CN109952748B - 高频传输的近恒模波形的合成 - Google Patents

Abstract

一种发射机，包括：处理器，用于使用主脉冲形状将调制符号的主序列转换为主信号，使用辅脉冲形状将从主序列创建的调制符号的辅序列转换为辅信号，并且基于主信号和辅信号创建连接的输出信号。

Description

高频传输的近恒模波形的合成

相关申请交叉引用

通过引用并入本公开的材料包括以下内容：

[1]IEEE doc 802.11-09/0296r16,TGad演进方法论(TGad EvaluationMethodology)，2010年1月(第3.2节)。

[2]IEEE docs 802.11-15/0866r2,TGay演进方法论(TGay EvaluationMethodology)，2016年1月(第2.2.3节)。

[3]3GPP TSG RAN WG1邮件讨论“[85-18]NR的PA假设”，2016年6月。

[4]3GPP TS 36.212 V13.0.0(2015-12)，演进的通用地面无线电接入(EvolvedUniversal Terrestrial Radio Access，E-UTRA)；复用和信道编码(Multiplexing andchannel coding)(版本13)。

背景技术

在本发明一些实施例中，本发明涉及生成具有低峰均功率比(Peak to AveragePower Ratio，PAPR)的高频(high frequency，HF)信号，并且更具体地但不仅仅是，涉及通过用一个或多个辅信号补充信号，生成低PAPR HF信号，以增加信号振幅的恒定性。

无线通信，特别是蜂窝通信，正在快速发展以提供更高的性能，例如，增加的吞吐量、改进的带宽(Band-Width，BW)利用率、增强的覆盖范围、减少的装备成本等。

单载波频分复用(Single-Carrier Frequency Division Multiplexing，SC-FDM)信号的优越性能，也称为离散傅立叶变换扩频正交频分复用(Discrete FourierTransform spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing，DFT-s-OFDM)信号，在性能方面优于OFDM，特别是由于降低了PAPR，这是采用SC-FDM作为多种应用(例如长期演进(Long Term Evolution，LTE)上行链路)的调制技术的主要动机。

发明内容

根据本发明一些实施例的一方面，提供了一种发射机，包括：处理器，用于使用主脉冲形状，将调制符号的主序列转换为主信号；使用辅脉冲形状，将从所述主序列创建的调制符号的辅序列转换为辅信号；基于所述主信号和所述辅信号创建连接的输出信号。

根据本发明一些实施例，处理器被配置为对所述主序列或所述辅序列或它们的复合序列执行以下操作中的至少一种：

-当处理是在频域中时：

-复相移π/2或其倍数；

-离散傅里叶变换(discrete Fourier transformation，DFT)；

-循环扩展；

-利用关于所述主序列的主脉冲形状和/或关于所述辅序列的辅脉冲形状的信息的滤波过程；以及

-当处理是在时域中时：

-上采样；

-利用关于所述主序列的主脉冲形状和/或关于所述辅序列的辅脉冲形状的信息的滤波过程。

根据本发明一些实施例，所述辅序列是通过从所述主序列的对应调制符号和所述主序列的至少两个先前调制符号生成所述辅序列的每个调制符号的方式生成的。

可选地，根据本发明一些实施例，循环地扩展所述主序列的连续符号的多个有限子序列，以创建所述辅序列的连续符号的多个对应有限子序列。

根据本发明一些实施例，所述处理器用于使用以下组中的任何一个来传输输出信号：

-频分复用(frequency division multiplexing，FDM)；

-离散傅里叶变换扩展正交FDM(discrete-Fourier-transform spreadorthogonal FDM，DFT-s-OFDM)；

-单载波FDM(single carrier FDM，SC-FDM)；

和/或基于频分多址(frequency division multiple access，FDMA)的传输。

根据本发明一些实施例，所述处理器用于周期性地将一个或多个固定的、包括唯一字(unique word，UW)的有限符号序列插入到所述主序列中。

根据本发明一些实施例，所述处理器用于将所述主序列和所述辅序列转换为频域信号，以创建所述输出信号，其中，产生的频域输出信号在传输前被转换回时域。

根据本发明一些实施例，所述处理器用于周期性地将保护间隔(guard interval，GI)插入到所述时域输出信号中，保护间隔包括一个或多个以下成员：循环前缀(cyclicprefix，CP)、循环后缀、零前缀(zero prefix，ZP)和零尾(zero tail，ZT)。

根据本发明一些实施例，所述主序列调制符号根据二进制相移键控(Binary-Phase Shift Keying，BPSK)调制方案映射所述数据流。

根据本发明一些实施例，主序列的调制符号序列根据更高阶的相移键控(PhaseShift Keying，PSK)调制方案映射所述数据流，特别是使用有限存储器差分映射方案，并且所述主序列和所述辅序列进一步经历连续符号之间的π的分数的复相位旋转。

根据本发明一些实施例，所述输出信号的峰均功率比(Peak to Average PowerRatio，PAPR)低于所述主信号的PAPR。

根据本发明一些实施例，用于转换所述辅信号的所述辅脉冲形状的功率比用于转换所述主信号的所述主脉冲形状的功率至少小10dB，从而相对于所述主信号的功率，所述辅信号的功率忽略不计。

根据本发明一些实施例，所述主脉冲形状和所述辅脉冲形状符合多个脉冲持续时间约束中的一个或多个。

根据本发明一些实施例，所述处理器用于创建所述输出信号，以符合多个信号频谱约束中的一个或多个。

根据本发明一些实施例，所述主脉冲形状和所述辅脉冲形状是使用一个祖先函数构造的。

根据本发明一些实施例，所述辅脉冲形状是基于所述主脉冲形状的。

根据本发明一些实施例，所述处理器用于在将所述主序列和所述辅序列分别转换到所述频域之后，在所述频域中执行所述叠加。

根据本发明一些实施例，处理器用于，通过相应主序列和辅序列的在所述时域中的第一部分连接和在所述频域中的第二部分连接来连接主信号和辅信号。

根据本发明一些实施例，所述输出信号是作为多个部分输出信号，通过多个功率放大器同时发送的，以支持多输入多输出(multi input multi output，MIMO)传输。

根据本发明一些实施例，所述输出信号是作为多个部分输出信号，通过划分为多个子集的多个功率放大器同时发送的。

根据本发明一些实施例，所述处理器用于，类似于所述输出信号，创建一个或多个解调参考信号，来允许一个或多个接收机解调接收到的输出信号，以便提取发送的数据。

根据本发明一些实施例的一个方面，提供了一种接收机，包括处理器，用于解调来自发射机的输入信号，所述输入信号是基于主信号和辅信号创建的，其中，所述主信号和所述辅信号是通过分别转换调制符号的主序列和辅序列来创建的。

根据本发明一些实施例，所述处理器用于在解调所述输入信号时忽略所述辅信号，因为所述辅信号的功率显著小于主信号的功率。

根据本发明一些实施例，所述处理器用于使用一个或多个解调参考信号来解调所述输入信号。

除非另有定义，本文使用的所有技术和/或科学术语的含义与本发明所属领域的普通技术人员通常理解的含义相同。尽管与本文描述的那些类似的方法和材料可用于本发明实施例的实践或测试，但示例性方法和/或材料在下面进行描述。如果发生冲突，以专利说明书(包括定义)为准。另外，材料、方法、示例仅是说明性的，并非旨在限制。

附图说明

本发明一些实施例仅通过示例进行描述，并参照附图。现在详细地具体参照附图，要强调的是，所示的细节是举例说明的，并且是为了说明性讨论本发明的实施例。在这方面，通过附图进行的描述，使得实施本发明实施例的方法对本领域技术人员是显而易见的。

在附图中：

图1是根据本发明一些实施例的用于通过用一个或多个辅信号对信号进行补充来降低HF信号的PAPR，以增加信号振幅的恒定性的示例性系统的示意图；

图2A是用于创建OFDM信号的示例性过程的框图；

图2B是包括用于创建SC-FDM(也称为DFT-s-OFDM)信号的包括DFT的示例性过程的框图；

图2C是用于创建PAPR已优化的SC-FDM(POSC)信号的示例性过程的框图；

图3A是根据本发明一些实施例的用于创建近恒模合成(SynThesis Of a neaR-constant Modulus，STORM)信号的第一实施例的示例性过程的框图；

图3B是根据本发明一些实施例的用于创建STORM信号的第二实施例的示例性过程的框图；

图3C是根据本发明一些实施例的用于创建STORM信号的第三实施例的示例性过程的框图；

图3D是根据本发明一些实施例的用于创建STORM信号的第四实施例的示例性过程的框图；

图4是根据本发明一些实施例的用于创建单载波(Single Carrier，SC)STORM信号的示例性过程的框图；

图5是根据本发明一些实施例的用于通过频域处理创建SC-STORM信号的示例性过程的框图；

图6是根据本发明一些实施例的用于构造用于生成STORM信号的脉冲形状的示例性祖先函数和产生的时间脉冲函数的曲线图；

图7A呈现了根据本发明一些实施例的用于创建STORM信号的主脉冲形状和辅脉冲形状的频谱表示，以及时域中的产生的示例性STORM信号及其PAPR特性的表示的曲线图。

图7B呈现了根据本发明一些实施例的用于评估STORM信号性能的仿真比较结果的曲线图；以及

图8是根据本发明一些实施例的用于利用多个辅信号创建STORM信号的示例性过程的框图。

具体实施方式

在本发明一些实施例中，本发明涉及生成低PAPR HF信号，更具体地但不仅仅是，通过用一个或多个辅信号对信号进行补充来生成低PAPR HF信号，以增加信号振幅的恒定性。

