の搬送波を用いてデータを転送する方法は、複数の搬送波を用いてデータを転送する通信システムにおいて、時間領域で特定長さの時間領域シーケンスを生成する段階と、前記生成されたシーケンスの長さによって前記時間領域シーケンスにＦＦＴ演算を行う段階と、前記ＦＦＴ演算の行われた周波数領域シーケンスにＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を含める段階と、前記ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波の含まれた周波数領域シーケンスにＩＦＦＴ演算を行う段階と、を含む。
【選択図】図５Ａ

Description

本発明は、複数の搬送波基盤の通信システムにおけるデータ送受信方法に係り、より具体的には、直交する副搬送波を用いる通信方法においてシーケンスの設計方法に関する。

以下、本発明で使用されるＯＦＤＭとＯＦＤＭＡ及びＳＣ-ＦＤＭＡ方式について説明する。

近年、高速のデータ転送への要求が大きくなっており、このような高速転送に有利な方式にはＯＦＤＭが適合すると知られ、最近、様々な高速通信システムの転送方式として採択された。以下、ＯＦＤＭ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｉｓｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）について説明する。ＯＦＤＭの基本原理は、高速転送率（ｈｉｇｈ−ｒａｔｅ）を持つデータ列（ｄａｔａ ｓｔｒｅａｍ）を低い転送率（ｓｌｏｗ−ｒａｔｅ）を持つ多数のデータ列に分け、これらを、複数の搬送波を使って同時に転送することにある。これら複数の搬送波のそれぞれを副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）という。このＯＦＤＭにおける複数の搬送波間には直交性（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ）が存在するので、搬送波の周波数成分は重なり合っても受信側での検出が可能である。上記高速転送率を持つデータ列は、直／並列変換部（Ｓｅｒｉａｌ ｔｏ Ｐａｒａｌｌｅｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を介して複数の低い転送率のデータ列（ｄａｔａ ｓｔｒｅａｍ）に変換され、これら並列に変換された複数のデータ列にそれぞれの副搬送波が乗じられた後、それぞれのデータ列が合わせられて受信側に転送される。ＯＦＤＭＡは、このようなＯＦＤＭにおいて全体帯域を多重使用者が要求する転送率によって副搬送波を割り当てる多重接続（ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｃｃｅｓｓ）方法である。

以下、従来のＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−ＦＤＭＡ）方式について説明する。このＳＣ−ＦＤＭＡ方式は、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式とも呼ばれる。従来のＳＣ−ＦＤＭＡ方式は、上りリンクに主として適用される方式で、ＯＦＤＭ信号を生成する前に周波数領域においてまずＤＦＴ行列で分散（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）をまず適用した後、その結果を、従来のＯＦＤＭ方式で変調して転送する方式である。ＳＣ−ＦＤＭＡ方式の説明のために幾つかの変数を定義する。Ｎは、ＯＦＤＭ信号を転送する副搬送波の個数を表し、Ｎｂは、任意の使用者のための副搬送波の個数を表し、Ｆは、離散フーリエ変換行列、すなわち、ＤＦＴ行列を表し、ｓは、データシンボルベクトルを表し、ｘは、周波数領域でデータが分散されたベクトルを表し、ｙは、時間領域で転送されるＯＦＤＭシンボルベクトルを表す。

ＳＣ−ＦＤＭＡでは、データシンボル（ｓ）を転送する前に、ＤＦＴ行列を用いて分散させる。これは、下記の数学式で表される。

上記数学式1で、

は、データシンボル（ｓ）を分散させるために使われたＮｂ大きさのＤＦＴ行列である。このように分散されたベクトル（ｘ）に対して一定の副搬送波割当方式により副搬送波マッピング（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｍａｐｐｉｎｇ）が行われ、ＩＤＦＴモジュールにより時間領域に変換され、受信側に転送しようとする信号が得られる。この受信側に転送される転送信号は、下式の数学式２のとおりである。

上記の数学式２で、

は、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換するために使われる大きさＮのＤＦＴ行列である。上記の方法により生成された信号ｙは、循環前置（ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ）が挿入されて転送される。上記の方法により転送信号を生成しそれを受信側に転送する方法をＳＣ−ＦＤＭＡ方法という。ＤＦＴ行列の大きさは、特定の目的のために様々に制御されることができる。

上記の内容は、ＤＦＴまたはＩＤＦＴ演算を基礎にして説明したものである。ただし、説明の便宜上、以下の内容では、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）またはＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を区分せずに使用する。ＤＦＴ演算の入力値の個数が２の自乗である場合、ＤＦＴ演算の代わりにＦＦＴ演算が行えるということは当業者にとって明らかなので、以下、ＦＦＴ演算と称される内容は、ＤＦＴ演算でもそのまま適用可能な内容である。

通常、ＯＦＤＭシステムは、複数個のＯＦＤＭシンボルが一つのフレームを形成し、フレーム単位で転送され、毎フレームあるいは複数のフレーム間隔でプリアンブルをまず送信する。この時、プリアンブルを構成するＯＦＤＭシンボルの個数はシステムによって異なる。例えば、ＯＦＤＭＡ基盤のＩＥＥＥ ８０２．１６システムの場合、毎下りリンクフレームごとに１個のＯＦＤＭシンボルで構成されたプリアンブル（ｐｒｅａｍｂｌｅ）がまず転送される。このプリアンブルは、通信システムでの同期、セル探索、チャンネル推定などを目的に通信端末機に提供される。

このＯＦＤＭ方式は、送信信号の尖頭電力対平均電力比（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ−Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：以下、‘ＰＡＰＲ’という。）が非常に大きいという短所がある。ＯＦＤＭ信号は、ＩＦＦＴを介した多重搬送波を用いて転送するので、ＯＦＤＭ信号振幅の大きさは、これら多重搬送波の大きさの和で表されることができる。ところが、それら多重搬送波のそれぞれの位相が一致するとすれば、ＯＦＤＭ信号はインパルス（ｉｍｐｕｌｓｅ）のように高い最大値を持つ信号が生成され、非常に高いＰＡＰＲを持つようになる。ＯＦＤＭ方式によるこのような送信信号は、高出力線形増幅器の効率を下げ、高出力増幅器の非線形領域で動作するようにし、信号の歪曲が招かれる。

図１は、ＩＥＥＥ ８０２．１６システムの下りリンク副フレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）の構造を示す。同図に示すように、１個のＯＦＤＭシンボルで構成されたプリアンブルは、毎フレーム（ｆｒａｍｅ）ごとに先行して転送され、このプリアンブルは、時間及び周波数同期、セル探索、そしてチャンネル推定などのために活用される。

図２は、ＩＥＥＥ ８０２．１６システムで０番目のセクターから転送されるプリアンブルを転送する副搬送波集合を示す図である。与えられた帯域幅のうち、両側一部を保護帯域（Ｇｕａｒｄ ｂａｎｄ）として使用する。また、前記セクターの個数が３である場合、それぞれのセクターは、副搬送波３個の間隔でシーケンスを挿入し、残りの副搬送波には０を挿入して転送する。

