KR20140117345A

KR20140117345A - 자기-간섭 소거를 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20140117345A
Application number: KR1020147009300A
Authority: KR
Inventors: 리 에르란 리; 토마스 마제타
Original assignee: 알까뗄 루슨트
Priority date: 2011-10-11
Filing date: 2012-10-02
Publication date: 2014-10-07
Also published as: US9124475B2; WO2013074213A1; EP2767054B1; CN104067585B; JP5908098B2; JP2014534698A; US20130089009A1; EP2767054A1; KR101596805B1; CN104067585A

Abstract

청구되는 발명 대상의 실시예들은 간섭 소거를 위한 방법들 및 장치들을 제공한다. 방법의 일 실시예는 복수의 안테나들을 포함하는 안테나 어레이 내의 안테나에 대해, 복수의 서브캐리어들 각각 상에서 안테나에서 수신된 아날로그 신호들을 사용하여 간섭 파라미터들을 추정하는 단계를 포함한다. 각각의 간섭 파라미터는 복수의 서브캐리어들 중 하나 상에서 복수의 사용자들 중 하나에 전송되는 복수의 심볼들 중 하나와 연관된다. 이 실시예는 또한 추정된 간섭 파라미터들을 사용하여 복수의 서브캐리어들 상에서 안테나에 의해 수신되는 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하는 것을 포함한다.

Description

자기-간섭 소거를 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR SELF-INTERFERENCE CANCELLATION}

관련 출원들에 대한 교차 참조

이 출원은 2011년 9월 19일에 출원된 미국 특허 출원 일련 제13/236,467호에 관한 것이다.

이 출원은 일반적으로는 통신 시스템들에 관한 것이고, 더 구체적으로는 무선 통신 시스템들에 관한 것이다.

무선 통신 시스템들은 통상적으로는 모바일 유닛들 또는 다른 무선-인에이블 디바이스들과 같은 사용자 장비에 무선 접속성을 제공하기 위한 다수의 기지국들(또는 eNodeB들과 같은 다른 타입들의 무선 액세스 포인트들)을 배치한다. 각각의 기지국은 기지국에 의해 서빙되는 특정 셀 또는 섹터에 위치되는 모바일 유닛들에 무선 접속성을 제공하는 역할을 한다. 기지국과 모바일 유닛 사이의 공중 인터페이스는 기지국으로부터 모바일 유닛으로 정보를 전달하기 위한 다운링크(또는 순방향 링크) 채널들 및 모바일 유닛으로부터 기지국으로 정보를 전달하기 위한 업링크(또는 역방향 링크) 채널들을 지원한다. 업링크 및/또는 다운링크 채널들은 통상적으로 음성 정보와 같은 데이터 트래픽을 전달하기 위한 데이터 채널들 및 파일럿 신호들, 동기화 신호들, 확인응답 신호들 등과 같은 제어 신호를 전달하기 위한 제어 채널들을 포함한다.

다중-입력-다중-출력(MIMO) 기법들은 기지국 및 선택적으로 사용자 단말들이 다수의 안테나들을 포함할 때 이용될 수 있다. 예를 들어, 다수의 안테나들을 포함하는 기지국은 다수의 독립적이고 개별적인 신호들을 다수의 사용자들에게 동시에 그리고 동일한 주파수 대역을 통해 전송할 수 있다. MIMO 기법들은 기지국에서 이용가능한 안테나들의 개수에 개략적으로 비례하여 무선 통신 시스템의 스펙트럼 효율성(예를 들어 비트수/초/헤르츠)을 증가시킬 수 있다. 그러나, 기지국은 또한 동시 전송을 위해 거의 직교하는 다운링크 채널들을 가지는 사용자들을 선택하기 위해 사용자들 각각에 대한 다운링크 채널(들)의 상태에 관한 정보를 요구한다. 채널 피드백은 역방향 링크 상에서 사용자들에 의해 제공될 수 있지만, 이것은 MIMO 전송들과 연관된 오버헤드를 증가시키며, 이는 무선 통신 시스템의 스펙트럼 효율성을 감소시킨다.

채널 상태들에서의 랜덤 변동들은 거의 직교하는 다운링크 채널들의 세트를 생성할 수 있다. 따라서, 기지국과 연관된 사용자들의 수가 큰 경우, 이들 랜덤 변동들은 자연스럽게 거의 직교하는 다운링크 채널들을 가지는 사용자들의 그룹들을 생성하려는 경향이 있다. 기회적 MIMO 방식들은 기지국으로부터 선택된 그룹 내의 사용자들로의 동시적 전송들 사이의 간섭이 수용가능한 허용오차 레벨 내에 있도록 이들 사용자들의 그룹들을 식별한다. 예를 들어, n_T가 기지국에서의 전송 안테나들의 수를 표기하고, K가 기지국에 접속된 사용자들의 수를 표시한다고 하자. 통상적인 시스템들에서, 기지국에서의 전송 안테나들의 수 n_T는 기지국에 접속된 사용자들의 수 K보다 더 작다. 각각의 사용자에게는 n_R 개의 수신 안테나들이 구비된다. 사용자 k에서의 각각의 전송 안테나와 각각의 수신 안테나 사이의 채널 계수들은

인 행렬 H _k로 결합될 수 있고, 여기서, k=1,...,K이다.

선형 유니터리 프리코딩 행렬들을 이용하는 다중-사용자 MIMO 시스템에서, 기지국은 K명의 사용자들의 인구로부터 선택될 수 있는 n_T명만큼 많은 사용자들에 동시에 전송할 수 있다. 전송 및 수신 신호들 사이의 관계식은 다음과 같이 표현될 수 있다:

y = HUs + n (1)

여기서, s는 전송 신호들을 포함하는 n_T -차원 벡터이고, y는 수신된 신호들의 n_R-차원 벡터이고, n은 n_R-차원 잡음 벡터이고, U는 n_T x n_T 유니터리 프리코딩 행렬, 즉, UU ^H=I를 만족하는 행렬이다. s의 엔트리들 중 일부는, 기지국이 n_T명보다 더 적은 사용자들에 전송하도록 선택하는 경우 제로일 수 있다는 점에 유의한다(이것은 때때로, "랭크 적응"으로 명명된다). 각각의 기지국은 통상적으로 L개의 프리코딩 행렬들 U_i로 구성된 코드북을 저장하며, i=1,...,L이다. 더불어, L개의 프리코딩 행렬들은 n_T·L의 열 벡터들에 이르며, 각각의 열 벡터는 n_T개의 엔트리들을 가진다.

프리코딩 행렬들은 이용가능한 채널들에 신호들을 매핑한다. 기지국은 이러한 매핑을 변경하여 행렬들 H _k 에 대한 기지국의 지식에 기초하여 상이한 프리코딩 행렬들을 선택함으로써 채널 조건들에 적응할 수 있고, k=1, ..., K이다. 행렬 H _k 에 관한 정보는 모바일 유닛으로부터의 피드백을 사용하여 기지국에 보고될 수 있다. 예를 들어, 기지국이 기회적 방식을 구현할 때, 각각의 사용자는 코드북 내의 열 벡터들의 선호되는 서브세트를 역방향 링크를 통해 기지국에 주기적으로 보고한다. 사용자들은 또한 각각의 선호되는 열과 연관된 가설 전송에 대응하는 품질 표시자를 보고한다. 각각의 사용자에 의해 선택되고 보고될 수 있는 열들의 서브세트의 크기는 1과 n_T·L 사이의 어디에나 있을 수 있는 파라미터이다. 코드북 내의 각각의 프리코딩 행렬 U_i에 대해, 기지국은 그 행렬 U_i로부터의 열 벡터에 대한 선호도를 표현한 해당 사용자들을 식별하고, 그 사용자들을 그 행렬 U_i과 연관시킨다. 오직 한 사용자가 각각의 열과 연관될 수 있고, 따라서, 몇몇 사용자들이 그 행렬 U_i의 동일한 열 벡터에 대한 선호도를 표현한 경우, 그 사용자들 중 단 한명만이 연관 내에 보유된다(이것은 랜덤으로 또는 우선순위에 기초하여 이루어질 수 있다). 따라서, 각각의 행렬 U_i과 연관된 기껏해야 n_T명의 사용자들이 존재한다. 각각의 사용자가 다수의 프리코딩 행렬 U_i과 연관될 수 있다는 점에 유의한다.

기지국은, 예를 들어, 행렬들 U_i과 연관된 사용자들의 우선순위에 기반하여 프리코딩 행렬들 중 하나를 선택한다. 우선순위들은 기지국 내의 스케쥴러에 의해 결정될 수 있다. 행렬 및 연관된 사용자가 식별되면, 기지국은 대응하는 프리코딩 행렬들 U_i을 사용하여 선택된 사용자들에 대한 동시 전송을 시작할 수 있다.

종래의 MIMO 시스템들 내의 기지국들은 신호들을 전송 및 수신하기 위한 상대적으로 적은 수의 안테나들(예를 들어, 통상적으로 2-4개의 안테나들)을 사용한다. 안테나들의 수는 또한 통상적으로, 기지국에 의해 서빙되는 사용자들의 수보다 훨씬 더 적다. 결과적으로, 공간 채널들은 사용자 장비로부터 기지국에 피드백을 전송하기 위해 적절한 양의 오버헤드를 사용하여 결정될 수 있다. 또한, 사용자들의 모든 가능한 조합들을 고려함으로써 채널들을 통한 패킷 전송들을 스케쥴링하기 위해 억지(brute force) 기법들이 사용될 수 있다.

개시된 발명 대상은 위에서 설명된 문제점들 중 하나 이상의 영향들을 다루는 것에 관한 것이다. 다음은 개시된 발명 대상의 일부 양상들의 기본적인 이해를 제공하기 위해 개시된 발명 대상의 간략화된 요약을 나타낸다. 이 요약은 개시된 발명 대상의 완벽한 개요는 아니다. 그것은 개시된 발명 대상의 중요한 또는 핵심적인 엘리먼트를 식별하는 것으로도, 개시된 발명 대상의 범위를 기술하는 것으로도 의도되지 않는다. 그 유일한 목적은 추후 논의되는 보다 상세한 기재에 대한 서문으로서 간략화된 형태로 일부 개념들을 제시하는 것이다.