本发明提供了一种用于生成具有高振幅恒定性并因此降低PAPR的近恒模(STORM)合成信号的设备、系统、方法。STORM技术可以应用于生成符合多种调制、复用、多址(multiple access，MA)方案中的一种或多种的无线传输信号，例如，频分复用(FDM)、离散傅里叶变换扩展正交FDM(DFT-s-OFDM)、单载波FDM(SC-FDM)、基于频分多址(FrequencyDivision Multiple Access，FDMA)的传输和/或利用高频(HF)频带之类的传输，例如，高于6GHz。STORM技术可以进一步应用于生成单载波(SC)信号。STORM技术基于生成一个或多个辅信号，这些辅信号是从承载(待)发送的数据流的主信号创建的。主信号与补充主信号的辅信号组合，其中辅信号对主信号的非零PAPR进行整流，以形成STORM信号，该STORM信号具有增加的振幅恒定性并因此降低了PAPR。为了有效地进行相互补充，分别使用仔细选择和/或构造的主脉冲形状和辅脉冲形状生成主信号和辅信号。辅脉冲形状的功率显著小于主脉冲形状的功率，这意味着辅信号的功率显著小于主信号的功率。

为了进一步增加STORM信号的振幅恒定性，生成辅信号的调制符号的辅序列包括调制符号，该调制符号取决于产生主信号的主序列的多个相应调制符号。主序列调制符号在多个调制方案中的一个或多个中映射(待)传输的数据比特流，例如，二进制相移键控(Binary Phase-shift Keying，BPSK)、正交相移键控(Quadrature Phase-shift Keying，QPSK)、8相移键控(8Phase-shift Keying，8PSK)和/或之类的方案。

与用于降低无线传输信号的PAPR的现有系统和/或方法相比，STORM技术可能具有多个优点。

涉及无线传输信号的主要问题之一，特别是对于OFDM信号、SC-FDM信号、SC信号和/或之类的信号，是它们相对较高的PAPR。高PAPR意味着最大(峰值)振幅可能显著高于传输信号的平均振幅。高PAPR迫使传输的信号在被馈送到无线发射机的非线性功率放大器(Power Amplifier，PA)之前被显著地衰减。为了确保(非线性)PA在其(接近最佳)操作区域中操作，并且为了防止当在PA输入处的(待)传输信号的振幅相对较高时，PA进入其饱和区域，需要进行衰减。因此限制了传输信号的非期望失真。这意味着由于所需的衰减，传输信号的整个振幅范围可能会缩小，这样，最大振幅仍然在PA的操作区域内。该衰减被称为输入功率回退(Input power Back-Off，IBO)，导致PA的输出功率回退(Output power Back-Off，OBO)。出于一个或多原因(例如，增加通信链路覆盖范围、能够在传输设备中使用效率较低的PA(即，较便宜的PA)和/或类似的原因)，自然希望尽可能地减少OBO，以便为传输信号增加增益，同时仍然保持传输信号的频谱限制。

为了缓解各种波形(包括特别是基于OFDM的波形)的PAPR问题，一些现有的方法可以将一个或多个附加组件(在不同的数字基带处理阶段)应用于发射机，例如，限幅或压缩和过滤(companding and filtering，CAF)、音调保留(Tone Reservation，TR)，音调插入/注入(Tone Insertion/Injection，TI)、峰值消除，选择性映射(Selective Mapping，SLM)、部分传输序列(Partial Transmit Sequences，PTS)、主动星座扩展(ActiveConstellation Extension，ACE)。一些现有的方法还可以在OFDM符号的级联序列上应用加权重叠和相加(Weighted OverLap&Add，WOLA)和/或滤波(即经滤波的OFDM)，以改善整个信号的频谱特性。虽然偶尔对PAPR有微不足道的影响，但这种处理可能允许进一步减少OBO，当传输信号应符合带内发射(In-Band Emission，IBE)和/或带外发射(Out-Of-BandEmission，OOBE)，包括例如根据频谱发射掩模(Spectral Emission Mask，SEM)定义的约束的严格要求时，这是特别有益的。

由于在传输信号的一个或多个特性之间的权衡，现有的降低PAPR的技术存在一些缺点，例如：

-通过减少携带数据的子载波的数量所暗示的显式频谱效率(SpectralEfficiency，SE)损失和/或由于信号的修正波形的不可避免的检测损失导致的隐式SE损失。

-不能在接收机处补偿的传输信号的失真，从而导致不需要的OOBE和/或IBE，后者根据误差矢量幅度(Error Vector Magnitude，EVM)来测量。

-增加发射和/或接收装备的设计和/或生产的复杂度，这可能意味着例如成本增加、功率消耗增加、电池寿命减少和/或类似的情况。

基于OFDM的波形的PAPR降低的现有技术所使用的另一种方法是执行调制的正交振幅调制符号(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)的DFT预编码(或扩展)，以在将其映射到OFDM调制器的快速傅里叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)输入之前在频域中处理它们的序列。这样可以在接收机处利用OFDM信号的频域均衡(FrequencyDomain Equalization，FDE)的优点，同时降低待传输信号的PAPR。然而，在发射机处的频域处理中使用的滤波器通常可以被约束为满足奈奎斯特准则，以避免在每个OFDM符号内的QAM之间引入符号间干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)。

将STORM技术应用于基于SC-FDM的波形可以显著降低传输信号的PAPR，从而减少PA的OBO。因此，STORM技术具有许多额外的优点，例如：

-STORM的实现基于SC-FDM调制器，只做了少量修改，因此，对发射机的复杂度增加不明显。

-使用特制脉冲形状来生成STORM信号，从而符合SEM、相邻载波泄漏比(Adjacent-Carrier Leakage Ratio，ACLR)、EVM的要求。

-由于辅信号的功率显著小于主信号的功率，例如，小17dB，接收STORM信号的接收机可以在忽略辅信号的同时处理STORM信号，相对于标准SC-FDM接收机，

这可以通过稍微增加一点复杂度来实现。

在详细解释本发明的至少一个实施例之前，应理解，本发明的应用不一定局限于在下文中描述和/或在附图和/或示例中说明的构造细节以及组件和/或方法的布置。本发明能够具有其他实施例，或者能够以各种方式进行实践或实施。

本发明可以是系统、方法和/或计算机程序产品。该计算机程序产品可以包括计算机可读存储介质(或媒介)，计算机可读存储介质上具有计算机可读程序指令，用于使处理器执行本发明的各方面。

计算机可读存储介质可以是有形设备，其可以保留并存储指令以供指令执行设备使用。计算机可读存储介质可以是，但不限于，例如电子存储设备、磁存储设备、光存储设备、电磁存储设备、半导体存储设备或前述的任何合适组合。

本文描述的计算机可读程序指令可以经由网络(例如，因特网、局域网、广域网/或无线网络)，从计算机可读存储介质或外部计算机或外部存储设备下载到相应的计算/处理设备。

计算机可读程序指令可以完全在用户的计算机上执行，部分地在用户的计算机(例如用户设备(user equipment，UE))上执行，作为独立的软件包，部分地在用户的计算机上执行，部分地在例如网络装置的远程计算机上执行，或完全在远程计算机或服务器上执行。在后一种情况下，远程计算机可以通过任何类型的网络(包括局域网(local areanetwork(LAN)，LAN)或广域网(wide area network，WAN))连接到用户的计算机，或者可以(例如，使用互联网服务提供商通过互联网)连接到外部计算机。在一些实施例中，包括例如可编程逻辑电路、现场可编程门阵列(field-programmable gate array，FPGA)或可编程逻辑阵列(programmable logic array，PLA)的电子电路可以通过利用计算机可读程序指令的状态信息来执行计算机可读程序指令，以个性化电子电路，以便执行本发明的各方面。

本文参照根据本发明实施例的方法、装置(系统)和计算机程序产品的流程图图示和/或框图来描述本发明的各方面。将理解，流程图图示和/或框图中的每个框以及流程图图示和/或框图中的框的组合可以由计算机可读程序指令实现。

附图中的流程图和框图示出了根据本发明各实施例的系统、方法、计算机程序产品的可能的实现方式的架构、功能以及操作。在这方面，流程图或框图中的每个框可以表示模块、段或指令的一部分，其包括用于实现指定的逻辑功能的一个或多个可执行指令。在一些替代实施方式中，框中提到的功能可以不按图中所示的顺序发生。例如，连续示出的两个框实际上可以基本上同时执行，或者这些框有时可以以相反的顺序执行，这取决于所涉及的功能。还应注意，框图和/或流程图图示的每个框，以及框图和/或流程图图示中的框的组合，可以由执行特定功能或动作的基于专用硬件的系统，或者执行专用硬件和计算机指令的组合来实现。

现在参照图1，图1是根据本发明一些实施例的用于通过用一个或多个辅信号对信号进行补充来降低HF信号的PAPR，以增加信号振幅的恒定性的示例性系统的示意图。示例性系统100包括发射机102，发射机102向接收机104发送符合多个无线电接入物理层规范中的一个的无线HF信号，例如，基于多个频带(例如6-100GHz之间)中的一个中的FDM、DFT-s-OFDM、SC-FDM、FDMA等。HF信号可以用于多个蜂窝通信应用中的一个或多个，例如，蜂窝上行链路(uplink，UL)、蜂窝下行链路(downlink，DL)和/或类似的蜂窝通信应用。HF信号还可以用于多个一般无线应用中的一个或多个，例如，无线局域网(Wireless Local areaNetwork，WLAN)，例如Wi-Fi和/或类似的无线局域网。通常(但不仅仅是)，HF信号用于上行链路，这样发射机102可以集成在端点设备中，例如，蜂窝用户设备(UE)、WLAN节点和/或类似的设备，而接收机104通常(但不仅仅是)可以集成在网络基础设施装置中，例如，节点B，演进型节点B(evolved Node B，eNB)，基站(Base Station，BS)和/或WLAN接入点(AccessPoint，AP)。然而，如前所述，由于在一些应用中HF可以用于下行链路和/或一般的无线传输，因此发射机102和/或接收机104可以集成在网络的任何一个或多个网络设备中，用于网络的任一端(上行链路、下行链路、侧链路、一般传输等)。

