CN110945846B - 近恒模合成(storm)波形的高效设计与实现 - Google Patents

Abstract

一种发射器，包括处理器，其适用于使用通用脉冲形状将调制符号的主要序列转换为主要信号；使用所述通用脉冲形状的变形版本，将从所述主要序列创建的调制符号的辅助序列转换为辅助信号；并组合所述主要信号和所述辅助信号以创建联合输出信号。

Description

近恒模合成(STORM)波形的高效设计与实现

相关申请的交叉引用

1)申请号为PCT/EP2016/077147、名称为“用于高频传输的近恒模合成波形”的专利合作条约(Patent Cooperation Treaty,PCT)申请。

2)3GPP TSG RAN WG电子邮件讨论，“[85-18]NR的PA假设(PA assumption forNR)”，2016年6月。

技术领域

在一些实施例中，本发明涉及生成具有低峰均功率比(peak to average powerratio,PAPR)的无线信号，并且更具体地但非排他性地，涉及通过采用使用通用脉冲形状的变形版本创建的一个或多个辅助信号对使用该通用脉冲形状创建的信号进行补充，来生成低PAPR的无线信号，以增加信号幅度的恒定性。

背景技术

无线通信，特别是蜂窝通信正在迅速发展以提供更高的性能，例如，增加的吞吐量、改进的带宽(band-width,BW)利用率、增强的覆盖范围、降低的设备成本和/或类似的。

单载波频分多路复用(single-carrier frequency division multiplexing,SC-FDM)信号，也称为离散傅立叶变换扩展正交频分多路复用(discrete Fourier transformspread orthogonal frequency division multiplexing,DFT-s-OFDM)信号，其在性能方面(尤其是由于具有降低的PAPR而)优于OFDM的优越表现是采用SC-FDM作为多种应用(例如长期演进(long term evolution,LTE)上行链路)的调制技术的主要动机。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种发射器，包括处理器，该处理器适用于使用通用脉冲形状将调制符号的主要序列转换为主要信号，使用通用脉冲形状的变形版本将从主要序列创建的调制符号的辅助序列转换为辅助信号，并组合主要信号和辅助信号以创建联合输出信号。

根据本发明的第二方面，提供了一种接收器，包括处理器，该处理器适用于对从发射器接收的输入信号进行解调，该输入信号是通过组合主要信号和辅助信号而创建的联合信号。其中，主要信号是通过使用单个通用脉冲形状对调制符号的主要序列进行转换而创建的，并且辅助信号是通过使用通用脉冲形状的变形版本对调制符号的辅助序列进行转换而创建的。

使用通用脉冲形状创建联合信号是创建通用的近恒模合成(SynThesis Of aneaR-constant Modulus,STORM)信号的本质，其可以显著增加信号幅度的恒定性，从而降低信号的峰均功率比(PAPR)。降低PAPR可显著增加发射器中通常使用的非线性功率放大器(power amplifier,PA)的输出功率回退(output power back-off,OBO)，从而允许使用更简单且成本更低的PA。使用通用脉冲形状可以进一步降低发射器和/或接收器的复杂度，因为主要信号(序列)和辅助信号(序列)当在基本脉冲形状中应用一些变形(具体为时移和/或衰减)时可以很容易地联合。

在第一和/或第二方面的另一实现形式中，输出信号的PAPR低于主要信号的PAPR。这是应用通用STORM实现的目标，且该目标通过使用一个或多个辅助信号对携带待发送数据的主要序列进行补充来实现，以提高联合信号幅度的恒定性并因此降低PAPR。

在第一和/或第二方面的另一实现形式中，通用脉冲形状的变形版本包括通用脉冲形状的经由时移和/或衰减的变形。在时移和/或衰减方面变形通用脉冲形状可以允许发射器和/或接收器的显著简化，这可以应用明显更简单的操作来创建(联合)和/或分解联合信号。

在第一和/或第二方面的另一实现形式中，处理器适用于在相应的调制符号序列的电平处执行组合主要信号和辅助信号以生成调制符号的中间联合序列的操作，其可能以相对于主要序列的上采样速率并使用有关通用脉冲形状变形的信息来执行。这可以允许在实现发射器和/或接收器时有进一步的灵活性以便适应所需的传输方案。

在第一和/或第二方面的另一实现形式中，通用脉冲形状是高斯脉冲形状或其近似。由于其简单的形状和在时域和/或频域中的均匀分布，高斯脉冲形状可以用作创建通用STORM信号的优先候选对象。

在第一和/或第二方面的另一实现形式中，调制符号的主要序列根据多个调制方案中的一个或多个来映射输入比特流，调制方案包括：

–二进制相移键控(binary-phase shift keying,BPSK)调制方案

–正交相移键控(quadrature-phase shift keying,QPSK)调制方案

–高阶相移键控(phase shift keying,PSK)调制方案

–正交幅度调制(quadrature-amplitude,QAM)方案。

其中，主要序列和辅助序列进一步经历连续符号之间的π的分数倍的复数相位旋转。支持多种调制方案可以使发射器和/或接收器适用于支持多种传输协议、带宽要求和/或类似的时具有显著的灵活性。施加相位旋转可以提高对符号间干扰(inter symbolinterference,ISI)的抗扰性。

在第一和/或第二方面的可选实现形式中，在将输入比特流映射到调制符号的主要序列时，选择(切换)多个调制方案中的两个或更多个。在调制方案之间进行切换可以允许对所发送的联合信号的一个或多个段应用最合适的调制方案。例如，可以使用诸如，例如QPSK、8相移键控(8phase-shift keying,8PSK)、QAM和/或类似的高带宽调制方案来调制发送数据，而为简单起见，可以使用诸如BPSK的较低带宽调制方案对解调参考信号(demodulation reference signal,DMRS)数据进行调制。

在第一和/或第二方面的另一实现形式中，通过在主要序列的一个先前或随后的调制符号处从主要序列的相应调制符号生成辅助序列的每个调制符号，来从主要序列创建辅助序列。由于辅助符号可以被创建以补偿、统一和/或均衡联合信号中的相应主要符号，因此根据相邻的主要序列符号来创建辅助序列符号可以显著增加PAPR。

在第一和/或第二方面的另一种实现形式中，处理器被配置为对主要序列、辅助序列或其组合的联合序列执行以下一个或多个操作：

–当在频域中处理时：

·离散傅立叶变换(discrete fourier transformation,DFT)

·循环扩展

·使用有关通用脉冲形状和/或有关通用脉冲形状的变形版本的信息的滤波过程

–当在时域中处理时：

·上采样

·使用有关通用脉冲形状和/或有关通用脉冲形状的变形版本的信息的滤波过程。

在用于进行时域和频域之间的信号转换、用于使信号适应所需的传输和/或类似的主要信号、辅助信号和/或联合信号的处理序列中，可能需要一个或多个这样的处理操作。

在第一和/或第二方面的可选实现形式中，扩展主要序列的连续符号的多个有限子序列，以创建辅助序列的连续符号的多个相应的有限子序列。这样做可以从(映射待发送数据的)输入符号的序列创建多个主要子序列，以及可以通过应用DFT而变换到频域的相应的有限辅助子序列。

在第一和/或第二方面的另一实现形式中，处理器适用于使用以下组中的任一个来传输输出信号：

–频分复用(frequency division multiplexing,FDM)

–离散傅里叶变换扩展正交FDM(discrete-Fourier-transform(DFT)spreadorthogonal FDM,DFT-s-OFDM)

–单载波FDM(single carrier FDM,SC-FDM)

–基于频分多址(frequency division multiple access,FDMA)的传输

–基于交错FDMA(interleaved FDMA,IFDMA)的传输。

支持多种传输方案可以允许将通用STORM方法和实现应用于多种通常使用和部署的应用、网络、系统、基础设施和/或类似的。

在第一和/或第二方面的另一实现形式中，处理器适用于将一个或多个固定的有限符号序列(包括唯一字(unique word,UW))周期性地插入到主要序列中。将UW插入主要信号、辅助信号和/或联合信号可显著提高相应序列的抗扰性，并因此提高所产生信号对ISI的抗扰性。这还可以根据检测到的UW来改进接收器的周期性同步。

在第一和/或第二方面的另一实现形式中，处理器适用于将保护间隔(guardinterval,GI)周期性地插入到时域联合输出信号中，该保护间隔包括以下几项中的一个或多个：

–循环前缀(cyclic prefix,CP)

–循环后缀

–零前缀(zero prefix,ZP)

–零尾(zero tail,ZT)。

将GI插入主要信号、辅助信号和/或联合信号中可显著提高相应序列的抗扰性，并因此提高所产生信号对ISI的抗扰性。这还可以根据检测到的GI来改进接收器的周期性同步。

在第一和/或第二方面的另一实现形式中，处理器适用于创建输出信号以符合多个信号频谱约束中的一个或多个。使输出信号适应多个频谱约束可以使发射器和/或接收器适应多个通常使用和部署的应用、网络、系统、基础设施和/或类似的。

在第一方面的另一实现形式中，处理器适用于与创建输出信号类似地创建一个或多个解调参考信号(DMRS)。该DMRS可以用于多种目的，例如，接收器处的信道估计(channelestimation,CE)、传输的监督和/或控制、均衡、连续性、同步和/或类似的。

在第二方面的另一实现形式中，处理器适用于使用关于通用脉冲形状的信息，在频域中将单个白化匹配滤波器(whitening matched filter,WMF)应用于输入信号，以提取可以从中进一步检测所发送数据流的信号。由于通用STORM简化的实现，接收器的设计、实现和/或构造可以显著减少以使用单个WMF。

在第二方面的另一实现形式中，处理器适用于使用一个或多个DMRS信号来解调输入信号。该DMRS可以用于多种目的，例如，接收器处的CE、对传输的监督和/或控制、均衡、连续性、同步和/或类似的。

除非另有定义，否则本文中使用的所有技术和/或科学术语具有与本发明所属领域的普通技术人员通常所理解的相同含义。下面描述了示例性的方法和/或材料，但是与本文描述的那些类似或等同的方法和材料可以用于本发明的实施例的实践或测试中。在有冲突的情况下，以专利说明书及其定义为准。另外，材料、方法和示例仅是说明性的，并不意图进行必然限制。

附图说明

这里仅通过示例的方式，参考附图描述本发明的一些实施例。现在具体地详细参考附图，要强调的是，所示出的细节是作为示例的，并且出于对本发明的实施例的说明性讨论的目的。就这一点而言，结合附图进行的描述对于本领域技术人员而言如何实践本发明的实施例是显而易见的。

在附图中：

图1是根据本发明的一些实施例的示例性系统的示意图，该系统用于通过采用使用通用脉冲形状的变形版本创建的一个或多个辅助信号对使用通用脉冲形状创建的信号进行补充以增加信号幅度的恒定性来减少无线信号的PAPR；

图2是用于创建近恒模合成(STORM)信号的示例性发射器过程的框图；

图3A和图3B是用于从所接收的二进制模式STORM(Binary-mode STORM,B-STORM)信号中提取数据的示例性接收器过程的框图；

图4是用于从所接收的四进制模式STORM(Quaternary-mode STORM,Q-STORM)信号中提取数据的示例性接收器过程的框图；

图5示出了用于创建低PAPR信号的示例性非STORM发射器过程的框图；

图6A和图6B示出了根据本发明一些实施例的利用单个高斯脉冲整形函数来创建低PAPR二进制模式STORM(B-STORM)信号的示例性发射器过程的框图；

图7A和图7B是根据本发明一些实施例的利用单个高斯脉冲整形函数来创建低PAPR四进制模式STORM(Q-STORM)信号的示例性发射器过程的框图；

图8是根据本发明一些实施例的用于解调使用单个高斯脉冲整形函数创建的低PAPR四进制模式信号的示例性Q-STORM接收器过程的框图；

图9A和图9B是根据本发明的一些实施例的示出了高斯B-STORM(Gaussian B-STORM,GB-STORM)和高斯Q-STORM(Gaussian Q-STORM,GQ-STORM)信号的PAPR性能的图表；

现在参考图10，其包括示出了根据本发明的一些实施例生成的GB-STORM和GQ-STORM信号由功率放大器(PA)放大之后的功率谱密度(power spectral density,PSD)的图表；

图11A、图11B和图11C是根据本发明一些实施例的利用单个通用脉冲整形函数来创建低PAPR通用STORM(Universal STORM,U-STORM)信号的示例性STORM发射器过程的框图；

图12是根据本发明的一些实施例的利用单个通用脉冲整形函数来创建低PAPR二进制模式STORM(UB-STORM)信号的示例性发射器过程的框图；

图13是根据本发明一些实施例的利用单个通用脉冲整形函数来创建低PAPR四进制模式STORM(UQ-STORM)信号的示例性发射器过程的框图；和

图14是根据本发明一些实施例的利用单个通用脉冲整形函数来创建低PAPR混合二进制和四进制模式U-STORM信号的示例性发射器过程的框图。

具体实施方式

在一些实施例中，本发明涉及生成具有低峰均功率比(PAPR)的无线信号，并且更具体地但非排他性地，涉及通过采用使用通用脉冲形状的变形版本创建的一个或多个辅助信号对使用单个通用脉冲波形所创建的信号进行补充，来生成低PAPR的无线信号，以增加信号幅度的恒定性。