以下、上記プリアンブルで使われる従来のシーケンスについて説明する。このプリアンブルで使われるシーケンスは、下記表１の通りになる。

前記シーケンスは、セクター番号とＩＤｃｅｌｌパラメータ値により決定される。定義された各シーケンスは、昇順で２進信号に変換し、ＢＰＳＫ変調を通じて副搬送波にマッピングされる。言い換えると、提示された１６進数数列を２進数数列（Ｗｋ）に変換した後、ＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）からＬＳＢ（Ｌｅａｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）にＷｋをマッピングする。（０は＋１に、１は−１にマッピングする。例えば、インデックスが０である０番目のセグメントで１６進数‘Ｃ１２'に対するＷｋは１１０００００１００１０…であるから、変換された２進コード値は、−１−１＋１＋１＋１＋１＋１−１＋１＋１−１＋１…になる。）
上記の従来技術によるシーケンスは、２進コードで構成できるシーケンスの種類のうち、相関関係特性をある程度維持しながら、時間領域に変換時にＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）を低く維持できるシーケンスを、コンピュータシミュレーションより探したものである。万一、システムの構造が変わったり他のシステムに適用するとすれば、新しいシーケンスを探さなければならない。

以下、最近、新しく提案される３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）技術で使われるシーケンスつて説明する。

ＬＴＥシステムでも多様なシーケンスが用いられる。以下、ＬＴＥのチャンネルで用いられるシーケンスについて説明する。

一般に、端末が基地局と通信をするには、最初に、同期チャンネル（以下、‘ＳＣＨ’と称する。）で基地局との同期を行い、セル探索を行う。

基地局と同期を行い、端末の属するセルＩＤを獲得する一連の過程をセル探索（ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）という。通常、セル探索は、初期端末がパワーオン（ｐｏｗｅｒ−ｏｎ）した時に行う初期セル探索（ｉｎｉｔｉａｌ ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）と、連結（ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）あるいは休止モード（ｉｄｌｅ ｍｏｄｅ）の端末が、隣接した基地局を探索する周辺セル探索（ｎｅｉｇｈｂｏｒ ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）とに分類される。

このＳＣＨ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ）は、階層的構造を持つことができる。例えば、Ｐ−ＳＣＨ（Ｐｒｉｍａｒｙ ＳＣＨ）とＳ−ＳＣＨ（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ ＳＣＨ）を使用することができる。

Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨは、様々な方法により無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）に含まれることができる。図３及び図４は、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨが無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）に含まれる様々な方法を示す図である。ＬＴＥシステムでは様々な状況により、図３または図４の構造によってＳＣＨを構成できる。

図３で、Ｐ−ＳＣＨは、最初のサブフレーム（ｓｕｂ−ｆｒａｍｅ）の最後のＯＦＤＭシンボルに含まれる。また、Ｓ−ＳＣＨは、２番目のサブフレームの最後のＯＦＤＭシンボルに含まれる。

また、図４で、Ｐ−ＳＣＨは、最初のサブフレームの最後のＯＦＤＭシンボルに含まれ、Ｓ−ＳＣＨは、最初のサブフレームの最後から２番目のＯＦＤＭシンボルに含まれる。

ＬＴＥシステムは、Ｐ−ＳＣＨを用いて時間及び周波数同期を獲得できる。また、Ｓ−ＳＣＨでは、セルグループＩＤ、フレーム同期情報、アンテナ構成情報などを含めることができる。

以下、従来、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムで提案されたＰ−ＳＣＨの構成方法について説明する。

Ｐ−ＳＣＨは、キャリア周波数（ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を中心に１．０８ＭＨｚ帯域を介して転送する。これは、７２個の副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）に該当する。この時、それぞれの副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）の間隔は、１５ｋＨｚである。このような数値が決定される理由は、ＬＴＥシステムで１２個の副搬送波を一つのＲＢ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）と定義したことにある。この場合、７２個の副搬送波は、６個のＲＢに相応する。

ＯＦＤＭまたはＳＣ−ＦＤＭＡのように直交する複数の副搬送波を用いる通信システムで用いられるＰ−ＳＣＨは、次の条件を満たすことが好ましい。

第一、受信側での優れた性能の検出のために、Ｐ−ＳＣＨを構成するシーケンスに対する時間領域における自己相関（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性に優れていなければならない。

第二、同期検出による複雑度（ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ）が低くなければならない。

第三、優れた周波数オフセット（ｏｆｆｓｅｔ）推定性能のためにＮ回反復される（Ｎｘ ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ）構造を持つことが好ましい。

第四、ＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）あるいはＣＭが低くなければならない。

第五、Ｐ−ＳＣＨがチャンネル推定用に活用可能になる場合、その周波数応答は一定（ｃｏｎｓｔａｎｔ）な値を持つことが好ましい。すなわち、チャンネル推定の側面では、周波数領域で平坦（ｆｌａｔ）な応答が最も良いチャンネル推定性能を見せると知られている。

従来より様々なシーケンスが提案されてきたが、上記の様々な条件を満たせないという問題があった。

本発明は、上記の従来技術における問題点を解決するためのもので、その目的は、優れた相関特性を持つシーケンスを提供することにある。

本発明による、複数の搬送波を用いてデータを転送する方法は、複数の搬送波を用いてデータを転送する通信システムにおいて、時間領域で特定長さの時間領域シーケンスを生成する段階と、前記生成されたシーケンスの長さによって前記時間領域シーケンスに対するＦＦＴ演算を行う段階と、前記ＦＦＴ演算の行われた周波数領域シーケンスにＤＣ副搬送波及び保護部搬送波を含める段階と、前記ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波の含まれた周波数領域シーケンスに対するＩＦＦＴ演算を行う段階と、を含んでなることを特徴とする。

本発明の他の様相による、複数の搬送波を用いてデータを転送装置は、時間領域で特定長さの時間領域シーケンスを生成するシーケンス生成モジュールと、前記生成されたシーケンスの長さによって前記時間領域シーケンスに対するＦＦＴ演算を行うＦＦＴモジュールと、前記ＦＦＴ演算の行われた周波数領域シーケンスにＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を含めるデータ挿入モジュールと、前記ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波の含まれた周波数領域シーケンスに対するＩＤＦＴまたはＩＦＦＴ演算を行うモジュールと、を備えてなることを特徴とする。

本発明により生成されたシーケンスは、時間領域で一定水準以上の相関関係特性を維持させ、低いＰＡＰＲ特性を示す優れた効果がある。

本発明で提案するシーケンスをＬＴＥシステムのような通信規格に適用する場合、優れた性能の同期チャンネルを構成することができる。

発明の構成、動作及び効果は、以下説明される本発明の一実施例によって具体化される。

ここでは、大きく、２つの実施例を提案する。第１実施例は、様々な通信システムで用いられる優れたシーケンスを提案し、第２実施例は、第１実施例の一例で、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムの同期チャンネルで用いられるシーケンスを提案する。