发射机102包括：处理器110，用于收集(接收)(待)发送的数据并生成发送的输出信号；信号调制器112，用于调制输出信号；一个或多个功率放大器(Power Amplifier，PA)114，用于发送的输出信号。信号调制器112可以与处理器110集成，这样，处理器110执行信号调制。处理器110可以包括一个或多个处理器(同构或异构)，其可以作为群集和/或作为一个或多个多核处理单元，被安排用于并行处理。处理器110可以包括一个或多个协处理器，支持硬件处理单元、功能特定处理器等。例如，处理器110可以包括数字信号处理器(Digital Signals Processor，DSP)、通信处理器、硬件信号处理集成电路(Integratedcircuit，IC)等，用于创建、调制和/或调整输出信号。处理器110可以执行一个或多个软件模块，用于创建、调制和/或调整输出信号。每个软件模块包括多个程序指令，这些程序指令可以由处理器110从一个或多个持久性和/或易失性存储器设备执行，例如，只读存储器(Read Only Memory，ROM)、随机存取存储器(Random Access Memory，RAM)、闪存阵列、存储卡等。由于发射机102通常集成在终端设备(在许多应用中可以是移动设备)中，PA 114通常更小、更便宜并且更节能。

接收机104包括：接收机116，用于接收来自发射机102的输出信号；信号解调器118，用于解调输出信号；处理器120，例如处理器110，用于提取、重建和/或处理输出信号中接收的数据。信号解调器118可以与处理器120集成，这样，处理器120执行信号解调。处理器120执行一个或多个软件模块和/或可以使用协处理器、支持硬件处理单元、专用功能处理器等中的一个或多个来提取、重建和/或处理输出信号中接收的数据。

发射机102和接收机104可能包含额外的组件和模块，这些组件和模块的作用与当前的表示无关，因此为了清楚起见，图1中没有显示这些组件和模块。

在进一步解释用于生成STORM信号的方法和过程之前，首先描述用于创建本领域已知的基于OFDM的信号和/或基于SC(-FDM)的信号的一些通用术语、概念、方法和/或过程。

现在参照图2A，图2A是用于创建OFDM信号的示例性过程的框图。过程200A可以由发射机(例如发射机102)的处理器(例如处理器110)执行，其向系统(例如系统100)中的接收机(例如接收机104)发送输出信号。处理器110接收待发送的编码比特流，并且应用正交振幅调制(QAM)映射202以将编码比特流映射到调制符号{a_n}序列250。处理器110可使用多个调制方案来创建序列{a_n}250，例如，BPSK、QPSK和/或类似的调制方案。处理器110可以将串并(serial to parallel，S/P)转换204应用于序列{a_n}250，以产生并行排列的M个QAM符号，以在处理器110中进行进一步的处理。处理器110根据系统100中应用的OFDM信号的规范，执行子载波映射206，将序列{a_n}250的符号映射到多个子载波。处理器110应用N点快速傅里叶逆变换(IFFT)208将序列转换到时域，并在产生的OFDM符号之间插入循环前缀(Cyclic Prefix，CP)210保护间隔，以便减少生成的信号中的ISI。保护间隔可以包括，例如循环前缀(CP)、循环后缀、零前缀(ZP)、零尾(ZT)等。处理器110将并串(parallel toserial，P/S)转换212应用于CP插入210的输出处产生的样本流，以产生串行输出数据流。子载波映射206、IFFT 208、CP插入210和P/S转换212在此之后被指定为OFDM调制230。然后，处理器110将样本的串行输出流推动到数模转换器(digital to analog converter，D2A)214，该转换器将输出样本流转换为模拟信号，该模拟信号被馈送到一个或多个功率放大器(例如PA 114)以进行传输。为清楚起见，从图2A中省略其他可选操作，例如WOLA(例如，在CP插入210和P/S转换212之间)和/或时域滤波(例如，在P/S转换212和D2A转换214之间)。生成的OFDM信号可以表示为时间的复函数，如下面的等式1所示(适用于包含单个OFDM符号的时间间隔)。

等式1：

其中，

M＜N，T是(原始)OFDM符号持续时间(在连续子载波之间产生

的频率间隔)，T_g是CP保护间隔的持续时间，k(n)是第n个QAM符号被映射到的子载波索引(0≤k(n)＜N)。

由于一般的OFDM信号波形的PAPR通常较高，为了减少失真(带内和/或带外)，可以显著降低PA 114的增益，以防止PA 114在饱和区域中操作，从而导致PA 114处的高输出功率回退(OBO)。本领域中已知多种技术，通过降低OFDM信号的PAPR，同时受益于OFDM方案的频域均衡(FDE)优势，来克服该问题。这些技术之一包括，在将序列{a_n}250作为OFDM调制230的一部分映射到IFFT 208上之前，执行序列{a_n}250(已调制的QAM)的离散傅里叶变换(DFT)预编码(或扩展)。

参照图2B，图2B是包括用于创建基于OFDM的信号(特别是DFT-s-OFDM(或SC-FDM)信号)的DFT的示例性过程的框图。过程200B可以由发射机102的处理器110执行，其将输出信号发送给系统100中的接收机104。过程200B类似于过程200A(包括D2A 214和PA 114)，除了在应用OFDM调制之前，处理器110在S/P 204之后将M点DFT 218应用于序列{a_n}250，以创建频域(FD)符号{A_k}序列，从而形成SC-FDM调制方案200B。DFT 218的大小M被设置为足够小于IFFT 208的大小N。产生的输出信号(如下面的等式2所示)被称为DFT-s-OFDM或单载波FDM(SC-FDM)，因为它本质上是取决于CP插入的内插SC信号。

等式2：

其中

(＝狄利克雷核，或“周期性sin函数”)

为了确保DFT 218以及随后的IFFT 208的组合操作的插值性质，从而确保降低产生的信号的PAPR，来自DFT 218的M个输出的二进制映射操作必须是等间距的，例如，在OFDM调制230期间执行到M个连续子载波上的子载波映射206。

为了进一步降低PAPR，从而降低PA 114的OBO，如本领域中已知的，可以将一个或多个其他技术、方法和/或过程应用于过程200A(用于创建OFDM信号)和/或过程200B(用于创建SC-FDM信号)。这些其他方法可以包括，例如，连续QAM符号之间的复相位旋转，例如，BPSK的

旋转和/或其他调制方案的

旋转。其他方法还可以包括，例如，创建PAPR已优化的SC-FDM(POSC)，其中进行一些权衡，以牺牲(增加)一些BW来实现降低PAPR的目的。

参照图2C，图2C是用于创建POSC信号的示例性过程的框图。过程200C可以由发射机102的处理器110执行，其将输出信号发送给系统100中的接收机104。过程200C向过程200B添加一些额外步骤，特别是可选的相位旋转220，以及包括SC-FDM调制的POSC调制过程，其中添加了循环扩展222和FD滤波器g 224。当然，过程200C包括D2A214和PA 114(即使在图2C中没有显示)。当将相位旋转220应用到序列{a_n}250时，产生的相位旋转序列

255被注入到DFT 218，以创建FD序列{A_k}。处理器110应用频谱整形滤波器224，例如，使用FDPAPR降低滤波器(PAPR Reduction Filter，PRF)抽头g_k来创建应用于FD序列{A_k}的脉冲形状，以生成FD POSC信号s 260。滤波器g 224的抽头g_k通常被限制，以满足奈奎斯特零ISI准则，例如，应用根升余弦(Root-Raised Cosine，RRC)滤波器抽头来创建FD POSC信号s 260，以防止序列{a_n}250的M个QAM之间的ISI。处理器110将OFDM调制器应用于FD POSC信号s260，以将信号转换回时域(TD)，并创建TD POSC输出信号S 360(S_POSC)，如下面的等式3所示。

等式3：

其中

(＝POSC脉冲形状)

其中，φ_g(t)是通过应用FD PRF g_k生成的TD中的脉冲形状，以创建POSC信号的波形。

作为POSC的特殊情况，在图2C中，当QAM映射202退化为脉冲振幅调制(PulseAmplitude Modulation，PAM)映射，并且执行

相位旋转220时，产生的POSC信号被称为偏移-QAM(Offset-QAM，OQAM)POSC，OQPSK-POSC是特定示例。

根据本发明一些实施例，通过创建STORM信号来降低信号(例如POSC信号)的PAPR，该STORM信号包括携带(待)传输数据的主POSC信号，该主POSC信号与一个或多个辅POSC信号组合，这样，连接的输出信号的振幅的恒定性增加了，因此，PAPR显著降低了。

以下针对STORM信号生成的描述示出了用于序列{a_n}250的QAM映射的BPSK(a_n∈{±1})映射，然而，所描述的STORM信号实现可以扩展到更高阶调制方案，例如QPSK、8PSK等。

参照图3A，图3A是根据本发明一些实施例的用于创建STORM信号的第一实施例的示例性过程的框图。示例性过程300A可以由发射机(例如发射机102)的处理器(例如处理器110)执行，其在系统(例如系统100)中将输出信号发送给接收机(例如接收机104)。过程300A可以应用于生成符合多个无线接入物理层规范(例如，基于FDM、DFT-s-OFDM、SC-FDM、FDMA等)中的一个或多个的STORM信号。过程300A扩展POSC过程，例如过程200C，并且应用于主序列{a_n}250A(例如映射已编码数据的调制符号序列{a_n}250)以及从主序列{a_n}250A创建的调制符号辅序列{b_n}250B。扩展POSC过程被应用于主序列{a_n}250A，以生成主FD POSC信号s₁ 260A，例如FD POSC信号s 260，并且应用于辅序列{b_n}250B，以生成辅FD POSC信号s₂ 260B，例如FD POSC信号s260。虽然过程300A可以应用于高阶星座，但是过程300A被展示为BPSK调制，因此主序列{a_n}250A由处理器110创建，处理器110将BPSK映射202A应用于输入编码比特流。