本发明提出了用于生成表现出高振幅恒定性并因此表现出降低的PAPR的近恒模合成(STORM)信号的设备、系统和方法，特别是使用单个通用(唯一)脉冲整形函数来构造STORM信号以降低用于操作基于STORM的无线电链路的发射器和/或接收器的复杂度和/或成本。可以将基于通用功能的STORM技术(称为U-STORM)应用于生成符合多种调制、复用和多址(multiple acess,MA)方案(例如，频分复用(frequency division multiplexing,FDM)、离散傅立叶变换扩展正交FDM(discrete Fourier transform spread orthogonalFDM,DFT-s-OFDM)、单载波FDM(single carrier FDM,SC-FDM)、基于频分多址(frequencydivision multiple access,FDMA)的传输、基于交错FDMA(interleaved FDMA,IFDMA)的传输和/或利用例如6GHz以上的高频带的类似传输)中的一种或多种的无线传输信号。U-STORM技术可以进一步应用于生成SC信号。

U-STORM技术基于根据携带(待)发送数据流的主要序列生成一个或多个辅助序列。主要序列信号通过例如叠加、组合、求和和/或类似的与补充主要信号的辅助序列信号联合，其中辅助信号对主要信号的非零PAPR进行纠正，从而形成具有的振幅恒定性并因此具有降低的PAPR的U-STORM信号。

U-STORM技术通过显著简化了发射器和/或接收器的实现，同时显著降低了发射器处的链路性能(特别是PAPR性能、检测性能、输出功率性能)和/或总体链路性能(例如，每个给定带宽的频谱效率、吞吐量和/或类似的)，从而进一步简化了申请号为PCT/EP2016/077147、名称为“用于高频传输的近恒模合成波形”的PCT申请中提出的STORM技术。

为了有效地相互补充，同时需要简化的组件(在发射器处)进行组合并(在接收器处)联合检测，使用单个通用函数(例如，用于构造主要和辅助脉冲形状的高斯函数)分别生成主要信号和辅助信号。使用单个通用函数来构造主要信号和辅助信号两者可以实现简单的联合操作，主要包括将应用于辅助信号的衰减参数(增益因子值)和/或时移(延迟)参数进行组合。

为了进一步增加U-STORM信号的幅度恒定性，从其生成辅助信号的调制符号的辅助序列包括调制符号，该调制符号取决于从其生成主要信号的主要序列的相应调制符号。主要调制符号序列以多种调制方案(例如，二进制相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)、8移相键控(8PSK)、高阶相移键控(PSK)、正交幅度调制(QAM)和/或类似的)中的一种或多种映射(待)发送数据比特流。

与用于减少无线传输信号的PAPR的当前现有系统和/或方法相比，U-STORM技术可以呈现多个优点。

无线传输信号，特别是对于基于OFDM的信号(包括SC-FDM信号)，其所涉及的主要问题之一是其相对较高的PAPR。高PAPR意味着最大(峰值)幅度可能大大高于发送信号的平均幅度。高PAPR迫使发送信号在被馈送到无线发射器的非线性功率放大器(PA)之前被显著衰减。需要衰减以确保(非线性)PA在其(近线性)工作区域中工作，并防止当(待)发送信号的幅度在PA输入处相对较高时PA进入其饱和区域，因此限制了发送信号的不良失真。这意味着，由于所需的衰减，应降低发送信号的整个幅度范围，以使最大幅度仍在PA的工作区域内。此衰减称为输入功率回退(input power back-off,IBO)，其导致了PA的输出功率回退(OBO)。自然地，希望出于一种或多种原因而尽可能地降低OBO，以实现发送信号增益的增加，例如，在保持发送信号的频谱限制(spectral containment)的同时，增加通信链路的覆盖范围、使在发射设备中使用较低效率的PA(即便宜的PA)和/或类似的。

为了减轻各种波形(包括并尤其是基于OFDM的波形)的PAPR问题，一些当前存在的方法可以(在不同的数字基带处理阶段)将一个或多个附加组件应用于发射器，例如，限幅或压扩和滤波(clipping or companding and filtering,CAF)、子载波保留(tonereservation,TR)、子载波插入/注入(tone insertion/injection,TI)、峰值消除、选择性映射(selective mapping,SLM)、部分发送序列(partial transmit sequence,PTS)和主动星座扩展(active constellation extension,ACE)。当前存在的一些方法可以进一步在OFDM符号的级联序列上采用加权重叠和加法(weighted overlap&add,WOLA)和/或滤波(即，滤波后的OFDM)，以提高整个信号的频谱特性。尽管有时对PAPR的影响很小，但这种处理可以允许进一步降低OBO，这在发送信号应符合频带内发射(in-band emission,IBE)和/或频带外发射(out-of-band emission,OOBE)的严格要求时(包括例如根据频谱发射模板(spectral emission mask,SEM)定义的约束)尤其重要。

由于发送信号的一个或多个特性之间的权衡，现有的PAPR降低技术存在一些缺点，例如：

–通过减少携带数据子载波的数量而暗示的明确的频谱效率(spectralefficiency,SE)损耗，和/或由于信号的经修正波形不可避免的检测损耗所导致的隐含的SE损耗。

–发送信号的失真，其无法在接收器处进行补偿，从而导致出现不需要的OOBE和/或IBE，后者是根据误差矢量幅度(error vector magnitude,EVM)来测量的。

–发送和/或接收设备的设计和/或生产的复杂度增加，这可能导致例如成本增加、功耗增加、电池寿命缩短和/或类似的。

另一种由现有的基于OFDM的波形的PAPR降低技术所使用的方法是，对已调制的QAM符号执行DFT预编码(或扩频)，以在将其映射到OFDM调制器的快速傅立叶逆变换(inverse fast fourier transform,IFFT)输入之前，使用一些滤波过程操作其频域样本，其中OFDM调制器能够将信号转换回时域。这可以允许在接收器处利用OFDM信号的频域均衡(frequency domain equalization,FDE)，同时减小待发送信号的PAPR。然而，为了避免在每个OFDM符号内的QAM之间引入符号间干扰(ISI)，通常可以限制在发射器处的频域处理中使用的滤波器以满足奈奎斯特标准。

将STORM技术应用于基于SC-FDM的波形可显著降低发送信号的PAPR，从而降低PA的OBO。因此，STORM技术具有许多其他优点，例如：

–STORM的实现基于SC-FDM调制器，并进行了少量修改，因此意味着发射器实现的复杂度有少量增加。

–使用特制的脉冲形状生成STORM信号，可以满足SEM、相邻载波泄漏比(adjacent-carrier leakage ratio,ACLR)和EVM的要求。

–如果辅助信号的功率比主要信号的功率小得多，例如小17dB，则接收STORM信号的接收器可以在忽略其辅助成分的同时处理接收到的信号，这可以通过相对于标准SC-FDM接收器增加少量复杂度的方式实现。

但是，STORM的实现可能会在发射器和/或接收器的设计和实现中带来一些复杂度，尤其是对于高于(如B-STORM中的)BPSK的调制阶数，例如QPSK、8PSK、更高阶PSK、QAM和/或类似的，其中辅助信号的功率与主要信号的功率相比不可忽略，因此在接收器处解调STORM信号时辅助信号不能被忽略。另外，基于较高调制阶数方案的波形可能需要附加的、通常更复杂的处理资源来生成辅助序列和辅助信号。

因此，与STORM的实现相比，U-STORM的实现可能具有其他优势。由于U-STORM实现利用单个函数来构造主要信号以及所有辅助信号，因此在发射器处组合主要信号和辅助信号以产生低PAPR的U-STORM信号的联合过程可能被大大简化。信号的联合过程涉及同一单个通用脉冲整形函数的变形版本，因此，在对信号施加某些衰减级别和/或时移之后，该联合过程通常可以转换为主要序列与辅助符号序列的简单组合运算。与通用STORM实现相比，可以使用显著减少的计算资源来进行这样的组合运算。U-STORM的简化实现也可以显著简化接收器的设计和实现，与提取发送数据过程中的通用STORM解调器的实现相比，这会需要显著减少的计算资源。

在详细解释本发明的至少一个实施例之前，应理解的是，本发明在其应用中不一定限于以下描述和/或在附图和/或示例中示出的构造细节和组件和/或方法的布置。本发明能够具有其他实施例，或者能够以各种方式实施或践行。

本发明可以是系统、方法和/或计算机程序产品。计算机程序产品可以包括具有用于使处理器执行本发明的各方面的计算机可读程序指令的计算机可读存储介质。

计算机可读存储介质可以是有形设备，其可以保留和存储由指令执行设备使用的指令。计算机可读存储介质可以是，例如但不限于电子存储设备、磁存储设备、光存储设备、电磁存储设备、半导体存储设备或前述的任何合适的组合。

可以将本文描述的计算机可读程序指令从计算机可读存储介质下载到相应的计算/处理设备，或者经由例如因特网、局域网、广域网和/或无线网络等网络下载到外部计算机或外部存储设备。

计算机可读程序指令可以完全在用户计算机上执行、部分在用户计算机(例如用户设备(user equipment,UE))上作为独立软件包执行、部分在用户计算机上并且部分在诸如网络装置的远程计算机上执行、或完全在远程计算机或服务器上执行。在后一种情况下，远程计算机可以通过任何类型的网络(包括局域网(local area network,LAN)或广域网(wide area network,WAN))连接到用户计算机，或者可以与外部计算机建立连接(例如，通过使用因特网服务供应商的因特网)。在一些实施例中，包括例如可编程逻辑电路、现场可编程门阵列(field-programmable gate arrays,FPGA)或可编程逻辑阵列(programmablelogic arrays,PLA)的电子电路可以通过利用计算机可读程序指令的状态信息来执行计算机可读程序指令以个性化该电子电路，以便执行本发明的各方面。

本文参考根据本发明实施例的方法、装置(系统)和计算机程序产品的流程图和/或框图描述了本发明的各方面。应该理解的是，流程图图示和/或框图的每个框，以及流程图图示和/或框图中框的组合可以由计算机可读程序指令来实现。

附图中的流程图和框图示出了根据本发明各种实施例的系统、方法和计算机程序产品的可能实现形式的架构、功能和操作。就这一点而言，流程图或框图中的每个方框可以表示指令的模块、片段或部分，其包括用于实现特定逻辑功能的一个或多个可执行指令。在一些替代实现方式中，方框中指出的功能可以不按图中指出的顺序发生。例如，连续示出的两个框，实际上可以基本上同时执行，或者有时可以以相反的顺序执行，这取决于其所涉及的功能。还应注意，框图图示和/或流程图示的每个方框，以及框图和/或流程图示的方框的组合可以由基于硬件的专用系统来实现，所述系统执行特定功能或动作、或执行专用硬件和计算机指令的组合。

参照图1，其是根据本申请一些实施例的示例性系统的示意图，其用于通过采用使用通用脉冲形状的变形版本创建的一个或多个辅助信号对使用通用脉冲形状创建的信号进行补充以增加信号幅度的恒定性来减少无线信号的PAPR。示例性系统100包括发射器102，该发射器102在(例如6-100GHz之间的)多个频带中的一个中向接收器104发送符合(例如基于FDM、DFT-s-OFDM、SC-FDM、FDMA、IFDMA和/或类似的)多个无线电接入物理层规范之一的无线信号。无线信号可以被用于多个蜂窝通信应用中的一个或多个，例如，蜂窝上行链路(uplink,UL)、蜂窝下行链路(downlink,DL)和/或类似的。无线信号可以进一步用于多个通用无线应用中的一个或多个，诸如Wi-Fi和/或类似的无线局域网(wireless local areanetwork,WLAN)。通常地但非排他性地，无线信号被用于上行链路，使得发射器102可以被集成在端点设备中，例如，蜂窝UE、WLAN节点和/或类似的。而接收器104通常地但是非排他性地，被集成在网络基础设施设备中，例如，节点B(node B,NB)、演进型NB(evolved NB,eNB)、基站(base station,BS)和/或WLAN接入点(acess point,AP)。然而，如前所述，由于在某些应用中RF信道可以用于下行链路和/或通用无线传输，所以发射器102和/或接收器104可以集成在待在网络的任一端(上行链路、下行链路、副链路(sidelink)、一般传输和/或类似的)使用的网络的任何一个或多个网络装置中。