（第１実施例）
図５Ａは、本発明の一実施例が適用される送受信側の構造を示す図である。送信側を説明すると、次の通りである。入力データが入力されると、このデータがチャンネルで歪曲するのを防ぐために付加的なビット（ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ ｂｉｔｓ）を追加するチャンネルコーディング作業を行う。このチャンネルコーディングにはターボコードまたはＬＤＰＣコードなどが可能である。このチャンネルコーディングを行ったビット列を一定のシンボルにマッピングする作業を行い、このシンボルマッピング（ｓｙｍｂｏｌ ｍａｐｐｉｎｇ）にはＱＰＳＫ、１６ＱＡＭなどの方法が可能である。前記データシンボルは、該シンボルを転送する複数の副搬送波にマッピングされる副チャンネル変調（ｓｕｂｃｈａｎｎｅｌ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を経る。

この副チャンネル変調を経た信号は、ＩＦＦＴを経て時間領域の搬送波に載せられ、フィルタリングとアナログ変換を経て無線チャンネルに転送される。この場合、受信側は、送信側の動作と逆の動作を行う。

図５Ｂは、本発明の一実施例による合理的な相関関係特性を維持し、ＰＡＰＲの低いシーケンスの時間領域設計方法を説明するためのフローチャートである。図５Ｂを参照すると、本発明の一実施例によるプリアンブル生成方法は、次の通りである。まず、時間領域で長さＮのシーケンスを生成して挿入する段階（Ｓ１０１）を行い、Ｎ−ポイントＦＦＴ演算を通じて周波数領域シーケンスに変換する段階（Ｓ１０３）を行い、通信システムの要求条件によってＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）副搬送波及び保護副搬送波を挿入する段階（Ｓ１０５）を行い、その結果に基づいて前記シーケンスに対してＰＡＰＲ減殺方式を適用（Ｓ１０７）し、Ｎ−ポイントＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算を通じて時間領域シーケンスに変換する段階（Ｓ１０９）を行うことができる。上記の如く、Ｎ値によってＤＦＴまたはＦＦＴが選択的に用いられうることは自明である。

以下、添付の図面を参照しつつ、本発明の好適な実施例の各段階について詳細に説明する。

まず、本発明の一実施例によって、長さＮのシーケンスを形成して挿入する方法（Ｓ１０１）について説明する。

本発明の一実施例は、時間領域で優れた相関関係特性を示し、一定の大きさ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）の値を維持するシーケンスを形成して挿入する方法を提案する。このため、本実施例は、時間領域で特定長さのシーケンスを算出し、この算出されたシーケンスを時間領域で挿入する。

以下、本実施例で使用されるシーケンス、すなわち、時間領域で生成されて挿入されるシーケンスに要求される好ましい条件について説明する。上記の如く、送信側の増幅器の効率を増加させるには、ＰＡＰＲを減少させるシーケンスを転送することが好ましいので、本実施例で使用するシーケンスは、上記のように、時間領域で一定の大きさ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）の値を持つことが好ましい。また、このシーケンスは、時間領域だけでなく、周波数領域でも信号の大きさが少なく変化することが好ましい。

大部分の通信方法では、特定の送受信側に一定の周波数帯域を割り当てながら、当該割り当てられた周波数帯域で使用できる電力の最大値を制限している。すなわち、一般的な通信方法には一定のスペクトラムマスクが存在する。したがって、たとえ時間領域で一定の大きさ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）を有するシーケンスを転送しても、周波数領域で信号の大きさが一定でない場合には、前記シーケンスを周波数領域でブースティング（ｂｏｏｓｔｉｎｇ）するとスペクトラムマスクを越えるという問題につながる恐れがある。

周波数領域でシーケンスを生成して挿入する場合には、周波数領域における大きさを容易に制御できるので、前記スペクトラムマスクによる制約は大きくない。しかし、本実施例は、周波数領域ではなく時間領域でシーケンスを生成して挿入するので、周波数領域における電力値を考慮しなければならない。また、万一、周波数領域におけるチャンネル値をあらかじめ知っていると、チャンネルの良否によって電力割当（ｐｏｗｅｒ ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）を実施することが好ましいが、プリアンブルの使用用途特性の上、チャンネルをあらかじめ分かり難く、よって、使用副搬送波の電力を一定（ｃｏｎｓｔａｎｔ）にするの一般的である。前記ＯＦＤＭシステムで使用するＦＦＴモジュールは、ＮポイントＦＦＴモジュールを使用するので、前記シーケンスはＮの長さを持つことが好ましい。

前記ＰＡＰＲ特性の他にも、本実施例で使用するシーケンスは、信号の検出及び区分が容易となるように、優れた相関関係特性を持つことが好ましい。優れた相互関係特性とは、優れた自己相関（ａｕｔｏ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性と優れた相互相関（ｃｒｏｓｓ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を持つことをいう。

また、前記シーケンスは、該シーケンスを受信する受信側で容易に同期を獲得するように生成されることが好ましい。ここで、同期は、周波数同期及び時間同期を意味する。一般に、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）で一つのＯＦＤＭシンボル内で特定パターンを反復する場合、周波数同期及び時間同期の獲得が容易である。

したがって、本実施例によるシーケンスは、時間領域で一つのＯＦＤＭシンボル内で特定パターンが反復されることがより好ましい。例えば、本実施例によるシーケンス生成及び挿入段階において、Ｎ−ポイントＦＦＴモジュールにより生成される一つのＯＦＤＭシンボルで２回の同じパターンを持つプリアンブルシーケンスを挿入できる。時間領域で同じパターンを反復させて特定長さのシーケンスを作る方法に制限はない。まず、次のような一例が可能である。ＮポイントＦＦＴまたはＤＦＴが問題となる場合、長さＮ／２のシーケンスを生成しそれを２回反復させて挿入すると、総長さＮのプリアンブルシーケンスが構成できる。また、長さＮ／４のシーケンスを生成しそれを２回反復させて挿入すると、総長さＮ／２のプリアンブルシーケンスが構成できる。このように構成されたＮ／２プリアンブルシーケンスは、周波数領域でＮ／２の長さを持つ。この場合、以降、周波数領域でシーケンスの間隔を調整し、Ｎ長さのシーケンスを生成できる。

本発明の一実施例によって、上記の条件を考慮して選択できるシーケンスには様々なものがある。以下、本実施例の一例として、ＣＡＺＡＣシーケンスを用いて時間領域で長さ１０２４のシーケンスを形成して挿入する方法について説明する。本実施例によって、下記数学式３でＭ＝１で（Ｍは、１０２４と互いに素な自然数）、長さ１０２４のＣＡＺＡＣ（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｚｅｒｏ Ａｕｔｏ Ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）［David C. Chu, “Polyphase Codes with Good Periodic CorrelationProperties”、Information Theory IEEE Transactionon, vol. 18, issue 4,pp.531-532, July, 1972］シーケンスを時間領域で生成し、挿入する。