处理器110可以将辅序列生成302应用于主序列{a_n}250A，以便创建辅序列{b_n}250B。辅序列生成302可以基于创建辅序列{b_n}250B的每个调制符号(b_m,m＝0,1,…,M-1)，辅序列{b_n}250B依赖于主序列{a_n}250A的一系列相应调制符号，例如，3个连续符号，例如，从当前主符号a_m以及两个先前符号(a_m-1以及a_m-2)创建b_m(其中2≤m＜M)，如下面的等式4所示。为了创建初始的两个符号b₀和b₁，处理器110可以循环地扩展主序列{a_n}250A的M个连续符号的多个有限子序列，以创建辅序列的连续符号的多个相应的有限子序列。这样可以在考虑的示例中，从a₀,a_M-1和a_M-2创建b₀，从a₁,a₀和a_M-1创建b₁。产生的循环扩展过程由等式4中的模数运算符(mod M)表示，其表示从主序列{a_n}生成辅序列{b_n}。

等式4：

b_m＝-a_ma_{(m-1)mod M}a_{(m-2)mod M}，m＝0，1，...、M-1

处理器110将相位旋转220应用于主序列{a_n}250A和辅序列{b_n}250B，对于过程300A，相位旋转220可以分别是

相位旋转220A和220B，因为BPSK用于映射主序列{a_n}250A，相位旋转220A和220B的结果分别是经相位旋转的主序列

255A和经相位旋转的辅序列

255B，它们被推动到它们各自的DFT模块218，以分别创建FD主序列{A_k}和FD辅序列{B_k}。

处理器110可以应用附加相移304将

的附加总相对相移(即，j的相对因子)应用于经旋转的辅序列

255B的调制符号，以创建被推动到相应DFT 218的经移位的辅序列

257。

主FD POSC信号s₁ 260A由处理器110通过主POSC调制过程生成，该主POSC调制过程使用脉冲形状φ(t)应用于主序列{a_n}250A，该脉冲形状φ(t)是使用FD滤波器g⁽⁰⁾224A构造的。辅FD POSC信号s₂ 260B由处理器110通过辅POSC调制过程生成，该辅POSC调制过程使用脉冲形状

应用于辅序列{b_n}250B，该脉冲形状

是FD滤波器g⁽¹⁾224B构造的。脉冲形状φ(t)和

的选择和构造将在下文中描述。

假设脉冲形状φ(t)和

在小于

的时间间隔内，从0开始快速衰减。脉冲的频域表示可以由傅立叶系数

和

给出，

和

满足(以相对高的精度)下面的等式5中表达的关系。

等式5：

处理器110用于创建辅POSC信号的脉冲形状

的增益显著小于(即至少10dB)处理器110用于创建主POSC信号的脉冲形状φ(t)的增益。这自然导致，辅FD POSC信号s₂260B的功率显著小于主FD POSC信号s₁ 260A的功率，类似地，辅TD POSC信号S₂ 360B的功率显著小于TD POSC信号S₁ 360A的功率。

处理器110应用OFDM调制，例如OFDM调制230，以将主FD POSC信号s₁ 260A和辅FDPOSC信号s₂中的每一个转换到时域，从而创建主TD POSC信号S₁ 360A和辅TD POSC信号S₂360B。处理器110可以，例如通过求和操作(叠加)306A组合(连接)主TD POSC信号S₁ 360A和辅TD POSC信号S₂ 360B以创建TD STORM输出信号S_STORM365。处理器110将TD STORM输出信号S_STORM365推动到D2A，例如D2A 214，以创建模拟信号，该模拟信号被馈送到一个或多个PA，例如PA 114，以发送给接收机104。

产生的STORM时域输出信号S_STORM 365在下面的等式6中表示。

等式6：

等式6中的第一和第二被加数分别表示主POSC信号和辅POSC信号(在过程300A中表示为FD中的s₁ 260A和s₂ 260B)。这里M被选择为4的整数倍。

使用经相位旋转的主序列

255A和经移位的辅序列

257的表达式，如分别在等式7和8中表示的那样，可以分别重写等式4和6。

等式7：

等式8：

通过生成依赖于主序列{a_n}250A的若干相应符号的辅序列{b_n}250B的符号，并选择适当的脉冲形状φ(t)和

分别用于生成主POSC信号和辅POSC信号，主POSC信号和辅POSC信号(在过程300A中，分别表示为FD中的s₁ 260A和s₂ 260B，以及TD中的S₁ 360A和S₂360B)可以相互补充，这样，当相加时，可以显著增加连接的STORM输出信号S_STORM 365的振幅恒定性，从而降低其PAPR。

为了能够在接收机104处检测传输信号，其中在通过未知信道之后接收信号。除了携带信号的数据之外，发射机102可以发送携带预定义的(发射机102和接收机104两者已知的)导频符号的解调参考信号(Demodulation Reference Signal，DMRS)。DMRS可以在接收机104处用于信道估计(Channel Estimation，CE)。为了在输出信号(包括DMRS)的整个传输期间保持低PAPR特性，还可以使用过程300A创建DMRS符号，其中将一个或多个预定义符号插入到主序列{a_n}250A中。例如，在OFDM和/或SC-FDM信号中，可以在连续OFDM符号(例如，X＝7或6)的时隙中的每X个OFDM符号的一个中间OFDM符号上插入一个或多个DMRS符号，以创建STORM输出信号，例如，除了(待)传输数据之外，包含DMRS的STORM输出信号S_STORM 365。这可以用于通过CE质量的不良退化，来避免和/或降低性能恶化。在具有低延迟扩展的信道中，这可能是HF传输的典型特征，生成的STORM输出信号S_STORM 365的检测中的CE损失可以忽略不计(约0.2dB)。

在接收机侧，接收机104的接收机前端，例如接收机前端116，将接收的信号转换为STORM输出基带信号(S_STORM，与一些额外的噪声和/或失真有关)，并将其传送到信号解调器，例如信号解调器118，其通常与接收机104的处理器120集成。处理器120解调接收的STORM基带信号以提取编码的数据。由于对STORM输出信号S_STORM 365的功率的主要贡献源自主TDPOSC信号S₁ 360A(主TD POSC信号S₁ 360A的功率显著大于辅TD POSC信号S₂ 360B的功率)，处理器120可以忽略辅POSC信号对STORM信号的贡献，并且可以处理接收的STORM信号，因为它是普通的POSC信号。处理器120可以使用嵌入在STORM输出信号S_STORM 365中的DMRS符号来解调接收的STORM信号。

可选地，用于生成STORM输出信号S_SToRM 365的过程300A经过一个或多个修改，例如，添加、移除、调整和/或统一过程300A的一个或多个步骤。

参照图3B，图3B是根据本发明一些实施例的用于创建STORM信号的第二实施例的示例性过程的框图。示例性过程300B可以由发射机102的处理器110执行，其将输出信号发送给系统100中的接收机104。过程300B遵循过程300A的流程，除了在应用OFDM调制230之前，在频域中完成主POSC信号和辅POSC信号的组合(连接)。就主FD POSC信号s₁ 260A和辅FD POSC信号s₂通过其各自的POSC处理管道生成这一点而言，过程300B遵循与过程300A相同的流程。此时，处理器110可以，例如，通过求和操作(叠加)306B，组合(连接)主FD POSC信号s₁ 260A和辅FD POSC信号s₂ 260B，以创建FD STORM输出信号s_STORM 265。FD STORM输出信号s_STORM 265被推动到OFDM调制器230，生成TD STORM输出信号s_STORM 365，其被推动到D2A214，来创建被馈送到一个或多个PA 114的模拟信号，以发送给接收机104。

参照图3C，图3C是根据本发明一些实施例的用于创建STORM信号的第三实施例的示例性过程的框图。示例性过程300C可以由发射机102的处理器110执行，其将输出信号发送给系统100中的接收机104。过程300C遵循与过程300B相同的步骤和操作，除了处理器110在旋转主序列{a_n}250A之后应用替代辅序列生成302A，从而实现等式8中表示的数学运算，而不是由辅序列生成302实现的等式4中的数学运算。因此，处理器110将替代辅序列生成302A应用到经相位旋转的主序列

255A，以在过程300C中直接创建经相移的辅序列

257。

参照图3D，图3D是根据本发明一些实施例的用于创建STORM信号的第四实施例的示例性过程的框图。示例性过程300D可以由发射机102的处理器110执行，其将输出信号发送给系统100中的接收机104。过程300D遵循与过程300B的相同步骤和操作，但有一些例外，特别是在生成FD STORM输出信号s_STORM 365的过程中应用了单个DFT 218。在处理器110分别将相位旋转220A和220B应用于主序列{a_n}250A和辅序列{b_n}250B之后，以及将附加相移304应用到经旋转的辅序列

之后，处理器110执行第一部分连接操作306C，例如，求和操作(叠加)，以连接经相位旋转的主序列

255A和经移位的辅序列

257，并将连接的序列馈送到单个DFT，例如DFT 218，以创建FD连接序列{X_k}。由于与序列

255A相比，经移位的辅序列

257具有一个整体相对

相位因子，因此处理器110可以应用频域划分308，容易地将FD连接序列分离为FD主序列{A_k}和FD辅序列{B_k}。通过使用例如下面的等式9中表达的公式，可以实现频域划分308，从FD连接序列{X_k}导出FD主序列{A_k}和FD辅序列{B_k}。

