CN101346916A - 使用多个载波传输数据的装置和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及通信系统中基于多个载波的数据收发方法，尤其涉及在使用正交副载波的通信系统中设计序列的方法。本发明包括以下步骤：在时域中生成具有一特定长度的时域序列；通过根据所生成的序列的长度对该时域序列执行DFT或FFT运算生成频域序列；在该频域频率中纳入DC副载波和保护副载波；以及对包括DC副载波和保护副载波的该频域序列执行IDFT或IFFT运算。

Description

使用多个载波传输数据的装置和方法
技术领域
本发明涉及通信系统中基于多个载波的数据收发方法，尤其涉及在使用正交副载波的通信系统中设计序列的方法。
背景技术
首先，对本发明使用的OFDM、OFDMA以及SC-FDMA方案解释如下。
近来，对高速数据传输的需求增大。并且适于作有利于高速传输的方案的OFDM已被采用作为各种高速通信系统的传输方案。
在以下描述中，解释了OFDM(正交频分复用)。OFDM的基本原理在于将高速率数据流分为多个慢速率数据流并使用多个载波同时传送这些慢速率数据流。在此情形中，这多个载波中的每一个被称为一副载波。由于在OFDM的这多个载波之间存在正交性，所以即使这些载波的频率分量相互重叠，它们也能被接收端检测到。高速率数据流经由串-并转换器被转换成多个慢速率数据流，多个经并行转换的数据流分别被乘以副载波，相乘后的数据流被累加在一起，并且相应的和随后被传送到接收端。所以，OFDMA是根据OFDM中多个用户所请求的数据率向总带宽指派副载波的多址方案。
对根据相关技术的SC-FDMA(单载波FDMA)解释如下。
首先，SC-FDMA也被称为DFT-S-OFDM。相关技术的SC-FDMA是主要适用于上行链路的方案。在SC-FDMA中，在生成OFDM信号之前首先由DFT矩阵在频域中施加扩展操作、相应的结果通过常规OFDM技术进行调制，随后经调制的结果被传送。
为了解释SC-FDMA方案，定义了数个变量。‘N’指示携带OFDM信号的副载波的数目，‘Nb’指示给一随机用户的副载波的数目，‘F’指示离散傅里叶变换矩阵即DFT矩阵，‘s’指示数据码元向量，‘x’指示频域中的数据已扩展向量，并且‘y’指示时域中的传送的OFDM码元向量。
在SC-FDMA中，数据码元在传送前使用DFT矩阵进行扩展。这被表示为公式1。
[公式1]
x = F N b × N b s
在公式1中，
Figure A20068004223900052
是用于扩展数据码元的Nb大小的DFT矩阵。通过预定的副载波指派方案对该扩展向量(x)执行副载波映射。并且通过用IDFT模块将相应的结果变换到时域中获得将被传送到接收端的信号。将被传送到接收端的传输信号被表示为公式2。
[公式2]
y = F N × N - 1 x
在公式2中，FN×N -1是用来将频域信号转换成时域信号的N大小的DFT矩阵。在以上述方法生成的将被传送的信号‘y’中插入了循环前缀。并且，以上述方式生成传输信号并将该信号传送到传送端的方法被称为SC-FDMA。并且，对于特殊用途能够以各种方式控制DFT矩阵的大小。
以上解释是基于DFT或IDFT运算。然而为了解释方便，DFT(离散傅里叶变换)或FFT(快速傅里叶变换)运算在以下描述中两者之间不作区分地来使用。在DFT运算的输入值的数目是2的幂的情况下，对于本领域的技术人员显而易见的是，该DFT运算可用FFT运算来代替。所以，调用FFT运算的内容也原样地适用于DFT运算。
一般而言，在OFDM系统中，多个OFDM码元构成将要传送的一帧，并且首先为每一帧或以数帧为间隔传送前同步码。在这种情况下，构成该前同步码的OFDM码元的数目是基于OFDM系统的要求生成的。例如，在基于OFDM的IEEE 802.16系统中，针对每个下行链路帧的包括一个OFDM码元的前同步码首先被传送。并且，该前同步码被提供给通信终端以用于通信系统中的同步、蜂窝小区搜索、信道估计等用途。
OFDM系统的缺点在于传输信号的峰均功率比(下文简写为PAPR)相当高。由于OFDM信号是通过IFFT运算由多个载波传送的，所以OFDM信号的振幅大小可表示为这多个载波的大小之和。然而如果这多个载波的相位相互重合，则OFDM信号变成诸如冲激等的具有很高的值的信号从而具有相当高的PAPR。所以，根据该OFDM系统的传输信号降低了高输出线性放大器的效率并工作在该高输出放大器的非线性区中，由此导致信号畸变。
图1是IEEE 802.16系统中下行链路子帧的结构图。
参照图1，由一个OFDM码元构成的前同步码在每一帧之前被传送且被用于时间和频率同步、蜂窝小区搜索、信道估计等。
图2是IEEE 802.16系统中携带从第0扇区传送的前同步码的副载波集的示图。所指派的带宽的两端都被用作保护带。如果扇区的数目为3个，则每个扇区以三个副载波为间隔插入一序列而在其余副载波中插入‘0’(零)的方式来传送。
对该前同步码使用的相关技术序列解释如下。表1中示出了对该前同步码使用的序列。
[表1]
索引 ID蜂窝小区 扇区 序列(十六进制)
0 0 0  A6F294537B285E1844677D133E4D53CCB1F182DE00489E53E6B6E77065C7EE7D0ADBEAF
1 1 0  668321CBBE7F462E6C2A07E8BBDA2C7F7946D5F69E35AC8ACF7D64AB4A33C467001F3B2
2 2 0  1C75D30B2DF72CEC9117A0BD8EAF8E0502461FC07456AC906ADE03E9B5AB5E1D3F98C6E
... ... ...  ...