일 실시예에서, 간섭 소거를 위한 방법이 제공된다. 방법의 일 실시예는, 복수의 안테나들을 포함하는 안테나 어레이 내의 안테나에 대해, 복수의 서브캐리어들 각각 상에서 안테나에서 수신된 아날로그 신호들을 사용하여 간섭 파라미터들을 추정하는 단계를 포함한다. 각각의 간섭 파라미터는 복수의 서브캐리어들 중 하나 상에서 복수의 사용자들 중 하나에 전송된 복수의 심볼들 중 하나와 연관된다. 이 실시예는 또한 추정된 간섭 파라미터들을 사용하여 복수의 서브캐리어들 상에서 안테나에 의해 수신된 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하는 것을 포함한다.

방법의 추가적인 실시예에서, 안테나에 대한 간섭 파라미터들의 수는 안테나 어레이 내의 다른 안테나들의 수에 독립적이다.

방법의 추가적인 실시예에서, 간섭 파라미터들을 추정하는 것은 안테나에서 수신된 아날로그 신호들과 간섭 파라미터들과 대응 심볼들의 곱들 사이의 차이를 최소화하기 위해 간섭 파라미터들을 추정하는 것을 포함한다.

방법의 추가적인 실시예에서, 안테나에 의해 수신된 아날로그 신호들로부터의 간섭 소거는 안테나에 의해 수신된 베이스밴드 신호로부터 간섭을 소거하는 것을 포함한다.

방법의 추가적인 실시예에서, 안테나에 의해 수신된 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하는 것은 안테나에 의해 수신된 라디오 주파수 신호로부터 간섭을 소거하는 것을 포함한다.

방법의 추가적인 실시예에서, 방법은 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거한 이후 아날로그 신호들을 디지털 신호들로 변환하는 것을 포함한다.

방법의 추가적인 실시예에서, 간섭 파라미터들을 추정하는 것은 디지털 신호들에 기초하여 간섭 파라미터들을 추정하는 것을 포함한다.

추가적인 실시예에서, 방법은 복수의 서브캐리어들 상에서 안테나에 의해 수신된 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하는 것과 동시에 공중 인터페이스를 통한 전송을 위해 복수의 심볼들을 프리코딩하는 것을 포함한다.

추가적인 실시예에서, 방법은 전이중 모드에서 복수의 심볼들을 전송하는 것 및 동시에 전이중 모드에서 전송하는 업링크 신호들을 복수의 사용자들로부터 수신하는 것을 포함한다.

추가적인 실시예에서, 방법은 전이중 모드에서 복수의 심볼들을 전송하는 것 및 동시에 반이중 모드에서 전송하는 업링크 신호들을 복수의 사용자들의 서브세트들로부터 수신하는 것을 포함한다.

추가적인 실시예에서, 방법은 사용자간 간섭의 추정 또는 사용자들의 위치들 중 적어도 하나에 기초하여 반이중 모드에서의 수신 또는 전송을 위해 사용자들의 서브세트들을 스케쥴링하는 것을 포함한다.

추가적인 실시예에서, 방법은 안테나 어레이 내의 각각의 안테나에 대한 간섭 파라미터들을 추정하는 것 및 추정된 간섭 파라미터들을 사용하여 안테나 어레이 내의 복수의 안테나들에 의해 수신되는 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하는 것을 포함한다.

또다른 실시예에서, 트랜시버가 간섭 소거를 위해 제공된다. 트랜시버의 일 실시예는 복수의 안테나들을 포함하는 안테나 어레이 내의 안테나에 통신상으로 커플링되도록 구성된다. 트랜시버의 일 실시예는 복수의 서브캐리어들 각각 상에서 안테나에서 수신된 아날로그 신호들을 사용하여 간섭 파라미터들을 추정하도록 구성된 적응형 간섭 로직을 포함한다. 각각의 간섭 파라미터는 복수의 서브캐리어들 중 하나 상에서 복수의 사용자들 중 하나에 전송된 복수의 심볼들 중 하나와 연관된다. 트랜시버의 이러한 실시예는 또한 추정된 간섭 파라미터들을 사용하여 복수의 서브캐리어들 상에서 안테나에 의해 수신된 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하도록 구성된 회로를 포함한다.

트랜시버의 추가적인 실시예에서, 안테나에 대한 간섭 파라미터들의 수는 안테나 어레이 내의 다른 안테나들의 수와는 독립적이다.

트랜시버의 추가적인 실시예에서, 적응형 간섭 로직은 안테나에서 수신된 아날로그 신호들과 간섭 파라미터들과 대응 심볼들의 곱들 간의 차이들을 최소화하기 위해 간섭 파라미터들을 추정하도록 구성된다.

트랜시버의 추가적인 실시예에서, 회로는 안테나에 의해 수신된 베이스밴드 신호 및 안테나에 의해 수신된 라디오주파수 신호 중 적어도 하나로부터 간섭을 소거하도록 구성된다.

추가적인 실시예에서, 트랜시버는 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거한 이후 아날로그 신호들을 디지털 신호들로 변환하도록 구성된 수신 회로를 포함한다.

트랜시버의 추가적인 실시예에서, 수신 회로는 디지털 신호들에 기초한 피드백을 적응형 간섭 로직에 제공하도록 구성되고, 적응형 간섭 로직은 피드백에 기초하여 간섭 파라미터들을 추정하도록 구성된다.

추가적인 실시예에서, 트랜시버는 복수의 서브캐리어들 상에서 안테나에 의해 수신된 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하는 적응형 간섭 로직과 동시에 공중 인터페이스를 통한 전송을 위해 복수의 심볼들을 프리코딩하도록 구성된 전송 회로를 포함한다.

트랜시버의 추가적인 실시예에서, 전송 회로는 전이중 모드에서 복수의 심볼들을 전송하도록 구성되고, 수신 회로는 전이중 모드에서 전송하는 업링크 신호들을 복수의 사용자들로부터 동시에 수신하도록 구성된다.

트랜시버의 추가적인 실시예에서, 전송 회로는 전이중 모드에서 복수의 심볼들을 전송하도록 구성되고, 수신 회로는 반이중 모드에서 전송하는 업링크 신호들을 복수의 사용자들의 서브세트들로부터 동시에 수신하도록 구성된다.

트랜시버의 추가적인 실시예에서, 트랜시버는 사용자-간 간섭 또는 사용자들의 위치들 중 적어도 하나의 추정들에 기초하여 반이중 모드에서의 수신 또는 전송을 위해 사용자들의 서브세트들을 스케쥴링하도록 구성된다.

또다른 실시예에서, 시스템이 간섭 소거를 위해 제공된다. 시스템의 일 실시예는 복수의 트랜시버들을 포함한다. 복수의 트랜시버들 각각은 안테나 어레이 내의 복수의 안테나들 중 하나에 통신상으로 커플링되도록 구성된다. 각각의 트랜시버는 복수의 서브캐리어들 각각 상에서 안테나에서 수신된 아날로그 신호들을 사용하여 간섭 파라미터들을 추정하도록 구성된 적응형 간섭 로직을 포함한다. 각각의 간섭 파라미터는 복수의 서브캐리어들 중 하나 상에서 복수의 사용자들 중 하나에 전송되는 복수의 심볼들 중 하나와 연관된다. 시스템은 또한 추정된 간섭 파라미터들을 사용하여 복수의 서브캐리어들 상에서 안테나에 의해 수신된 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하도록 구성된 회로를 포함한다.

또다른 실시예에서, 간섭 소거를 위한 장치가 제공된다. 장치의 일 실시예는 복수의 안테나들을 포함하는 안테나 어레이 내의 안테나에 대해, 복수의 서브캐리어들 각각 상에서 안테나에서 수신된 아날로그 신호들을 사용하여 간섭 파라미터들을 추정하기 위한 수단을 포함한다. 각각의 간섭 파라미터는 복수의 서브캐리어들 중 하나 상에서 복수의 사용자들 중 하나에 전송되는 복수의 심볼들 중 하나와 연관된다. 장치의 이러한 실시예는 추정된 간섭 파라미터들을 사용하여 복수의 서브캐리어들 상에서 안테나에 의해 수신된 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하기 위한 수단을 포함한다.

개시된 발명 대상은 첨부 도면들과 함께 취해지는 후속하는 기재에 대한 참조에 의해 이해될 수 있으며, 도면에서 동일한 참조 번호들은 동일한 엘리먼트들을 식별한다.
도 1은 무선 통신 시스템의 예시적인 실시예를 개념적으로 예시하는 도면이다.
도 2는 전이중 트랜시버의 예시적인 실시예를 개념적으로 예시하는 도면이다.
도 3a는 전이중 트랜시버 엘리먼트의 제1의 예시적인 실시예를 개념적으로 예시하는 도면이다.
도 3b는 전이중 트랜시버 엘리먼트의 제2의 예시적인 실시예를 개념적으로 예시하는 도면이다.
도 4는 역방향 링크 파일럿 전력(P _r ) 및 MP _f 의 함수로서 전체 신호-대-잡음비를 예시하고, 여기서 P_f는 순방향 링크 안테나 전송 전력이고, M은 안테나들의 수이다.
도 5는 상대적 에너지 효율성과 스펙트럼 효율성 사이의 트레이드 오프를 예시하는 시뮬레이션의 결과들을 도시하는 도면이다.
개시된 발명 대상이 다양한 수정들 및 대안적 형태들에 대해 용이하지만, 그 특정 실시예들은 도면들에 예시로서 도시되어 있으며, 본원에 상세하게 기술된다. 그러나, 특정 실시예들에 대한 본원의 기재는 개시된 발명 대상을 개시된 특정 형태들로 제한하도록 의도되는 것이 아니라, 반대로 그 의도는 첨부된 청구항들의 범위 내에 드는 모든 수정들, 등가물들 및 대안들을 커버하는 것이라는 점이 이해되어야 한다.

예시적인 실시예들이 하기에 기술된다. 명확성에 관심을 두어, 실제 구현의 모든 특징들이 이 명세서에 기술되지는 않는다. 물론, 임의의 실제 실시예의 배치에서, 다수의 구현-특정적 결정이 개발자의 특정 목표, 예를 들어, 구현예마다 달라질 시스템-관련 및 비즈니스-관련 제약들의 준수를 달성하기 위해 이루어져야 한다는 점이 인지될 것이다. 또한, 이러한 개발 노력이 복잡하고 시간 소모적이지만, 그럼에도, 이 개시내용의 이익을 가지는 당업자가 겪는 일상일 것임이 인지될 것이다.