等式9：

在分离FD连接序列{X_k}之后，过程300D作为过程300B进行，以使用脉冲形状φ(t)和

创建主FD POSC信号s₁ 260A和辅FD POSC信号s₂ 260B，脉冲形状φ(t)和

分别由相应的FD滤波器(滤波器224A和滤波器224B)构造。处理器110可以为主FD POSC信号s₁260A和辅FD POSC信号s₂ 260B应用第二部分连接操作306D，例如，求和操作(叠加)，以创建FD STORM输出信号s_STORM 265。过程300D中的单个DFT实现可以带来更有效(较低复杂度)的生成STORM输出信号S_STORM 365的算法，这反过来可以降低设计复杂度、减少计算资源、降低生产复杂度，并且因此降低成本和/或能耗。

当然，可以将应用于过程300A、300B、300C和/或300D的一个或多个修改组合在一起，以进一步降低用于生成STORM输出信号S_STORM 365过程的复杂度、计算资源和/或成本。

根据本发明一些实施例，通过将相互补充的主信号和辅信号连接起来生成STORM输出信号，以增加输出信号的振幅恒定性，从而降低其PAPR的概念，可以以信号波形构造的时域实现，应用于在时域中处理的SC(非FDM)信号。

现在参照图4，图4是根据本发明一些实施例的用于创建SC-STORM信号的示例性过程的框图。示例性过程400可以由发射机(例如发射机102)的处理器(例如处理器110)执行，其将输出信号发送给系统(例如系统100)中的接收机(例如接收机104)。过程400扩展标准的SC生成过程，其中附加辅序列生成402、对生成的辅序列进行相位旋转和可能的附加相位旋转(移位)，并将各滤波器构成的脉冲整形应用于连接在一起的主序列和辅序列，以创建SC-STORM输出信号。

虽然过程400可以应用于高阶星座，但是过程400被展示为BPSK调制，因此主序列{a_n}250A由处理器110将BPSK映射202A应用于输入编码比特流来创建。处理器110可以通过将辅序列生成402应用于主序列{a_n}250A来生成辅序列{b_n}250B。虽然辅序列生成402应用与过程300B使用的辅序列生成302相同的设计概念，但是辅序列生成402可以稍微调整，因为没有将S/P应用于SC信号，因此主序列的子序列的循环扩展可能不是强制性的。通过应用如下面的等式10中表达的公式(与等式4相比略做修改)，辅序列生成402可以生成辅序列{b_n}250B。等式10与非常长的主序列符号{a_n}相关，其中，a_-1和a_-2被设置为来自集合{±1}，并且不影响该实施例本质的一些任意初始值。

等式10：

b_m＝-a_ma_m-1a_m-2，m＝0，1，2，...

类似于过程300A，处理器110为主序列{a_n}250A和辅序列{b_n}250B应用相位旋转，例如相位旋转220，如

相位旋转220A，因为BPSK用于映射主序列{a_n}250A。相位旋转220A的结果是经相位旋转的主序列

255A和经相位旋转的辅序列

255B。处理器110可以应用附加相移，例如附加相移304，以将附加的相对总相移(由乘法因子j表示)应用于旋转的辅序列

255B的调制符号，从而创建经移位的辅序列

257。

类似于等式8，经相位旋转的主序列

255A的符号可以用于制定经移位的辅序列

257，如下面的等式11所示(与等式8相比略做修改)。在等式8中，

和

可以被设置为来自集合{±1,±j}，但满足约束

并且不影响该实施例本质的任意初始值。

等式11：

处理器110使用利用主滤波器406A和辅滤波器406B分别构造的脉冲形状，在将脉冲整形应用于其上之前，将上采样404应用于经相位旋转的主序列

255A和经移位的辅序列

257，以生成主信号S₁ 410A和辅信号S₂ 410B。在上采样之后，需要以更高的采样率执行滤波操作406A和406B，以达到所选脉冲形状的理想精度，这固有地增加了处理的信号的BW。根据精度和/或复杂度和/或频谱效率之间的一些折衷来确定上采样因子。然后，处理器110，例如通过求和306，将主信号S₁ 410A和辅信号S₂ 410B组合，以生成SC-STORM输出信号S_SC-STORM420。

产生的SC-STORM输出信号S_SC-STORM420可以由等式6中的表达式的非循环变量表示，没有插入CP类型的保护间隔，即T_g＝0，因此在连续OFDM符号之间没有WOLA(CP窗口化)处理。SC-STORM输出信号S_SC-STORM420可以通过下面的等式12正式表达。

等式12：

其中，对于给定的t，由于脉冲φ和

持续时间短，等式12中的两个和中的每一个实际上跨越了n的有限范围。可以使用利用数字滤波器的主滤波器406A和辅滤波器406B在(离散)时域中构造脉冲波形，数字滤波器的系数Φ_m＝φ(mT_s+δ_φ),m＝0,1,…,M_φ-1和

可以分别是φ(t)和

的一些采样(按照速率

)版本。

过程400可以用于生成从主序列(例如主序列{a_n}250A)创建的SC-STORM输出信号S_SC-STORM420，主序列中嵌入了BPSK符号的固定子序列，例如，导频符号等。特别地，过程400可以应用于主序列，例如主序列{a_n}250A，其中嵌入了在主序列{a_n}250A的每个块

内循环插入的预先固定的连续U个符号的序列，其中每个块包括M个符号，例如，PHY SC规范IEEE 802.11ad，第21.6.3.2.5节，其中M≡0(mod4)，U＜M，例如，U＝64,M＝512，l是(整数)块索引。这意味着子序列

是U＝U₁+U₂(其中，U₁,U₂是非负整数)个符号的(固定的)唯一字(UW)，每个∈{±1}或全部为零，其对于任何M个符号的块，都是重复的。该实现使接收机104在检测器处执行频域均衡(FDE)，正如通常在基于OFDM的接收机中所做的那样，同时受益于STORM过程400带来的优点，例如，功率效率、改进的覆盖范围等。

在接收机侧，类似于STORM信号S_STORM 365的检测，接收机104的收器前端(例如接收机前端116)，将接收的信号转换为输出基带信号S_SC-STORM420(与一些额外的噪声和/或失真有关)，并且将它传送到信号解调器，例如信号解调器118，其通常与接收机104的处理器120集成。处理器120解调接收的SC-STORM基带信号以提取编码的数据。由于对SC-STORM输出信号S_SC-STORM420的功率的主要贡献源自主信号S1410A(因为主信号S₁410A的功率显著大于辅信号S2410B的功率)，因此接收机104的处理器120可以忽略辅信号S₂410B的贡献，并且将接收的SC-STORM基带信号作为普通SC信号信息处理。接收机104的处理器120可以使用嵌入在发送的SC-STORM信号S_SC-STORM420中的(非数据承载的)UW符号来改进其检测。

在SC信号基于嵌入有UW(的副本)的主序列{a_n}250A的场景中，可以使用类似于过程300A、300B、300C和/或300D的过程实现在频域中等效地生成SC-STORM信号。

参照图5，图5是根据本发明一些实施例的用于通过频域处理来创建SC-STORM信号的示例性过程的框图。示例性过程500可以由发射机102的处理器110执行，其将输出信号发送给系统100中的接收机104。过程500类似于过程300D，但有两个主要例外：第一，处理器110将UW插入502应用于主序列{a_n}250A。为了保持一致性，假设应用于主序列{a_n}250A的S/P操作204A生成M-U个符号的子序列(块)。S/P操作204A是生成M个符号的子序列的S/P操作204的适配(在过程300D中应用)。与过程300D相比，过程500的第二个修改涉及调整OFDM调制230，以移除CP插入210，从而产生修改的OFDM调制235。如在过程300D中完成的那样，处理器110使用等式4中的表达式来创建辅序列{b_n}250B。在执行第一部分连接306C之后，处理器110将DFT(例如DFT 118)应用于连接序列。然后，处理器110可以通过使用等式9中表达的公式来应用频域划分308，以划分FD连接序列。

为了保持连续调制块之间的平滑过渡，处理器110可以用于通过将UW的前U₂个符号作为后缀插入到S/P 204A之后的M-U个数据符号的每个块中，来执行UW插入502，同时将剩余的后U₁个符号作为前缀插入每个块。此外，除了满足U₁+U₂＝U之外，U₁和U₂两者都必须足够大于L，L是以FD脉冲整形滤波器g^(i＝0,1)引入的

为单位的ISI长度。

如上所述，对于STORM输出信号S_STORM 365以及SC-STORM输出信号S_SC-STORM420的生成，用于创建主POSC信号和辅POSC信号的合适脉冲形状φ(t)和

的选择和/或构造，就恒定振幅而言，对产生的信号具有至关重要的影响，因此降低了输出信号的PAPR。这意味着需要适当地选择用于SC STORM信号的FD滤波器g⁽⁰⁾224A和g⁽¹⁾224B，和/或用于SC-STORM信号的TD滤波器406A和406B。

当例如，在频域中构造要与等式6(和/或等式7)一起使用的脉冲形状φ(t)和

时，除了频谱包含和近恒定振幅，可以遵循若干设计准则，以实现通信系统100的范围扩展，并因此降低了STORM输出信号S_STORM 365的PAPR：

(1)如等式6(以及分别在等式7中)所表示的整个STORM波形的PAPR应该非常小。形式上，这可以通过下面的等式13表示。

等式13：

(2)用于创建辅TD POSC信号S₂ 360B的脉冲形状

的功率应远小于用于创建主TD POSC信号S₁360A的脉冲形状φ(t)的功率。形式上，这可以通过下面的等式14表示。

等式14：

或(等效的，在FD中)