发射器102可以包括处理器110，用于收集(接收)(待)发送数据，并生成发送输出信号；信号调制器112，用于调制输出信号；以及一个或多个PA 114，用于发送输出信号。信号调制器112可以与处理器110集成，使得处理器110执行信号调制。处理器110可以包括一个或多个被安排用于并行处理的处理器(同质的或异构的)，作为集群和/或作为一个或多个多核处理单元。处理器110可以包括一个或多个协同处理器、支持硬件处理单元、特定功能处理器和/或类似的。例如，处理器110可以包括用于创建、调制和/或调整输出信号的数字信号处理器(digital signals processor,DSP)、通信处理器、硬件信号处理集成电路(intergraged circuit,IC)、单指令多数据(single instruction,multiple data,SIMD)处理器和/或类似的。处理器110可执行用于创建、调制和/或调整输出信号的一个或多个软件模块。每个软件模块包括来自一个或多个持久性和/或易失性存储设备(例如，只读存储器(read only memory,ROM)、随机存储器(random access memory,RAM)、闪存阵列、存储卡和/或类似的)的可由处理器110执行的多个程序指令。由于通常发射器102被集成在终端设备中，而终端设备在许多应用中可以是移动设备，因此PA114通常更小、更便宜并且更节能。

接收器104包括接收器前端116，用于接收发射器102的输出信号；信号解调器118，用于解调输出信号；以及处理器120(例如处理器110)，用于提取、重构和/或处理在输出信号中编码的数据。信号解调器118可以与处理器120集成在一起，以使得处理器120执行信号解调。处理器120执行一个或多个软件模块，和/或可以使用一个或多个协同处理器、支持硬件处理单元、特定功能处理器和/或类似的来提取、重构和/或处理在输出信号中编码的数据。

发射器102和接收器104可以包含其他组件和模块，其作用与当前呈现的内容无关，因此为了清楚起见，未在图1中示出。

在进一步解释用于改进STORM信号产生的至少一些实施例之前，首先描述迄今为止开发的STORM架构、方法和实现。

STORM架构

如申请号为No.PCT/EP2016/077147、名称为“用于高频传输的近恒模合成波形”的PCT申请中所述，STORM的基本概念包括发送联合信号，例如，多个SC-FDM信号(携带(待)发送数据的主要信号，以及一个或多个辅助信号)的叠加。辅助信号中编码的数据是从主要信号的数据中得出的，以通过减少和/或完全避免其他PAPR减少方法和/或系统通常采用的依赖于数据的迭代计算来显著减少计算资源。主要信号和辅助信号的脉冲形状使用特制的相互关联的脉冲形状(滤波器)来形成，所述脉冲形状(滤波器)被选择为使得最终的联合(组合)信号具有近恒模包络，其特征可以是非常低的PAPR。

可以调整几个实现参数，以通过在发射器102和/或接收器104的OBO增益(取决于PA的属性和/或频谱要求和/或规定)、频率效率、检测性能和/或复杂度之间进行权衡来使STORM的实现适应各种不同的用例和/或场景。这些实现参数可以包括，例如编码数据的调制方案(例如，π/2-BPSK、π/4-QPSK等)、主要和/或辅助信号的脉冲形状或等效的频域频谱整形(frequency domain spectral shaping,FDSS)滤波器、用于构造联合信号的辅助信号的数量和/或类型和/或其他的。

参照图2，其是用于创建低PAPR的STORM信号的示例性发射器过程的框图。通过使用多个辅助信号来创建STORM信号的示例性过程200可以由在系统(诸如系统100)中将输出信号发送给接收器(诸如接收器104)的发射器(诸如发射器102)的处理器(诸如处理器110)执行。

过程200呈现了频域(frequency domain,FD)实现，其用于生成基于SC-FDM的STORM波形的基带部分，特别是作为几个整形的DFT-s-OFDM波形的叠加。然而，过程200可以直接扩展到其他波形变体，其中CP被另一种GI(例如UW)替代，或者两个纯基于SC的波形，其中脉冲整形在时域(time domain,TD)中执行并且完全避免了OFDM调制前的DFT扩频操作。

过程200开始于处理器110接收待发送编码比特流，并且应用符号映射202(调制)以将编码比特流映射到调制符号

250的序列上，其中n是整数索引。可以使用多种调制方案(例如，BPSK、QPSK、8PSK、更高阶PSK、QAM和/或类似的)来完成符号映射202。

为了提高接收器104的检测性能，其中信号在通过未知介质(信道)之后被接收，发射器102可以发送除数据携带信号外的一个或多个DMRS，携带预定的(对于发射器102和接收器104都是已知的)导频符号。DMRS可以用于多种目的，例如，接收器104处的CE目的，以及用于无线电链路和/或信号传输的监督和/或控制均衡、连续性、同步和/或类似的。为了在整个输出信号的传输中保持低的PAPR特性，处理器110可以对DMRS比特流应用与应用于编码比特流相同的过程200。因此，为了将DMRS比特流注入到发送数据流中，处理器110可以操作多路复用器(MUX)201以从编码比特流或从DMRS比特流中选择输入比特流。DMRS比特流可以使用一个或多个伪随机二进制序列(pseudo-random binary sequence,PRBS)来构造，该伪随机二进制序列是可以用确定性算法生成的二进制序列，同时表现出类似于随机序列的统计行为。

为了进一步降低PAPR并因此降低PA 114的OBO，可以将本领域中已知的一种或多种技术、方法和/或过程应用于过程200，例如，连续符号之间的π的分数倍的相位旋转204，例如，对于BPSK旋转

和/或对于QPSK旋转

等。另外和/或可替代地，可以使用本领域中已知的一种或多种其他技术、方法和/或过程来降低PAPR，例如，将频谱整形应用于SC-FDM波形，其中可以做出一些折衷以牺牲(增加)一些BW来实现降低的PAPR。配置符号映射202和相位旋转204的灵活性可以允许调制方案实现参数的适配，以根据需要适应STORM的实现。

处理器110可以将串行到并行的转换S/P 206应用于序列

250，以在转换操作的每个步骤产生M个符号{a_n}255(n＝0,1,…,M-1)的主要序列，以允许处理器110进行有效的逐块处理。每个主要符号序列{a_n}255被视为M个符号的循环块(除非另有说明)，其都经过下文所述的进一步处理中的相同步骤，以产生包括单个OFDM符号的STORM波形段。

处理器110对主要序列{a_n}255应用M点DFT 210(假设M为偶数)以创建符号的FD序列{A_k}(k＝0,1,…,M-1)，随后是应用于FD主要序列{A_k}的循环扩展212。然后，处理器110可以使用FDSS滤波器g(0)214A对所得的FD序列{A′_k}(k＝0,1,…,Q-1，其中Q≥M并且满足

进行频谱整形以产生主要FD信号s₁ 260A(其第k个频谱分量等于A′_k与第k个滤波器抽头系数

的乘积)。FDSS滤波器g⁽⁰⁾214A的(抽头系数的)选择和可配置性可以允许将STORM的实现适配于特定用例和场景。

除了产生主要FD信号s₁260A之外(可能并行地)，处理器110还可以将辅助循环序列生成器208应用于主要序列{a_n}255，以创建多个辅助序列{b_r,n}257(r＝1,2，…，R；n＝0,1，...，M-1)，例如{b_1,n}257_1至{b_R,n}257_R。辅助循环序列产生器208可以以特定方式依据主要序列{a_n}的符号来产生辅助序列{b_1,n}257_1至{b_R,n}257_R中的每一个。在辅助循环序列生成器208中创建的辅助序列257的数量和类型可以允许如上所述的STORM实现的适配。

处理器110可以对辅助序列{b_1,n}257_1至{b_R,n}257_R执行如对主要序列{a_n}255所执行的类似的处理。处理器110可以将M点DFT 210应用于辅助序列{b_1,n}257_1至{b_R,n}257_R的每个中以分别创建多个FD辅助序列{B_1,k}至{B_R,k}。处理器110可以将循环扩展212应用于FD辅助序列{B_1,k}至{B_R,k}中的每一个。然后，处理器110可以使用相应的滤波器，即FDSS滤波器g⁽¹⁾214B_1至FDSS滤波器g^(R)214B_R，对所得的循环扩展FD辅助序列进行频谱整形，以分别生成多个辅助FD信号s_{2_r}(r＝1，2，…，R)260B，例如信号s_{2_1} 260B_1至s_{2_R} 260B_R。STORM辅助FDSS滤波器g^(r)214B_r可以以特定方式依赖主要FDSS滤波器g⁽⁰⁾214A的选择。

处理器110通过求和和/或叠加操作216将主要FD信号s₁ 260A与多个辅助FD信号s_{2_1} 260B_1至s_{2_R} 260B_R联合(组合)以创建FD STORM输出信号s_STORM 265，然后其可以由OFDM调制220处理，以生成时域(TD)STORM输出信号S_STORM 275。TD STORM输出信号S_STORM 275可以被上变频为载波射频(radio frequency,RF)，然后在通过无线信道发送之前被驱动到一个或多个PA(例如PA 114)。在任何基于OFDM的发射器中通常使用的OFDM调制220包括几个组件。在所考虑的过程200的上下文中，处理器110首先将FD STORM输出信号s_STORM 265的频谱分量映射到大小为N的IFFT的多个输入仓(与OFDM子载波相关联)上，以将FD STORM输出信号s_STORM 265转换到时域。在IFFT操作之后，处理器110可以将CP插入应用于IFFT输出采样，以便于在接收器处执行FDE。在CP插入期间，处理器110可以在所得的OFDM符号之间插入一个或多个GI，以便减小所生成的信号中的ISI。GI可以包括例如CP、UW、循环后缀、ZP、零尾(ZT)和/或类似的。接下来，使用并行到串行(P/S)转换器，处理器110对所得样本的块进行串行化，以生成包括单个OFDM符号的波形段，并且处理器110还可选地应用TD窗口-和-重叠和/或滤波操作，以便平滑地裁剪连续级联的OFDM符号的样本，以产生最终的TD STORM基带信号S_STORM 275，确保了其频谱限制特性的期望水平。

形式上，在基于SC-FDM的框架中，TD STORM输出(基带)信号S_STORM 275可以由下面的公式1表示(以连续时间表示)。公式1适用于包含持续时间为

的单个M-子载波OFDM符号的时间间隔，以及持续时间为T_g的CP型保护间隔。

公式1：

本文将后面针对公式13更详细地解释在公式1中引入的脉冲整形函数φ(t),

与上面讨论的FDSS滤波器g⁽ⁱ⁾214之间的关系。

在称为B-STORM的基本二进制模式下，主要数据序列{a_n}255和辅助序列{b_r,n}257是π/2-BPSK符号流，可以分别表示为

对于所有n＝0,1,…,M-1，

并且对于任何r＝1,2,…,2^Λ-1，β_r∈{0,1}。其中，Λ是自然数(Λ≥1)，其值取决于以T为单位的主要脉冲φ(t)的有限TD时间支持(周期、持续时间和/或类似的)，后文将详细描述，例如使得Λ+2是比以T为单位的φ(t)的时间支持的持续时间大的最小整数。

实践中，公式1中r的总和中的R≤2^Λ-1辅助分量中的一些(通常是全部但一个除外)被忽略，而作为复杂度和PAPR性能之间折衷的一部分，只有极少数辅助信号相对于主要脉冲能量∫|φ(t)|²dt具有不可忽略的脉冲能量

辅助序列符号b_r,n 257和主要序列a_n的符号之间的相关性被仔细定义。对于我们通过上标(B)注释相关变量的B-STORM实现，该相关性可以由下面的公式2表示。

公式2：

其中

用于创建辅助FD信号s_{2_r} 260B的脉冲形状

与用于创建主要FD信号s₁ 260A的脉冲形状φ(t)之间的相关性被仔细定义和/或选择。对于B-STORM实现，该相关性可以由下面的公式3表示。

公式3：

在公式3中，假定主要脉冲φ(t)的持续时间小于或等于(Λ+2)T，并且在不失一般性的前提下，φ(t)在区间(-(Λ+1)T,T)外快速衰退。在沿时间轴的T的整数倍的网格上，后一个支持区间的起点的特定选择是一个惯例问题，不应视为STORM技术和/或其任何实施例的基本要素。起始点可以在时间上任意移动，并以明显的方式相应地修改主要和辅助脉冲形状之间的关系，例如，如公式3所示。显然，从公式2的定义可以看出d_r,m代表相关辅助信号分量的索引r的(长度-Λ)二进制表示形式中的第m个比特值，并进而通过

定义

因此，尤其是μ₁＝1，且因此主要的辅助脉冲

的支持被限制为区间

该区间比主要脉冲φ(t)的支持短了2T。

为了简化设计和实现，进一步假设

因此对于限制程序(在

的表达式的公式3第二行的右侧)的要求则可以避免。

对于在时间上(向过去)偏移了持续时间mT的主要脉冲φ(t)，引入了一种简写符号φ_m，如以下公式4所示。

公式4：

φ_m(t):＝φ(t+mT)

使用此符号，可以简洁地(在其支持区域内)表示前几个辅助脉冲，如下面的公式5所示。

公式5：

当使用某些(一类)主要脉冲形状φ(t)时，在组合的TD B-STORM波形

275中包括一组完整的(有限的)辅助信号

确保它接近连续相位调制(continuous phasemodulation,CPM)信号，这意味着严格的恒模量(包络幅度)。更一般地，即使对于限制较小的主要脉冲形状φ(t)，也可以证明，对于任何n＝0,1,…,M-1，二进制模式下的TD B-STORM输出信号