개시된 발명 대상은 이제 첨부 도면들에 관련하여 기술될 것이다. 다양한 구조들, 시스템들 및 디바이스들이, 오직 설명의 목적으로, 그리고 당업자에게 공지된 상세항목들로 기재를 모호하게 하지 않기 위해 도면들에서 개략적으로 기술된다. 그럼에도, 첨부 도면들은 개시된 발명 대상의 예시적인 예들을 기술하고 설명하기 위해 포함된다. 본원에 사용되는 단어들 및 구문들은 관련 기술분야의 당업자에 의한 그 단어들 및 구문들의 이해와 일치하는 의미를 가지는 것으로 이해되고 해석되어야 한다. 용어 또는 구문의 특정 정의, 즉, 당업자에 의해 이해되는 바와 같은 일반적이고 관습적인 의미와는 상이한 정의가, 본원의 용어 또는 구문의 일치하는 사용에 의해 내포되도록 의도되지 않는다. 용어 또는 구문이 특수 의미, 즉, 당업자에 의해 이해되는 것이 아닌 의미를 가지도록 의도되는 범위에 대해, 이러한 특정 정의는 직접적이고 명백하게 용어 또는 구문에 대한 특수 정의를 제공하는 정의적 방식으로 명세서에서 명백하게 설명될 것이다.

일반적으로, 본 출원은 기지국의 전송 안테나들 사이의 간섭을 소거하거나 적어도 감소시켜서 신호들을 동시에 전송하고 수신할 이들 기지국들의 능력을 개선하기 위해 사용될 수 있는 기법들을 기술한다. 기지국은 모바일 유닛들보다 훨씬 더 큰 전력으로 전송한다. 결과적으로, 기지국 안테나에서의 신호 강도는 안테나들에 의해 복사되는 에너지에 의해 우세해질 수 있다. 이 에너지는 자기-간섭 또는 안테나-간 간섭으로서 지칭될 수 있는 간섭을 초래할 수 있다. 따라서, 기지국이 다운링크 신호들을 전송하는 동시에 모바일 유닛들이 업링크 신호들을 전송할 때, 기지국은 모바일 유닛들에 의해 전송되는 에너지를 검출하지 못할 수 있다. 또한, 기지국이 업링크 전송들을 검출할 수 있다 할지라도, 에너지 추정의 정확성은 아날로그 신호들을 디지털 신호들로 변환시킴으로써 저하될 수 있다. 예를 들어, 종래의 트랜시버들은 수신된 신호를 디지털 형태로 표현하기 위해 12비트를 사용한다. 모두는 아닐지라도 가용 비트들의 대부분이, 안테나-간 간섭 레벨들이 업링크 신호 강도보다 훨씬 더 클 때 간섭을 표현하기 위해 사용될 수 있다. 결과적으로, 업링크 신호를 표현하기 위해 이용가능한 비트들의 수가 감소하며, 이는 업링크 신호 강도의 표현의 정확성에서 대응하는 감소를 초래한다. 이는 다운링크 신호들과 동시에 업링크 신호들을 검출하는 것을 어렵거나 불가능하게 하고, 이에 의해 시스템 설계자들이 반이중(예를 들어, 시분할 듀플렉스) 통신 방식들을 구현하도록 강제할 수 있다.

간섭 소거는 안테나-간 간섭을 제거하고, 이에 의해 전이중 통신을 가능하게 하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 간섭 소거는 다른 안테나들에 의해 수신된 M-1개 라디오 주파수 아날로그 신호들을 반전시킴으로써 기지국에 부착된 M개의 안테나들 중 하나에 대해 수행될 수 있다. 다른 안테나들 및 현재 안테나의 M-1개채널들 사이의 채널을 정확하게 표현하기 위해 적절한 지연들 및 감쇠들이 결정되고 적용되어야 한다. 전체적으로, 이들 계산들은 각각의 안테나에 대해 2M-2개 정도의 파라미터들에 대한 추정을 요구한다. 이러한 간섭 소거 기법은 각각의 안테나가 다른 안테나들로부터의 정보를 수집할 필요가 있으므로 배포되지 않는다. 또한, 이러한 간섭 소거 기법은, 동작들의 수가 M²로서 스케일링되므로, 안테나들의 수(M)의 증가에 따라 적절하게 스케일링하지 않는다.

따라서, 본 출원은 각각의 안테나에서 수행되는 계산들의 수가 안테나 어레이 내의 다른 안테나들의 수와는 독립적일 수 있으므로, 적어도 부분적으로 더 양호한 스케일링 특징들을 가지는 간섭 소거 기법들의 대안적 실시예들을 기술한다. 일 실시예에서, 각각의 서브캐리어 상에서 각각의 안테나에서 수신된 신호들에 대한 수신된 업링크 신호 강도가 안테나 어레이 내의 나머지 안테나들과 관심있는 안테나 사이의 결합된 채널 효과들을 나타내는 서브캐리어와 연관된 간섭 파라미터를 추정하기 위해 사용될 수 있다. 추정된 간섭 파라미터들은 이후 관심 있는 안테나에서 안테나-간 간섭을 나타내는 아날로그 정정 신호를 생성하기 위해 변조된 심볼들에 적용될 수 있다. 안테나-간 간섭은 어레이 내의 다른 안테나들 각각으로부터의 성분, 뿐만 아니라, 관심 있는 안테나로부터의 자기-간섭을 포함할 수 있다. 변조된 심볼들은 또한 이들이 공중 인터페이스를 통해 동시에 전송될 수 있도록 프리코딩될 수 있다. 아날로그 정정 신호는 이후 관심 있는 안테나에서 수신된 아날로그 업링크 신호로부터 간섭을 제거하기 위해 사용될 수 있다. 다른 실시예들에서, 아날로그 정정 신호는 베이스밴드 신호 또는 라디오 주파수 신호일 수 있다. 여기서 기술된 기법들의 실시예는, 안테나 어레이가 훨씬 더 적은 개수의 무선 단말들에 무선 접속성을 제공하기 위해 사용되는 많은 수의 안테나들을 포함하는 시스템들에서 특히 유용할 수 있다.

도 1은 무선 통신 시스템(100)의 예시적인 실시예를 개념적으로 예시한다. 무선 통신 시스템(100)은 제3 세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP, 3GPP2)에 의해 설정된 표준들 및/또는 프로토콜들을 포함하지만 이에 제한되지 않는 합의된 표준들 및/또는 프로토콜들에 따라 동작할 수 있다. 예시된 실시예에서, 무선 통신 시스템(100)은 다수의 무선-인에이블 단말들(120(1-K))과 공중 인터페이스(115)를 통해 통신하기 위해 복수의 안테나들(110(1-M))을 사용하는 하나 이상의 기지국들(105)을 포함한다. 무선-인에이블 단말들은 모바일 전화들, 스마트폰들, 태블릿 컴퓨터들 및 랩톱 컴퓨터들과 같은 모바일 디바이스들, 뿐만 아니라 데스크톱 컴퓨터들과 같은 이동성이 적은 또는 비모바일 디바이스들을 포함할 수 있다. 무선-인에이블 단말들은 또한 측정 결과들, 라디오 주파수 식별 태그들 등을 전송하기 위한 모니터들 또는 센서들과 같은 다른 디바이스들을 포함할 수 있다. 안테나들(110)의 수는 무선-인에이블 단말들(120)의 수보다 더 클 수 있고, 따라서, M≫K이다. 무선 통신 시스템(100)의 상이한 실시예들은 무선-인에이블 단말들(120)과의 통신을 지원하기 위한 상이한 타입들의 빔형성을 구현할 수 있다. 추가로, 대안적인 실시예들에서, 무선 통신 시스템(100)은 기지국 라우터들, 액세스 포인트들, 매크로셀들, 마이크로셀들, 펨토셀들, 피코셀들 등과 같은 다른 무선 액세스 디바이스들을 포함할 수 있다. 이들 대안적인 디바이스들은 또한 다수의 안테나들을 포함할 수 있고 다른 실시예들에서 기지국(105)과 함께 또는 기지국(105) 대신 사용될 수 있다.

일 실시예에서, 무선 통신 시스템(100)은 제로-포싱 빔형성과 같은 다중-사용자 빔형성 기법을 구현한다. 다중사용자 빔형성은 다중 사용자 MIMO 기술의 차선적이며 간략화된 버전이다. 업링크 상에서, 상이한 자율 단말들(120)은 동일한 시간/주파수 슬롯들에서 데이터를 전송할 수 있고, 기지국(105)은 개별 데이터 스트림들을 추출하기 위해 자신의 채널 지식을 이용할 수 있다. 다운링크 상에서, 기지국(105)은 안테나들(110)과 단말들(120) 사이의 채널 상태 정보(CSI)에 대한 자신의 지식에 기초하여 데이터 스트림들을 프리코딩할 수 있고, 따라서, 각각의 단말(120)은 자신만의 데이터 스트림을 정확하게 디코딩할 수 있다. 다중사용자 빔형성은 더티 페이퍼 코딩(dirty-paper coding)과 같은 비교적 복잡한 프리코딩 방법들을 구현할 수 있는 용량-최적 다중사용자 MIMO 솔루션보다 계산상으로 더욱 다루기 쉬운것으로 간주된다. 그러나, 다중사용자 빔형성은 용량-최적이 아니다. 제로-포싱 빔형성은 데이터 베어링 심볼들의 Kx1 벡터 q를 MxK 행렬 A와 곱함으로써, 전송 벡터 s를 생성하기 위해(s = Aq) 선형 프리코딩을 사용한다. 제로-포싱 빔형성에서, 행렬 A는 다음과 같이 정의된다:

여기서 G는 MxK 채널 행렬이고, c는 전력 제한을 만족시키기 위해 선택된 상수이고, 첨자 "*" 는 행렬의 복소 켤레를 나타낸다. 제로-포싱 빔형성은 K ≤ M인 경우 단말-간 간섭을 제로에 가깝게 유지할 수 있다.

제로-포싱 빔형성은 실시예들에서 켤레 빔형성에 의해 근사화될 수 있고, 여기서 M/K →∞, G^TG^*~I_K (항등 행렬)이다. 켤레 빔형성에서, 행렬 A는 다음으로 간략화된다

A = c ·G^* (3)

다시 말해, 행렬 A의 계산의 문제점은 기지국 안테나들의 수가 단말들의 수보다 훨씬 더 많을 때 상당히 간략화된다. 켤레 빔형성의 성공은, M/K≫1에 대해 점근적으로 직교가 되는, 전파 행렬 G의 열들에 의존한다. 점근적 직교성은, 라인 오브 사이트 전파가 존재하고 단말들(120)이 기지국(105) 주위에서 경사져서 랜덤으로 분포되는 경우 달성될 수 있다. 점근적 직교성은 또한, 단말들(120)이 조밀한 분산 환경에 배치되는 경우 달성될 수 있다. 전파 행렬이 본질적으로 낮은 랭크인 경우, 어느 한 프리코더가 실패할 수 있다. 의사-역은 계산하기에 더 복잡할 수 있지만, 일부 환경들 하에서는 그것은 켤레 빔형성보다 더 양호하게 수행할 수 있다.