(3)可以将一个或多个脉冲持续时间约束(时间支持)应用于脉冲形状φ(t)和/或脉冲形状

(以基本SC-FDM信令间隔

为单位)。例如，主脉冲持续时间应该尽可能小，以便在接收机104处将产生的ISI限制为可管理的检测算法(具有低复杂度)。

(4)可以将一个或多个频谱约束应用于STORM输出信号S_STORM 365。例如，通过例如频谱发射掩模(SEM)和/或相邻载波泄漏比(ACLR)的频谱要求约束，STORM输出信号S_STORM365的功率谱密度(Power Spectral Density，PSD)应该足够“窄”，在通过(非线性)PA(如PA114)之后，具有尽可能小的OBO。

设计准则(2)可能意味着，设计准则(1)和设计准则(4)对于主FD POSC信号s₁260A本身是需要的，而不仅仅对于整个STORM输出信号S_STORM 365而言。

设计准则(4)意味着，为了有效地生成STORM输出信号S_STORM 365，就频谱约束而言，必须考虑PA 114的一个或多个操作特性。因此，设计准则(4)表达了STORM概念的一些自由度，使其适应于不同的通信场景和应用，因为它涉及PA 114的一个或多个(例如，通过PA建模、指定的调整和/或基于规范的频谱约束)所表示的操作特性。

用于在频域中构造脉冲形状φ(t)和

以用于等式6(和/或等式7)的第一示例性方法基于根据某个实对称祖先函数p(t)创建脉冲形状φ(t)和

脉冲形状φ(t)和

可以由发射机102的处理器110分别使用FD滤波器g⁽⁰⁾224A和g⁽¹⁾224B构造。祖先函数p(t)不消失的范围，即函数p(t)的支持(表示为supp(p))，在

和

之间，其中，

并且L≥2是控制ISI的整数。此外，要求祖先函数p(t)的最大绝对值达到t＝0，并且不失一般性(借助于规范化自由度)，将最大值设置为1。即，祖先函数p(t)应满足下面等式15中表达的条件。

等式15：

并且|p(t)|≤p(0)＝1；

p(t)＝0如果

为了更加容易满足一个或多个设计准则(1-4)，可以应用一个或多个额外限制。例如，最好选择一个在其支持下连续且足够光滑的祖先函数p(t)，并且其满足下面的等式16中的条件(a)和(b)。限制15、16(a)、16(b)可以进一步附加如下面的等式16(c)所表示的另一个条件，以构造性能特别优良的脉冲形状φ(t)和/或

等式16：

(a)

(b)

(c)

可以由处理器110根据下面的等式17中表达的公式，使用的祖先函数p(t)构造脉冲形状φ(t)和

和/或在一些离线过程中预先准备。

等式17：

应当注意，由于上文对祖先函数p(t)指定的受限制的支持，在脉冲形状函数φ(t)和

的时间中产生的支持由下面的等式18给出。

等式18：

从等式18中可以看出，辅脉冲形状

在时域中(具有较短的脉冲持续时间)比主脉冲形状φ(t)更窄，因此，要求辅滤波器g⁽¹⁾ 224B在频域中比主滤波器g⁽⁰⁾ 224A更宽。此外，由于祖先函数p(t)的对称性(大约0)，(紧密耦合的)脉冲形状φ(t)和

每个相对于它自己的支持区域的中心(脉冲持续时间)，也是对称的，如下面的等式19所示。

等式19：

可以从多个函数中选择祖先函数p(t)。在下面的等式20中提供了一些示例性祖先函数p(t)，但是，也可以选择其他函数来表示祖先函数p(t)。等式20中指定了

范围中的示例性祖先函数p(t)，并且通过利用对称关系p(-t)＝p(t)来确定负值t时它们的值。

等式20：

例如，使用满足等式16的额外限制的祖先函数p₃(t)和设置L＝2，所构造的脉冲形状φ(t)和

在下面的等式21中表示。

等式21：

如果

否则

如果

否则

现在参照图6，图6是根据本发明一些实施例的构造用于生成STORM信号的脉冲形状的示例性祖先函数的曲线图。如曲线图600所示，从祖先函数p(t)610(例如祖先函数p₃(t))生成主脉冲形状φ(t)612和辅脉冲形状

614。从曲线图600可以看出，辅脉冲形状

614的功率显著小于主脉冲形状φ(t)612的功率。

可以用于生成STORM输出信号(例如STORM输出信号S_STORM 365，其具有特别低的PAPR和改进的频谱特性)的另一示例性祖先函数p(t)在下面的等式22中表示。

等式22：

其中

其中，α是某个正参数，任何α都满足等式16中表示的限制条件。选择α的不同值可带来产生的STORM信号的期望属性之间的不同折衷，即，实现产生的STORM信号的设计准则(1-4)的不同用法。

在等式6(和/或等式7)中使用的用于在频域中构造脉冲形状φ(t)和

的第二示例性方法，基于直接从主脉冲形状φ(t)导出辅脉冲形状

而不需要祖先函数p(t)。辅脉冲形状

可以由发射机102的处理器110，通过使用下面等式23中表达的公式，基于支持对于某个整数L≥2满足

的主脉冲形状φ(t)构造和/或在一些离线过程中预先准备。

等式23：

主脉冲形状φ(t)可能不是完全任意的，并且必须至少满足对称约束

此外，为了产生有用的STORM输出信号S_STORM 365，主脉冲形状φ(t)应该是连续的并且足够平滑，并且，如果它在其支持区域内具有零，即存在离散值

则t_i必须与

彼此分开布置，使得等式23中的限制成立。这意味着，对零t_i处(还可能在支持边界处)的主脉冲形状φ(t)的导数具有一定的约束。为了满足构造主脉冲形状和辅脉冲形状φ(t)和

的设计准则(1-4)所总结的期望特性，可以应用进一步明智地选择主脉冲形状φ(t)的特定形式。但是，这些限制不是强制性的。

通过对其傅里叶变换进行采样，由主脉冲形状和辅脉冲形状φ(t)和

确定滤波器系数

因此，由于有限的数值精度和截断效应，等式5的表达式满足最小偏差，例如，源于这样一个事实，即，在实践中，Q受到IFFT大小N的限制。

为了验证提出的用于生成STORM信号的系统和方法，评估STORM实现的潜在益处和/或优点，进行了一些仿真实验。实验使用修改的RAPP PA模型，即，11-09-0296-16-00ad-评估方法中指定的模型(3.2节，以及11-15-0866-02-00ay-11ay评估方法中的2.2.3节)，作为IEEE 802.11ad/ay任务小组同意的60GHz链路性能评估方法的一部分。频谱约束基于3GPP同意的新空口(New Radio，NR)研究项目(参见TSG RAN WG1邮件讨论“[85-18]NR的PA假设”，2016年6月)，并具有PA模型类需要的简单重缩放适应性。假设LTE OFDM“10MHz参数集”，即，M≤600，其中600个子载波占总系统BW的90％。

现在参照图7A和图7B，图7A和图7B是根据本发明一些实施例的呈现用于验证STORM信号性能的验证实验结果的曲线图。图7A呈现了用于创建用于验证实验的STORM信号的主脉冲形状和辅脉冲形状的频谱表示、时域中的产生的STORM信号的表示及产生的PAPR性能的曲线图。图7B呈现了根据本发明一些实施例的用于验证STORM信号性能的实验的比较结果的曲线图。曲线图700分别呈现了使用祖先函数p(t)(例如在等式22中表示的祖先函数p(t)，其中，α＝1.5904并且L＝10)构造的主脉冲形状和辅脉冲形状的FD滤波器系数(抽头)

和

其中，k＝0,1,…,Q-1，Q＝1024。曲线图702呈现了时域中的产生的STORM信号样本在复平面中的分布。如曲线图700所示，辅脉冲形状

712的功率比主脉冲形状φ(t)710的功率低约17dB。如曲线图702所示，通过辅脉冲形状

712和主脉冲形状φ(t)710的叠加生成的STORM信号具有近恒定模量特性，其中绝大多数时间样本的振幅接近恒定，因此PAPR可能非常小。曲线图702中单位圆内的点是由于CP窗口化，即，它们表示连续OFDM符号之间的定制边界内的(相对较少的)样本。曲线图703以STORM信号的多个时间段上观察到的PAPR值的互补累积分布函数(Complementary Cumulative DistributionFunction，CCDF)的形式呈现STORM信号的PAPR测量结果，STORM信号的时域特性在曲线图702中给出。如曲线图704、706、708所示，比较了通过上述PA模型得到的三个信号的频谱特性。在所有三种情况下，PA(例如PA 114)的输入处的信号的增益被调谐到可能的最大值，同时确保PA 114的输出处的相应信号符合频谱约束。曲线图704呈现了(用M＝600以及

的BPSK调制方案生成的)SC-FDM基线信号的频谱特性。曲线图706呈现了(用M＝300以及QPSK调制方案生成的)OQPSK-POSC信号的频谱特性。曲线图708呈现了使用辅脉冲形状

712和主脉冲形状φ(t)710生成的STORM信号的频谱特性。从曲线图704、706、708可以看出，当应用由LTE频谱发射掩模和ACLR要求施加的频谱发射约束时，STORM信号呈现显著的输出功率优势，即，相对于SC-FDM和OQPSK-POSC，分别约6.4dB和约2.2dB增益。