275遵循以下公式6的表达式。

公式6：

TD B-STORM输出信号

275凭借正交关系

以及φ(t)的假设现实，可表现出周期性的模量行为(周期为T)，该行为与数据a_n完全无关，如下面的公式7所示(此处及以下其他地方出现的

用于表示不大于参数x的最大整数)。

公式7：

其中

在φ(t)的连续性以及对称性

的进一步假设

下，可以确保模量的连续性。

如上所述，可以选择主要脉冲形状φ(t)，以使公式7中的表达式实际上是恒定的，即独立于τ(因此也独立于t)，这对于PAPR是有利的。然而，在这种情况下，辅助脉冲形状

可能彼此不同，并且与主要脉冲形状φ(t)的区别不仅是增益和/或时移的简单变形，因此需要相对复杂的构造和使用程序。

四进制模式的类似形式称为Q-STORM，稍微复杂一些。在Q-STORM中，主要数据序列{a_n}255是π/4旋转的QPSK符号流，其可以表示为

其中α_n∈Z，α_n≡n+1(mod2)，并且辅助数据序列{b_r,n}257是复数值符号流，其可以由下面的公式8表示。

公式8：

其中

在Q-STORM模式下，可以选择Λ为任何非负整数，即Λ≥0。假设(对于B-STORM信号)时间支持在区间(-(Λ+1)T,T)内的非负实数主要脉冲形状φ(t)，可以根据以下公式9生成辅助脉冲整形函数。

公式9：

对于主要脉冲形状φ(t)，主要脉冲形状

的时间支持由区间

限制，其中

并且对于r＞1，

使用公式4的符号，类似于二进制模式中的公式5，可以用下面的公式10表示前几个辅助脉冲。

公式10：

当将所有2·3^Λ-1辅助分量包括在Q-STORM信号中时，可以显示所得的波形模量(复数绝对值)表现出周期性的数据独立行为。具体地，对于任何n＝0,1,…,M-1，四进制模式的TD Q-STORM输出信号

275遵循下面的公式11的表达式。

公式11：

通过π/4-QPSK符号序列{a_n}的元素所满足的正交关系

TQ-STORM输出信号

275可能产生严格独立于数据a_n的周期模量行为，如以下公式12所示。

公式12：

其中

忽略一些辅助分量，即在公式1中设置R＜2·3^Λ-1，可降低这种严格复杂的数据独立性。但是，主要脉冲形状φ(t)的某些选择仍可产生具有非常低PAPR的近恒模Q-STORM信号。

如过程200中所述，可以使用FDSS滤波器g⁽⁰⁾214A和g^(r)214B_r，(r＝1,2,…,R)来构造(实现)TD主要脉冲形状φ(t)和辅助脉冲形状

TD脉冲整形函数与FDSS滤波器之间的关系在下面的公式13中示出。

公式13：

在公式13中，k是频率子载波索引，r＝0对应于主要信号，并且应再次注意，实践中仅需要使用几个辅助分量r＞0。参数Q选自范围M,M+1,…,N，其中M和N分别是DFT-s-OFDM方案的DFT 210和IFFT(OFDM调制220的子块)的大小。参数Q控制公式13中关系所满足的精度，以及主要和辅助分量的频谱限制，因此提供了另一种设计自由度，允许将待发送波形适配到链路场景、频谱要求和/或规定。

如过程200所示，通过求和和/或叠加操作216，处理器110将来自FDSS滤波器g⁽⁰⁾214A的主要FD信号s₁ 260A与来自FDSS滤波器g^(r)214B_r的辅助FD信号s_{2_r} 260B_r联合(组合)，形成FD STORM输出信号s_STORM 265。FD信号s₁ 260A和辅助FD信号s_{2_r} 260B_r中的每个均表示为Q值的向量，而联合操作216(例如求和)得出Q值的组合向量，其被驱动到OFDM调制块220中。在OFDM调制的第一处理阶段，即到子载波的映射，将Q值映射到彼此之间间隔

的子载波上，具体映射到N点IFFT块的输入处的Q个连续仓上。

关于接收器104的架构，STORM接收器的直接实现可以是普通SC-FDM接收器的一般情况。

在B-STORM情况下，可以证明主要脉冲/频谱整形φ(t)的仔细选择(优化整个链路增益)可能导致波形中仅包含非常弱的单个辅助信号(比主要信号弱约15dB以上)。因此，在检测性能上产生较小且可忽略的损失的最简单方法是在接收器104处忽略待发送的TDSTORM信号

275中辅助信号的存在。

此外，由主要脉冲形状φ(t)引入的受控ISI范围很短，并且其可能仅对(通过π/2-BPSK调制而)I/Q正交的最邻近符号产生非轻微影响。这意味着在接收器104处也可以忽略ISI，而性能下降可以忽略不计。

应当指出的是，在B-STORM可以实现(覆盖)的频谱效率(spectral efficiency,SE)体制内，由于所需的接收器信噪比(signal to noise ratio,SNR)的典型范围低，因此由于忽略辅助信号和忽略ISI而导致的相对检测损耗通常很小且不重要。

参照图3A和图3B，其是用于从接收到的B-STORM信号中提取数据的示例性接收器过程的框图。可以由B-STORM接收器(诸如接收器104)来应用示例性接收过程300，以解调从发射器(诸如发射器102)接收的通过无线信道传播后的B-STORM信号

(诸如TD STORM输出信号S_STORM 275)。通过仅处理B-STORM信号

的主要信号分量，同时忽略辅助信号分量，可以显著简化过程300，该方法已经被证明在二进制模式下的检测性能中仅引起不明显的劣化。

可基于标准SC-FDM接收器实现的接收过程300开始于处理器(诸如处理器120)将OFDM解调302应用于所接收的B-STORM信号

OFDM解调302通常包括从信号中去除CP(如果由发射器插入)，将信号转换成并行流以允许处理器120进行有效的逐块处理，应用N点FFT以将信号转换到频域(FD)，然后对子载波进行解映射以提取携带有待检测的所需信息的Q值。

在接下来的步骤中，处理器120可以将频域均衡(FDE)304应用于转换到频域的信号(对于其所执行的逐子载波均衡，FDE可以采用图3A中未示出的信道估计)。接下来，处理器120可以应用白化匹配滤波器(WMF)306A，以撤消(在发射器处的例如过程200的过程中生成B-STORM信号时应用于FD主要分量的)M→Q循环扩展和FDSS滤波g⁽⁰⁾的操作，同时注意不要在WMF的M个输出值中的加性噪声分量中引入任何额外的相关性。WMF 306A可以将具有共轭滤波器抽头系数

的匹配滤波器(matched filter,MF)应用于FD均衡信号的Q值Y_k(k＝0,1,…,Q-1)以产生值

然后由频域封装器通过X_k＝∑_l≡k(modM)X′_l(k＝0,1,…,M-1)撤销循环扩展，最后由白化滤波器确保WMF 306A输入端处的加性白噪声在其输出端也保持白化，同时最小化所得的有效信道的长度(以免增加处理链下游的BCJR(Bahl，Cocke，Jelinek，Raviv算法)软比特解映射块312A所需的复杂度)。在WMF 306A之后，处理器120可以应用M点IDFT 308以将信号转换回时域并获得经解调的π/2旋转的符号。然后处理器120可以应用π/2相位旋转310B以提取未旋转的符号，并且最后，处理器120可以应用BCJR软比特解映射312A以生成逐比特对数似比率(log-likelihood ratio,LLR)馈送到解码器(图3A中未示出)，完成对所发送的数据比特流的检测过程。

可以通过指示B-STORM接收器104执行如图3B所示的过程301来获得B-STORM接收器104仅针对主要信号分量进行处理的另一简化变体。在过程301中，可以将过程300中使用的WMF 306A退化为主要MF(避免306A中白化滤波器的应用)，同时用标准BPSK LLR生成器312B代替BCJR软比特解映射312A。

Q-STORM方案旨在实现比B-STORM有更高的SE的数据传输。但是，Q-STORM的优势可能是以要求在STORM波形中包含一个或多个辅助信号分量为代价的，这些辅助信号分量在接收器处不能被忽略，因为它们的功率可能不会显著低于主要信号的功率(通常仅比主要信号的功率低约4dB)。

因此，在诸如接收器104的Q-STORM接收器中，在不显著降低检测性能的情况下不能忽略辅助信号分量。此外，即使由主要脉冲形状引入的ISI可以在短范围内，但是连续的π/4-QPSK符号不是I/Q正交的，因此在四进制模式下的接收器104处不能忽略得到的ISI。

参照图4，其是用于从接收到的四进制模式STORM(Q-STORM)信号中提取数据的示例性接收器过程的框图，其将图3A中概述的方法(其适用于接收器仅针对主要信号分量的B-STORM模式)概括为接收器除了主要信号之外还尝试处理单个(主要)辅助信号分量的情况。Q-STORM接收器(诸如接收器104)可以应用示例性接收过程400，以解调从发射器(诸如发射器102)接收的通过无线信道传播后的Q-STORM信号

(诸如TD STORM输出信号S_STORM 275)。

由于不可以忽略Q-STORM信号

的辅助信号分量，因此过程302可以应用两个WMF，即用于主要信号分量的WMF1 306B和用于(主要)辅助信号分量的WMF2 306C。

为了实现高效的解调过程，通常可以将采用与发射器使用的FDSS(例如FDSS滤波器g⁽⁰⁾214A)相匹配的MF的WMF1 306B设计为能表现出偶然的并有最小相位的整体响应(包括发射器102的FDSSg⁽⁰⁾214A)。另一方面，通常使用正交于主要信号的MF(WMF1 306B的MF子分量)的MF来设计WMF2 306C，然后是合适的白化滤波器。因此，可能无法实现WMF2 306C有因果关系的并有最小相位的整体响应，进而很难最小化有效信道的长度。在对WMF1 306B和WMF2 306C的输出的每一个执行IDFT 308和适当的π/4相旋转410之后，诸如处理器120的处理器可以将这两个输出馈送到BCJR软比特解映射312Q以生成用于解码数据的LLR。BCJR软比特解映射312Q可以一次处理一对复数输入，以在每个步骤中(针对由每个发送QPSK符号所携带的两个编码比特中的每个)产生两个LLR输出，携带从主要信号和辅助信号提取的组合信息。然后，将LLR的序列馈送到信道解码器(过程400中未示出)，以进一步提取所发送的数据比特。

总而言之，STORM实现旨在最大化相对整体链路增益，特别是通过适配一个或多个实现参数，根据所需性能适配每个特定的STORM实现，实现参数例如调制方案、主要信号的脉冲/频谱形状φ(t)、以及用于构成联合信号的辅助信号的数量。

相对整体链路增益可以定义如下(在数量方面，下文将做进一步说明)：

总体链路增益[dB]＝(PA输出Tx功率的增益)–(Rx检测损耗)。

此处PA输出Tx功率的增益表示OBO降低增益，这是波形的降低的PAPR实际转化为Tx功率的增加，进而Rx SNR的增加，这可允许通信链路以给定数据速率的范围扩展。PA输出Tx功率的增益可能取决于PA(模型)属性以及对发送信号实施的(基于频段控制的和与规范有关的)频谱约束，例如对EVM、SEM、OOBE&IBE、ACLR等的要求。

Rx检测损耗代表接收器检测性能的下降，例如在一定的目标数据速率(或SE)下达到某一分组错误概率所需的Rx SNR的下降。除了目标SE之外，检测损耗还取决于通过假定的信道(模型)和DMRS实现和/或设计的部署方案，这可能会影响接收器处的信道估计性能。

非STORM架构

存在本领域中已知的用于减小PAPR的其他(非STORM)方法、系统和实现。

参照图5，其示出了用于创建低PAPR信号的示例性非STORM的基于BPSK的发射器过程的框图。由发射器(诸如发射器102)的处理器(诸如处理器110)所执行的示例性过程500，提出了基于DFT-s-OFDM的具有π/2-BPSK调制的低PAPR传输方案，用于创建低PAPR传输信号。处理器110可以应用可通过“双二进制”TD滤波器502来实现的特定整形函数，其可以通过本领域公知的简单的“1+D”(DFT前)抽头延迟线来利用，也就是将输入的π/2-BPSK符号序列{a_n}255B转换成其元素由

给出的输出序列

示例性过程501示出了过程500的等效实现形式，其中处理器110可以在频域中处理信号并使用具有滚降因子1的(平方)根升余弦(root raised cosine,RRC)类型的(DFT后)FDSS滤波器执行频谱整形，例如图5中的FD滤波器504，其抽头的数量是M(等于M点DFT 210的大小)。这样的实现方式也可以等同于适合于DFT-s-OFDM框架的偏移QPSK(Offset-QPSK,OQPSK)调制方案。