该序列由扇区号和和蜂窝小区ID号决定。每个所定义的序列按升序被转换成二进制信号并且随后通过BPSK调制被映射到一副载波。换言之，所提出的十六进制序列被转换成二进制序列(Wk)且该Wk被从MSB(最高有效位)到LSB(最低有效位)地映射。(0通过+1来映射而1通过-1来映射。例如，具有索引0的第0片段中十六进制‘C12’的Wk是110000010010...，经转换的二进制码值变为-1-1+1+1+1+1+1-1+1+1-1+1...。
以上所解释的相关技术序列是通过计算机模拟在由二进制码构成的各类序列当中搜索能在变换到时域中时够保持规定的相关性性质和低PAPR(峰均功率比)的序列来找到的。如果系统配置改变了或者该序列被应用于一不同的系统，那么就应寻找新的序列。
对新提议的用于3GPP(第三代合作伙伴计划)LET(长期演进)技术的序列解释如下。
有各种序列用于LTE系统。并且对用于LTE的信道的序列解释如下。
首先，用户装备先在同步信道(下文简写为SCH)上实行与基站的同步并执行蜂窝小区搜索以与该基站通信。
用于获得该用户装备所属的蜂窝小区ID并建立与该基站的同步的一系列过程被称为蜂窝小区搜索。一般而言，蜂窝小区搜索被分类为最初藉由用户装备的“上电”所执行的初始蜂窝小区搜索和处于空闲模式的用户装备搜索邻基站的邻蜂窝小区搜索。
SCH(同步信道)能够具有分层结构。例如，可应用P-SCH(主SCH)和S-SCH(副SCH)。
P-SCH和S-SCH可通过各种方法被纳入在无线电帧中。图3和图4是用以解释将P-SCH和S-SCH纳入在无线电帧中的各种方法的示图。在各种境况下，可根据图3或图4中所示的结构在LTE系统中配置SCH。
参照图3，P-SCH被纳入在第一子帧的最后一个OFDM码元中。并且，S-SCH被纳入在第二子帧的最后一个OFDM码元中。
参照图4，P-SCH被纳入在第一子帧的最后一个OFDM码元中。并且S-SCH被纳入在第一子帧的最后第二个OFDM码元中。
LTE系统能够使用P-SCH建立时间和频率同步。蜂窝小区群ID、帧同步信息、天线配置信息等可被包括在S-SCH中。
对由相关技术3GPP LTE系统所提出的P-SCH的配置方法解释如下。
首先，P-SCH经由以载波频率为中心的1.08MHz频带被传送。这对应于72个副载波。在此情形中，各副载波之间的间隔为15kHz。决定这一数值是因为在LTE系统中12个副载波被定义为一个RB(资源块)。在此情形中，72个副载波对应于6个RB。
用于诸如OFDM或SC-FDMA等使用多个正交副载波的通信系统的P-SCH优选地满足以下条件。
首先，在时域中自相关性质应良好以增强接收端的检测性能。
第二，同步检测的复杂度应很低。
第三，N×重复结构因为有极佳的频率偏移估计性能而是优选的。
第四，PAPR(峰均比率)或CM应很低。
第五，如果能够利用P-SCH进行信道估计，则相应的频率响应优选具有常数值。特别地，在信道估计方面，已知频域中平坦的响应具有最佳的信道估计性能。
然而，虽然相关技术已提出了各种序列，但仍不能满足上述各种条件。
发明内容
因此，本发明针对基本避免了由于相关技术的局限和缺点所引起的一个或多个问题的使用多个载波传送数据的装置及其方法。
本发明的目的是提供一种使用多个载波传送数据的装置及其方法，籍此可提供具有极好的相关性性质的序列。
本发明的其它特征和优点将在以下描述中阐述，并且部分可因该描述而显而易见或者可通过本发明的实践而获教。本发明的目的和其它优点将通过书面描述及其权利要求以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
为了实现这些和其它优点并根据如在此体现和宽泛描述的本发明的用途，根据本发明的一种在通信系统中使用多个载波传送数据的方法包括以下步骤：在时域生成具有一特定长度的时域序列；通过根据所生成的序列的长度对该时域序列执行DFT或FFT运算生成频域序列；在该频域序列中纳入DC副载波和保护副载波；以及对包括DC副载波和保护副载波的该频域序列执行IDFT或IFFT运算。
为了进一步实现这些和其它优点并根据本发明的用途，一种使用多个载波传送数据的装置，包括：序列生成模块，用于在时域生成具有一特定长度的时域序列；频率变换模块，通过根据所生成的序列的长度对该时域序列执行DFT或FFT运算来生成频域序列；数据插入模块，使得能够在执行了DFT或FFT运算后的频域频率中纳入DC副载波和保护副载波；以及对包括DC副载波和保护副载波的频域序列执行IDFT或IFFT运算的模块。
为了进一步实现这些和其它优点并根据本发明的用途，一种在通信系统中使用多个载波传送数据的方法包括以下步骤：通过在时域中重复第一序列生成第二序列；使用DFT或FFT运算将所生成的第二序列变换为频域序列；对该频域序列执行数据处理以向DC副载波分配空值；以及通过对经数据处理的频域序列执行IDFT或IFFT操作将该经数据处理的频域序列变换为时域序列。
应该理解，以上概述和以下详述仅是示例性和解释性的，且旨在提供对所主张权利的本发明的进一步解释。
附图简述
被包括以提供对本发明的进一步理解且被纳入于本说明书中并构成其一部分的附图示出了本发明的实施例并与描述一道起解释本发明的原理的作用。
在附图中：
图1是IEEE 802.16系统中下行链路子帧的结构图；
图2是IEEE 802.16系统中携带从第0扇区传送的前同步码的副载波集的示图；
图3和图4是用以解释在无线电帧中纳入P-SCH和S-SCH的各种方法的示图；
图5A是根据本发明的一个实施例的传送端和接收端的框图；
图5B是根据本发明的一个实施例的通过维持合理的相关性性质来设计具有低PAPR的序列的时序的方法的流程图；
图6是本发明的实施例使用的CAZAC序列的星座的坐标图；
图7是CAZAC序列的自相关性质的坐标图；
图8是根据本发明的一个实施例的时域序列在频域中的振幅的坐标图；
图9是根据本发明的一个实施例的时域序列在频域中的自相关性质的坐标图；
图10是根据本发明的一个实施例的插入DC副载波和保护副载波得到的结果的大小的坐标图；
图11是根据FFT的周期性性质来映射序列的方法的示图；
图12是根据本发明的一个实施例的插入DC副载波和保护副载波得到的结果在频域中的自相关性质的坐标图；
图13是根据本发明的一个实施例的最终时域序列的星座的坐标图；
图14是根据本发明的一个实施例的最终时域序列在时域中的自相关性质的坐标图；
图15是根据相关技术的最终时域序列的星座的坐标图；
图16是构成P-SCH的方法的示图；
图17是根据本发明的第二实施例的构成P-SCH的方法的流程图；
图18是根据LTE规范的P-SCH所映射的副载波的示图；
图19是时域中长度为36的Frank序列的框图；