기지국(105)은 예를 들어, 단일 시간 슬롯, 또는 복수의 순차적, 비순차적, 인터리빙된 또는 연속적인 시간 슬롯들 내에서 동시에 상이한 단말들(120)에 심볼들을 전송함으로써 K개 단말들(120)에 동시 서비스를 제공하기 위해 안테나들의 어레이(110)를 이용할 수 있다. 각각의 슬롯의 지속기간은, 어떤 것도 슬롯의 지속기간에 대한 1/4파장보다 더 많이 이동하지 않도록 정의될 수 있다. 일 실시예에서, K개 단말들(120)은 기지국(105)에 의해 서빙되는 더 큰 단말들의 그룹의 서브세트일 수 있다. 단말들(120)의 상이한 서브세트들은 종래의 단일-사용자 통신 방식에서 기지국(105)에 의해 서빙될 수 있다. 일부 실시예들에서, 단말들(120)의 하나의 서브세트와의 통신은 단말들(120)의 또다른 서브세트와의 통신에 대해 직교일 수 있다.

각각의 단말(120)은 업링크를 통해 파일럿 신호를 전송할 수 있고, 서비스 어레이(110)에 의한 파일럿 시퀀스들의 수신은 무선 통신 시스템(100)이 업링크 채널을 추정하게 한다. 또한, 시분할 듀플렉스(TDD) 가역성에 의해, 다운링크 채널들은 또한 단말들(120)로부터 안테나들(110)에서 수신된 파일럿 시퀀스들을 사용하여 추정될 수 있다. 채널-상태 정보(CSI)는 기지국(105)으로 하여금 업링크 상에서 개별 직교 진폭 변조(QAM) 시퀀스들을 구별하고, 단말들(120)이 오직 자신의 각자의 QAM 시퀀스만을 수신하도록 다운링크 상에서 프리코딩을 수행하게 할 수 있다. 일 실시예에서, 활성 단말들(120)에 대한 업링크 파일럿들이 주기적으로 스케쥴링될 수 있다.

무선 통신 시스템(200)은 안테나들(110)이 전송 중일 때 생성된 간섭이 제거될 수 있도록 안테나-간 간섭 소거를 수행하기 위한 기능성을 포함한다. 일 실시예에서, 간섭 소거는 기지국(105)으로 하여금 단말들(120) 중 하나 이상에 의해 전송된 업링크 신호들을 검출하게 할 수 있다. 따라서, 무선 통신 시스템(200)은 전이중 통신을 지원할 수 있다. 예를 들어, 기지국(105) 및 단말들(120)은 업링크 및 다운링크 신호들을 동시에 전송 및 수신할 수 있다. 본원에 논의된 대안적 실시예들에서, 기지국(105)은, 기지국(105)이 동시에 다운링크 신호들을 전송하고 업링크 신호들을 수신하도록 전이중 모드에서 동작할 수 있는 한편, 단말들(120)의 일부 또는 모두는, 반이중 단말들(120)이 상호 배타적 시간 구간들에서 업링크 신호들을 전송하고 다운링크 신호들을 수신하도록 반이중 모드에서 동작한다. 일 실시예에서, 간섭 소거는 각각이 대응하는 안테나(110)에 접속된 트랜시버들(TX RX)(125(1-M))에서 수행된다.

도 2는 전이중 트랜시버(200)의 예시적인 실시예를 개념적으로 예시한다. 예시된 실시예에서, 전이중 트랜시버(200)는, 각각이 순환기(215)를 사용하는 트랜시버 회로에 접속된 안테나(210)를 포함하는 복수의 전이중 트랜시버 엘리먼트들(205(1-M))을 포함한다. 대안적인 실시예들은 트랜시버 회로를 안테나(210)에 커플링시키기 위해 필터들 또는 다른 듀플렉서들과 같은 다른 엘리먼트들을 사용할 수 있다. 전이중 트랜시버(200)는 업링크 및 다운링크를 통해 K개의 사용자 장비 또는 무선-인에이블 단말에 무선 접속성을 제공하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 하나의 전송 구간 동안, 전이중 트랜시버(200)는 대응하는 K개 단말들에 심볼들(Q₁,...,Q_K)(220)을 전송하도록 구성될 수 있다. 심볼들(220)은 따라서 단말들에 대한 인코딩, 변조, 프리코딩 및 공중 인터페이스를 통한 전송을 위해 트랜시버 엘리먼트들(205)에 제공될 수 있다. 일 실시예에서, 안테나들의 개수는 단말들의 수보다 더 크며, 따라서 M≫K이다. 그러나, 본 개시내용의 이익을 가지는 당업자는 임의의 개수의 안테나들 및/또는 단말들이 존재할 수 있다는 것을 인지해야 한다.

트랜시버 회로가 트랜시버 엘리먼트(205(1))에 대해 더욱 상세하게 예시된다. 명료함에 관심을 두면, 이 상세항목은 다른 트랜시버들(205(2-K))로부터 생략된다. 예시된 실시예에서, 심볼들(220)을 나타내는 디지털 신호들은 트랜시버 엘리먼트(205(1))의 상이한 부분들에 제공된다. 심볼들(220)의 하나의 카피 또는 버전이 트랜시버 엘리먼트(205(1))의 전송 분기에 있는 인코더(225(1))에 제공된다. 인코더(225(1))는 수신된 디지털 심볼들을 인코딩하고, 이후 아날로그 베이스밴드 신호로의 변환을 위해 인코딩된 심볼들을 디지털-대-아날로그 변환기(DAC)(230(1))에 포워딩할 수 있다. 아날로그 베이스밴드 신호는 이후 적절한 변환기(235(1))에 의해 라디오 주파수 신호로 변환될 수 있고, 라디오 주파수 신호는 공중 인터페이스를 통한 전송을 위해 순환기(215(1)) 및 안테나(210(1))에 제공될 수 있다.

디지털 심볼들(220)의 또다른 카피 또는 버전은 적응형 간섭 소거기(240)에 제공될 수 있다. 적응형 간섭 소거기(240)는 안테나(210(1))에 의해 수신된 신호 에너지를 사용하여 안테나(210(1))에 의해 수신된 안테나-간 간섭을 나타내는 정정 인자들을 추정할 수 있다. 예시된 실시예에서, 간섭 소거를 위해 안테나(210(1))에 의해 사용되는 정정 인자들의 수는 단말들의 수(K)를 이용하여 스케일링되며, 다른 안테나들(210(2-M))의 수와는 독립적이다. 또한, 예시된 실시예에서, 간섭 파라미터들을 추정하기 위해 사용되는 정보는 트랜시버 엘리먼트(205(1))에서 이용가능하며, 적응형 간섭 소거기(240)는 따라서 다른 트랜시버 엘리먼트들(205(2-M))로부터 정보를 수집할 필요가 없을 수 있다. 적응형 간섭 소거기(240)에 의해 생성된 정정 인자들은 이후 트랜시버 엘리먼트들(205(1))의 간섭 소거 분기에 제공될 수 있다.

심볼들(220)의 제3 카피 또는 버전은 트랜시버 엘리먼트(205(1))의 간섭 소거 분기에 있는 인코더(225(2))에 제공될 수 있다. 인코더(225(2))는 심볼들(220)의 디지털 표현을 수정하기 위해 제공된 정정 인자들을 사용할 수 있고, 따라서 수정된 심볼들은, 심볼들이 안테나들(210)에 의해 전송될 때 안테나(210(1))에서 생성된 안테나-간 간섭에 근사화된다. 디지털 심볼들(220)이 정정 인자들을 적용함으로써 수정된 이후, 인코더(225(2))는 수정된 디지털 심볼들을 인코딩하고, 이후 인코딩된 심볼들을 아날로그 베이스밴드 신호로의 변환을 위해 디지털-대-아날로그 변환기(DAC)(230(2))에 포워딩할 수 있다. 아날로그 베이스밴드 신호는 이후 적절한 변환기(235(2))에 의해 라디오 주파수 신호로 변환될 수 있다.

트랜시버 엘리먼트(205(1))의 간섭 소거 분기에서 생성된 라디오 주파수 신호는 트랜시버 엘리먼트(205(1))의 수신 분기에 제공되어, 안테나들(210(1-M))로부터의 전송에 의해 생성된 안테나-간 간섭을 소거하기 위해 사용될 수 있다. 예시된 실시예에서, 라디오 주파수 신호는 합산기(240)에 제공되는데, 이는 또한 안테나(210(1))에 의해 수신된 라디오 주파수 신호들을 수신한다. 따라서, 합산기(240)는 수신된 라디오 주파수 신호를 간섭 소거 분기에서 생성된 라디오 주파수 신호와 결합시킴으로써 수신된 라디오 주파수 신호들로부터 간섭을 소거하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 수신된 라디오 주파수 신호는 라디오 주파수 신호의 부정된 또는 반전된 버전과 결합되거나 합산되어 안테나들(210(1-K))로부터 수신된 라디오 주파수 신호들의 추정된 버전을 차감할 수 있다. 따라서, 예시된 실시예에서, 정정 인자들은 디지털 도메인에서 추정되고, 소거는 아날로그 도메인에서 수행된다. 그러나, 대안적인 실시예들은 아날로그 도메인에서 정정 인자들을 추정하기 위해 다른 회로를 사용할 수 있다.

간섭 소거에 후속하여, 나머지 수신된 라디오 주파수 신호는 라디오 주파수 신호를 베이스밴드 신호로 변환하기 위해 변환기(245)에 제공될 수 있다. 아날로그 베이스밴드 신호는 이후 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)(250)에 제공되어 베이스밴드 신호의 디지털 표현을 생성하는데, 이는 이후 수신된 신호를 디코딩하기 위해 디코더(250)에 제공된다. 일 실시예에서, 디코더(250)로부터의 피드백이 적응형 간섭 소거기(240)에 제공될 수 있고, 따라서, 적응형 간섭 소거기(240)는 정정 인자들의 추정들을 추가로 정제할 수 있다.