与没有任何频谱整形或DFT前处理的基线pi/2-BPSK DFT-s-OFDM波形相比，过程500和501可以呈现出显著的PAPR降低，这是以发射器处非常简单的额外处理步骤为代价的。而且，在π/2-BPSK调制的情况下，由脉冲/频谱整形引入波形的受控(单抽头)ISI可能不重要，并且可以容易地由诸如接收器104的接收器使用简单(线性)架构来处理。但是，该方法不易从上述二进制模式扩展到比BPSK更高的调制阶数，并且即使在二进制模式下，B-STORM在各种情况下也可以实现更好的PAPR和OBO性能。

U-STORM架构

B-STORM模式下的STORM架构基于π/2-BPSK调制，目标是在<～2/3比特/秒/赫兹的较低SE体制下操作的链路的覆盖范围扩展。如本文中上述针对B-STORM模式所表明的，由于辅助信号分量与主要信号相比具有显著较低的功率，因此发射器102和/或接收器104的设计可以非常简单。发射器102因此可以相对简单，因为可以仅需要很少的(通常为1个)辅助信号来生成低PAPR的信号。B-STORM信号的接收器104也可以保持简单的设计，因为在接收器104处可以忽略辅助信号分量。

但是，基于π/4-QPSK将STORM实现扩展到Q-STORM模式(目标SE在～2/3到～5/3比特/秒/赫兹之间)，可能会导致包含不可忽略的辅助信号分量。这本质上可能需要增加发射器102的复杂度以创建用于辅助信号分量的多个脉冲形状，以及增加接收器104的复杂度以包括与处理主要信号的链并行的处理块附加链，以便解调辅助信号分量。

本发明在一些实施例中描述了降低复杂度的发射器102和/或接收器104的实际实现，用于通过选择单个通用脉冲形状来构建主要脉冲形状φ(t)，而辅助脉冲形状

从具有一个或多个变形(例如，衰减参数(增益变化)和/或时移参数)的同一通用脉冲形状φ(t)导出。

首先针对用于创建G-STORM信号的高斯脉冲形状描述改进的STORM实现，然后将其扩展到用于创建U-STORM信号的通用脉冲形状实现。通用脉冲整形实现方式可适用于具有减少数量的所需DFT和滤波操作的多个公共脉冲整形，特别是用于高斯脉冲整形。所得的整体STORM波形即使具有少量辅助信号分量，也显示出低PAPR，尤其支持Q-STORM的实际实现，从而将B-STORM的优势扩展到更高的SE体制。

如下文所述，可以根据适用于所生成的U-STORM信号的一个或多个频谱约束来适配U-STORM实现形式，例如，U-STORM输出信号的功率谱密度(PSD)在穿过(非线性)PA(例如PA 114)后应该足够“窄”，例如，被频谱发射模板(spectral emission mask,SEM)和/或相邻载波泄漏比(adjacent-carrier leakage ratio,ACLR)的频谱要求约束，具有尽可能小的OBO。频谱约束可以基于，例如3GPP同意的新空口(new radio,NR)研究项目(参见TSG RANWG1电子邮件讨论“[85-18]NR的PA假设”，2016年6月)，其中PA模型类需要简单的缩放调整适配。

参照图6A和图6B，其示出了根据本发明一些实施例的利用单个高斯脉冲整形函数来创建低PAPR二进制模式(B-STORM)信号的示例性发射器过程的框图。由发射器(诸如发射器102)的处理器(诸如处理器110)执行的示例性过程600遵循诸如过程200的STORM过程，并具有一些适配，以使用高斯脉冲形状φ^(G)(t)来创建基于高斯的二进制模式信号S_GB-STROM675(GB-STORM)。所创建的GB-STORM信号S_GB-STROM 675等同于过程200的STORM信号S_STORM 275，其通过对主要信号和一个或多个辅助信号进行联合而生成，其中主要信号是使用在FD中实现高斯脉冲形状φ^(G)(t)的主要FDSS滤波器g⁽⁰⁾214A而构造的，而一个或多个辅助信号是使用在FD中通过函数

实现脉冲整形的辅助FDSS滤波器g^(r)214B在过程200中构造的，其中函数

是通过来自高斯脉冲形状φ^(G)(t)的特定变形而得出的。

特别地，对于二进制模式，即B-STORM，过程600消除了如在一般的STORM过程200中进行的那样执行分别创建辅助FD信号s₁ 260A和s_{2_r} 260B(例如信号s_{2_1} 260B_1至s_{2_R}260B_R)、然后将其可以如求和216那样相加的步骤的需要。相反，处理器110可以应用组合循环序列生成器602B来生成组合的输出序列

660B，其包括主要序列符号{a_n}255B和多个辅助序列{b_r,n}257B(例如{b_1,n}257B_1至{b_R,n}257B_R)的加权变量(通过增益变化和/或循环移位获得)的叠加。

由组合循环序列生成器602B执行的操作基本上替换了由辅助序列生成器(诸如辅助循环序列生成器208)完成的辅助循环序列生成，其可能受到以下处理规则的约束：

–对于输入序列{a_n}255的每个符号a_n，组合循环序列生成器602B可以创建并输出固定自然数P个复数符号

其包括输出序列

660的元素；特别地，在(这里考虑的)二进制操作模式下P＝1，使得组合循环序列生成器602B的输出和输入序列具有相同的长度M。

–将输出序列

660抽取为P个子序列

其中i＝0,1,…,P-1且对于每个n＝0,1,…,M-1，关系

成立，任何子序列

的每个复数符号都可以固定的预定义的(可能是i相关的且可配置的)循环平移不变方式依赖于输入序列{a_n}255的有限数量个复数符号；形式上，这意味着可以配置P个函数f⁽ⁱ⁾并用于通过关系

规定输出序列

的元素，其中对于每个i＝0,1,…,P-1，两个(通常为非负的且小的)整数

满足约束

主要高斯脉冲形状φ^(G)(t)可以从如以下公式14所示的单参数函数族中选择。

公式14：

在公式14中，主要高斯脉冲形状φ^(G)(t)(t)由(正)可调“无量纲方差”σ²(其值大致为1阶)参数化。主要高斯脉冲φ^(G)(t)是t的实数非负对称函数，即满足φ^(G)(-t)＝φ^(G)(t)，其中公式14中从

(如公式3和公式9假定的)到t₀＝0的对称点的偏移是一个惯例。但是，φ^(G)(t)的时间支持可能不会严格限制在持续时间(Λ+2)T的区间内，而是假定函数φ^(G)(t)在这个区间外迅速衰减(如σ²不太大时发生的情况)，下面的形式体系实际上是假设φ^(G)(t)出于相关的实际目的而在这个区间外消失。可以通过一些旨在平滑两个边界处在

时向零过渡的乘法时间窗来实施(实现)对区间

之外的高斯脉冲形状的抑制，该操作在此不再详细描述。可以使用如公式13所示的FDSS滤波器表达式，通过依赖于G-STORM信号的频域构造来实现高斯脉冲形状φ^(G)(t)在此区间之外快速衰减的另一种实现方式，其通过在某些有限带宽(例如，由基础OFDM调制220的IFFT大小N所指示的)之外的滤波器抽头的截断，来提供对时域整形函数的一些近似。这可以通过在双谱整形滤波器FDSS滤波器214G中为Q选择合适的值来完成，如下面的公式15所表示，该值在频域中也表现出高斯特性。

公式15：

在公式15中，k₀控制分配带宽的频率偏移，以子载波间隔

为单位，并且可能的整体与k无关的比例因子可被忽略。

在GB-STORM模式下，根据公式3的一般构造，在对主要信号使用公式14的φ^(G)(t)进行整形时用于对辅助信号进行整形的高斯脉冲形状

可以由下面的公式16表示。公式16：

在公式16中，时移参数(延迟)D_r ^(B)和衰减参数(增益因子)G_r ^(B)(σ)在以下公式17中表示。

公式17：

公式16表示这样一个事实：在高斯情况下，任何辅助脉冲整形函数

实际上可以从公式14的单个“通用”主要脉冲形状推导得到(有相同的公共方差σ²)，只需应用某一时移参数(延迟)D_r ^(B)(等于以T为单位的自然数)和依赖σ²的衰减参数(增益因子)G_r ^(B)(σ)，根据公式17同时使用公式2中定义的变量d_r,m，这两个参数都可以相对简单地(预先)计算。

因此，由处理器110应用的组合循环序列生成器602B可以很容易实现。由于使用单个高斯脉冲整形函数φ^(G)(t)来创建主要信号和辅助信号，因此组合循环序列生成器602B可以涉及主要符号序列{a_n}255与辅助符号序列{b_r,n}257_r的简单联合(求和)，其中衰减参数G_r ^(B)(σ)和时移参数D_r ^(B)被吸收在辅助符号序列中(参见下面的公式18)。

处理器110可将组合循环序列产生器602B的输出驱动到包括M点DFT 210、单个循环扩展212和单个FDSS滤波器g^(G)214G的单个处理路径中，而不考虑为创建GB-STORM信号S_GB-STROM 675而选择的辅助信号分量的数量(可以等于或大于1)。FDSS滤波器g^(G)214的系数由公式15给出，并且组合循环序列产生器602B可以实现由以下公式18表示的数学运算。

公式18：

公式18中，辅助序列分量

在公式2中给出，变形参数(即衰减参数G_r ^(B)(σ))以及时移参数D_r ^(B)在公式17中表示。

组合循环序列生成器602B的示例性实现在图6B中示出。诸如块延迟658B_1至块延迟658B_R的每个块延迟658B_r实现其输入的循环索引移位(“时移”)。对于任何r＝1,2,…,R，由各自的辅助符号

257B_r(即257B_1至257B_R)馈入的块延迟658B_r的输出可产生延迟信号

(对于任何n＝0,1,…,M-1)，然后可以使用相应的乘法器659B_r(即659B_1至659B_R)，将其乘以(实数)增益

然后，可以使用求和运算器216S将针对所有r＝1,2,…,R所得到的变形后的辅助序列的各个符号与主要符号输入a_n255B一起求和，以在组合循环序列生成器602B的输出处产生组合符号序列

660B的元素

在GB-STORM信号S_GB-STROM 675(即，R＝1)中仅包括单个辅助信号的示例性实现中，公式18可以简化为以下公式19的表达式。

公式19：

在公式19中，可以根据下面的公式20对π/2-BPSK主要序列的元素进行参数化。

公式20：

其中α_n∈Z,α_n≡n(mod2),

并且δ_n＝α_n-α_(n-1)modM∈{±1}。

参照图7A和图7B，其是根据本发明一些实施例的利用单个高斯脉冲整形函数来创建低PAPR四进制模式(Q-STORM)信号的示例性发射器过程的框图。由发射器(诸如发射器102)的处理器(诸如处理器110)执行的示例性过程700对使用高斯脉冲形状φ^(G)(t)的过程600进行扩展，以创建基于高斯的四进制模式信号S_GQ-STROM 775(GQ-STORM)。创建的GQ-STORM信号S_GQ-STROM 775等同于过程200的STORM信号S_STORM 275，其通过对主要信号和一个或多个辅助信号进行联合而生成，其中主要信号是使用在FD中实现高斯脉冲形状φ^(G)(t)的主要FDSS滤波器g⁽⁰⁾214A而构造的，而一个或多个辅助信号是使用在FD中通过函数

实现脉冲整形的辅助FDSS滤波器g^(r)214B在过程200中构造的，其中函数

是通过来自高斯脉冲形状φ^(G)(t)的特定变形而得出的。与二进制GB-STORM模式的主要区别在于将M点DFT 210扩展为由处理器110应用于组合的主要和辅助符号序列的联合符号序列的2M点DFT211。这是由于，对于GQ-STORM信号S_GQ-STROM 775，辅助脉冲形状可能会以T为单位用半奇整数时移参数(延迟)进行变形。

在GQ-STORM模式下，根据公式3的一般构造，在使用公式14的φ^(G)(t)对主要信号进行整形时用于对辅助信号进行整形的高斯脉冲形状

可以由下面的公式21表示。公式21：

公式21中，时移参数(延迟)D_r ^(Q)和衰减参数(增益因子)G_r ^(Q)(σ)在以下公式22中表示。

公式22：

在公式22中，变量c_ρ,m在公式8中定义，由此得出，时移参数(延迟)D_r ^(Q)取半整数值(以T为单位)。

如上所述，在过程700中的GQ-STORM信号S_GQ-STROM 775的单DFT构造中，DFT的大小必须为2M，如2M点DFT 211所示(其大小是通用STORM过程200和GB-STORM过程600中使用的M点DFT 210的两倍)。因此，可能受到适用于组合(循环)序列产生器602B的相同处理规则约束(在四进制模式中变为应用P＝2)的组合(循环)序列生成器602Q输出的序列的大小是输入大小的两倍，从而实现下面的公式23中表达的数学运算。公式23：