图20是根据本发明的第二实施例的通过时域中的两次重复生成序列的结果的示图；
图21是步骤S1703的结果的示图；
图22是步骤S1704-1的结果的示图；以及
图23是对图21中所示的结果在向右方向上执行循环移位的结果的示图。
实施本发明的最佳模式
现在将具体参照其示例在附图中示出的本发明的优选实施例。
本发明提出了两个实施例。具体而言，本发明的第一实施例提出了一种用于各种系统的极佳序列。并且，本发明的第二实施例提出了作为本发明的第一实施例的示例的用于3GPP LTE系统的同步信道的序列。
第一实施例
图5A是根据本发明的一个实施例的传送端和接收端的结构框图。
参照图5A，对传送端解释如下。
首先，如果输入数据被输入，则以添加冗余比特的方式执行信道编码以防止该数据在信道中畸变。信道编码可使用turbo码、LDPC码等来执行。经信道编码的比特序列被映射到预定码元。并且，相应的码元映射可通过QPSK、16 QAM等来执行。数据码元经过子信道调制以被映射到携带该码元的多个副载波。通过子信道调制的信号经由IFFT在时域中被携带于一载波之上并随后通过滤波和模拟转换在无线电信道上被传送。
图5B是根据本发明的一个实施例的通过维持合理的相关性性质来设计一具有低PAPR的时域序列的方法的流程图。参照图5B对根据本发明的一个实施例的生成前同步码的方法解释如下。
参照图5B，一种生成前同步码的方法包括：在时域中生成以插入一长度为N的序列的步骤S101；通过N点FFT运算将该序列变换为频域序列的步骤S103；根据通信系统的要求插入DC(直流)副载波和保护副载波的步骤S105；根据执行步骤S105的结果对该序列应用PAPR衰减方案的步骤S107；以及通过N点IFFT(快速傅立叶逆变换)将该序列变换为时域序列的步骤S109。如先前描述中所提到的，可根据N的值而选择性地使用DFT或FFT是显而易见的。
参照附图对根据本发明的一个优选实施例的方法的各个相应步骤具体解释如下。
首先，对生成并插入长度N的序列的步骤S101解释如下。
本发明的一个实施例提出了一种形成和插入保持振幅恒定的值的序列的方法。为此，在本发明中，具有特定长度的序列是在时域中计算出的。并且，所计算出的序列在时域中被插入。
对本实施例中所使用的序列——即在时域中生成和插入的该序列所需的优选条件解释如下。
如在先前描述中所提到的，由于降低PAPR的序列对于提高传送端的放大器的效率是优选的，所以本实施例所使用的序列优选在时域中具有振幅恒定的值。并且，该序列优选地具有振幅在频域中和在时域一样变化较小的信号。
在大多数通信方法中，规定的频带被指派给特定的传送端和接收端并且所指派的频带可用的最大功率是受到限制的。具体而言，普通的通信方法中存在预定的谱遮罩(spectrum mask)。所以，即使传送了在时域具有恒定振幅的序列，如果该信号在频域中的振幅不恒定，则该序列于在频域中被推升的情况下仍可能超过该谱遮罩。
由于在频域中生成和插入该序列的情况下可容易地对频域中的振幅进行控制，所以该谱遮罩所形成的限制将并不明显。然而在本实施例中，该序列是在时域中生成来插入的。所以，应将频域中的功率值考虑在内。此外，如果频域中的信道值预先已知，则优选根据良好或不良的信道状态来执行功率分配。然而，由于因前同步码的特性要事先了解信道是很难的，所以副载波的功率通常被设为恒定。由于用于OFDM系统的FFT模块包括N点FFT模块，所以该序列优选具有长度N。
除了PAPR特性之外，本实施例所用的序列优选具有良好的相关性性质以便于信号的检测和甄别。这里，良好的相关性性质意味着良好的自相关性质和极佳的互相关性质。
优选地，该序列被生成为方便接收端建立同步。这里，同步意味着频率同步和时间同步。一般而言，如果一特定码型在时域中的一个OFDM码元内被重复，则有助于对频率和时间同步的捕获。
更加优选地，根据本实施例的序列具有在时域中的一个码元内重复的特定序列。例如，在本实施例的序列生成和插入步骤中，能够将通过N点FFT模块生成的具有同一码型的前同步码序列在一个OFDM码元中插入两次。对于通过在时域中重复同一码型来生成具有特定长度的序列的方法并无限制。
首先，以下示例是可能的。在执行了N点FFT或DFT运算的情况下，生成了长度为N/2的序列。通过重复插入所生成的序列两次，就能够构成具有总长度为N的前同步码序列。通过生成长度为N/4的序列并重复插入所生成的序列两次，就能够构成总长度为N/2的前同步码序列。并且，以上所构成的N/2前同步码序列在频域具有长度N/2。在此情形中，通过调节该序列在频域中的间隔，就能够生成长度为N的序列。
根据本发明的一个实施例，存在可通过考虑前述条件来选择的各种序列。作为本实施例的一个示例，对一种使用CAZAC序列在时域生成和插入长度为1,024的序列的方法进行了解释。根据本实施例，公式3中M＝1(M是与1,024互为质数的自然数)且长度为1,024的CAZAC(恒定振幅零自相关)[David C.Chu，“具有良好周期相关性性质的多相码(Polyphase Codes with Good PeriodicCorrelation Properties)”，Information Theory IEEE Transaction，第18卷，第4期，第531-532页，1972年7月]序列在时域被生成并被插入。
[公式3]
a n _ Chu = exp ( i Mπn 2 N ) , N为偶数时
a n _ Chu = exp ( i Mπn ( n + 1 ) N ) , N为奇数时
在公式3中，n＝0.1.2....，N-1。
如先前描述中所提到的，本实施例所用的特定码型可被重复。所以，该CAZAC序列能够通过调节N的值来重复一特定码型。具体而言，通过在公式1中生成M＝1且N＝512的CAZAC序列并重复所生成的CAZAC序列两次，就能够生成长度为1,024的序列。
图6是本发明的实施例所用的CAZAC序列的星座的坐标图。
参照图6，该CAZAC序列是多相码且具有如插图中所示的各种相位。如先前描述中所提到的，本实施例使用在时域保持恒定振幅的序列以降低PAPR。所以，该插图中所示的CAZAC具有恒定振幅。
图7是该CAZAC序列的自相关性质的坐标图。
参照图7，如先前描述中所提到的，本实施例所用的序列优选具有极佳的相关性性质。所以，如果观察该CAZAC序列在时域中的自相关性质，就能够知道显示出了理想的自相关性质。因此，能够知道该CAZAC序列是满足本实施例所要求的各种条件的序列之一。
对根据本发明的一个实施例通过FFT运算将时域序列变换为频域序列的步骤S103解释如下。
首先，时域序列被变换为频域序列以便在频域中按以下方式进行修正以遵循OFDM系统所决定的规范。类似于公式4，在时域中生成的长度为N的序列通过执行N点FFT被变换为频域序列。