도 3a는 전이중 트랜시버 엘리먼트(300)의 제1 예시적인 실시예를 개념적으로 예시한다. 예시된 실시예에서, 전이중 트랜시버 엘리먼트(300)는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM)에 따라 동작하고, 따라서, 복수의 직교 서브캐리어들 상에서 신호들을 전송하기 위해 사용될 수 있다. 트랜시버 엘리먼트(300)는 순환기(302)를 사용하여 트랜시버 회로에 접속된 안테나(301)를 포함한다. 트랜시버 엘리먼트(300)는 도 1에 도시된 기지국(105)과 같은 기지국에서, 또는 도 2에 도시된 트랜시버(200)와 같은 전이중 트랜시버에서 구현되는 복수의 트랜시버 엘리먼트들 중 하나일 수 있다. 예시된 실시예에서, 트랜시버 엘리먼트(300)는 심볼들(305(1-K))을 대응하는 개수(K)의 사용자 장비 또는 무선-인에이블 단말들에 전송하기 위해 사용된다. 예시된 실시예에서, 트랜시버 엘리먼트(300)는 K개의 무선-인에이블 단말들에 전송하는 데 사용될 수 있는 M개의 기지국 안테나들 중 하나이다. 무선-인에이블 단말들 각각은 단일 안테나를 가지는 것으로 가정되지만, 본 개시내용의 이익을 가지는 당업자는 대안적인 실시예들이 하나 초과의 안테나를 갖는 무선-인에이블 단말들에 무선 접속성을 제공할 수 있다는 것을 이해해야 한다.

동작 시, 심볼들 각각의 디지털 표현들은 직렬-대-병렬 변환기(310) 및 이후 변조기(315)에 제공되어, 적절한 방식을 사용하여 심볼들을 변조하고 변조된 심볼들(q _kf )을 서브캐리어들에 매핑하며, f=1,2..., F이다. 일 실시예에서, 각각의 심볼q _kf 은 서브캐리어 f에 매핑되는 단말 k에 대한 QAM 심볼일 수 있다(여기서, 1≤k≤ K). 변조된 심볼들 q _kf 의 디지털 표현들은 적응형 간섭 소거기(320)에 제공될 수 있다. M-1개 안테나들에 이해 생성된 간섭 및 트랜시버 엘리먼트(300)의 전송 체인으로부터 트랜시버 엘리먼트(300)의 수신 체인으로의 신호 누설은 K개 단말들에 전송되는 심볼들 q _kf 의 선형 결합에 의해 표현될 수 있다. 단말들 1-K의 심볼들의 시퀀스는 예시된 실시예에서 Q ₁-Q _K 이다. 주어진 서브캐리어 f 및 안테나 m에 대해, 간섭 신호는 다음과 같이 기록될 수 있다.

수학식 (4)에서, q _1f-q _K _f 는 단말들 1, 2, ..., K에 각각 전송될 심볼들이다. 심볼들 q _1f-q _K _f 각각은 서브캐리어 f에 매핑된다. 서브캐리어 f 상에서 특정 안테나 y _mf 에서 수신된 신호는 L개 안테나들로부터 수신된 신호 y _u _, _mf 과 자기 간섭 y _I _, _mf 의 합산이다. 따라서,

예시된 실시예에서, y _u _, _mf 의 값은 파라미터들 a _mkf 의 세트를 추정함으로써 추정될 수 있다. 예를 들어, 파라미터들 a _mkf 의 세트의 값들은:

을 최소화함으로써 추정될 수 있다. 이러한 최소화는 전송된 신호 및 수신된 신호가 상관되지 않으므로 파라미터들 a _mkf 의 세트를 생성하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 수학식 (6)은 최소 평균 제곱 추정 방법을 사용하여 해결될 수 있다. 본원에 논의된 바와 같이, 일부 실시예들에서, 적응형 프로시져는 수신 체인으로부터 수신된 피드백에 기초하여 피드백 제어 메커니즘을 사용하여 정밀도를 미세-조정하기 위해 사용될 수 있다.

예시된 실시예에서, 적응형 간섭 소거기(320)는 각각의 서브캐리어 f에 대한 K개의 간섭 파라미터들 a _mkf 을 추정한다. 적응형 간섭 소거기(320)는 수신된 신호에 대한 소거가 이루어진 이후 나머지 신호로부터의 피드백에 기초하여 적응적으로 계산을 수행할 수 있다. 각각의 서브캐리어에 대한 간섭 파라미터들 a _mkf 은 이후 예를 들어, 곱셈기들(325)(도 3에서 오직 하나만 숫자로 표시됨)을 사용하여 변조된 심볼들 q _1f, q _2f ,..., q _K _f과 결합되어, 각각의 서브캐리어(f) 및 사용자(k)에 대한 수정된 변조된 심볼들을 생성할 수 있다. 각각의 서브캐리어에 대한 수정된 변조된 심볼들은, 예를 들어 가산기들(330)(도 3에서 오직 하나만 숫자로 표시됨)을 사용하여 결합될 수 있다. 결합된 심볼들은 고속 푸리에 역변환 엘리먼트(IFFT)(335)에 그리고 이후 아날로그 도메인으로의 변환을 위해 디지털 대 아날로그 변환기(340)에 제공될 수 있다. 결과적인 아날로그 베이스밴드 신호는 베이스밴드 대 라디오 주파수 변환기(345)를 사용하여 라디오 주파수 신호로 변환될 수 있다.

변환기(345)에 의해 생성된 라디오 주파수 신호는 안테나(301)에 의해 수신된 안테나-간 간섭 신호에 근사화될 수 있다. 따라서, 신호는 안테나(301)에 의해 수신된 신호들로부터 안테나-간 간섭을 소거하기 위해 사용될 수 있다. 예시된 실시예에서, 라디오 주파수 신호는 합산기(350)에 제공되며, 이는 또한 안테나(301)에 의해 수신된 라디오 주파수 신호들을 수신한다. 따라서 합산기(350)는 수신된 라디오 주파수 신호를 간섭 소거 분기에서 생성된 라디오 주파수 신호와 결합시킴으로써 수신된 라디오 주파수 신호들로부터 간섭을 소거하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 수신 라디오 주파수 신호는 라디오 주파수 신호의 부정 또는 반전된 버전과 결합되거나 합산되어 안테나(301) 또는 안테나 어레이 내의 다른 안테나들로부터 수신된 라디오 주파수 신호들의 추정된 버전을 차감할 수 있다. 따라서, 예시된 실시예에서, 정정 인자들은 디지털 도메인에서 추정되고, 간섭 소거는 아날로그 도메인에서 수행된다. 그러나, 대안적인 실시예들은 아날로그 도메인에서 정정 인자들을 추정하기 위해 다른 회로를 사용할 수 있다.

간섭 소거에 후속하여, 나머지 수신된 라디오 주파수 신호는 라디오 주파수 신호를 베이스밴드 신호로 변환하기 위해 변환기(355)에 제공될 수 있다. 아날로그 베이스밴드 신호는 이후 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)(360)에 제공되어 베이스밴드 신호의 디지털 표현을 생성하고, 이는 이후 고속 푸리에 변환 엘리먼트(FFT)(365)에 제공된다. 일 실시예에서, FFT(365)로부터의 피드백이 적응형 간섭 소거기(320)에 제공될 수 있고, 따라서, 적응형 간섭 소거기(320)는 정정 인자들의 추정들을 추가로 정제할 수 있다. 예를 들어, 피드백은 파일럿 신호들 또는 다른 신호들을 나타내는 신호들을 포함할 수 있고, 피드백은 따라서, 예를 들어, 안테나(301)와 무선 인에이블 단말들 중 하나 이상 사이의 환경에서의 분산으로 인해, 다중경로 효과들을 추정하고 그리고/또는 고려하기 위해 적응형 간섭 소거기(320)에 의해 사용될 수 있다.

예시적인 실시예에서, 변조된 심볼들 q _kf 의 디지털 표현들이 또한 트랜시버(300)의 전송 분기에 제공될 수 있다. 전송 분기는 변조된 심볼들 q _kf 을 프리코딩하기 위해 사용될 수 있는 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 사용되는 프리코더(370)를 포함한다. 각각의 서브캐리어에 대한 프리코딩 행렬들 h _mkf 은 이후, 예를 들어 곱셈기들(325)(도 3에서 오직 하나만 숫자로 표시됨)을 사용하여 변조된 심볼들 q _1f-q _K _f과 결합하여 각각의 서브캐리어(f) 및 사용자(k)에 대한 수정된 변조된 심볼들을 생성할 수 있다. 각각의 서브캐리어에 대한 수정된 변조된 심볼들은, 예를 들어, 가산기들(330)(도 3에서 오직 하나만 숫자로 표시됨)을 사용하여 결합될 수 있다. 결합된 심볼들은 고속 푸리에 역변환 엘리먼트(IFFT)(335)에, 그리고 이후 아날로그 도메인으로의 변환을 위해 디지털 대 아날로그 변환기(340)에 제공될 수 있다. 결과적인 아날로그 베이스밴드 신호는 베이스밴드 대 라디오 주파수 변환기(345)를 사용하여 라디오 주파수 신호로 변환될 수 있고, 라디오 주파수 신호는 순환기(302)를 통해 안테나(301)에 전달될 수 있다. 예시된 실시예에서, 따라서 트랜시버(300)는 전이중 모드에서 사용될 수 있고, 따라서 다운링크 심볼들은 하나 이상의 사용자들로부터의 업링크 신호들의 수신과 동시에 전송 체인을 사용하여 하나 이상의 사용자들에게 전송될 수 있다.

도 3b는 전이중 트랜시버 엘리먼트(375)의 제2 예시적인 실시예를 개념적으로 예시한다. 예시된 실시예에서, 전이중 트랜시버 엘리먼트(375)는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM)에 따라 동작하고, 따라서, 복수의 직교 서브캐리어들 상에서 신호들을 전송하기 위해 사용될 수 있다. 트랜시버 엘리먼트(375)는 트랜시버 엘리먼트(300)의 제1 예시적인 실시예와 동일한 엘리먼트들 중 다수를 공유하지만, 트랜시버 엘리먼트(375)의 제2 예시적인 실시예는 트랜시버 엘리먼트(300)의 제1 예시적인 실시예에 의해 사용되는 간섭 소거 경로와는 상이한 대안적인 간섭 소거 경로를 사용한다. 명료함을 관심에 두면, 공유된 기능 엘리먼트는 동일한 수치로 표시되며, 트랜시버 엘리먼트(300)의 제1 예시적인 실시예에서 대응하는 엘리먼트들과 동일한 방식으로 기능할 수 있다. 그러나, 본 개시내용의 이익을 가지는 당업자는 대안적인 실시예들이 본원에 기술된 기법들의 상이한 엘리먼트들을 구현하기 위해 기능 엘리먼트들의 상이한 조합들을 사용할 수 있음을 인지해야 한다.