公式23中，辅助序列分量b_r,n ^(Q)在公式8中给出，而变形参数(即衰减参数G_r ^(Q)(σ))和时移参数D_r ^(Q)在公式22中表示。

在GQ-STORM信号S_GQ-STROM 775(即，R＝1)中仅包括单个辅助信号的示例性实现中，公式23可以被简化为以下公式24中给出的表达式。

公式24：

在公式24中，根据下面的公式25对π/4-QPSK主要序列的元素进行参数化。

公式25：

其中α_n∈Z,α_n≡n+1(mod2),

并且δ_n＝α_n-α_(n-1)modM∈{±1,±3}。

可由发射器102的处理器110执行的示例性过程701呈现了用于创建GQ-STORM信号S_GQ-STROM 775的替代实现。如过程701所示，过程700的单个2M点DFT 211实现方式被双重M点DFT 210(210_1和210_2)实现方式代替。处理器110可以在组合循环序列发生器602Q的输出处操作第一M点DFT 210_1以处理偶数索引符号子集

761的同时，操作第二M点DFT210_2以处理从组合循环序列产生器602Q生成的奇数索引符号互补子集

762。如在过程700中一样，第一M点DFT 210_1的输出可以进一步被循环扩展并且由FDSS滤波器g^(G)214滤波。第二M点DFT 210_2的输出可以被进一步循环扩展并且由FDSS滤波器g^{(G`)</sup>214G'滤波，其中FDSS滤波器g<sup>(G`)}214G'与FDSS滤波器g^(G)214G相似，但相对于来自FDSS滤波器g^(G)214G处理路径的频域输出X_k，其进一步将

的有效时间延迟合并到频域输出Y_k。按照FDSS滤波器g^(G)214G的抽头系数，可以用

来表示FDSS滤波器g^(G`)214G'的抽头系数。然后处理器110可以将来自两个处理路径的FD信号X_k和Y_k联合702成单个FD信号s_GQ-STROM765，该信号可以进而由OFDM调制220处理以产生时域GQ-STORM信号S_GQ-STROM 775。

现在，我们引入附加符号γ_r ^(X)，其表示用于参数化和/或选择衰减参数(增益因子)G_r ^(Q)(σ)的无量纲变量，其中X代表调制方案，例如，对于B-STORM信号，X＝B；对于Q-STORM信号，X＝Q，和/或类似的。衰减参数

与变量γ_r ^(X)之间的关系可以由下面的公式26表示。

公式26：

下表1列出了以公式26的变量

表示的用于GB-STORM和GQ-STORM信号的前几个辅助分量的无量纲时移参数(以T为单位的延迟)和衰减参数(增益因子)。

表1：

如上所述，用于基于高斯的STORM信号的接收器(诸如接收器104)的实现被显著简化。对于GB-STORM信号，由于在接收器104处通常可以忽略辅助信号分量的存在而不会遭受不可忽略的检测损耗，因此简化的益处可能不太明显。但是，如果仍然希望在B-STORM接收器处处理和检测一个或多个辅助信号分量，则对于一般实现，可能需要像过程300的WMF306A一样的几个WMF，就像在Q-STORM接收器过程400的实现中一样(部署两个WMFS，例如WMF1 306B和WMF2 306C)。但是，在GB-STORM信号S_GB-STROM 675的情况下，根据公式15，可能只需要单个WMF 306A即可联合检测主要信号分量和一个或多个辅助信号分量。使用高斯脉冲φ^(G)(t)相对于频域FD WMF的构造可能更具优势，取决于所分配的带宽(与公式15中的M相关)，频域FD WMF可能需要在接收器104处动态执行。从复杂度和/或存储器资源需求的角度来看，这种优势可能是相关的，它不仅适用于二进制模式，还适用于基于高斯的STORM信号的任何模式。

参照图8，其是根据本发明一些实施例的用于解调使用单个高斯脉冲整形函数创建的低PAPR四进制模式信号的示例性STORM接收器过程的框图。用于解调从发射器(诸如发射器102)接收的GQ-STORM信号(诸如GQ-STORM信号S_GQ-STROM 775)的过程800可以由接收器(诸如接收器104)的处理器(诸如处理器120)来执行。如过程800所示，使用高斯脉冲整形φ^(G)(t)可以使接收器104大量简化，其中接收器104可以用单个WMF306G来实现。WMF 306G的实现可取决于在发送GQ-STORM信号S_GQ-STORM的发射器(例如发射器102)中的过程700或701的循环扩展块212和/或212A中的Q是否被选择大于、等于或小于2M，其中该GQ-STORM信号使用正在考虑的过程800接收。

在将2M个符号的解调序列分割成包括偶数符号和奇数符号的两个序列之后，处理器120可以分别对每个偶数和奇数符号序列施加π/4相位旋转310Q_1和310_Q2，以提取未旋转的符号。最后，为了从解调的符号序列中提取逐比特的LLR，处理器120可以应用BCJR软比特解映射312Q。BCJR软比特解映射312Q的复杂度(即，所使用的状态的数量)可取决于由发射器(诸如发射器102)包括在GQ-STORM信号S_GQ-STROM 775中的功率不可忽略的辅助信号分量的数量。这种依赖关系可以通过辅助信号分量引入的时移(延迟)D_r ^(Q)而产生。

本文评估了基于高斯的STORM架构和实现方式的性能，尤其是相对于现有技术的调制方案，并示出结果。针对传输方案的各个方面进行了性能的评估，尤其是PAPR性能、输出功率性能、检测性能和整体链路(编码率)性能。

参照图9A和图9B，其是根据本发明一些实施例的表示GB-STORM和GQ-STORM信号的PAPR性能的图表。

图表900示出了GB-STORM的PAPR性能以及使用π/2-BPSK调制的其他基于DFT-s-OFDM的方案的PAPR性能。使用长度为符号持续时间的～7％的CP，使用窗口重叠和叠加(window overlap and add,WOLA)对连续的OFDM符号进行裁剪以抑制其边界处的不连续性，并在测量生成PAPR分布所需的每个OFDM符号的峰值功率和平均功率之前，先进行×4上采样，以在具有M＝600的子载波分配(在此上下文中，与子载波的间隔无关)的10000个OFDM符号上评估所有方案。

如在图表900中所见，基准方案(即普通DFT-s-OFDM)表现出约7dB的PAPR。应当注意的是，当通过单个值来表征波形的PAPR时，只要适用，这里的讨论采用引用CCDF的10-4点的惯例，而不是提供更多信息的完整的互补累积分布函数(complementary cumulativedistribution function,CCDF)。

如在图表900中所见，当将公知的进行限幅/压扩和滤波(CAF)的PAPR减少技术应用于普通DFT-s-OFDM时，即，当使用DFT-s-OFDM+CAF时，在将CAF操作所涉及的处理复杂度以及所产生的OOBE级别限制在合理水平时，PAPR通常可以降低约3dB。

如在图表900中所见，在上文中作为现有技术描述的OQPSK方案(图5)可以产生2.4dB的相对较低的PAPR。

如在图表900中看到的，使用主要信号分量(针对该场景具有优化的脉冲整形)以及单个主要耦合辅助分量的B-STORM信号可以表现出0.4dB的PAPR。

从图表900可以看出，降低复杂度的GB-STORM方案，使用由FDSS滤波器g^(G)(如公式15所示，σ＝0.87)构造而成的通用高斯整形函数φ^(G)(t)，与最佳B-STORM性能相比，能够使得PAPR性能轻微降低0.2dB。

还应注意的是，高斯整形函数φ^(G)(t)的变量σ的选择值意味着单个(第一个)辅助分量的功率比主要分量的功率低约22dB，因此，在诸如接收器104的接收器中可以忽略该辅助分量，而不会降低检测性能。

图表901呈现了与具有[π/4-]QPSPS调制的其他基于DFT-s-OFDM的方案相比的GQ-STORM信号的PAPR性能。

评估方法与图表900中显示的BPSK情况(二进制模式)相同，但是DFT的大小M提供了实现的自由度，可以相应地被选择来控制整体信号的频谱限制，其在所有提出的方案中，受600个子载波的公共分配带宽和相同的OOBE限制的约束。所选择的DFT大小M(如图表901中的每个方案的图例所示)反映了考虑到所需的编码率调整后，在某一PA模型存在下的频谱行为与检测性能之间的折衷。检测性能和整体链路(编码率)性能在下文中给出。

如在图表901中所见，具有或不具有π/4相位旋转的普通DFT-s-OFDM方案的PAPR性能基本相同，即约7.8dB。这与在BPSK情况下大大改善了基准普通DFT-s-OFDM性能的π/2旋转形成对比。

如在图表901中所见，将CAF施加到基准DFT-s-OFDM波形上，即，使用具有M＝600的DFT-s-OFDM+CAF，可以将PAPR从7.8dB减小到4.4dB。

如图表901所示，使用M＝512并应用RRC FDSS滤波器(滚降因子为0.3)的另一种PAPR降低方案(称为π/4-QPSK+FDSS(RRC))可以进一步降低PAPR至3.4dB。

从图表901中可以看出，具有单个辅助分量的Q-STORM波形(使用针对该场景优化的主要脉冲形状，以及根据公式9得出的相关辅助形状)表现出1.2dB的PAPR(对于基于QPSK的方案)。

如图表901所示，当使用通用高斯整形函数φ^(G)(t)(其使用公式15中表示的FDSS滤波器g^(G)构造，其中σ＝0.56)在复杂度降低的GQ-STORM波形(在图例中称为“GQ-STORM(1aux)”)中包含单个主要辅助信号分量时，相对于优化Q-STORM方案而言，PAPR略微增加了0.25dB。

但是，如图表901所示，复杂度降低的GQ-STORM方案(称为“GQ-STORM(3aux)”)使用2个附加的辅助分量(在GQ-STORM实现方式中可包含边际额外的复杂度成本)，实际上会产生约0.9dB的出色PAPR性能，其低于具有单个辅助分量的优化Q-STORM的性能。

但是，对于具有用于GQ-STORM的高斯整形函数φ^(G)(t)的方差σ的上述值的Q-STORM和GQ-STORM，第一(主要)辅助分量的功率仅比主要分量的低约4-5dB，这在接收器104上不能再被忽略而不对检测性能造成很大的损害。作为整体链路性能讨论的一部分，稍后将进一步解决此问题。

现在讨论G-STORM的输出功率性能。

实际上，在使用给定的PA时，通过最大输出功率的可实现增益可以测量使用降低的PAPR波形的实际优势。通常，限制输出PA功率的不是PA的饱和点，而是非线性效应，当逼近饱和点时非线性效应变得更加明显，从而导致输出信号(相对于输入波形)的不良失真。失真程度受到某些频谱约束的限制，这些频谱约束因此限制了最大输出功率，从而限制了覆盖范围。对于具有不很小的PAPR的波形，通常是这种情况。但是，由于STORM架构具有近恒模特性，因此情况有所不同。

下面使用无记忆的经修改的Rapp PA模型(平滑因子p＝1.1)针对G-STORM给出输出功率性能评估结果，该模型被提出作为模拟高频带(6GHz以上)的5G上行链路性能的实用模型。将PA模型的饱和功率重新调整至功率等级23.0dBm，例如反映同时使用多个相同类型的PA。

参照图10，其包括表示根据本发明一些实施例创建的GB-STORM和GQ-STORM信号的功率谱密度(PSD)的图表。

图表1000和1001分别示出了通过理想(线性)PA以及上述PA模型进行处理之后的GB-STORM和GQ-STORM信号的PSD。

如图表1000和1001所示，对于GB-STORM和GQ-STORM，可以在达到23.0dBm的最大功率的同时，仍然满足3GPP规范中概述的针对1200个子载波的完整BW分配的LTE UE RF要求，尤其满足：(1)LTE频谱发射模板(如在图表1000和1001中沿PSD所示)；(2)ACLR不超过30dB；以及(3)EVM低于17.5％。这意味着即使G-STORM信号的PAPR性能可能略逊于优化STORM信号的PAPR性能，但仍基本上保持了相同的输出功率优势(使用正在考虑的PA模型)，同时进一步受益于G-STORM实现的灵活性和降低的复杂度。

现在讨论G-STORM的整体链路性能。

如上文中所解释，传输方案的总增益不仅应考虑如本文之前所评估的输出功率增益(例如，参见图10)，而且还应考虑接收器(诸如接收器104)处所用波形的检测性能。

优化的B-STORM波形(具有单个辅助分量)的整体链路增益已在申请号为PCT/EP2016/077147、名称为“用于高频传输的近恒模合成波形”的PCT申请中得到证明。采用上述输出功率性能评估的修改的Rapp PA模型和RF要求，B-STORM和GB-STORM均可在1200个子载波的全带宽分配的情况下表现出相对于基准π/2-BPSK DFT-s-OFDM的3.5dB的OBO增益降低。获得了这种功率优势，但是在使用GB-STORM时伴随的检测性能，相对于B-STORM而言，在检测性能上有约0.1dB的小损失(损耗)。这证实了GB-STORM是(B-)STORM的一种有效且有用的变体的说法，其产生了大的覆盖范围，同时还提供了更为实用的提高灵活性和降低复杂度的实现方式。