[公式4]
A k = Σ n = 0 N - 1 a n e - j 2 πkn / N
在公式4中，k＝0，1，2，...，N-1。
如在先前描述中所提到的，在时域中生成的时域序列通过公式4被变换为频域序列Ak。
关于序列长度N＝1,024情形的频域特性在图8和图9中被示出。
图8是根据本发明的一个实施例的时域序列在频域中的振幅的坐标图。
参照图8，如在先前描述中所提到的，本发明的一个实施例所用的码序列优选需要具有恒定振幅以解决谱遮罩所引起的问题，图8中所示的结果满足了这点。
图9是根据本发明的一个实施例的时域序列在频域中自相关性质的坐标图。
参照图9，如在先前描述中所提到的，本发明的一个实施例所用的码序列优选需要具有良好的相关性性质，图9中所示的结果满足了这一点。
对上述根据本发明的一个实施例的方法中插入DC副载波和保护副载波的步骤S105解释如下。
首先，在一特定OFDM系统中，DC副载波的插入以及预定保护副载波的插入可能是被要求。在需要插入DC和保护副载波以满足该特定OFDM系统中所定义的要求的情况下，执行步骤S105。DC副载波插入意味着在频域中的频率为‘0’(‘零’)的副载波中插入了数据‘0’(零)以解决传送/接收端的RF端中的DC偏移所引起的问题。并且，保护副载波插入意味着插入了保护副载波以降低毗邻信道干扰(ACI)。
如果根据IEEE 802.16系统的要求N＝1,024，则图10和11中示出了插入包括DC和保护副载波的172个空值的结果。
图10是根据本发明的一个实施例的插入DC副载波和保护副载波得到的结果的振幅的坐标图。
参照图10，如在先前描述中所提到的，在0频率处存在0振幅。并且，在频率索引500附近插入了保护副载波。副载波可以各种方式来插入。藉由FFT的周期性性质，可以图11中所示的方式来映射序列。在图11中所示的映射情形中，可在频域的中间部分插入保护副载波而不是分别在该频域的两端插入保护副载波。
图12是根据本发明的一个实施例的插入DC副载波和保护副载波得到的结果在频域中的自相关性质的坐标图。
参照图12，可以看到插入DC副载波和保护副载波之后的自相关性质非常接近理想的相关性性质。
对上述根据本发明的一个实施例的方法中对通过了先前各个步骤的序列应用PAPR衰减方案的步骤S107解释如下。
首先，如在先前描述中所提到的，因为DC和保护副载波的插入导致时域信号发生变换，PAPR可能会增大。在本实施例中，可再次执行PAPR衰减方案以降低增大的PAPR。在此情形中，通过使频域序列的各个码的振幅水平变动最小化，PAPR方案被较好地应用。通过该步骤的频域序列是传送/接收端所已知的值并且可被用作其它用途(例如，信道估计等)的参考信号。
对上述根据本发明的一个实施例的通过本发明的IFFT运算将该序列变换为时域序列的步骤S109进行描述。
首先，步骤S109要生成一最终时域前同步码序列并且是根据公式5来执行的。在此情形中，所生成的序列可被用于同步执行、信号检测和甄别等。
[公式5]
a n = 1 N Σ n = 0 N - 1 A k e j 2 πkn / N
对N＝1,024的情形应用公式5的结果在图13和图14中被示出。图13是根据本发明的一个实施例的最终时域序列的星座的坐标图，而图14是根据本发明的一个实施例的最终时域序列在时域中的自相关性质的坐标图。参照图13和图14，该最终的前同步码序列具有极佳的性质。
图15示出了向IEEE 802.16系统的1024 FFT模式下对应于索引为0以及ID蜂窝小区为0且扇区为0的前同步码序列添加DC和保护副载波得到的172个空值副载波情形的序列的星座。在应用常规方法时，PAPR的值变为约5.83dB。然而本发明的前同步码序列的PAPR值为2.49dB。所以，根据本发明的前同步码序列具有更好的性能。
在生成序列时插入DC和保护副载波的情形中，根据本发明的该方法能够生成比在频域中生成的更多的各种序列。
例如，在生成本发明的一个实施例的CAZAC序列时，对于在频域中进行的生成所用副载波的数目为852。所以，频域序列的长度变为852。因此，可生成总共280种序列——因为在852以下的自然数当中与852互为质数的自然数的计数为280。
另一方面，根据本发明的该方法在时域中的序列长度为1,024。因此，可生成总共512种序列——因为在1,024以下的自然数当中与1,024互为质数的自然数的计数为512。
第二实施例
以下描述中对应用本发明的前述第一实施例的该序列的示例进行了解释。具体而言，第二实施例涉及对LTE系统的P-SCH应用第一实施例所解释的各CAZAC序列之一的方法。更具体地，P-SCH是通过在时域中重复作为CAZAC序列之一的Frank序列并在频域中处理数据来生成的。
第二实施例提出了一种使用Frank序列的满足了P-SCH所要满足的所有要求的序列。
Frank序列是CAZAC序列中的一种，其在时域和频域两者中都具有恒定包络，并且提供有理想的自相关性质。[R.L.Frank和S.A.Zadoff，“具有良好周期相关性性质的相移脉冲码(Phase shift pulse codes with good periodiccorrelation properties)”，IRE Trans.Inform.Theory，IT-8卷，第381-382页，1962年]。
同时，在LTE中通过FDM对P-SCH和S-SCH进行多路复用的情形中，已经提出了使用Frank序列来构成P-SCH的讨论。然而，在通过TDM对P-SCH和S-SCH进行多路复用的情形中，本第二实施例所提出的方法提出了比先前所提方法具有更佳性能的P-SCH。
在以下描述中，解释了以前所提出的P-SCH构成方法并随后将其与根据本发明的第二实施例的方法相比较。
首先，Frank序列可被表示为公式6。
[公式6]
a k = e - j 2 πr · l k m , ( k = 0,1 , . . . , N - 1 )
lk被表示为公式7。
[公式7]
l k = [ k m ] · ( k mod m + 1 )
在公式6和公式7中，‘N’指示Frank序列的长度N且应满足N＝m2。并且，‘r’是‘m’以下的为互质数的自然数。
例如，在N＝4的情形中，公式6的序列具有类似于BPSK的星座映射。在N＝16的情形中，公式6的序列具有类似于QPSK的星座映射。对于N＝16且r＝1在时域中Frank序列的生成在表2中被示出。并且，频域中经转换的序列在表3中被示出。
[表2]
    同相     正交
  0     0     1
  1     -1     0
  2     0     -1
    3     1     0
    4     -1     0