上記数学式３で、ｎ＝０，１，２，…，Ｎ−１である。

上記のように、本実施例で使用される特定パターンを反復できるので、前記ＣＡＺＡＣシーケンスは、前記Ｎ値を調節して特定パターンを反復できる。すなわち、上記数学式１にＭ＝１、Ｎ＝５１２としてＣＡＺＡＣシーケンスを生成し、２回反復する方法で長さ１０２４シーケンスを生成できる。

図６は、本実施例で用いられるＣＡＺＡＣシーケンスの性状（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）図である。前記ＣＡＺＡＣシーケンスは、ポリフェーズ（ｐｏｌｙｐｈａｓｅ）コードで、図示のように、様々な位相を持つ。上記のように、本実施例では時間領域で大きさが一定に維持され、ＰＡＰＲを減少させるシーケンスを使用するので、示されたＣＡＺＡＣもまた大きさ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）が一定である。

図７は、前記ＣＡＺＡＣシーケンスの自己相関特性を示す図である。上記のように、本実施例で使用するシーケンスは、優れた相関特性を持つことが好ましいので、前記ＣＡＺＡＣシーケンスに対する時間領域における自己相関特性を見ると、理想的な自己相関特性を示すことがわかる。結論的に、前記ＣＡＺＡＣシーケンスは、本実施例が要求する様々な条件に符合するシーケンスの一つであるということがわかる。

以下、本発明の一実施例によって、時間領域シーケンスをＦＦＴ演算を通じて周波数領域シーケンスに変換する方法（Ｓ１０３）について説明する。

ＯＦＤＭシステムで定められた規格に合わせて周波数領域で修正するために、時間領域シーケンスを周波数領域シーケンスに変換させる方法で、下記数学式４のように時間領域で生成された長さＮのシーケンスをＮ−ポイントＦＦＴによって周波数領域シーケンスに変化させる。

上記数学式でｋ＝０，１，２，…，Ｎ−１を満足する。

上記のように時間領域で生成された時間領域シーケンスを、上記数学式４により周波数領域シーケンスＡ_ｋに変換する。

シーケンスの長さがＮ＝１０２４の場合における周波数領域の特性は、図８及び図９の通りになる。図８は、本発明の一実施例による時間領域シーケンスの周波数領域における大きさ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）を示す図である。上記のように、本発明の一実施例で使用されるコードシーケンスは、スペクトラムマスクによる問題を解決するべく可能なかぎり一定の大きさを持つことが好ましいが、図８の結果がこれを満足する。

図９は本発明の一実施例による時間領域シーケンスの周波数領域における自己相関特性を示す図である。上記のように、本発明の一実施例で使用されるコードシーケンスは、優れた相関特性を持つことが好ましいが、図９の結果がこのような条件を満足する。

以下、本発明の一実施例によってＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を挿入する段階（Ｓ１０５）について説明する。

一般に、特定のＯＦＤＭ通信方法では、ＤＣ副搬送波の挿入と一定の保護副搬送波の挿入を要求できる。もし、特定のＯＦＤＭ通信方法の定められた規格に合わせるためにＤＣ副搬送波保護副搬送波を挿入しなければならない場合、この段階（Ｓ１０５）を行う。前記ＤＣ副搬送波の挿入は、送受信のＲＦ端でＤＣオフセットによる問題を解決するために、周波数領域で周波数が０の副搬送波にデータ０を挿入することをいう。また、前記保護副搬送波の挿入は、隣接チャンネル干渉（ＡＣＩ：Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を減少させるために保護副搬送波を挿入することをいう。

たとえば、ＩＥＥＥ ８０２．１６システムの要求条件によってＮ＝１０２４の場合についてＤＣと保護副搬送波とを合わせて１７２個のナル（ｎｕｌｌ）を挿入した結果は、図１０及び図１１に示されている。

図１０は、本実施例によってＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を挿入した結果に対する大きさを示す図である。上記のように、周波数０の地点には０の大きさを持ち、周波数インデックス（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｉｎｄｅｘ）５００付近には保護副搬送波が挿入される。前記保護副搬送波は、通信方法によって様々に挿入されることができる。ＦＦＴの周期的な特性によって図１１のような方式でシーケンスがマッピングされることができ、図１１のようにマッピングされる場合、周波数領域において両側端に保護副搬送波を挿入せず、中央に保護副搬送波（ｇｕａｒｄ ｃａｒｒｉｅｒ）を挿入できる。

図１２は、本実施例によってＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を挿入した結果に対する周波数領域における自己相関特性を示す図である。ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波の挿入後の自己相関特性は、ほとんど理想的な相関特性に近接していることがわかる。

以下、本発明の一実施例によって、以前段階が行われたシーケンスにＰＡＰＲ減殺方式を適用する段階（Ｓ１０７）について説明する。

上記のように、ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波挿入により時間領域信号が変形され、ＰＡＰＲが増加することができる。本実施例は、上記のように増加したＰＡＰＲを減少させるためにＰＡＰＲ減殺方式を再び行うことができる。この時、周波数領域シーケンスのコードに対する大きさレベル変化を最小限に抑えながら、ＰＡＰＲ減殺方式を適用することが好ましい。この段階を行った周波数領域シーケンスは、送受信側で既に知っている値で、以降、他の用途（例えば、チャンネル推定等）のための基準信号として活用することが可能である。

以下、本発明の一実施例よって、本発明のＩＦＦＴ演算を通じて前記シーケンスを時間領域シーケンスに変換する段階（Ｓ１０９）について説明する。

この段階は、最終的な時間領域プリアンブルシーケンスを生成する方法で、下記数学式５のように行われ、この時に生成されたシーケンスは、同期、信号検出及び区分などの用途とすることができる。

Ｎ＝１０２４の場合に対して上記数学式５を適用した結果は、図１３及び図１４の通りになる。図１３は、本実施例による最終的な時間領域シーケンスの性状図である。また、図１４は、本実施例による最終的な時間領域シーケンスの時間領域における自己相関特性を示す。図１３及び図１４に示すように、前記最終的なプリアンブルシーケンスは、優れた特性を示す。

従来のＩＥＥＥ ８０２．１６システムの１０２４ ＦＦＴモードにおいてインデックスが０、ＩＤｃｅｌｌが０、セクターが０である場合におけるプリアンブルシーケンスにＤＣ副搬送波と保護副搬送波とを合わせたナル（ｎｕｌｌ）副搬送波が１７２個である場合のシーケンスの性状図は、図１５のようになる。従来方式による場合、ＰＡＰＲ値は約５．８３ｄＢであるのに対し、本発明によるプリアンブルシーケンスのＰＡＰＲ値は２．４９ｄＢと、本発明によるプリアンブルシーケンスが優れた性能を示した。