제1 예시적인 실시예에 대해 본원에 논의된 바와 같이, 심볼들(305) 각각의 디지털 표현들은 직렬-대-병렬 변환기(310)에 그리고 이후 변조기(315)에 제공되어, 적절한 방식을 사용하여 심볼들을 변조하고 변조된 심볼들(q _kf )을 서브캐리어들에 매핑하며, f=1,2..., F이다. 디지털 표현들의 카피 또는 버전들은 트랜시버(375)의 전송 분기, 수신 분기, 및 적응형 간섭 소거 분기에 제공될 수 있다. 예시된 실시예에서, 적응형 간섭 소거기(320)는 각각의 서브캐리어 f에 대한 K개의 간섭 파라미터들 a _mkf 을 추정한다. 적응형 간섭 소거기(320)는 수신된 신호에 대한 소거가 이루어진 이후 잔여 신호로부터의 피드백에 기초하여 적응적으로 계산을 수행할 수 있다. 각각의 서브캐리어에 대한 간섭 파라미터 a _mkf 는 이후, 곱셈기들(325)을 사용하여 변조된 심볼들 q _1f-q _K _f과 결합되어, 각각의 서브캐리어(f) 및 사용자(k)에 대한 수정된 변조된 심볼들을 생성할 수 있다. 각각의 캐리어에 대한 수정된 변조된 심볼을은 예를 들어, 가산기들(330)을 사용하여 결합될 수 있다. 결합된 심볼들은 고속 푸리에 역변환 엘리먼트(IFFT)(335)에, 그리고 이후 아날로그 도메인으로의 변환을 위해 디지털 대 아날로그 변환기(380)에 제공되어 아날로그 베이스밴드 신호를 형성할 수 있다. DAC(380)는, DAC(380)로부터의 신호들이 트랜시버 엘리먼트(375)의 제2 예시적인 실시예의 수신 브랜치에 직접 제공되므로, 트랜시버 엘리먼트(300)의 제1 예시적인 실시예에 도시된 DAC(320)와는 상이하다. 따라서, DAC(380)의 구조는 DAC(320)의 구조와는 상이할 수 있다. 예시된 실시예에서, 간섭 소거 경로는 베이스밴드 대 라디오 주파수 변환기를 포함하지 않는다.

DAC(380)에 의해 생성된 아날로그 베이스밴드 신호는 안테나(301)에 의해 수신된 라디오 주파수 신호들을 사용하여 라디오 주파수 대 베이스밴드 변환기(355)에 의해 생성된 안테나-간 간섭 신호에 근사화될 수 있다. 따라서 아날로그 베이스밴드 신호는 안테나(301)에 의해 수신된 신호들로부터 안테나-간 간섭을 소거하기 위해 사용될 수 있다. 예시된 실시에에서, 아날로그 베이스밴드 신호가 합산기(385)에 제공되는데, 이는 또한 라디오 주파수 대 베이스밴드 변환기(355)에 의해 생성된 아날로그 베이스밴드 신호들을 수신한다. 따라서, 합산기(385)는 수신된 아날로그 베이스밴드 신호를 간섭 소거 분기에서 생성된 아날로그 베이스밴드 신호와 결합시킴으로써 수신된 아날로그 베이스밴드 신호들로부터 간섭을 소거하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 수신된 아날로그 베이스밴드 신호는 아날로그 베이스밴드 신호의 부정된 또는 반전된 버전과 결합되거나 합산되어 변환기(355)에 의해 생성된 아날로그 베이스밴드 신호들의 추정된 버전을 차감할 수 있다. 따라서, 예시된 실시예에서, 정정 인자들은 디지털 도메인에서 추정되고, 간섭 소거는 아날로그 도메인에서 수행될 수 있다. 그러나, 대안적인 실시예들은 아날로그 도메인에서 정정 인자들을 추정하기 위해 다른 회로를 사용할 수 있다.

간섭 소거에 후속하여, 나머지 수신된 라디오 주파수 신호는 라디오 주파수 신호를 베이스밴드 신호로 변환하기 위한 변환기(355)에 제공될 수 있다. 아날로그 베이스밴드 신호는 이후 아날로그-대-디지털 변환기(ADC)(360)에 제공되어 베이스밴드 신호의 디지털 표현을 생성하고, 이는 이후 고속 푸리에 변환 엘리먼트(FFT)(365)에 제공된다. 일 실시예에서, FFT(365)로부터의 피드백이 적응형 간섭 소거기(320)에 제공될 수 있고, 따라서, 적응형 간섭 소거기(320)는 정정 인자들의 추정들을 추가로 정제할 수 있다. 예를 들어, 피드백은 파일럿 신호들 또는 다른 신호들을 나타내는 신호들을 포함할 수 있고, 따라서 피드백은, 예를 들어, 안테나(301)와 무선-인에이블 단말들 중 하나 이상 사이의 환경에서의 분산으로 인한, 다중 경로 효과들을 추정하고 그리고/또는 고려하기 위해 적응형 간섭 소거기(320)에 의해 사용될 수 있다.

예시된 실시예에서, 변조된 심볼들 q _kf 의 디지털 표현들이 또한 트랜시버(375)의 전송 분기에 제공될 수 있다. 전송 분기는 변조된 심볼들 q _kf 을 프리코딩하기 위해 사용될 수 있는 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 사용되는 프리코더(370)를 포함한다. 각각의 서브캐리어에 대한 프리코딩 행렬들 h _mkf 은 이후 예를 들어, 곱셈기(325)를 사용하여 변조도니 심볼들 q _1f-q _K _f과 결합되어 각각의 서브캐리어(f) 및 사용자(k)에 대한 수정된 변조된 심볼들을 생성할 수 있다. 각각의 서브캐리어에 대한 수정된 변조된 심볼들은, 예를 들어, 가산기들(330)을 사용하여 결합될 수 있다. 결합된 심볼들은 고속 푸리에 역변환 엘리먼트(IFFT)(335)에, 그리고 이후 아날로그 도메인으로의 변환을 위한 디지털 대 아날로그 변환기(340)에 제공될 수 있다. 결과적인 아날로그 베이스밴드 신호는 베이스밴드 대 라디오 주파수 변환기(345)를 사용하여 라디오 주파수 신호로 변환될 수 있고, 라디오 주파수 신호는 순환기(302)를 통해 안테나(301)에 전달될 수 있다. 예시된 실시예에서, 트랜시버(375)는 전이중 모드에서 사용될 수 있고, 따라서 다운링크 심볼들은 하나 이상의 사용자들로부터의 업링크 신호들의 수신과 동시에 전송 체인을 사용하여 하나 이상의 사용자들에 전송될 수 있다.

도 3a-3b에 도시된 설계의 실시예들은 q _kf 가 주어진 안테나 m에서 공지되어 있기 때문에 분산 방식으로 구현될 수 있다. 결과적으로, 도 3a-3b에 도시된 설계의 실시예들은 켤레 빔형성 프레임 워크 내에서 적절하게 작용할 수 있다. 예시된 실시예에서, 적응형 간섭 소거기(320)는 디지털 도메인에서 a _mkf 를 결정하지만, 소거는 아날로그 도메인에서 이루어진다. 대안적인 실시예들에서, 아날로그 회로는 아날로그 도메인에서 a _mkf 를 추정하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 예시된 실시예에서, 단일 RF 아날로그 신호는 수신 체인에서 간섭을 소거하기 위해 사용된다. 이 설계는 결과적으로 매우 스케일링 가능하다. 명료함을 관심에 두면, 청구된 발명 대상과 관련되지 않은 트랜시버들(300, 375)의 엘리먼트들은 도 3a-3b에 도시되지 않는다. 예를 들어, 병렬 대 직렬 변환기는 DAC 및 IFFT 사이에서 구현될 수 있다. 또다른 예를 들면, 순환 전치 삽입 컴포넌트가 트랜시버 엘리먼트들(300, 375)에 포함될 수 있다.

도 3a-3b에 도시된 설계의 실시예들은 종래의 구현보다 다수의 장점들을 가질 수 있다. 예를 들어, 종래의 간섭 소거 기법들은 M-1개의 라디오 주파수 아날로그 신호들을 반전시키고, 이후 M-1개의 안테나들과 고려중인 안테나 사이의 채널을 표현하거나 추정하기 위해 적절한 지연 및 감쇠를 적용할 필요가 있다. 지연 및 감쇠를 획득하기 위해, M-1개 안테나들 및 고려 중인 안테나 m 사이의 채널이 추정되어야 한다. 추가로, M-1개 라디오 주파수 아날로그 신호와 소거를 위해 사용되는 합산기 또는 간섭 소거기 사이의 유선 채널은 양호한 정확도로 추정되어야 한다. 안테나 m이 또한 M-1개 안테나들 각각으로부터 전송된 신호를 알 필요가 있다는 점에 유의한다. 결과적으로, 종래의 방식은 분산 설계가 아니다. 또한, 적어도 2M-2개 파라미터들은 종래의 방식으로 추정될 필요가 있으며, 이것은 본원에 기술된 기법들의 실시예에서, 각각의 서브캐리어에 대한 K개의 간섭 파라미터들만을 추정한다. 또한, 종래의 방식은 M-1개의 아날로그 신호 반전기들(예를 들어, balun들)을 요구한다.

통상적인 셀룰러 전송을 위해, 전송된 신호의 최대 전력은 수신된 신호의 최소 강도보다 80 내지 120 dB 더 높을 수 있다. 예를 들어, 열잡음은 -174 dBm/Hz이다. 10 MHz 채널에 대해, 열잡음 전력은 -104 dBm이다. 또한 3dB까지의 추가적인 잡음이 존재할 수 있다. 신호가 잡음보다 10dB 더 높아야 하는 경우, 디코딩을 위한 최소 신호 전력은 -91 dBm일 것이다. 종래의 기지국에 대해, 전송된 전력은 20W일 수 있다. M-1개 안테나들 각가 및 고려 중인 안테나 m 사이에 10 dB 감쇠가 존재할 수 있다. 따라서, 수신된 신호 전력은 약 33 dBm일 것이고, 따라서, 소거 이득은 33+91=124 dB보다 더 커야 한다. P _ref 를 종래의 기지국의 기준 전력, 예를 들어, 20W라고 하자.