对于Q-STORM，下表2列出了更详细的评估结果，针对PAPR性能评估比较了基于QPSK的传输方案，即普通DFT-s-OFDM、DFT-s-OFDM+CAF、π/4-QPSK+FDSS(RRC 0.3)、Q-STORM和GQ-STORM(两者均具有单个辅助分量)。对于所有传输方案，模拟假设1200个子载波的分配带宽，试图为每个资源元素(即，每个数据OFDM符号的每个子载波)传送1比特。如前所述，M是DFT 210的大小，并且对于M＝1200和1024，用于生成用于传输的编码数据比特流的码率(使用LTE Turbo码)分别为0.5或0.586，因此当以相同的错误率接收所有块/分组时，所有调制方案都维持相同的数据率。以能满足频谱要求的可能最小的OBO激活时，当发送信号通过如上所述的Rapp PA模型时，在AWGN信道(具有理想的信道和噪声估计)的块错误率(block error rate,BLER)＝10％的工作点测量检测损耗。π/4-QPSK+FDSS(RRC 0.3)方案不会将ISI引入波形，因此可以使用标准的最大A后验(maximum A-posteriory,MAP)软比特解映射器进行检测。对于Q-STORM方案(使用优化或高斯脉冲整形，具有单个辅助分量)，在接收器104处使用了16状态的BCJR软比特解映射器(参见过程400和800中的块312Q)。

表2：

从表2可以明显看出，与二进制模式相似，GQ-STORM方案也表明了四进制模式的整体链路增益也得到了显著改善。例如，在这种场景下，GQ-STORM信号相对于基准QPSK DFT-s-OFDM方案产生了4dB的整体链路增益，相对于优化的Q-STORM变体只有很小的性能折衷。

G-STORM实现可以扩展到通用STORM实现，后文称为U-STORM。如前所述，在G-STORM实现中，单个脉冲整形高斯函数φ^(G)(t)用于创建主要信号，而高斯函数φ^(G)(t)的一个或多个变形(衍生物)

用于创建辅助信号。在U-STORM实现中，高斯函数φ^(G)(t)可以用更通用的单个通用(或唯一)脉冲整形函数φ^(U)(t)代替，其可以用于创建原始信号，而通用函数φ^(U)(t)的一个或多个变形(衍生物)

可用于创建辅助信号。在以上公式中，G_r和H_r是一些可配置的增益参数，而D_r是一些可配置的时移参数。

参照图11A、图11B和图11C，其是根据本发明的一些实施例的利用单个通用脉冲整形函数来创建低PAPR信号的示例性STORM发射器过程的框图。用于基于单个通用(唯一)脉冲整形函数φ^(U)(t)来创建低PAPR传输信号的示例性过程1100A对基于单个高斯脉冲整形函数φ^(G)(t)的过程600和过程700进行了扩展。过程1100可以由发射器(诸如发射器102)的处理器(诸如处理器110)执行。

如过程200、600和700中所述，过程1100A从处理器110接收编码比特流开始，该编码比特流可以通过MUX(例如MUX 201)与DMRS比特流进行交替。处理器110可以将编码比特流划分为每组C个比特的连续组，其中C是自然数。处理器110可以经由大小为2^C的基本星座图将C比特组中的每一个映射202(调制)到复数符号

上。例如，对于具有{±1}基本星座图的基于二进制BPSK的模式，可以选择C＝1。在另一个示例中，对于具有

基本星座图的基于四进制QPSK的模式，可以选择C＝2。处理器110可以可选地以预定义的方式对星座图符号相对于彼此施加相位旋转。例如，在基于二进制BPSK的模式中，可以在连续的星座图之间施加相应的π/2相位旋转。在另一示例中，在基于四进制QPSK的模式中，可以在连续的星座图之间施加相应的π/4相位旋转。

在可能已对序列

250施加相位旋转之后，处理器110可以将串行到并行(S/P)转换206应用于序列

250，以产生并行排布的连续的M个复数符号的组{a_n}225，以允许处理器110进行有效的逐块处理。

然后，处理器110将组合循环序列生成器1102应用于所得序列，以生成复数符号的输出序列

1160。组合循环序列产生器1102可以受到适用于组合循环序列产生器602B的相同处理规则的约束，即：

–对于输入序列{a_n}255的每个符号a_n，组合循环序列生成器1102可以创建并输出固定自然数P个复数符号

其包括输出序列

1160的元素，以便总长度由PM给出。

–将输出序列

1160抽取为P个子序列

其中i＝0,1,…,P-1且对于每个n＝0,1,…,M-1，关系

成立，任何子序列

的每个复数符号都可以固定的预定义(可能是i相关的且可配置的)循环平移不变方式依赖于输入序列{a_n}的有限数量个复数符号；形式上，这意味着可以配置P个函数f⁽ⁱ⁾并用于通过关系

规定输出序列

的元素，其中对于每一个i＝0,1,…,P-1，两个(通常为非负的且小的)整数

满足约束

处理器110可以应用一种或多种方法和/或实现方式以从输入序列{a_n}255生成输出序列

1160。示例性实现方式可以利用公式18和23(其分别依赖于公式2和8)分别表示二进制模式GB-STORM信号(其中应用P＝1)和四进制模式GQ-STORM信号(其中应用P＝2)。

然而，对于可以由一个或多个目标来激励的组合循环序列发生器1102而言，更通用的构造是可能的，例如，在PAPR与U-STORM信号(波形)的检测性能之间实现不同的期望折衷和/或类似。作为适用于C＝2(基于QPSK)情况的这种可能概括的示例，可以使用下面的公式27替换公式24(该公式用单个辅助信号(即R＝1)作为公式23的一种特殊情况的明确表示)。

公式27：

其中η_±是两个非负常数，变量δ_n在公式25中定义。这种通用化的两个特定示例可以由以下公式规定：(1)η_±＝1；和(2)η_-＝0.345,η₊＝0.833，其中当σ＝0.56时，方程24恢复。

过程1100A可以采用混合实现方式，按照如下方式处理TD和FD两者中的信号：在创建输出序列

1160之后，处理器110可以可选地将TD滤波器1104(即，循环抽头延迟线)应用到输出序列

1160，然后通过(PM)点DFT 211P将其转换到频域。处理器110可以应用从PM到Q值的循环扩展212P和/或FDSS g^(U)214U以创建FD U-STORM信号s_U-STORM 1165。

FDSS g^(U)214U可用于在FD中实现通用脉冲整形函数φ^(U)(t)，该函数可用于创建U-STORM信号的主要和辅助信号分量。作为将G-STORM方案扩展到U-STORM方案的一部分，可以用一般衰减参数H_r ^(X)(例如，对于二进制和四进制模式，分别为X＝B或Q)代替公式17和公式22的衰减参数(增益因子)G_r ^(X)(σ)，可以对一般衰减参数H_r ^(X)进行调整，以优化调制和/或传输方案的一个或多个性能指标(例如，取决于g^(U)的选择和部署场景)。

处理器110可以将OFDM调制220应用于FD U-STORM信号s_U-STORM 1165，以完成包括单个OFDM符号的TD U-STORM信号S_U-STORM 1175的段的生成，而这些段的级联可以由处理器110执行。可选地，作为OFDM调制220的一部分，处理器110可以处理输出序列

1160，以在将TD U-STORM信号S_U-STORM 1175转发到数模(digital to analog，D/A)转换器和一个或多个PA(例如发射器102的PA 114)之前，插入一个或多个保护采样段，例如，CP、UW、ZP、ZT和/或类似的。

可以由处理器110执行的示例性过程1100B是用于产生TD U-STORM信号S_U-STORM1175的纯TD过程。过程1100B以与过程1100A相同的方式开始，但是避免了过程1100A的S/P步骤206，并将主要符号序列{a_n}255S串行地馈送到组合串行(serial)序列生成器1102S(而不是组合循环(cyclic)序列生成器1102)，其操作可能受到适用于组合循环序列发生器1102的处理规则的非循环版本的限制，即：

–对于输入序列{a_n}255S的每个符号a_n，其中n是整数，组合串行序列生成器1102S可以创建并输出固定自然数P个复数符号

其是输出序列

1160S的元素。

–将输出序列

1160S抽取为P个子序列

其中i＝0,1,…,P-1且对于每个整数n，关系

成立，任何子序列

的每个复数符号都可以固定的预定义的(可能是i相关的且可配置的)平移不变方式依赖于输入序列{a_n}255S的有限数量个复数符号；形式上，这意味着可以配置P个函数h⁽ⁱ⁾并用于通过关系

规定输出序列

1160S的元素，其中L_i对于每个i＝0,1,…,P-1均为(通常很小的)非负整数。

在过程1100B中，处理器110可以将时域脉冲整形(time domain pulse shaping,TDPS)1106应用于输出序列

1160S以创建整形的上采样TD U-STORM信号S_U-STORM 1175。

可以由接收器(诸如接收器104)的处理器(诸如处理器120)执行示例性过程1100C，该过程1100C使用波形生成过程(诸如过程1100A)来解调从发射器(诸如发射器102)接收的U-STORM信号(诸如U-STORM信号S_U-STORM 1175)。在过程1102(其概括了用于解调GQ-STORM信号的过程800)中，处理器120可以部署单个WMF 306U，其适用于对使用FDSS滤波器g^(U)214U整形的U-STORM信号进行匹配滤波和白化。接下来，在对WMF 306U的输出执行(PM)点IDFT 308P之后，处理器120可以通过(根据关系

抽取而将IDFT 308P的PM输出符号

分成P个长度为M的子序列

然后可以在将每个子序列

的符号馈入BCJR软比特解映射312P之前，对每个子序列的符号执行适当的相位旋转310P，BCJR软比特解映射312P输出CM LLR以便进一步解码发送数据比特)。

可以进一步针对二进制模式和四进制模式(即分别为UB-STORM和UQ-STORM)证明通用整形函数的实现。

U-STORM信号的构造可以遵循G-STORM构造所使用的组合(可能是循环的)符号序列生成，如分别针对GB-STORM和GQ-STORM实现的公式18和公式23所示。UB-STORM和UQ-STORM的这种扩展可以由下面的公式28表示。

公式28：

UB-STORM:

UQ-STORM:

其中在公式2和8中给出了辅助符号

(X＝B,Q)，在U-STORM波形构造(诸如在过程1100B中部署的波形构造)的纯TD(串行、非循环)实现中，全都避免modM操作，而变量

是概括G-STORM的参数

的可配置衰减参数。

应当注意，在对过程701(其利用双DFT实现方式来创建GQ-STORM信号S_GQ-STROM 775)的UQ-STORM概括中，FDSS滤波器g^(U′)(类似于FDSS滤波器g^(G′)214G'，并且将被应用于奇数索引符号

762的组合序列上)可以通过

的时移(延迟)参数与主要FDSS滤波器g^(U)相关，即根据它们的抽头系数之间的关系

参照图12，其是根据本发明一些实施例的利用单个通用脉冲整形函数来创建低PAPR二进制模式(UB-STORM)信号的示例性发射器过程的框图。示例性过程1200可以概括诸如过程600的过程，用于利用诸如TD滤波器1104之类的DFT前(循环)抽头延迟线滤波器来生成TD UB-STORM信号S_UB-STORM 1175B。过程1200可以由发射器(诸如发射器102)的处理器(诸如处理器110)执行。

在下面的公式29中提供了过程1200的两个具体示例，其详细描述了给定符号序列{a_n}255B的符号序列

1160B的数学构造，该操作由图12中的UB-STORM组合循环序列生成器1102B实现。特别是，当(循环)TD滤波器1104是“1+D”类型(即专用于过程500的TD滤波器“1+D”502)并且不应用FDSS时，选择公式29所隐含的衰减参数(增益因子值)，以最小化公式28中R＝1或R＝3时得到的TD UB-STORM信号S_UB-STORM 1175B的PAPR。(消除FDSS可等同于应用非零系数为g_k＝1,

的“透明”矩形FDSS滤波器。)

公式29：

公式29利用在公式20中引入的符号，并且所有索引移位操作(例如，n→n±1)可以被理解为循环地执行modM。公式29中的额外加性失真项修改了原始π/2-BPSK符号

255B的幅度，从而产生了符号

1160B，这些符号又被馈送到TD滤波器中1104，以精确的预定方式依赖于相邻符号的相位。其中引用的系数的精确值通过示例的方式给出，并且可以在不改变方案本质的情况下进行修改。公式29中的特定值和过程500的TD滤波器“1+D”502在没有另外的DFT后FDSS滤波器214的情况下起到TD滤波器1104的作用，相对于过程500和/或过程501中呈现的基准现有技术方案，可以获得大约0.5-0.7dB的PAPR降低。

参照图13，其是根据本发明的一些实施例的利用单个通用脉冲整形功能来创建低PAPR四进制模式(UQ-STORM)信号的示例性发射器过程的框图。示例性过程1300可以概括诸如过程701的过程，利用诸如TD滤波器1104的DFT前抽头延迟线滤波器来生成TD UQ-STORM信号S_UQ-STORM 1175Q。过程1300可以由发射器(诸如发射器102)的处理器(诸如处理器110)执行。