本発明による方法は、シーケンスの生成時にＤＣ及び保護副搬送波を挿入する場合、周波数領域で生成するものよりも多い種類のシーケンスを生成することができる。

例えば、一実施例のＣＡＺＡＣシーケンスを生成する時、周波数領域で生成する場合に用いられる副搬送波は８５２個であるから、周波数領域シーケンスの長さは８５２個となる。したがって、８５２以下の自然数のうち、８５２と互いに素な自然数は２８０個であるから、計２８０種類のシーケンスが生成されることができる。

これに対し、本発明による方法は、時間領域におけるシーケンス長は１０２４である。したがって、１０２４以下の自然数のうち、１０２４と互いに素な自然数は５１２個であり、計５１２種類のシーケンスが生成されることができる。

（第２実施例）
以下、上記の第１実施例のシーケンスをＬＴＥなどの様々な通信システムに適用する一例について説明する。すなわち、以下の第２実施例は、第１実施例で説明したＣＡＺＡＣシーケンスのいずれか一つを、ＬＴＥシステムのＰ−ＳＣＨに適用する方法に関する。より具体的に、ＣＡＺＡＣシーケンスのいずれか一つであるフランク（Ｆｒａｎｋ）シーケンスを時間領域で反復させた後、周波数領域でデータを処理する方法によってＰ−ＳＣＨを生成する。

第２実施例は、Ｆｒａｎｋシーケンスを用い、Ｐ−ＳＣＨが満足すべき要求条件を全て満足するシーケンスを提案する。

第２実施例で用いられるＦｒａｎｋシーケンスは、上記のＣＡＺＡＣシーケンスの一種で、時間及び周波数領域の両方で一定の波形（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｅｎｖｅｌｏｐ）を有し、理想的な自己相関（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を持つ。［R. L. Frankand S. A.Zadoff, “Phase shift puls ecodes with goodperiodic correlation properties,” IRE Trans. Inform. Theory, vol. IT-8, pp.381-382, 1962.］
一方、留意すべき点は、ＬＴＥでＰ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨがＦＤＭ方式で多重化されいる場合に、Ｆｒａｎｋシーケンスを用いてＰＳＣＨを構成するという議論は既に提案されたことがある。しかし、第２実施例が提案する方法は、Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨがＴＤＭ方式で多重化された場合に、従来提案された方式に比べてより優れた性能を示すＰ−ＳＣＨを提案する。

以下、既に提案されたＰ−ＳＣＨ構成方法について説明し、第２実施例と比較する。

Ｆｒａｎｋシーケンスは、下記数学式６のように表すことができる。

前記ｌ_ｋは、下記数学式７で表される。

上記数学式６及び７で、Ｎは、Ｆｒａｎｋシーケンスの長さ（ｌｅｎｇｔｈ）Ｎを表し、Ｎ＝ｍ^２を満足すべきである。また、ｒは、ｍと互いに素なｍ以下の自然数である。

例えば、Ｎ＝４の場合、上記数学式６によるシーケンスは、ＢＰＳＫと同じ性状図（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｍａｐ）を持つ。また、Ｎ＝１６の場合、ＱＰＳＫと同じ性状図を持つ。Ｎ＝１６、ｒ＝１に対して時間領域で生成したＦｒａｎｋシーケンスは下記表２に示し、周波数領域に変換したシーケンスは下記表３に示す。

上記表２の結果は、結局としてＱＰＳＫ変調と同一になり、上記表３の結果は一定の大きさ（ｃｏｎｓｔａｎｔ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）を持つ。

例えば、実際に用いられる副搬送波（ｕｓｅｄ ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）の個数が１６の場合、上記表３の結果を用いると、スケーラブル帯域幅（ｓｃａｌａｂｌｅ ｂａｎｄ ｗｉｄｔｈ）に関らずに使用可能である。

時間領域で行われる時間同期獲得（ｔｉｍｉｎｇ ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）のような動作が行われる時に、ＢＰＳＫあるいはＱＰＳＫ方式で変調されていると、相関値を計算する複雑度が減少する。すなわち、複素演算ではなく簡単な符号変換器などを用いて単純複素足し算で相関値を計算するので、計算の複雑度が減少する。

また、ＦｒａｎｋシーケンスはＣＡＺＡＣシーケンスであるから、時間領域及び周波数領域の両方でも優れた相関特性を示す。

また、Ｆｒａｎｋシーケンスは、時間及び周波数領域のいずれでも一定の値を持つので、ＰＡＰＲが低く、チャンネル推定用に活用される場合、最適の条件を持つ。

例えば、Ｎ＝１６、ｒ＝１に対して時間領域で受信した信号ベクトルｒ＝［ｒ(０)ｒ(１)…ｒ(１５)］とし、時間同期獲得（ｔｉｍｉｎｇ ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）のために知らされた信号（ａ＝[ａ(０)ａ(１)…ａ(１５)]^Ｔ）と相関値を計算する数学式は、次の通りである。この場合、前記信号ａは、上記表２のとおりである。

数学式８によって直接演算すると、一つのＲ(ｄ)を計算するために計１５回の複素掛け算（ｃｏｍｐｌｅｘ ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ）と１５回の複素足し算（ｃｏｍｐｌｅｘ ａｄｄｉｔｉｏｎ）が必要である。

しかし、ｆｒａｎｋシーケンスであるａの特性の上、乗じられる受信信号の実数（ｒｅａｌ）、あるいは虚数（ｉｍａｇｉｎａｒｙ）値の符号のみを変更して足し算を行い、相関値を計算できる。したがって、複素掛け算無しで１５回の複素足し算のみで演算を終えることができる。

既に提案された方法は、上記のＦｒａｎｋシーケンスの長所を用いてＰ−ＳＣＨを構成する。すなわち、長さ１６のＦｒａｎｋシーケンスを用いて、６４個の副搬送波に写像（ｍａｐｐｉｎｇ）されるＦＤＭ方式のＰ−ＳＣＨが提案された。

図１６は、既に提案されたＰ−ＳＣＨの構成方法を示す。まず、長さ１６のＦｒａｎｋシーケンスを周波数領域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｏｍａｉｎ）で２個の周波数インデックス間隔で挿入する。言い換えると、上記表３のシーケンスを２個の周波数インデックス間隔で挿入する。２個の周波数インデックス間隔とは、ｋ番目の副搬送波にはｍ番目のシーケンスが挿入され、ｋ＋１番目の副搬送波にはシーケンスが挿入されなく、ｋ＋２番目の副搬送波にｍ＋１番目のシーケンスが挿入されるというのを意味する。

このように２個の周波数インデックス間隔で挿入されたシーケンスを周波数領域で複写して拡張すると、計６４個の副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）に写像（ｍａｐｐｉｎｇ）される図１６のような形態のシーケンスが得られる。このような図１６のシーケンスは、時間領域で２サンプル間隔で挿入され、２回反復される形態で構成される。

本発明の第２実施例は、上記のＰ−ＳＣＨの構成方法を次のような部分で改善する。

まず、既に提案されたＰ−ＳＣＨの構成方法によるシーケンスは、時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）で０である値が存在し、ＰＡＰＲ特性が非常に悪くなる特性がある。第２実施例は、このような特性を改善する。