由于在STORM实现中使用了特殊选择的非奈奎斯特脉冲整形，特别是对于主脉冲形状φ(t)，STORM输出信号S_STORM 365可能遭受一些(受控的)ISI，这可能导致接收机(例如接收机104)处的某些检测损失。为了解决ISI(在评估的例子中长度为约4)问题，在部署低复杂度(BPSK的8状态)BCJR解调器时，对检测性能进行了评估，以在(例如，在接收机104的处理器120中实现的)解码器的输入端生成软比特。归因于ISI的接收机104处的检测损失远小于输出功率的增益(减小的PA OBO)。加性高斯白噪声(Additive White GaussianNoisAWGN)信道中的STORM信号的总增益在下面的表1中给出，其中接收机104忽略了辅POSC信号(FD中的s₂260B或TD中的S₂360B)。表1呈现了三种信号(SC-FDM、OQPSK-POSC、STORM)的比较，其中，所有信号都配置为提供相同的吞吐量。检测损失定义为用于使用3GPP TS36.212V13.0.0(2015-12)、演进的通用地面无线电接入(Evolved Universal TerrestrialRadio Access，E-UTRA)、多路复用和信道编码(版本13)中规定的Turbo信道编码，将误块率(Block Error Rate，BLER)维持在10％所需的Rx信噪比(Signal-to-Noise Ratio，SNR)中的偏移量。

表1：

在类似的性能分析中，对于BPSK率

的更高调制编码方案(MCS)，其中基线方案是SC-FDM，码率

且经

旋转QPSK，STORM信号的总增益从6.2dB增加到7.4dB。

根据本发明一些实施例，可以扩展用于生成STORM输出信号S_STORM 365的过程300A、300B、300C和/或300D，以将主FD POSC信号s₁ 260A与多个(R个)辅FD POSC信号s_{2_1}260B_1至s_{2_R 260B_}R(R≥2)连接起来。这样可以使用多个辅FD POSC信号s_{2_1} 260B_1至s_{2_R} 260B_R，以更高的灵活性和/或粒度来补充主FD POSC信号s₁ 260A，以进一步降低整个STORM输出信号S_STORM 365的PAPR。该实现也可以用于为大于2阶(即，高于BPSK)的(符号)星座(调制方案)生成STORM输出信号S_STORM 365。虽然扩展过程300A、300B、300C和/或300D可能需要增加成本和/或复杂度，但是它具有可以提供更低的PAPR和/或更高的频谱效率的优势，这可能是一个或多个应用所需要的。

参照图8，图8是根据本发明一些实施例的用多个辅信号创建STORM信号的示例性过程的框图。示例性过程800可以由发射机(例如发射机102)的处理器(例如处理器110)执行，其将输出信号发送给系统(例如系统100)中的接收机(例如接收机104)。过程800是过程300C的扩展，其中辅FD POSC信号s_{2_1} 260B_1至s_{2_R} 260B_R的多个(R个)与主FD POSC信号s₁ 260A组合(连接)，以创建STORM输出信号S_STORM 365。

如上文所讨论的，对于过程300A、300B、300C和/或300D，虽然过程800可以支持高阶调制方案，但是为BPSK映射202A提供示例性过程800和支持数学描述。

处理器110可以将扩展辅序列生成802应用于经相位旋转的主序列

255A，以便创建多个经移位的辅序列

257_1至

257_R。扩展辅序列生成802可以是辅序列生成操作的扩展，例如替代辅序列生成操作302A。扩展辅序列生成802可以(以某种特定方式)根据经旋转的主序列

的符号产生经移位的辅序列

257_1至

257_R中的每一个。处理器110可以将DFT 218应用于经移位的辅序列

257_1至

257_R中的每一个，以分别创建多个FD辅序列

至

处理器110可以将循环扩展222应用于FD辅序列

至

中的每一个。然后，处理器110可以将使用多个FD滤波器

224B_1至

224B_R构造的多个脉冲形状应用于多个FD辅序列

至

以分别创建多个辅FD POSC信号s_{2_1} 260B_1至s_{2_R} 260B_R。处理器110，例如，通过求和操作306B，将主FD POSC信号s₁ 260A与多个辅FD POSC信号s_{2_1} 260B_1至s_{2_R} 260B_R组合，以创建FD STORM输出信号s_STORM 265，然后可以通过OFDM调制230处理该输出信号，以生成待传输的TD STORM输出信号S_STORM 365。

产生的TD STORM输出信号S_STORM 365在下面的等式24中表示。

等式24：

这里，R受限于1≤R≤2^L-1，其为辅FD POSC信号s_{2_1} 260B_1至s_{2_R} 260B_R的个数，这些信号的特征在于(使用)脉冲整形函数

(i＝1,2,…,R)(生成)，其中，

是集合{1,2,…,2^L-1-1}的不同元素，L+1是大于以

为单位的主脉冲形状φ(t)的时间支持(周期、持续时间等)的持续时间的最小整数。

等式24给出了TD STORM输出信号S_STORM 365的一般表达式。可以看出，等式6是等式8的特殊情况，其中R＝1，并且r₁＝1(假设L≥2)。

每个经移位的辅序列

257B可以由处理器110通过应用扩展辅序列生成802来创建，如下面的等式25所示，这是等式8的推广。

等式25：

其中，对于任何

二进制变量

是根据如下等式26中r的二进制表示(唯一地)定义的。

等式26：

在如等式24所表示的广义TD STORM输出信号S_STORM 365的构造的实施例中，主脉冲形状φ(t)和辅脉冲形状

(i＝1,2,…,R)均由单个祖先函数p(t)生成，如用于构造脉冲形状φ(t)和

的第一示例性方法中所描述的。祖先函数p(t)符合等式15中表示的条件，并且可选地，符合等式16(a)、16(b)和/或16(c)中表示的一个或多个额外限制。主脉冲形状φ(t)和辅脉冲形状

是根据等式17的推广(如下面的等式27所示)创建的。

等式27：

在如等式24所表示的广义TD STORM输出信号S_STORM 365的构造的另一实施例中，辅脉冲形状

(i＝1,2,…,R)是从用于构造脉冲形状φ(t)和

的第二示例性方法中描述的主脉冲形状φ(t)生成。主形状φ(t)和辅脉冲形状

是根据等式23的推广(下面的等式28所示)创建的。

等式28：

其中，

用于生成主FD POSC信号s₁ 260A和辅FD POSC信号s_{2_i} 260B_i(i＝1,2,…,R)的主脉冲形状φ(t)和辅脉冲形状

的具体选择(包括数量R和相关的特定索引集合

遵循设计准则(1-4)概述的设计原理。对等式14进行推广，使得等式14中的辅脉冲形状

的功率由多个辅脉冲形状

的总和代替，如下面的等式29所示。

等式29：

应该对在TD STORM输出信号S_STORM 365的设计中(通过索引集

)包含进任何附加辅FD POSC信号s_{2_i}所涉及的复杂度，与多个辅信号设计通过进一步降低整体STORM输出信号S_STORM 365的PAPR所提供的频谱优势(以及可能的检测损失退化)，进行权衡。从这个角度来看，可能需要在辅脉冲形状

的集合中包括进至少第一成员

该第一成员是具有最宽时间支持(脉冲持续时间)的辅脉冲形状，即，选择r₁＝1。通常，具有较小r_i值的辅脉冲形状

预计会更占优势，因此将它们包括在STORM输出信号S_STORM 365的设计中，更有可能通过覆盖扩展使通信系统100受益。

在频域内实现具有多个辅信号的一般STORM构造(如过程800)可能需要生成R+1个滤波器系数集

(i＝0,1,…,R)，其分别由FD滤波器g⁽ⁱ⁾(i＝0,1,…,R)(图8中的块224A和224B_1至224_R)使用，在某种的合理精度范围内满足下面等式30中表示的关系。

等式30：

过程800涉及R+1次DFT操作218(在STORM输出信号S_STORM 365的生成中包括所有可能的2^L-1-1个辅脉冲形状

的极端情况下达到2^L-1的最大值。在R+1个经

旋转的BPSK序列

内(它们由处理器110通过求和306B组合以创建FD STORM输出信号s_STORM 265)，有可能找到P对(其中P满足

)正交辅序列，从这个意义上说，包括正交对的两个序列的符号的元素乘积产生一系列纯虚符号。特别是，过程800中的序列

255A和

形成这样的一对，因为从等式8(及其推广，等式25)可以明显看出

因此，过程300D可以针对扩展STORM信号进行推广，每SC-FDM符号仅使用P次DFT操作218。如果某个附加辅FD POSC信号s_{2_i}的符号序列与已经包括在辅FDPOSC信号s_{2_i}集中的另一个未配对的辅FD POSC信号s_{2_i}的符号序列正交，那么这个复杂度降低方面可能会影响是否在设计中包括上述某个附加辅FD POSC信号s_{2_i}的决定。这样，添加不会显著增加发射机102的复杂度，因此，它的包含可能被认为是更有利的。

上述实施例的直接概括，扩展STORM方法以包括多个辅信号，也可以通过如上面对STORM输出信号365描述的那样，将如等式12中表示的SC-STORM输出信号S_SC-STORM420的表达式(通过过程400或过程500生成)扩展到多个辅信号来(在时域和频域中)应用于SC信号构造。

应用过程800以使用多个辅信号生成S_STORM信号和/或S_SC-STORM信号，这些辅信号可以被用于支持更高阶的星座(超过BPSK)以将数据流映射到主序列{a_n}中。在那种情况下，可以将BPSK映射(例如BPSK映射202A)扩展到更一般的相移键控(Phase Shift Keying，PSK)映射，例如，QPSK映射、8PSK映射等。一般的PSK映射可以进一步包括使用(有限长度)存储器以不同方式映射调制符号。即，产生的主序列{a_n}中的每个符号现在可以取决于输入数据流的多于log₂ q位，其中，q是星座大小，例如，对于QPSK映射，q＝4，对于8PSK映射，q＝8，等等。此外，可以将复相位旋转(例如相位旋转220A)，通过π的分数扩展到更一般的相位旋转，例如但不一定是π的