반면, 다수의 안테나들을 가지는 안테나 어레이를 구현하는 기지국의 전체 전력은 P _tt = P _ref /M일 수 있다. 일 실시예에서, 각각의 안테나의 전력은 P _ant = P _ref /M ²이다. 다른 M-1개 안테나의 전송으로부터 K개의 단말로 안테나 m에서 수신된 신호는 이제 다음과 같을 수 있다:

여기서, h _mlf 가 서브캐리어 f에 대한 기지국 안테나 m 및 l 사이의 채널이고, s _lf 는 서브캐리어 f에서 안테나 l의 전송된 신호이다. 전송된 신호는 다음에 의해 주어질 수 있다:

이 공식에서, h _lkf 는 서브캐리어 f에서 기지국 안테나 l 및 단말 k 사이의 채널이고, q _kf 는 단말 k에 대한 심볼이다. 수신된 자기 간섭 신호는 이후:

에 의해 주어질 수 있다. 수신된 자기-간섭 신호에 대한 기여도

가 코히어런트하게 가산되지 않으므로, 자기-간섭 신호는 M의 제곱근에 비례하여 증가한다. 따라서, 전체 수신된 자기-간섭 전력은 P _ref /M이다. 안테나들의 수가 M=100인 경우, 안테나 어레이는 종래의 기지국들에 대해 20 dB의 이득을 제공할 수 있다. 안테나 어레이에 의해 달성된 이득은 안테나들의 수에 따라 증가하며, 일 실시예에서, 본원에 기술된 다중 안테나 시스템은 10logM의 추가 이득을 달성할 수 있다.

본원에 기술된 기법들의 실시예들은 아날로그 도메인에서 자기-간섭을 소거하기 위해 적응형 간섭 소거를 사용한다. 일부 실시예들에서, 간섭 소거 방식은 추가적인 디지털 소거를 수행함으로써 다중 경로 나머지 자기 간섭을 다룰 수 있다. 더불어, 아날로그 소거 및 디지털 소거는 70 dB 이득을 달성할 수 있다. M=100인 경우, 다수의 안테나들 및 안테나 어레이를 사용함으로써 초래되는 20 dB의 추가 이득이 존재할 수 있다. 따라서, 본원에 기술된 시스템들의 실시예는 90dB의 이득을 달성할 수 있다. 본원에 기술된 기법들의 실시예들의 하나의 장점은 이득이 안테나들의 수의 증가에 따라 증가한다는 점이다. 요구되는 이득은 따라서 안테나 어레이 내의 충분한 수의 안테나들을 구현함으로써 달성될 수 있다. 또한, 본원에 기술된 기법들의 대안적인 실시예들을 사용하여 달성될 수 있는 추가적인 이득의 2개의 다른 소스들이 존재할 수 있다. 먼저, 단말 전송 전력들이 안테나들의 수에 대해 비례하여 스케일링하지 않는 경우, 아날로그 소거 이후 신호에 대해 단말들로부터 수신된 신호 전력은 다수의 안테나들을 가지는 안테나 어레이가 사용될 때 훨씬 더 높아질 수 있다. 결과적으로, 디지털 소거는 추가적인 이득을 제공할 수 있다. 두번째로, 더 양호한 안테나 분리가, 예를 들어, 금속을 사용하여 안테나들을 차폐함으로써 또는 지향성 안테나들을 사용함으로써 달성될 수 있다. 일 실시예에서, 이들 기법들로부터의 추가적인 이득들은 30 dB의 갭을 만회할 수 있다.

예시된 실시예에서, 안테나 어레이는 예를 들어, 채널 추정을 위해 역방향 링크 파일럿을 사용한다. 도 4에 도시된 바와 같이, 전체 신호-대-잡음비(SNR)(400)는 MP _r P _f 에 비례하며, 여기서 P _r 은 역방향 링크 파일럿 전력이고, P _f 는 순방향 링크 안테나 전송 전력이고, M은 안테나들의 개수이다. 이러한 전력 제한 때문에, 일부 실시예들에서, 동작 전력은, 다수의 안테나 이득들이 기지국들 및 무선-인에이블 단말들 모두에 대해 전이중 전송을 지원할 수 있도록 선택될 수 있다. 그러나, 일부 경우들에서, 전송 엔티티들 모두에 대한 전이중 전송을 지원하는 동작점이 이용가능하지 않을 수 있다. 최적의 동작점이 특정 실시예들에 대해 존재하지 않는 경우, 무선-인에이블 단말들의 일부 또는 전부는 반이중으로 동작해야 할 수 있다. 예를 들어, 기지국은 전이중으로 계속 동작할 수 있고, 따라서, 기지국은 동시에 다운링크 신호들을 전송하고 무선-인에이블 단말들 중 적어도 일부로부터 업링크 신호들을 수신할 수 있다. 그러나, 개별 무선-인에이블 단말들은 반이중 모드에서 동작해야 할 수 있고, 따라서, 이들은 업링크 신호들을 전송하거나 기지국으로부터 다운링크 신호들을 수신한다.

무선-인에이블 단말들 중 일부 또는 전부가 반이중으로 동작하는 경우, 임의의 주어진 시간에 단말들의 한 부분은 전송중일 것이고 단말들의 다른 부분은 수신중일 것이다. 기지국은 송신기 송신 단말들과 수신 단말들 사이의 간섭을 최소화하거나 감소시키도록 송신기 세트 및 수신기 세트를 선택함으로써 전송을 스케쥴링할 수 있다. 일 실시예에서, 반이중 무선-인에이블 단말들의 스케쥴링은 이들 단말들의 위치 및/또는 단말들로부터의 신호의 도착각과 같은 하이 레벨 정보를 사용하여 용이해질 수 있다. 예를 들어, 기지국은 다수의 사용자들 또는 무선-인에이블 단말들의 위치들을 표시하는 정보에 기초하여 다수의 안테나들로부터의 전송을 위해 다수의 사용자들에 대한 패킷들을 스케쥴링할 수 있다. 이 정보는 다수의 안테나들로부터 수신된 업링크 신호들을 사용하여 획득될 수 있다. 사용자로부터 상이한 안테나들에서 수신된 신호들 사이의 상대적 지연들은 신호의 도착각을 결정하기 위해 사용될 수 있다. 따라서, 다수의 사용자들의 패킷들은 상이한 사용자들로부터의 신호들의 도착각들 사이의 각도 차이에 기초하여 스케쥴링될 수 있다. 또다른 예를 들어, 안테나들에서 수신된 신호들의 신호 강도들은 기지국으로부터 사용자들까지의 거리들을 추정하기 위해 사용될 수 있다. 다수의 사용자들로부터의 패킷들은 거리들 사이의 차이들에 기초하여 스케쥴링될 수 있다. 또한, 도착각 정보, 거리 정보, 및 다른 위치 정보의 다양한 기능적 조합들은 또한 패킷들을 스케쥴링하기 위해 사용될 수 있다.

도 1을 다시 참보하면, 무선 통신 시스템(100)의 실시예들은 종래의 시스템들에 대해 다수의 장점들을 가질 수 있다. 예를 들어, 단일 셀 근사화가 안테나 어레이(110)의 수집 셀 용량을 분석하기 위해 사용될 수 있다. 기지국(105)의 예시된 실시예는 T개의 심볼들을 포함하는 하나의 슬롯 내에서 K개의 단말들(120)을 서빙하는 M개의 안테나들을 포함한다. 예시된 실시예에서, 시간 슬롯은 업링크 파일럿 전송 및 다운링크 데이터 전송을 위해 사용될 수 있다. 직교 파일럿 시퀀스들의 지속기간은 t이며, 여기서, K ≤ t ≤ T이다. 전파 행렬은 독립적인 레일리 페이딩을 포함하며, 전파 계수는 공지되어 있지 않다. 예상되는 업링크 신호-대-잡음비(SNR)는 ρ_r로 표기되고 예상되는 다운링크 SNR은 ρ_f로 표기된다. SNR은 단일 안테나 전송 및 단일 안테나 수신에 대해 본원에서 정의된다. 순시적 수집 용량(비트/심볼) C는 다음과 같이 하한되는 것으로 보여질 수 있다:

수학식(10)의 관계식은 증가하는 M, 또는 더 많은 안테나들(110)을 가지는 것이 셀의 용량을 증가시킴을 보여준다. 따라서 큰 M은 곱 ρ_rτ의해 측정된 바와 같은 열악한 품질 채널 추정에 대해서 뿐만 아니라 ρ_f에 의해 측정된 바와 같이 감소한 전체 전송 전력에 대해 보상할 수 있다. 반면, 동시에 서비스되는 단말들의 수 K를 증가시키는 것은, 업링크 파일럿 신호들을 송신하기 위해 요구되는 시간량이 K에 비례하므로, 적어도 부분적으로 셀 용량을 반드시 증가시키지 않을 수도 있다.

수학식(10)에서의 관계식은 동일한 수집 용량이, 다수의 안테나들(110)을 포함하는 것, 또는 큰 M이 더 적은 수의 안테나들(예를 들어, M≤4) 또는 단일 안테나를 포함하는 시스템에 대해, 더 작은 전체 전송 전력(ρ_f)을 가지고 달성되도록 함을 보여준다. 매우 큰 M을 가지고, 기지국(105)은 더 적은 개수의 안테나들(예를 들어, M≤4)을 포함하는 종래의 기지국에 대해 요구되는 전체 전송 전력보다 더 낮은 정도의 크기인 전체 전송 전력을 가지고 더 높은 수집 용량을 달성할 수 있다. 또한, 종래의 기지국 안테나는 20 내지 40 와트의 요구되는 전송 전력을 전달하기 위해 높은 출력 전력 증폭기를 사용한다. 높은 출력 전력 증폭기는 매우 높은 전력을 소모하며, 추가 전력을 소모할 뿐만 아니라 추가 용적(real estate)을 취하는 냉각 장비를 요구한다. 일부 종래의 추정들에 따라, 냉각은 종래의 기지국의 동작 비용의 약 50%에 기여할 수 있다. 반면, 안테나들(110)과 같은 안테나 어레이의 실시예가 훨씬 더 낮은 전력 요건들, 예를 들어, 수 와트 또는 수십분의 일 와트의 전력 요건을 가질 수 있다는 점을 참작한다. 결과적으로, 기지국(105) 및/또는 안테나들(110)은 어떠한 냉각 장비도 요구하지 않을 수 있고, 유사하거나 훨씬 더 높은 용량을 서빙하는 종래의 기지국보다 훨씬 더 낮은 동작 비용을 가질 수 있다.