また、現在ＬＴＥで使用可能な副搬送波は７２個であるが、既に提案された方法は、６４個のみ使用するので、周波数ダイバーシティ側面で損失を持つ特性がある。第２実施例は、このような特性を改善する。

また、既に提案された方法はＤＣ搬送波（すなわち、０番目搬送波）による問題を解決するために、偶数番目でない奇数番目副搬送波にシーケンスを挿入した。違い表現すれば、奇数周波数インデックスを持つ副搬送波にデータを挿入した。このような部屋式によって生成されたシーケンスを時間領域で観察すれば、Ｆｒａｎｋシーケンスの長所である時間領域でQPＳK形態でない他の形態で（に）変質してしまう致命的な問題を持つ。すなわち、複素数演算の複雑度が増加する問題が発生する。第２実施例はこのような特性を改善する。

図１７は、第２実施例によるＰ−ＳＣＨを生成する方法を示すフローチャートである。図５Ｂ及び図１７を見ると、第２実施例が基本的に第１実施例の方法に基づくことがわかる。

図１７に示すＳ１７０１〜Ｓ１７０５段階は、後ほど詳細に説明される。

図１８は、ＬＴＥ規格のＰ−ＳＣＨが写像される副搬送波を示す図である。ＬＴＥ規格のＰ−ＳＣＨは、ＤＣ搬送波を中心に７３個の副搬送波（ＤＣ搬送波を含む）に写像（ｍａｐｐｉｎｇ）される。

第２実施例は、前記ＬＴＥ規格で要求する７３個の副搬送波（ＤＣ搬送波を含む）に写像されるシーケンスを生成するために、時間領域で２回反復される構造のシーケンスを提供する。すなわち、時間領域で２×ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ構造を持つシーケンスを提案する。この場合、ＤＣ副搬送波の処理が行われると、７２長さのフランクシーケンスのうち、７１長さのフランクシーケンスが用いられる。

この時、時間領域で２回反復されるシーケンスは、Ｆｒａｎｋシーケンスであることが好ましい。また、Ｆｒａｎｋシーケンスの長さは３６であり、数学式６における変数ｒは１であることが好ましい。もし、長さが３６の場合、Ｆｒａｎｋシーケンスは６−ＰＳＫと同じ性状図を持つ。

第２実施例でＦｒａｎｋシーケンスの長さを３６と選択した理由は、７３個の副搬送波に写像（ｍａｐｐｉｎｇ）されるシーケンスを作らなければならないためである。すなわち、３６長さのシーケンスを２回反復してシーケンスを生成すると、ＬＴＥ規格に符合するためである。

もちろん、反復される形態を希望しない場合は、前記ＬＴＥシステムに対して長さ６４を選択することができる。また、４回反復させてＰＳＣＨを生成する場合には、長さ１６のＦｒａｎｋシーケンスを使用することができる。

以下、図１７のＳ１７０１を説明する。

Ｎ_ｐｒｅ（Ｐ−ＳＣＨを生成するための初期シーケンスの長さ）＝３６のＦｒａｎｋシーケンスを生成する。この時、数学式６における変数ｒは１とする。

図１９は、長さ３６のＦｒａｎｋシーケンスを時間領域で示したブロック図である。図１９のシーケンスは、ａ(ｉ)、ｉ＝０，１，…，３５で表されることができる。下記表４は、インデックスｉによって前記ａ(ｉ)の実数値と虚数値を表す。下記表４は、時間領域でシーケンスの値を表す。

以下、Ｓ１７０２段階について説明する。

長さ３６のＦｒａｎｋシーケンスを使用する場合、時間領域で２回反復してシーケンスを生成する。図２０は、第２実施例によって時間領域で２回反復してシーケンスを生成した結果を示すブロック図である。

図２０のように２回反復された信号を０回乃至７１回のインデックスを用いて表に示すと、下記表５のようになる。

上記表５のシーケンスの値は、時間領域における値である。

以下、Ｓ１７０３について説明する。

Ｓ１７０２で生成された長さ７２のＦｒａｎｋシーケンス（すなわち、時間領域で２回反復されたシーケンス）を、７２ポイントＦＦＴまたはＤＦＴ変換を通じて周波数領域信号に変換させる。この場合、周波数領域から見れると、時間領域における反復が２回行われたので、周波数領域で偶数番目の周波数インデックスから交互に挿入（ａｌｔｅｒｎａｔｅｄ ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）されたものと見える。すなわち、図２１のようら、偶数番号目の周波数インデックスにシーケンスが挿入される。すなわち、図２１は、Ｓ１７０３の結果を示す図である。

偶数番目の周波数インデックスに挿入されたシーケンスの値を、下記表６に示す。

以下、Ｓ１７０４段階について説明する。

Ｓ１７０４段階は、ＤＣ副搬送波による問題を解決する段階である。もし、使用しようとする通信規格でＤＣ副搬送波部分を使用しないと（すなわち、ＤＣ副搬送波を介して０を送信すると）、このＳ１７０４段階を行うことが好ましい。第２実施例は、ＤＣ副搬送波問題を解決する２つの方法を提案する。その一つの方法として、Ｓ１７０４−１段階を説明し、もう一つの方法として、Ｓ１７０４−２段階を説明する。

まず、Ｓ１７０４−１段階について説明する。

Ｓ１７０４−１段階は、ＤＣ副搬送波に位置している該当のシーケンスをパンクチャリング（すなわち、０でnullification）する段階である。

図２２は、Ｓ１７０４−１段階の結果を示す図である。すなわち、図２１の結果に対してＳ１７０４−１段階を行うと、図２２の結果が得られる。

図２２の結果を、下記表７に示す。

以下、Ｓ１７０４−２段階について説明する。

第２実施例のＳ１７０４−２は、ＤＣ副搬送波を避けて該当のシーケンスを写像（ｍａｐｐｉｎｇ）させる段階である。

上記のＳ１７０２で、時間領域で２回シーケンスを反復した。したがって、Ｓ１７０３の結果もまた、周波数領域で２個の周波数インデックス間隔で挿入される形態を持つ。すなわち、偶数番目の周波数インデックスにシーケンスが挿入される。

この場合、第２実施例は、Ｓ１７０４−２段階を行い、生成されたシーケンスに右側または左側に循環遷移（ｃｉｒｃｕｌａｒ ｓｈｉｆｔ）を行う。図２３は、図２１の結果を右側に循環遷移した結果である。