如过程1300所示，处理器110可以操作两个M点DFT单元，第一M点DFT 210_1用于在组合循环序列发生器1102Q的输出处处理偶数索引符号子集

1160Q1，并且第二M点DFT210_2用于处理从组合循环序列发生器1102Q生成的奇数索引符号互补子集

1160Q2。处理器110可以进一步将FD滤波器1302应用于从第二M点DFT 210_2生成的序列。

在过程1300的示例性实现中，TD滤波器1104采用双二进制“1+D”TD滤波器(诸如过程500的TD滤波器“1+D”502)来处理奇数和偶数索引符号序列

1160Q1和

1160Q2，而FD滤波器1302利用“半T延迟”FD滤波器g^(D)1302，其M个抽头系数由

给定。在这样的示例性实现中，所得的UQ-STORM信号的PAPR可以比普通QPSK DFT-s-OFDM信号的PAPR低约2dB。

对于几种应用，在相同的发送信号内来回切换调制方案(例如，在基于BPSK的符号流和基于QPSK的符号流之间)可能是有用的。一个典型的示例可能是使用预定义的基于BPSK的导频符号实现DMRS流，所述导频符号可以被插入基于QPSK的数据符号流中。在保持这种传输方案的低PAPR特性的同时，在STORM信号构造的背景下设计这种混合调制(或混合)波形可能会带来重大的实现挑战。

在基于SC-FDM的Q-STORM实现的情况下，可提供这种混合STORM实现的示例性实施例，其中基于BPSK的符号序列用作UW，该UW被插入已调制QPSK数据符号序列中每个OFDM符号。

在该示例中，U个预先固定的π/2-BPSK符号的(循环)连续序列被插入Q-STORM主要符号序列的M个符号的每个块

内，其中M为偶数且U<M(例如U＝64，M＝512M)，l为(整数)块索引。这可表明子序列

是U＝U₁+U₂π/2-BPSK符号

μ_n≡n(mod 2)的唯一字，其每l重复一次，其中U₁，U₂是两个非负整数。应该注意的是，主要符号序列的每个块A^l中的其余M-U个符号，即

是π/4-QPSK调制的数据符号。因此，每个块中有两个“异常”相位瞬变，即

和

其可能被怀疑破坏了连续主要符号之间纯Q-STORM中假定的相对π/4(奇数倍)相位旋转。关联的相位差δ_BQ和δ_QB(当以

为单位进行测量时)分别满足关系

和

(如前)假定Q-STORM规则

其可以遵循δ_BQ≡U₁+1(mod 2)；δ_QB≡U₂+1(mod 2)，使得仅当U为奇数时，δ_BQ和δ_QB才可同时为奇数(如Q-STORM的常规行为所要求的)。然而，即使当U是偶数(如M)时，基于(如上在例如过程200、过程700、过程1100A和/或过程1100B中所述的)辅助或组合(循环)符号序列生成并随后进行脉冲整形的Q-STORM处理仍可实现，由于相位差是

的偶数倍的符号之间的罕见转换，PAPR性能有小的损失。

参照图14，其是根据本发明一些实施例的利用单个通用脉冲整形函数来创建低PAPR混合二进制和四进制模式U-STORM信号的示例性发射器过程的框图。示例性过程1400可以由发射器(诸如发射器102)的处理器(诸如处理器110)利用混合UB-STORM和UQ-STORM设计来执行，以在频域实现中生成TD UQ-STORM信号S_UQ-STORM 1175Q。处理器110可以操作MUX1402以复用在组合序列发生器(诸如组合循环序列发生器1102Q)的输入端处的π/2-BPSK符号流

255B'和π/4-QPSK符号流

255Q′。在处理器110操作MUX 1402以交替每奇数个符号的情况下，即产生奇数长度的交替子序列

255B'和

255Q'的级联，则可以确保在S/P 206的输出端处，每个(偶数)M个符号的(循环)块中主要序列{a_n}255Q的连续符号之间的所有相位差是

的奇数倍。因此，当过程1400(TD UQ-STORM信号S_UQ-STORM 1275Q的产生过程，从符号序列{a_n}255Q的输入到组合循环序列生成器1102Q直到OFDM调制220的输出)中的所有剩余步骤由处理器110按照与P＝2的情况的过程1100A中相同的过程来执行时，则输出UQ-STORM信号的所有期望特性保持为像在“纯”UQ-STORM的情况下一样。否则，如果不能保证主要序列{a_n}的连续符号之间的所有相位差都是

的奇数倍，则低PAPR行为可能会有所降低，具体取决于已处理的符号块内的不规则相变的发生频率。

上面呈现的，其模式事先为接收器(诸如接收器104)所知的基于BPSK和QPSK的符号流复用机制可以用于各种目的，包括促进数据流内的各种导频插入。

已经出于说明的目的给出了本发明的各种实施例的描述，但是这些描述并不旨在是穷举性的或限定于所公开的实施例。在不脱离所描述的实施例的范围和精神的情况下，许多修改和变化对于本领域普通技术人员将是显而易见的。选择本文使用的术语是为了最好地解释实施例的原理、对市场上发现的技术的实际应用或技术上的改进，或者使本领域的其他普通技术人员能够理解本文公开的实施例。

可以预期，在本申请的专利有效期内，将开发许多相关的FDM和/或SC传输技术，术语FDM和/或SC传输技术的范围分别旨在包括所有这些新技术作为先验。

如本文所用，术语“约”是指±10％。

术语“包括”、“包含”、“含有”、“蕴含”，“具有”及其缀合物表示“包括但不限于”。该术语包括术语“由……组成”和“基本上由……组成”。

短语“基本上由……组成”是指该组合物或方法可以包括其他成分和/或步骤，但是仅在其他成分和/或步骤没有实质性改变所要求保护的组合物或方法的基本和新颖特征的情况下。

如本文所使用的，单数形式的“一个”、“一种”和“该”包括复数引用，除非上下文另外明确指出。例如，术语“一种化合物”或“至少一种化合物”可以包括多种化合物，包括其混合物。

词语“示例性”在本文中用来表示“用作示例、实例或说明”。被描述为“示例性”的任何实施例不必被解释为比其他实施例优选或有利和/或排除从其他实施例中并入特征。

词语“可选地”在本文中用来表示“在一些实施例中提供而在其他实施例中不提供”。本发明的任何特定实施例可以包括多个“可选”特征，除非这些特征发生冲突。

在整个申请中，本发明的各种实施例可以以范围格式呈现。应当理解，范围格式的描述仅是为了方便和简洁，而不应被解释为对本发明范围的不灵活的限制。因此，应该认为范围的描述已经具体公开了所有可能的子范围以及该范围内的各个数值。例如，对范围从1到6的描述应视为已明确公开了子范围，例如从1到3、从1到4、从1到5、从2到4、从2到6、从3到6等，以及该范围内的单个数字，例如1、2、3、4、5和6。这与范围的广度无关。

每当在本文中指示数值范围时，其意图包括在指示范围内的任何引用数字(分数或整数)。短语在第一指示数字和第二指示数字“之间的范围/幅度”和“从”第一指示数字“到”第二指示数字的“范围/幅度”在本文中可互换使用，并且意在包括第一和第二指示数字以及它们之间的所有小数和整数。

应当理解，为清楚起见，在单独的实施例的上下文中描述的本发明的某些特征也可以在单个实施例中组合提供。相反，为简洁起见，在单个实施例的上下文中描述的本发明的各种特征，也可以单独地或以任何合适的子组合或在本发明的任何其他所述的实施例中合适地提供。在各种实施例的上下文中描述的某些特征不应被认为是那些实施例的必要特征，除非该实施例没有那些要素就没有效用。

本说明书中提及的所有出版物、专利和专利申请都通过引用整体并入本文，其程度与每个单独的出版物、专利或专利申请被具体地和单独地指示通过引用并入本文的程度相同。此外，在本申请中对任何参考文献的引用或标识均不应解释为承认该参考文献可作为本发明的现有技术。在使用章节标题的程度上，不应将其解释为必然的限制。

Claims (17)

1.一种发射器，包括：

处理器，适用于：

使用通用脉冲形状将调制符号的主要序列转换为主要信号；

使用所述通用脉冲形状的变形版本，将从所述主要序列创建的调制符号的辅助序列转换为辅助信号；以及

组合所述主要信号和所述辅助信号以创建联合输出信号，所述联合输出信号对应的输出序列由组合循环序列生成器生成；

其中，所述通用脉冲形状通过单个通用脉冲整形函数构造，所述通用脉冲形状的变形版本通过具有一个或多个变形的同一通用脉冲整形函数导出，所述通用脉冲形状的变形版本包括所述通用脉冲形状的经由时移和/或衰减的变形。

2.根据权利要求1所述的发射器，其中所述输出信号的峰均功率比PAPR低于所述主要信号的PAPR。

3.根据权利要求1所述的发射器，其中所述处理器适用于在相应调制符号序列的电平处执行组合所述主要信号和所述辅助信号以生成调制符号的中间联合序列的操作，其以相对于所述主要序列的上采样速率并使用有关所述通用脉冲形状的变形的信息来执行。

4.根据权利要求1或2所述的发射器，其中所述通用脉冲形状是高斯脉冲形状。

5.根据权利要求1或2所述的发射器，其中所述调制符号的主要序列根据多个调制方案中的至少一个来映射输入比特流，所述调制方案包括：

–二进制相移键控BPSK调制方案；

–正交相移键控QPSK调制方案；

–高阶相移键控PSK调制方案；

–正交幅度调制QAM方案；以及

其中所述主要序列和所述辅助序列进一步经历连续符号之间的π的分数倍的复数相位旋转。

6.根据权利要求5所述的发射器，还包括：在将所述输入比特流映射到所述调制符号的主要序列时，在多个调制方案中的至少两个之间切换。

7.根据权利要求1或2所述的发射器，其中通过在所述主要序列的一个先前或随后的调制符号处从所述主要序列的相应调制符号生成所述辅助序列的每个调制符号，来从所述主要序列创建所述辅助序列。

8.根据权利要求1或2所述的发射器，其中所述处理器被配置为对所述主要序列，或所述辅助序列，或其组合的联合序列执行以下操作中的至少一个：

当在频域中处理时：

–离散傅立叶变换DFT；

–循环扩展；

–使用关于所述通用脉冲形状和/或关于所述通用脉冲形状的变形版本的信息的过滤过程；以及

当在时域中处理时：

–上采样；

–使用关于所述通用脉冲形状和/或关于所述通用脉冲形状的变形版本的信息的过滤过程。

9.根据权利要求1或2所述的发射器，还包括：循环扩展所述主要序列的连续符号的多个有限子序列，以创建所述辅助序列的连续符号的多个相应的有限子序列。

10.根据权利要求1或2所述的发射器，其中所述处理器适用于使用以下组中的任一个来传输所述输出信号：

–频分复用FDM；

–离散傅里叶变换DFT扩展正交FDM DFT-s-OFDM；

–单载波FDM SC-FDM；

–基于频分多址FDMA的传输；和

–基于交织的FDMA IFDMA的传输。

11.根据权利要求1或2所述的发射器，其中所述处理器适用于将包括唯一字的至少一个固定的有限符号序列周期性地插入到所述主要序列中。

12.根据权利要求1或2所述的发射器，其中所述处理器适用于周期性地将保护间隔GI插入到联合输出信号中，所述保护间隔包括以下至少一项：

–循环前缀CP；

–循环后缀；

–零前缀ZP；和

–零尾ZT。

13.根据权利要求1或2所述的发射器，其中所述处理器适用于创建所述输出信号，以符合多个信号频谱约束中的至少一个。

14.根据权利要求1或2所述的发射器，其中所述处理器适用于与创建所述输出信号类似地创建至少一个解调参考信号。

15.一种接收器，包括：

处理器，适用于解调从发射器接收的输入信号，所述输入信号是通过组合主要信号和辅助信号而创建的联合信号，其中所述主要信号是通过使用单个通用脉冲形状对调制符号的主要序列进行转换而创建的，并且所述辅助信号是通过使用所述通用脉冲形状的变形版本对调制符号的辅助序列进行转换而创建的，所述联合信号对应的序列由组合循环序列生成器生成；

其中，所述通用脉冲形状通过单个通用脉冲整形函数构造，所述通用脉冲形状的变形版本通过具有一个或多个变形的同一通用脉冲整形函数导出，所述通用脉冲形状的变形版本包括所述通用脉冲形状的经由时移和/或衰减的变形。

16.根据权利要求15所述的接收器，其中所述处理器适用于使用关于所述通用脉冲形状的信息，在频域中将单个白化匹配滤波器WMF应用于输入信号，以提取能够从中进一步检测传输数据流的信号。

17.根据权利要求15或16所述的接收器，其中所述处理器适用于使用至少一个解调参考信号来解调所述输入信号。

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