    5     1     0
    6     -1     0
    7     1     0
    8     0     -1
    9     -1     0
    10     0     1
    11     1     0
    12     1     0
    13     1     0
    14     1     0
    15     1     0
[表3]
Figure A20068004223900171
表2的结果因此变成与QPSK调制完全相等，并且表3的结果具有恒定振幅。
例如，如果实质上使用的副载波的数目是16，则可使用这些副载波而不管使用表3的结果的可缩放带宽如何。
在实行了诸如在时域中执行的时基捕获等操作的情况下，如果调制是通过BPSK或QPSK来实行的，则计算相关性值的复杂度降低。特别地，由于该相关性计算是通过使用简单的码转换器作复数加法代替复数运算而计算出的，所以计算复杂度降低。
由于Frank序列是CAZAC序列的一种，所以其在时域和频域两者中都显示了良好的相关性性质。
由于Frank序列在时域和频域两者中都具有恒定值，所以PARP很低。并且，在将Frank序列用于信道估计的情形中提供了最优条件。
例如，假定对于N＝16且r＝1情形在时域中接收到的信号向量r＝[r(0)(rl)...r(15)]，信号向量‘r’与预定的信号向量‘a’之间的相关性值可通过公式8计算。在此情形中，信号‘a’遵循表2。
[公式8]
R(d)＝r·a
如果一运算是根据公式8直接进行的，则计算一个R(d)需要总共15次复数乘法和总共15次复数加法。然而，由于Frank序列‘a’的特性，可通过以改变收到信号的实部或虚部值的符号的方式执行加法来计算出相关性值。所以，该运算可仅用15次复数加法来完成而无需复数乘法。
在先前所提方法中，P-SCH是利用前述Frank序列的优点来构成的。具体而言，所提方法涉及通过FDM与S-SCH进行多路复用的P-SCH，其中该P-SCH使用长度16的Frank序列被映射到64个副载波。
图16是先前所提的构成P-SCH方法的示图。
参照图16，在频域中以两个频率索引为间隔来插入长度为16的Frank序列。换言之，表3中所示序列以两个频率索引为间隔被插入。以两个频率索引为间隔意味着在第k个副载波中插入第m个序列，在第(k+1)个副载波中不插入序列，并且在第(k+2)个副载波中插入第(m+1)个序列。
如果以两个频率索引为间隔插入的序列被复制并在频域扩展，则能够获得类似于图16中所示形式的被映射到总共64个副载波的序列。所以，图16中所示的序列是用在时域中以两个样本为间隔插入的形式来构成的。此外，图16中所示的序列在时域中重复两次。
本发明的第二实施例用以下方式改善了前述P-SCH构成方法。
首先，根据以前所提的P-SCH构成方法的序列在时域中具有0值从而使PAPR性质退化。所以，本发明的第二实施例改善了相应的退化。
当前，总共存在72个副载波可供LTE使用。由于先前所提的方法仅使用64个副载波，所以在频率分集方面存在损失。所以，本发明的第二实施例补偿了该损失。
先前所提的方法在奇数副载波而不在偶数副载波中插入序列以解决由于DC载波(即，第0个副载波)所引起的问题。换言之，数据被插入在具有奇数频率索引的副载波中。如果在时域中观察以上述方式生成的该序列，则存在Frank序列在时域中的有利形式(即，QPSK形式)被改造为另一形式(即，非QPSK形式)的问题。即，复数运算的复杂度增大。所以，本发明的第二实施例解决了该问题。
图17是根据本发明的第二实施例的构成P-SCH的方法的流程图。在图5B和17中，可以看到根据本发明的第二实施例的方法是基于本发明的第一实施例的方法。
图17中所示的步骤S1701到1705具体解释如下。
图18是根据LTE规范的P-SCH所映射的副载波的示图。
参照图18，LTE规范的P-SCH被映射到以DC副载波为中心的73个副载波(包括DC副载波)。
本发明的第二实施例提供了一种在时域中重复两次以映射到LTE规范所要求的73个副载波(DC副载波包括在内)的序列结构。即，本发明的第二实施例提出了一种在时域具有2×重复的序列。在此情形中，如果执行了用于插入DC副载波的数据处理，则使用了长度为72的Frank序列当中的长度为71的Frank序列。
优选地，在时域中重复两次的该序列是Frank序列。优选地，该Frank序列的长度是36且公式6中的变量‘r’为1。如果长度为36，则该Frank序列具有6-PSK的星座映射。
在本发明的此第二实施例中，Frank序列的长度被设为36。这是因为需要生成将映射到73个副载波的序列。即，如果序列是通过重复长度36的序列两次来生成的，则其与LTE规范一致。
如果该重复形式不是所想要的，则能够为LTE系统选择长度64。在通过4次重复生成P-SCH的情形中，长度16序列是可用使的。
图17中所示的步骤S1701解释如下。
首先，生成Npre(生成P-SCH的初始序列的长度)＝36的Frank序列。在此情形中，公式6中的变量‘r’被设为1。
图19是时域中长度为36的Frank序列的框图。
参照图19，序列可被表示为a(i)，其中i＝0，1，...，35。表4示出了根据索引i的‘a(i)’的实部和虚部值。并且，表4示出了时域中的序列值。
[表4]
    实部     虚部
  0     1     0
  1     -cos(π/3)     -sin(π/3)
  2     -1     0
  3     -cos(π/3)     sin(π/3)
  4     cos(π/3)     sin(π/3)
  5     1     0
  6     cos(π/3)     -sin(π/3)
  7     -cos(π/3)     sin(π/3)
  8     1     0
  9     -cos(π/3)     -sin(π/3)
  10     -cos(π/3)     sin(π/3)
  11     1     0
  12     -cos(π/3)     -sin(π/3)
  13     1     0
  14     -1     0
  15     1     0
  16     -1     0
  17     1     0
  18     -1     0
  19     -cos(π/3)     -sin(π/3)
  20     1     0
  21     -cos(π/3)     sin(π/3)
  22     -cos(π/3)     -sin(π/3)
  23     1     0