図２３の結果を、下記表８に示す。

前記Ｓ１７０４−１またはＳ１７０４−２段階を比較すると、Ｓ１７０４−１の方法がより好ましいことがわかる。Ｓ１７０４−１は、既に知っている上記表５の信号を用いて、簡単な演算を通じて相関値を計算できる。相関値を計算する具体的な方法は、後述される。しかし、Ｓ１７０４−２は奇数番目のインデックスにシーケンスを挿入することから時間領域シーケンスの値が変わることとなり、簡単な演算で相関値を求め難い。もちろん、受信側で搬送波周波数（ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を副搬送波間の間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ）だけ移動させて受信する方法で解決するしても良いが、これは１番目の副搬送波がＤＣ成分になるため、ＤＣオフセットが発生する問題がある。したがって、Ｓ１７０４−１方法が好ましい。もちろん、受信後に時間領域で特定の複素数を乗じて周波数シフトを行っても良い。しかし、簡単な相関値計算のために前記特定の複素数を乗じる方法は、効率性が低すぎる方法である。

以下、Ｓ１７０５段階について説明する。Ｓ１７０５段階は、受信側でダウンサンプリング（ｄｏｗｎ ｓａｍｐｌｉｎｇ）を行わず、１２８ポイントＦＦＴを適用する場合のための追加的な段階である。

Ｓ１７０５段階は、受信側がダウンサンプリング（ｄｏｗｎ ｓａｍｐｌｉｎｇ）を支援しない時に有用である。ＬＴＥシステムを取り上げると、副搬送波間の間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ ｓｐａｃｉｎｇ）は、１５ｋＨｚである。もし、１２８ポイントＦＦＴ（または、ＤＦＴ）が適用される場合、時間領域では１２８個のサンプルの値が算出され、これは１．９２ＭＨｚのサンプリング周波数（ｓａｍｐｌｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を持つ。受信側は、受信信号を１．０８ＭＨｚにフィルタリングした後、次の動作のうちいずれか一つ行うことができる。第一は、１．９２ＭＨｚのサンプリング周波数（１２８サンプルに相応する周波数）をそのまま使用することで、第二は、１．０８ＭＨｚ（７２サンプルに相応する周波数）のサンプリング周波数でダウンサンプリング（ｄｏｗｎ ｓａｍｐｌｉｎｇ）して使用する方法である。Ｓ１７０５段階は、受信側でダウンサンプリング（ｄｏｗｎ ｓａｍｐｌｉｎｇ）を行わず、１．９２ＭＨｚのサンプリング周波数をそのまま使用する場合のための追加的な段階である。

アップサンプルを行うべき場合、Ｓ１７０５段階は、１．０８ＭＨｚ（７２サンプルに相応する周波数）で生成されたシーケンスを１．９２ＭＨｚでアップサンプリング（ｕｐ ｓａｍｐｌｉｎｇ）する。デジタルアップサンプリング（Ｄｉｇｉｔａｌ ｕｐｓａｍｐｌｉｎｇ）方法は、５６（＝１２８−７２）個の副搬送波に対して０挿入（ｚｅｒｏ ｐａｄｄｉｎｇ）をし、その結果に対して１２８ポイントＩＦＦＴを行うことに基づく。詳細なサンプリング方式は、本発明の属する技術分野における通常の知識を持つ者にとっては明らかであるので、付加的な説明は省略する。ちなみに、転送詩に上記表７または表８のシーケンスを該当の帯域、すなわち、１．０８ＭＨｚ帯域内に使用すればよい。

以下、第２実施例で提案するＰ−ＳＣＨシーケンスを受信した受信側における動作について説明する。すなわち、受信側での相互相関（ｃｒｏｓｓ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）方法について説明する。

上記した一例は、時間領域で２回反復される形態であるから、自己相関（ａｕｔｏ−ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を用いて受信信号の一定範囲を決定した後に、決定された範囲に対して相互相関を用いて微細（ｆｉｎｅ）同期獲得過程を行うことができる。自己相関の方法を通じて反復する受信信号の一定範囲を決定する方法は、既存方法をそのまま適用すればいいので、以下、相互相関方法を通じて演算量を減少させる方法についてのみ説明する。

相互相関方法を通じた時間同期獲得（ｔｉｍｉｎｇ ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）方法は、下記数学式９のようである。

上記数学式９でp(n)、r(n)、M、

、

のそれぞれは、時間領域で知っているＰ−ＳＣＨシーケンス値、受信信号、部分的な相関（ｐａｒｔｉａｌ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）方法を行うためのＭ値、ＦＦＴ大きさ、検出された時間同期位置を表す。

Ｐ−ＳＣＨで反復形態がない時、２ＧＨｚ帯域で周波数オフセットが５ｐｐｍが最大であれば、Ｍ＝２で充分な性能を示す。したがって、上記の一例で２回反復する構造を使用するので、数学式９ではＭ＝１で充分な性能を示す。したがって、反復される区間内では部分的な相関方法を適用する必要がない。

数学式９に基づいてＬＴＥシステムで、受信信号を１．０８ＭＨｚサンプリング周波数でダウンサンプリングをし（７２サンプル）、１０ｍｓ内にＰ−ＳＣＨが２シンボル存在するので、５ｍｓ区間平均して時間同期を獲得する場合に、時間同期獲得のための計算の複雑度は、下記数学式１０のようになる。

本発明による相関値計算法を説明するために、上記表４のＦｒａｎｋシーケンスを例にして説明する。

もし、受信信号がｒ＝［ｒ(０)ｒ(１)ｒ(２)，…，ｒ(３５)］とすれば、受信信号と上記表４の相関値演算は、次のように並列に処理する。

まず、実数値は下記数学式１１ａのように処理される。

数学式１１ａ及び数学式１１ｂによる複雑度を表示すると、次の数学式１２のようになる。数学式１２と数学式１０とを比較すると、複雑度に大きな差があることをわかる。

また、ｃｏｓ(ｐｉ／３)＝１／２であるから、これは、ハードウェア具現時に１ビットシフト（ｓｈｉｆｔ）に該当するので、演算量側面で無視して良い。この場合、演算量は下記の数学式１３のようになる。

また、ｓｉｎ(ｐｉ／３)＝ｓｑｒｔ(３)／２＝０．８６６０であるから、これを０．７５（＝１／２＋１／４）に近似化する。この場合、ビットシフト（ｂｉｔ ｓｈｉｆｔ）で具現可能なので、演算量を無視すると、下記の数学式１４のように複雑度が減少する。

一方、‘＋’または‘−’符号は、符号反転器によって簡単に具現されるので、演算量に含めなかった。

上記の一例は、時間領域で２回反復してＰ−ＳＣＨを構成した。しかし、このような具体的な数値は、本発明の一例を説明するためのものに過ぎず、本発明がこのような具体的な数値に制限されることはない。

例えば、初期シーケンスとして長さ１６のＦｒａｎｋシーケンスを使用することができる。すなわち、Ｓ１７０１段階で、長さ１６のＦｒａｎｋシーケンスを生成する。また、Ｓ１７０２段階で、長さ１６のＦｒａｎｋシーケンスを時間領域で４回反復させる。また、Ｓ１７０３段階で、６４ＦＦＴを通じてシーケンスを周波数領域に変換させる。この場合は、周波数領域で４個の周波数インデックスごとにシーケンスが挿入される形態を見せる。Ｓ１７０４段階で、ＤＣ搬送波の位置にパンクチャリングを行ったり、ＤＣ搬送波を避けてシーケンスを挿入する。以降、シーケンスを時間領域信号に変換させ、必要によってＳ１７０５段階を行うことができる。