기지국(105) 및 안테나 어레이(110)의 실시예들이 또한 스펙트럼 및 에너지 효율성들 간의 매우 유용한 절충들을 지원할 수 있다. 예를 들어, 다운링크를 사용하면, 스펙트럼 효율성은 데이터를 전송하는데 소모된 시간의 일부와 같은 인자(1-t/T)·C를 포함함으로써, 전체 수집 스루풋에 의해 측정될 수 있다. 다운링크 에너지 효율성은 C/ρ_f에 의해 측정될 수 있다. 따라서, ρ_f를 변경시킴으로써, 기지국(105)은 다운링크 스펙트럼 효율성 및 에너지 효율성 사이의 유연한 절충을 가능하게 한다. 유사한 절충이 업링크 전송들에 대해 존재한다. 이러한 유연성은 셀의 상이한 로딩들에 대해 조절하기 위해 사용될 수 있다. 예를 들어, 스펙트럼 효율성은 셀의 높게 로딩된 기간에서 선호되고, 에너지 효율성은 약간 로딩된 기간 동안 선호된다.

도 5는 상대적인 에너지 효율성과 M = 100개의 서비스 안테나, K = 1개 단말(곡선 510), 및 K>1(곡선 515)에 대한 스펙트럼 효율성 사이의 절충을 예시하는 시뮬레이션의 결과들(500)을 도시한다. 수직축은 상대적 에너지 효율성을 표시하고, 수평축은 스펙트럼 효율성을 표시한다. 결과(500)는 에너지 효율성을 순방향 파일럿을 가지는 종래의 단일-안테나 링크를 포함하는 기준 시나리오의 양에 대해 계산된 상대적 양으로서 도시한다. 전송은 (500 마이크로초 슬롯 지속기간 및 4.76 마이크로초의 채널 지연-확산에 대응하는) T=98개의 심볼들로 구성된 슬롯에서 발생한다. 업링크의 예상된 SNR은 0 dB(ρ_r = 1)이고, 기준 시나리오에 대해, 다운링크의 예상된 SNR은 10 dB이다. 별표(505)는 2.55 비트/심볼의 스펙트럼 효율성 및 1의 상대적 에너지 효율성을 가지는 기준 시나리오에 대응한다. 곡선(510)은 스펙트럼 효율성을 제약으로서 가정하여 계산되었고, 전체 다운링크 전력 ρ_f에 대한 제약을 받기 쉽다. 시간 기간 1 ≤ t ≤ T 내의 트레이닝의 양은 에너지 효율성을 최대화하도록 조정되었다.

유사한 최적화가 제약 K ≤ t ≤ T를 받도록 최적화할 추가 파라미터(K)를 가지고 곡선(515)을 산출하였다. 곡선들 상의 포인트들은 전체 다운링크 전력을 표시하는데, 예를 들어, 10 dB는 기준 시나리오에서 사용되는 동일한 전력에 대응한다. 도 5의 도식들은 M-100개 서비스 안테나들이 기준 시나리오에 비해 복사 에너지 효율성에서 100배 개선들을 획득함을 보여준다. K = 1개 단말에 대해, 이것은 기준 시나리오에 비해 100의 인자에 의해 전력을 감소시키는 동시에, 상당한 스펙트럼 효율성을 유지함으로써 달성될 수 있다. K > 1개 단말들에 대해, 이것은 10의 인자에 의해 전력을 감소시키고 8의 인자에 의해 스펙트럼 효율성을 증가시킴으로써 달성된다. 동작점을 변경시키는 능력 - 요구될 때 고에너지 효율성 및 저 스펙트럼 효율성이 낮고 반대로 요구될 때 높음 - 은 서비스 제공자들에게 매력이 있어야 한다.

개시된 발명 대상 및 대응하는 상세한 설명의 일부가 소프트웨어, 또는 알고리즘 및 컴퓨터 메모리 내에 데이터 비트들에 대한 동작들의 심볼적 표현의 견지에서 제시될 수 있다. 이들 기재들 및 표현들은 당업자가 다른 당업자에게 자신의 작업물을 효과적으로 전달하는 것이다. 알고리즘은, 용어가 본원에 사용되는 바와 같이, 그리고 일반적으로 사용되는 바와 같이, 원하는 결과를 초래하는 단계들의 자기-일치 시퀀스인 것으로 예상된다. 단계들은 물리적 수량들의 물리적 조작들을 요구하는 것이다. 일반적으로, 그러나 필수적이지는 않도록, 이들 수량들은 저장되고, 전달되고, 결합되고, 비교되고, 다른 방식으로 조작될 수 있는 광학, 전기 또는 자기 신호들의 형태를 취한다. 때때로, 원리상 공통적 사용의 이유로, 이들 신호들을 비트, 값, 엘리먼트, 심볼, 문자, 항목, 수 등으로 지칭하는 것이 편리한 것으로 판명되었다.

그러나, 이들 및 유사한 항목들 모두가 적절한 물리적 수량과 연관될 것이며, 단지 이들 수량에 적용된 편리한 라벨들임을 염두에 두어야 한다. 다른 방식으로 구체적으로 언급되지 않는 한, 또는 논의로부터 명백한 바와 같이, "프로세싱하는" 또는 "컴퓨팅하는" 또는 "계산하는" 또는 "결정하는" 또는 "디스플레이하는" 등과 같은 용어들은, 컴퓨터 시스템의 레지스터들 및 메모리들 내에서 물리적, 전자적 수량으로서 표현되는 데이터를 컴퓨터 시스템 메모리들 또는 레지스터들 또는 다른 이러한 정보 저장, 전송 또는 디스플레이 디바이스들내의 물리적 수량으로서 유사하게 표현되는 다른 데이터로 조작하고 변환하는, 컴퓨터 시스템 또는 유사한 전자 컴퓨팅 디바이스의 동작 및 프로세스들을 지칭한다.

또한, 개시된 발명 대상의 소프트웨어 구현 양상들이 통상적으로 일부 형태의 프로그램 저장 매체 상에서 인코딩되거나 일부 타입의 전송 매체를 통해 구현된다는 점에 유의한다. 프로그램 저장 매체는 자기적(예를 들어, 플로피 디스크 또는 하드 드라이브)이거나 광학적(예를 들어, 컴팩트 디스크 판독 전용 메모리, 또는 "CD ROM")일 수 있고, 판독 전용 또는 랜덤 액세스일 수 있다. 유사하게, 전송 매체는 트위스티드 와이어 페어들, 동축 케이블, 광섬유, 또는 당해 기술분야에 공지된 일부 다른 적절한 전송 매체일 수 있다. 개시된 발명 대상은 임의의 주어진 구현예들의 이들 양상에 의해 제한되지 않는다.

위에 개시된 특정 실시예들은 단지 예시적인데, 왜냐하면, 개시된 발명 대상이 상이한, 그러나 본원의 교시의 이익을 가지는 당업자에게 명백한 등가적 방식으로 수정되고 구현될 수 있기 때문이다. 또한, 하기 청구항들에 기술된 것이 아닌, 본원에 도시된 구성 또는 설계의 상세항목들에 대해 어떠한 제한도 의도되지 않는다. 따라서, 위에 개시된 특정 실시예들이 변형되거나 수정되며, 모든 이러한 변형들이 개시된 발명 대상의 범위 내에 있는 것으로 간주된다는 점이 명백하다. 따라서, 본원에서 추구되는 보호범위는 하기 청구항에서 설명되는 바와 같다.

Claims

복수의 안테나들을 포함하는 안테나 어레이 내의 안테나에 대해, 복수의 서브캐리어들 각각 상에서 상기 안테나에서 수신된 아날로그 신호들을 사용하여 간섭 파라미터들을 추정하는 단계 ― 각각의 간섭 파라미터는 상기 복수의 서브캐리어들 중 하나 상에서 복수의 사용자들 중 하나에 전송되는 복수의 심볼들 중 하나와 연관됨 ― ; 및
상기 추정된 간섭 파라미터들을 사용하여 상기 복수의 서브캐리어들 상에서 상기 안테나에 의해 수신된 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하는 단계
를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 간섭 파라미터들을 추정하는 단계는 상기 안테나에서 수신된 아날로그 신호들과 상기 간섭 파라미터들과 대응 심볼들의 곱들 간의 차이들을 최소화하기 위해 상기 간섭 파라미터들을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 안테나에 의해 수신된 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하는 단계는 상기 안테나에 의해 수신된 라디오 주파수 신호 또는 베이스밴드 신호로부터 간섭을 소거하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하는 단계 후에 상기 아날로그 신호들을 디지털 신호들로 변환하는 단계를 더 포함하고, 상기 간섭 파라미터들을 추정하는 단계는 상기 디지털 신호들에 기초하여 상기 간섭 파라미터들을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 복수의 서브캐리어들 상에서 상기 안테나에 의해 수신된 상기 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하는 단계와 동시에 공중 인터페이스를 통한 전송을 위해 상기 복수의 심볼들을 프리-코딩하는 단계, 및 전이중 모드(full-duplex mode)에서 상기 복수의 심볼들을 전송하고, 동시에 전이중 모드에서 전송하는 상기 복수의 사용자들로부터 업링크 신호들을 수신하는 단계를 포함하는 방법.
제5항에 있어서,
전이중 모드에서 상기 복수의 심볼들을 전송하고 동시에 반이중 모드(half-duplex mode)에서 전송하는 상기 복수의 사용자들의 서브세트로부터 업링크 신호들을 수신하는 단계, 및 사용자 간 간섭 또는 사용자의 위치들의 추정 중 적어도 하나에 기초하여 반이중 모드에서의 수신 또는 전송을 위해 상기 사용자들의 서브세트들을 스케쥴링하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 안테나 어레이 내의 각각의 안테나에 대해 간섭 파라미터들을 추정하는 단계 및 상기 추정된 간섭 파라미터들을 사용하여 상기 안테나 어레이 내의 상기 복수의 안테나들에 의해 수신된 아날로그 신호들로부터 간섭을 소거하는 단계를 포함하는 방법.
복수의 안테나들을 포함하는 안테나 어레이 내의 안테나에 커플링되어 통신하도록 구성되는 트랜시버로서, 상기 트랜시버는 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 따른 방법을 구현하도록 구성가능한 트랜시버.
복수의 트랜시버들을 포함하고,
상기 복수의 트랜시버들 각각은 안테나 어레이 내의 복수의 안테나들 중 하나에 커플링되어 통신하도록 구성되고, 각각의 트랜시버는 제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 따른 방법을 구현하도록 구성가능한 시스템.