  24     -cos(π/3)     sin(π/3)
  25     -cos(π/3)     sin(π/3)
  26     -1     0
  27     -cos(π/3)     -sin(π/3)
  28     cos(π/3)     -sin(π/3)
  29     1     0
  30     cos(π/3)     sin(π/3)
  31     1     0
  32     1     0
  33     1     0
  34     1     0
  35     1     0
对步骤S1702解释如下。
首先在使用长度为36的序列的情形中，各序列是通过在时域中的2×重复生成的。图20是根据本发明的第二实施例的通过在时域中的2×重复生成一序列的结果的示图。
使用索引0到71将图20中所示的两次重复的信号表示为表5。
[表5]
  实部   虚部
  0   1   0
  1   -cos(π/3)   -sin(π/3)
  2   -1   0
  3   -cos(π/3)   sin(π/3)
  4   cos(π/3)   sin(π/3)
  5   1   0
  6   cos(π/3)   -sin(π/3)
  7   -cos(π/3)   sin(π/3)
  8   1   0
  9   -cos(π/3)   -sin(π/3)
  10   -cos(π/3)   sin(π/3)
  11   1   0
  12   -cos(π/3)   -sin(π/3)
  13   1   0
  14   -1   0
  15   1   0
  16   -1   0
  17   1   0
  18   -1   0
  19   -cos(π/3)   -sin(π/3)
  20   1   0
  21   -cos(π/3)   sin(π/3)
  22   -cos(π/3)   -sin(π/3)
  23   1   0
  24   -cos(π/3)   sin(π/3)
  25   -cos(π/3)   sin(π/3)
  26   -1     0
  27   -cos(π/3)   -sin(π/3)
  28   cos(π/3)   -sin(π/3)
  29   1   0
  30   cos(π/3)   sin(π/3)
  31   1   0
  32   1   0
  33   1   0
  34   1   0
  35   1   0
  36   1   0
  37   -cos(π/3)   -sin(π/3)
  38   -1   0
  39   -cos(π/3)   sin(π/3)
  40   cos(π/3)   sin(π/3)
  41   1   0
  42   cos(π/3)   -sin(π/3)
  43   -cos(π/3)   sin(π/3)
  44   1   0
  45   -cos(π/3)   -sin(π/3)
  46   -cos(π/3)   sin(π/3)
  47   1   0
  48   -cos(π/3)   -sin(π/3)
  49   1   0
  50   -1   0
  51   1   0
  52   -1   0
  53   1   0
  54   -1   0
  55     -cos(π/3)     -sin(π/3)
  56     1     0
  57     -cos(π/3)     sin(π/3)
  58     -cos(π/3)     -sin(π/3)
  59     1     0
  60     -cos(π/3)     sin(π/3)
  61     -cos(π/3)     sin(π/3)
  62     -1     0
  63     -cos(π/3)     -sin(π/3)
  64     cos(π/3)     -sin(π/3)
  65     1     0
  66     cos(π/3)     sin(π/3)
  67     1     0
  68     1     0
  69     1     0
  70     1     0
  71     1     0
表5中的序列的值是在时域中的值。
对步骤S1703解释如下。
首先，在步骤S1702中生成的长度72的Frank序列(即，在时域中重复两次的序列)通过FFT或DFT被变换为频域信号。在此情形中，在频域方面，由于时域中的重复被实行了两次，所以在频域中看起来就像是从偶次的频率索引执行了交替的插入。即，如图21所示的序列是在偶次的频率索引处被插入。图21是步骤S1703的结果的示图。
在偶次的频率索引处插入的序列的值在表6中被示出。
[表6]
Figure A20068004223900221
Figure A20068004223900231
Figure A20068004223900241
对步骤S1704解释如下。
首先，步骤S1704是要解决由于DC副载波所引起的问题。如果要使用的通信规范不使用DC副载波部分(即，经由DC副载波传送0)，则优选执行步骤S1704。本发明的第二实施例提出了两种解决DC副载波问题的方法。解释步骤S1704-1作为第一方法，随后解释步骤S1704-2作为第二方法。
对步骤S1704-1解释如下。
首先，步骤S1704-1是要对位于DC副载波中的相应序列执行穿孔(即，用0进行消零)。
图22是步骤S1704-1的结果的示图。如果步骤S1704-1是对图21的结果实行的，则可获得图2的结果。
图22的结果可被表示为表7。
[表7]
Figure A20068004223900242
Figure A20068004223900261
对步骤S1704-2解释如下。
首先，根据本发明的第二实施例的方法的步骤S1704-2是要通过避开DC副载波来对相应序列执行映射。
在前述步骤S1702中，序列在时域中重复两次。所以，步骤S1703的结果在频域中也具有以两个频率索引为间隔插入序列的形式。换言之，序列在奇次的频率索引处插入。
在此情形中，实行该第二实施例的步骤S1704以在向右或向左方向上对生成的序列执行循环移位。图23是在向右方向上对图21中所示的结果执行循环移位的结果的示图。
图23可被表示为表8。
[表8]
Figure A20068004223900262
Figure A20068004223900271