根据本发明一些实施例，可以扩展STORM信号生成过程300A、300B、300C、300D、400、500和/或800中的一个或多个以支持多PA HF发射机(例如发射机102)，该多PA HF发射机包括多个PA(例如PA114)，比如包括4或8或16个PA 114。具体地，虽然每个PA 114可以具有有限的功率，但是多个PA 114可以用于同时发送多个部分STORM信号中相应的一个，这些部分STORM信号一起构成整个STORM信号，使得整个STORM信号的功率在多个PA 114之间被划分，每一个PA以相对小的OBO，利用馈入其中的相应低PAPR的部分STORM波形的优点，进行操作。

在多PA 114发射机102的一些实施例中，多个部分STORM信号可以被空间复用，并由例如包括多个PA 114的HF多输入多输出(MIMO)发射机102发射，每个提供单独的HF传输路径，每个由多个低PAPR的部分STORM信号中的一个馈送。该实现在模拟和/或数字波束成形(Beam-Forming，BF)中特别有用，所谓的混合BF(Hybrid BF，HBF)由发射机102和接收机(例如接收机104)两者在系统(例如系统100)中部署，并且其中，HF MIMO信道基本上退化为具有低延迟扩展的一组几乎不相交的单输入多输出(Single Input Multiple Output，SIMO)信道。

在多PA 114发射机102的其他实施例中，可以使用频率复用来复用多个部分STORM信号，可选地，在多个部分STORM信号的连续对之间具有一些带宽重叠，其中，从PA 114的不相交子集发送多个部分STORM中的每一个，以便增加用于传输的SC-FDM子载波的总数，但是每个PA 114借助于馈入其中的低PAPR的部分STORM波形，以相对小的OBO，进行操作。

出于说明的目的，已经给出了对本发明各实施例的描述，但是并不旨在穷举或限制于所公开的实施例。在不脱离所描述的实施例的范围和精神的情况下，许多修改和变化对于本领域普通技术人员来说是显而易见的。这里使用的术语是为了最好地解释实施例的原理、实际应用或对市场中发现的技术的技术改进，或者为了使本领域普通技术人员能够理解本文公开的实施例。

预计在本申请到期的专利期限内，将开发许多相关的FDM和/或SC传输技术，并且术语FDM和/或SC传输技术的范围分别旨在先验地包括所有这些新技术。

如本文所用，术语“约”是指±10％。

术语“包括”、“包括”、“包括”、“包括”、“包括”、“具有”和它们的缀合物表示“包括但不限于”。该术语包括术语“由......组成”和“基本上由......组成”。

短语“基本上由......组成”是指该组合物或方法可以包括附加的成分和/或步骤，但仅在附加成分和/或步骤不会实质性地改变要求保护的组合物或方法的基本和新颖特征的情况下。

如本文所使用的，单数形式“一”，“一个”和“该”包括复数指代，除非上下文另有明确说明。例如，术语“化合物”或“至少一种化合物”可以包括多种化合物，包括其混合物。

“示例性”一次在本文中用于表示“用作示例、实例或说明”。被描述为“示例性”的任何实施例不必被解释为比其他实施例优选或有利，和/或排除与其他实施例的特征的合并。

“可选地一词，在本文中用于表示“在一些实施例中提供而在其他实施例中未提供”。除非这些特征冲突，否则本发明的任何特定实施例可以包括多个“可选”特征。

在整个申请中，本发明的各实施例可以以范围格式呈现。应当理解，范围形式的描述仅仅是为了方便和简洁，不应该被解释为对本发明范围的不灵活限制。因此，范围的描述应该被认为具体地公开了所有可能的子范围以及该范围内的单个数值。例如，对范围(例如1至6)的描述应该被认为是具有地公开了子范围，例如，从1到3、从1到4、从1到5、从2到4、从2到6、从3到3，以及在该范围内的单个数字，例如，1、2、3、4、5、6，无论范围的广度如何，这都适用。

当本文显示一个数值范围时，这意味着，包括所指示范围内的任何被引用的数字(分数或积分)。短语“范围”/第一指示数字和第二指示数字之间的“范围”和“范围”/从第一指示数字“到”第二指示数字的“范围”，在本文中可互换使用，并且意味着包括第一和第二指示数字以及它们之间的所有分数和整数数字。

应当理解，为了清楚起见，在单独的实施例的上下文中描述的本发明的某些特征也可以在单个实施例中组合提供。相反，为了简洁起见，在单个实施方案的上下文中描述的本发明的各种特征也可以单独提供，或者以任何合适的子组合提供，或者在本发明的任何其他描述实施例中适当地提供。在各种实施例的上下文中描述的某些特征不应被认为是那些实施例的必要特征，除非该实施例在没有这些元件的情况下不起作用。

本说明书中提及的所有出版物、专利、专利申请均通过引用整体并入本说明书中，就如同每一份单独的出版物、专利或专利申请都是具体地、单独地表明要在本文件中引用的一样。另外，本申请中任何参考文献的引用或标识不应被解释为承认该等引用可作为本发明的现有技术。在使用章节标题方面，它们不应被解释为必然限制。

Claims (25)

1.一种发射机，包括：

处理器，用于：

使用主脉冲形状，将调制符号的主序列转换为主信号；

使用辅脉冲形状，将从所述主序列创建的调制符号的辅序列转换为辅信号；以及

基于所述主信号和所述辅信号创建连接的输出信号，其中，所述辅序列是通过从所述主序列的对应调制符号和所述主序列的至少两个先前调制符号生成所述辅序列的每个调制符号的方式生成的。

2.根据权利要求1所述的发射机，其中，所述处理器被配置为对所述主序列或所述辅序列或它们的复合序列执行以下操作中的至少一种：

当在频域中处理时：

-复相移π/2或其倍数；

-离散傅里叶变换DFT；

-循环扩展；

-利用关于所述主序列的所述主脉冲形状和/或关于所述辅序列的所述辅脉冲形状的信息的滤波过程；以及

当在时域中处理时：

-上采样；

-利用关于所述主序列的所述主脉冲形状和/或关于所述辅序列的所述辅脉冲形状的信息的滤波过程。

3.根据权利要求1所述的发射机，还包括循环地扩展所述主序列的连续符号的多个有限子序列，以创建所述辅序列的连续符号的多个对应有限子序列。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述处理器用于使用以下组中的任何一个来传输所述输出信号：

-频分复用FDM；

-离散傅里叶变换扩展正交FDM DFT-s-OFDM；

-单载波FDM SC-FDM；

和/或基于频分多址FDMA的传输。

5.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述处理器用于周期性地将至少一个固定的有限符号序列插入到所述主序列中，所述有限符号序列包括唯一字UW。

6.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述处理器用于将所述主序列和所述辅序列转换为频域信号，以创建所述输出信号，其中，产生的频域输出信号在传输前被转换回时域。

7.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述处理器用于周期性地将保护间隔GI插入到时域输出信号中，所述保护间隔包括以下成员中的至少一个：

-循环前缀CP；

-循环后缀；

-零前缀ZP；

-零尾ZT。

8.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述调制符号的主序列根据二进制相移键控BPSK调制方案来映射待传输的数据流。

9.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述主序列的调制符号序列根据更高阶的相移键控PSK调制方案来映射待传输的数据流，并且所述主序列和所述辅序列进一步经历连续符号之间的π的分数复相位旋转。

10.根据权利要求9所述的发射机，其中，所述主序列的调制符号使用有限存储器差分映射方案来映射所述待传输的数据流。

11.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述输出信号的峰均功率比PAPR低于所述主信号的PAPR。

12.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，用于转换所述辅信号的所述辅脉冲形状的功率比用于转换所述主信号的主脉冲形状的功率至少小10dB，从而相对于所述主信号的功率，所述辅信号的功率忽略不计。

13.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述主脉冲形状和辅脉冲形状符合多个脉冲持续时间约束中的至少一个。

14.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述处理器用于创建所述输出信号，以符合多个信号频谱约束中的至少一个。

15.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述主脉冲形状和所述辅脉冲形状是使用一个祖先函数构造的。

16.根据权利要求1-3任一项所述的发射机，其中，所述辅脉冲形状是基于所述主脉冲形状的。

17.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述处理器用于在将所述主信号和所述辅信号分别转换到频域之后，在所述频域中执行叠加。

18.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述处理器用于，通过相应主序列和辅序列在时域中的第一部分连接和在频域中的第二部分连接，来连接所述主信号和所述辅信号。

19.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述输出信号是作为多个部分输出信号，通过多个功率放大器同时发送的，以支持多输入多输出MIMO传输。

20.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述输出信号是作为多个部分输出信号，通过划分为多个子集的多个功率放大器同时发送的。

21.根据权利要求1-3中任一项所述的发射机，其中，所述处理器用于，类似于所述输出信号，创建至少一个解调参考信号。

22.一种接收机，包括：

处理器，用于解调来自发射机的输入信号，所述输入信号是基于主信号和辅信号创建的，其中，所述主信号和所述辅信号是通过分别转换调制符号的主序列和辅序列来创建的；

其中，所述辅序列是通过从所述主序列的对应调制符号和所述主序列的至少两个先前调制符号生成所述辅序列的每个调制符号的方式生成的。

23.根据权利要求22所述的接收机，其中，所述处理器用于在解调所述输入信号时忽略所述辅信号。

24.根据权利要求22或23所述的接收机，其中，所述处理器用于使用至少一个解调参考信号来解调所述输入信号。

25.一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质上存储有计算机可读程序指令，当所述计算机可读程序指令被发射机的处理器执行时，使所述处理器执行如下操作：

使用主脉冲形状，将调制符号的主序列转换为主信号；

使用辅脉冲形状，将从所述主序列创建的调制符号的辅序列转换为辅信号；以及

基于所述主信号和所述辅信号创建连接的输出信号，其中，所述辅序列是通过从所述主序列的对应调制符号和所述主序列的至少两个先前调制符号生成所述辅序列的每个调制符号的方式生成的。

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