以上説明してきた内容に基づき、当業者なら、本発明の技術思想を逸脱しない範囲で様々な変更及び修正が可能であることは明らかである。したがって、本発明の技術的範囲は、以上の詳細な説明に限定されず、特許請求の範囲によって定められるべきである。

ＩＥＥＥ ８０２．１６システムの下りリンク副フレーム（ｓｕｂ ｆｒａｍｅ）の構造を示す図である。 ＩＥＥＥ ８０２．１６システムで０番目のセクターから転送されるプリアンブルを転送する副搬送波集合を示す図である。 Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨが無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）に含まれる様々な方法を示す図である。 Ｐ−ＳＣＨとＳ−ＳＣＨが無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）に含まれる様々な方法を示す図である。 本発明の一実施例が適用される送受信機構造を示す図である。 本発明の一実施例による合理的な相関関係特性を維持し、ＰＡＰＲの低いシーケンスの時間領域設計方法を説明するためのフローチャートである。 本実施例によって用いられるＣＡＺＡＣシーケンスの性状（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）図である。 上記ＣＡＺＡＣシーケンスの自己相関特性を示す図である。 本発明の一実施例による時間領域シーケンスの周波数領域における大きさ（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）を示す図である。 本発明の一実施例による時間領域シーケンスの周波数領域における自己相関特性を示す図である。 本実施例によってＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を挿入した結果に対する大きさを示す図である。 ＦＦＴの周期的な性質によってシーケンスをマッピングする方式を示す図である。 本実施例によってＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を挿入した結果に対する周波数領域における自己相関特性を示す図である。 本実施例による最終的な時間領域シーケンスの性状図を示す図である。 本実施例による最終的な時間領域シーケンスの時間領域における自己相関特性を示す図である。 従来技術による最終的な時間領域シーケンスの性状図を示す図である。 Ｐ−ＳＣＨを構成する一つの方法を示す図である。 第２実施例によるＰ−ＳＣＨを生成する方法を示すフローチャートである。 ＬＴＥ規格のＰ−ＳＣＨが写像される副搬送波を示す図である。 長さ３６のＦｒａｎｋシーケンスを時間領域で示すブロック図である。 第２実施例によって時間領域で２回反復してシーケンスを生成した結果を示すブロック図である。 Ｓ１７０３の結果を示す図である。 Ｓ１７０４−１段階の結果を示す図である。 図２１の結果を右側に循環遷移（ｃｉｒｃｕｌａｒ ｓｈｉｆｔ）した結果を示す図である。

Claims (15)

1. 複数の搬送波を用いてデータを転送する通信システムにおいて、
   時間領域で特定長さの時間領域シーケンスを生成する段階と、
   前記生成されたシーケンスの長さによって前記時間領域シーケンスに対するＤＦＴまたはＦＦＴ演算を行い周波数領域シーケンスを生成する段階と、
   前記周波数領域シーケンスにＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を含める段階と、
   前記ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波の含まれた周波数領域シーケンスに対するＩＤＦＴまたはＩＦＦＴ演算を行う段階と、
   を含んでなる、複数の搬送波を用いてデータを転送する方法。
2. 前記時間領域シーケンス
   

   

   は、
   前記シーケンスの特定の長さがＮであり、Ｍが前記Ｎと互いに素な自然数である場合、
   

   

   により生成されることを特徴とする、請求項１に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送する方法。
3. 前記時間領域シーケンスは、特定のサブシーケンスを反復させて生成されることを特徴とする、請求項１に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送する方法。
4. 前記ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波の含まれた周波数領域シーケンスにＰＡＰＲ減少方式を適用する段階をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送する方法。
5. 時間領域で特定長さの時間領域シーケンスを生成するシーケンス生成モジュールと、
   前記生成されたシーケンスの長さによって前記時間領域シーケンスにＤＦＴまたはＦＦＴ演算を行う周波数変換モジュールと、
   前記ＤＦＴまたはＦＦＴ演算の行われた周波数領域シーケンスにＤＣ副搬送波及び保護副搬送波を含めるデータ挿入モジュールと、
   前記ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波の含まれた周波数領域シーケンスに対するＩＤＦＴまたはＩＦＦＴ演算を行うモジュールと、
   を備えてなる、複数の搬送波を用いてデータを転送装置
6. 前記シーケンス生成モジュールは、
   前記シーケンスの特定の長さがＮであり、Ｍが前記Ｎと互いに素な自然数である場合に、前記時間領域シーケンス
   

   

   を、
   

   

   により生成することを特徴とする、請求項５に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送装置。
7. 前記時間領域シーケンスは、特定のサブシーケンスを反復させて生成されることを特徴とする、請求項５に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送装置。
8. 前記ＤＣ副搬送波及び保護副搬送波の含まれた周波数領域シーケンスにＰＡＰＲ減少方式を適用するＰＡＰＲ減少モジュールをさらに備えることを特徴とする、請求項５に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送装置。
9. 複数の搬送波を用いてデータを転送する通信システムにおいて、
   第１シーケンスを時間領域で反復して第２シーケンスを生成する段階と、
   前記生成された第２シーケンスをＦＦＴまたはＤＦＴ演算を用いて周波数領域シーケンスに変換する段階と、
   ＤＣ副搬送波にナル（ｎｕｌｌ）が割り当てられるように前記周波数領域シーケンスにデータ処理を行う段階と、
   前記データ処理の行われた周波数領域シーケンスにＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ演算を行い、時間領域シーケンスに変換する段階と、
   を含む、複数の搬送波を用いてデータを転送する方法。
10. 前記第１シーケンスは、フランクシーケンスであることを特徴とする、請求項９に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送する方法。
11. 前記フランクシーケンスの長さは３６であることを特徴とする、請求項１０に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送する方法。
12. 前記データ処理を行う段階は、
    ＤＣ副搬送波に相応するシーケンス値を０に処理する段階であることを特徴とする、請求項９に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送する方法。
13. 前記データ処理を行う段階は、
    前記周波数領域シーケンスに循環遷移（ｃｉｒｃｕｌａｒ ｓｈｉｆｔ）を行う段階であることを特徴とする、請求項９に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送する方法。
14. 前記ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ演算を行って変換された時間領域シーケンスは、同期検出のための主同期チャンネル（ｐｒｉｍａｒｙ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｃｈａｎｎｅｌ:Ｐ−ＳＣＨ）に相応することを特徴とする、請求項９に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送する方法。
15. 前記ＩＦＦＴまたはＩＤＦＴ演算を行って変換された時間領域シーケンスの長さは、７２であることを特徴とする、請求項９に記載の複数の搬送波を用いてデータを転送する方法。

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