将步骤S1704-1与步骤S1704-2相比较，步骤S1704-1更优选于步骤S1704-2。步骤S1704-1使得能够使用表5的已知信号通过简单的运算来计算出相关性值。以下描述中对计算该相关性值的具体方法进行描述。然而，由于在奇次的索引处插入序列改变了时域序列的值，所以步骤S1704-2难以通过简单运算得到相关性值。当然，这可以用由接收端通过将载波频率移位一副载波间距来接收该载波频率的方式解决。然而，这可能会引起DC偏移产生的问题，因为第一副载波变为了DC分量。所以，步骤S1704-1是优选的。当然，可通过在重复之后在时域中乘以一特定的复数值来执行频移。然而，为了简单的相关性值计算而乘以该特定复数值的方法的效率太低。
对步骤S1705解释如下。
首先，步骤S1705是对于在接收端不执行降采样地应用128点FFT的情形的一附加步骤。
步骤S1705在接收端不支持降采样的情形下是有用的。例如在LTE系统的情形中，副载波间距是15KHz。在应用128点FFT或DFT的情形中，是在时域中生成128个样本值，其具有1.9MHz的采样频率。在已对1.08MHz上的收到信号进行滤波之后，接收端能够进行以下操作之一。第一操作照原样使用1.92MHz的采样频率(对应于72个样本的频率)。第二操作是通过以1.08MHz的采样频率(对应于72个样本的频率)进行降采样来使用它。步骤S1705是对于接收端不执行降采样地使用1.92MHz的采样频率的情形的一附加步骤。
在需要进行升采样的情形中，步骤S1705对以1.08MHz(对应于72个样本的频率)生成的序列执行升采样。数字采样方法是基于对56(＝128-72)个副载波执行补零并对相应的结果执行128点IFFT。具体采样方案对于本发明技术领域的技术人员是已知的，从而省略其更多的解释。作为参考，在传输中在相应的频带即1.08MHz带内使用表7或表8中所示序列。
在以下描述中对已接收到本发明的第二实施例所提出的该P-SCH序列的传送端的操作进行解释。即，对接收端中的互相关解释如下。
由于以上所解释的示例具有在时域中重复两次的形式，所以在已使用自相关决定了收到信号的规定范围之后，可使用互相关来对所决定的该范围执行精细同步的步骤。由于通过自相关来决定该收到的重复信号的该规定范围的方法按原样采用了常规方法，所以在以下描述中仅解释了通过互相关来减少运算量的方法。
通过互相关的时基捕获方法可被表示为公式9。
[公式9]
d ^ = arg d max { R ( d ) | 0 ≤ d ≤ N f - 1 }
R ( d ) = ( Σ m = 0 M - 1 | Σ n = mL ( m + 1 ) L - 1 p * ( n ) r ( d + n ) | 2 ) / ( Σ n = 0 N fft / 2 - 1 | r ( d + n ) | 2 ) +
( Σ m = 0 M - 1 | Σ n = mL ( m + 1 ) L - 1 p * ( N fft 2 + n ) r ( N fft 2 + d + n ) | 2 ) / ( Σ n = 0 N fft / 2 - 1 | r ( N fft 2 + d + n ) | 2 ) , ( N fft / 2 = ML )
在公式9中，P(n)，r(n)，M，Nfft，
Figure A20068004223900294
分别指示时域中已知的P-SCH序列值、收到信号、偏相关的M值、FFT振幅和检测到的时间同步位置。
在P-SCH中不存在重复码型的情形中，如果2GHz频带上的频率偏移最大是5ppm，则若M＝2可提供足够的性能。所以由于以上所解释的示例使用了两次重复结构，因此在公式9中若M＝1则可提供足够的性能。这里，无需在重复区间内应用偏相关。
在基于公式9的LTE系统中，由于收到信号被用1.08MHz的采样频率(72个样本)进行降采样且由于在10ms内存在P-SCH的两个码元，所以在平均5ms的区间上捕获时间同步的情形中，用于时基捕获的计算的复杂度被表示为公式10。
[公式10]
(72次复数乘法+72次复数加法+两次复数平方运算)*9,600
为了解释根据本发明的相关性值计算方法，取表4中所示的Frank序列为例。
如果收到信号r＝[r(0)r(1)r(2)...r(35)]，则表4与收到信号的相关性值运算被并行处理如下。
首先，实部值作为公式11a来处理。
[公式11a]
实部值：
Real[r(0)]-Real[r(2)]+Real[r(5)]+Real[r(8)]+Real[r(l1)]+Real[r(13)]-Real[r(14)]+Real[r(15)]-Real[r(16)]+Real[r(17)]-Real[r(18)]+Real[r(20)]+Real[r(23)]-Real[r(26)]+Real[r(29)]+Real[r(31)]+Real[r(32)]+Real[r(33)]+Real[r(34)]+Real[r(35)]+cos(π/3)*-Real[r(1)]-Real[r(3)]+Real[r(4)]+Real[r(6)]-Real[r(7)]-Real[r(9)]-Real[r(10)]-Real[r(12)]-Real[r(19)]-Real[r(21)]-Real[r(22)]-Real[r(24)]-Real[r(25)]-Real[r(27)]+Real[r(28)]+Real[r(30)]+sin(π/3)*-Imag[r(1)]+Imag[r(3)]+Imag[r(4)]-Imag[r(6)]+Imag[r(7)]-Imag[r(9)]+Imag[r(10)]-Imag[r(12)]-Imag[r(19)]+Imag[r(21)]-Imag[r(22)]+Imag[r(24)]+Imag[r(25)]-Imag[r(27)]-Imag[r(28)]+Imag[r(30)]
[公式11b]
虚部值：
Imag[r(0)]-Imag[r(2)]+Imag[r(5)]+Imag[r(8)]+Imag[r(11)]+Imag[r(13)]-Imag[r(14)]+Imag[r(15)]-Imag[r(16)]+Imag[r(17)]-Imag[r(18)]+Imag[r(20)]+Imag[r(23)]-Imag[r(26)]+Imag[r(29)]+Imag[r(31)]+Imag[r(32)]+Imag[r(33)]+Imag[r(34)]+Imag[r(35)]+cos(π/3)*-Imag[r(1)]-Imag[r(3)]+Imag[r(4)]+Imag[r(6)]-Imag[r(7)]-Imag[r(9)]-Imag[r(10)]-Imag[r(12)]-Imag[r(19)]-Imag[r(21)]-Imag[r(22)]-Imag[r(24)]-Imag[r(25)]-Imag[r(27)]+Imag[r(28)]+Imag[r(30)]-sin(π/3)*-Real[r(1)]+Real[r(3)]+Real[r(4)]-Real[r(6)]+Real[r(7)]-Real[r(9)]+Real[r(10)]-Real[r(12)]-Real[r(19)]+Real[r(21)]-Real[r(22)]+Real[r(24)]+Real[r(25)]-Real[r(27)]-Real[r(28)]+Real[r(30)]
根据公式11a和公式11b的复杂度被表示为公式12。将公式12与公式10相比较，可以看出在复杂度上有巨大差异。
[公式12]
((52*2)次实数加法+(2*2)次实数乘法)*9600
＝(104次实数加法+4次实数乘法)*9600
由于cos(π/3)＝1/2，这对应于硬件实现中的1比特的移位。所以，在运算量方面是不显著的。在此情形中，该运算量可被表示为公式13。
[公式13]
((51*2)次实数加法+(1*2)次实数乘法)*9600
＝(102次实数加法+2次实数乘法)*9600
由于 sin ( π / 3 ) = 3 / 2 = 0.8660 , 所以其近似为0.75(＝1/2+1/4)。在此情形中，由于通过比特移位来实现，所以如果忽略运算量，则复杂度以公式14的方式被降低。
[公式14]
[(51*2)次实数加法+(1*2)次实数加法]*9600
＝(102次实数加法)*9600
同时，符号‘+’或‘-’是以简单的方式通过码转换器来实现的，所以并未包括在此运算量中。
在以上所解释的示例中，P-SCH是通过在时域中的两次重复来构成的。然而，由于具体的数值仅是示例性的以用以解释本发明的示例，所以本发明并不限于这些具体数值。
例如，长度16的Frank序列可被用作初始序列。即，在步骤S1701中，是生成长度16的Frank序列。在步骤S1702，在时域将长度16的Frank序列重复四次。在步骤S1703，通过64 FFT将该序列变换到频域中。在此情形中，每四个频率索引插入一序列。在步骤S1704，对DC载波位置执行穿孔或通过避开DC载波来插入序列。此后若有需要，通过将该序列变换为时域信号就能够执行步骤S1705。
工业实用性
因此，本发明生成的序列能够在时域中使相关性性质保持在一预定水平之上并且具有低PAPR特性。
并且，本发明所提出的该序列适用于诸如LTE系统等通信系统，由此构成具有极佳性能的同步信道。
虽然已参照本发明的优选实施例对本发明进行了描述和说明，但对于本领域的技术人员显而易见的是，可在其中作出各种修改和变形而不会背离本发明的精神实质和范围。因此，本发明旨在涵盖落在所附权利要求及其等效方案的范围内的本发明的各种修改和变形。

Claims (15)

1.一种在通信系统中使用多个载波传送数据的方法，包括以下步骤：
在时域中生成具有一长度的时域序列；
通过根据所生成的序列的所述长度对所述时域序列执行DFT或FFT运算生成频域序列；
在所述频域序列中纳入DC副载波和至少一个保护副载波；以及
对包括所述DC副载波和所述至少一个保护副载波的所述频域序列执行IDFT或IFFT运算。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，如果所述时域序列(an)的所述长度是N且如果M是与所述N互为质数的自然数，则所述时域序列(an)如下生成：
a n = e ( i Mπn 2 N ) , N为偶数时，以及
a n = e ( i Mπn ( n + 1 ) N ) , N为奇数时
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述时域序列是通过重复特定子序列来生成的。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括对包括所述DC副载波和所述至少一个保护副载波的所述频域序列应用PAPR减小方案的步骤。
5.一种使用多个载波传送数据的装置，包括：
序列生成模块，用于在时域生成具有一长度的时域序列；
频率变换模块，通过根据所生成的序列的所述长度对所述时域序列执行DFT或FFT运算生成频域序列；
数据插入模块，使得能够在所述频域频率中纳入DC副载波和至少一个保护副载波；以及
对包括所述DC副载波和所述至少一个保护副载波的所述频域序列执行IDFT或IFFT运算的模块。
6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，如果所述时域序列(an)的所述长度是N且如果M是与所述N互为质数的自然数，则所述序列生成模块如下生成所述时域序列(an)：
a n = e ( i Mπn 2 N ) , N为偶数时，以及
a n = e ( i Mπn ( n + 1 ) N ) , N为奇数时。
7.如权利要求5所述的装置，其特征在于，所述时域序列是通过重复特定子序列来生成的。
8.如权利要求5所述的装置，其特征在于，还包括对包括所述DC副载波和所述至少一个保护副载波的所述频域序列应用PAPR减小方案的PAPR减小模块。
9.一种在通信系统中使用多个载波传送数据的方法，包括以下步骤：
通过在时域中重复第一序列生成第二序列；
使用DFT或FFT运算将所生成的第二序列变换为频域序列；
对所述频域序列执行数据处理以向DC副载波分配空值；以及
通过对所述经数据处理的频域序列执行IDFT或IFFT运算来将其变换为时域序列。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述第一序列是Frank序列。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述Frank序列的长度为36。
12.如权利要求9所述的方法，其特征在于，在所述数据处理执行步骤中，对应于所述DC副载波的序列值被处理为0。
13.如权利要求9所述的方法，其特征在于，在所述数据处理执行步骤中，对所述频域序列执行循环移位。
14.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述通过IFFT或IDFT运算变换而来的时域序列对应于用于同步检测的主同步信道(P-SCH)。
15.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述通过IFFT或IDFT运算变换而来的时域序列的长度为72。
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